NO844930L - VOLTAGE CONTROL AND CONNECTOR FOR FLASH LAMP CONTROL UNIT - Google Patents

VOLTAGE CONTROL AND CONNECTOR FOR FLASH LAMP CONTROL UNIT

Info

Publication number
NO844930L
NO844930L NO844930A NO844930A NO844930L NO 844930 L NO844930 L NO 844930L NO 844930 A NO844930 A NO 844930A NO 844930 A NO844930 A NO 844930A NO 844930 L NO844930 L NO 844930L
Authority
NO
Norway
Prior art keywords
voltage
transistor
lamp
source
load
Prior art date
Application number
NO844930A
Other languages
Norwegian (no)
Inventor
Robert L Seidler
Original Assignee
Robert L Seidler
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert L Seidler filed Critical Robert L Seidler
Publication of NO844930L publication Critical patent/NO844930L/en

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H05ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05BELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B39/00Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
    • H05B39/09Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources in which the lamp is fed by pulses

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Endoscopes (AREA)
  • Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)

Description

Foreliggende oppfinnelse angår lysblinkgeneratorer for lamper og nærmere bestemt et apparat for å bringe lamper til å avgi lysblink i en særegen kodesekvens samt for å synkronisere et antall sådanne generatorsystemer for lysblink . The present invention relates to light flash generators for lamps and more specifically an apparatus for causing lamps to emit light flashes in a distinctive code sequence and for synchronizing a number of such generator systems for light flashes.

Bøyer og fyrlykter for sjøfarten anvender vanligvis glødelamper som bringes til å blinke periodisk i forskjellige sekvenser av korte og lange lysblink adskilt ved korte og lange mørklagte mellomrom for å kunne identifisere kanaler, hindringer og andre navigasjons-forhold. Mange sådanne anordninger er batteridrevet og bevaring av primæreffekt er viktig. I de senere år er eldre blinklyssystemer som benyttet motorer og releer blitt erstattet av tidsstyrende og regulerende transis-torkretser. Se f.eks. følgende US-patenter i navnet Seidler: 3.244.892, 3.310.708 og 3.596.113. For å oppnå pålitelige og nøyaktige tidsinnstilte signaler må driv-spenningene reguleres. For å utelukke releer er tran-sistoromkoblere anvendt. Tidligere anvendte transistorer for regulering og omkobling har vanligvis vært av germaniumtype for å nedsette spenningsfallene. Disse transistortyper har imidlertid høy lekkasjestrøm, særlig ved høye temperaturer. Lavere lekkasje ved høye temperaturer kan oppnås ved anvendelse av silisium-transistorer, men på bakgrunn av høye spenningsfall. Buoys and beacons for navigation usually use incandescent lamps which are caused to flash periodically in various sequences of short and long flashes of light separated by short and long blacked-out spaces in order to identify channels, obstacles and other navigational conditions. Many such devices are battery powered and conservation of primary power is important. In recent years, older turn signal systems that used motors and relays have been replaced by timing and regulating transistor circuits. See e.g. the following US patents in the name of Seidler: 3,244,892, 3,310,708 and 3,596,113. To obtain reliable and accurate timed signals, the drive voltages must be regulated. To exclude relays, transistor switches are used. Previously used transistors for regulation and switching have usually been of the germanium type to reduce the voltage drops. However, these transistor types have a high leakage current, particularly at high temperatures. Lower leakage at high temperatures can be achieved by using silicon transistors, but on the basis of high voltage drops.

I mange anvendelser kreves det at fyrlykter eller bøyer arbeider i synkronisme, og vanligvis styrer da en hoved-blinker et sett slaveenheter. Når hovedenheten svikter, opptrer vanligvis ukorrekt drift av slaveenhetene. Det foreligger et behov for en fleksibel og lett programmer-bar styrekrets for blinklys og som er i stand til å nedsette primæreffektbehovet til et minimum, og som vil tillate enhver enhet å synkronisere de gjenværende enheter, samt videre ikke vil svikte bare fordi andre enheter svikter og vil tillate dannelse av nesten hvilke som In many applications, beacons or buoys are required to operate in synchronism, and usually a master flasher controls a set of slave units. When the master unit fails, incorrect operation of the slave units usually occurs. A need exists for a flexible and easily programmable turn signal control circuit which is capable of reducing the primary power requirement to a minimum, and which will allow any unit to synchronize the remaining units, and further will not fail simply because other units fail and will allow the formation of almost which

helst kodede signaler.preferably coded signals.

Foreliggende oppfinnelse gjelder et nytt og forbedret lampestyringssystem som overvinner de problemer som er vanlig i tidligere utviklede systemer. De spenningsregulerende og koblingsstyrende kretser utnytter her silisiumtransistorer med lav lekkasje i en ny kobling som gir lave spenningsfall. Strømmen til vedkommende lampe overvåkes under lysblinkene og en lampeskift-omkobler lukkes når lampesvikt påvises, samtidig som en automatisk lampeskifter energiseres. The present invention relates to a new and improved lamp control system which overcomes the problems which are common in previously developed systems. Here, the voltage regulating and switching control circuits utilize silicon transistors with low leakage in a new connection that produces low voltage drops. The current to the relevant lamp is monitored during the light flashes and a lamp changeover switch is closed when lamp failure is detected, at the same time as an automatic lamp changer is energized.

En faststoffkrets for frembringelse av lysblinksekvens er frembragt ved anvendelse av for størstedelen integrerte logiske kretser. Nesten hvilken som helst kodesekvens eller sekvens av korte og lange lysblink samt mørklagte mellomrom kan frembringes. Sekvensgeneratoren anvender en elektronisk teller som frembringer et telletrinn for hvert par av lysblink og mørklagt mellomrom i vedkommende sekvens. Et sett av elektronisk omkoblede RC-konstanter styres fra telleren til å frembringe de ønskede varighet-er av lysblink og mellomrom i hvert påfølgende sett av lysblink og mellomrom. De valgte tidskonstanter for en viss blink/mellomrom-periode styrer en tidssignalgenerator som klokker telleren ved begynnelsen av hver sådan periode av lysblink og mørklagt mellomrom. A solid-state circuit for producing light flashing sequence is produced using mostly integrated logic circuits. Almost any code sequence or sequence of short and long light flashes and darkened spaces can be produced. The sequence generator uses an electronic counter which produces a counting step for each pair of light flashes and darkened space in the relevant sequence. A set of electronically switched RC constants is controlled from the counter to produce the desired durations of light flashes and gaps in each successive set of light flashes and gaps. The selected time constants for a certain flash/gap period control a timing signal generator which clocks the counter at the beginning of each such period of light flash and blacked-out gap.

Når et antall lysblinkgeneratorer skal arbeide sammen, tillates i henhold til oppfinnelsen synkronisering av lysblinkene og de mørklagte mellomrom. Synkroniseringspulser frembringes ved begynnelsen av hvert lysblink og overføres til en kabel eller annet forbindelseledd med de øvrige lysblinkenheter i systemet. Hvis ikke alle enheter befinner seg i synkronisme, vil disse synkpulser bringe alle øvrige enheter tilbake til synkronisert drift. Hvilken som helst enhet kan med fordel gjøre tjeneste som hovedenhet, mens de resterende enheter drives som slaveenheter. Svikt i en sådan hovedenhet vil da ikke påvirke de øvrige enheter. When a number of light flash generators are to work together, synchronization of the light flashes and the darkened spaces is permitted according to the invention. Synchronization pulses are produced at the beginning of each flashing light and are transmitted to a cable or other connecting link with the other flashing units in the system. If not all units are in synchronism, these sync pulses will bring all other units back to synchronized operation. Any unit can advantageously serve as the master unit, while the remaining units are operated as slave units. Failure of such a main unit will not affect the other units.

En dagslys-regulator er også anordnet for å koble blink-lysene under dagtid, således at primæreffekt kan bevares. Når mørket faller på, vil dagslys-regulatoren sørge for at i det minste en blinklysenhet begynner å arbeide. Synkroniseringspulsene fra denne først igangsatte enhet vil automatisk bringe de gjenværende enheter i drift, uavhengig om deres dagslys-regulator er blitt utløst. Om morgenen vil alle enheter forbli i drift inntil den minst følsomme dagslys-regulator utløses, og ved dette tidspunkt vil alle enheter opphøre å blinke. Hvis således en meget følsom dagslys-regulator på en blinklysenhet for-søker å koble ut vedkommende enhet for tidlig, vil synkpulser fra de øvrige enheter også opprettholde driften av denne enhet, således at det opprettes et system som er sikret mot driftssvikt. A daylight regulator is also arranged to switch on the flashing lights during the day, so that the primary effect can be preserved. When darkness falls, the daylight regulator will ensure that at least one turn signal unit starts working. The synchronization pulses from this first activated unit will automatically bring the remaining units into operation, regardless of whether their daylight controller has been triggered. In the morning, all units will remain in operation until the least sensitive daylight controller is triggered, at which time all units will stop flashing. Thus, if a very sensitive daylight regulator on a turn signal unit tries to disconnect the relevant unit too early, sync pulses from the other units will also maintain the operation of this unit, so that a system is created that is secured against operational failure.

Det er derfor et hovedformål for foreliggende oppfinnelse å frembringe en blinklysenhet for anvendelse i et system av sådanne enheter og som kan programmeres til å frembringe en ønsket sekvens av korte og lange lysblink innbyrdes adskilt av korte og lange mørklagte mellomrom, og som frembringer synkroniseringspulser for derved å synkronisere andre koblingstilsluttede blinklysenheter. It is therefore a main object of the present invention to produce a flashing light unit for use in a system of such units and which can be programmed to produce a desired sequence of short and long flashes of light mutually separated by short and long darkened spaces, and which produces synchronizing pulses thereby to synchronize other link-connected turn signal units.

Det er et annet formål for oppfinnelsen å frembringe en blinklysenhet med dagslys-regulator for anvendelse i et system av flere sådanne enheter som innbyrdes er sammenkoblet ved kommunikasjonslinjer, idet alle sådanne enheter er utstyrt med dagslys-reguleringskretser samt arrangert slik at alle enheter vil fortsette å frembringe blinklys inntil den minst følsomme dagslys-regulatorenhet kobler ut sitt blinklys, samt hvori den første bliklysen-het som settes igang ved avtagende lysnivå i omgivelsene vil bringe alle de øvrige enheter til å innlede sin It is another object of the invention to produce a turn signal unit with a daylight regulator for use in a system of several such units interconnected by communication lines, all such units being equipped with daylight control circuits and arranged so that all units will continue to produce flashing lights until the least sensitive daylight regulator unit switches off its flashing lights, and in which the first flashing light unit that is activated when the light level in the surroundings decreases will cause all the other units to start their

blinking.blinking.

Et annet formål for oppfinnelsen er å frembringe en blinklysenhet med en silisiumtransistor-omkobler og en regulator med lavt spenningsfall over seg når drivspen-ningen synker under den regulerte verdi. Another object of the invention is to produce a turn signal unit with a silicon transistor switch and a regulator with a low voltage drop across it when the drive voltage drops below the regulated value.

Et ytterligere formål for oppfinnelsen er å frembringe en omkobler og spenningsregulator som anvender silisiumtransistorer koblet til å danne en darlington-krets for et første strømnivå samt for forandring til en enkelt-regulatorkrets ved et annet strømnivå. A further object of the invention is to provide a switch and voltage regulator which uses silicon transistors connected to form a darlington circuit for a first current level and to change to a single regulator circuit at another current level.

Det er et ytterligere formål for oppfinnelsen å frembringe en omkobler og regulator som benytter en darlington-krets som er modifisert slik at omkobler-transistoren kan drives med et forut valgt lavt spenningsfall . It is a further object of the invention to produce a switch and regulator which uses a darlington circuit which is modified so that the switch transistor can be operated with a pre-selected low voltage drop.

Det er ennå et ytterligere formål for oppfinnelsen å frembringe en følerkrets for lampestrømmen for derved å fastlegge når en lampe har sviktet samt som reaksjon på dette å energisere en automatisk lampeskiftmekanisme. It is still a further object of the invention to produce a sensor circuit for the lamp current in order to thereby determine when a lamp has failed and in response to this to energize an automatic lamp changing mechanism.

Det er et annet formål for oppfinnelsen å frembringe en ny generatorkrets for lysblinksekvens fra en lampe ved anvendelse av integrerte logiske kretser som nedsetter effektuttrekket fra kraftkilden til et minimum samt har lang levetid og lave omkostninger. It is another object of the invention to produce a new generator circuit for light flashing sequence from a lamp using integrated logic circuits which reduce the power draw from the power source to a minimum and have a long life and low costs.

Det er ennå et ytterligere formål for oppfinnelsen å It is still a further object of the invention to

frembringe en sekvensgeneratorkrets som tillater valg av et meget stort utvalg av korte og lange lysblinksekvenser uten anvendelse av mekanisk utstyr, releer eller motorer. provide a sequence generator circuit which allows the selection of a very large variety of short and long light flash sequences without the use of mechanical equipment, relays or motors.

Oppfinnelsen har som ennå et ytterligere formål å frembringe en sekvensgeneratorkrets som utnytter en trinn- forskyvbar teller styrt av tidssignalpulser, hvor en første tidssignalpuls trinnforskyver telleren til det neste telletrinn, og hvor tiden til den neste tidssignalpuls styres i samsvar med lengden av det påkrevede lysblink samt mørkt mellomrom for vedkommende telletrinn, samt hvor den neste tidssignalpuls som frembringes trinnforskyver telleren til neste telletrinn. The invention has yet another purpose to produce a sequence generator circuit that utilizes a step-displaceable counter controlled by time signal pulses, where a first time signal pulse steps the counter to the next counting step, and where the time to the next time signal pulse is controlled in accordance with the length of the required light flash as well as dark space for the counting step in question, as well as where the next time signal pulse that is generated steps the counter to the next counting step.

Disse og andre formål og fordeler ved foreliggende blink-lyssystem vil bli bedre forstått ut i fra følgende detaljerte beskrivelse under henvisning til de vedføyde tegninger, hvorpå: Fig. 1 er et bølgeform-diagram for en enkel kodesekvens som kan frembringes av den blinklysenhet som er vist i fig. 2. Fig. 2 er et forenklet funksjonelt blokkskjema for en blinklysenhet i henhold til oppfinnelsen. Fig. 3 er et forenklet funksjonsskjema for et system av blinklysenheter som er innbyrdes sammenkoblet ved hjelp av kommunikasjonslinjer. Fig. 4 er et koblingsskjerna av spenningsregulatoren og omkoblerdelene av en blinklysenhet. Fig. 5 er et koblingsskjerna av de logiske kretser for å frembringe en sekvens av blinklys i en blinklysenhet. Fig. 6 er et bølgeform-diagram som viser to perioder av den blinklyssekvens som frembringes av den viste enhet i figurene 4 og 5. These and other objects and advantages of the present flashing light system will be better understood from the following detailed description with reference to the accompanying drawings, in which: Fig. 1 is a waveform diagram of a simple code sequence that can be produced by the flashing light unit which is shown in fig. 2. Fig. 2 is a simplified functional block diagram for a turn signal unit according to the invention. Fig. 3 is a simplified functional diagram for a system of turn signal units which are interconnected by means of communication lines. Fig. 4 is a wiring diagram of the voltage regulator and switch parts of a turn signal unit. Fig. 5 is a wiring diagram of the logic circuits for producing a sequence of flashing lights in a flashing light unit. Fig. 6 is a waveform diagram showing two periods of the flashing light sequence produced by the device shown in Figs. 4 and 5.

