NO772272L - System til } motta frekvensmodulerte digitale informasjonssignaler - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår et system til å motta digitale informasjonssignaler som i form av en frekvensmodulasjon er innpreget på en bærebølge i et refleksjonsbeheftet utbredelsesmedium, og særlig til mottagning ved mobile stasjoner, langveistrafikk og sprednings-stråleforbindelser.

Ved systemer til å overføre informasjoner i digital form er rekkevidden under sterkt forstyrrede utbredelsesforhold (flerveisutbredelse) tilnærmelsesvis omvendt proporsjonal med høyden av den bittakt som skal overføres. Det grensetilfelle som bestemmer rekkevidden, representeres av total slettelse av informasjonene ved at modulasjonstegnene som følge av gangtidsdifferanser forårsaket av omveisdifferansene mellom de reflekterte bærebølger inntreffer i faseopposisjon på mottagningsstedet og sletter hverandre gjensidig. Men allerede i et vidt område foran dette grensetilfelle opptrer der partielle informasjonstap på grunn av gangtids-og amplitudeforvrengninger, som fører til meget stor hyppighet av feil i overføringen. Til grunn for oppfinnelsen ligger den oppgave i det sistnevnte tilfelle å skaffe en betraktelig forbedring av overføringens kvalitet og dermed alt i alt en forbedring av rekkevidden av digitale informasjonssystemer med frekvensmodulasjon, særlig mellom mobile stasjoner og ved en stadig varierende situa-sjon med hensyn til utbredelse.

Med et system til å motta digitale informasjonssignaler som

i form av en frekvensmodulasjon er påtrykt en bærebølge, i et refleksjonsbeheftet utbredelsesmedium, og særlig for mottagning ved mobile stasjoner, langveistrafikk og spredningsstråleforbin-delser, blir den nevnte oppgave ifølge oppfinnelsen løst ved at de av fase- og amplitude-forvrengninger forårsakede informasjonstap alt etter årsak automatisk blir dekket av to anordninger som

supplerer hverandre, og hvorav den ene er en frekvensdiskriminator med en etterkoblet innretning til å erkjenne støyspisser forårsaket av refleksjonsforvrengninger, samt en kobling som utligner disse støyspisser, og den annen er en amplitudedemodulator som er koblet parallelt med frekvensdemodulatoren i en annen gren, og at utgangene fra de to demodulatorer fører til en omkobler som styres av en amplitudemodulasjons-tydningsinnretning, og som ved konstaterbar amplitudemodulasjon av tilstrekkelig størrelse kobler amplitudedemodulatoren og ved konstaterbar frekvensmodulasjon kobler frekvensdiskriminatoren samt støyspissføleren til en felles utgang, og at der ennvidere er etterkoblet AM-demodulatorens utgang en polarisasjonsinverter som, styrt av en polarisasjonsintegrator, omstyrer AM-demodulasjonsproduktet, avhengig av FM-demodulasjonsproduktets høyde, i retning av polaritetsriktig AM-demodulasjon.

Ved hjelp av dette mottagningssystem blir der oppnådd en betraktelig forbedring.av kvaliteten og rekkevidden av overføringen av digitaliserte informasjoner i form av binær frekvensmodulasjon.

Gunstige videreutformninger av mottagningssystemet er angitt

i patentkravene 2 - il 2 0

I det følgende vil oppfinnelsen og dens fordeler bli belyst nærmere under henvisning til jtegningsfigurene 1-17»;

Ved alle frittstrålende radiosystemer opptrer der, avhengig av topografiske forhold, bølgeutbredelser i. flere retninger, som særlig ved mobil overføring av digitale frekvensmodulerte data-strømmer, og spesielt ved anvendelse av rundstråleantenner, under bestemte forhold kan føre til tungtveiende forstyrrelser av mot-tagningen. De av sendeantennen utstrålte bølgefronter treffer mottagningsantennen med forskjellige gangtider som følge av reflek-sjoner fra forskjellige retninger. Som følge av den vektorielle addisjon av disse bølgefronter på mottagningsstedet undergår spen-ningen ved antennefotpunktet en såvel frekvensavhengig som stedsavhengig variasjon i amplitude og fase (minima og maksima). For mange frekvenser og lokaliteter betyr denne energifordeling som følge av de derav forårsakede forvrengninger og energisenkninger (minima) tap i leseligheten av digitale mottagningssignaler.

