NO821080L - Audio-forsterkningskrets for drift av bredbaands elektrostatisk hoeyttalere - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører bredbåndselektrostatiske hø<y>ttalere av det slag som har en plan, ledende membran ut-spent i avstand fra et par motstående, akustisk transparente statorplater, parallelt med disse, og gjelder særlig en audio-forsterkerkrets for å drive slike elektrostatiske høyttalere slik at det oppnås en utjevnet karakteristikk som er komplementær til høyttaleren i audio-området, samtidig som det oppnås en ny framgangsmåte for resonnant bevaring av energi ved høye frekvenser.

Den grunnleggende elektrostatiske mekanisme

for elektromekanisk energioverføring ("transduksjon") har vært kjent og brukt for forskjellige formål i over 200 år. Det var imidlertid ikke før etter andre verdenskrig at til-gangen på syntetiske materialer, så som polyesterfilm, poly-vinylklorid- isolasj on og andre syntetiske plastmaterialer med egnete egenskaper, gjorde praktiske elektrostatiske høyttalere mulig. De nyeste utførelsesformer av slike elektrostatiske nøytt alere bruker en polyesterfilm-membran med en tykkelse under 17 mikron, med et meget tynt, påført elektrisk ledende belegg, idet membranen er opphengt mellom to akustisk transparente plater, vanligvis isolert med poly vinyiklorid-belegg. Disse statorplatene er vanligvis anbragt i en slik avstand, at de etterlater en bevegelses-åpning for membranen på noen få millimeter. En polariser-ingsspenning på noen få tusen volt likespenning påtrykkes det ledende belegg på membranen for å spre ladningene jevnt over dens overflate. Høyspente audiosignaler påtrykkes de ytre, motstående statorplater, vanligvis i mottakt (push-pull), for å oppnå mest lineær drift. Fordelene ved slike elektrostatiske omformere er klare:

1) dersom en membranladning holdes konstant, noe som er lett å gjennomføre, vil kreftene som opptrer på membranen variere bare med de audioavhengige elektriske feltene på statorene, og avhenger ikke av membranstillingen i rommet mellom statorene. 2) Fordi membranladningene som reagerer på det elektrostatiske feltet er klart mindre enn en lys-bølgelengde fra hverandre, vil de induserte krefter bli noenlunde jevne over hele membranflaten. 3) Kraften pr. arealenhet (trykket) skapt på membranen vil være det samme for alle omformerstørrelser, forutsatt at de øvrige parametre blir holdt like.

Disse ideelle egenskaper finnes ikke ved noen annen kjent audio-omformer og kan gi meget nøyaktig lyd-gjengivelse over hele audio-området fra 20 Hz til 20 kHz, ved bruki.av et eller flere elektrostatiske elementer, - som hvert virker over hele audio-frekvensområdet.

En praktisk bredbånds elektrostatisk høyttaler vil normalt kreve et totale membranareal på 6,5 til 1,0

m 2 for å o gi god akustisk impedanstilpasning dersom det skal oppnås høy virkningsgrad og utgangsef f ekt k: Dette området blir vanligvis delt opp i flere félter for å løse problemet med resonnansfrekvens,stabilitet og dispersjon i membranen. Samtidig kreves lav masse pr. arealenhet for membranen, for å gi nøyaktig høyfrekvens-gjengivelse. Slike praktiske elektrostatiske høyttalere finnes nå vanlig med en stator-mot-stator kapasitans på omtrent en nanofarad (10 -9 Farad) pr. m 2.

Til tross for disse avgjørende naturlige fordeler er elektrostatiske høyttalere enda meget lite brukt. Grunnene for at elektrostatiske høyttalere ikke er blitt anerkjent som en praktisk konkurrent til f.eks. elektrodynamiske høyttalersystemer, ligger hovedsakelig i å utforme en tilfredsstillende mellomkrets mellom eksisterende audio-effektforsterkere med de vanlige utgangskarakteri-stikker med lav signalspenning, og den elektrostatiske omformer. Det første problem med en slik mellomkrets ligger i problemet med å oppnå nøyaktige høyspente audio-utgangssignaler. Det andre problem ved utformingen av en slik mellomkrets ligger i den kapasitive natur til belast- ningskarakteristikken for den elektrostatiske omformer, noe som betyr radikale impedansforåndringer over det om-trentlige 1000:1 området til audio-frekvensbåndet. Den tredje vanskelighet ligger i behovet for en betydelig spektral utjevning for omformerens overføringskarakteri-stikk for spenning-akustikk, som strekker seg over mer enn 10 decibel. Alle disse krav må tas hensyn til ved utformingen av en mellomkrets dersom det skal oppnås ét praktisk anvendbart bredbånds elektrostatisk høyttaler system, og det må kunne skje til moderate kostnader "for å være konkurr-ansedyktig med f.eks. de elektrodynamiske høyttalersysterner som nå dominerer markedet.