Det skal først henvises til fig. 2 som angir et sterkt forenklet funksjonelt blokkskjema av det lampestyrende og synkroniserende system i henhold til oppfinnelsen, samt til fig. 1 som anskueliggjør visse kurveformer som opptrer under drift av systemet, hvis grunnleggende drifts-modus vil bli forklart. Lampen 24 som er vist i fig. 2, kan være en glødelampe montert i en bøye eller på hindringer i en vannvei, slik som en oljeboringsplattform eller lignende. Det vil være påkrevet å bringe lampen 24 til å frembringe en særegen lysblinksekvens for derved å danne en kode som gjør det mulig for fartøy å fastlegge hva vedkommende bøye eller struktur står for. I fig. 1 er en spesiell lysblinksyklus vist bare som eksempel og det må forstås at et stort antall forskjellige kodede signaler kan frembringes ved foreliggende oppfinnelse. Linje B viser en sekvens av lysblink FL hvori det er innlagt en kode bestående av tre kodeelementer, som i dette tilfelle utgjøres av to korte lysblink og et langt blink, hvilket angir bokstaven U i morse-kode. Det første korte lysblink 10 kan f.eks. ha en varighet av størrelseorden tre tiendedels sekund. Lampen er da slått av i en kort periode angitt ved 12. Denne AV-periode EC kalles "mørklagt mellomrom" . Dette mellomrom følges atter av et kort lysblink og et kort mørkt mellomrom. Det lange lysblink som er vist ved 16 er meget lengere enn det korte blink og angis å være omkring 3 ganger varigheten av det korte blink i dette eksempel, eller omkring 1 sekund. Et langt mørkt mellomrom 18 følger avslutningen av morse-bokstaven U, hvoretter den kodede bokstav atter gjentas. Det bør forstås at forholdet mellom lysblink og mørkt mellomrom kan varieres etter ønske. Et eksempel på en viss tidsinnstilling er som følger: Kort lysblink, PÅ i 0,3 sekunder, AV i 0,7 sekunder, samt langt lysblink, PÅ i 1 sekund, AV i 3 sekunder. Reference should first be made to fig. 2 which indicates a greatly simplified functional block diagram of the lamp controlling and synchronizing system according to the invention, and to fig. 1 which illustrates certain waveforms that occur during operation of the system, whose basic operating mode will be explained. The lamp 24 shown in fig. 2, can be an incandescent lamp mounted in a buoy or on obstacles in a waterway, such as an oil drilling platform or the like. It will be required to bring the lamp 24 to produce a distinctive light flashing sequence in order to thereby form a code which enables the vessel to determine what the buoy or structure in question stands for. In fig. 1 is a particular light flash cycle shown only as an example and it must be understood that a large number of different coded signals can be produced by the present invention. Line B shows a sequence of light flashes FL in which a code consisting of three code elements has been entered, which in this case consists of two short light flashes and a long flash, which indicates the letter U in Morse code. The first short light flash 10 can e.g. have a duration of the order of three-tenths of a second. The lamp is then switched off for a short period indicated at 12. This OFF period EC is called "darkened space". This gap is again followed by a short flash of light and a short dark gap. The long light flash shown at 16 is much longer than the short flash and is indicated to be about 3 times the duration of the short flash in this example, or about 1 second. A long dark space 18 follows the end of the Morse letter U, after which the coded letter is repeated again. It should be understood that the ratio between light flashes and dark space can be varied as desired. An example of a certain time setting is as follows: Short light flash, ON for 0.3 seconds, OFF for 0.7 seconds, as well as long light flash, ON for 1 second, OFF for 3 seconds.

I henhold til fig. 2 bringes lampen 24 til å blinke eller slås PÅ ved hjelp av lamperegulatorkretser 22 som slutter en krets til den ene side av lampen 24. Effekt fra effektkilden 32 som vanligvis kan utgjøres av primære eller sekundære batterier eller andre typer av effekt-kilder. For å oppnå lang levetid for lampen er utgangs- . spenningen for lysblinket styrt av en regulator 28 som effektivt sørger for å fastlegge den høyeste spenning som kan påtrykkes lampen 24. Den strøm som flyter gjennom lampen 24 overvåkes av lampestrømføleren 26. Som det vil bli nærmere forklart i det følgende, er det ikke påkrevet med en seriemotstand i strømkretsen for lampen 24 for strømovervåkning i henhold til oppfinnelsen. En anvis-ning fra lamperegulatoren 22 over ledning 27 angir for lampeføleren 26 at lampen 24 er PÅ. Hvis ved dette tidspunkt den avfølte lampestrøm ikke befinner seg innenfor de normale grenser for denne lampe 24, avgis et styresignal til en automatisk lampeskifter 30, som er beskrevet i US-patent nr. 3.308.338, og som skifter ut lampen 24 med en ny lampeenhet. Regulatoren 28 omfatter også midler for regulering av driftsspenningen for de elektroniske blinkstyrende kretser i henhold til foreliggende oppf innelse. According to fig. 2, the lamp 24 is made to flash or is turned ON by means of lamp regulator circuits 22 which close a circuit to one side of the lamp 24. Power from the power source 32 which can usually be made up of primary or secondary batteries or other types of power sources. To achieve a long lifetime for the lamp, the output . the voltage for the light flash is controlled by a regulator 28 which effectively determines the highest voltage that can be applied to the lamp 24. The current flowing through the lamp 24 is monitored by the lamp current sensor 26. As will be explained in more detail below, it is not required to a series resistance in the current circuit for the lamp 24 for current monitoring according to the invention. An instruction from the lamp regulator 22 via wire 27 indicates to the lamp sensor 26 that the lamp 24 is ON. If at this time the sensed lamp current is not within the normal limits for this lamp 24, a control signal is issued to an automatic lamp changer 30, which is described in US patent no. 3,308,338, and which replaces the lamp 24 with a new one lamp unit. The regulator 28 also includes means for regulating the operating voltage for the electronic flashing control circuits according to the present invention.

Det vil nå bli beskrevet hvorledes den påkrevede regulering av lampen 24 oppnås i henhold til foreliggende oppfinnelse. En teller 40 anvendes for å fastlegge tids-perioder for hvert sett av lysblink og mørkt mellomrom, slik som 10 og 12, samt 16 og 18 i fig. 1. Som det vil fremgå, er tidsperioden 10 og 12 meget kortere enn tidsperioden 16 og 18. Telleren 40 styres derfor til å frembringe telleperioder av forskjellig lengde under sin arbeidssyklus. I det foretrukkede eksempel kreves bare tre telleperioder for å frembringe lysglimt som represen-terer morse-koden for U, slik som angitt i linje B i fig. It will now be described how the required regulation of the lamp 24 is achieved according to the present invention. A counter 40 is used to determine time periods for each set of light flashes and dark space, such as 10 and 12, as well as 16 and 18 in fig. 1. As will be seen, the time periods 10 and 12 are much shorter than the time periods 16 and 18. The counter 40 is therefore controlled to produce counting periods of different lengths during its work cycle. In the preferred example, only three counting periods are required to produce flashes of light representing the Morse code for U, as indicated by line B in FIG.

1. Under en arbeidssyklus vil derfor telleren 40 trinnforskyves fra telletrinnet NULL til telletrinnet EN og derfra til telletrinnet TO, og vil derpå automatisk bli tilbakestilt i kraft av forbindelsen av telletrinnet TRE med tilbakestillingsklemmen på telleren 40. Tellerens arbeidssykler, som er vist på linjene C, D og E, frem bringer således en kort puls 14 på NULL-utgangen, en kort puls 15 på ENER-utgangen samt en lang puls 20 på TOER-utgangen. 1. During a duty cycle, the counter 40 will therefore step from the counter stage ZERO to the counter stage ONE and from there to the counter stage TWO, and will then be automatically reset by virtue of the connection of the counter stage THREE with the reset terminal of the counter 40. The duty cycles of the counter, which are shown on the lines C , D and E, thus produces a short pulse 14 on the NULL output, a short pulse 15 on the ENER output and a long pulse 20 on the TOER output.

Den nødvendige styring for å frembringe lange og korte perioder oppnås ved et sett av omkoblere 44, 48, 52 og 58 med tilordnede motstander 60, 62, 64 oh 66. Ved et spesielt telletrinn kobles de ønskede motstander til opp-ladning av en kodensator 68 (C^), idet de således dannede tidskonstanter fastlegger varigheten av lysblink og mørkt mellomrom under vedkommende utgangspuls fra telleren 40. I det foreliggende eksempel er motstanden 60 (R^) valgt til å frembringe en tidskonstant propor-sjonal med lengden av tellerens utgangspulser 14 og 15, slik det vil bli nærmere forklart i det følgende. Omkobleren 40 styres av portkretsene 42 til å frembringe et kort lysblink 10 med de nødvendige portstyrende signaler frembragt av lamperegulatorkretsen 22. På lignende måte styres omkobleren 48, som står i forbindelse med motstanden 62 (), av porten 46 for kort mellomrom, og som i sin tur også styres fra lamperegulatorkretsen 22. Verdien av motstanden R ? bestemmer således lampens AV-periode 12, og i foreliggende utførelse kan R^og R2The necessary control to produce long and short periods is achieved by a set of switches 44, 48, 52 and 58 with associated resistors 60, 62, 64 and 66. In a special counting stage, the desired resistors are connected to charge up a code capacitor 68 (C^), the thus formed time constants determining the duration of the light flash and dark space during the relevant output pulse from the counter 40. In the present example, the resistor 60 (R^) is chosen to produce a time constant proportional to the length of the counter's output pulses 14 and 15, as will be explained in more detail below. The switch 40 is controlled by the gate circuits 42 to produce a short light flash 10 with the necessary gate control signals produced by the lamp regulator circuit 22. In a similar way, the switch 48, which is in connection with the resistor 62 (), is controlled by the gate 46 for short intervals, and as in in turn also controlled from the lamp regulator circuit 22. The value of the resistance R ? thus determines the lamp's OFF period 12, and in the present embodiment R^ and R2 can

har samme motstandsverdi hvis lik varighet av lysblink og mørkt mellomrom er ønsket. I visse tilfeller er lysblinket og det mørke mellomrom av forskjellig varighet, og et forhold på 3 til 7 er vanlig anvendt. På lignende måte styrer omkoblerne 52 og 58 motstandene 64 (R3) og 66 (R^), idet tidskonstantene for de valgte motstander sammen med kondensatoren 68 (C^) frembringer enten lang lysblinkvarighet 16 eller lang varighet 18 av den etter-følgende mørklegning. For å frembringe langt lysblink og lang mørkelegning anvendes et sett porter 50 og 54, som hver har fire innganger for dette formål. Innenfor en og samme arbeidssyklus er det derfor mulig å oppnå fire lange lysblink og fire lange mørklegninger. Foreliggende oppfinnelse er imidlertid ikke begrenset til dette antall have the same resistance value if equal duration of light flash and dark space is desired. In certain cases, the light flash and the dark space are of different durations, and a ratio of 3 to 7 is commonly used. In a similar manner, the switches 52 and 58 control the resistors 64 (R3) and 66 (R^), the time constants of the selected resistors together with the capacitor 68 (C^) producing either long light flash duration 16 or long duration 18 of the subsequent blackout. In order to produce a long flash of light and a long darkening, a set of gates 50 and 54 are used, each of which has four inputs for this purpose. Within one and the same work cycle, it is therefore possible to achieve four long light flashes and four long blackouts. However, the present invention is not limited to this number

og det er innlysende at ytterligere portinnganger kan være anordnet for dette formål. Valg av de punkter i en serie lysglimt hvor et langt glimt og en lang etterfølg-ende mørklegging er påkrevet, blir valgt ved å koble en inngang for porten 50 og porten 54 til den hellerutgang som opptrer ved det ønskede punkt i syklen. I det foreliggende eksempel ønskes langt lysglimt 16 og langt mørkt opphold 18 i det tredje telletrinn som er telletrinn TO på linje E og utgangene fra portene 50 og 54 er derfor forbundet med utgangen for telletrinn TO i telleren 40. Da dette er det eneste telletrinn i syklen som krever langt lysblink og mørkt mellomrom, er resten av portens innganger jordet. and it is obvious that further gate entrances may be provided for this purpose. Selection of the points in a series of light flashes where a long flash and a long subsequent blackout is required is selected by connecting an input for gate 50 and gate 54 to the slope output that occurs at the desired point in the cycle. In the present example, a long flash of light 16 and a long dark pause 18 are desired in the third counting stage, which is counting stage TWO on line E, and the outputs from gates 50 and 54 are therefore connected to the output for counting stage TWO in the counter 40. As this is the only counting stage in the cycle that requires a long light flash and a dark gap, the rest of the gate's inputs are grounded.

Det styring som frembringer lange og korte utgangspulser fra telleren 40 oppnås ved bruk av klokke- og tidssignalgeneratoren 34. Som det vil bli nærmere beskrevet i det følgende, frembringer klokke- og tidsgeneratoren 34 en sekvens av tidssignalpulser på ledningen 35 til lamperegulatorkretsen 22, slik det er vist på linje A i fig. The control that produces long and short output pulses from the counter 40 is achieved by using the clock and time signal generator 34. As will be described in more detail below, the clock and time generator 34 produces a sequence of time signal pulses on the wire 35 to the lamp regulator circuit 22, as is shown on line A in fig.

