PL189085B1

PL189085B1 - Sposób transmisji danych cyfrowych, z wieloma nośnymi, oraz urządzenie do realizacji tego sposobu

Info

Publication number: PL189085B1
Application number: PL98341061A
Authority: PL
Inventors: Klaus Dosert; Torsten Waldeck
Original assignee: Abb Patent Gmbh
Priority date: 1997-12-15
Filing date: 1998-11-10
Publication date: 2005-06-30
Also published as: EP0924911B1; ATE200372T1; DE59703301D1; WO1999031852A1; ES2158435T3; AU2152699A; PT924911E; EP0924911A1; HUP0001735A3; NZ337975A; GR3036099T3; NO996185L; DK0924911T3; PL341061A1; SK186799A3; ZA989762B; NO996185D0; BR9813621A; HUP0001735A2; CN1282480A

Abstract

1. Sposób transm isji danych cyfrowych, z wie- loma nosnymi, szczególnie poprzez systemy roz- dzielcze energii elektrycznej, w którym transmituje sie informacje za pom oca szybkich zm ian czestotliwosci ze stala faza i za pom oca przetw arzania symboli, znam ienny tym, ze ze strum ienia danych do trans- misji przydziela sie kom binacje Id(N ) bitów danych do N symboli, z których kazdy symbol jest zlozony z N postaci sygnalu o róznych czestotliwosciach, po stronie odbiorczej stosuje sie 2N cyfrowych dopa- sowanych filtrów dzialajacych równolegle do jedno- czesnego niekoherentnego optym alnego odbioru wszystkich N postaci sygnalu w kazdym przypadku stosowanych do reprezentacji symbolu i tworzy sie cyfrowa num eryczna w artosc odpow iadajaca danej energii ksztaltu sygnalu jako w artosc korelacji dla kazdej z N postaci sygnalu, przeprow adza sie proces wazenia 1 skalowania N w artosci korelacji przez porównanie z dowolnie w ybieranym progiem, oraz dodaje sie do siebie N wartosci korelacji tworzacych symbol i tworzy sie odpow iednia w artosc symbolu. Fig . 1 PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób transmisji danych cyfrowych, z wieloma nośnymi, oraz urządzenie do realizacji tego sposobu, zwłaszcza przy szybkiej i niezawodnej transmisji informacji cyfrowej, szczególnie poprzez systemy rozdzielcze energii elektrycznej, przy użyciu wielu postaci sygnału, korzystnie ortogonalnych.

Od grudnia 1991 roku obowiązuje standard EN 50 065, który ma status standardu niemieckiego. Standard ten reguluje wykorzystanie pasma częstotliwości 3 kHz ... 148,5 kHz do celów transmisji sygnałów w systemach rozdzielczych energii elektrycznej. W tym standardzie dostępne pasmo dzieli się w zasadzie na dwa zakresy: zakres częstotliwości 3 kHz ... 95 kHz jest zarezerwowany dla użyteczności publicznej, gdzie dopuszczalne są amplitudy transmisji do maksymalnie 134 dbpV. Pozostały zakres częstotliwości 95 kHz ... 148,5 kHz jest dostępny dla użytkownika prywatnego bez wymagań licencyjnych, ale nie można przekroczyć amplitudy transmisji 116 dbjiV. Ten raczej niski poziom transmisji (mniejszy niz 1 V) towarzyszy wąskiemu dostępnemu pasmu. Standard EN 50 065-1 tworzy wysokie wymagania co do sposobów i urządzeń do transmisji informacji odpornej na interferencję poprzez elektryczne linie zasilające. Z powodu ograniczenia amplitudy, sposoby transmisji, które zawsze mogą wykorzystać pełną amplitudę, mają największe szanse powodzenia.

Obecnie systemy z wąskim pasmem, a także z szerokim pasmem, modulacją z rozciąganiem pasma, które są opisane na przykład w opublikowanych dokumentach DE-A 1-44 23 978, DE-A 1-43 23 376, DE-C2-40 01 265, DE-C2-40 01 266, EP-B1-0 200 016 i EP-B1-0 199 148,

189 085 stosuje się do transmisji informacji poprzez elektryczne systemy zasilania. Sposób, który jest prawdopodobnie najprostszy technicznie i który zawsze może wykorzystać pełną dopuszczalną amplitudę to FSK (kluczowanie z przesuwem częstotliwości). Fakt, że FSK jest prosty do zrealizowania jest z pewnością decydującą przyczyną faktu, że większość systemów dostępnych obecnie na rynku do transmisji informacji poprzez systemy elektryczności działa przy pomocy FSK. Wady FSK stają się bardziej widoczne w praktycznym zastosowaniu podczas licznych prób polowych i zgodnie z aktualnymi oszacowaniami trzeba powiedzieć, że niezawodność odpowiednia dla usług wszelkich typów, które przedsiębiorstwa użyteczności publicznej zamierzają zaoferować poprzez swoje systemy w przyszłości, nie zostanie uzyskana przy pomocy FSK. Zasadniczym problemem FSK jest to, że transmisja zupełnie zawodzi gdy zostanie zakłócona nawet pojedyncza częstotliwość nośna, albo wskutek selektywnego tłumienia, które może wystąpić o dowolnym czasie w dowolnym punkcie w kanale transmisji ze zmiennością w czasie, albo wskutek wąskopasmowego źródła interferencji w postaci telewizora albo źródła zasilania typu wyłączanego. Sposoby z rozciąganiem pasma, jak na przykład przeskakiwanie pasma (FH), które umożliwiają wiele typów zmiany częstotliwości, mogą być tutaj rozwiązaniem, patrz na przykład opublikowany dokument DE-A1-44 23 978. Chociaż złożoność jest większa w porównaniu z systemem FSK, jest możliwa do zniesienia dzięki postępom w nowoczesnej elektronice. Tym niemniej, praktyczna realizacja aktualnie stosowanych metod FH dotychczas nie wychodziła poza etap próbny, w szczególności rynek nie dostarczył dotychczas żadnych działających systemów. Chociaż technika FH w zasadzie jest w stanie rozwiązać wszystkie problemy zaobserwowane w praktyce w FSK, nadal istnieją decydujące wady w sposobie i realizacji technicznej, które w ostatecznej analizie są prawdopodobnie przyczyną, dla której systemy z elastycznym wykorzystaniem pewnej liczby częstotliwości nośnych wysyłanych kolejno w czasie dotychczas były stosowane niezdecydowanie.

Istotną wadą przy zmianie z FSK na FH jest to, że trzeba zwiększyć częstotliwość odcinania dla tej samej szybkości transmisji netto (porównaj opublikowany dokument DE-A 1-44 23 978). Przy częstotliwości odcinania 1200 s‘^l, system FSK osiąga więc na przykład szybkość transmisji 1200 bitów/s, natomiast system FH z czterema nośnymi na bit może na przykład zaoferować 300 bitów/s. Aby uzyskać taką samą szybkość transmisji w FH, wymagana byłaby częstotliwość odcinania 4800 s'¹. Prowadzi to do zwiększenia złożoności w generowaniu sygnału i przetwarzaniu w każdym przypadku, ale zwłaszcza w synchronizacji odbiornika, który musi stać się dokładniejszy o czynnik równy cztery.

Wynalazek opiera się na przedstawieniu sposobu z wieloma nośnymi, za pomocą którego można znacznie ograniczyć podane wady i można uzyskać szybką transmisję odporną na interferencję. Dodatkowo podaje się urządzenie do realizacji sposobu.

Cel ten uzyskuje się sposobem przetwarzania symboli z wieloma nośnymi, mającym cechy podane w zastrzeżeniu 1. Korzystne rozwinięcia i urządzenie do realizacji sposobu są podane w dalszych zastrzeżeniach.