Forskjellige forsøk på å utforme en kraftfor-sterker-mellomkrets for bredbånds elektrostatiske høyttalere som kan drives av vanlige lavspenningseffekt-forsterkere, som er tilgjengelige til rimelige kostnader, og samtidig tilfredsstille de krav som er nevnt ovenfor, har hittil ikke gitt gunstige resultat. Hovedsakelig har slike forsøk medført bruk av en enkelt forsterkningsomformer for å heve det lavspente utgangssignalet fra en vanlig effekt forsterker med en faktor på 100:1, for å gi passende spenning for drift av den elektrostatiske høyttaleren. Gransking av omformer-fysikk og omformingslover gjør det imidlertid klart at det er ugjennomførlig å skape en omformer som kan gjen-nomføre en forsterkning av denne størrelsesorden, og som virker mot en belastning på en nanofarad over hele audio-Mnri<p>t, Slike systemer har vist seg ineffektive, har dår--■ vektralbalanse og krever store, kostbare omformere.

Fig. 1 viser en kjent utforming av en slik krets.

Bruken av to eller flere omformere for å ut-vide den plane amplityden til bånd-pass ved et generelt omformersystem er også kjent, f.eks. fra US-PS 231.837.

De resulterende plane, full-pass karakteristikkene som oppnås ved slike fler-omformersystem som beskrevet i dette patentskriftet er imidlertid ikke egnet fot å løse de pro-blemer med hensyn til tilpasning og bredbånds-drift som finnes ved elektrostatiske høyttalere og som er beskrevet ovenfor. Særlig finnes det ingen forholdsregler for korrek- sjon av den store impedansvariasjon med frekvensen som finnes ved elektrostatiske omformere, ingen forholdsregler er gjort for å fylle det alvorlige behov for spektral-utjevning, hvor drivspenningene må kunne variere over mer enn et område på ti decibel i audio-spektret og ingen forholdsregler er gjennomført for å oppnå akseptabel virkningsgrad ved høye frekvenser.

På grunn av disse uløste problemene ved kjente mellomkretser drevet av eksisterende lavspennings-audio-forsterkere, er bredbånds elektrostatiske høyttalere; hittil blitt drevet best med spesielt utformete og tilpassete høy-spennings-forsterkere som gir audiosignaler med en amplityde- som er omtrent to ganger større enn vanlig tilgjengelige forsterkere. Slike tilpassete forsterkere omfatter uvegerlig utjevnings-nettverk ("equalizéd pass response"). På grunn av forholdsvis høye kostnader og spesielle utforming, er slike forsterkere blitt bare lite etterspurt av det vanlige publikum for bruk i hifi-systemer med elektrostatiske høyttalere.

Det generelle formål med oppfinnelsen er følge-lig å skape en ny og forbedret drivkrets for bredbånds elektrostatiske høyttalere hvilken fjerner ulempene både ved tilpassete høyspennings-drivkretser og lavspent drevne høyspennings-mellomkretser som tidligere er blitt brukt for drift av elektrostatiske høyttalere.

Et mer spesielt formål med oppfinnélsen er å skape en forhøyningskrets for drift av bredbånds elektrostatiske høyttalere fra en. lavspent, lavimpedans-signal-kilde, som gir passende impedans-tilpasning både til høyt-taleren og en forsterker av vanlig lavspent type, som vil gi den nødvendige utjevning som kreves for at en brdbånds elektrostatisk høyttalere skal være musikal '-'plan", som reduserer de forvrengningsproblemer som finnes ved vanlige omformere, og som reduserer problemene ved å oppnå impedans-tilpasning på grunn av den nesten fullstendige kapasitive natur til elektrostatiske omformere. Kretsen ifølge oppfinnelsen bør dessuten kunne utføres forholdsvis kompakt o g lett i vekt, og den bør være økonomisk sammenliknet mec

de kretser som er blitt foreslått tidligere.