1. Tiden mellom disse pulser styres ved valg av motstandene til og med R^. Tidssignalpulsene kan være korte pulser i området ett millisekund til ti millisekunder ved begynnelsen av hvert påkrevet lysblink eller mørklegging samt midt i hvert sådant glimt eller hver mørklegning. Disse tidssignalpulsene dirigeres av lamperegulatorkretsen 22 over ledning 23 til klokkeinn-gangen på telleren 40 og bringer denne derved til trinn-forskyvning ett trinn kort etter begynnelsen av hvert lysglimt. Hvis tiden mellom den første puls 11, som benevnes som START-puls, og den tredje puls 13, er kort, vil lamperegulatorkretsen 22 aktivere porten 42 ved START-pulsen og porten 46 ved STOPP-pulsen, som begge opptrer under telletrinnet NULL til telleren 40. Motstandene 60 og 62 kobles da inn i rekkefølge. Når START-pulsen 11 aktiverer porten 44, vil det forstås at en kort tidskonstant tilsvarende R-^C^vil bringe klokke- og tidssignalgeneratoren 34 til å frembringe STOPP-pulsen 13 i vedkommende par, hvilket bringer lamperegulatorkretsen 22 til å aktivere porten 46 for kort mørklagt mellomrom. Når START-pulsen 17 for den lange blinkperiode opptrer idet telleren 40 trinnforskyves for å frembringe utgangspuls 20 over sin utgang TO, vil på lignende måte pulsen 20 aktivere den ene inngang for portene 50 og 54. En blinkpuls vil da opptre på ledning 41 fra lamperegulatorkretsen 22 til porten 50 for langt lysblink, og som da driver omkobleren 52 til å koble motstanden R^til kondensatoren , hvilket oppretter en lang tidskonstant for det lange lysblink 16. Når STOPP-signalpulsen 19 opptrer på ledningen 35 til lamperegulatorkretsen 22, vil en mørkleggingspuls på ledningen 43 aktivere porten 54 for lang mørklegging, hvilket kobler inn motstanden R^for å frembringe mørkleggingsperioden 18. 1. The time between these pulses is controlled by choosing the resistors up to and including R^. The timing signal pulses may be short pulses in the range of one millisecond to ten milliseconds at the beginning of each required light flash or blackout as well as in the middle of each such flash or blackout. These time signal pulses are routed by the lamp regulator circuit 22 via wire 23 to the clock input of the counter 40 and thereby bring the counter 40 to a step shift one step shortly after the beginning of each light flash. If the time between the first pulse 11, which is referred to as the START pulse, and the third pulse 13, is short, the lamp regulator circuit 22 will activate gate 42 at the START pulse and gate 46 at the STOP pulse, both of which occur during the counting step ZERO of the counter 40. The resistors 60 and 62 are then connected in sequence. When the START pulse 11 activates the gate 44, it will be understood that a short time constant corresponding to R-^C^ will cause the clock and timing signal generator 34 to produce the STOP pulse 13 in that pair, which causes the lamp regulator circuit 22 to activate the gate 46 for short darkened space. When the START pulse 17 for the long flashing period occurs as the counter 40 is stepped to produce output pulse 20 above its output TO, in a similar way the pulse 20 will activate one input for ports 50 and 54. A flashing pulse will then appear on wire 41 from the lamp regulator circuit 22 to gate 50 for long light flash, and which then drives the switch 52 to connect the resistor R^ to the capacitor, which creates a long time constant for the long light flash 16. When the STOP signal pulse 19 appears on the wire 35 of the lamp controller circuit 22, a blackout pulse will on wire 43 activate long blackout gate 54, which engages resistor R^ to produce the blackout period 18.

Foreliggende oppfinnelse gjelder også et undersystem for dagslys-styring og som omfatter en styrekrets 70 og en fotocelle 72. Formålet med denne styring er å koble ut blinklyssystemet under de timer som har dagslys samt å slå på systemet mot natten. Som det vil bli nærmere forklart nedenfor, vil klokke- og tidssignalgeneratoren 34 bli forhindret fra å frembringe tidssignalpulser under dagslys og når tilstrekkelig innfallende lys treffer fotocellen 72. Når systemet er slått på, er detønskelig at alle enheter i systemet vil sette igang ved begynnelsen av den syklus som er vist på linje B i fig. 1. For dette formål frembringer lamperegulatorkretsen 22 en kort synkroniseringspuls ved begynnelsen av hvert lysblink samt under det første blink i hver syklus. I det foreliggende eksempel vil en synkpuls opptre samtidig som pulsen 11 og som den annen tidssignalpuls på linjen A. Denne synkpuls vil opptre på ledning 29 fra lamperegulatorkretsen 22 til synk-utgangsforsterkeren 36. Synkpulsene vil da være utvendig tilgjengelige på utgangsledningen 37 for formål som vil bli beskrevet nedenfor. Disse synkpulser tilbakestiller også klokke- og tidssignalgeneratoren 36 over regulatorkretsen 22 og telleren 40, for derved å sikre at den første sekvens av lysblink begynner ved begynnelsen av en syklus. The present invention also applies to a subsystem for daylight control and which comprises a control circuit 70 and a photocell 72. The purpose of this control is to switch off the flashing light system during the hours of daylight and to switch the system on at night. As will be further explained below, the clock and timing signal generator 34 will be prevented from generating timing signal pulses during daylight hours and when sufficient incident light strikes the photocell 72. When the system is turned on, it is desirable that all devices in the system will start at the beginning of the cycle shown on line B in fig. 1. To this end, the lamp controller circuit 22 generates a short synchronizing pulse at the beginning of each light flash as well as during the first flash of each cycle. In the present example, a sync pulse will appear at the same time as the pulse 11 and as the second time signal pulse on line A. This sync pulse will appear on line 29 from the lamp regulator circuit 22 to the sync output amplifier 36. The sync pulses will then be externally accessible on the output line 37 for purposes which be described below. These sync pulses also reset the clock and timing signal generator 36 above the regulator circuit 22 and the counter 40, thereby ensuring that the first sequence of light flashes begins at the beginning of a cycle.

Det skal nå henvises til fig. 3, hvor det er vist en rekke på N blinklyssystemer, som hver er av den type som er vist i fig. 2. Det vil forstås at når hver av fotocellene 72 utsettes for tilstrekkelig innfallende lys, vil samtidlige blinklyssystemer bli utkoblet, slik som beskrevet ovenfor. Formålet med foreliggende oppfinnelse er å få alle systemer i rekken til å bli slått på samtidig og fungere i synkronisme. Det er vanligvis ikke praktisk mulig å gjøre følsomheten helt lik for alle fotoceller, og selv om dette kunne oppnås, ville det innfallende lys normalt ikke ha samme intensitet ved hver celle, da de forskjellige systemer vil befinne seg på forskjellige steder. For anskuelighetens skyld kan det antas at alle systemer er slått av og at systemet 2 erfarer tilstrekkelig lysreduksjon på sin fotocelle 72 til å sette igang lysblinkingen, slik som beskrevet ovenfor. Når dette inntreffer, vil synksignalene som opptrer på ledning 29 fra lamperegulatoren 22 i fig. 2 bli sendt ut over ledning 37 over synkutgangen 36. Ved dette tidspunkt vil synkpulsene bli overført over for-bindelsene 39 til system 1, system 3 og de øvrige systemer i rekken. Etter hvert som hver av de øvrige systemer mottar disse synkpulser, vil således vedkommende system tilbakestille sin klokke- og tidssignalgenerator 34 og teller 40, hvilket for hvert av systemene til å overse sin egen dagslys-regulator 70, som da avsperres ved et styresignal på leder 71 fra lamperegulatorkretsen 22. Det bør nå bemerkes at hvert system frembringer sin egne synksignaler, men alle sådanne signaler opptrer samtidig og foreligger på hver utgangsledning. Når lysforholdene forandres i sådan grad at fotocellene 72 energiseres, er det også et formål for foreliggende oppfinnelse å oppnå at alle enheter fortsetter sin lysblinking inntil den minst følsomme eller siste enhet slås av fra dagslys-regulatoren 70. Det skal nå antas at system 3 med sin fotocelle 2 er den siste enhet til å motta tilstrekkelig lys til å koble ut blinklyssystemet. Ved dette tidspunkt vil alle de øvrige enheter ha blitt påvirket av sine tilordnede fotoceller til å bringe dagslys-regulatoren 70 til å forsøke å stoppe lysblinkingen fra vedkommende enhet. Synkroniseringspulser fra system 3 som opptrer på synkinngangen for ledning 37 i hver av de øvrige systemer, vil imidlertid atter utføre sin arbeidsfunksjon som går ut på å holde hver av enhetene i drifts-tilstand. Når system 3 til slutt slås av på grunn av tilstrekkelig belysning av sin fotocelle 72, vil syste-mets synkpuls forsvinne fra ledning 37 og alle systemer vil derfor bli slått av samtidig. Skjønt fig. 3 viser en ledningslinje 39 mellom ledningene 37 fra hver enhet, vil det forstås at enhver type innbyrdes forbindelse kan anvendes, alt etter de foreliggende omgivelser for systemene. Kabelforbindelse kan f.eks. anvendes på store bygningskonstruksjoner slik som oljeborings-plattformer, mens en radiolinje hensiktsmessig kan benyttes for bøyer. Sådan innbyrdes forbindelse er imidlertid ikke ment å utgjøre noen del av foreliggende oppfinnelse. Reference must now be made to fig. 3, where there is shown a series of N turn signal systems, each of which is of the type shown in fig. 2. It will be understood that when each of the photocells 72 is exposed to sufficient incident light, contemporary turn signal systems will be disabled, as described above. The purpose of the present invention is to get all systems in the row to be switched on at the same time and function in synchronism. It is usually not practical to make the sensitivity exactly the same for all photocells, and even if this could be achieved, the incident light would not normally have the same intensity at each cell, as the different systems will be in different places. For the sake of clarity, it can be assumed that all systems are switched off and that system 2 experiences sufficient light reduction on its photocell 72 to start the light flashing, as described above. When this occurs, the sync signals appearing on wire 29 from the lamp regulator 22 in fig. 2 will be sent out via line 37 via sync output 36. At this point, the sync pulses will be transmitted via connections 39 to system 1, system 3 and the other systems in the series. As each of the other systems receives these sync pulses, the system in question will thus reset its clock and time signal generator 34 and counter 40, which causes each of the systems to overlook its own daylight regulator 70, which is then blocked by a control signal on the conductor 71 from the lamp regulator circuit 22. It should now be noted that each system produces its own sync signals, but all such signals appear simultaneously and are present on each output line. When the light conditions change to such an extent that the photocells 72 are energized, it is also an object of the present invention to achieve that all units continue their light flashing until the least sensitive or last unit is switched off from the daylight regulator 70. It shall now be assumed that system 3 with its photocell 2 is the last unit to receive sufficient light to switch off the turn signal system. At this point, all the other units will have been influenced by their assigned photocells to cause the daylight regulator 70 to try to stop the light flashing from the unit in question. Synchronization pulses from system 3 which appear on the sync input for line 37 in each of the other systems will, however, again perform their work function, which is to keep each of the units in operating condition. When system 3 is finally switched off due to sufficient illumination of its photocell 72, the system's sync pulse will disappear from line 37 and all systems will therefore be switched off simultaneously. Although fig. 3 shows a wiring line 39 between the wires 37 from each unit, it will be understood that any type of interconnection can be used, depending on the available environment for the systems. Cable connection can e.g. are used on large building structures such as oil drilling platforms, while a radio line can be appropriately used for buoys. However, such interconnection is not intended to form any part of the present invention.

Da nå de grunnleggende driftsprinsipper for foreliggende oppfinnelsegjenstand er blitt beskrevet, vil de særegne nye kretser bli nærmere forklart. Fig. 4 viser et koblingsskjerna av kraftforsyningsregulatoren og lampe-kretsføleren i henhold til foreliggende oppfinnelse. Denne krets utgjøres av tre grunnelementer, nemlig en spenningsregulator 80 for de elektroniske kretser, en spenningsregulator 90 for regulering av den spenning som påtrykkes glødelampen 24, samt en lampestrømføler 26 som driver en omkobler bestående av transistorer 205, 202 og 109. Now that the basic operating principles for the subject of the present invention have been described, the distinctive new circuits will be explained in more detail. Fig. 4 shows a connection core of the power supply regulator and the lamp circuit sensor according to the present invention. This circuit consists of three basic elements, namely a voltage regulator 80 for the electronic circuits, a voltage regulator 90 for regulating the voltage applied to the incandescent lamp 24, and a lamp current sensor 26 which operates a switch consisting of transistors 205, 202 and 109.

Det antas at foreliggende oppfinnelsegjenstand hovedsakelig vil bli anvendt med blinklys drevet fra en kraft-forsyning av batteritype. Den tilførte batterieffekt vil imidlertid variere med hensyn til utgangssperining i løpet av batteriets levetid eller over en ladningssyklus. For It is assumed that the present invention will mainly be used with turn signals powered from a battery-type power supply. However, the supplied battery power will vary with respect to output voltage during the life of the battery or over a charge cycle. For

å gjøre levetiden lengst mulig for en glødelampe 24, er det nødvendig å regulere spenningen som påtrykkes lampen. Ved batteridrift er det også nødvendig å nedsette tapene i regulatorkretsene for å kunne opprettholde korrekt arbeidsfunksjon også når batterispenningen faller til en verdi lavere enn normalt. Dette er tidligere oppnådd ved anvendelse av krafttransistorer av germanium-type for kobling og regulering av strømmen gjennom vedkommende glødelampe. Skjønt spenningsfallet over hoved-koblingstransistoren kunne holdes på omkring 0,5 til 0,6 volt ved germanium-transistorer, har disse innretninger er høy lekkasjestrøm som øker med stigende temperatur. I foreliggende regulator 90 er det imidlertid anvendt en kraft-transistor 62 av silisiumtype som primært koblings- og reguleringselement. Ved lav batterispenning har man derved fordelaktig vært i stand til å holde spenningstapet over transistoren 92 meget lavere enn det som tidligere har vært mulig ved en transistoromkobler og-regulator av silisium-type. Transistoren 92 drives av en transistor 94 som i sin tur drives av en ytterligere transistor 96. Når hovedtransistoren 92 er slått av, er kollektorene for transistorene 94 og 96 koblet til kollektoren for transistoren 92 over en diode 93, således at det dannes en darlington-krets. Kollektorene for transistorene 94 og 96 er over en forbiføringsmotstand 95 koblet til den negative side av effektskilden, som betraktes som jordpotensial i den krets som er angitt i fig. 4. En differensialforsterker 98 og 99 er koblet i en regulatorkrets med en zener-diode 97 for spennings-refferanse, samt anvendes for å regulere kollektorspenningen på transistoren 92. Når lampen 24 først slås på, vil driftsstrømmen passere gjennom emitter/basis-skiktet to make the lifespan as long as possible for an incandescent lamp 24, it is necessary to regulate the voltage applied to the lamp. With battery operation, it is also necessary to reduce the losses in the regulator circuits in order to be able to maintain correct working function even when the battery voltage drops to a value lower than normal. This has previously been achieved by using germanium-type power transistors for switching and regulating the current through the relevant incandescent lamp. Although the voltage drop across the main switching transistor could be kept at around 0.5 to 0.6 volts with germanium transistors, these devices have a high leakage current that increases with rising temperature. In the present regulator 90, however, a silicon-type power transistor 62 is used as the primary switching and regulating element. At low battery voltage, one has thereby advantageously been able to keep the voltage loss across the transistor 92 much lower than has previously been possible with a transistor switch and regulator of the silicon type. The transistor 92 is driven by a transistor 94 which in turn is driven by a further transistor 96. When the main transistor 92 is switched off, the collectors of the transistors 94 and 96 are connected to the collector of the transistor 92 via a diode 93, so that a darlington circuit. The collectors of the transistors 94 and 96 are connected via a bypass resistor 95 to the negative side of the power source, which is considered ground potential in the circuit shown in fig. 4. A differential amplifier 98 and 99 is connected in a regulator circuit with a zener diode 97 for voltage reference, and is used to regulate the collector voltage of the transistor 92. When the lamp 24 is first switched on, the operating current will pass through the emitter/base layer