Wynalazek jest opisany bardziej szczegółowo, z podanym poniżej wyjaśnieniem rozwiązania według wynalazku, podstawowych idei i ilustracyjnych przykładów wykonania na załączonym rysunku, na którym fig. 1 przedstawia ogólny układ modemu, fig. 2 - system mikrokomputerowy do realizacji pewnej liczby bloków funkcyjnych z fig. 1, a fig. 3 - reprezentację dla wyjaśnienia korzystnego sposobu synchronizacji, którą można wykorzystać w sposobie według wynalazku.

Zaletą sposobu przetwarzania symboli z wieloma nośnymi jest między innymi to, że zawsze wykorzystuje się stałą amplitudę sygnału i przez to występuje optymalne wykorzystanie energetyczne zasobów kanałowych, przy spełnieniu odpowiednich standardów. W poniższym tekście urządzenie zwane modemem (skrót od modulator/demodulator) zostanie zastosowane jako przykład do,opisania wynalazku. Taki modem stosuje się do dwukierunkowej transmisji informacji cyfrowej poprzez systemy rozdzielcze energii elektrycznej. Transmisja danych jest w każdym przypadku odporna na interferencję na liniach dostarczania energii elektrycznej i umożliwia niezawodną szybką komunikację pomimo niekorzystnej transmisyjnej charakterystyki tych linii. Ponadto możliwa jest jednoczesna aktywność pewnej liczby modemów w tym samym systemie energetycznym bez wzajemnej interferencji (wielokrotny dostęp do tego samego pasma częstotliwości).

189 085

Wyprodukowanie i wykorzystanie obwodu zintegrowanego specyficznego dla zastosowania z mieszanymi funkcjami analogowymi i cyfrowymi (ASIC sygnału mieszanego) są korzystne dla realizacji sposobu.

Tak więc generowanie sygnału na końcu nadawczym i korelacyjne przetwarzanie na końcu odbiorczym aż do decyzji bitowej może następować z dużą precyzją i dokładnym odtwarzaniem na bazie cyfrowej. Dostępna jest właściwie nieograniczona różnorodność kształtów sygnału bez zmian sprzętu, wraz z możliwością swobodnego wyboru różnych szybkości transmisji i zakresów częstotliwości w obrębie szerokich zakresów. Te funkcje cyfrowe znajdujące się w ASIC nie mogą być zrealizowane w inny sposób w aktualnym stanie techniki, nawet przy użyciu najbardziej skomplikowanych cyfrowych programowalnych procesorów sygnału. Dodatkowo, ASIC zawiera funkcje analogowe do wzmacniania i filtrowania odebranego sygnału i do konwersji analogowo-cyfrowej oraz konwersji cyfrowo-analogowej na końcu nadawczym, czyli zespoły funkcyjne, które w zasadzie nie są zawarte w standardowym procesorze sygnału. Wzmacnianie odebranego sygnału jest regulowane automatycznie w taki sposób, że przetwornik analogowo-cyfrowy działa zawsze w korzystnym zakresie roboczym.

Wynalazek opiera się na następujących rozważaniach:

Jeżeli stosuje się N częstotliwości nośnych w systemie FH, można je zastosować do utworzenia N! (N silnia = N(N-1) (N-2) ... 1) różnych kombinacji, które w poniższym tekście będą zwane symbolami. Tak więcN=3 częstotliwości może przedstawiać 6 symboli, N=5 daje już 1)0. 6 symboli przy N=3 będzie w stanie przesyłać [Id(6)] = ) bity, natomiast można już uzyskać [Id (1)0)] = 6 bitów przy N=5. Jednak w „zwykłym” FH nie wykorzystuje się tych możliwości, a oblicza tylko dwa symbole (kombinacje), co odpowiada zawartości informacyjnej 1 bitu - patrz na przykład opublikowany dokument DE-A1-44 )3 978. W zwykłej technologii FH powoduje to redundancję, która na przykład czyni transmisję odporną na niepowodzenie na poszczególnych zakresach częstotliwości. Powstająca wada jest oczywista: szybkość transmisji spada wraz z liczbą zastosowanych częstotliwości nośnych. W podstawowej idei prowadzącej do niniejszego wynalazku unika się tej wady związanej z szybkością i jednocześnie gwarantuje się nieograniczenie, że u-trzymana zostaje odporność na interferencję, która jest właściwa zasadzie FH. Porównanych zostanie kilka przykładów, aby bardziej dokładnie wyjaśnić ten zasadniczy aspekt wynalazku:

Jeżeli stosuje się trzy częstotliwości nazywane f, f) i f3 dla N=3, uzyskuje się następujące 6 symboli S1 ... Sć, które można wykorzystać na różne sposoby:

Numer symbolu	Sekwencja częstotliwości	Technika FH	Przetwarzanie symbolu
S1	f 1 f) f3	0	00
S)	f f3 f)	-	01
S₃	f) f, f3	-	10
S4	f) f3 f 1	-	11
S5	f3 f f)	1	-
Sć	f3 f) f	-	-

Tabela 1: Technika FH i przetwarzanie symboli dla N=3 częstotliwości nośne W kolumnie techniki FH, od razu widoczna jest duża liczba niewykorzystanych symboli, co jednak zapewnia odporność. Jednak sama liczba niewykorzystanych symboli nie jest wcale jedyną miarą uzyskiwanej odporności na interferencję, czynnikiem decydującym jest natomiast liczba odcinków z różną częstotliwością w symbolach stosowanych do reprezentowania informacji. Widać, że symbole Sji S5, oznaczone odpowiednio przez 0 i 1, różnią się w kolumnie techniki FH na wszystkich trzech odcinkach i dlatego mogą być bardzo łatwo oddzielone w odbiorniku. Przy rozważeniu kolumny „przetwarzania symbolu” widać, że tylko symbole S1 i S4 oznaczone odpowiednio przez 00 i 11 oraz 01 i 10 odpowiadające S2 i S3 różnią się na wszystkich trzech odcinkach, natomiast kombinacje 00 i 01 albo 00 i 10 różnią się

189 085 tylko w dwóch odcinkach. Fakt ten niekorzystnie wpływa na odporność na interferencję. Gdyby trzeba było zastosować wszystkie 6 symboli dla transmisji informacji, istniałby jeden różny odcinek w każdym przypadku jako kryterium decyzyjne, w rezultacie transmisja nie byłaby już bardziej niezawodna niz w przypadku FSK, ponieważ niepowodzenie na jednej częstotliwości prowadziłoby do błędu. Powyższa tabela pokazuje, że zastosowanie trzech częstotliwości nośnych oczywiście nie prowadzi do korzystnego rozwiązania. Jeżeli natomiast rozwazy się sekwencję czterech częstotliwości, która daje 24 symbole, z których jednak tylko dokładnie cztery różniące się na wszystkich czterech odcinkach stosuje się do transmisji informacji patrz tabela 2,

Sekwencja częstotliwości	Symbole danych
f, f f3 U	00
t* t* f4 ti	01
f f4 f 1 f2	10
f f, f2 fj	11

Tabela 2: Optymalne przetwarzanie symbolu przy N=4

Zostałaby uzyskana ta sama odporność na interferencję co przy standardowej technice FH, ale ponieważ każdy z pokazanych symboli reprezentuje teraz dwa bity danych, uzyskuje się podwojoną szybkość transmisji. Pokazana zasada może być stosowana nie tylko dla N=4, ale zawsze gdy dokładnie N z możliwych N! symboli stosuje się do reprezentowania informacji. W tej sytuacji jest korzystne, jeżeli N jest potęgą 2, ponieważ Id(N) daje wtedy w wyniku całkowitą liczbę bitów. Jeżeli Id(N) nie jest liczbą całkowitą, zawsze zastosować można następną najmniejszą liczbę całkowitą, czyli użyteczna szybkość transmisji netto jest zmniejszona. Po N=4, użyteczne znowu byłoby N=8 i w tym układzie można przesyłać 4 bity z każdym używanym symbolem, wykorzystując 8 z 8! możliwych symboli. Dla praktycznego zastosowania w systemach rozsyłania energii system oparty na 4 częstotliwościach nośnych będzie bezbłędnie oferował odpowiednią odporność na interferencję, aby zagwarantować nowe usługi planowane przez przedsiębiorstwo użyteczności publicznej z dużą niezawodnością. Jak widać z tabeli 2, do trzech z czterech sekwencji nośnych może być nieprawidłowych w przypadkach granicznych, nie powodując błędu bitowego. W porównaniu z FSK, gdzie nieprawidłowość pojedynczej częstotliwości prowadzi do błędu, jest to znaczącym postępem. Przy użyciu zwykłego FH potrzebne byłoby 7 częstotliwości nośnych, a szybkość transmisji netto spadłaby do Ml częstotliwości odcinania. Sposób według wynalazku zapewnia tę samą odporność na interferencję ze stosunkiem szybkości transmisji do częstotliwości odcinania równym 1/2.