Ifølge oppfinnelsen kan dette oppnås' ved å utforme kretsen i samsvar med den karakteriserende del av patentkrav 1. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen vil gå

fram av underkravene og av den etterfølgende eksempelbe-skrivelsen, hvor det refereres til tegningen, hvor: Fig. 1 viser et skjematisk diagram med en drivkrets med en enkelt transformator av kjent utforming for bredbånds elektrostatiske høyttalere.

fig. 2 viser et skjematisk diagram som illustrerer en mellomkrets i samsvar med oppfinnelsen, mens

fig. 3 viser en grafisk gjengivelse av spennings-akustikk-karakteristikken til en vanlig, uutjevnet, bredbånds elektrostatisk høyttaler (heltrukket linje) og den omsnudde, resiproke forløp for drivkretsen ifølge oppfinnelsen (streket linje).

Det skal først henvises til kjent teknikk i

fig. 1, hvor det brukes en enkelt transformator-drift i push-pull og konstant-ladnings-oppsett, hvor en transformator Tp med et økningsforhold på omtrent 100 til 1 har klem-mene fra dens sekundære høyspentvikling koblet til de respektive statorplater P1,P2 til en elektrostatisk høyttaler L. Sekundærsidens senterklemme er jordet for push-pull-drift. En likestrøms forspenningskilde B tilfører 5 til 15 kilovolt, idet.den har sin høyspente utgangsklemme over en motstand Rc med høy elektrisk motstand og som skal gi konstant ladning", til den ledende membranen D i høyttaleren L. Motstanden Rc har høy verdi, i størrelsesorden 100 eller mer megohm, for i praksis å eliminere kortvarige ladningsvariasjoner. Lavspentsiden til likestrømskilden er også jordet for å gi effektiv push-pull-drift. Denne enkle koblingskretsen har flere alvorlige ulemper, som gjør den prinsippielt uaktuell. Dersom transformatoren Tp har tilstrekkelig antall primærviklinger og kjernemateri-aler til ikke å bli magnetisk mettet ved normale inngangssignal på omtrent 20 volt ved 30 Hz, vil. sekundærviklinger med hundre ganger så mange viklinger, ha en slik høy indul-tive impedans, at den vil ikke bli noe bortimot istand ti]|

å drive en vanlig elektrostatisk høytalerkapasitans på omtrent en nanofarad ved høye lydfrekvenser. Dessuten vil resonnansene ligge i midten av audiobåndet, noe som gjør bredbånds-signaloverføring umulig i praksis. Denne ulempe kan motvirkes i en viss grad ved uakseptable kostnader ved å gjøre transformatorenefysisk sett meget store, siden dimensjoneringsreglene for transformatorer viser at hver gang alle lineære dimensjoner til en transformator blir doblet er det mulig å vikle med halvparten av primær- og sekundær induktansene, ved det opprinnelige primær- sekundær-forhold og primærmetningsspenning. Således vil en betydelig reduksjon av sekundær-induktansen skje uakseptabelt lang-somt med drastiske økninger i størrelse, vekt og kostnader.

Det henvises nå til fig. 2 som illustrerer skjematisk en foretrukket utførelsesform av oppfinnelsen, hvor de beskrevne ulemper, svakheter og forholdsvis høye kostnader til kjente transformator-mellomkretser blir fjernet ved bruk av to spesielt utformet transformatorer Tl,T2 i parallell-bilateral kobling, og som er nær forbundet med kretskomponenter som vil bli beskrevet nedenfor for å oppnå fordelene ved høyest ytelse ved transformatorer med moderat størrelse og kostnader som koblingstransform-atorer alene, d.v.s. transformatorer uten de karakteristikker og den mellomkrets som er beskrevet nærmere nedenfor ikke kan gi.