i transistor 92, gjennom transistorene 94 og 96, samt også gjennom dioden 93 og den foreliggende last. Etter hvert som kollektorspenningen på transistor 92 stiger, vil imidlertid dioden 93 bli forspent i sperreretningen og driftstrømmen vil derfor passere gjennom forbiførings-motstanden 95 til jord. Kretsen blir således automatisk koblet om fra én darlington-krets til en enkelt transistorkrets drevet av en annen transistor, hvor drivstrømmen nå ikke er endel av belastningsstrømmen. Med transistoren 92 i ledende tilstand vil glødetråden i lampen 24 trekke høy strøm med en gang den slås på, men vil øke sin motstand etter hvert som glødetråden varmes opp, slik at den påkrevede drifts- og belastningsstrøm avtar. Den resulterende kollektorspenning og følgelig også spenningen over lampen 24 vil være fastlagt av zener-dioden 97 samt innstillingen av motstanden 201 i den regulatorkrets som utgjøres av transistorerne 98 og 99. Når strømmene gjennom transistorene 94 og 96 flyter gjennom forbifør-ingsmotstanden 95, vil det minimale spenningstap mellom in transistor 92, through transistors 94 and 96, and also through diode 93 and the present load. However, as the collector voltage on transistor 92 rises, diode 93 will be biased in the blocking direction and the operating current will therefore pass through bypass resistor 95 to ground. The circuit is thus automatically switched from one darlington circuit to a single transistor circuit driven by another transistor, where the drive current is now not part of the load current. With the transistor 92 in the conducting state, the filament in the lamp 24 will draw a high current once it is switched on, but will increase its resistance as the filament heats up, so that the required operating and load current decreases. The resulting collector voltage and consequently also the voltage across the lamp 24 will be determined by the zener diode 97 as well as the setting of the resistor 201 in the regulator circuit formed by the transistors 98 and 99. When the currents through the transistors 94 and 96 flow through the bypass resistor 95, minimal voltage loss between

emitter og kollektor i transistoren 92 ikke være begrenset av spenningene mellom kollektor og emitter i transistorene 94 og 96. Når inngangsspenningen faller under den ønskede regulerte utgangsspenning i den vanlige darlington-regulatorkrets, vil det nedsatte spenningsfall over transistoren 92 nærme seg en verdi som er bestemt av spenningsfallet over transistorene 94 og 96, når inngangsspenningen faller under denønskede regulerte utgangsspenning i emitter and collector of transistor 92 are not limited by the collector-to-emitter voltages of transistors 94 and 96. When the input voltage falls below the desired regulated output voltage in the conventional darlington regulator circuit, the reduced voltage drop across transistor 92 will approach a value determined of the voltage drop across transistors 94 and 96, when the input voltage falls below the desired regulated output voltage in

Når den tilførte spenning er større enn den ønskede regulerte utgangsspenning, vil en spenningsdeler dannet av motstandene 205 og 103 frembringe en spenning over zener-dioden 97 som er større enn den spenning som frembringer tenning av denne diode. Basis for transistoren 98 i differensial-forsterkeren vil da bli holdt konstant på den referansespenning som opprettes av zener-dioden When the supplied voltage is greater than the desired regulated output voltage, a voltage divider formed by the resistors 205 and 103 will produce a voltage across the zener diode 97 which is greater than the voltage which produces ignition of this diode. The base of the transistor 98 in the differential amplifier will then be held constant at the reference voltage created by the zener diode

97. Spenningen på basis av transistoren 99 vil være bestemt av den spenningsdeler som dannes av motstandene 197 og 201 fra den regulerte lampespenning. Forholdet mellom motstandene 197 og 201 er innstilt for å frembringe bare den strøm gjennom transistoren 94 og 96 som vil gi den ønskede maksimale utgangsspenning på kollektoren i transistoren 92. 97. The voltage at the base of the transistor 99 will be determined by the voltage divider formed by the resistors 197 and 201 from the regulated lamp voltage. The ratio of resistors 197 and 201 is adjusted to produce only that current through transistors 94 and 96 which will provide the desired maximum output voltage on the collector of transistor 92.

Når den tilførte spenning til emitteren i koblingstransistoren 92 nærmer seg eller faller under denønskede verdi av den regulerte utgangsspenning, vil spenningen på basis i transistoren 98 synke under gjennombruddsspennin-gen for zener-dioden 97 og videre til en verdi fastlagt av spenningsforholdet i spenningsdelen 205, 103. Basis-spenning for transistoren 99 er bestemt ved spenningsforholdet i deleren 197, 201. Motstandsforholdet mellom motstandene 205, 103 er innstilt slik at det oppnås et lavt forut bestemt spenningsfall mellom emitter og kollektor over koblingstransistoren 92. Denne spenning er imidlertid høyere enn spenningsfallet ville være i det tilfelle transistorene 98, 96 og 94 var fullstendig slått på. Tillegget av motstanden 103 til dannelse av spenningsdelen 205, 103 når zener-dioden 97 ikke er ledende, tillater derfor begrensning av drivstrømmen gjennom transistoren 92 til den strømverdi som er påkrevet for å opprettholde det ønskede minste spenningstap over transistoren 92 ved en hvilken som helst gitt belastnings-strøm. When the applied voltage to the emitter of the switching transistor 92 approaches or falls below the desired value of the regulated output voltage, the voltage at the base of the transistor 98 will drop below the breakdown voltage of the zener diode 97 and further to a value determined by the voltage ratio in the voltage section 205, 103. Base voltage for the transistor 99 is determined by the voltage ratio in the divider 197, 201. The resistance ratio between the resistors 205, 103 is set so that a low predetermined voltage drop between emitter and collector across the junction transistor 92 is achieved. However, this voltage is higher than the voltage drop would be in the event that transistors 98, 96 and 94 were fully turned on. The addition of the resistor 103 to form the voltage section 205, 103 when the zener diode 97 is not conducting therefore allows limiting the drive current through the transistor 92 to the current value required to maintain the desired minimum voltage drop across the transistor 92 at any given load current.

Ved et alternativ arrangement av kretsen i fig. 4, hvor det bare kreves at transistoren 92 skal kunne koble ut In an alternative arrangement of the circuit in fig. 4, where it is only required that the transistor 92 should be able to switch off

belastningen og uten regulering av belastningsspenningen, kan zener-dioden 97 utelates og spenningen over koblingstransistoren opprettholdes på en meget lav verdi over et bredt område av påtrykte spenningsverdier. I dette til-fellet hindrer motstanden 103 retning av transistorene 98, 96 og 94. Uten motstanden 103 ville drivstrømmen for transistoren 92 bare være begrenset av verdiene av mot- the load and without regulation of the load voltage, the zener diode 97 can be omitted and the voltage across the junction transistor maintained at a very low value over a wide range of applied voltage values. In this case, the resistor 103 prevents the direction of the transistors 98, 96 and 94. Without the resistor 103, the drive current for the transistor 92 would only be limited by the values of the counter-

standene 95 og 211. Valg av motstanden 95 for tilførsel av tilstrekkelig drivstrøm for en høy strømførende belastning, ville i et sådant tilfelle føre til en ytterst høy drivstrøm også for en lav strømbelastning, hvilket vil representere spill av energi. Med motstanden 103 er drivstrømmen dynamisk innstilt til nettopp den verdi som kreves for å opprettholde det valgte spenningsfall over transistoren 92 for en hvilken som helst øyeblikksverdi eller stabil verdi av belastningsstrømmen, og drivstrøm-men kan da opprettholdes som en liten prosentandel av belastningsstrømmen for oppnåelse av maksimal virknings-grad . positions 95 and 211. Selection of the resistor 95 for the supply of sufficient drive current for a high current-carrying load would in such a case lead to an extremely high drive current also for a low current load, which would represent a waste of energy. With the resistor 103, the drive current is dynamically set to just the value required to maintain the selected voltage drop across the transistor 92 for any instantaneous or steady state value of the load current, and the drive current can then be maintained as a small percentage of the load current to achieve maximum degree of effectiveness.

Som det nå vil erkjennes, tillater de nye spenningsdelere som er tilordnet differensialforsterkeren 98, 99 og driverne 94, 96, spenningsfallet over koblingstransistoren 92 å nærme seg retningsverdi, men uten overdrevet høy drivstrøm ved noen som helst gitt lampebelastnings-strøm. As will now be appreciated, the new voltage dividers associated with the differential amplifier 98, 99 and the drivers 94, 96 allow the voltage drop across the junction transistor 92 to approach the directional value, but without excessively high drive current at any given lamp load current.

Som et eksempel på et spesielt driftstilfellet for den nye regulator 90, kan det antas at inngangsspenningen kan variere mellom 13 og 18 volt samt at en utgangsspenning på 12 volt er ønskelig. Med inngangsspenning i området 13 til 18 volt og motstanden 103 utelatt, vil det første tiltak å innstille motstanden 201 til å gi en utgangsspenning på 12 volt. Inngangsspenningen reduseres så til under 12 volt, f.eks. 11 volt. Motstanden 103 innsettes så og innstilles til å gi det ønskede spenningsfall fra emitter til kollektor i transistoren 92 ved den høyeste lampebelastning som enheten er beregnet for. As an example of a special operating case for the new regulator 90, it can be assumed that the input voltage can vary between 13 and 18 volts and that an output voltage of 12 volts is desirable. With input voltage in the range of 13 to 18 volts and resistor 103 omitted, the first step would be to set resistor 201 to provide an output voltage of 12 volts. The input voltage is then reduced to below 12 volts, e.g. 11 volts. The resistor 103 is then inserted and set to give the desired voltage drop from emitter to collector in the transistor 92 at the highest lamp load for which the unit is designed.

Som det vil forstås, vil spenningsfallet over forbifør-ingsmotstanden 95 avta hvis lampens glødetråd svikter, og denne spenning kan da anvendes for å avføle sådant gløde-trådsvikt. En følermotstand i serie med lampen 24 er derfor ikke nødvendig, og det effekttap en sådan motstand ville innebære, unngås således. Den spenning over forbi-føringsmotstanden 95 som frembringes av drivstrømmen, avføles følgelig av komparatoren 195. Hvis lampen 24 svikter, styrer komparatoren 195 transistoromkobleren 202, som i sin tur bringer koblingstransistorene 204 og 109 til ledende tilstand for å energisere en automatisk lampeskifter, hvis driftsfunksjon går ut på å fjerne den sviktende lampe 24 og sette inn en ny lampe. As will be understood, the voltage drop across the bypass resistor 95 will decrease if the lamp's filament fails, and this voltage can then be used to sense such filament failure. A sensor resistor in series with the lamp 24 is therefore not necessary, and the power loss such a resistor would entail is thus avoided. The voltage across bypass resistor 95 produced by the drive current is consequently sensed by comparator 195. If lamp 24 fails, comparator 195 controls transistor switch 202, which in turn brings junction transistors 204 and 109 into conduction to energize an automatic lamp changer, the operation of which involves removing the failing lamp 24 and inserting a new lamp.

Regulatoren 80, som tilfører reguleringseffekt til de tidsstyrende kretser i henhold til oppfinnelsen og også til komparatoren 190, er en enkel spenningsregulator med en transistor 206, en zener-diode 208 og en motstand 108. The regulator 80, which supplies regulation power to the timing circuits according to the invention and also to the comparator 190, is a simple voltage regulator with a transistor 206, a zener diode 208 and a resistor 108.

Den foretrukkede utførelse av de elektroniske styrekret-ser for blinklys og tilsvarende tidssignalkretser i The preferred embodiment of the electronic control circuits for turn signals and corresponding time signal circuits i

henhold til oppfinnelse er vist i skjematisk form i fig. 5, men det vil uten videre forstås at også andre kretser kan anordnes for å frembringe de ønskede funksjoner, hvilket ville være åpenbart for fagfolk på område. Arbeidsfunksjonen for de viste kretser vil bli forklart under henvisning til de viste kurver i fig. 6 av bølge-former i forskjellige punkter i vedkommende kretser. Som tidligere omtalt under henvisning til fig. 2, kan foreliggende oppfinnelsegjenstand frembringe opptil 10 blinkperioder med den viste teller som tillater lysblink i form av forskjellige kodede signaler, og ved hensiktsmessig valg av kondensator 68 og motstander 60, 62, 64 og 66 kan varighetene av lysglimtene og de mørklagte mellomrom reguleres. Det bør forstås at større tellere kan anvendes til å gi mere enn 10 blinkperioder. For de kretser som er vist i fig. 5, er det valgt 6 perioder (N=6) for å anskueliggjøre oppfinnelsen, med telleren 50 koblet for å frembringe den kodede blinksekvens som er angitt på linje T i fig. 6. Den angitte sekvens på to streker, to prikker og to ytterligere streker er natur-ligvis en vilkårlig kode som bare en angitt for illu- according to the invention is shown in schematic form in fig. 5, but it will be readily understood that other circuits can also be arranged to produce the desired functions, which would be obvious to those skilled in the art. The working function of the circuits shown will be explained with reference to the curves shown in fig. 6 of waveforms at different points in the relevant circuits. As previously discussed with reference to fig. 2, the present object of invention can produce up to 10 flashing periods with the counter shown which allows light flashing in the form of different coded signals, and by appropriate selection of capacitor 68 and resistors 60, 62, 64 and 66 the durations of the light flashes and the darkened spaces can be regulated. It should be understood that larger counters can be used to provide more than 10 flashing periods. For the circuits shown in fig. 5, 6 periods (N=6) have been selected to illustrate the invention, with the counter 50 connected to produce the coded flash sequence indicated on line T in FIG. 6. The given sequence of two dashes, two dots and two further dashes is, of course, an arbitrary code as only one given for illus-

strerende eksempel. Et kort mørklagt mellomrom frembringes mellom påfølgende kodeelementer, mens et langt mørklagt mellomrom frembringes ved slutten av koden. Som det vil erkjennes, viser fig. 6 to fullstendige sykler av vedkommende kode. Det kan bemerkes i fig. 5 at telleren 40 har sine tellerutganger NULL og En forbundet med to innganger for NELLER-porten 146 med fire innganger,«for derved å frembringe to lange lysblink ved begynnelsen av koden, mens tellerutgangene FIRE og FEM er forbundet med de to øvrige innganger for å frembringe de to lange lysblink ved slutten av koden. NELLER-porten 148 med fire innganger har en av disse innganger forbundet med telle-utgangen FEM for å frembringe den ekstra lange mørkleg-nihgsperiode ved slutten av koden. Resten av denne ports innganger er jordet, slik som tidligere omtalt. disturbing example. A short darkened space is produced between successive code elements, while a long darkened space is produced at the end of the code. As will be appreciated, FIG. 6 two complete cycles of the relevant code. It can be noted in fig. 5 that the counter 40 has its counter outputs ZERO and ONE connected to two inputs for the NOR gate 146 with four inputs, to thereby produce two long flashes of light at the beginning of the code, while the counter outputs FOUR and FIVE are connected to the other two inputs to produce the two long flashes at the end of the code. The four-input NELLER gate 148 has one of these inputs connected to the count output FEM to produce the extra long blackout period at the end of the code. The rest of this port's inputs are grounded, as previously discussed.