Praktyka wykazała, że przy lepszym wyborze częstotliwości nośnych prawdopodobieństwo, że dwie z nich będą nieprawidłowe jednocześnie wskutek tłumienia albo interferencji, jest wyjątkowo małe. Przypadek, ze stanie się tak dla trzech nośnych może zostać właściwie wyeliminowany. Jednak błąd pojedynczej nośnej jest obserwowany względnie często.

Wybór N-4 częstotliwości nośne jest z pewnością korzystny dla praktycznej realizacji sposobu według wynalazku. Przykład wykonania opisany w poniższym tekście opiera się więc na N=4.

Idea cyfrowa z dużym stopniem integracji ma decydujące znaczenie dla niedrogiej realizacji z bezbłędnym odtwarzaniem. Ponadto jest korzystne, jeżeli możliwa jest auapiacja uo różnych typów zadania bez zmiany sprzętu i jeżeli można zintegrować dużą część analogowych części obwodu wymaganych dla zbudowania całego modemu. Przykład wykonania przedstawiony w poniższym tekście stanowi uniwersalne korzystne rozwiązanie.

Początkowym punktem rozwazań jest transmisja informacji cyfrowej, która jest odwzorowana na sekwencje częstotliwości (symbole) według tabeli 2. Podczas okresu T_s symbolu częstotliwość transmisji w tym przykładzie zmienia się nagle cztery razy. Im większe wybierze się N, tym bardziej odporna na interferencję może być transmisja informacji, jednak również

189 085 wzrasta złożoność systemu. Z przyczyn podanych już powyżej N=4 cztery różne i odpowiednio wybrane częstotliwości jest odpowiednie dla większości zastosowań niniejszego wynalazku. Odpowiedni wybór oznacza, że używane częstotliwości są rozłożone w dostępnym paśmie transmisji w taki sposób, że silne selektywne tłumienie albo silne wąskopasmowe źródło interferencji nie może wpływać jednocześnie na dwie albo więcej częstotliwości. Aby odpowiednio dokonać tego wyboru, potrzebne jest odpowiednie doświadczenie, które trzeba uzyskać przez obszerne badanie sieci (przeglądy sieci), próby polowe i teoretyczne modelowanie sieci na podstawie wyników pomiarów.

Pasmo częstotliwości od 3 kHz do 95 kHz, czyli szerokość pasma B = 92 kHz, jest dostępne w systemie rozdzielczym przedsiębiorstwa użyteczności publicznej dla transmisji informacji zgodnie ze standardem europejskim EN 50 065-1. Jeżeli na przykład trzeba transmitować informację cyfrową z szybkością transmisji netto (szybkością bitową) ro-1200 bitów/s za pomocą sposobu przetwarzania symboli z wieloma nośnymi, gdzie istnieje N=4 przeskoki częstotliwości nośnej podczas okresu symbolu T_s, szybkość przeskoku częstotliwości h = 2400 s‘ *. Odwrotność T=l/h szybkości przeskoku częstotliwości określa długość trwania przedziału czasowego, podczas którego jedna z N częstotliwości jest transmitowana w każdym przypadku. Teoria komunikacji mówi, że w obrębie szerokości pasma częstotliwości B = 92 kHz i z szybkością przeskoku częstotliwości h=2400 s'i jednocześnie transmituje się maksymalną liczbę [B/h] = [92000/2400] = 38 kształtów sygnału, w każdym przypadku z przesunięciem częstotliwości o 2400 Hz i można je wykryć bez błędów i bez wzajemnej interferencji w odbiornikach, które mogą wykonać korelacyjne przetwarzanie sygnału - patrz również opublikowany dokument DE-A 1-44 23 978.

Tak więc możliwe byłoby jednoczesne sterowanie do [38/4]=9 modemami przy pomocy opisanego typu sposobów przetwarzania symboli z wieloma nośnymi, bez wzajemnej interferencji na sieci rozdzielczej energii elektrycznej, na przykład pomiędzy stacją transformatorową i podłączonymi gospodarstwami domowymi. Decydującym założeniem jest nie tylko bardzo precyzyjne generowanie sygnału, ale również precyzyjne wstawianie wszystkich sygnałów transmisyjnych do globalnego wzorca czasowego i idealne korelacyjne przetwarzanie sygnału w sekcji odbiorczej każdego modemu.

Precyzyjne generowanie sygnału transmisyjnego jest nie tylko wymagane przy gęstym przydzielaniu kanałów, ale jest również korzystne w przypadku pojedynczego połączenia „punkt do punktu”. Jest również ważne, aby wszystkie sygnały pochodziły od ustalonej i w dużym stopniu stałej częstotliwości podstawowej, a gdy częstotliwość ta się zmieni, nie było nieciągłości fazy, ale występowało ciągłe przejście fazowe. Natomiast częstotliwość musi się zmieniać nagle, czyli bez procesu przejściowego. Ciągłe przejście fazowe jest wymagane w każdym przypadku, aby były spełnione ścisłe wartości graniczne dla interferencji pozapasmowej zgodnie ze standardem EN 50 065-1 z obsługiwaną złożonością filtra.

Jak we właściwie wszystkich systemach transmisyjnych wysokiej jakości, przede wszystkim wymagana jest synchronizacja z generowaniem sygnału i przetwarzaniem sygnału w systemie przetwarzania sygnału z wieloma nośnymi. Synchronizacja odebranego sygnału z sygnałem odniesienia występującym lokalnie w odbiorniku jest potrzebna zwłaszcza w przypadku odbioru korelacyjnego. W przypadku sposobu przetwarzania symboli z wieloma nośnymi, ten sygnał odniesienia pochodzi od syntezatora częstotliwości. Podczas transmisji potrzebny jest również zsynchronizowany syntezator częstotliwości, którego sygnały wyjściowe przenoszące informacje są doprowadzane do systemu zasilania. W systemach działających na elektrycznych liniach przesyłowych problem synchronizacji można rozwiązać prosto i niedrogo przy pomocy przemiennego napięcia systemowego - patrz na przykład EP-B1-200 016, EP-B1-0 199 148 i EP-B1-0507 087. W znajdującej się niżej części tego opisu zostanie przedstawiona korelacyjna synchronizacja, która jest niezależna od napięcia zasilania i którą korzystnie uzyskuje się bezpośrednio ze sposobu przetwarzania symboli z wieloma nośnymi według wynalazku.

Sprzęt znanych urządzeń nadawczych i odbiorczych do transmisji informacji w elektrycznych systemach rozdzielczych nie umożliwi zastosowania sposobu przetwarzania symboli z wieloma nośnymi. Po opisaniu sposobu podaje się więc urządzenie w kontekście niniejszego wynalazku, które zawiera wszystkie zasadnicze części do syntezy sygnału transmisyjnego

189 085 i do korelacyjnego przetwarzania odebranego sygnału dla sposobu przetwarzania symboli z wieloma nośnymi. Nowe urządzenie zawiera sekcje analogową i cyfrową i z pominięciem kilku elementów może być zintegrowane w jedną całość, przy czym odpowiednia jest technologia CMOS. Uzyskuje się maksymalny stopień elastyczności w odniesieniu do wyboru częstotliwości (położenia stosowanych częstotliwości w obrębie dopuszczalnego pasma transmisji).