For å gi en prinsipiell forklaring av de forvrengninger som forårsakes av utbredelse langs flere veier, er det hensiktsmessig i første omgang å velge faste plaseringssteder for sender og mottager. Herved blir den stedsavhengige energifordeling holdt uten for betraktningen, og bare den frekvensavhengige energifordeling gjenstår.

Så snart gangtidsforskjellene mellom de på mottagningsstedet innfallende bølgefronter av den direkte stråle U. og av omvei-strålen U -kommer opp i størrelsesorden av varigheten av en bit (omtrent At = 0,1 til 0,7 • t. blir frekvensavstanden mellom

bit

fordelingskrakteristikkens minima så liten at mottagningssignalets energi allerede innenfor modulasjonsutslaget kan variere nesten vilkårlig med modulasjonshastigheten og i avhengighet av radiofrekvensen . 03Qt og dybden av vedkommende minima.

En følge av disse energivariasjoner som forårsakes av den vektorielle addisjon av de innfallende signaler, og som igjen eli-mineres i mottagningssystemets amplitudebegrenser før demodulasjonen, er raske faseendringer som det resulterende signal nød-vendigvis undergår ved den vektorielle addisjon. Disse raske faseendringer kan selvsagt ikke undertrykkes av amplitudebegren-seren og frembringer derfor ved FM-demodulatorens utgang en bitsynkron støymodulasjon. Denne støymodulasjon kan med hensyn til størrelse overgå nyttemodulasjonen med en flerdobbelt verdi og gjør dermed, nyttemodulas jonen uleselig.

Den maksimale .fasehastighet av den resulterende vektor opptrer i fordelingskarakteristikkens minima og er desto større jo dypere et minimum er. I grensetilfellet, ved selektiv totalut-slettelse, kan den bli vilkårlig stor.

Alt etter om vedkommende minimum befinner seg innenfor det frekvenssvingområde som er definert ved de to hjørnefrekvenser, eller ligger utenfor dette, opptrer der to støytilfeller med karakteristiske forskjeller.

a) Minimum utenfor svingområdet.

Befinner vedkommende minimum seg utenfor svingområdet, men

i nærheten av en av de to hjørnefrekvenser, vil mottagningsener-gien ved denne hjørnefrekvens være relativt liten. Mottagnings-energien ved den annen hjørnefrekvens må derimot nødvendigvis være høyere, da den ligger tettere ved neste maksimum. På grunn av dette forhold fremkommer.der i mottagningssignalet foran begrenseren en entydig bitsynkron amplitudemodulasjon, hvis polaritet avhengig av vedkommende minimums stilling enten er den samme eller den motsatte av det opprinnelige modulasjonssignals. Den

ved frekvensmodulasjon vanlige begrensning før demodulasjonen undertrykker denne amplitudemodulasjon. Dermed kommer den ikke til virkning ved demodulatorens utgang. Til virkning kommer derimot den faseendring som opptrer i nærheten av minimum ved tegnskift, og som ved demodulatorens utgang ytrer seg som sterk tegn-forvrengning.

Et meget vesentlig grensetilfelle for denne driftsform opp-nås så snart energien ved en av hjørnefrekvensene underskrider mottagerens egenstøy. Dette er ofte tilfellet når radiosystemer arbeider i nærheten av følsomhetsgrensen eller vedkommende mini-mum befinner seg direkte ved hjørnefrekvensen og er meget dypt (selektiv totalslettelse). Som følge av den negative støyavstand ved en av hjørnefrekvensene opptrer der istedenfor alle logiske tegn som svarer til denne hjørnefrekvens (nuller eller ett-tall), bare støy ved begrenserens og demodulatorens utgang. Det med FM-demodulatoren demodulerte signal er dermed blitt ubrukelig. Mottagningssignalet foran begrenseren har imidlertid også her en bitsynkron amplitudemodulasjon.

Varigheten av støytilstanden ved demodulatorens utgang svarer til enhver, tid til rekkefølgen av tegn i modulasjonsdata-strømmen. Da der under et tegn med samme utsagn (null eller ett) og med en varighet lenger enn 1 bit ikke skjer noen endring i mot-tagningsfrekvensen, og der også via alle omveier inntreffer samme frekvens på mottagningsstedet, så denne tilstand forblir opprettholdt uforandret inntil.neste tegnskift, blir denne tilstand betegnet som statisk..

