NO792247L

NO792247L - IMPEDANCE NETWORK.

Info

Publication number: NO792247L
Application number: NO792247A
Authority: NO
Inventors: Jan Hubert Thislaan Venken; Jozef Abdon Marie Robijns
Original assignee: Int Standard Electric Corp
Priority date: 1978-07-27
Filing date: 1979-07-06
Publication date: 1980-01-29
Also published as: DE2929661C2; NZ191080A; JPS5539491A; YU183879A; DE2929661A1; BE877922A; NL7807961A; FI792265A

Description

ImpedansnettverkImpedance network

Foreliggende oppfinnelse angår et impedansnettverk som omfatterThe present invention relates to an impedance network which comprises

en signalkilde med en likespenningskomponent og en vekselspenningskomponent, en variabel motstand og en likespenningsdetektor som foretar endringer i verdien til motstanden, idet klemmene til alle disse tre elementer er koblet til særskilte porter på et multiport-nettverk, samt en filterkrets tilforordnet likespenningsdetektoren for praktisk talt å forhindre at vekselspenningskomponenter får noen innflytelse på driften av likespenningsdetektoren, som har minst én ytterligere klemme fastholdt på et bestemt likespenningspotensial. a signal source with a DC component and an AC component, a variable resistance and a DC detector which makes changes in the value of the resistance, the terminals of all these three elements being connected to separate ports on a multiport network, as well as a filter circuit assigned to the DC detector to practically prevent AC voltage components from having any influence on the operation of the DC voltage detector, which has at least one further terminal held at a particular DC potential.

Et slikt nettverk er allerede kjent fra belgisk patentSuch a network is already known from a Belgian patent

nr. 688 760. Dette kjente nettverk representerer en telefoni "ring-trip" krets anbragt i en telefonsentral og omfattende et flerports nettverk med en brokrets som har en første inngang som kan kobles til et abonnentapparat over en telefonlinje, og med en andre inngang som er koblet til en kilde med en likespenningskomponent og en vekselspennings- eller ringesignalkomponent, og dessuten med en tredje inngangsklemme som er koblet til basis og emitter på en normalt ikke-ledende, transistor-bestykket likespenningsdetektor med en kollektor eller en ytterligere klemme på et fast potensial. Base og emitter til denne transistoriserte detektor er koblet til jord over kondensatorer som sammen med ser'iemotstander i en brokrets utgjør en filterkrets for vekselspennings- eller ringekomponenten. No. 688 760. This known network represents a telephony "ring-trip" circuit located in a telephone exchange and comprising a multi-port network with a bridge circuit having a first input which can be connected to a subscriber apparatus over a telephone line, and with a second input which is connected to a source with a DC component and an AC or ringing component, and also with a third input terminal which is connected to the base and emitter of a normally non-conducting, transistor-equipped DC voltage detector with a collector or an additional terminal at a fixed potential . The base and emitter of this transistorized detector are connected to ground via capacitors which together with series resistors in a bridge circuit form a filter circuit for the alternating voltage or ringing component.

Etter at et anrop som er påbegynt av en telefonabonnent er detek-tert i telefonsentralen og det anropte nummer til en bestemt anropt abonnent er mottatt, blir den ovennevnte signalkilde koblet over brokretsen til en telefonlinje som viderekobles til det anropte abonnentapparat og et ringeutstyr opererer i dette ved hjelp av en vekselspenning eller en såkalt ringestrømskomponent som tilføres linjen. Når den'anropte abonnent deretter tar av sitt mikrotelefonsett, fullstendig-gjøres en linjesløyfe som omfatter det anropte abonnenta<p>parat og telefonlinjen hva likestrøm angår, slik at motstanden som er koblet til den første inngang på den transistoriserte likespenningsdetektor, blir betydelig redusert. Som en følge av dette blir den transistoriserte likespenningsdetektor deretter ledende, og indikerer på denne måten at ringingen kan avsluttes. I prinsippet arbeider filterkretsen på en slik måte at ringekomponenten ikke har noen innvirkning på tilstanden til den transistoriserte detektor. Imidlertid har man erfart at p.g.a. de rådende toleranser på verdiene til kondensatorene og motstander kan de filtrerte vekselspenningssignaler som tilføres basis og emitterelektrodene til den transistoriserte likespenningsdetektor^bli utsatt for en slik faseforskyvning og amplitudeforand-ring at transistoren øyeblikkelig kan slås av og på utelukkende under påvirkning av disse-vekselspenningssignaler. Dette er tydeligvis en ulempe, da driften av detektorkretsen bare skal være avhengig av'likespenningsvariasjonene på inngangsporten. After a call initiated by a telephone subscriber is detected in the telephone exchange and the called number of a particular called subscriber is received, the above signal source is connected via the bridge circuit to a telephone line which is forwarded to the called subscriber apparatus and a ringing device operates in this by means of an alternating voltage or a so-called ring current component which is supplied to the line. When the called subscriber then takes off his handset, a line loop comprising the called subscriber's set and the direct current telephone line is completed, so that the resistance connected to the first input of the transistorized direct current detector is significantly reduced. As a result, the transistorized DC detector then becomes conductive, thus indicating that the ringing can be terminated. In principle, the filter circuit works in such a way that the ringing component has no effect on the state of the transistorized detector. However, it has been experienced that due to the prevailing tolerances on the values of the capacitors and resistors, the filtered alternating voltage signals supplied to the base and emitter electrodes of the transistorized direct voltage detector can be subjected to such a phase shift and amplitude change that the transistor can be instantly turned on and off exclusively under the influence of these alternating voltage signals. This is clearly a disadvantage, as the operation of the detector circuit should only depend on the DC voltage variations on the input port.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er derfor å tilveiebringe et impedansnettverk av ovennevnte type, men som ikke medfører denne ulempe. The purpose of the present invention is therefore to provide an impedance network of the above type, but which does not entail this disadvantage.

