NO782818L

NO782818L - PROCEDURE AND DEVICE FOR LIGHT DENSITY CONTROL OF GAS DISCHARGE LAMPS

Info

Publication number: NO782818L
Application number: NO782818A
Authority: NO
Inventors: Fredy Kamber
Original assignee: Starkstrom Elektronik Ag
Priority date: 1977-09-30
Filing date: 1978-08-18
Publication date: 1979-04-02
Also published as: CH620562A5; SE7810124L; SE435668B; ATA555978A; AT375002B; DE2831336A1; DE2831336C2; NL7808573A

Description

Fremgangsmåte og anordning for lystetthetsstyring av gassutladningslamper. Method and device for light density control of gas discharge lamps.

Foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte for lystetthets-.styring av gassutladningslamper ved hjelp av faseavskjæring av en påtrykt vekselspenning, hvorunder tenning av lampens utladningsstrekning finner sted ved hjelp av en kapasitiv.hjelpeelektrode som i det minste tilnærmet ligger på samme potensial som en av lampeelektrodene. Oppfinnelsen gjelder også en anordning for utførelse av en sådan fremgangsmåte. The present invention relates to a method for light density control of gas discharge lamps by means of phase cutting of an applied alternating voltage, during which ignition of the lamp's discharge section takes place by means of a capacitive auxiliary electrode which is at least approximately at the same potential as one of the lamp electrodes. The invention also relates to a device for carrying out such a method.

Tenning av gassutladningslamper, fremfor alt de meget utbredte lysstoffrør, ved hjelp av en kapasitiv hjelpeelektrode er av vesentlig betydning ved trinnløs lystetthetsstyring ved hjelp av faseskjæring av den påtrykte vekselstrøm med henblikk på tennsikkerheten og den vekslende tennforsinkelse som følge av avioniseringen i brennpausene. Sådanne kapasitive hjelpeelek-troder, som f.eks. foreligger i form av elektrisk ledende ytter-belegg eller gitterformede omhyllinger av utladningskammeret, ligger i enkleste tilfelle på jordpotensial. Dette forholder seg slik på grunn av den enkle tilslutningsmulighet til jord-eller beskyttelselederen i tilsluttede flerfasesystemer, hvilket anses som fordelaktig. Derved oppstår imidlertid ved vanlig" tilslutning av lampens strømforsyning mellom en faseledning og vekselstrømsystemets nullpunkt en usymmetrisk fordeling av det elektriske felt mellom hjelpeelektroden og lampeelektrodene, hvorav den elektrode som er forbundet med nullpunktet i begge vekselspenningens halvperioder hovedsakelig vil ligge på samme potensial som hjelpeelektroden, mens den andre elektrode alltid ligger i et område med større potensialfall og tilsvarende høyere elektriske feltstyrker. I de halvperioder av den påtrykte vekselspenning som tilsvarer et negativt potensial for lampeelektroden med potensial forskjellig fra hjelpeelektroden, hvorved denne elektrode også gjør tjeneste som katode, bevirker den forhøyede feltstyrke en vesentlig forsterkning av lavine-effekten for de elektroner som avgis fra katoden (støtionisasjon) og dermed en vesentlig nedsatt tenningsforsinkelse, mens dette ikke er tilfelle i vekselspenningens halvperioder med motsatt polaritet. Ved e-n og samme innstilling av faseskjæringen oppnås således forskjellig brenntid i innbyrdes påfølgende halvperioder, hvilket vil si en lystetthetsvariasjon i takt med nettfrekvensen, som i motsetning til den lystetthetsvariasjon med dobbelt nettfrekvens som følger av den uunngåelige utslokning etter hver halvbølge, kan oppfattes av det menneskelige øye og virke forstyrrende (nettflimring), særlig ved forholdsvis lave midlere lystettheter, hvilket tilsvarer store faseavskjærings-vinkler. Ignition of gas discharge lamps, above all the very widespread fluorescent tubes, by means of a capacitive auxiliary electrode is of significant importance in stepless light density control by means of phase cutting of the applied alternating current with a view to ignition safety and the alternating ignition delay as a result of deionization during the burning pauses. Such capacitive auxiliary electrodes, such as e.g. exists in the form of an electrically conductive outer coating or grid-shaped enclosures of the discharge chamber, is in the simplest case at ground potential. This is because of the simple possibility of connection to the earth or protective conductor in connected multiphase systems, which is considered advantageous. Thereby, however, when the lamp's power supply is normally connected between a phase line and the zero point of the alternating current system, an asymmetric distribution of the electric field between the auxiliary electrode and the lamp electrodes occurs, of which the electrode connected to the zero point in both half-periods of the alternating voltage will mainly be at the same potential as the auxiliary electrode, while the second electrode always lies in an area with a greater potential drop and correspondingly higher electric field strengths. In the half-periods of the applied alternating voltage which corresponds to a negative potential for the lamp electrode with a potential different from the auxiliary electrode, whereby this electrode also serves as a cathode, the increased field strength causes a significant amplification of the avalanche effect for the electrons emitted from the cathode (stoionization) and thus a significantly reduced ignition delay, while this is not the case in the half-periods of the alternating voltage with the opposite polarity. With e-n and the same setting the phase shift, a different burning time is thus achieved in consecutive half-periods, which means a light density variation in step with the mains frequency, which, in contrast to the light density variation with double the mains frequency that results from the inevitable extinction after each half-wave, can be perceived by the human eye and has a disturbing effect (net flickering), especially at relatively low average light densities, which corresponds to large phase cut-off angles.