Multivibratorene 101 og 102 er nøkklende tidselementer i kretsen. Som vist på linjene G og H i fig. 6, er multivibratorene 101 og 102 sammenkoblet for å bringe multivibrator 101 for å frembringe like lange pulser med henholdsvis HØYT og LAVT nivå over sin Q-utgang for hver utgang med HØYT eller LAVT nivå fra Q-utgangen på multivibratoren 102. Når f.eks. multivibrator 102 frembringer en HØY-nivåpuls 170 av lang varighet, vil multivibratoren 101 avgi en HØY-nivåpuls 171 fulgt av en LAV-nivåpuls 172, som hver har en varighet tilsvarende den halve varighet av HØY-nivåpulsen 170. Multivibratoren 102 forandrer således tilstand en gang mens det foregår to tilstandsforandringer i multivibratoren 101. Den klokke-og tidssignalgenerator som er vist i sin helhet ved 34 avgir den sekvens av tidssignalpulser som er angitt på linje F over ledningen 35 som klokker multivibratoren 101 og avgir inngangssignaler til flere porter. Utgangsnivå-ene på Q1, ,<Q>2, Q2utnyttes for å styre forskjellige porter i lampens reguleringskrets. The multivibrators 101 and 102 are key timing elements in the circuit. As shown on lines G and H in fig. 6, the multivibrators 101 and 102 are interconnected to cause the multivibrator 101 to produce equal length pulses of HIGH and LOW level respectively across its Q output for each HIGH or LOW level output from the Q output of the multivibrator 102. When e.g. . multivibrator 102 produces a HIGH level pulse 170 of long duration, the multivibrator 101 will emit a HIGH level pulse 171 followed by a LOW level pulse 172, each of which has a duration corresponding to half the duration of the HIGH level pulse 170. The multivibrator 102 thus changes state a time while two state changes occur in the multivibrator 101. The clock and timing signal generator shown in its entirety at 34 outputs the sequence of timing signal pulses indicated on line F over wire 35 which clocks the multivibrator 101 and outputs input signals to several gates. The output levels on Q1, ,<Q>2, Q2 are used to control different gates in the lamp's control circuit.

En innledende sekvens for blinkregulatorsystemet kan anskueliggjøres ved å anta at kretsene er i den tilstand som angis ved "start"-pilen på linje F i fig. 6, med tidspulsledningen 35 på HØYT-nivå, Q1 og Q2på LAVT-nivå samt lampen slått AV. Telleren 40 vil være i sitt sjette telletrinn. Når telleren 40 fullfører sitt sjette telletrinn, som opptrer på utgang 5, vil telleren 50, som vist, bli trinnforskjøvet til sitt N + 1 eller syvende telletrinn som opptrer på utgang 6 og er over ELLER-port 132 koblet til tilbakestillingsinngangen for teller 40. Tilbakestillingspulsen til teller 40 stiller også tilbake begge multivibratorer 101 og 102. Ved dette tidspunkt er både ~Q, og Q2på LAVT nivå. Når en negativtgående tidspuls opptrer på ledning 35 fra tidssignalgeneratoren 34, vil alle innganger til NELLER-porten 110 være på LAVT nivå å frembringe et HØYT nivå på portens utgangsside. Utgangen for ELLER-porten 126 vil da være på HØYT nivå, og derved frembringe et HØY-nivåsignal på en av inngang-ene til NELLER-porten 112 og for NELLER-porten 114. Porten 114 vil frembringe et lavt nivå på en inngang til ELLER-porten 125, som har et lavt nivå på sin annen inngang fra NELLER-porten 112. Det LAVE nivå som frembringes på utgangssiden av ELLER-porten 124 slår da av transistoren 141. An initial sequence for the flashing controller system can be visualized by assuming that the circuits are in the state indicated by the "start" arrow on line F in FIG. 6, with the timing pulse line 35 at the HIGH level, Q1 and Q2 at the LOW level and the lamp switched OFF. Counter 40 will be in its sixth counting step. When counter 40 completes its sixth count step, which occurs at output 5, counter 50 will, as shown, be shifted to its N + 1 or seventh count step which occurs at output 6 and is connected across OR gate 132 to the reset input of counter 40. The reset pulse to counter 40 also resets both multivibrators 101 and 102. At this time both ~Q and Q2 are at the LOW level. When a negative-going time pulse occurs on line 35 from the time signal generator 34, all inputs to the NOR gate 110 will be at a LOW level to produce a HIGH level on the gate's output side. The output for the OR gate 126 will then be at a HIGH level, thereby producing a HIGH level signal at one of the inputs to the NOR gate 112 and for the NOR gate 114. The gate 114 will produce a low level at an input to the OR -gate 125, which has a low level on its other input from the OR gate 112. The LOW level produced on the output side of the OR gate 124 then turns off the transistor 141.

Kollektoren for transistoren 141 er forbundet med inngangen X i fig. 4, som styrer lampens koblingstransistor 92 over transistorene 98 og 99. Når transistoren 141 er i ledende tilstand, vil punktet X være på LAVT nivå å koble ut strømmen til lampen 24. Når ELLER-porten 124 således slår av transistoren 141, aktiveres lampens koblingsorgan og slår på lampen 24. Virkningen av at START-signalpulsen 174 går til LAVT nivå bringer også et HØYT signalnivå fra utgangssiden av NELLER-porten 110 til en inngang av NELLER-porten 120. Både "Qjog<*>Q2The collector of the transistor 141 is connected to the input X in fig. 4, which controls the lamp's switching transistor 92 over the transistors 98 and 99. When the transistor 141 is in the conductive state, the point X will be at the LOW level to cut off the current to the lamp 24. When the OR gate 124 thus turns off the transistor 141, the lamp's switching means is activated and turns on the lamp 24. The effect of the START signal pulse 174 going LOW also brings a HIGH signal level from the output side of the NOR gate 110 to an input of the NOR gate 120. Both "Qjog<*>Q2

finner seg da på høyt nivå og frembringer et HØY-nivå-signal på inngangssiden av NELLER-porten 118, som har et LAVT inngangssignal fra ledning 35. NELLER-porten 120 is then at a high level and produces a HIGH level signal at the input side of the NELLER gate 118, which has a LOW input signal from wire 35. The NELLER gate 120

frembringer et LAVT utgangssignal, slår på transistoren 125 og bringer dens kollektor samt synk-utgangsledningen 37 til HØYT nivå. Dette frembringer forkanten av synkpulsen 178 på linje F i fig. 6. Det bør bemerkes at synkpulsen 178 opptrer hovedsakelig samtidig med START-signalpulsen 174. Når START-signalpulsen 174 går posi-tivt (bakkanten), klokkes multivibratorene 101 og 102 for å frembringe pulser 171 og 170 på Q, og , slik som vist på linjene G og H. Utgangen fra NELLER-porten 110 antar da LAVT nivå og bringer derved utgangssiden av NELLER-porten 102 til HØYT signalnivå. Transistoren 125 er da slått av og ledningen 37 går til LAVT nivå. Den nettopp beskrevne prosess frembringer derfor synkpulsen 178 på ledning 37. Når transistoren 125 slås på, slås transistoren 121 også på, mens transistoren 123 slås av. produces a LOW output signal, turns on transistor 125 and brings its collector and sink output line 37 to HIGH level. This produces the leading edge of the sink pulse 178 on line F in FIG. 6. It should be noted that the sink pulse 178 occurs substantially simultaneously with the START signal pulse 174. When the START signal pulse 174 goes positive (the trailing edge), the multivibrators 101 and 102 are clocked to produce pulses 171 and 170 at Q, and , as shown on lines G and H. The output from the NELLER gate 110 then assumes a LOW level and thereby brings the output side of the NELLER gate 102 to a HIGH signal level. The transistor 125 is then switched off and the line 37 goes to the LOW level. The process just described therefore produces the sink pulse 178 on line 37. When transistor 125 is switched on, transistor 121 is also switched on, while transistor 123 is switched off.

Før START-signalpulsen 174 var transistoren 123 slått på for ladning av kondensatoren 145. Når den første synkpuls 178 opptrer, går den ene inngang for OG-porten 136 til HØYT nivå, mens den andre inngang allerede befinner seg på HØYT nivå fra ladningen på kondensatoren 135. Et HØYT signalnivå opptrer derfor på utgangssiden av OG-porten 136. Motstanden 143 er valgt for å kunne lade kondensatoren 146 til stengning av OG-porten 136 før slutten av synkpulsen 178. Denne prosess fører til at synkpulsene 178 og 180 dupliseres på ledning 161, men er her av kortere varighet for å hindre ledningen 161 fra å forbli på høyt nivå, hvilket ville bringe en låsetilstand på tilbakestillingsinngangen for transistoren 139. Multivibratorene 101 og 102 innstilles av de korte inn-stillingspulder 182 (linje J i fig. 6) samt tilbakestilles av korte pulser 183 gjennom porten 132, som også tilbakestiller telleren 40. De korte pulser 183 på ledning 161 til OG-porten 138 overføres også til basis av transistor 139 i klokke- og tidssignalgeneratoren 34 for tilbakestilling av denne generator. OG-porten 106 har begge sine innganger på HØYT nivå, og tilbakestillingspulsen Before the START signal pulse 174, the transistor 123 was switched on to charge the capacitor 145. When the first sync pulse 178 occurs, one input for the AND gate 136 goes to HIGH level, while the other input is already at HIGH level from the charge on the capacitor 135. A HIGH signal level therefore appears on the output side of the AND gate 136. The resistor 143 is chosen to be able to charge the capacitor 146 to close the AND gate 136 before the end of the sync pulse 178. This process causes the sync pulses 178 and 180 to be duplicated on wire 161, but is here of shorter duration to prevent line 161 from remaining at a high level, which would bring a latching condition to the reset input of transistor 139. Multivibrators 101 and 102 are set by the short setting pulses 182 (line J in Fig. 6 ) as well as being reset by short pulses 183 through gate 132, which also reset counter 40. The short pulses 183 on line 161 to AND gate 138 are also transmitted to the base of transistor 139 in the clock and time signal generator 34 for resetting this generator. The AND gate 106 has both its inputs at the HIGH level, and the reset pulse

overføres derfor til tilbakestilling av telleren 40.is therefore transferred to reset the counter 40.

Det bør bemerkes at utgangssiden av NELLER-porten 118 går til HØYT nivå under tidssignalpulsen 176, som opptrer midt i hvert lysblink i blinksekvensen. Når tellerens NULL-utgang som er vist på linje M, er forut innstilt, vil tidssignalpulsen 136 frembringe ytterligere synkpuls 180 på linje S i fig. 6. Denne puls forplantes derfor gjennom NELLER-porten 120 for å bringe signalet på synk-utgangslinjen 37 til HØYT nivå. Inverteren 130, hvis utgang er forbundet med en inngang for OG-porten 128, tjener til å hindre en tilbakestillingspuls som kan opptre fra en fjerntliggende enhet under det siste teller-trinn for telleren 40, hvis det siste lysblink har vært av lang varighet. Den ytterligere synkpuls 180, som opptrer på synkutgangen 37, vil bli overført til alle de øvrige blinksystemer i nettverket, samt vil tilbakestille hver av tellerne i de øvrige blinksystemer som er forbundet med synkledningen 37, gjennom deres tilsvarende porter 136, 138, 106, 128 og 132. Hvis alle blinklyssystemer i en gruppe ikke var synkronisert, ville det første blinksystem som nådde NULL-telletrinnet frembringe synkpulsen 80 og tilbakestille alle de øvrige systemer bortsett fra de som tilfeldigvis befant seg i siste telletrinn. Når imidlertid en sådan enhet går til sitt NULL-telletrinn, vil den frembragte synkpuls i sin tur tilbakestille og derfor synkronisere alle de øvrige enheter til denne enhet. dt i fra den ovenfor beskrevne sekvens for påslag av lampen, vil det innses at lampen slås av styrt av et lavt inngangsnivå til NELLER-porten 114, som anbringer et høyt inngangsnivå på ELLER-porten 124 til påslag av transistoren 141. Når den befinner seg i ledende tilstand anbringer transistoren 141 et LAVT signalnivå på X-inngangen til lampens koblingskretser i fig. 4, hvilket gjør at lampen slås av. NELLER-porten 112 tjener som en låsning for å holde transistoren 141 påslått inntil det neste påslagsignal opptrer. Under en påslagspuls vil et høyt signalnivå fra utgangssiden av OG-porten 104 innstille multivibratorene 101 og 102 og bringe og Q2til lavt nivå. Under en mørklagt periode er transistoren 105 ledende og lader kondensatoren 107, samt tillater derved et synksignal på OG-porten 104 å frembringe HØYT signalnivå på utgangssiden for innstilling av multivibratorene 101 og 102. Når transistoren 105 slås av, tillates utladning av kondensatoren 107 hvilket sperrer OG-porten 104. Den innstilte puls er således avkortet og kan ikke opptre på nytt under en blinkperiode, da kondensatoren vil forbli utladet. Det kan bemerkes at under synkronisering vil både synkpulsen og tellerens tilbakestillingspuls fra utgangssiden av OG-porten 137 også opptre på transistoren 139 i klokke-og tidssignalgeneratoren, samt derved bevirke at denne tilbakestilles slik det vil bli nærmere omtalt nedenfor. It should be noted that the output side of the NOR gate 118 goes HIGH during the timing pulse 176, which occurs in the middle of each light flash in the flash sequence. When the counter's ZERO output shown on line M is preset, the timing signal pulse 136 will produce an additional sync pulse 180 on line S in FIG. 6. This pulse is therefore propagated through the NOR gate 120 to bring the signal on the sync output line 37 to the HIGH level. The inverter 130, the output of which is connected to an input of the AND gate 128, serves to prevent a reset pulse that may occur from a remote device during the last counter step of the counter 40, if the last light flash has been of long duration. The additional sync pulse 180, which appears on the sync output 37, will be transmitted to all the other flash systems in the network, and will reset each of the counters in the other flash systems connected to the sync line 37, through their corresponding ports 136, 138, 106, 128 and 132. If all turn signal systems in a group were not synchronized, the first turn signal system to reach the ZERO count step would generate sync pulse 80 and reset all other systems except those that happened to be in the last count step. However, when such a unit goes to its NULL counter step, the generated sync pulse will in turn reset and therefore synchronize all the other units to this unit. dt i from the lamp turn-on sequence described above, it will be appreciated that the lamp is turned off controlled by a low input level to the NOR gate 114, which places a high input level on the OR gate 124 to turn on the transistor 141. When it is in the conducting state, transistor 141 applies a LOW signal level to the X input of the lamp switching circuits of FIG. 4, which causes the lamp to switch off. The NELLER gate 112 serves as a latch to keep the transistor 141 turned on until the next turn-on signal occurs. During a turn-on pulse, a high signal level from the output side of the AND gate 104 will set the multivibrators 101 and 102 and bring Q2 low. During a darkened period, the transistor 105 is conductive and charges the capacitor 107, thereby allowing a sync signal on the AND gate 104 to produce a HIGH signal level on the output side for setting the multivibrators 101 and 102. When the transistor 105 is turned off, the capacitor 107 is allowed to discharge, which blocks The AND gate 104. The set pulse is thus truncated and cannot occur again during a flashing period, as the capacitor will remain discharged. It can be noted that during synchronisation, both the sync pulse and the counter reset pulse from the output side of the AND gate 137 will also appear on the transistor 139 in the clock and time signal generator, thereby causing it to be reset as will be discussed in more detail below.