Dette oppnås i henhold til foreliggende oppfinnelse ved å utforme nettverket i henhold til de nedenfor fremsatte patentkrav. This is achieved according to the present invention by designing the network according to the patent claims set out below.

På denne måten blir det mulig å variere vekselspenningskomponenten ved den ytterligere inngangsklemme på en slik måte at den nevnte likespenningsdetektor bare reagerer på likespenningsvariasjoner ved dens inngangsport. In this way, it becomes possible to vary the alternating voltage component at the further input terminal in such a way that the said DC voltage detector only reacts to DC voltage variations at its input port.

Ytterligere utførelser av foreliggende oppfinnelse er også angitt i de nedenfor fremsatte patentkrav. Further embodiments of the present invention are also indicated in the patent claims presented below.

Det skal bemerkes at et impedansnettverk omfattende en likespenningsdetektor som består av en differansialforsterker med to transistorer, allerede er kjent fra US patenter nr. 3.525.816 og 3.748.395. It should be noted that an impedance network comprising a DC voltage detector consisting of a differential amplifier with two transistors is already known from US Patent Nos. 3,525,816 and 3,748,395.

I tillegg til henvisningen til de nedenfor fremsatte patentkrav skal det nevnes at en foretrukken utførelse av foreliggende oppfinnelse er utformet slik at impedansnettverket omfatter en brokrets med to motsatte første grener som hver omfatter et potensiometer og med to motsatte andre grener som hver omfatter en motstand, hvilken brokrets har en første inngang som er utformet av et første par broklemmer og kan kobles til et telefonabonnentapparat over en telefonlinje, hvilken brokrets har en andre inngangsport som er dannet av et andre par broklemmer som er koblet til de ikke sammenkoblede første poler på en lik.espenningskilde som er innkoblet i serie med en ringestrømskilde, hvilken brokrets har en tredje port som er tildannet av midtpunktet på potensiometerkretsene og som er koblet over et parallell T-filter- nettverk, idet det over utgangen av dette er koblet et parallelt RC-nett til basiselektrodene til to PNP transistorer som er sammenkoblet slik at de utgjør en differensialforsterker, idet de felles emitre og de felles kollektorer i disse transistorer er koblet til knutepunktet mellom et første par og et andre par dioder som har sine anoder og katoder sammenkoblet. Anodene til diodene i det første paret er koblet til de første poler på henholdsvis likespennings- og veksel-spenningskilden, mens katodene til diodene i det andre par er koblet til den andre polen på likespenningskilden og til midtpunktet på et potensiometer som shunter ringestrømskilden. In addition to the reference to the patent claims set forth below, it should be mentioned that a preferred embodiment of the present invention is designed so that the impedance network comprises a bridge circuit with two opposite first branches each comprising a potentiometer and with two opposite second branches each comprising a resistor, which bridge circuit has a first input formed by a first pair of bridge terminals and is connectable to a telephone subscriber apparatus over a telephone line, which bridge circuit has a second input port formed by a second pair of bridge terminals connected to the unconnected first poles of a body. voltage source which is connected in series with a ring current source, which bridge circuit has a third port which is formed by the midpoint of the potentiometer circuits and which is connected via a parallel T-filter network, the output of which is connected to a parallel RC network to the base electrodes of two PNP transistors which are connected so that they form a differential first arcs, in that the common emitters and the common collectors in these transistors are connected to the junction between a first pair and a second pair of diodes which have their anodes and cathodes connected together. The anodes of the diodes in the first pair are connected to the first poles of the DC and AC voltage sources, respectively, while the cathodes of the diodes in the second pair are connected to the second pole of the DC voltage source and to the midpoint of a potentiometer that shunts the ring current source.

Ved egnet valg av komponentverdier kan forspenningssignalene som på denne måten føres til emitrene og kollektorene til de to transistorene, være slik at tilstanden til .disse transistorene ikke påvirkes av ringesignalene som påføres deres basiselektroder. By suitable choice of component values, the bias signals which are thus fed to the emitters and collectors of the two transistors can be such that the state of these transistors is not affected by the ringing signals applied to their base electrodes.

Foreliggende oppfinnelse angår dessuten en overvåkningskrets for en telekommunikasjonssløyfe. Den er særpreget ved at den omfatter et impedansnettverk som beskrevet ovenfor og at den variable motstanden utgjøres av en telekommunikasjonslinje som sammenkobler det flerports nettverket med et abonnentapparat, og den ovennevnte vekselstrøms-komponent genereres av en ringesignalkilde. The present invention also relates to a monitoring circuit for a telecommunications loop. It is characterized in that it comprises an impedance network as described above and that the variable resistance is constituted by a telecommunications line connecting the multiport network with a subscriber device, and the above-mentioned alternating current component is generated by a ringing signal source.