Urządzenie nadawcze w modemie ze sposobem przetwarzania symboli z wieloma nośnymi do transmisji informacji cyfrowych poprzez elektryczne linie przesyłowe ma zadanie precyzyjnego generowania wielu sygnałów mających względnie bliskie sąsiednie częstotliwości z dokładnym taktowaniem. W związku z tym musi być możliwa szybka zmiana częstotliwości z ciągłością fazy w zależności od informacji do wysłania bez występowania przejścia podczas procesu. Urządzenia skonstruowane w technologii analogowej nie mogą spełnić powyższych wymagań i dodatkowo nie są elastyczne co do zmian częstotliwości.

Urządzenie odbiorcze modemu musi być w stanie idealnie izolować sygnały mające sąsiednie częstotliwości o nieznanych zależnościach fazowych. W tym celu potrzebne jest zgodne filtrowanie środkami korelacyjnymi w pewnej liczbie gałęzi odbiornika, które działają równolegle. Zasada korelacji jest odpowiednio dobrze znana ze standardowej literatury. Aktywny korelator, który ogólnie składa się z układu mnożącego i integratora staje się zgodnym filtrem, na przykład dla postaci sygnału z okresem odcinkowym Tc, jeżeli stosuje się synchronizację do zapewnienia, że integrator jest ustawiony na zero na końcu każdego przedziału odcinkowego po spróbkowaniu wartości całkowanej podczas okresu odcinkowego dla późniejszego przetwarzania i zachowaniu jej w razie potrzeby. W technologii analogowej złożoność takiego obwodu byłaby niedopuszczalnie wysoka, ponieważ oddzielny odbiornik kwadraturowy nieczuły na fazę byłby potrzebny dla każdej częstotliwości nośnej - porównaj również opublikowany dokument DE-A 1-44 23 978. Tak więc wykonanie odbiornika opartego na sposobie przetwarzania symboli z wieloma nośnymi z N=4 częstotliwościami wymaga 8 oddzielnych korelatorów. Takich struktur nie uzyskiwano dotychczas i dlatego nie ma na rynku elementów sprzętowych do realizacji sposobów z wieloma nośnymi, które są w dużym stopniu odporne na interferencje, chociaż nie brakuje dla nich zastosowań.

Wynalazek po raz pierwszy dostarcza podstawę sprzętową dla prostej i powtarzalnej produkcji modemów dla sposobów przetwarzania symboli z wieloma nośnymi, a przemysłowa produkcja seryjna umożliwi uzyskanie ciągłego spadku kosztów wraz ze wzrostem produkcji. Wynalazek pomaga więc w uzyskaniu przełomu w szerokim zastosowaniu transmisji danych odpornej na interferencje w systemach elektryczności, szczególnie w Europie, gdzie obowiązują ścisłe ograniczenia EN 50 065-1. Dotychczas na rynku europejskim nie było modemów, które działają bezbłędnie, zgodnie ze sposobem zwykłej modulacji albo w technologii z wieloma nośnymi do transmisji danych w elektrycznych systemach rozdzielczych.

Zostanie teraz opisany przykład wykonania wynalazku w odniesieniu do figur 1 i 2 rysunku. Dla przejrzystości i w celach ilustracyjnych, rozważona zostanie transmisja informacji cyfrowych (czyli strumienia losowych kolejnych bitów „H” i „L”) mająca stałą szybkość transmisji danych rD=l/Tą~1200 bitów/s przy użyciu 4 ortogonalnych kształtów sygnału o różnej częstotliwości z okresem odcinkowym Tc=Tb/2. Dlatego jest to system przetwarzania symboli z wieloma nośnymi, w którym N=4. Zmiana na inne wartości N mające znaczenie techniczne może Być dokonana przez znawcę w odniesieniu do tekstu.

Odbiór niekoherentny jest regułą w elektrycznych systemach rozdzielczych, dlatego osiem korelatorów działających równolegle jest wymaganych w odbiorniku dla N=4. Jeżeli Tc=Tb/2, uzyskuje się częstotliwość odcinania h=2400 s*¹. Na przykład w paśmie częstotliwości 9,6 kHz ... 148,8 kHz można znaleźć 60 częstotliwości, które, oddzielone w każdym przypadku o 2400 Hz, tworzą zbiór częstotliwości ortogonalnych, gdzie całkowita liczba okresów w każdym przypadku mieści się w okresie odcinania Tc. Przy częstotliwości próbkowania 600 kHz potrzeba maksymalnie 125 próbek do Bezbłędnej reprezentacji. Z powodu odbioru niekoherentnego, potrzeba 8 wartości odniesienia dla każdej próbki odebranego sygnału, tak że wymagana jest częstotliwość zegara f_m=4,8 MHz do wysyłania próbek sygnałów odniesienia.

W przypadku sposobu przetwarzania sygnału z wieloma nośnymi, można uzyskać optimum co do odporności na interferencję i jednocześnie bezbłędność manipulowania, jeżeli częstotliwości, na których rozprowadza się informacje użytkowe, są oddalone możliwie najbardziej.

189 085

Wtedy jest nieprawdopodobne, ze pewna liczba częstotliwości będzie podlegała jednocześnie temu samemu tłumieniu i/lub interferencji. Na przykład dla systemu z N=4, odpowiedni jest następujący dobór częstotliwości:

f.	f2	fj	U
52 800 Hz	62 400 Hz	72 000 Hz	86 400 Hz

Tabela 3: Przykład ustalania częstotliwości dla N=4

Figura 1 pokazuje ogólny układ modemu, którego działanie zostanie opisane szczegółowo w poniższym tekście, zaczynając od gałęzi odbiorczej. Z systemu zasilania 1 odbierany sygnał przechodzi poprzez sprzęgacz 2 do filtra pasmowo-przepustowego 3, który przepuszcza zakres czterech żądanych częstotliwości fi ... U, ale w miarę możliwości blokuje pozostały zakres częstotliwości. Izolowanie napięcia zasilania i innych częstotliwości niskich jest juz w dużym stopniu obsługiwane przez sprzęgacz, który działa jak filtr górnoprzepustowy. Za nim znajduje się urządzenie do automatycznej kontroli wzmocnienia, składające się z trzech roboczych stopni wzmacniających 4, 5, 6, których wzmocnienie można ustawić cyfrowo poprzez zintegrowany system mikrokontrolerowy 15. Wzmocniony odebrany sygnał przechodzi do przetwornika analogowo-cyfrowego 7, który dostarcza próbki cyfrowe do systemu przetwarzania symboli 8, którego wyniki są przyjmowane i dalej przetwarzane przez zintegrowany system mikrokontrolerowy 15. Na koniec system mikrokontrolerowy 15 dostarcza z jednej strony dane wysłane i odebrane tutaj poprzez interfejs szeregowy, a z drugiej strony oblicza wzmocnienie do ustawienia dla tych trzech roboczych stopni wzmacniających 4, 5 i 6. Specjalną ich funkcją jest to, że dwa z trzech wzmacniaczy są „regulowane szybko”, natomiast trzeci jest regulowany najwyżej czynnikiem równym 2 na poszczególnych symbolach. Wzmacniacz szybko regulowany ma zadanie szybkiej reakcji na nagłe znaczne zmiany kanału, natomiast wzmacniacz regulowany powoli jest przeznaczony tylko do kompensowania niewielkich wahań. Algorytm sterujący, który jest korzystnie zrealizowany w postaci oprogramowania w systemie mikrokontrolerowym 15 zawsze próbuje ustawić szybkie wzmacniacze na największe możliwe wartości wzmocnienia, tak że dostępny jest duży margines reakcji przy szybkich zmianach kanału. Estymator poziomu, który dostarcza podstawę do obliczania poprawek wzmacniacza do systemu mikrokontrolerowego 15 jest skonstruowany jako obwód uśredniający w sprzęcie cyfrowym i jest elementem systemu przetwarzania symboli 8. Estymator poziomu odbiera Z cyfrowych wartości x(k) odebranego sygnału i stosuje je do wyznaczenia szacowanej wartości ź k=l w każdym przypadku gdy upłynął okres symbolu. Stosunek pomiędzy oszacowaną wartością x_Sch i wartością nominalną x_son dostarcza podstawę do generowania poleceń przełączających dla regulacji wzmocnienia przez system mikrokontrolerowy 15. Maksymalne łączne wzmocnienie zmienia się od 1 ... 4096, przy czym każdy z trzech stopni wzmacniających można wyregulować na wartości 1, 2, 4, 8 albo 16.