Transformatoren Tl er utformet for å gi optimal ytelse i området fra 30Hz til omtrent 5 kHz. Den har typisk omtrent 40-60 viklinger på primærsiden av en jernkjerne - med et ben med 19,35 cm 2, idet det kan brukes en vanlig "E" eller "I" transformator. Feltstyrken primært vil nå 15000 Gauss og ha et inngangssignal på omtrent 15-25 volt ved 30Hz. Den har et forhøyningsforhold på omtrent 200:1, med sekundærviklingen utført på midten, og den kobler ikke betydelig effekt over 5 kHz fordi dens primære og sekundæie induktive impedanser begrenser belastningsstrømmene som kan avgis over denne frekvensen.

Transformatoren T2 er tilpasset for å drives nnen få hundre Hz til omtrent 20 kHz. Dens primærvik linger og kjernestørrelse bestemmes nøyaktig ut fra hensynet til forhøyningsforhold og sekundære resonnansegenskaper meji den kapasitive belastning på omtrent 1 nanofarad som dannes av den elektrostatiske høyttaler L. Denne "E-I" transformator er utformet med omtrent halvparten av benarealet til transformatoren Tl og har mindre enn halvparten av primær-1 viklingene i forhold til denne. Dens primære metningsfrekvens ligger normalt omtrent fem ganger høyere enn for transformatoren Tl, for samme 15-25 volt inngangssignal.

Den såkalte "roll-in" med økende frekvens, av styring til primærsiden av transformatoren T2, styres av et nettverk som omfatter et serie-parallell-koblet potens<i->ometer RI og en vekselstrøms kondensator i serie med primærviklingen til transformatoren T2. Det første "roll-in"-punktet bestemmes av den totale motstand til potensiometeret RI sett inn i den relativt lave induktans til transformatorens T2 primærvikli—ng. Ytterligere "roll-in" skapes av kondensatoren Cl ved høyere frekvenser. Transformatoren T2 har et forhøyningsforhold på omtrent 60:1 og er også forsynt med midttilkobLing.

Primærviklingen til transformatorene Tl og T2

er hver koblet til lavspent-inngangene, idet primærviklingen til transformatoren Tl er koblet gjennom.en motstand R4 og transformatoren T2 er seriekoblet med et innstill-bart serie-parallell-koblet RC nettverk som omfatter kondensatoren Cl og potensiometeret RI, som beskrevet ovenfor. Sekundærviklingene til transformatoren Tl er koblet gjennom respektive like seriemotstander R2, R3, til statorplatene P1,P2 til den elektrostatiske høyttaler • L. Sekundærviklingen til transformatoren T2 er tilsvarende koblet gjennom seriekondensatorer C2,G3 til statorplatene Pl hhv. P2,

slik at det dannes parallell-bilateral sammenkobling mellom transformatorene ved inngangen til den elektrostatiske høyttaler, Som illustrert i eksempelet av kjent teknikk i fig. 1, har en likespennings-forspenningskilde B som på-trykker 5-15 kilovolt sin høyspentutgang forbundet med en høyohmig motstand Rc som gir konstant ladning, til høyt-talerens L ledende membran D. Som angitt ovenfor, har mot-

standen Rc en verdi på 100 eller mer MOhm for praktisk talt å fjerne kortvarig ladningsvariasjon. Forspennings-kildens lavspente side er kbblet tilbake til en felles jording med den sekundære midtpol ti_^l transformatorene Tl og T2, for å gi push-pull-drift.

Kondensatorene C2 og C3 danner en høypass- krets med motstandene R2 hhv. R3, og tjener til å koble de høy-este lydfrekvensene fra transformatoren T2 inn i høyttaleren L. Motstandene R2 og R3 danner en lavpass-krets sammen

med kondensatorene C2 hhv. C3, og tjener til å koble de laveste lydfrekvensene fra transformatoren Tl inn i høyt-taleren L. Under drift blir de to transformatorene Tl og T2 brukt på en slik måte at de begge alltid er delvis virksomme over hele lydspekteret. For dette formål samvirk-er den sekundære utjevningskrets som omfatter motstandene R2 og R3 og kondensatorene C2 og C3, slik at det velger den nødvendige størrelse på drifts- og impedansnivå fra de to transformatorer, slik at det kompenseres for høytt-erens reaksjons- og impedans-karakteristikker. Transformatoren T2 er utformet for å gi en forholdsvis høy økning på omtrent 200:1 ved de lave frekvenser hvor høyttaleren krever stor driftsspenning, på grunn avden fallende akustiske strålingsmotstand. 'Dens primærvikling har en ohmsk grenseimpedans^R4 for å begrense metningsstrømmef, noe som sikrer at magneto-effekter ikke vil skape ødeleggende spenninger på grunn av felter som faller

hurtig sammen. Den ohmske grenseimpedans til transformatorens Tl primærvikling tjener også til å dempe uheldige subsoniske signaler sammen med den fallende lavfrekvente induktans til Tl, i en slik grar! at de vil nå høytaleren med vesentlig redusert nivå.