For å gi klarere forståelse av foreliggende oppfinnelse, visesTo provide a clearer understanding of the present invention, is shown

til nedenstående detaljerte beskrivelse av utførelseseksempler av foreliggende oppfinnelse og til de ledsagende tegninger, hvor: fig. 1 representerer et impedansnettverk i henhold til foreliggende oppfinnelse, og to the following detailed description of embodiments of the present invention and to the accompanying drawings, where: fig. 1 represents an impedance network according to the present invention, and

fig. 2 viser signalformer som fremkommer ved klemmene A, B, Ffig. 2 shows signal forms that appear at terminals A, B, F

og G i fig. 1.and G in fig. 1.

Dette impedansnettverket omfatter et flerports nettverk eller en brokretsBC, en filterkrets FC, en likespenningsdetektorkrets DC og en konstant''spenningskrets CC. This impedance network comprises a multiport network or bridge circuit BC, a filter circuit FC, a DC voltage detector circuit DC and a "constant" voltage circuit CC.

Brokretsen BC har to motsatt rettede første grener som omfatterThe bridge circuit BC has two oppositely directed first branches which include

et potensiometer Tl ogT2 med motstandene Ri, R2 og henholdsvis R3,a potentiometer Tl and T2 with resistances Ri, R2 and R3 respectively,

R4, samt to motsatt rettede andre brogrener som hver inneholder en såkalt matemotstand R.Brokretsen BC har dessuten en første inngang PQ som utgjøres av to første broklemmer P og Q og en andre broinngang SU som utgjøres av to andre broklemmer S og U og en tredje port MN som er utformet av midtpunktene M og N til potensiometrene Tl henholdsvis T2 R4, as well as two oppositely directed other bridge branches which each contain a so-called feed resistor R. The bridge circuit BC also has a first input PQ which consists of two first bridge terminals P and Q and a second bridge input SU which consists of two other bridge terminals S and U and a third port MN which is formed by the midpoints M and N of the potentiometers Tl and T2 respectively

Klemmene Q og P til den første, porten PQ kan kobles til et telefonabonnentapparat slik som TS over koblingsmidler SMI, SM2 og en telefonlinje som omfatter et par tråder Li, L2. Dette telefonapparatet TS omfatter blant andre kretser som ikke er vist på figuren, en parallell-krets med en første gren som omfatter en kondensator CS og en ringer RI koblet i serie samt en andre gren omfattende en gaffel-bryter HS til en mikrotelefon (ikke vist på figuren) og en motstand RS som også er koblet inn i serie. The terminals Q and P of the first port PQ can be connected to a telephone subscriber apparatus such as TS via coupling means SMI, SM2 and a telephone line comprising a pair of wires Li, L2. This telephone set TS comprises, among other circuits not shown in the figure, a parallel circuit with a first branch comprising a capacitor CS and a ringer RI connected in series and a second branch comprising a fork-switch HS for a microphone (not shown in the figure) and a resistor RS which is also connected in series.

Klemmen S til den andre porten SU er koblet til den jordede, positive pol til en likespenningskilde E, hvis negative pol er koblet til en pol på en ringesignalkilde RSS, slik at begge disse spennings-kilder er koblet i serie og derved i virkeligheten utgjør en eneste spenningskilde med en likespenningskomponent E og en vekselspenningskomponent RSS, og tilveiebringer en likespenning E og henholdsvis en effektiv ringesignalspenning V (fig. 2). Klemmen U til den andre inngangsporten er koblet til polen til. ringesignalkilden RSS som ikke er koblet til den negative polen til likespenningskomponenten E. - The terminal S of the second port SU is connected to the grounded, positive pole of a direct voltage source E, the negative pole of which is connected to a pole of a ring signal source RSS, so that both of these voltage sources are connected in series and thereby in reality constitute a single voltage source with a direct voltage component E and an alternating voltage component RSS, and provides a direct voltage E and an effective ring signal voltage V respectively (fig. 2). The terminal U of the second input port is connected to the pole of the ring signal source RSS which is not connected to the negative pole of the DC voltage component E. -

Klemmene M og N til den tredje inngangen MN er på den ene siden koblet til klemmene E og D til filterkretsen FC og på den annen side til de positive og negative poler til likespenningskilden E over motstandene R5, henholdsvis R6. The terminals M and N of the third input MN are connected on the one hand to the terminals E and D of the filter circuit FC and on the other hand to the positive and negative poles of the direct voltage source E via resistors R5 and R6 respectively.

Som.nevnt i det ovennevnte belgiske patent, er den spesielle fordel med brokretsen i henhold til foreliggende oppfinnelse å kom-pensere for induserte langsgående spenninger i telefonlinjen Li, L2. As mentioned in the above-mentioned Belgian patent, the particular advantage of the bridge circuit according to the present invention is to compensate for induced longitudinal voltages in the telephone line Li, L2.

Filterkretsen FC har inngangsklemmene D og E som er koblet til utgangsklemmene N og henholdsvis M til brokretsens inngang MN, og utgangsklemmene F og G som er koblet til likespenningskretsen DC. Denne filterkrets FC omfatter et velkjent parallell T-nettverk, som omfatter motstandene R7, R8, R9, kondensatorene Cl, C2, C3 og en RC-krets koblet tvers over utgangen til det parallelle T-nettverk og omfatter motstanden RIO koblet i parallell med kondensator C4. The filter circuit FC has the input terminals D and E which are connected to the output terminals N and M, respectively, of the bridge circuit input MN, and the output terminals F and G which are connected to the DC circuit DC. This filter circuit FC comprises a well-known parallel T-network, comprising the resistors R7, R8, R9, the capacitors Cl, C2, C3 and an RC circuit connected across the output of the parallel T-network and comprising the resistor RIO connected in parallel with the capacitor C4.