Den neste tidssignalpuls 176 vil opptre mens Q. og Q2begge er på HØYT nivå, slik som vist ved pulsene 171 og 170 i fig. 6. Ledningen 35 til den ene inngang for NELLER-porten 118 vil da gå til LAVT nivå. The next time signal pulse 176 will occur while Q. and Q2 are both at HIGH level, as shown by pulses 171 and 170 in fig. 6. The wire 35 to the one input for the NELLER gate 118 will then go to LOW level.

Som det vil fremgå av linje M i fig. 6, vil NULL-utgangen fra telleren 40 være på HØYT nivå og inverteren 122 vil bringe en annen inngang til NELLER-porten 118 til LAVT signalnivå. Utgangene O. og Q2er på lavt nivå, og frembringer derved et lavnivåsignal fra utgangssiden av ELLER-porten 116 til den tredje inngang på NELLER-porten 118. Dens utgang avgir da HØYT nivå til den ene inngang for NELLER-porten 120, hvis annen inngang holdes på LAVT nivå av NELLER-porten 110. Utgangen fra NELLER-porten 120 går da til lavt nivå og slår transistoren 125 til å frembringe synkpulser med HØYT nivå på utgangsledningen 37, slik det er tidligere beskrevet. Ved slutten av tidssignalpulsen 176, går inngangen til NELLER-porten 118 til høyt nivå og bringer derved synkutgangsledningen 37 til LAVT nivå. Det bør bemerkes at frembringelse av synkpuls ved hjelp av NELLER-porten 118 krever at inngangen fra telleren 40 over inverteren 122 frembringer et lavt signalnivå på vedkommende inngang til NELLER-porten 118. Dette kan bare finne sted under NULL-telletrinnet, og ingen synkpulser vil derfor opptre under resten av synklen. Tilbakestillingspulsen som frembringes på ledningen 161 under den annen synkpuls 180 under NULL-telletrinnet vil atter tilbakestille klokke- og tidssignalgeneratoren 34, samt vil også bli overført gjennom OG-porten 106, OG-porten 128 og ELLER-porten 132 til tilbakestillingsklemmene for multivibratorene 101 og 102. Som det nå vil erkjennes, vil synkpulsene 178 og 180 på synkutgangen 3 7 opptre ved alle de øvrige sammenkoblede blinklampesystemer. En innkommende synkpuls vil bli overført over vedkommende enhets egne porter 136 og 138 til enhetens klokke- og tidssignalgenerator for tilbakestilling av denne, samt over portene 106, 128 og 132 for tilbakestilling av telleren. Dette vil starte vedkommende enhet i synkronisme med senderenheten for å frembringe den ønskede samtidige blinking av alle enheter i systemet. På linje L i fig. 6 er det vist en rekke sperre-pulser. Disse negativt-gående pulser frembringes av porten 140 under den siste halvdel av hver blinkperiode for å sperre porten 138, hvilket hindrer vedkommende enhet fra å tilbakestilles av en innkommende synkpuls som opptrer under sådan tid. As will be apparent from line M in fig. 6, the ZERO output of the counter 40 will be at the HIGH level and the inverter 122 will bring another input to the NOR gate 118 to the LOW signal level. Outputs O. and Q2 are low, thereby producing a low-level signal from the output side of the OR gate 116 to the third input of the NOR gate 118. Its output then outputs a HIGH level to one input of the NOR gate 120, whose other input is held at a LOW level by the NOR gate 110. The output from the NOR gate 120 then goes to a low level and turns on the transistor 125 to produce sink pulses with a HIGH level on the output line 37, as previously described. At the end of the timing signal pulse 176, the input to the NOR gate 118 goes high and thereby brings the sync output line 37 to the LOW level. It should be noted that generating a sync pulse using the NELLER gate 118 requires that the input from the counter 40 above the inverter 122 produce a low signal level at the relevant input to the NELLER gate 118. This can only occur during the ZERO count stage, and no sync pulses will therefore perform during the rest of the syncle. The reset pulse produced on line 161 during the second sync pulse 180 during the ZERO count step will again reset the clock and timing signal generator 34, and will also be transmitted through AND gate 106, AND gate 128 and OR gate 132 to the reset terminals of the multivibrators 101 and 102. As will now be recognized, the sync pulses 178 and 180 on the sync output 3 7 will occur at all the other interconnected flashing lamp systems. An incoming sync pulse will be transmitted over the relevant unit's own ports 136 and 138 to the unit's clock and time signal generator for resetting this, as well as over ports 106, 128 and 132 for resetting the counter. This will start the relevant unit in synchronism with the transmitting unit to produce the desired simultaneous flashing of all units in the system. On line L in fig. 6, a series of blocking pulses is shown. These negative-going pulses are generated by gate 140 during the latter half of each blink period to disable gate 138, preventing the device in question from being reset by an incoming sync pulse occurring during such time.

Det skal nå henvises til kretsene i klokke- og tidssignalgeneratoren som i sin helhet er vist ved 34 i fig. 5, og under henvisning til linje F i fig. 6 vil dens arbeidsfunksjon bli beskrevet. Tidssignalgeneratoren 34 utnytter en transistor 137 og en transistor 139. Basis for transistoren 137 holdes på fast forspenning ved hjelp av en spenningsdeler som dannes av en motstand 43 og en variabel motstand 47. Den variable motstand 47 kan innstilles til å gi den ønskede forspenning. Transistoren 139 er ikke ledende under tidsperioden mellom tidssignal pulsene, således at START signalpulsen 174 og pulsen 176 i fig. 6 således at det derved frembringes et HØYT utgangssignal på ledningen 35. Når transistoren 139 er i ledende tilstand, bli dens kollektorspenning falle og frembringe et LAVT nivå på ledningen 35 under en tidssignalpuls. Umiddelbart etter en sådan puls sluttes en av de bilaterale omkoblere 52, 58, 44 eller 46 av den valgte portkrets, hvilket får kondensatoren 68 (C^) til å begynne å lades gjennom den valgte motstand. I det tidssignalpulsen 176 i fig. 6 anvendes som et eksempel, sluttes omkobleren 52 og forbinder motstanden 64 til +V Reference must now be made to the circuits in the clock and time signal generator which are shown in their entirety at 34 in fig. 5, and with reference to line F in fig. 6, its working function will be described. The time signal generator 34 utilizes a transistor 137 and a transistor 139. The base of the transistor 137 is kept at a fixed bias by means of a voltage divider formed by a resistor 43 and a variable resistor 47. The variable resistor 47 can be set to give the desired bias. The transistor 139 is not conductive during the time period between the time signal pulses, so that the START signal pulse 174 and the pulse 176 in fig. 6 so that a HIGH output signal is thereby produced on line 35. When transistor 139 is in the conducting state, its collector voltage will drop and produce a LOW level on line 35 during a timing signal pulse. Immediately after such a pulse, one of the bilateral switches 52, 58, 44 or 46 of the selected gate circuit is closed, causing the capacitor 68 (C^) to begin charging through the selected resistor. In that time signal pulse 176 in fig. 6 is used as an example, the switch 52 is closed and the resistor 64 is connected to +V

for den regulerte effektkilde, idet kondensatoren 68for the regulated power source, the capacitor 68

lades. Når spenningen på kondensatoren 68 har steget tilstrekkelig til å overvinne forspenningen på basis av transistoren 137, vil denne transistor bli ledende og anbringe et HØYT signalnivå på basis av transistoren 139, charging. When the voltage on capacitor 68 has risen sufficiently to overcome the bias voltage on the base of transistor 137, this transistor will become conductive and place a HIGH signal level on the base of transistor 139,

hvis kollektor da antar LAVT nivå, slik som beskrevet ovenfor. Ladningen på kondensatoren 68 utlades av dioden 149, mens dioden 147 tjener til å holde utgangssiden av motstanden 64 på LAVT nivå for å hindre gjenopplading av kondensatoren 68 under tidssignalpulsens varighet. Når ladningen raskt fjernes fra kondensatoren 68, vil det LAVE signalnivå på kollektoren av transistoren 139 på regenerativ måte koble ut transistoren 137, hvilket til- whose collector then assumes a LOW level, as described above. The charge on capacitor 68 is discharged by diode 149, while diode 147 serves to hold the output side of resistor 64 at a LOW level to prevent recharging of capacitor 68 for the duration of the timing signal pulse. When the charge is rapidly removed from the capacitor 68, the LOW signal level on the collector of the transistor 139 will regeneratively switch off the transistor 137, which

later kondensatoren 68 å opplades på nytt gjennom motstanden 64 som er forbundet med denne kondensator over omkobleren 52. Det bør bemerkes at omkobleren 52 er holdt påslått av NULL-telletrinnets utgang fra telleren 40, slik det er vist på linje Mi fig. 6, og er således fremdeles ledende. Dioden 147 vil som angitt hindre gjenopplading av kondensatoren 68 under den tidssignal- allows the capacitor 68 to be recharged through the resistor 64 which is connected to this capacitor across the switch 52. It should be noted that the switch 52 is kept on by the ZERO counter stage output from the counter 40, as shown on line Mi of FIG. 6, and is thus still leading. As indicated, the diode 147 will prevent recharging of the capacitor 68 during the time signal

puls 176 som opptrer midt i et lysblink eller en mørk periode. Som det også nå vil fremgå, vil en tilbake-stillingpuls fra OG-porten 138 til basis av transistoren 139 bringe denne transistor 139 til ledende tilstand og derved frembringe en tidssignalpuls og innlede en ny tidssyklus. pulse 176 that occurs in the middle of a light flash or a dark period. As will also now appear, a reset pulse from the AND gate 138 to the base of the transistor 139 will bring this transistor 139 to the conducting state and thereby produce a time signal pulse and initiate a new time cycle.

Bilaterale omkoblere 52, 58, 44 og 48, som kan være elementer av en firer omkobler 160, lukkes av sine respektive OG-porter 152, 154, 156 og 158. Når et kort lysblink skal frembringes, slik som 184 på linje T i fig. 6, under telletrinn TO for telleren 40, klokker START-signalpulsen 185 multivibratorene 101 og 102 og frembringer derved HØYT signalnivå 186 på Q2. Dette HØYE nivå opptrer på den ene inngang for OG-porten 156, som også har et HØYT signalnivå på sin annen side fra ELLER-porten 146, hvis innganger alle befinner seg på LAVT nivå. Et HØYT signalnivå på utgangssiden av 156 slår på porten 44 for den periode som Q2forblir på HØYT nivå. Når STOPP-signalpulsen 187 opptrer, klokkes multivibratoren 102 av multivibratoren 101 til å frembringe LAVT nivå på Q2 slik som vist ved 189 i fig. 6. Kort mørk-lagt periode 188 på linje T er derpå påkrevet, og oppnås ved at det høye nivå fra Q_2opptrer på den ene inngang for OG-porten 158, mens den annen inngang har høyt signalnivå fra utgangssiden av NELLER-porten 148. Omkobleren 48 lukkes derfor og kobler motstanden 62 til ladning av kodensatoren 68. Da motstandene 60 og 62 i dette tilfelle har lik verdi, vil ladningstiden være den samme som for det korte lysblink, og transistoren 141 vil derfor bli styrt til å holde lampen avslått under mørke-perioden 188 under samme tidsintervall som lysblinket Bilateral switches 52, 58, 44 and 48, which may be elements of a four-way switch 160, are closed by their respective AND gates 152, 154, 156 and 158. When a short light flash is to be produced, such as 184 on line T in FIG. . 6, during count step TWO of the counter 40, the START signal pulse 185 clocks the multivibrators 101 and 102 and thereby produces a HIGH signal level 186 on Q2. This HIGH level appears on one input of the AND gate 156, which also has a HIGH signal level on its other side from the OR gate 146, whose inputs are all at the LOW level. A HIGH signal level at the output side of 156 turns on gate 44 for the period that Q2 remains HIGH. When the STOP signal pulse 187 occurs, the multivibrator 102 is clocked by the multivibrator 101 to produce the LOW level of Q2 as shown at 189 in FIG. 6. A short dark period 188 on line T is then required, and is achieved by the high level from Q_2 appearing on one input for the AND gate 158, while the other input has a high signal level from the output side of the NOR gate 148. The switch 48 is therefore closed and connects the resistor 62 to charge the co-capacitor 68. As the resistors 60 and 62 in this case have the same value, the charging time will be the same as for the short light flash, and the transistor 141 will therefore be controlled to keep the lamp switched off during darkness -period 188 during the same time interval as the light flash

184. Det skal påpekes at det ikke er nødvendig at det korte lysblink og den korte mørke periode har samme varighet. Motstanden 60 kan f.eks. velges til å frembringe et kort lysblink på 0,3 sekunder, mens motstanden 62 velges for å frembringe en kort mørkeperiode på 0,7 sekunder. 184. It should be pointed out that it is not necessary that the short light flash and the short dark period have the same duration. The resistor 60 can e.g. is chosen to produce a short light flash of 0.3 seconds, while resistor 62 is chosen to produce a short dark period of 0.7 seconds.

De lange lysblink og lange mørkeperioder styres henholdsvis av omkoblerne 52 og 58, idet portene 152 og 154 holdes avsperret under korte lysblink og mørkeperioder ved inverteringsvirkningen av inverteren 144 og NELLER-porten 150. Når et langt lysblink er påkrevet, slik som i telletrinn 1, påtrykkes tellepulsen 190 på linje N i fig. 6 den ene inngang for NELLER-porten 146, som da frembringer et LAVT signalnivå på sin utgangsside over inverteren 144, mens et høyt signalnivå anbringes på den ene inngang for OG-porten 152. Den annen inngang mottar HØYT nivå fra Q2, hvilket slår på omkobleren 52. På lignende måte oppnås en lang mørkeperiode ved et HØYT nivå på NELLER-porten 148, som i dette tilfelle vil opptre ved telletrinn FEM, 191 på linje R i fig. 6. Den grunnleggende pulsdannende og tidsstyrende krets som er beskrevet ovenfor ved anvendelse i foreliggende oppfinnelsegjenstand, er omtalt i søkerens US-patentskrift nr. 3.596.113 og tas herved inn i foreliggende ansøkning som referanse. The long light flashes and long dark periods are respectively controlled by the switches 52 and 58, the gates 152 and 154 being kept closed during short light flashes and dark periods by the inverting action of the inverter 144 and the NELLER gate 150. When a long light flash is required, as in counting step 1, pressing the counting pulse 190 on line N in fig. 6 the one input for the NOR gate 146, which then produces a LOW signal level on its output side above the inverter 144, while a high signal level is applied to one input for the AND gate 152. The other input receives a HIGH level from Q2, which turns on the switch 52. In a similar manner, a long dark period is obtained at a HIGH level of the NELLER gate 148, which in this case will occur at count stage FIVE, 191 on line R in FIG. 6. The basic pulse-forming and time-controlling circuit described above when used in the present invention is described in the applicant's US Patent No. 3,596,113 and is hereby incorporated into the present application as a reference.