Signaltap som kan tilskrives dette funksjonsmønster, vil

i det følgende bli betegnet som "statiske slettelser".<1>

b) Ifølge definisjonen blir den tilstand hvor minimum ligger ved hjørnefrekvenser, betegnet som statisk slettelse. Denne fe-finisjon gjelder også når slettestedet allerede ligger innenforsvingområdet, men stadig nær hjørnefrekvensen, da svingendrings-hastigheten ved den av frekvensøkonomiske grunner vanlige myke tasting (cos 2-overgang) i nærheten av hjørnefrekvensene er meget svak. Men så snart minimum merkbart nærmer seg midten av svingområdet, endrer forholdene seg som følger:

1). Faseendringshastigheten i minimum blir meget stor.

Den derav følgende momentane frekvensforskyvning ved begrenser- og demodulatorutgangen blir likeledes meget stor og når opp i det flerdobbelte av nyttigsvinget. Varigheten avforskyvningen avhenger av modulasjonshastigheten og den relative dybde av minimum. Da varigheten av forskyvningen som følge av denne sammenheng alltid må være kortere enn varigheten av en bit, ytrer forskyvningen seg innenfor et modula-sjonstegn (bit) som en spiss, hvis størrelse og utpregede spisskarakter avhenger av dybden av minimum. Innenfor et tegn kan der opptre flere enn en spiss (regulært tilfelle ved liten modulasjonsindeks: maks. 2 spisser med motsatt polaritet pr. bit).

Forvrengningspissene opptrer imidlertid ikke nødvendig-vis innenfor enhver enkeltbit, men bare ved tegnskift, da svingområdet utelukkende i dette tilfelle blir passert. Av den grunn blir disse forvrengninger av det demodulerte utgangssignal betegnet som "dynamiske forvrengninger".

2) Så snart minimum merkbart nærmer seg midtfrekvensen,

går entydigheten av den bitsynkrone amplitudemodulasjon foran begrenseren tapta

Ifølge oppfinnelsen blir det nå foreslått å overvinne det tap i mottagningssignalets leselighet som oppstår ved statisk slettelse, ved å utnytte den foran begrenseren opptredende bitsynkrone amplitudemodulasjon i en dertil egnet anordning, et statisk korreksjonsledd, og ennvidere å overvinne det tap i leselighet som oppstår ved den dynamiske slettelse, ved uttastning av spissene i en dertil egnet anordning, et dynamisk korreksjonsledd.. Begge disse koreksjonsledd vil bli beskrevet i det følgende.

Den foranstående redegjørelse skal nå med sikte på bedre for-ståelighet også bli belyst nærmere ved et utførelseseksempel under henvisning til tegningsfigurer.

På fig. 1 er der anskueliggjort tre enkelte utpregede tilfeller I - III. Først skal man behandle tilfellet I, hvor utgangs-signalets resulterende vektor U ^ o passerer et minimum ved midtfrekvensen fm og dermed har omtrent samme verdi ved svingområdets to hjørnefrekvenser fg og f^. Så snart den momentane frekvens f nærmer seg midtfrekvensverdien fm, opptrer der ved siden av en tilbakegang av den resulterende amplitude U resen dermed tvungent forbunden fasedreining <)>res<r>dvs. et tilsvarende fasesprang.

Dette relativt kortvarige fasesprang som opptrer i modulasjons- spekteret, må tvungent ytre seg som momentan frekvensforskyvning (d<j>/dt) eller tilsvarende gangstidsforvrengninger (d<j>/df) og betyr en støyfunksjon som er overlagret på den opprinnelige modula-sj.onsfunksjon og opptrer ved hvert digitalt tegnskift. Et digitalt tegnskift gjennomløper hver gang det samlede svingområde.

Fig. 2 gir en sammenstilling av

a) opprinnelig foreliggende digital datastrøm (binær fre-kvensmodulas jon med tilhørende datastrøm), b) den støyfunksjon som fås ved opptreden av forstyrrelsen ifølge I, og

c) modulasjon.

Man ser av dette at de svingspisser som opptrer i frekvensmodu-latoren, langt overskrider spenningsverdiene ved de såkalte hjørne-frekvenser fQog f^, altså det maksimale sving. Imidlertid kan man allerede ut fra gjengivelsen av tilfelle I på fig. 1 utlede at tegnet prinsipielt uten videre er leselig i testpunktene i midten av de respektive bits.