Verdiene til komponentene er valgt slik at R7 = R8, Cl = C2 og R7-C3 = 4R9'C1 = 2T slik at overføringsfunksjonen til filterkretsen SC kan skrives: The values of the components are chosen so that R7 = R8, Cl = C2 and R7-C3 = 4R9'C1 = 2T so that the transfer function of the filter circuit SC can be written:

p = jw, idet w er vinkelfrekvensen. p = jw, where w is the angular frequency.

På grunn av parallellkretsen RIO, C14 blir filteret FC et lavpassfilter som i betydelig grad demper ringesignalet med frekvens f og signaler med relativt høy amplitudeverdi, samt tilfeldige støysignaler med høyere frekvenser, og den høyeste dempning fås ved en frekvens fl = l/Tl. Due to the parallel circuit RIO, C14, the filter FC becomes a low-pass filter that significantly attenuates the ringing signal with frequency f and signals with a relatively high amplitude value, as well as random noise signals with higher frequencies, and the highest attenuation is obtained at a frequency fl = l/Tl.

Da verdien til denne grensefrekvensen fl kan variere med toleransevariasjoner for verdiene til de ulike komponenter, er frekvensen f valgt slik at den i alle tilfeller holder seg nær frekvensen f til ringesignalet. På den måten sikres at det sistnevnte signal praktisk talt blir fullstendig dempet uavhengig av toleransevariasjoner til verdiene til komponentene. As the value of this limit frequency fl can vary with tolerance variations for the values of the various components, the frequency f is chosen so that it stays close to the frequency f of the ringing signal in all cases. In that way, it is ensured that the latter signal is practically completely attenuated regardless of tolerance variations of the values of the components.

Dette medfører at vekselspenningens signalform ved utgangsklemmen F har praktisk talt samme amplitude og fase som veksel-spenningen ved utgangsklemmen G. This means that the signal form of the alternating voltage at the output terminal F has practically the same amplitude and phase as the alternating voltage at the output terminal G.

På grunn av forekomsten av parallellkretsen RIO, C4, frembringer filterkretsen FC en faseomvending som ikke inntreffer ved frekvensen fl noe som normalt er tilfelle med et parallell T-nettverk, men isteden ved en frekvens fO = 1/TO. Det skal atter nevnes at fordi verdiene til denne frekvensen fO kan variere med toleranseverdiene til komponentene, så er frekvensen fO kalkulert slik at den i alle tilfeller forblir betydelig mindre enn frekvensen f til ringesignalet. Dette fører til at faseinversjonen ikke forekommer ved ringefrekvens eller ved høyere frekvenser. Due to the presence of the parallel circuit RIO, C4, the filter circuit FC produces a phase reversal which does not occur at the frequency fl which is normally the case with a parallel T network, but instead at a frequency fO = 1/TO. It should again be mentioned that because the values of this frequency fO can vary with the tolerance values of the components, the frequency fO is calculated so that in all cases it remains significantly less than the frequency f of the ringing signal. This means that the phase inversion does not occur at the ringing frequency or at higher frequencies.

Av det ovenstående' følger at det øvre sperrefrekvensbånd til lavpassfilteret FC omfatter frekvensen f til ringesignalet og avviker fra frekvensen fO, ved hvilken filterkretsen frembringer en 180° faseinversjon mellom signalene VN- V"Msom tilføres ved inngangen, E og signalet; V„ r - G ■ som fremkommer ved utgangen F, G. From the above' it follows that the upper cut-off frequency band of the low-pass filter FC comprises the frequency f of the ringing signal and deviates from the frequency fO, at which the filter circuit produces a 180° phase inversion between the signals VN- V"Msupplied at the input, E and the signal; V„ r - G ■ which appears at the output F, G.

Likespenningsdetektorkretsen DC består av en differansialforsterker som omfatter to PNP transistorer TRI og TR2, og basiselektrodene til disse er koblet til tilsvarende utgangsklemmer F og G i filterkretsen. Emitrene til disse transistorene TRI og TR2 er koblet til utgangsklemmen A til den konstante spenningskrets CC over en relativt stor felles motstand Ril og utgangsklemmen H, mens kollektorene til disse transistorene er koblet til utgangsklemmen B til den konstante spenningskrets CC over utgangsklemmen J og over motstand R12, og henholdsvis dennes utgangsklemme J. Kollektoren til transistoren TR2 er utgangsklemmen 0 til kretsen. Det benyttes en differensialforsterker fordi den har en høy inngangsimpedans slik at basisstrømmen til enten transistor TRI eller TR2 ikke på vesentlig måte påvirker hverken brokretsen BC eller filterkretsen FC. På den annen side er denne basisstrømmen praktisk talt konstant fordi enten transistoren TRI eller TR2 er ledende. The direct voltage detector circuit DC consists of a differential amplifier comprising two PNP transistors TRI and TR2, and the base electrodes of these are connected to corresponding output terminals F and G in the filter circuit. The emitters of these transistors TRI and TR2 are connected to the output terminal A of the constant voltage circuit CC across a relatively large common resistor Ril and the output terminal H, while the collectors of these transistors are connected to the output terminal B of the constant voltage circuit CC across the output terminal J and across resistor R12 , and its output terminal J, respectively. The collector of the transistor TR2 is the output terminal 0 of the circuit. A differential amplifier is used because it has a high input impedance so that the base current of either transistor TRI or TR2 does not significantly affect either the bridge circuit BC or the filter circuit FC. On the other hand, this base current is practically constant because either transistor TRI or TR2 is conducting.