Det er derfor oppfinnelsens formål å angi en fremgangsmåte og frembringe en anordning for lystetthetsstyring av gassutladningslamper ved regulert faseavskjæring, og som under bibehold av den enkle tilkobling av hjelpeelektroden muliggjør en nedsetning av nettflimret samt en for øyet tilstrekkelig konstant lysstrøm fra lampen også ved lavere lystettheter. Dette oppnås i henhold til oppfinnelsen ved de særtrekk som er angitt i patent-kravene 1 og 12, som henholdsvis angir oppfinnelsens fremgangs-måteaspekter og prinsipielle, koblingstekniske utførelse. It is therefore the purpose of the invention to specify a method and produce a device for light density control of gas discharge lamps by regulated phase cut-off, and which, while maintaining the simple connection of the auxiliary electrode, enables a reduction of the mains flicker as well as a sufficiently constant luminous flux from the lamp even at lower light densities. This is achieved according to the invention by the special features stated in patent claims 1 and 12, which respectively state the method aspects of the invention and the principle, connection technology design.

For å kompensere den nevnte usymmetri i lampeelektrodenes felt-forhold opprettes i henhold til foreliggende fremgangsmåte en usymmetri i faseskjæringsvinklene, hvilket vil si i tennings-utløsningen som med et større eller mindre tidsintervall går forut for utladningens begynnelse for halvperiodene med motsatt polaritet i den påtrykte vekselspenning. Under utnyttelse av en taktsignalkilde med dobbelt nettfrekvens og en referansesignalkilde med etterkoblet komparator, som bestemmer de tennings-utløsende skjæringstidspunkter for taktsignalet og referansesignalet, bevirker den nettfrekvente forskyvningssignalkilde i den angitte kretskobling over et blandingsledd en faseforskyvning av referansesignalet og/eller taktsignalet fra. den opprinnelige faseverdi eller tidsforløp og dermed den ønskede innbyrdes forskyvning mellom tenningsutløsningene i de på-følgende halvperioder av den påtrykte vekselspenning. Særlig gunstig og enkelt er det herunder å tilføre et korrigerende forskyvningssignal til referansesignalkilden, som forøvrig normalt avgir et tidsmessig hovedsakelig konstant grunnsignal, idet referansesignalkilden tilsluttes en tilsvarende signal-kilde. In order to compensate for the aforementioned asymmetry in the lamp electrodes' field relationship, according to the present method an asymmetry is created in the phase intersection angles, that is to say in the ignition release which with a larger or smaller time interval precedes the start of the discharge for the half-periods with opposite polarity in the applied alternating voltage . Utilizing a clock signal source with double mains frequency and a reference signal source with a downstream comparator, which determines the ignition-triggering intersection times of the clock signal and the reference signal, the mains frequency shift signal source causes in the indicated circuit coupling over a mixing link a phase shift of the reference signal and/or the clock signal from. the original phase value or time course and thus the desired mutual displacement between the ignition triggers in the following half-periods of the applied alternating voltage. It is especially advantageous and simple to add a corrective displacement signal to the reference signal source, which otherwise normally emits a basic signal that is substantially constant in terms of time, the reference signal source being connected to a corresponding signal source.

Prinsipielt kan det oppnås en viss reduksjon av nettflimretIn principle, a certain reduction of network flicker can be achieved

ved lamper av foreliggende art allerede ved innføring av en konstant korrigerende innbyrdes forskyvning mellom tennings-utløsningen i påfølgende halvperioder av den påtrykte vekselspenning . in the case of lamps of the present kind already by introducing a constant corrective mutual displacement between the ignition release in successive half-periods of the applied alternating voltage.

En særlig effektiv løsning oppnås imidlertid i henhold til en videreutviklet utførelse av oppfinnelsen ved korrigerende faseforskyvning av tenningsutløsningen i samsvar med en størrelse som er avhengig av lystetthetsstyringens faseavskjæringsvinkel. Herved kan det på enkel måte tas hensyn til tenningsforsinkel-sens avhengighet av strømgjennomgangen i den forutgående brenn-periode samt av varigheten av den forutgående brennpause. Herunder kan det også tas hensyn til øyets forskjellige følsom-het for flimmer ved forskjellige lystettheter. However, a particularly effective solution is achieved according to a further developed embodiment of the invention by correcting the phase shift of the ignition release in accordance with an amount which is dependent on the phase cut-off angle of the light density control. In this way, account can be taken of the ignition delay's dependence on the current flow in the preceding combustion period and on the duration of the preceding combustion pause. Here, account can also be taken of the eye's different sensitivity to flickering at different light intensities.

Ved den nevnte styring av.faseskjæringen under bestemmelse av faseskjæringsvinkelen utfra skjæringstidspunktet mellom et taktsignal med dobbelt nettfrekvens og et styrbart referansesignal frembringes den nettfrekvente signalkomponent av det sistnevnte signal, i henhold til en særlig hensiktsmessig ut-førelsesform av oppfinnelsen, med et halvbølgelignende tids-forløp som strekker seg over en del av en nettspenningsperiode. Når den påtrykte vekselspenning uten ytterligere faseforskyvning anvendes for frembringelse av det halvbølgelignende tidsforløp, In the aforementioned control of the phase shift while determining the phase shift angle from the point of intersection between a clock signal with double mains frequency and a controllable reference signal, the mains frequency signal component of the latter signal is produced, according to a particularly suitable embodiment of the invention, with a half-wave-like time course which extends over part of a mains voltage period. When the applied alternating voltage without further phase shift is used to produce the half-wave-like time course,

r r

vil dette f. eks... strekke seg over i det minste .en del av en halvperiode. Den forskyvning av det halvbølgelignende signal-foirløp i taktsignalets amplityderetning som oppnås ved forskyvning av faseskjæringen sammen med størrelseforandringen av will this, for example... extend over at least part of a half-term. The displacement of the half-wave-like signal waveform in the amplitude direction of the clock signal which is achieved by displacement of the phase intersection together with the magnitude change of