Następnym zespołem funkcyjnym w systemie przetwarzania symboli 8, który zostanie opisany szczegółowo w odniesieniu do fig. 2 w następnej sekcji wykonuje przetwarzanie sygnału transmisyjnego, przy czym cyfrowy strumień danych do wysłania, który osiąga system mikrokontrolerowy ze źródła danych, jest przetwarzany w taki sposób, że próbki postaci sygnału do wysłania są dostarczane bezpośrednio do przetwornika cyfrowo-analogowego 12. Sygnał transmisyjny przetwornika cyfrowo-analogowego jest filtrowany w dolnoprzepustowym filtrze odzyskującym 11 i po wzmocnieniu w stopniu wyjściowym transmisji 10 jest dostarczany do systemu zasilania 1 poprzez sprzęgacz nadawczy 9. Bloki funkcyjne 13 i 14 stosuje się do synchronizacji transmisji danych z przemiennym napięciem zasilającym. W tym procesie przeprowadzana jest bardzo dokładna detekcja przejścia przez zero w zasilaniu w bloku funkcyjnym 13 i jednocześnie informacja o przejściu przez zero w zasilaniu jest izolowana co do prądu stałego od systemu zasilania za pomocą optoizolatora. W bloku 14 zrealizowana jest pętla fazowa (PLL), za pomocą której wahania wysokiej częstotliwości wszelkiego typu są

189 085 usuwane z informacji o przejściu przez zero w zasilaniu, tak że na koniec stabilny sygnał synchronizacyjny o stromym zboczu jest dostarczany na wejście przerywające systemu mikrokontrolera 15. Synchronizacja z zasilającym prądem przemiennym nie jest ogólnym optymalnym rozwiązaniem, dlatego poniżej zostanie opisane korzystne rozszerzenie wynalazku, które realizuje korelacyjny typ synchronizacji i dlatego uzyskuje idealną synchronizację nawet bez zasilającego napięcia przemiennego.

Schemat blokowy pokazany na fig. 2 pokazuje zintegrowany system mikrokomputerowy, który zawiera bloki funkcyjne 7, 8, 12 i 15 z fig. 1. W rzeczywistej konstrukcji pełnego systemu przetwarzania symboli z wieloma nośnymi korzystne jest zintegrowanie wszystkich zespołów funkcyjnych z fig. 1 w jedną całość w postaci ASIC mieszanego sygnału z wyjątkiem sprzęgaczy 2, 9 i wzmacniacza transmisyjnego 10. W tym punkcie rozważona zostanie tylko sekcja pokazana na fig. 2, ponieważ nadaje się lepiej do wyjaśnienia zasadniczych funkcji według wynalazku niż rozszerzony i przez to względnie skomplikowany łączny obwód.

Na fig. 2 filtrowany i wzmocniony odbierany sygnał odizolowany od systemu zasilania osiąga najpierw przetwornik analogowo-cyfrowy 21. Ponieważ odbiór niekoherentny jest regułą w elektrycznych systemach rozdzielczych jak wyjaśniono powyżej, N=4 wymaga ośmiu korelatorów działających równolegle w odbiorniku. Z powodu odbioru niekoherentnego, potrzeba 8 wartości odniesienia dla każdej próbki odebranego sygnału. Przy częstotliwości próbkowania 600 kHz potrzeba maksymalnie 125 próbek na częstotliwość, tak że przy częstotliwości zegara fm=4,8 MHz, wymagana jest pamięć na 2000 próbek do wysłania próbek sygnałów odniesienia.

W poniższym tekście odebrany sygnał przekształcony na cyfrowy jest oznaczony przez E(iTa), gdzie iT_a jest czasem dyskretnym, z i = 0, 1, 2... Każda z cyfrowych próbek E(iT_a) odebranego sygnału jest mnożona przez osiem próbek sygnału odniesienia R(iTa+vTa/8), z v = 0 ... 7, z postaci pamięci 214 na kształty sygnału albo próbki w cyfrowym układzie mnożącym 22. Osiem iloczynów pomocniczych jest następnie całkowanych w okresie kształtu sygnału Tc (okresie odcinania), czyli jest dodawanych do siebie cyfrowo w oddzielnych akumulatorach. Według fig. 2 te akumulatory są korzystnie zrealizowane jak następuje: sumator 23 można połączyć z ośmioma rejestrami 24 ... 29, 210, 211 znajdującymi się za nim, oraz przełącznikiem 212, tworząc strukturę pierścienia. Na początku odbioru kształtu sygnału, przełącznik 212 jest w pozycji II na okres ośmiu cykli zegara o częstotliwości fm, czyli struktura pierścienia jest otwierana tak, że zera przechodzą do wejścia sumatora 23, natomiast drugie wejście otrzymuje kolejno osiem wyników mnożenia E(iTa)*R(iTa+vTa/8), z v=0 ... 7, z układu mnożącego 22. Stosuje się następującą korelację:

R(iTa+0*Ta/8)ssinusowy odcinek próbkowy f (składowa synfazowa dla odcinka f)

R(iTa+1*Ta/8)=sinusowy odcinek próbkowy f2 (składowa synfazowa dla odcinka f2)

R(iTa+2*Ta/8)=sinusowy odcinek próbkowy f3 (składowa synfazowa dla odcinka £3)

R(iTa+3*Ta/8)ssinusowy odcinek próbkowy f4 (składowa synfazowa dla odcinka f4)

R(iTa+4*Ta/8)=kosinusowy odcinek próbkowy f (składowa kwadraturowa dla odcinka fi)

R(iTa+5*Ta/8)s=kosinusowy odcinek próbkowy f2 (składowa kwadraturowa dla odcinka f2)

R(iTa+6*Ta/8)=kosinusowy odcinek próbkowy f3 (składowa kwadraturowa dla odcinka f3)

R(T! a+7*Ta/8j=kosinusowy odcinek próbkowy f4 (składowa kwadraturowa dla odcinka f'4)

Po upłynięciu 8 cykli zegarowych częstotliwości fm, rejestry 24 ... 29, 210, 211 zawierają następujące wyniki:

Rejestr —>

24	25	26	27	28	29	210	211
Q4	Q3	Q2	Q.	I4	I3	I2	I.

gdzie Ij jest składową synfazową, a Qj jest składową kwadraturową odcinka mającego częstotliwość fj, gdzie j=1 ... 4.

Ponieważ i=0, na początku kształtu sygnału obowiązuje:

Q4(0)=E(0)*R(0+7*Ta/8)+0,

Q3(0)=E(0)*R(0+6*Ta/8)+0,

189 085

Q 2 (0)=E(0)*R(0+5*Ta/8)+0,

Qi(0)=E(0)*F(((^^4t*T_a/8)+0, l4(0)=E(0)*R(0+3*T_a/8)+0, i₃(0)=E(0)*R(0+2*Ta/8)+0,

I₂(0)=E(0)*R(0+1 *Ta/8)+0, (0^(0^0+0^1/,/8)-00.