Hensikten med detektorkretsen DC er å detektere en likespennings-inversjon mellom utgangsklemmene M og N til brokretsen BC når en anropt abonnent løfter av sin mikrotelefon og derved lukker gaffel-bryterkontakten HS, dvs. når motstanden til kretsen som er koblet til inngangsporten QP blir modifisert. The purpose of the detector circuit DC is to detect a DC voltage inversion between the output terminals M and N of the bridge circuit BC when a called subscriber lifts his handset and thereby closes the fork-switch contact HS, i.e. when the resistance of the circuit connected to the input port QP is modified.

Den konstante spenningskretsen CC omfatter to par dioder Dl, D2 og D3, D4. De innbyrdes sammenkoblede katoder til diodene Dl og D2 er koblet til utgangsklemmen A til den konstante spenningskrets CC, mens deres anoder er koblet til jord og til den pol på ringesignalkilden RSS som ikke er koblet til likespenningskilden. Likespenningen ved anoden til dioden D2 er lik E volt, mens den effektive vekselspenning ved dette punkt er lik V volt, slik at den konstante spenningen VA (fig. 2) som tilveiebringes ved utgangsklemmen A og tilføres emitrene til transistorene TRI og TR2 består av en positivt gående halvbølge som varierer mellom et minimum på 0 volt og en maksimalverdi på The constant voltage circuit CC comprises two pairs of diodes Dl, D2 and D3, D4. The interconnected cathodes of the diodes D1 and D2 are connected to the output terminal A of the constant voltage circuit CC, while their anodes are connected to ground and to the pole of the ring signal source RSS which is not connected to the DC voltage source. The direct voltage at the anode of the diode D2 is equal to E volts, while the effective alternating voltage at this point is equal to V volts, so that the constant voltage VA (Fig. 2) which is provided at the output terminal A and supplied to the emitters of the transistors TRI and TR2 consists of a positive-going half-wave that varies between a minimum of 0 volts and a maximum value of

E + vY^volt (fig. 2). De sammenkoblede anoder til diodene D3 ogD4 er koblet til utgangsklemmen B til den konstante spenningskrets CC, mens deres katoder er koblet til den negative pol til likespenningskilden E og til midtpunktet W på de seriekoblede motstander R13, henholdsvis R14. Disse motstander R13 og R14 er koblet tvers over ringesignalkilden RSS og har samme verdi. Likespenningen ved deres sammenkoblingspunkt W er lik E volt, mens den effektive vekselspenning ved dette punkt er lik V/2 volt slik at den fastlåste spenningsverdi VB tilveiebragt ved utgangsklemmen B og tilført kollektorene til transistorene TRI ogTR2 består av en negativt gående halvbølge som varierer mellom et maksimum på E volt og en minimalverdi på E + vY^volt (Fig. 2). The paired anodes of the diodes D3 and D4 are connected to the output terminal B of the constant voltage circuit CC, while their cathodes are connected to the negative pole of the direct voltage source E and to the midpoint W of the series-connected resistors R13, R14 respectively. These resistors R13 and R14 are connected across the ring signal source RSS and have the same value. The direct voltage at their connection point W is equal to E volts, while the effective alternating voltage at this point is equal to V/2 volts so that the locked-in voltage value VB provided at the output terminal B and applied to the collectors of transistors TRI and TR2 consists of a negative going half-wave that varies between a maximum of E volts and a minimum value of

E - v/J^Tvolt (fig.. 2) .E - v/J^Tvolt (fig.. 2) .