den hovedsakelig konstante referansesignalkomponent, frembringer uten videre en forandring av tenningsutløsningens faseforskyv-ningsvinkel i avhengighet av nevnte konstante referansesignalkomponent, hvilket vil si av den ukorrigerte faseskjæringsvinkel og dermed av den midlere lystetthet, samt med en maksimalverdi i det midlere styreområde. Dette gir allerede i mange tilfeller en tilstrekkelig tilpasning til den tidligere omtalte faseskjæringsavhengige tenningsforsinkelse og således til øyets flimmerfølsomhet. I tillegg til dette kan det imidlertid for amplityden av den nettfrekvente referansesignalkomponent med enkle midler innføres en ytterligere avhengighet av den konstante referansesignalkomponent og den ukorrigerte faseskjæringsinn-stilling, med det formål og ytterligere forbedre den ønskede tilpasning. En sådan amplitydeforandring av den nettfrekvente referansesignalkomponent er i alle fall å anbefale ved anvendelse av et firkantformet tidssignal for denne signalkomponent, som da vil ha et konstant forløp i snittområdet med taktsignalet. the essentially constant reference signal component immediately produces a change in the phase shift angle of the ignition release in dependence on said constant reference signal component, that is to say on the uncorrected phase intersection angle and thus on the average light density, as well as with a maximum value in the average control range. In many cases, this already provides a sufficient adaptation to the previously mentioned phase shift-dependent ignition delay and thus to the flicker sensitivity of the eye. In addition to this, however, a further dependence on the constant reference signal component and the uncorrected phase intersection setting can be introduced for the amplitude of the mains frequency reference signal component by simple means, with the aim of further improving the desired adaptation. Such an amplitude change of the mains frequency reference signal component is in any case recommended when using a square-shaped time signal for this signal component, which will then have a constant course in the section area with the clock signal.

På annen måte enn som angitt ovenfor i forskjellige varianterOther than as stated above in different variations

ved overlagring av et hovedsakelig konstant referansesignal med en nettfrekvent signalkomponent, kan den korrigerende fase-skjæringsforskyvning i henhold til en spesiell utførelsesform av oppfinnelsen også oppnås ved anvendelse av et taktsignal med dobbelt nettfrekvens samt med forskjellig amplityde og/eller steilhet i innbyrdes påfølgende perioder. En sådan modifisering av taktsignalets tidsforløp i innbyrdes påfølgende perioder (dobbelt nettfrekvens) tilsvarer videre overlagring av en periodisk nettfrekvent signalkomponent og kan nærmere bestemt oppnås i praksis ved hjelp av kjente koblingskomponenter, f.eks. på grunnlag av vanlige pulsgeneratorer for sagtannspenning. by superimposing an essentially constant reference signal with a mains frequency signal component, the corrective phase-crossing shift according to a special embodiment of the invention can also be achieved by using a clock signal with double mains frequency and with different amplitude and/or steepness in consecutive periods. Such a modification of the time course of the clock signal in successive periods (double mains frequency) corresponds to further superimposition of a periodic mains frequency signal component and can be more precisely achieved in practice using known switching components, e.g. on the basis of ordinary sawtooth voltage pulse generators.

Den muliggjør imidlertid i foreliggende sammenheng bestemmelseHowever, in the present context, it enables determination

av korrigert faseskjæringsvinkel med et konstant og således særlig enkelt innstillbart referansesignal. of corrected phase intersection angle with a constant and thus particularly easily adjustable reference signal.

En annen videreutvikling av foreliggende oppfinnelsesgjenstand for faseskjæringsstyring av gassutladningslamper under anvendelse av et periodisk taktsignal og et referansesignal be-nytter seg av et taktsignal med nedsatt steilhet i signålperiodens begynnelse- og/eller et sluttoråde. Et sådant tidsforløp av taktsignalet muliggjør en relativ økning av styre- eller inn-stillingsfølsomheten for lystettheten ved forholdsvis små og naturligvis også ved forholdsvis store faseskjæringsvinkler, hvilket vil si henholdsvis ved forholdsvis høy og forholds- Another further development of the present subject matter of the invention for phase shift control of gas discharge lamps using a periodic clock signal and a reference signal makes use of a clock signal with a reduced steepness in the beginning and/or end of the signal period. Such a time course of the clock signal enables a relative increase of the control or setting sensitivity for the light density at relatively small and, of course, also at relatively large phase intersection angles, which means respectively at relatively high and

vis lav lystetthet. Dette betyr en tilpasning til øyets føl-somhet for lystetthetsforandringer i avhengighet av forskjellige utgangsnivåer for lystettheten. show low light density. This means an adaptation to the eye's sensitivity to light density changes depending on different output levels for the light density.

Dette forhold utnyttes ved en videreutviklet utførelse av oppfinnelsen, hvorunder taktsignalet avledes ved avsnittsvis omkobling eller utkobling av den påtrykte vekselspenning. På This condition is exploited in a further developed embodiment of the invention, during which the clock signal is derived by intermittently switching on or off the applied alternating voltage. On

denne måte kan f.eks. et taktsignal med sagtannlignende tids-forløp og avtagende steilhet ved såvel små som store faseskjæringsvinkler oppnås ved enkel polaritetsomkobling av en sinusformet vekselspenning i innbyrdes påfølgende toppunkter this way can e.g. a clock signal with a sawtooth-like time course and decreasing steepness at both small and large phase intersection angles is obtained by simple polarity switching of a sinusoidal alternating voltage in successive peaks

(90° og 270°), hvorunder disse omkoblingspunkter ved faseforskyvning av det behandlede vekselspenningssignal legges til begynnelsespunkt og sluttpunkt av den påtrykte vekselspennings halvperioder. Steilheten av taktsignalet avtar da i den annen halvdel av en halvperiode av den påtrykte spenning, slik det er ønskelig, mens taktsignalet oppviser tiltagende steilhet i den første halvdel av en sådan halvperiode. Dette gir den ovenfor angitte optimalisering av styreforløpet. (90° and 270°), during which these switchover points are added to the starting point and end point of the half-periods of the applied alternating voltage by phase shift of the processed alternating voltage signal. The steepness of the clock signal then decreases in the second half of a half-period of the applied voltage, as is desired, while the clock signal exhibits an increasing steepness in the first half of such a half-period. This provides the above-mentioned optimization of the board sequence.