RC-nettverket på transformatorens sekundær-side kan oppfattes som lavpassfilter i banen fra Tl til høyttaleren med evne til å løfte den fallende kurven ved høye frekvenser. Løfteevnen("shelf-response") bestemmes av det lavere viklingsforhold til transformatoren T2 og ligger f.,eks.: ca 10 til 12 decibel under systemets 30 Hz-kapasitet.

Kretsens evne til å løse problemene ved kjente mellomkretser for elektrostatiske høyttalere blir hovedsake lig bestemt av virkningen av transformatoren T2, idet denne er mye mer kompleks enn hva den enkle 60:1 forhøy-ningsfunksjon til vindingene kan antyde. Som det skal be-s skrives nærmere nedenfor, virker transformatoren T2 som en variabel transformator,,med et forhøyningsforhold som stig-er godt over viklingsforholdet ved frekvens over 2kHz,

idet denne effekt skapes av de spesielle nettverk-betingelser i primær- og sekundærkretsene og vekselvirkningen mellom dem.

Primærviklingen til transformatoren T2 blir tilført signalstrøm gjennom den totale motstand til potensiometeret RI ved alle frekvenser. Dette R-L nettverk, om-fattende primærviklingen til transformatoren T2, vil, på grunn av dens fallende induktive reaktansmed frekvensen resultere i en styring av inngangsspenningen mot frekvensen inn i transformatoren, hvilket opprettholder dens primær-spenning under magnetisk metning ved alle audio-frekvenser.

Den reaktive belastning som dannes av kapasitansen i høyttaleren og som reflekteres gjennom kondensatorene C2 og C3 i sekundærviklingen, forårsaker at primærviklingen til transformatoren T2 trekker ekstra strøm ved høyere frekvenser. Denne ekstra.strømmen som går gjennom kondensatoren Cl i inngangsviklingen er et vesentlig trekk ved driften av denne kretsen. Serie-parallell-kob-■ * lingen av kondensatoren C2 med potensiometeret RI gjennom potensiometerets innstrllingsklemme styrer den effektive impedans for primærviklingen til transformatoren T2, noe som skal vise seg å være av langt større betydning enn dens effekt med hensyn til å styre signaltoppen i primærviklingen. Det er viktig å merke seg på dette punkt, at dersom det bare eksisterer et kapasitivt koblingselement i serie med inngangskretsen til transformatorens T2 primærside, ville det opptre en høy Q-rekke resonnans i disse to elementene, noe som ville gi en meget opphakket fre-kvensgang, høye primærstrømmer, transformatormetning og overbelastning av drivforsterkeren. Bruk av serie-parallell-nettverket med kondensatoren Cl og potensiometeret RI som beskrevet demper imidlertid slik resonnans og gir en jevn "roll-in" av drivspenning til transformatoren T2 uten overslag eller topper. Transformatoren T2 og dens tilhør-ende krets gir de nødvendige økte drivnivå over 2 kHz for å kompensere for elektrostatisk "roll-off" i høytaleren,

på grunn av membranmassen og forholdet mellom størrelse og bølgelengde. Dette oppnås forøvrig samtidig som systemets virkningsgrad ved høye frekvenser forbedres, slik det er beskrevet nedenfor.

Transformatoren T2 har to grunnleggende reson-nanstilstander som kan opptre i vekselvirkningen med de to kodensatorene C2 og C3 og høytalerens kapasitans. Den mest iøyenfallende tilstanden er den frekvens som bestemmes av verdien av seriekapasitansen i dette nettverket og den målte jernkjerne-induktansen til transformatorens T2 sekundærvikling. Dersom dette forhold ble tillatt å være dominerende, ville transformatoren forhøye med- 60:1 ved alle frekvenser og vise en sportopp i primær- og sekundær-impendans ved omtrent 2 kHz, med alvorlig dempning over og under denne resonnansvekt. DeWle oppførsel kan oppdages hver gang transformatoren T2 drives av en kilde med forholdsvis høy impedans.