Den ovennevnte kretsløsning fører til følgende forhold som også er vist i fig. 2: - under de positivt gående halvbølger til ringesignalet V er spenningen V_ ved kollektorene til transistorene TRI og TR2 lik E volt, mens de følgende negativt gående halvbølger varierer mellom E volt og E - V/lT* volt under den negativt gående halvbølge til ringesignalet V, - under de øvre deler av de positivt gående halvbølger til ringesignalet vil spenningen V ved emitrene- til transistorene TRI og TR2 følge disse forhold, mens de under de gjenværende deler av de positivt gående halvbølger og under de negativt gående halvbølger til ringesignalet V vil være 0 volt. ;Furetrukne verdier tor komponentene tii de ovennevnte kretser er som følger: R =0.2 kilo-ohm; ;RI = 27 kilo-ohm; ;R2 = R3 = R4 = 3 0 kilo-ohm; ;R5 = R6 = 300 kilo-ohm; ;R7 = R8 = 16.2 kilo-ohm; ;R9 = 8.9 kilo-ohm; ;RIO, Ril = 100 kilo-ohm; ;R12, R13 = R14 = 10 kilo-ohm; ;Cl = C2 = 0.68 micro-Farad; ;C3 = 1.5 micro-Farad; ;C4 = 1 micro-Farad; ;f = 16 Hz; ;V = 90 volt;E = -48 volt;Driften av de ovennevnte kretser vil bli beskrevet nedenfor.;I kretsens hviletilstand, dvs. når gaffelbryterenHS i abonnentens apparat TS er åpen, vil forskjellen mellom likespenningene ved filter-kretsens utgangsklemmer F og G være forskjellig fra 0 og lik en forutbestemt forspenningsverdi. Med de ovenfor gitte verdier av komponentene vil denne forspenningen være slik at likespenningssignalet ved klemmen F som er koblet tilbake til basiselektroden for transistor TRI blir mindre enn signalet ved klemmen G som er koblet til basiselektroden for transistor TR2. Ringesignalkilden RSS antas å være i operativ tilstand og tilfører derfor ringesingalet V med frekvens f og en effektiv spenningsverdi V mellom klemmene S og U til brokretsen BC i serie med likespenningen E. Dette ringesignalet V fremkommer også i dempet tilstand, ved brokretsens utgangsport MN, og fra denne porten føres'dqt til basis G og F til detektortransistorene TRI og TR2 over filterkretsen FC. ■ På grunn av det forhold at de totale spenninger V_r ved klemmen F er mindre enn den totale spenning V„ ved klemmen G, og fordi emitrene og kollektorene til disse transistorene TR^og TR£varierer mellom 0 og E + vl^T<*>volt og henholdsvis mellom E og E - V/lHT volt (fig. 2), blir transistoren Tri ledende, mens transistoren TR2 blokkeres slik at utgangen 0 til kretsen blir passivisert. The above circuit solution leads to the following conditions which are also shown in fig. 2: - during the positive half-waves of the ringing signal V, the voltage V_ at the collectors of transistors TRI and TR2 is equal to E volts, while the following negative-going half-waves vary between E volts and E - V/lT* volts during the negative-going half-wave of the ringing signal V, - during the upper parts of the positive half-waves of the ringing signal, the voltage V at the emitters of the transistors TRI and TR2 will follow these conditions, while during the remaining parts of the positive half-waves and during the negative half-waves of the ringing signal V will be 0 volts. ;Four drawn values for the components of the above circuits are as follows: R =0.2 kilo-ohm; ;RI = 27 kilo-ohms; ;R2 = R3 = R4 = 3 0 kilo-ohms; ;R5 = R6 = 300 kilo-ohms; ;R7 = R8 = 16.2 kilo-ohms; ;R9 = 8.9 kilo-ohm; ;RIO, Ril = 100 kilo-ohms; ;R12, R13 = R14 = 10 kilo-ohm; ;Cl = C2 = 0.68 micro-Farad; ;C3 = 1.5 micro-Farad; ;C4 = 1 micro-Farad; ;f = 16 Hz; ;V = 90 volts;E = -48 volts;The operation of the above circuits will be described below.;In the circuit's rest state, i.e. when the fork switch HS in the subscriber's device TS is open, the difference between the DC voltages at the filter circuit's output terminals F and G be different from 0 and equal to a predetermined bias value. With the above given values of the components, this bias will be such that the DC voltage signal at terminal F which is connected back to the base electrode of transistor TRI is smaller than the signal at terminal G which is connected to the base electrode of transistor TR2. The ringing signal source RSS is assumed to be in an operational state and therefore supplies the ringing signal V with frequency f and an effective voltage value V between the terminals S and U to the bridge circuit BC in series with the direct voltage E. This ringing signal V also appears in a muted state, at the output port MN of the bridge circuit, and from this gate, dqt is fed to the bases G and F of the detector transistors TRI and TR2 across the filter circuit FC. ■ Because of the fact that the total voltages V_r at terminal F are smaller than the total voltage V„ at terminal G, and because the emitters and collectors of these transistors TR^ and TR£ vary between 0 and E + vl^T<* >volt and respectively between E and E - V/lHT volts (fig. 2), the transistor Tri becomes conductive, while the transistor TR2 is blocked so that the output 0 of the circuit is passivated.

På fig. 2 er begge signalene V„ og V„ vist lik E/2 + V/2 nårIn fig. 2, both signals V„ and V„ are shown equal to E/2 + V/2 when

r G r G

impedansen som er forbundet med inngangen QP er uendelig. Skjønt de avviker noe fra hverandre, vil denne differansen være tilstrekkelig til å gjøre transistoren TRI ledende og å holde transistoren TR2 i dens blokkerte tilstand. the impedance connected to the input QP is infinite. Although they differ somewhat from each other, this difference will be sufficient to make transistor TRI conductive and to keep transistor TR2 in its blocked state.

Det skal bemerkes at en filterkrets slik som filteret FC tilveie bringer en høy dempning av ringesignalet oy oyså av signaler med høyere frekvenser, og et slikt filter benyttes fordi ringesignalet har en relativt høy amplitude og fordi tilfeldige støysignaler med slike høye frekvenser kan tilføres dette. It should be noted that a filter circuit such as the filter FC provides a high attenuation of the ringing signal and also of signals with higher frequencies, and such a filter is used because the ringing signal has a relatively high amplitude and because random noise signals with such high frequencies can be added to it.

Når et anrop påbegynnes av en abonnent, detekteres dette i telefonsentralen, og det anropte telefonnummer til et anropt abonnentapparat slik som TS blir mottatt. Så snart dette apparatet er funnet, betjenes svitsjeutstyret SMI og SM2 for å forbinde brokretsens inngang QP til dette telefonapparatet TS over telefonlinjen Li, L2.Herved forblir transistorene TRI og TR2 henholdsvis i sin ledende og sin ikke-ledende tilstand. When a call is initiated by a subscriber, this is detected in the telephone exchange, and the called telephone number of a called subscriber device such as TS is received. As soon as this apparatus is found, the switching equipment SMI and SM2 are operated to connect the bridge circuit input QP to this telephone apparatus TS over the telephone line Li, L2. Hereby, the transistors TRI and TR2 remain in their conducting and non-conducting states, respectively.