Det skal påpekes at de ovenfor angitte utførelsesformer av oppfinnelsen utgjør en vesentlig bestanddel av en faseskjæringsstyring med utligning av usymmetri, men også uavhengig av en sådan utligning med fordel kan anvendes for forbedret tilpasning av styringsfølsomheten til øyets følsomhet overfor lystetthetsforandringer ved lystetthetsstyring av gassutladningslamper . It should be pointed out that the above-mentioned embodiments of the invention constitute an essential component of a phase shift control with compensation of asymmetry, but also independently of such compensation can be advantageously used for improved adaptation of the control sensitivity to the eye's sensitivity to changes in light density in light density control of gas discharge lamps.

En annen videreutvikling av foreliggende oppfinnelsesgjenstand, som likeledes har anvendelse utover utligning av usymmetri ved faseskjæringsstyring, består i at det ved en størrelse av referansesignalet over amplityden av et periodisk taktsignal ved bakflanken av taktsignalet frembringes en kortvarig forandring av referansesignalet eller taktsignalet inntil det oppnås en innbyrdes skjæring av de to signaler. Ved en overskridelse av det utstyringsområde som kan utnyttes for skjæringspunktbe-stemmelse, hvilket vil si ved meget små faseskjæringsvinkler, fremtvinges således likevel et skjæringspunkt. Herved, ute-lukkes at det ved en sådan overstyring ikke lenger kan frembringes differensielle tenningsimpulser. Differensierende ' overføringselementer foreligger imidlertid alltid i praksis mellom skjæringspunktbestemmelsen og lampens effektbryter, f.eks. en tyristorbryter. Another further development of the subject of the present invention, which likewise has application beyond the compensation of asymmetry in phase shift control, consists in that when the reference signal has a magnitude above the amplitude of a periodic clock signal at the trailing edge of the clock signal, a short-term change of the reference signal or the clock signal is produced until a mutual intersection of the two signals. If the equipment range that can be used for intersection point determination is exceeded, that is to say at very small phase intersection angles, an intersection point is nevertheless forced. Hereby, it is ruled out that differential ignition impulses can no longer be produced with such an override. However, differentiating transfer elements are always present in practice between the intersection determination and the lamp's circuit breaker, e.g. a thyristor switch.

Oppfinnelsen vil nå bli nærmere beskrevet ved hjelp av ut-førelseseksempler og under henvisning til de vedføyde tegninger, hvorpå: Fig. 1 viser et prinsippskjerna for et lystoffrør med faseavskjæringsstyring, Fig. 2 viser et tidsdiagram for forskjellige signaler som opp-trer i den kobling som er vist i fig. 1, Fig. 3 viser et karakteristisk diagram for tenningsforsinkelsen og den avskjæringskorreksjon som funksjon av faseskjærings-vinklen som oppnås i den viste kobling i fig. 1, Fig. 4 er et tidsdiagram for en modifisert faseavskjæringsstyring med utligning av usymmetri, Fig. 5 er et blokkskjema for en innretning for faseavskjæringsstyring i henhold til fig. 4, og Fig. 6a og fig. 6b viser hvert sitt tidsdiagram for en ytterligere modifisering av faseavskjæringsstyringen med utligning av usymmetri. The invention will now be described in more detail with the help of exemplary embodiments and with reference to the attached drawings, on which: Fig. 1 shows a principle core for a light sacrificial tube with phase cut-off control, Fig. 2 shows a time diagram for various signals that appear in the connection which is shown in fig. 1, Fig. 3 shows a characteristic diagram of the ignition delay and the cut-off correction as a function of the phase cut-off angle obtained in the connection shown in Fig. 1, Fig. 4 is a timing diagram for a modified phase cut-off control with compensation of asymmetry, Fig. 5 is a block diagram of a device for phase cut-off control according to fig. 4, and Fig. 6a and fig. 6b each shows a timing diagram for a further modification of the phase clipping control with asymmetry compensation.

I fig. 1 er det vist et lysstoffrør L med to elektroder Eg ogIn fig. 1 shows a fluorescent tube L with two electrodes Eg and

E^som er oppvarmet ved hjelp av lavspenningskilder Hq og H^, samt en jordet hjelpeelektrode E^, idet elektrodene EQog E^ gjennom drosselspoler Dr^og Dr^ samt en tyristoromkobler LS er innkoblet mellom en faseleder PH og nullederen MP i et veksel-strømsystem. Omkobleren LS mottar i løpet av hver halvperiode av den påtrykte vekselspenning u nen tenningspuls fra en tenningstransformator Tr^ som utgjør utgangsenhet for' en faseavskjæringsstyring Ps, og kobles ut ved hver nullgjennom-gang av den tilførte vekselspenning ved slukning av vedkommende tyristorer.Faseavskjæringsstyringen PS mottar over en nett-transformator Trn en lavspent referansevekselspenning , som er jordet på den ene side, såvel som en jordsymmetrisk like-spenning UQover en likeretter G. E^ which is heated by means of low-voltage sources Hq and H^, as well as an earthed auxiliary electrode E^, as the electrodes EQ and E^ through throttle coils Dr^ and Dr^ and a thyristor coupler LS are connected between a phase conductor PH and the neutral conductor MP in an alternating power system. During each half-cycle of the applied alternating voltage, the switch LS receives an ignition pulse from an ignition transformer Tr^ which is the output unit for a phase cut-off control Ps, and is switched off at each zero crossing of the supplied alternating voltage by turning off the relevant thyristors. The phase cut-off control PS receives across a mains transformer Trn a low-voltage reference alternating current, which is grounded on one side, as well as an earth-symmetric direct voltage UQ across a rectifier G.

Faseavskjæringsstyringens oppbygning og arbeidsfunksjon vil bli nærmere forklart under henvisning til signaldiagramet i fig. 2. The structure and working function of the phase cut-off control will be explained in more detail with reference to the signal diagram in fig. 2.