Når transformatoren T2, som ifølge oppfinnelsen drives fra en kilde med styrbar lav impedans, fra noen få til nær null ohm, oppstår en radikalt forandret og gunstig reaksjon. Denne reaksjonen kan forklares som følger. Når energi overføres fra primær til sekundærsiden i transformatoren T2, blir'den midlertidig lagret som en potensiell elektrisk energi i den totale kapasitive belastning i sekundaérkretsen. Klassisk resonnansteori forut-sier at denne potensielle energien hurtig vil begynnne å

ledes ut som en strøm gjennom sekundærviklingen til transformatoren T2. Når impedansen på drivsiden til primærviklingen reduseres mot null, vil denne styrete impe-dåns-banen nekte å tillate de sekundære resonnansstrømmer å indusere full motspenning tilbake i primærsiden. Når dette skjer, vil det høy-induktante bidrag fra jernkjernen forsvinne, noe som resulterer i en sekundær-induktans som er omtrent hundre ganger lavere, d.v.s. en verdi nær verdien

for en transformator uten jern eller med "luftkjerne". Denne verdien bestemmer nå sekundær-resonnansen sammen med den effektive verdi av den kapasitive belastning på sekundærsiden. Siden denne "luftkjerne. "-induktansen er omtrent 1% av jernkjerne-verdien, blir resonnansfrekvensen løftet med grovt regnet en faktor på ti, til den øverste del av audiobåndet. Denne virkningen inneslutter midlertid høy-frekvent energi i denne "luftkjerne"-resonnans på grunn av den påtvungne irreversibiliteten til energistrømmen tilbake gjennom den kortsluttete jernkjerne-banen.

Den lagrete energien i denne høyfrekvens-resonnans bidrar nå til energistrømmen som for hver takt kommer fra primærkretsen ved induksjon, og gir et økt for-høyningsforhold mot toppen av audiobåndet. Økningsgraden kan tillate den beskrevne 60:1-transformator T2 og gi en effektiv maksimal spenningsforhøyning over 200:1. Selv

om primærimpedansen til T2 synker noe under disse forhold, forblir denne impedansen mange ganger høyere enn den ville ha vært dersom den beskrevne resonnans-energilagring hadde vært erstattet med en ren transformatorforhøyning. Denne "magno-kinetiske" ("magne-kinetic") energiøkning er meget viktig i det tilfelle at en skal drive den høyt kapasitive belastning til en stor elektrostatisk høytkSier oppstilling ved høye frekvenser og med lav kraftfaktor, fordi kjente framgangsmåter i virkligheten omformer all drivenergien til varme i motstandene, i drivforsterkerens utgangskrets, noe som gir en meget lav virkningsgrad og følgelig krever store og kostbare forsterkere. Den resonnans-økning som er beskrevet ovenfor har en parallell i bruken av mekanisk resonnans-hjelp for utvidelse av et høyttaler -båndpass og virkningsgrad ved lave frekvenser, en vanlig teknikk ved nesten all høyttaler konst ruk s j on.

Sammenfattet er hovedgrunnene for bruken av

de to transformatoroppstillingene disse:

1) for å gi mulighet for å dra nytte av den tvungne "luft-kjerne"-resonnanslagring ved én passende frekvens, 2) for å tillate betydelige forskjeller i forhøyningsfor-holdene ved forskjellige frekvenser, for å oppnå utjevning, og 3) for å tillate radikal reduksjon av den sekundære induktive impedans med økende frekvens for å utjevne den dras-tisk fallende impedans til høyttaleren ved høye frekvenser.

I praksis kan jernkjernens sekundærinduktans for transformatoren T2 være omtrent 1, 5% av sekundærinduk-tansen til transformatoren Tl. Utformingen av transformatoren T2 bør også være slik at dens "luftkjerne" sekundær-induktans er omtrent hundre ganger lavere enn dens jernkjerne-verdi, for å oppnå gunstigst resultat.