De sistnevnte tilstander til transistorene TRI og TR2 blir ikke påvirket av vekselspenningssignalene V„ og V_ som tilføres basiselektrodene individuelt. Egentlig gjelder (fig. 2): - under de positivt gående halvbølger til spenningssignalet som føres til basiselektroden til den ledende PNP transistor TRI, og som søker å blokkere denne transistor, er kollektorspenningen til denne transistor E volt, mens dens emitter enten befinner seg på 0 volt eller varierer sammen med basisspenningen. Emitterspenningen V forblir imidlertid alltid større enn den sistnevnte basisspenning Vp slik at transistoren TRI forblir ledende, - under de negativt gående halvbølger til spenningssignalet V^som tilføres basiselektroden til den ikke-ledende PNP transistor TR2 og som søker å gjøre denne transistoren ledende, er emitterspenningen til den samme 0 volt, mens dens kollektor varierer med basisspenningen, men forblir dog mindre enn den sistnevnte, slik at transistoren TR2 forblir ikke-ledende. The latter states of the transistors TRI and TR2 are not affected by the alternating voltage signals V„ and V_ which are supplied to the base electrodes individually. Actually (fig. 2): - during the positive-going half-waves of the voltage signal which is fed to the base electrode of the conducting PNP transistor TRI, and which seeks to block this transistor, the collector voltage of this transistor is E volts, while its emitter is either on 0 volts or varies along with the base voltage. However, the emitter voltage V always remains greater than the latter base voltage Vp so that the transistor TRI remains conductive, - during the negative going half-waves of the voltage signal V^ which is supplied to the base electrode of the non-conductive PNP transistor TR2 and which seeks to make this transistor conductive, the emitter voltage is to the same 0 volts, while its collector varies with the base voltage, but remains less than the latter, so that the transistor TR2 remains non-conducting.

Det skal bemerkes at vekselspenningssignalet på kollektorene er blitt redusert ved å gjøre bruk av motstandene R13 og R14, slik at transistorene TRI og TR2 ikke skulle bli utsatt for en for høy emitter-te It should be noted that the AC voltage signal on the collectors has been reduced by making use of resistors R13 and R14, so that transistors TRI and TR2 would not be exposed to too high an emitter current

. kollektorspenning.. collector voltage.

På grunn av at virkningen av vekselspenningssignalene på basiselektrodene til transistorene TRI og TR2 blir oppveiet av egnede kompenseringssignaler som er vekselspente og blir tilført deres emittere og kollektorer, som vist i fig. 2, er det klart at det er viktig at ingen faseinversjon skal forekomme i ringesignalet f som tilføres basiselektrodene til disse transistorer. Dette er grunnen til at ringesignalfrekvensen f ligger godt over den nevnte frekvensen fø, ved hvilken slik faseinversjon-frembringes i filterkretsen FC. Because the effect of the alternating voltage signals on the base electrodes of transistors TRI and TR2 is offset by suitable compensating signals which are alternating voltage and are applied to their emitters and collectors, as shown in fig. 2, it is clear that it is important that no phase inversion should occur in the ringing signal f which is supplied to the base electrodes of these transistors. This is the reason why the ringing signal frequency f lies well above the mentioned frequency fø, at which such phase inversion is produced in the filter circuit FC.

Når den anropte abonnent ved anrop løfter av mikrotelefonen fra sin gaffel, blir linjesløyfen lukket fra et likestrømsmessig syns-punkt, fordi gaffelbryteren HS lukkes. Som en følge av dette og på grunn av det forhold at linjesløyfeimpedansen da reduseres under en forutbestemt verdi, vil spenningen G synke under spenningen V„ Fmed en slik verdi at transistoren TR2 blir ledende mens transistoren TRI blir blokkert. When the called subscriber during a call lifts the microphone from its fork, the line loop is closed from a direct current point of view, because the fork switch HS is closed. As a consequence of this and due to the fact that the line loop impedance is then reduced below a predetermined value, the voltage G will drop below the voltage V„ F with such a value that the transistor TR2 becomes conductive while the transistor TRI is blocked.

Når. transistoren TR2 blir ledende, blir utgangsklemmen 0 til kretsen aktivisert, og denne økede spenning benyttes til å åpne kob-lingsutstyret SMI og SM2 på en ikke vist, men for øvrig konvensjonell måte. When. the transistor TR2 becomes conductive, the output terminal 0 of the circuit is activated, and this increased voltage is used to open the switching equipment SMI and SM2 in a not shown, but otherwise conventional way.

Skjønt det ikke er absolutt påkrevet, kan dioder innsettes mellom motstanden 11 og emitrene til transistorene TRI og TR2 for å beskytte disse transistorer når f.eks. den konstante spenningskretsen CC er defekt. Although it is not absolutely required, diodes can be inserted between the resistor 11 and the emitters of the transistors TRI and TR2 to protect these transistors when e.g. the constant voltage circuit CC is defective.