F.eks. en aktiv referansesignalkilde Q , hvis effektforskyvning på ikke vist måte kan utledes fra likespenningen U^, avgir en manuelt innstillbar eller på annen måte regulerbar styrespenning U , hvis grenseverdier U og U , = U_ ,„ er antydet i fig. 2. E.g. an active reference signal source Q, whose power displacement can be derived from the direct voltage U^ in a manner not shown, emits a manually adjustable or otherwise adjustable control voltage U, whose limit values U and U, = U_ ,„ are indicated in fig. 2.

r rmin rmaks 0/2 ^ Den til enhver tid foreliggende verdi av U rbestemmer utløsnings-terskelen for et terskelverdi-blandingsledd M rsom utgjøres av en enkel transistor og fra en forskyvningssignalkilde Q som r rmin rmax 0/2 ^ The current value of U rdetermines the trigger threshold for a threshold-value mixer M rconstituted by a simple transistor and from a displacement signal source Q which

w w

annen inngangsstørrelse tilføres en vekselspenning u w, som fast-legger avskjæringsforskyvningen. Så lenge u w er positivt større enn U^, sperrer blandeleddet M , således at det på den inverterende inngang til en komparator K utført som differensial forsterker, foreligger et referansesignal u som ved spennings-deling i summeringsmotstandene R og Rq er bestemt ved for-skjellen mellom Uq og U . Den ikke inverterende inngang til komparatoren K tilføres fra en taktsignalkilde Q sdet taktsignal ug som er antydet i fig. 2 og svinger jordsymmetrisk med sagtannlignende tidsforløp. Ved ukorrigert skjæringstidspunkt tzmellom u^ og ug blir utgangssignalet fra K, ved tilstrekkelig stor forsterkning eller ved ikke vist hjelp av en trigger eller lignende, spranglignende positiv og frembringer over et tennings-differensieringsledd D^ en tenningspuls til hjelpetyristoren V , som i sin tur kobler inn effektomkobleren LS gjennom tennings-transf ormatoren Tr z •• Derved bestemmer' U rfaseavskjæringsvinklen other input quantity is supplied with an alternating voltage u w, which determines the cut-off displacement. As long as u w is positively greater than U^, the mixing element M blocks, so that on the inverting input to a comparator K implemented as a differential amplifier, there is a reference signal u which, by voltage division in the summing resistors R and Rq, is determined by the difference between Uq and U . The non-inverting input to the comparator K is supplied from a clock signal source Q with the clock signal ug indicated in fig. 2 and oscillates earth-symmetrically with a sawtooth-like time course. At the uncorrected intersection time tz between u^ and ug, the output signal from K, with sufficiently large amplification or with the help of a trigger or the like not shown, becomes leap-like positive and produces, via an ignition-differentiation link D^, an ignition pulse to the auxiliary thyristor V , which in turn connects into the power switch LS through the ignition transformer Tr z •• Thereby determines the U rphase cut-off angle

j<P z, målt mellom tidspunktet t^på bakflanken av ug og t^, hvorved t^ved synkronisering sammenfaller med nullgjennom-gangene for vekselspenningen u^. Derved er det antatt at u er i fase med den påtrykte vekselspenning u^. Periodene av taktsignalet u smed dobbelt nettfrekvens tilsvarer altså j<P z, measured between the time t^ on the trailing edge of ug and t^, whereby t^ upon synchronization coincides with the zero crossings for the alternating voltage u^. Thereby, it is assumed that u is in phase with the applied alternating voltage u^. The periods of the clock signal u smed double mains frequency therefore correspond

den påtrykte vekselspenningshalvperioder. the impressed alternating voltage half-cycles.

Avskjæringsvinklen ( f z liksom også ytterligere fasevinkler som. vil bli omtalt i det følgende, er antydet i tidsdiagrammet i fig. 2, idet det er tatt hensyn til vinkelfrekvensen w for den påtrykte vekselspenning. The cut-off angle f z as well as further phase angles which will be discussed in the following are indicated in the time diagram in Fig. 2, taking into account the angular frequency w of the applied alternating voltage.

Når nå vekselspenningen u^ underskrider styrespenningen U , hvilket i henhold til fig. 2 er tilfellet mellom t^ og t^, When now the alternating voltage u^ falls below the control voltage U, which according to fig. 2 is the case between t^ and t^,

så blir.blandeleddet M ledende, og over summeringsmotstandene R , R , R. overlagres U , u oq Un på den inventerende inngang then the mixing element M becomes conductive, and U , u oq Un is superimposed on the summing resistors R , R , R

rwO * r w . 0rwO * r w . 0

av komparatoren K for dannelse av det resulterende referansesignal u , som nå inneholder de halvbølgeformede signalkomponen-ter u . Grunnfrekvensen av den sistnevnte tilsvarer frekvensen of the comparator K to form the resulting reference signal u , which now contains the half-wave shaped signal components u . The fundamental frequency of the latter corresponds to the frequency

P P

av den påtrykte vekselspenning u^. Dermed foreligger for de antydede negative halvperioder av u og u , hvori den lampeelektrode E^, som har potensial forskjellig fra hj elpeelektroden E^og således påtrykkes høyere feltstyrke, er positiv i forhold til Eq og derfor er underlagt en relativ høy tenningsforsinkelse, en tidsmessig fremskyvning av tenningsutløsningen med nedsatt avskjæringsvinkel ^ z^., hvorved det oppnås en mer eller mindre fullstendig kompensasjon av den usymmetri av tenningsforsinkeIsene som betinges av hjelpeelektroden. of the applied alternating voltage u^. Thus there are for the indicated negative half-periods of u and u , in which the lamp electrode E^, which has a potential different from the auxiliary electrode E^ and thus a higher field strength is applied, is positive in relation to Eq and is therefore subject to a relatively high ignition delay, a temporal advancing the ignition release with a reduced cut-off angle ^z^., whereby a more or less complete compensation is achieved for the asymmetry of the ignition delays caused by the auxiliary electrode.