Det beskrevne innstillbare forhøyningsforhold til transformatoren T2 styres av stillingen til justeringen W på RI. Når denne beveges mot inngangssiden fra en forsterker med lav impedans (en vanlig hifi-enhet) omtrer to mekanismer. Først vil mer høyfrekvent opplading gå gjennom kondensatoren Cl inn i primærsiden av transformatoren T2. For det andre, og langt viktigere, vil impedansen til kilden som primærsiden til transformatoren T2 står overfor bli nærmere null ohm. Størrelsen på den beskrevne "luft-kjerne" -økning ved høyfrekvent drift, står direkte i forhold til den grad som transformatorens T2 primærside står overfor en lav impedans. Denne innstillingen av potensiometeret RI er et viktig element som tillater økning av virkningsgraden ved høye frekvenser og til å bli innstilt for å kompensere for høytaler-egenskaper for å gi riktig balanse.

Ytterligere fordeler oppnås fra utjevnings-nettverket C2,C3 og R2, R3. Ved frekvenser hvor reaktansen til høytaler --kapasitansen er høy, vil den dominerende natur til belastningen på sekundærsiden på transformatoren Tl være bestemt av motstandene R2 og R3. Dette betyr at den primære vektor-impedansen til transformatoren Tl er mer ohmsk, en tilstand som.er meget gunstig som belastning for drivforsterkeren.

Det beskrevne utlevningsnettverk reduserer også visse iboende transformator-forvrengninger slik det vil bli beskrevet nedenfor. Motstandene RI og R2 virker som lavpass-filter som ser inn i kondensatorene C2 og C3 og høytaler-kapasitansen. Denne virkning forsøker å redus- ere de harmoniske forvrengningsprodukter av høyere orden, hovedsakelig odde, som følger av transformator-hysterese og -metning. Dessuten danner C2 og C3 et høypass-filter fra transformatoren T2 mot R2 og R3. Denne virkning prøver å forsinke kraftig mating av høyttaleren fra T2 inntil fre-kvensene er tilstrekkelig høye til at de magnetiske ikke-liniære forvrengninger befinner seg på lave nivå, d.v.s., frekvenser hvor magnetiseringsnivåene er betydelig under metning til kjernen til transformatoren T2. Utjevnings-nettverket resm^rer dermed i en elektrisk overføring som har lavere forvrengning enn hva transformatorene enk-eltvis ville gi mulighet for. Det skulle gå fram av det som er skrevet ovenfor, at hver transformator i virkelig-heten er "brought-on-line" ved grenseområdene til en over-lappende frekvenssone, hvoretter en "resyntese" av det komplette audiospektrum oppnås ved utgangen på grunn av båndpass-koblingshettverket R2,R3 og C2,C3, slik at det oppstår en jevn overgang av dominerende drift fra lavfre-kvent transformatoren Tl til høyfrekvent"transformatoren T2. De teknikker og kretser som er beskrevet har vist seg

å gi meget jevne amplityde-,■ fase- og impedans-overganger samtidig som den lydforringelse som skarpe overganger ville gi, og oppnår høy koblingsvirkningsgrad. Prøveresultater har vist at den totale virkningsgrad til systemet ligger omtrent en størrelsesorden høyere enn ved kjente transformator-mellomkretser for drift av en bredbånds elektrostatisk høyt taler.

Kretsen ifølge oppfinnelsen er ikke bare mer kompakt, lettere i vekt'og rimeligere, sammenliknet med kjente drivsystemer, for drift av bredbånds elektrostatiske høyttalere men gir også meget jevne amplityde-r, fase- og impedans-overganger med en forholdsvis høy-koblings-virkningsgrad.