Claims

1. Impedance network comprising a signal or voltage source with a direct voltage and an alternating voltage component, a variable resistance and a direct voltage detector' which implements changes in the value of the variable resistance, the connecting terminals of all these three elements being connected to separate ports of a multi- port network, as well as a filter circuit assigned to the DC voltage detector to substantially prevent the alternating voltage component from having any influence on the operation of the DC voltage detector which has at least one additional terminal at a fixed DC potential, characterized in that the additional terminal (H, J) is connected to the voltage source (E, RSS) in such a way that its potential also has an ac voltage component which cancels the effect of any ac voltage signal that may be present at the terminals (F, G) of an input port (FG) of the dc detector (DC) connected to a port on the multi-port network.

2. Impedance network according to claim 1, characterized in that the alternating potential component is derived from the alternating voltage component (RSS) to the voltage source (E < # RSS).

3. Impedance network according to claim 2, characterized in that the alternating potential component is derived from the alternating voltage component (RSS) to the voltage source (E, RSS) in that a signal (V, V/2) which is proportional to the alternating voltage component (V) is maintained at a value (0, E) -which is derived from the direct voltage component (E).

4. Impedance network according to claim 1, characterized in that the direct voltage detector (DC) is a differential amplifier (TRI, Tr2). b.

Impedance network according to claim 1, characterized in that the direct voltage detector (DC) has an input port (FG) and an output port (HJ) comprising two (H, J) of the additional terminals, to which the alternating potential component is supplied.

6. Impedance network according to claims 4 and 5, characterized in that the differential amplifier (TRI, TR2) comprises two amplifier circuits (TRI, TR2) which each have three terminals, and where individual input terminals (F, G), one from each amplifier circuit, form the input port (FG) and where the connected first (H) and second (J) output terminals are connected in pairs to form the output port (HJ).

7. Impedance network according to claim 6, characterized in that each of the amplifier circuits with three terminals comprises a transistor (TR1, TPR2) whose base electrode forms one of the individual input terminals (F, G), while the emitter and collector electrodes of these form the first (H) and the other (J) output terminal.

8. Impedance network according to claim 1, characterized in that the direct voltage detector (DC) is connected to the multiport network (BC) over the filter circuit which is a low-pass filter (FC) which is tuned so that the upper blocking frequency band comprises the frequency (f) of the alternating voltage component (RSS) in the voltage source.

9. Impedance network according to claim 8, characterized in that the low-pass filter (FC) is a blocking filter with an attenuation above a predetermined minimum value at infinite frequency.

10. Impedance network according to claim 8, characterized in that the low-pass filter (-FC) only comprises resistors and capacitors.

11. Impedance network according to claim 8, characterized in that the low-pass filter (FC) comprises a parallel T-network (R7-R9, C1-C2) and that a parallel circuit consisting of resistors and capacitors (RIO, C4) is connected across the output of this ).

12. Impedance network according to claim 11, characterized in that the frequency of the alternating potential component deviates from the frequency (fQ ) at which the filter circuit (FC) produces a 180° phase reversal between the signal (V^ - V^ ) supplied to its input port (DE) and the signal which emerges at its output gate (FG).

13. Impedance network according to claim 1, characterized in that the multi-port network is a bridge circuit (BC) where each of the first two bridge branches contains an ohmic potentiometer (Tl, T2) and where each of the two opposite second branches contains a resistor (R ), which, bridge circuit (BC) has a first gate (PG) constituted by a pair of first bridge terminals (P, G) connected to the variable resistance (Li, L2, TS) and a second gate (SV) constituted of a pair of other bridge terminals (S, V) which are connected to the voltage source (E, RSS), while the multi-port circuit (BC) also has a third port (MN) which is constituted by the midpoints (M, N) of the potentiometers (T1, T2) which are connected to the direct voltage detector (DC).

14. Impedance network according to claim 13, characterized in that the voltage source (E, RSS) comprises a direct voltage source (E) and an alternating voltage source (RSS), which are connected in series between the terminals (S, V) in the second port (SV) in the multi-port the circuit (BC).

15. Impedance network according to claim 14 in connection with claim 7, characterized in that the base electrodes (F, G) of the transistors (TRI, TR2) are connected to each of the poles of the direct voltage source (E) via additional resistors (R6, R5) which are much larger than those that form part of the bridge circuit.

16. Impedance network according to claims 8 and 14, characterized in that the first (H) and second (J) output terminals from the amplifier elements (TRI, TR2) with three terminals are respectively connected to the connection points between the first electrodes of the diodes in the first diode pair (Dl, D2) and in the second diode pair (D3, D4), that the other electrodes of one (Dl, D3) of the diodes in the first (Dl, D2) respectively the second (D3, D4) diode pair respectively are connected to the first and second poles of the direct voltage source (E), while the other electrodes of the opposite (D2, D4) diode in the first (Dl, D2) and the second (D3, D4) diode pair, respectively, are connected to each pole on the alternating voltage source RSS).

17. Impedance network according to claim 16, characterized in that the other electrodes of the second (D2, D4) of the diodes in the first (D1, D2) and respectively the second (D3, D4) pair of diodes are respectively connected directly to the other the pole of the alternating voltage source" (RSS) and via one (Rl3) of the resistors (R13, R14) to a potentiometer (R13, R14) which is connected in parallel with the alternating voltage source (RSS).

18. Monitoring circuit for loop monitoring of telecommunications lines, characterized in that it comprises an impedance network according to any one of claims 1 - 17, and that the variable resistance is constituted by a telecommunications line (Li, L2) which connects the multi-port network (BC) to a subscriber device (TS), and that the alternating voltage component is generated by a ring signal source (R55).