Dodanie 0 uzyskuje się, ponieważ struktura pierścienia jest otwierana przez przełącznik 212. Po upłynięciu wspomnianych wyżej ośmiu cykli zegara o częstotliwości f_m, przełącznik 212 przełącza się w położenie I, czego wynikiem jest opisana struktura pierścienia, w której zawartość rejestru 21 dochodzi teraz do sumatora 23. Przeprowadzane są teraz operacje arytmetyczne, które następująco zbierają zawartości rejestrów 24 ... 29, 210, 211:

Rejestr 24 Q,(i) = ECLtJ · R^ii; + Ε(ξΤ.) · R^T_a + ⁷-~)

Rejestr 25 Q₅{i) = E{iT.) · R^iT. + E<&T_a) · R^T_a + 6

Rejestr 26 Q,(i) = E(iT.) · R^iT_a + + £ Ε(ξΤ„) · R^T_a + 5

Rejestr

Q₃(i) = E(iT_a) ·

I₄(i) = E(iT_a) ·

I₃(i) = E(iT_a) ·

210 I,(i) = E(iT_a)

211 IJi) = E(iT_a)

Rl iT_a + + Σ Ε(ξΤ„) · RUT. + 4 ^T’ ę-o

RUT. + —) + Σ ^EW ’ ^RU^T. ^{+ 3}' 8 2 ... \ ę-o

Rl iT. + Ε(ξτ.) · rI ξΤ. +2 θ ' {-o • ^R(^iT- ⁺ ur) ⁺ Σ ^EW · ^Rfa> ^{+ 1}T n o / ą._o V o • ^R(iT_a + ^) + Σ ^EW · ψ^τ. + ⁰

Zakładając, że kształt sygnału ma okres odcinkowy T_c=N*Ta, żądane osiem składowych sygnału uzyskuje się w rejestrach 24 ... 29, 210, 211 z fig. 2 po i-N cyklach zegara o częstotliwości f_m, czyli po 8 *N cyklach zegara o częstotliwości fm:

24	225	26	27	28	29	210	111
Q4	q₃	Q2	Qi	U	Ii	2₂	1

Dla następującej teraz decyzji co do symbolu, najpierw potrzebne jest geometryczne dodanie składowych sygnału Ij, Q, zgodnie z zasadą odbiornika kwadraturowego:

^I21+Q; b₂ = 7*2 + <2 ; b₃ = i23+Q23; B« = Io 24 ;

skąd uzyskuje się wartości B1 ... B4.

Chociaż operacje arytmetyczne podnoszenia do kwadratu i obliczania pierwiastka kwadratowego można uzyskać bez problemu za pomocą sprzętu cyfrowego, złozoność jest znaczna, szczególnie przy dużym zakresie dynamicznym. Dlatego w niniejszym wynalazku korzystnie stosuje się następujące przybliżenie:

Bj « max{lj,Qj} + (j/ + 1// · , które daje równoważne wyniki przy znacznie mniejszej złożoności. W tej sytuacji trzeba dodać większą wartość korelacji Ij albo Q składowej sygnału w każdym przypadku do mniejszej pomnożonej przez (1/4+1/8). Potrzebne w tym celu proste operacje arytmetyczne i logiczne są zrealizowane w bloku funkcyjnym 215, drugim przełączniku 216 i zestawie rejestrów

189 085 wartości bezwzględnych )17. Po upłynięciu okresu odcinania, przełącznik )1) zmienia się na położenie II dla dokładnie ośmiu cykli zegara, tak że osiem wartości korelacji przechodzi do bloku )15. Cztery pierwsze z nich (I ... I4) są bezpośrednio przesuwane do zestawu rejestrów wartości bezwzględnych )17. Przełącznik )1) jest teraz z powrotem w położeniu 1, tak że wartości korelacyjne następnego kształtu sygnału mogą się zebrać w rejestrach )4 ... )9, )10, )11. Teraz zamykany jest drugi przełącznik )16 w celu dalszego obliczenia wartości bezwzględnych Bj zgodnie z powyższą regułą arytmetyczną, tak ze cztery wartości I1 ... I4 są kolejno przekazywane z powrotem do bloku funkcyjnego )15, gdzie każdy z nich jest porównywany z odnośną wartością kwadraturową Q1 ... Q4 nadal przechowywaną w bloku )15. W każdym przypadku ustala się większą wartość i przesuwa do zbioru rejestrów wartości bezwzględnych )17.

Mniejsze wartości korelacyjne w każdym przypadku są teraz dzielone przez cztery, albo odpowiednio przez osiem, przez przesunięcie w prawo o dwie, albo odpowiednio trzy, pozycje bitowe w bloku funkcyjnym )15 i wyniki się dodaje. Dla końcowego dodania według powyzszej reguły arytmetycznej, maksymalne wartości przechowywane w zestawie rejestrów wartości bezwzględnych )17 przekazuje się z powrotem poprzez drugi przełącznik )16 do bloku funkcyjnego )15 w celu dodania do minimalnych wartości skalowanych w każdym przypadku przez (1/4+1/8) i wyniki przesuwa się do zestawu rejestrów wartości bezwzględnych )17, gdzie dostępne są teraz cztery żądane wartości bezwzględne Bj, za pomocą których można następnie podjąć decyzję co do symbolu.

Zgodnie z tabelą ) decyzja co do symbolu może nastąpić w każdym przypadku po upłynięciu czterech przedziałów odcinkowych. W tym celu trzeba dodać wartości bezwzględne z B1 ... B4 z zestawu rejestrów )17 w czterech kolejnych przedziałach odcinkowych zgodnie z następującym układem i przechować wyniki w czterech rejestrach symbolicznych )19 ... ))).

Przeć	ział odcinkowy nr
1	1	3	4		Rejestr symboliczny	Symbol danych
B1 +	B) +	B3 +	B4 +	Σ =>		00
B) +	B3 +	B4 +	B1 +	Σ =>		01
B3 +	B4 +	B1 +	B) +	Σ =>		10
B4 +	B1 +	B) +	B3 +	Σ =>	)19	11

Tabela 4: Obliczanie wartości symboli

Potrzebne operacje są wykonywane przy pomocy układu multipleksera ))5 i sumatora )18 współdziałających z zestawem rejestrów wartości bezwzględnych )17 i rejestrów symbolicznych )19 ... ))). Zakłada się, ze rejestry symboliczne )19 ... ))) są wypełnione zerami na końcu pierwszego przedziału odcinkowego. Multiplekser ))5 dostarcza teraz cztery wartości bezwzględne B1 ... B4 zgodnie z kolumną 1 tabeli 4 jedną po drugiej do sumatora )18, którego drugie wejście w tym czasie odbiera zera. Po drugim przedziale odcinkowym, wartości bezwzględne dochodzą z multipleksera i są wymieniane cyklicznie według kolumny ) tabeli 4, czyli B), B3, B4, B1, tak ze z powodu sprzężenia zwrotnego rejestrów symbolicznych z sumatorem )18, rejestry symboliczne zawierają teraz sumy pomocnicze według pierwszych dwóch kolumn tabeli 4 po czterech krokach dodawania. Kontynuowanie powyższych rozważań daje wyniki symboli w rejestrach )19 ... ))) po upłynięciu dwóch pozostałych przedziałów odcinkowych. Teraz trzeba tylko wyznaczyć maksymalny z czterech wyników w urządzeniu decyzyjnym D6, aby wyznaczyć odnośną kombinację bitów danych, którą można wtedy dostarczyć jako odebrane dane ED do zbiornika danych. Z wyników obliczania symboli można jednak uzyskać jeszcze więcej informacji, co można korzystnie zastosować do dalszego rozszerzenia wynalazku, czyli do autonomicznej, niezależnej od zasilania prądem przemiennym, korelacyjnej synchronizacji, co zostanie opisane bardziej szczegółowo w następnej sekcji. Przedtem trzeba wyjaśnić dwa pozostałe bloki z fig. ), które zawierają zasadnicze funkcje transmisyjne.