Det korrigerte avskjæringstidspunkt t Z , K og dermed korreksjonen av avskjæringsvinklen A & avhenger, slik det vil fremgå av fig. 2, av amplityden A u^ av den nettfrekvente signalkomponent u^ og dermed på grunn av terskelverdi-blandeleddet M av den tidsmessige hovedsakelig konstante utgangsverdi for referansesignalet u^_, samt i sin tur også av tidsforløpet av u^. såvel som u . The corrected intercept time t Z , K and thus the correction of the intercept angle A & depends, as will be seen from fig. 2, of the amplitude A u^ of the mains frequency signal component u^ and thus due to the threshold value mixing term M of the temporally essentially constant output value for the reference signal u^_, as well as in turn also of the time course of u^. as well as u .

P P

En justeringsmulighet med henblikk på A utgjøres i foreliggende utførelseseksempel av forskyvningssignalkilden Q wsom er utført som potensiometer. Dessuten kan den faseforskyver Ph wsom er stiplet antydet i fig. 1, innkobles mellom Q w og ^ ut^ r, således at det oppnås en forskyvning av den maksimale avskjæringskorreksjon til et område med mindre lystetthet. Faseforholdet An adjustment possibility with regard to A is constituted in the present embodiment by the displacement signal source Q w which is designed as a potentiometer. Moreover, the phase shifter Ph ws which is dashed indicated in fig. 1, is switched between Q w and ^ ut^ r, so that a shift of the maximum cut-off correction to an area with lower light density is achieved. The phase relationship

for u r tilsvarer da ikke lenger fasen av u , således at synkro-w a n2niseringen av taktsignalet u shensiktsmessig bør avledes direkte fra u^ . for u r then no longer corresponds to the phase of u , so that the synchronization of the clock signal u should reasonably be derived directly from u^ .

tr tr

Tidsforløpet av u , slik det er antydet i fig. 2, avledes i referansesignalkilden Qs ved hjelp av et 90° fasedreiningsledd Ph med etterfølgende polaritetsomkobler P for u . En inver- The time course of u , as indicated in fig. 2, is diverted in the reference signal source Qs by means of a 90° phase turning element Ph with subsequent polarity switch P for u . An inver-

s tr teringsforsterker Vl. med to kanaler stiller for hver nett-spenningshalvperiode et avsnitt mellom 270° og, 90° av den sinusformede spenningskurve i beredskap, idet dette avsnitt over en omkobler S ved hjelp av en koblingsforsterker V over-føres synkront med den nevnte halvbølge polaritetsriktig til den ikke inverterende inngang for komparatoren K. En sådan utførelse har som fordel enkel og nøyaktig synkronisering såvel som ønsket steilhetsnedsettelse av tidsforløpet ved forholdsvis lave og forholdsvis høye avskjæringsvinkler og dermed for henholdsvis høye og lave lystettheter. s tr tering amplifier Vl. with two channels sets for each mains voltage half-period a section between 270° and 90° of the sinusoidal voltage curve in readiness, this section via a switch S by means of a switching amplifier V being transmitted synchronously with the said half-wave in correct polarity until it is not inverting input for the comparator K. Such a design has the advantage of simple and accurate synchronization as well as the desired steepness reduction of the time course at relatively low and relatively high cut-off angles and thus for high and low light densities respectively.

Bidragene fra de forskjellige styrespenninger og signaler er i foreliggende utførelseseksempel avstemt slik i forhold til hver-andre at korreksjonen av faseavskjæringen først blir virksom ved avskjæringsvinkler over 90°. Deretter smiger . A omtrent til midten av den annen halvdel av halvperioden, for fremtil fullstendig mørkeutstyring atter å avta til null. En karakter-istikk A ( j>^ over ( j? z med et sådant forløp er antydet i fig. 3. Den avtagende korrektur med redusert lystetthet er, som tidligere angitt, i alminnelighet ikke forstyrrende. Til sammenligning er i fig. 3 også forløpet av den differensierte tenningsforsinkelse A ( j? over f( > z antydet kvalitativt. Som det vil fremgå finner, det ved midlere lystettheter sted en vidtgående kompensasj onstilpasning mellom kurvene A ( j?^og A ^() ^ . The contributions from the various control voltages and signals are in the present embodiment coordinated in such a way that the correction of the phase cut-off only becomes effective at cut-off angles above 90°. Then flattery. A approximately to the middle of the second half of the half-period, until complete darkness equipment again decreases to zero. A characteristic A ( j>^ over ( j? z) with such a course is indicated in Fig. 3. The diminishing correction with reduced light density is, as stated earlier, generally not disturbing. For comparison, Fig. 3 also the course of the differentiated ignition delay A ( j? over f( > z indicated qualitatively. As will be seen, at medium light densities a wide-ranging compensatory adjustment takes place between the curves A ( j?^ and A ^() ^ .

For å oppnå sikrere full utstyring og nullutstyring av lystettheten er grenseverdiene urrninog urma^sfor referansesignalet i henhold til fig. 2 innstilt henholdsvis under og over grenseverdiene av taktsignalet u . Om nå ved innstilling av u . , In order to achieve safer full equipment and zero equipment of the light density, the limit values urrninog urma^ for the reference signal according to fig. 2 set respectively below and above the limit values of the clock signal u. If now by setting u . ,

s J rmm hvilket vil si uten skjæring mellom u^ og ug over tennings-differensieringsleddet D å kunne utløse innkoblirigen av effektomkobleren LS og hjelpetyristoren V ved tidspunktet t^, s J rmm which means without intersection between u^ and ug across the ignition-differentiation link D to be able to trigger the switch-on of the power switch LS and the auxiliary thyristor V at time t^,

er det i henhold til fig. 1 anordnet et kompensasjons-differen-sieringsledd D, k som på inngangssiden er forbundet med taktsignalkilden Qg og på utgangssiden med den inverterende inngang for komparatoren K over et rettet blandeledd M, i form av en koblings-transistor. Dette ledd D^ frembringer ved tidspunktet tQ for bakflanken av u s en kort puls ud ,, som overlagrer seg med urmin og derved frembringer en tilsvarende positiv tenningspuls på utgangssiden av komparatoren K. Det rettede blandeledd M^. for-hindrer derved en påvirkning av spenningsforholdene i avskjærings-styringen utenfor varigheten av differensialpulsen u^. Prinsipielt kan forøvrig også en tilsvarende skjæringskorreksjon anordnes, is it according to fig. 1 arranged a compensation-differentiation element D, k which is connected on the input side to the clock signal source Qg and on the output side to the inverting input for the comparator K via a rectified mixing element M, in the form of a switching transistor. This link D^ produces at time tQ for the trailing edge of u s a short pulse ud ,, which is superimposed with urmin and thereby produces a corresponding positive ignition pulse on the output side of the comparator K. The rectified mixing link M^. thereby preventing an influence of the voltage conditions in the cut-off control beyond the duration of the differential pulse u^. In principle, a corresponding intersection correction can also be arranged,

for taktsignalet ug.for the clock signal ug.