NELLER-porten 150 mellom NELLER-porten 148 og OG-porten 154 anvendes med fordel i den dagslys-regulatorkrets som i sin helhet er angitt ved 70, med det formål å koble ut blinklyssystemet under dagslys samt å sette i gang systemet mot natten eller ved kraftig overskyet vær. Under dagen når tilstrekkelig lys faller på fotocellen 72 til å gjøre minusinngangen til komparatoren 162 lavere enn dens plussinngang, vil dens utgang anta HØYT nivå å bringe utgangssiden av NELLER-porten 150 til LAVT nivå og derved sperre OG-porten 154. Den ovenfor angitte prosess vil imidlertid bare finne sted når OG-porten 164 er aktivering ved at Q, og Q_ samtidig er HØYT nivå. The NELLER gate 150 between the NELLER gate 148 and the AND gate 154 is advantageously used in the daylight regulator circuit which is indicated in its entirety at 70, with the purpose of switching off the turn signal system during daylight and to start the system at night or at heavily cloudy weather. During the day when sufficient light falls on the photocell 72 to make the minus input of the comparator 162 lower than its plus input, its output will assume a HIGH level bringing the output side of the NOR gate 150 to a LOW level and thereby blocking the AND gate 154. The above process however, will only take place when the AND gate 164 is activation in that Q, and Q_ are at the same time HIGH level.

Som det'vil fremgå av fig. 6, opptrer denne tilstand bare under den siste halvdel av hver mørkeperiode. Når sekvensen når den annenhalvdel av den neste lange mørkeperiode, vil OG-porten 154 bli sperret og kondensatoren 68 vil bli utladet og derved slå på transistoren 137. Kondensatoren 68 kan ikke lades opp på nytt da omkobleren 58 forblir åpen inntil komparatoren 162 atter forandrer tilstand. Klokke- og tidssignalledningen 35 vil således forbli på HØYT nivå og blinklyssekvensen vil stoppe. Når lysnivået på fotocellen 72 avtar tilstrekke lig til å bringe spenningene på inngangssiden på komparatoren 162 til sådan forandring at det frembringes et LAVT. signalnivå på dens utgangsside når OG-porten 164 er aktivert ved HØYE signalnivåer på Q, og , vil denne virkning aktivere ELLER-porten 150 til å tillate opplad-ning av kondensatoren 68 på nytt. OG-porten 164 sperres av LAVT nivå på for multivibratoren 101 under den første halvdel av hver mørkeperiode, hvilket også sperrer komparatoren 162. Denne prosess hindrer strøm fra gløde-tråden i lampen 24 under mørklegging fra å frembringe ut-kobling av blinklyssystemet. As will be seen from fig. 6, this condition occurs only during the last half of each dark period. When the sequence reaches one and a half of the next long dark period, the AND gate 154 will be blocked and the capacitor 68 will discharge, thereby turning on the transistor 137. The capacitor 68 cannot be recharged as the switch 58 remains open until the comparator 162 changes state again . Thus, the clock and time signal line 35 will remain at the HIGH level and the turn signal sequence will stop. When the light level on the photocell 72 decreases sufficiently to bring the voltages on the input side of the comparator 162 to such a change that a LOW is produced. signal level on its output side when the AND gate 164 is activated at HIGH signal levels of Q, and , this action will activate the OR gate 150 to allow the capacitor 68 to charge again. The AND gate 164 is disabled by the LOW level of the multivibrator 101 during the first half of each dark period, which also disables the comparator 162. This process prevents current from the filament of the lamp 24 during blackout from causing tripping of the turn signal system.

Skjønt oppfinnelsen er blitt beskrevet i detalj ovenfor under henvisning til forskjellige spesifiserte elementer, vil det være åpenbart mange modifikasjoner kan utføres uten at oppfinnelsens ramme overskrides. Det kan f.eks. tenkes at de viste kretser kan utføres i LSI for derved å redusere omfang og omkostninger. Although the invention has been described in detail above with reference to various specified elements, it will be obvious that many modifications can be made without exceeding the scope of the invention. It can e.g. it is thought that the circuits shown can be implemented in LSI in order to thereby reduce scope and costs.

Claims (17)