Forholdene forandrer seg i meget alvorlig grad hvis man for-

andrer midtfrekvensen f og f.eks. bringer den på verdien f m'.

m 3c■ m

Dette er tilfelle II på fig. 1 og er ensbetydende med en liten omveisendring (<2) i forhold til tilfelle I. Nå inntrer slettelse resp. amplitudeminimum ved hjørnef rekvensen f-^'/og da modulasjonsfunksjonen akkurat i denne tilstand har et kulminasjons-punkt (relativt liten faseendringshastighet), opptrer der i den forbindelse ingen særlig avgjørende støyfunksjoner. Ulike alvor-ligere er imidlertid det forhold at støyavstanden på grunn av den påtagelig reduksjon av mottagningsspenningen blir minsket og i mange tilfeller til og med negativ (altså underskrider det minimale mottagningsnivå).. Dermed er leseligheten av alle digitale "ett"-tegn uvegerlig gått tapt, og den derved forårsakede mellom-feil-hyppighet ved utgangen fra FM-modulatoren blir meget stor.

Amplitudemessig er tegnet imidlertid prinsipielt leselig, fordi mottagningsnivået - ved alle tegn "null" (fø1 på fig. 1)~er tydelig høyere enn ved f '.

Med tilfellene I og II på fig. 1 foreligger der to grunntyper av forvrengning', som i det følgende forsåvidt angår tilfelle I (slettelse mellom hjørnefrekvensene og dermed forvrengninger bare ved tegnskift), vil bli betegnet som "dynamisk slettelse". Forsåvidt angår tilfelle II (slettelse på hjørnefrekvensen og dermed tap av leseligheten av en av de to digitale tilstander frem til neste tegnskift) vil forvrengningene bli betegnet som "statisk slettelse".

Statisk slettelse kan ifølge sin natur bare opptre hvis en

av de to hjørnefrekvenser ligger relativt eksakt på slettestedet. Dynamisk slettelse opptrer derimot så snart slettestedet befinner seg mellom de to hjørnefrekvenser f^og f^. Dermed går den dynamiske slettelse og den statiske slettelse over i hverandre ved en endring av beliggenheten av minimum i forhold til spekteret.

Et relativt lite problematisk tilfelle ved utbredelse langs flere veier er gitt ved drift av midtfrekvensen f mdirekte på addisjonsstedet, f.eks. i tilfelle III på fig. 1. Her opptrerhverken merkbare amplitudeforvrengninger eller gangtidsforvreng-ninger innenfor hjørnefrekvensene f^" og f^". Det frekvensmodulerte signal er her praktisk talt ikke forvrengt.

Forholdene ifølge fig..1 gjelder for faste standplasser for

sender og mottager og representerer en frekvensavhengig amplitude-og fasefordeling. I alminnelighet kan man si at forholdene under varigheten av en samtale forblir konstant på en frekvens, såfremt, bare stasjonære reflektorer og ingen mobile reflektorer (f.eks. fly) deltar i utbredelsesforløpet, noe man i langt de fleste tilfeller kan regne med. Ved fartsdrift opptrer der foruten den frekvensmessige fordeling av amplitude- og fasekarakteristikken også en geometrisk fordeling av denne parameter i landskapet i merkbar grad. Den geometriske fordeling står i direkte sammenheng med bølgelengden ved vedkommende radiofrekvens. I grensetilfellet vil avstanden mellom to minima derfor svare til den halve bølgelengde (f.eks. ved f = 300 MHz X/2 = 0,5 m). Antennen på et fartøy som beveger seg med en fart av 36 km/h = 10 m/s, vil derfor i hvert sekund gjennomløpe 20 minima. For å danne seg et plausibelt bilde av de forvrengningsmessige konsekvenser er det hensiktsmessig på fig. 1 å erstatte frekvensaksen med en tidsakse og forskyve det på fig. 1 viste modulasjonsbånd fg, med slik hastighet, f.eks. mot høyre, at hvert gjennomløp av en amplitude-og fasebølge varer 1/20 s, resp. at 20 slike bølger pr. sekund gjennomløpes med jevn hastighet. Ut fra de ovenfor belyste er-kjennelser kan det nå sluttes at de av fig. 1 avledede tilfeller av statisk og dynamisk slettelse (tilfelle I og tilfelle II) og likeledes tilfelle III, hvor der ikke opptrer noen FM-forvreng-

ning, ved fartsdrift går over i hverandre i rask rekkefølge svarende til gjennomløpet av den geometriske fordeling og gjen-tar seg med tilsvarende periodisitet.