I fig. 4 er det antydet en mulighet for avskjæringskorreksjon med likeledes sinus/sagtann-formet taktsignal u s, men med firkantformet tidsforløpe- for en periodisk referansesignalkomponent u ,i et forenklet tidsdiagram av samme art som i fig. 2. Ved konstant amplityde A u^_ av denne signalkomponent vil det åpen-bart oppnås en tiltagende skjæringsvinkelkorreksjon A z frem til mørkeutstyring, samt i samsvar med den avtagende steilhet av tidsforløpet for u . Et lineært sagtannforløp for u kan In fig. 4, a possibility for cut-off correction is indicated with a similarly sinusoidal/sawtooth-shaped clock signal u s , but with a square-shaped time course - for a periodic reference signal component u , in a simplified time diagram of the same kind as in fig. 2. At constant amplitude A u^_ of this signal component, an increasing intersection angle correction A z will obviously be achieved up to dark equipment, as well as in accordance with the decreasing steepness of the time course for u . A linear sawtooth progression for u can

s s imidlertid anvendes for en eventuelt ønsket konstant avskjæringskorreksjon med hensyn på^z.Når f. eks. et lineært sagtannf orløp av ug foretrekkes av koblingstekniske grunner, kan på den annen side praktisk talt hvilket som helst ønsket kurveforløp av A p( > ^ over realiseres på grunnlag av avhengigheten av amplityden s s, however, is used for a possibly desired constant intercept correction with regard to ^z. When, for example, a linear sawtooth progression of ug is preferred for switching engineering reasons, on the other hand practically any desired curve progression of A p( > ^ over can be realized on the basis of the dependence on the amplitude

A u^ av u , henholdsvis p < . Også en ytterligere fasefor-' skyvning mellom den periodiske komponent av u rpå den ene side og ug, henholdsvis u il på den annen side, slik som antydet i fig. 1 ved hjelp av faseforskyveren Phw, kan frembringes for å konsen-trere eller begrense avskjæringskorreksjonen til bestemte deler av halvperiodene av den påtrykte spenning. A u^ of u , respectively p < . Also a further phase shift between the periodic component of u r on the one hand and ug, respectively u il on the other hand, as indicated in fig. 1 by means of the phase shifter Phw, can be produced to concentrate or limit the clipping correction to certain parts of the half-periods of the applied voltage.

For virkeliggjørelse av den sistnevnte utførelsesform kan det anvendes en kretskobling som vist i fig. 5. Her er det skjema-tisk antydet en kilde Q pfor en rektangelformet, periodisk referansesignalkomponent u med amplitydestyreinngang Ea og synkroniseringsinngang Es. Amplitydestyringen av u i avhengighet av referansesignalet u^oppnås gjennom et justerings-ledd St, således at forandringssteilheten av u' rmed hensyn på ur kan hensiktsmessig tilpasses. I et blandeledd M overlagres u og u . Det resulterende referansesignal overføres sammen med det taktsignal u som kommer fra en kilde Q, til komparatoren K, som liksom i fig. 1 styrer effektomkobleren LS. Herved er de vesentlige koblingselementer for utførelsesvarianten i fig. 4 antydet. For realization of the latter embodiment, a circuit connection as shown in fig. 5. Here, a source Q p for a rectangular, periodic reference signal component u with amplitude control input Ea and synchronization input Es is indicated schematically. The amplitude control of u in dependence on the reference signal u^ is achieved through an adjustment term St, so that the steepness of change of u' r with respect to ur can be suitably adapted. In a mixing term M, u and u are superimposed. The resulting reference signal is transmitted together with the clock signal u which comes from a source Q, to the comparator K, as in fig. 1 controls the power switch LS. Hereby, the essential connecting elements for the design variant in fig. 4 implied.

På i og for seg nærliggende måte kan kilden Q, slik det er stiplet antydet i fig. 5, styres over en nettfrekvent synkro-niseringskobling Sy, som følgelig aktiveres i takt med nettfrekvensen to , på sådan måte at det i innbyrdes påfølgende perioder av taktsignalet frembringes amplityde- og/eller steil-hetsforskjeller eller lignende nettfrekvente avvikelser i tids-forløpet. Disse kan i sin tur utnyttes for en avskjæringskorreksjon med det formål å oppnå utligning av usymmetri. In an inherently similar way, the source Q, as indicated by the dotted line in fig. 5, is controlled via a mains frequency synchronization link Sy, which is consequently activated in time with the mains frequency two, in such a way that amplitude and/or steepness differences or similar mains frequency deviations in the course of time are produced in successive periods of the clock signal. These, in turn, can be used for a cut-off correction with the aim of achieving compensation for asymmetry.