Główną częścią sprzętu nadawczego jest pamięć kształtu sygnału )14, która zawiera próbki wysłanych kształtów sygnału, które można w dużym stopniu wykorzystać jako próbki

189 085 sygnału odniesienia w operacji odbioru. Dane do wysłania, dane transmisyjne SD, przechodzą najpierw do bloku funkcyjnego 213, gdzie są łączone, tworząc sekwencje częstotliwości zgodnie z tworzeniem symboli według tabeli 2. W kolejności ustalonej zgodnie z tabelą 2, blok funkcyjny 213 kolejno adresuje i odczytuje obszary adresowe pamięci kształtu sygnału 214, w których przechowywane są próbki należące do żądanych częstotliwości. Przy zegarowej częstotliwości próbkowania 600 kHz, obszary adresowe w każdym przypadku mają maksymalną długość 125. Łącznie trzeba byłoby przechować maksymalnie 500 próbek. Aby zmniejszyć złożoność dla dolnoprzepustowego filtra odzyskującego 224 za przetwornikiem analogowo-cyfrowym 223 korzystne jest zwiększenie częstotliwości zegara na 1,2 MHz albo 2,4 MHz podczas syntezy sygnału transmisyjnego SS. Zwiększa to proporcjonalnie wymaganą pamięć. Innym ważnym szczegółem w projektowaniu strony nadawczej jest to, że w ogóle nie będzie nagłych zmian fazy podczas zmiany częstotliwości w obrębie symbolu i na granicach symbolu, czyli zapewniona jest ciągłość fazy. W innym przypadku nie byłoby możliwe spełnienie ścisłych przepisów w odniesieniu do energii interferencji pozapasmowej według EN 50 065-1.

W końcowej części reprezentacji wynalazku jest teraz podany opis przykładu wykonania ze specjalnym typem autonomicznej synchronizacji, która staje się możliwa jako produkt uboczny specjalnej konstrukcji architektury odbiornika.

W wielu przypadkach jest korzystne, jeżeli można pominąć zasilający prąd przemienny jako odniesienie synchronizacyjne. W niektórych krajach Europy Wschodniej, gdzie stabilność częstotliwości zasilania jest znacznie gorsza niż w połączonym europejskim systemie zasilania, nie można już uzyskać odpowiednio dokładnej synchronizacji dla częstotliwości odcinania około 1000 s'1 Albo jeżeli wymagana jest komunikacja robocza nawet w przypadku awarii zasilania, musi być możliwa autonomiczna synchronizacja odbiornika z odbieranego sygnału. Ogólnie zawsze jest korzystne przeprowadzenie przybliżonej synchronizacji za pomocą zasilającego prądu przemiennego i następnie ciągłe kompensowanie błędów synchronizacji w oparciu o sposób korelacyjny przedstawiony w poniższym tekście, tak że jako końcowy wynik uzyskuje się synchronizację, która jest tak dokładna, ze nie byłaby możliwa w oparciu o sam zasilający prąd przemienny nawet w połączonym europejskim systemie zasilania, nawet jeżeli w dużym stopniu można usunąć wahania z odniesienia synchronizacyjnego, na przykład za pomocą cyfrowej pętli fazowej.

W znanych odbiornikach korelacyjnych autonomiczna synchronizacja z odbieranego sygnału wymaga z reguły więcej pracy, niż przeprowadzenie samej korelacji. Natomiast w przypadku wynalazku synchronizację można wykonać bez znacznej pracy dodatkowej, przy użyciu sprzętu odbiorczego, który jest potrzebny w każdym przypadku. Ponieważ z zasady wszystkie nadajniki i odbiorniki wykorzystują kryształy oscylacyjne do generowania sygnału zegarowego, od początku dostępna jest dostatecznie stabilna podstawa czasu. Na końcu jest zadaniem urządzenia synchronizacyjnego, aby otrzymać wzorzec czasowy istniejący w odbieranym sygnale, aby był dokładnie zgodny z generowanym lokalnie w odbiorniku. Ten złożony proces zostanie teraz opisany w odniesieniu do fig. 3, która jest oparta na tabeli 2, oraz w odniesieniu do fig. 5.

Figura 3 pokazuje cztery symbole przenoszące informacje i odnośne kombinacje bitów danych. Rozpoczynając od kombinacji bitowej '00' widać, że symbol należący do '10' jest uzyskiwany przez cykliczne przesunięcie w prawo, a należący do '01' przez przesunięcie w lewo. W odniesieniu do synchronizacji przesuwanie w prawo oznacza, że wzorzec czasowy lokalnego odniesienia w odbiorniku wyprzedza odbierany sygnał, czyli korekcja będzie wymagała opóźnienia. Analogicznie stosuje się to do procesu przesuwania w lewo.

Jeżeli wybrano '01' jako punkt początkowy, cykliczne przesuwanie w prawo daje '00', a przesuwanie w lewo daje '11'. Przy zastosowaniu powyższych rozważań dla każdego symbolu, staje się widoczne, że rozważając tylko największą wartość korelacji i drugą co do wielkości, można ustalić czy wzorzec czasowy odbiornika jest wyprzedzający czy opóźniony. Różnica wartości bezwzględnych stanowi także wskazanie wielkości błędu synchronizacji, czyli im jest większa, tym bardziej dokładna jest synchronizacja i należy przeprowadzić mniej czynności korekcyjnych. Zgodnie z powyższymi rozważaniami, synchronizację można poprawić w prosty sposób (zakłada się, że punktem początkowym jest odbiór symbolu należącego do '00'): jeżeli na przykład wykryto wyprzedzenie ze względnie dużą różnicą pomiędzy największą ('00)

189 085 i drugą co do wielkości ('10') wartością korelacji, lokalne odniesienie w odbiorniku jest nieco opóźnione, co można dosyć łatwo wykonać w sposób cyfrowy, wstawiając dodatkowe impulsy zegarowe. Po późniejszym procesie korelacji znowu analizuje się największą i drugą co do wielkości wartość korelacji. Zakłada się teraz, że wysłano symbol należący do kombinacji bitowej '11', z tego powodu dla tego symbolu odbiera się największą wartość korelacji. Po poprzedniej korekcji wyprzedzenia oczekuje się, że wystąpi druga co do wielkości wartość korelacji dla '01' i że różnica względem największej się zwiększyła, czyli że synchronizacja się poprawiła. Opisane kroki korekcyjne są kontynuowane, jeżeli potrzeba z ciągłym zmniejszaniem wielkości, aż o wykrycia opóźnienia odniesienia odbiornika zamiast wyprzedzenia. Stabilny stan optymalny uzyskuje się wtedy, gdy przy dużej różnicy pomiędzy największą i drugą co do wielkości, po każdym procesie korelacji, czyli w każdym przypadku po upłynięciu jednego okresu symbolu, wykryje się naprzemienne wyprzedzenie i opóźnienie odniesienia odbiornika. W praktyce ten idealny stan będzie występował dosyć rzadko, ponieważ różnica do analizy podlega wahaniom, nawet przy idealnej synchronizacji, wskutek sygnałów interferencyjnych, które zawsze występują, i wahań tych nie można odróżnić od błędów synchronizacji. Oznacza to, ze z reguły będzie występowało więcej poprawek (więcej kroków przesuwania) niż można oczekiwać teoretycznie dla uzyskania opisanego stanu stabilnego.

Poniższa tabela 5 przedstawia zależności opisane w odniesieniu do wzorców czasowych, przy czym zakłada się transmisję symbolu należącego do kombinacji bitowej '00' - patrz górny róg (wysłane).

wysłane	f	f,	f2	f2	f3	f3	f.	£.

00 ->	f		f2		f3		f4

01	f2		f3		fi		f.

10->	f₄	f\|	f	f2	f2	f3	f3	f

11	f3		f,		f		f2

wyprzedzenie

Tabela 5: Wyjaśnienie zasady synchronizacji korelacyjnej

Po stronie odbiorczej można zobaczyć znaczne wyprzedzenie wzorca czasowego odniesienia. Z jednej strony, prowadzi to do uzyskania zbyt małej wartości korelacji dla wysłanego symbolu, a z drugiej strony wytwarza się wartości dodatkowe w przypadku symboli, których nie wysłano. Jednak w sposobie synchronizacji według wynalazku jest tak w przypadku tylko jednego symbolu, tego, który jest przydzielony kombinacji bitowej '01'. W przypadku dwóch innych symboli, nie są wytwarzane korelacyjne wartości dodatkowe. Prostokąty z przerywaną linią pionową w tabeli 5 stanowią wartości dodatkowe skorelowane ze sobą w niewłaściwym punkcie wskutek przesunięcia wzorca czasowego dla każdego z czterech odcinków symbolu. Widać, ze wartości dodatkowe mogą wystąpić tylko w symbolu należącym do '10' - nie ma zgodności częstotliwości w przypadku pozostałych, '01' i '11'.