Claims (9)

1 .Audio-forsterkningskrets for drift av bredbånds elektrostatiske høyttalere av det slag som har en plan ledende membran opphengt i avstand fra og parallelt med et par motstående, akustisk transparente statorplater, karakterisert ved at den omfatter en første transformator (Tl) for spenningsforsterkning ved de lave audio-frekvenser fra 30 Hz til 20 kHz, en andre spennings-transformator (T2) med betydelig mindre viklingsforhold, sammenliknet med den første transformator, for spennings-transformering ved høyere frekvenser i 30 Hz-20 kHz frekvensområdet, midler for å koble primærviklingen til den andre transformatoren (T2) til en lavspent, lavimpedans audio-sighalkilde, idet disse midler omfatter et innstill-bart serie-parallell-RC-nettverk i serie med primærviklingen til den andre transformatoren (T2), at sekundærviklingene til transformatorene har midtuttak som er jordet for push-pull-drift, at en kondensator (C2 hhv. C3) er koblet i serie med h/ ver av uttakene til sekundærviklingen til den andre transformatoren (T2), for å gi kapasitiv kobling til statorplatene ti]h øyttaleren , mens et motstands-element (R2 hhv. R3) er koblet i serie med hver av uttakene til sekundærviklingen til den første transformatoren (Tl) for å gi ohmsk kobling til statorplatene til høyttaleren idet utgangskretsene til den første og den andre transformatoren vil være koblet parallelt-bilateralt for å mate sammen statorplatene til høyttaleren samt at det finnes midler for å tilføre en hovedsakelig konstant høyspent elektrostatisk ladning til den ledende membranen (D) til 'høyttaleren (L) .

2. Krets i samsvar med krav 1, karakterisert ved at viklingsforholdet til den første transformatoren (Tl) sammenliknet med den andre transformatoren (T2) er omtrent 3:1, for forsterkning av lavfre-kvent drivspenning, og at det finnes midler som omfatter den nevnte forhøynings-vikling for å fremme gjennomgangsegenskapene til den første transformator i 30 Hz til 5 kHz* området og for å fremme gjennomgangsegenskapene for den andre transformatoren i området fra noen få hundre Hz til 20 kHz.

3. Krets i samsvar med krav 1, karakterisert ved at midlene for å fremme gjennomgangsegenskapene i den første transformatoren omfatter primær-og sekundærviklinger som har slike induktive impedanser at utgangsstrømmene som kan avgis til den sekundære belastning ved frekvenser over omtrent 5 kHz, blir begrenset, hvilket reduserer de høyfrekvente primærstrømmer.

4. Krets i samsvar med krav 2, karakterisert ved at midlene for å fremme gjennomgang-en omfatter en andre transformator (T2) med omtrent fem ganger større metningsfrekvens enn metningsfrekvensen til den første transformator (Tl) for samme inngangsspenning, slik at den andre transformatoren bare vil gi gjennomgang for full inngangsspenning ved frekvenser på minst ■■. fem ganger høyere enn den nedre grense på 30 Hz til den første transformatoren.

5. Krets i samsvar med krav 1, karakterisert ved at den første transformatoren omfatter et laminert sentralt ben i den magnetiske kjerne, med et areal på omtrent 19,35 cm 2, og med tilstrekkelig antall primærvindinger til å gi en magnetisk induksjon på omtrent 15000 Gauss ved en inngangsspenning på omtrent 15-25 volt ved 30 Hz.

6. Krets i samsvar med krav 5, karakterisert ved at rekken av kondensatorer (C2,C3) og motstander (R2,R3) i de respektive sekundærviklinger til den andre og den første transformator (T2,T1) omfatter lavpass-filter i banen fra den første transformator til høyttaleren for å dempe harmonisk forvrengning som skapes av de magnetiske egenskaper til den første transformatoren.

7. ' Krets i samsvar med krav 6, karakterisert ved at rekken av kondensatorer (C2,C3) og motstander (R2,R3) omfatter høypass-filter mellom den andre transformator og høyttaleren slik at dominerende gjennomgang i denne banen vil være ved frekvenser godt over metning for den andre transformatoren (T2).

8. Krets i samsvar med krav 5, karakterisert ved at bentverrsnittet til den andre transformatoren (T2) er omtrent halvparten i forhold til den første transformatoren, og at jernkjerne-induktansen til sekundærsiden til den andre transformator er omtrent . 1, 5% i forhold til den første transformatoren.

9. Krets i samsvar med krav 2, karakterisert ved at gjennomgangsegenskapene til den andre transformatoren (T2) gir en kortslutningseffekt for jernkjernen ved en sekundær, resonnansfrekvens nær 20 kHz,

til omtrent "luft-kjerne-verdi", noe som gir et forhøy-ningsforhold over vikleforholdet, hvilket 'øker overførings-effekten ved høye frekvenser vesentlig.

i