I fig. 6a og 6b er tilsvarende fremgangsmåtevarianter antydet. Avvikende amplityder eller amplitydestillinger for sagtann-flanken i påfølgende perioder i henhold til fig. 6a gjør det mulig, liksom avvikende steilheter i henhold til fig. 6b, In fig. 6a and 6b, corresponding method variants are indicated. Deviating amplitudes or amplitude positions for the sawtooth flank in successive periods according to fig. 6a makes it possible, as well as deviating steepnesses according to fig. 6b,

ved konstant ref eransesignal ur å oppnå korreksjon a2with a constant reference signal clock to achieve correction a2

av avskjæringsvinklen. Den tilsvarende nettfrekvente signalkomponent eller parameter kan f.eks. innstilles, slik som antydet i fig. 6a, på sådan måte at det ved mørkeutstyring av utladningen ved den foretrukkede lampeelektrode, ved utladning av den andre elektrode allerede oppnås en korreksjon a fl>zq av avskjæringsvinklen som utligner maksimale tenningsforsinkelse. of the intercept angle. The corresponding mains frequency signal component or parameter can e.g. is set, as indicated in fig. 6a, in such a way that when the discharge at the preferred lamp electrode is darkened, a correction a fl>zq of the cut-off angle which compensates for the maximum ignition delay is already achieved when the second electrode is discharged.

Det kan dessuten anvendes en funksjonelt avhengig, automatisk styring av steilhets- og amplitydeavvik i påfølgende perioder av taktsignalene u SX 1 og u S ^„ - i avhengighet av avskjæringsvinklen eller lystettheten,- slik det er antydet ved de stiplede tids- forløp i fig. 6a og 6b. ' Koblingsteknisk kan denne automatiske styring f.eks. oppnås ved den antydede stiplede styreforbindelse X i fig. 5 mellom referansesignalkilden Q r og synkroniserings-koblingen Sy eller direkte til taktsignalkilden Q. It is also possible to use a functionally dependent, automatic control of steepness and amplitude deviations in successive periods of the clock signals u SX 1 and u S ^„ - depending on the cut-off angle or the light density, - as indicated by the dashed time courses in fig. 6a and 6b. ' From a technical point of view, this automatic control can e.g. is achieved by the indicated dashed control connection X in fig. 5 between the reference signal source Q r and the synchronization link Sy or directly to the clock signal source Q.

Claims

1. Method for light density control of gas discharge lamps by means of phase cut-off of an applied alternating voltage, during which ignition of the lamp's discharge section takes place by means of a capacitive auxiliary electrode which is at least approximately at the same potential as one of the lamp electrodes, characterized in that in the half periods of the alternating voltage which corresponds to a negative potential for said lamp electrode with approximately the same potential as the auxiliary electrode, opposite the lamp electrode with a potential different from the auxiliary electrode, the ignition is triggered at an earlier voltage phase than in the other half-periods of the alternating voltage.

2. Method as set forth in claim 1, characterized in that said phase shift of the ignition release takes place with a magnitude that is dependent on the cut-off angle of the light density control.

3. Method as stated in claim 2, characterized in that said phase shift of the ignition release is carried out with a maximum value for cut-off angles in the second half of the relevant half-period of the applied alternating voltage.

4. Method as specified in claim 2 or 3, and whereby the phase cut-off angle is determined at the time of intersection between a periodic clock signal with double mains frequency and a controllable reference signal,■- characterized in that said reference signal (u ) comprises a periodic signal component (u ) with a fundamental P frequency corresponding to the applied alternating voltage.

5. Method as stated in claim 4, characterized in that the periodic mains frequency signal component (U p) in the reference signal (ur) exhibits a half-wave-like time course that extends over part of a period of the applied alternating voltage.

6. Method as stated in claim 4, characterized in that the periodic mains frequency signal component (Upr) in the reference signal (u^.) exhibits a rectangular time course that extends over part of a period of the applied alternating voltage.

7. Method as stated in claim 5 or 6, characterized in that the amplitude (A u ) of the periodic mains frequency signal component (u , u ) changes depending on the size of the reference signal, which is essentially constant in time.

8. Method as specified in claims 5 - 7, characterized in that a clock signal (u -, u 9) with double mains frequency and different amplitude and/or steepness in successive periods is used for the phase cut-off control.

9. Method for light density control of gas discharge lamps by means of phase cut-off of an applied alternating voltage, during which the cut-off angle is determined by the cut-off times between a periodic clock signal with twice the fundamental frequency in relation to the applied voltage and a controllable reference signal, in particular as specified in one of the preceding patent claim, characterized in that a clock signal (us ) is used with reduced steepness with regard to the time in the beginning and/or end area of the signal's clock period.

10. Method as stated in claim 9, characterized in that the clock signal (ug) is derived by switching or disconnecting certain sections of the applied alternating voltage..'

11. Method for light density control of gas discharge lamps using phase cut-off of an applied alternating voltage, during which the phase cut-off angle is determined by the cut-off time between a periodic clock signal and a controllable reference signal, in particular as stated in one of the preceding patent claims, characterized in that at values of the reference signal (clock ) which lies outside the amplitude of the periodic clock signal (u ), at the trailing edge (tn ) of the clock signal, a short-term change of the reference signal or the clock signal is produced until an intersection is achieved between the two signals.

12. Device for carrying out methods as specified in claims 1-11, and equipped with a clock signal source e and a reference signal source, which is connected to a comparator for determining the phase cut-off of the applied alternating voltage, characterized in that at least one of said signal sources, preferably the reference signal source (Qr) is connected to a displacement signal source (Qw) arranged for alternating setting of the phase cut-off angle ((p)) for successive half-periods of the applied alternating voltage (un).

13. Device as stated in claim 12, characterized in that the reference signal source (Q ), respectively the clock signal source (Q ), is connected to the displacement signal source (Q ) through a mixer (M ) with a control W IT bar threshold value for the periodic reference signal component (Up). depending on the reference signal (clock) •

14. Device as stated in claim 12 or 13, characterized in that the displacement signal source (Qw ) is connected to the applied alternating voltage (un ) through a phase shifter (Ph ).

15'. Device as specified in claims 12 - 14, characterized in that the clock signal source (Q ) comprises a polarity switch (P), which is connected via a phase rotary joint (P hg) to the applied alternating voltage (un)•

16. Device as stated in claims 12 - 15, characterized in that it comprises a differentiation link (D^,) which is connected on its input side to the clock signal source (Q ) and on its output side through a S directional mixer (M^J is connected to the phase cut-off control, as well as designed to compensate for the loss of the point of intersection between the reference signal (u) and the clock signal (<u>s).