189 085

22 23 24 25 26 27 28 29 210 211

Fig 2

Fig. 3

189 085

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 50 egz.

Cena 4,00 zł.

Claims

Zastrzeżenia patentowe

1. Sposób transmisji danych cyfrowych, z wieloma nośnymi, szczególnie poprzez systemy rozdzielcze energii elektrycznej, w którym transmituje się informacje za pomocą szybkich zmian częstotliwości ze stałą fazą i za pomocą przetwarzania symboli, znamienny tym, że ze strumienia danych do transmisji przydziela się kombinacje Id(N) bitów danych do N symboli, z których każdy symbol jest złożony z N postaci sygnału o różnych częstotliwościach, po stronie odbiorczej stosuje się 2N cyfrowych dopasowanych filtrów działających równolegle do jednoczesnego niekoherentnego optymalnego odbioru wszystkich N postaci sygnału w każdym przypadku stosowanych do reprezentacji symbolu i tworzy się cyfrową numeryczną wartość odpowiadającą danej energii kształtu sygnału jako wartość korelacji dla każdej z N postaci sygnału, przeprowadza się proces ważenia i skalowania N wartości korelacji przez porównanie z dowolnie wybieranym progiem, oraz dodaje się do siebie N wartości korelacji tworzących symbol i tworzy się odpowiednią wartość symbolu.

2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że próg stosowany w procesie ważenia i skalowania wybiera się jako procent maksymalnej możliwej wartości autokorelacji postaci sygnału i ustawia się adaptacyjnie w zalezności od odebranej interferencji i/lub użytecznej energii sygnału.

3. Sposób według zastrz. 1 albo 2, znamienny tym, że w korelacyjnej synchronizacji w każdym przypadku ustala się największą i drugą co do wielkości wartość symbolu, z których ustala się kierunek błędu czasowego synchronizacji (czyli wyprzedzenie lub opóźnienie) oraz wielkość tego błędu.

4. Sposób według zastrz. 3, znamienny tym, że z kierunku i wielkości błędu fazowego generuje się element informacji sterującej dla urządzenia synchronizacyjnego, który adaptacyjnie przeciwdziała ustalonemu błędowi.

5. Urządzenie do transmisji danych cyfrowych z wieloma nośnymi, szczególnie poprzez systemy rozdzielcze energii elektrycznej, w którym transmituje się informacje za pomocą szybkich zmian częstotliwości ze stałą fazą i za pomocą przetwarzania symboli, znamienne tym, że dla transmisji i dla niekoherentnego równoległego optymalnego odbioru N postaci sygnału o różnej częstotliwości, jest zaopatrzone w mieszany analogowo-cyfrowy obwód zintegrowany (ASIC mieszanego sygnału), za pomocą którego wzmocniony i odfiltrowany odebrany sygnał wyprowadzony z systemu zasilającego (1), po konwersji analogowo-cyfrowej, przechodzi poprzez cyfrowy układ mnożący (22), którego drugie wejście odbiera cyfrowy sygnał odniesienia z pamięci (214) na próbki, przy czym 2N wartości odniesienia odpowiadających synfazowym i kwadraturowym próbkom stosowanych N postaci sygnału przydziela się do każdej odebranej próbki sygnału, jest zaopatrzone w układ pierścieniowego sumatora (23), zestaw 2N rejestrów (24 do 29, 210, 211) i przełącznik (212), za pomocą których gromadzone są iloczyny utworzone w układzie mnożącym (22), tak że po upłynięciu okresu kształtu sygnału składowe synfazowe i składowe kwadraturowe N postaci sygnału stosowanych dla symbolu są gromadzone w 2N rejestrach, przy czym przełącznik (212) jest dostosowany do późniejszego dostarczenia 2N wyników z rejestrów, z otworzeniem układu pierścieniowego sumatora i zestawu rejestrów, do obwodu sumowania geometrycznego, który wytwarza cyfrową wartość numeryczną odpowiadającą wartości bezwzględnej odpowiedniej energii kształtu sygnału przy pomocy przybliżenia, dodatkowo jest zaopatrzone w układ pierścieniowy sumatora (218), zestaw N rejestrów (219 do 222) i multiplekser (225), za pomocą których gromadzone są wartości symboli, tak ze po upłynięciu okresu symbolu, wN rejestrach występują odpowiednie wartości symboli, które są później dostarczane do urządzenia analizującego i decyzyjnego (226), które na końcu dostarcza odebrane dane, a ponadto jest zaopatrzony w zintegrowany zespół generowania sygnałów zegarowych i sterowania (8), który poza syntezą sygnałów odniesienia w przypadku odbioru, adresuje pamięć (214) na próbki podczas transmisji w taki sposób, że

189 085 jego sygnały wyjściowe tworzą sygnały transmisyjne z ciągłą fazą, które po konwersji analogowo-cyfrowej, filtrowaniu dolnoprzepustowym i wzmocnieniu, są wprowadzane do systemu zasilania (1).

6. Urządzenie według zastrz. 5, znamienne tym, że dla zadań systemu sterującego, analizy sygnału i transmisji danych jest zaopatrzone w mikroprocesor, mikrokontroler albo obwód cyfrowy (15) o porównywalnej funkcji, który jest zintegrowanym w całość elementem ASIC mieszanego sygnału, który zawiera zasadnicze elementy modemu, przy czym za pomocą tego obwodu cyfrowego (15) podczas procesu transmisji, kombinację bitów danych do wysłania można dostarczyć do urządzenia nadawczego i ustawić żądaną szybkość transmisji i liczbę N kształtów sygnału o różnej częstotliwości na symbol, programując zespół sterujący w ASIC mieszanego sygnału.

7. Urządzenie według zastrz. 5 albo 6, znamienne tym, że jest zaopatrzone w środki (8, 13, 14, 15), które mają taki efekt, że dla synchronizacji syntezy sygnału do transmisji i odbioru i dla synchronizacji przetwarzania odebranego sygnału, stosuje się zasilający prąd przemienny jako globalny sygnał odniesienia, początek transmisji danych jest zawsze sprzężony z zerową transmisją napięcia zasilającego i uzyskuje się podstawowy wzorzec czasowy 1/6 okresów zasilania w trójfazowym systemie zasilania, z którego można uzyskać podstawy czasu dla różnych częstotliwości odcinania, jak na przykład 300 s1 600 s¹, 1200 s'¹, 2400 s’¹albo 4800 s⁴ w europejskim systemie 50 Hz przez dzielenie całkowite, a dla tłumienia wahania podczas detekcji przejścia przez zero, zastosowano cyfrową pętlę fazową składającą się z cyfrowego korelatora stosowanego do detekcji fazy i nieliniowy regulator cyfrowy, tak ze dostępny jest bardzo stabilny sygnał synchronizacyjny pozbawiony krótkotrwałych fluktuacji wszelkiego typu.

8. Urządzenie według zastrz. 7, znamienne tym, że wymagane grupy funkcyjne, z wyjątkiem sprzęgacza zasilającego (2, 9), detektora transmisji zerowej (13) i wzmacniacza mocy nadawczej (10) są zintegrowane w całość w mieszanym analogowo-cyfrowym obwodzie zintegrowanym specyficznym dla zastosowania (ASIC), pamięci są korzystnie wykonane jako komórki RAM, których zawartość jest ładowana poprzez zewnętrzną pamięć tylko do odczytu, na przykład w postaci ROM, PROM albo EPROM, po wyzerowaniu obwodu, a mieszany analogowo-cyfrowy obwód zintegrowany specyficzny dla zastosowania (ASIC) zawiera również pamięć programu mikroprocesora, mikrokontrolera albo obwodu cyfrowego (15) o porównywalnej funkcji w postaci ROM albo EEPROM.