1. Spenningsregulator og koblingskrets for regulering av spenningen over en glødelampe (24) når den tilførte spenning er større enn den påkrevede lampespenning for å slå lampen av og på, samt for å nedsette energitapene til et minimum når den tilførte spenning er mindre enn den påkrevede lampespenning, karakterisert ved : en koblingstransistor (92) av silisiumtype og med sin emitter forbundet med den ene klemme for en spenningskilde med varierende spenning, mens transistorens kollek- tor er forbundet med nevnte lampe og lampens annen klemme er tilsluttet den annen klemme av nevnte spenningskilde, en drivtransistor (94) med sin emitter koblet til basis av koblingstransistoren og sin kollektor forbundet med koblingstransistorens kollektor over en diode (93) for derved å danne en darlington-kobling når potensialet på koblingstransistorens transistor er mindre enn potensialet på drivtransistorens kollektor, en forbiføringsmotstand (95) koblet mellom drivtransistorens kollektor og den annen klemme på spenningskilden, en forsterker (98, 99) med innganger styrt av en fast referansespenning når den tilførte spenning er større enn den påkrevede lampespenning, idet forsterkeren har en utgang forbundet med basis for nevnte drivtransistor for derved å regulere kollektorspenningen på koblingstransistoren i samsvar med nevnte referansespenning, og spenningen på inngangen til nevnte forsterker holdes hovedsakelig på null når lampen skal være av og på referansespenningen når lampen skal være på, og spenningsdelerorganer (103, 205, 197, 201) koblet til nevnte innganger av forsterkeren for å frembringe en variabel referansespenning når den tilførte spenning er mindre enn den påkrevede lampespenning, idet nevnte spenningsdelerorganer er valgt for å frembringe et lavt spenningsfall over nevnte koblingstransistor og en lav verdi av drivstrø m gjennom nevnte drivtransistor, således at nevnte drivtransistor og nevnte koblingstransistor fungerer som et darlington-par når glødelampen slås på og under den tid dens glø detråd har lav motstand, mens koblingstransistoren fungerer som en enkelt regu-latortransistor når glø detrådens motstand øker og redu-serer strømmen gjennom lampen, og nevnte forbiførings-motstand danner en bane for drivstrømmen gjennom drivtransistoren.1. Voltage regulator and switching circuit for regulating the voltage across an incandescent lamp (24) when the supplied voltage is greater than the required lamp voltage to switch the lamp on and off, as well as to reduce the energy losses to a minimum when the supplied voltage is less than the required lamp voltage, characterized by : a switching transistor (92) of the silicon type and with its emitter connected to one terminal for a voltage source with varying voltage, while the transistor's col- tor is connected to said lamp and the lamp's second terminal is connected to the second terminal of said voltage source, a drive transistor (94) with its emitter connected to the base of the switching transistor and its collector connected to the collector of the switching transistor via a diode (93) to thereby form a darlington junction when the potential of the transistor of the switching transistor is less than the potential of the collector of the driving transistor, a bypass resistor (95) connected between the collector of the drive transistor and the other terminal of the voltage source, an amplifier (98, 99) with inputs controlled by a fixed reference voltage when the applied voltage is greater than the required lamp voltage, the amplifier having an output connected to the base of said drive transistor to thereby regulate the collector voltage on the switching transistor in accordance with said reference voltage, and the voltage at the input of said amplifier is mainly kept at zero when the lamp is to be off and at the reference voltage when the lamp is to be on, and voltage divider means (103, 205, 197, 201) connected to said inputs of the amplifier to produce a variable reference voltage when the supplied voltage is less than the required lamp voltage, said voltage divider means being selected to produce a low voltage drop across said switching transistor and a low value of drive current m through said drive transistor, so that said drive transistor and said switching transistor function as a darlington pair when the incandescent lamp is switched on and during the time its filament has low resistance, while the switching transistor functions as a single regulator transistor when the resistance of the filament increases and reduces the current through the lamp, and said by-pass resistance forms a path for the drive current through the drive transistor. 2. Regulatorkrets som angitt i krav 1, karakterisert ved at forsterkeren er en differ.ensialføcSiserker med første og en annen transistor (98, 99), og nevnte faste referansespenning frembringes av en zener-diode (97) som er koblet til basis av den første transistor.2. Regulator circuit as stated in claim 1, characterized in that the amplifier is a differential amplifier with a first and a second transistor (98, 99), and said fixed reference voltage is generated by a zener diode (97) which is connected to the base of the first transistor. 3. Regulatorkrets som angitt i krav 2, karakterisert ved at spenningsdeler-organene omfatter: en første spenningsdeler (103, 205) koblet over spenningskilden og med sin utgang forbundet med basis av nevnte første transistor og således at zener-dioden er ledende når kildespenningen er større enn den påkrevede lampespenning, og en annen spenningsdeler (197, 201) koblet over nevnte lampe og med sin utgang forbundet med basis for nevnte annen transistor, idet delingsforholdet i nevnte annen spenningsdeler er valgt slik at nevnte regulator bringes til å frembringe den påkrevede lampespenning.3. Regulator circuit as specified in claim 2, characterized in that the voltage divider means include: a first voltage divider (103, 205) connected across the voltage source and with its output connected to the base of said first transistor and such that the zener diode is conductive when the source voltage is greater than the required lamp voltage, and another voltage divider (197, 201) connected across said lamp and with its output connected to the base of said second transistor, the division ratio in said second voltage divider being chosen so that said regulator is brought to produce the required lamp voltage. 4. Regulatorkrets som angitt i krav 3, karakterisert ved at nevnte første spenningsdeler omfatter et organ (103) for innstilling av delingsforholdet og dermed regulering av drivstrømmen og spenningen over nevnte koblingstransistor når kildespenningen er mindre enn den påkrevede lampespenning, for derved å optimalisere energitapet i reguleringskretsen.4. Regulator circuit as stated in claim 3, characterized in that said first voltage divider comprises a device (103) for setting the division ratio and thus regulating the drive current and the voltage across said switching transistor when the source voltage is less than the required lamp voltage, in order thereby to optimize the energy loss in the control circuit. 5. Regulatorkrets som angitt i krav 1, karakterisert ved at den videre omfatter: en komparatorinnretning (195) koblet over nevnte forbi-føringsmotstand for avføling av spenningstapet over denne motstand, idet komparatorinnretningen er innstilt for å frembringe et utgangssignal bare under en tid når nevnte forsterkerinngang ikke har nullspenning, og spenningen over motstanden avviker fra den minste driftsverdi hvor lampen kan lyse, idet sådant avvik registreres som tegn på en sviktende lampe, og omkoblerutstyr (109) forbundet med utgangen for nevnte komparatorinnretning med det formål å energisere en automatisk lampeskifter for erstatning av den sviktende lampe.5. Regulator circuit as specified in claim 1, characterized in that it further comprises: a comparator device (195) connected across said bypass resistor for sensing the voltage loss across this resistor, the comparator device being set to produce an output signal only during a time when said amplifier input does not have zero voltage, and the voltage across the resistor deviates from the minimum operating value where the lamp can light up, as such a deviation is registered as a sign of a failing lamp, and switching equipment (109) connected to the output of said comparator device for the purpose of energizing an automatic lamp changer to replace the failing lamp. 6. Reguleringssystem for blinking og spenningsreguler-ing av en glødelampe, karakterisert ved at det omfatter: en varierende kilde for likestrømeffekt (BATT.) med en utgangsklemme og en jordklemme, en koblingstransistor (92) med sin emitter forbundet med nevnte utgangsklemme for likestrømkilden, en glødelampe (24) forbundet med koblingstransistorens kollektor og med jord, en drivtransistor (94) som har sin emitter forbundet med basis for koblingstransistoren og sin kollektor tilsluttet en kollektor for koblingstransistoren over en diode (93), således at drivtransistoren og koblingstransistoren danner et darlington-par når nevnte diode er ledende, idet drivtransistorens kollektor også er forbundet med jord gjennom en forbiføringsmotstand (95), og en differensialforsterker (98, 99) med en utgang forbundet med basis for drivtransistoren og en inngang koblet til en valgt fast referansespenning (205, 103), idet nevnte inngang kan kobles fra nullpotensial til nevnte referansespenning, således at differensialforsterkeren - styrer drivtransistoren til å sperre for strømpassasje gjennom koblingstransistoren når nevnte inngang befinner seg på nullpotensial, samt styrer drivtransistoren til å slå på koblingstransistoren for å frembringe en valgt spenning, fastlagt av referansespenningen, over nevnte lampe, idet koblingstransistoren og drivtransistoren arbeider i darlington-modus under en innledende høy strømføring gjennom lampen, mens dioden blir forspent i sperreretningen når spenningen på koblingstransistorens kollektor er større enn spenningen over nevnte motstand, idet strømmen gjennom lampen faller, hvorunder koblingstransistoren da fungerer som en enkeltstående spenningsregulator-transistor for å opprettholde nevnte valgte spenning over lampen.6. Regulation system for flashing and voltage regulation of an incandescent lamp, characterized in that it includes: a variable source of direct current power (BATT.) with an output terminal and a ground terminal, a junction transistor (92) with its emitter connected to said DC source output terminal, an incandescent lamp (24) connected to the collector of the switching transistor and to ground, a drive transistor (94) which has its emitter connected to the base of the switching transistor and its collector connected to a collector of the switching transistor via a diode (93), so that the driving transistor and the switching transistor form a darlington pair when said diode is conducting, in that the collector of the drive transistor is also connected to ground through a bypass resistor (95), and a differential amplifier (98, 99) with an output connected to the base of the drive transistor and an input connected to a selected fixed reference voltage (205, 103), said input being connectable from zero potential to said reference voltage, so that the differential amplifier - controls the drive transistor to block the passage of current through the switching transistor when said input is at zero potential, and controlling the drive transistor to turn on the switching transistor to produce a selected voltage, determined by the reference voltage, across said lamp, the switching transistor and the driving transistor operating in darlington mode under an initial high current flow through the lamp, while the diode is biased in the blocking direction when the voltage on the collector of the switching transistor is greater than the voltage across said resistance, as the current through the lamp falls, during which the switching transistor then functions as a single voltage regulator transistor to maintain said selected voltage across the lamp. 7. System som angitt i krav 6, karakterisert ved at koblingstransistoren er en silisiumtransistor og referansespenningen fast-legges av en zener-diode (93).7. System as stated in claim 6, characterized in that the switching transistor is a silicon transistor and the reference voltage is determined by a zener diode (93). 8. System som angitt i krav 6, karakterisert ved at drivtransistoren omfatter et darlington-par.8. System as stated in claim 6, characterized in that the drive transistor comprises a darlington pair. 9. System som angitt i krav 8, karakterisert ved at nevnte darlington-par dannes av to silisiumtransistorer som er koblet for drift i darlingtom-modus.9. System as stated in claim 8, characterized in that said darlington pair is formed by two silicon transistors which are connected for operation in darlingtom mode. 10. System som angitt i krav 6, karakterisert ved at det videre omfatter: en utgang til en automatisk lampeskiftinnretning, en elektronisk omkobler (109) forbundet med nevnte utgang for energisering av lampeskiftinnretningen, og følerutstyr (195) forbundet med nevnte forbiførings-motstand (95) for avføling av spenningsforandring over denne motstand når inngangen til diferensialforsterkeren kobles til referansespenning og ingen strøm flyter gjennom lampen, hvilket innebærer en sviktende lampe, idet følerutstyret videre er forbundet med nevnte elektroniske omkobler for å lukke omkobleren når spennings-forandringen avføles.10. System as specified in claim 6, characterized in that it further includes: an output to an automatic lamp changing device, an electronic switch (109) connected to said output for energizing the lamp changing device, and sensing equipment (195) connected to said by-pass resistor (95) for sensing the voltage change across this resistor when the input to the differential amplifier is connected to the reference voltage and no current flows through the lamp, which implies a failing lamp, in that the sensor equipment is further connected to said electronic switch to close the switch when the voltage change is sensed. 11. Spenningsregulatorkrets for en belastning med varierende motstand og som drives fra en likestrø mkilde med jordklemme, karakterisert ved at regulatorkretsen omf atter: en første transistor (92) koblet mellom nevnte effektkilde og belastningen, en annen transistor (94) koblet til den første koblingstransistor i en darlington-kobling, forsterkeranordning (96, 98) som omfatter en valgt fast referansespenningskilde, idet forsterkerinnretningen er koblet til nevnte drivtransistor for å regulere spenningen over belastningen til en driftsverdi styrt av nevnte valgte referansespenningskilde ved hjelp av nevnte darlington-koblet første og annen transistor når strømmen gjennom belastningen er større enn en forut bestemt verdi, og koblingsutstyr (93, 95) for omkobling av nevnte annen transistor fra darlington-modus for å drive den første transistor når strømmen gjennom belastningen er nedsatt til mindre enn nevnte forut bestemte verdi, således at nevnte første transistor regulerer spenningen over belastningen til nevnte driftsverdi.11. Voltage regulator circuit for a load with varying resistance and which is driven from a direct current source with ground clamp, characterized in that the regulator circuit includes: a first transistor (92) connected between said power source and the load, a second transistor (94) connected to the first junction transistor in a darlington junction, amplifier device (96, 98) comprising a selected fixed reference voltage source, the amplifier device being connected to said drive transistor to regulate the voltage across the load to an operating value controlled by said selected reference voltage source by means of said darlington-connected first and second transistors when the current through the load is greater than a predetermined value, and switching equipment (93, 95) for switching said second transistor from darlington mode to drive the first transistor when the current through the load is reduced to less than said predetermined value, so that said first transistor regulates the voltage across the load to said operating value. 12. fi Krets som angitt i krav 11, karakterisert ved at den første transistor har sin emitter koblet til kildens høypotensialklemme for likespenning, mens dens kollektor er forbundet med belastningen.12. fi Circuit as stated in claim 11, characterized in that the first transistor has its emitter connected to the source's high-potential clamp for direct voltage, while its collector is connected to the load. 13. Krets som angitt i krav 12, karakterisert ved at den første transistor er en silisiumtransistor og nevnte forsterkeranordning er en differensialforsterker med sin ene inngang koblet til en zener-diode (97) som gjør tjeneste som nevnte faste referansespenningskilde, og en annen inngang forbundet med en referanse (197, 201) utledet fra den regulerte belastningsspenning.13. Circuit as stated in claim 12, characterized in that the first transistor is a silicon transistor and said amplifier device is a differential amplifier with one input connected to a zener diode (97) which serves as said fixed reference voltage source, and another input connected with a reference (197, 201) derived from the regulated load voltage. 14. Krets som angitt i krav 13, karakterisert ved at utgangen fra nevnte forsterkeranordning er koblet til basis for den annen transistor, emitteren for nevnte annen transistor er koblet til basis av den første transistor, og nevnte koblingsutstyr er en diode (93) som er koblet mellom kollektor for den første transistor og kollektoren for den annen transistor, mens en motstand (95) er forbundet mellom den annen transistors kollektor og effektkildens jordklemme.14. Circuit as stated in claim 13, characterized in that the output from said amplifier device is connected to the base of the second transistor, the emitter of said second transistor is connected to the base of the first transistor, and said switching device is a diode (93) which is connected between the collector of the first transistor and the collector of the second transistor, while a resistor (95) is connected between the collector of the second transistor and the ground terminal of the power source. 15. Belastningskoblende og spenningsregulerende krets for en effektkilde hvor spenningen varierer fra en verdi større enn en ønsket belastningsspenning til en verdi mindre enn denne ønskede spenning, idet nevnte belastning har varierende motstand, karakterisert ved : a) en første transistor (92) koblet mellom nevnte effektkilde og belastningen, b) en annen transistor (94) koblet til den første koblingstransistor i en darlington-kobling, c) forsterkeranordning (98, 99) som omfatter en valgt fast referansespenningskilde (103, 205), idet forsterker-anordningen er forbundet med nevnte drivtransistor for regulering av spenningen over belastningen til en drifts-spenning styrt av nevnte valgte faste referansespenningskilde ved darlington-kobling av annen og første transistor når strømmen gjennom belastningen er større enn en forut bestemt verdi, d) koblingsutstyr (93, 95) for omkobling av nevnte annen transistor fra darlington-modus til å drive nevnte første transistor når strømmen gjennom belastningen er nedsatt til mindre enn nevnte forut bestemte verdi, således at den første transistor da regulerer spenningen over belastningen til nevnte driftsverdi, e) en variabel referansespenningsinnretning (197, 201) som er koblet til effektkilden og til nevnte forsterker-utstyr for å koblet ut den faste referansespenningskilde for effektkildens spenning er mindre enn nevnte driftsverdi for belastningsspenningen, således at den variable referansespenningsinnretning da styrer forsterkeranord-ningen til å regulere spenningsfallet over den første transistor til en valgt lav verdi for derved å nedsette energitapet i nevnte krets.15. Load switching and voltage regulating circuit for a power source where the voltage varies from a value greater than a desired load voltage to a value less than this desired voltage, as said load has varying resistance, characterized by : a) a first transistor (92) connected between said power source and the load, b) a second transistor (94) connected to the first junction transistor in a darlington junction, c) amplifier device (98, 99) comprising a selected fixed reference voltage source (103, 205), the amplifier device being connected to said drive transistor for regulating the voltage across the load to an operating voltage controlled by said selected fixed reference voltage source by darlington connection of the second and first transistor when the current through the load is greater than a predetermined value, d) switching equipment (93, 95) for switching said second transistor from darlington mode to drive said first transistor when the current through the load is reduced to less than said predetermined value, so that the first transistor then regulates the voltage across the load to said operating value, e) a variable reference voltage device (197, 201) which is connected to the power source and to said amplifier equipment to disconnect the fixed reference voltage source if the power source's voltage is less than said operating value for the load voltage, so that the variable reference voltage device then controls the amplifier device to to regulate the voltage drop across the first transistor to a selected low value in order to thereby reduce the energy loss in said circuit. 16. Effektkilde som angitt i krav 15, karakterisert ved at: a) nevnte første transistor har sin emitter koblet til hø ypotensialklemmen for likespenningskilden mens dens kollektor er forbundet med nevnte belastning, b) utgangen for nevnte forsterkeranordning er forbundet med basis for den annen transistor, c) emitter for den annen transistor er koblet til basis for den første transistor, d) nevnte koblingsutstyr utgjø res av en diode (93) som er innkoblet mellom den første transistors kollektor og den annen transistors kollektor samt en motstand (95) koblet mellom kollektoren for den annen transistor og lavpotensialklemmen for nevnte effektkilde, e) nevnte forsterkeranordning er en diferensialforsterker (98, 99) med en første og annen inngang, f) nevnte faste referansespenningskilde er en zener-diode (97) koblet mellom den første forsterkers inngang og nevnte lavpotensialklemme, og g) den variable referansespenningskilde omfatter:16. Power source as specified in claim 15, characterized in that: a) said first transistor has its emitter connected to the high potential terminal of the DC voltage source while its collector is connected to said load, b) the output of said amplifier device is connected to the base of the second transistor, c) the emitter of the second transistor is connected to the base of the first transistor, d) said switching equipment consists of a diode (93) which is connected between the collector of the first transistor and the collector of the second transistor as well as a resistor (95) connected between the collector of the second transistor and the low potential terminal of said power source, e) said amplifier device is a differential amplifier (98, 99) with a first and a second input, f) said fixed reference voltage source is a zener diode (97) connected between the input of the first amplifier and said low potential terminal, and g) the variable reference voltage source includes: (1) en første spenningsdeler (103, 205) koblet mellom nevnte høye og lave potensialklemme og sin utgang forbundet med den første forsterkerinngang, idet nevnte zener-diode er anordnet for å lede strøm når kildespenningen er større enn denø nskede belastningsspenning samt være ikke ledende når kildespenningen er mindre enn den ønskede belastningsspenning, og(1) a first voltage divider (103, 205) connected between said high and low potential terminals and its output connected to the first amplifier input, said zener diode being arranged to conduct current when the source voltage is greater than the desired load voltage and to be non-conductive when the source voltage is less than the desired load voltage, and (2) en annen spenningsdeler (197, 201) koblet mellom et punkt med regulert belastningsspenning og nevnte lavpotensialklemme, mens dens utgang er koblet til nevnte annen forsterkerinngang, og delingsforholdet for den annen spenningsdeler er innstilt for å frembringe den ønskede belastningsspenning når kildespenningen er større enn den ønskede spenning, og delingsforholdet for den første spenningdeler er innstilt til å frembringe det valgte lave spenningsfall over den første transistor når kildespenningen er mindre enn denø nskede belastningsspenning.(2) another voltage divider (197, 201) connected between a point of regulated load voltage and said low potential terminal, while its output is connected to said second amplifier input, and the division ratio of the second voltage divider is set to produce the desired load voltage when the source voltage is greater than the desired voltage, and the division ratio of the first voltage divider is set to produce the selected low voltage drop across the first transistor when the source voltage is less than the desired load voltage. 17. Reguleringskrets for en koblingskrets for å koble en belastning til og fra en variende likestrø mskilde og med en reguleringskrets for å nedsette tapene i koblings-kretsen og som omfatter: en koblingstransistor (92) koblet i serie med nevnte kilde og belastning, en drivtransistor (94) forbundet med koblingstransistoren, en diferensialforsterker (98, 99) med en første og en annen transistor forbundet med drivtransistoren for å styre drivstrømmen gjennom denne, en forbifø ringsmotstand (95) koblet til drivtransistoren for forbiføring av en del av drivstrømmen til nevnte kilde, en første spenningsdeler (103, 205) koblet over nevnte kilde og utstyrt med en utgang tilsluttet nevnte første transistor for å styre dens ledeevne, en annen spenningsdeler (197, 201) koblet over belastningen og med en utgang tilsluttet den annen transistor for styring av dens ledeevne, og nevnte første og annen spenningsdeler er utstyrt med innstillingsorganer (103, 201) for å tillate innstilling av nevnte drivstrøm til å frembringe et ønsket spenningsfall over koblingstransistoren, mens differensialforsterkeren er innrettet for å opprettholde nevnte spenningsfall hovedsakelig konstant over et vist spenningsvariasjons-område for nevnte kilde.17. Regulating circuit for a switching circuit to connect a load to and from a varying direct current source and with a regulating circuit to reduce the losses in the switching circuit and comprising: a switching transistor (92) connected in series with said source and load, a drive transistor (94) connected to the switching transistor, a differential amplifier (98, 99) having a first and a second transistor connected to the drive transistor to control the drive current therethrough, a bypass resistor (95) connected to the drive transistor for bypassing part of the drive current to said source, a first voltage divider (103, 205) connected across said source and equipped with an output connected to said first transistor to control its conductivity, another voltage divider (197, 201) connected across the load and with an output connected to the second transistor for controlling its conductivity, and said first and second voltage parts are equipped with setting means (103, 201) to allow setting of said driving current to produce a desired voltage drop across the switching transistor, while the differential amplifier is arranged to maintain said voltage drop substantially constant over a certain range of voltage variation for said source .
NO844930A 1983-04-08 1984-12-10 VOLTAGE CONTROL AND CONNECTOR FOR FLASH LAMP CONTROL UNIT NO844930L (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/US1983/000510 WO1984004222A1 (en) 1983-04-08 1983-04-08 Regulator and switching circuit for flasher units

Publications (1)

Publication Number Publication Date
NO844930L true NO844930L (en) 1984-12-10

Family

ID=22174984

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
NO844930A NO844930L (en) 1983-04-08 1984-12-10 VOLTAGE CONTROL AND CONNECTOR FOR FLASH LAMP CONTROL UNIT

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP0147386A4 (en)
JP (1) JPS60501134A (en)
NO (1) NO844930L (en)
WO (1) WO1984004222A1 (en)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2214675B (en) * 1988-03-28 1991-09-04 C & N Electrical Ind Ltd Programmable beacon
FR2778524A1 (en) * 1998-05-06 1999-11-12 Caligo LIGHTING DEVICE, ESPECIALLY A FRONT LAMP, HAVING A NORMAL OPERATING MODE AND AN ECONOMIC OPERATING MODE
JP6017226B2 (en) * 2012-08-21 2016-10-26 株式会社マキタ Charger

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3566199A (en) * 1968-08-08 1971-02-23 Meridian Industries Inc Protective means for transistorized load circuit
US3663860A (en) * 1970-02-25 1972-05-16 Motorola Inc Short circuit proof flasher circuit
US3781853A (en) * 1971-12-23 1973-12-25 Tideland Signal Corp Navigational light system
US4117351A (en) * 1977-03-31 1978-09-26 Rca Corporation Transistor switching circuit

Also Published As

Publication number Publication date
JPS60501134A (en) 1985-07-18
WO1984004222A1 (en) 1984-10-25
EP0147386A4 (en) 1985-07-30
EP0147386A1 (en) 1985-07-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4389632A (en) Flasher unit with synchronization and daylight control
US4444545A (en) Pump control system
US4390812A (en) Regulator and switching circuit for flasher units
CN1287637C (en) Circuit arrangement and signaling light provided with the circuit arrangement
US4051394A (en) Zero crossing ac relay control circuit
US4422030A (en) A.C. Motor control
US4241375A (en) Sequential irrigation control system
NO140841B (en) NAVIGATION LIGHT.
US4734625A (en) Control circuit for system for controlling the operation of electric lights
US4365167A (en) Switchover system for binary load control
US3967281A (en) Diagnostic annunciator
EP1787886B1 (en) Electrical circuit for an LED signal lamp with a switching threshold for switching between a daylight operation mode and a nighttime operation mode
US5341082A (en) Reverse current flow protector for electricity storage systems
NO844930L (en) VOLTAGE CONTROL AND CONNECTOR FOR FLASH LAMP CONTROL UNIT
WO1991008617A1 (en) Symmetrical controlled switching circuit
NO844929L (en) APPARATUS FOR A EQUIPMENT SEQUENCE OF LIGHT BLINK FROM A LAMP
US4620190A (en) Method and apparatus for simultaneously actuating navigational lanterns
EP0107856B1 (en) Lamp control circuit
CN101742754A (en) Intelligent street lamp control system
US4647929A (en) Network system for navigation lights
US3251030A (en) Traffic signal controller
US6377164B1 (en) High powered tri-mode light show
US20070103337A1 (en) Backup traffic control systems and methods
US3428861A (en) Photo-electric timer control
US8872433B2 (en) Electronic control system for operating a street lamp