I tilslutning til dette skal der nå beskrives en fremgangs-måte, hvor det langt på vei er sikret at digitaltegnet lar seg erkjenne i hvert av tilfellene I - III. Man må i den forbindelse gå ut fra at der skal gis anvisning på en korreksjonsmetode som foruten å være økonomisk, fremfor alt gjør det teknisk mulig automatisk å utelukkende på mottagningsstedet å erkjenne ,(og kompensere) konfigurasjonen av utbredelsesmekanismen allerede i løpet av den normale informasjonsoverføring, altså momentant. Fordelen ved en slik utførelse ligger i dagen: På grunn av systemstyrin-gen behøver informasjonsstrømmen ikke lenger å avbrytes, da der ikke behøves noen testsending. Dermed bortfaller også de tilsvarende forholdsregler til testsending ved senderen. Den momentane erkjennelse av konsekvensene av utbredelsessituasjonen skal derfor bare skje ved mottageren. For å klarlegge muligheten for basisbåndfrekvent forvrengningskorreksjon av den dynamiske utløs-ning skal man først betrakte tilfelle I på fig. 1. Utløsnings-stedet befinner seg her definisjonsmessig mellom hjørnefrekvensene fø og f^. Til å belyse konsekvensene av utløsningsstedets be-liggenhet skal der henvises til fig. 3a, hvorav det klart frem-går at støyfunksjonen i dette tilfelle representerer et frekvenssprang som bare opptrer ved tegnskift. Dette frekvenssprang opptrer periodisk ved 01-sekvenser og vanskeliggjør i betraktelig grad tydningen når det gjelder enkeltbits, fordi det forandrer deres energiinnhold og dermed fremkaller en forskyvning i forhold til lengre null- eller ett-sekvenser.. Denne forskyvning er uavhengig av om der anvendes integrerende eller båndbegrensende mid-ler til ytterligere signaltydning og regenerasjon.

For å unngå de ugunstige energiandeler i det demodulerte signal som fremkalles av fasesprangene, kan man gjøre bruk av en uttastningsmetode som er anskueliggjort på fig. 4. Denne figur viser en grenseverdibryter GS som alltid betjenes når en bestemt grenseverdi, altså f.eks. den normale svingverdi fra f^eller f^, blir overskredet. Ved inngangen til grenseverdibryteren foreligger det normale frekvensmodulerte signal, og ved utgangen det uttastede signal. Takket være denne uttastning oppstår der på steder hvor der tidligere forelå en stor spiss i signalet, en senkning til null (fig. 3b viser dette resultat). Derved unngås riktignok spissen, men enkeltbiten blir berøvet en energiandel som i de fleste tilfeller er for stor, og som ikke utelukker sig-naltydningsfeil. En bedre mulighet består i en kobling i henhold til fig. 5, hvor der i en sample-holdkrets SH ved overskridelse av den ovennevnte spissverdi skjer en lagring av denne verdi,

og den således lagrede verdi under varigheten av grenseverdioverskridelsen blir substituert i det hull som oppstår ved uttast-ningsmetoden. Da grenseverdibryteren har. liten reaksjonsforsin-kelse, blir den stikkprøve av mottagningssignalet som skal holdes, tilført sample-holdkretsen via en forsinkelsesledning At. Om-kobleren US blir da under denne tid koblet til sample-holdkretsen og ligger dermed ikke lenger ved den umiddelbare signalinngang. Resultatet av denne metode er vist på fig. 3c.

Dermed har for det første den dynamiske utløsningskorreksjon fått en tilfredsstillende løsning. Men metoden svikter når det gjelder statisk utslettelse (utslettelse av hjørnefrekvensen), idet der ikke opptrer noen spiss i svinget.

Innen nå muligheten for korreksjon for statisk slettelse diskuteres,, skal man belyse hvorledes substitusjonsmetoden virker utenfor det statiske og dynamiske utslettelsesområde. Standard-tilfellet for dette er tilfelle III på fig. 1, hvor det demodulerte FM-signal ikke har noen spisser som bare opptrer ved dynamisk slettelse. Således blir grenseverdibryteren ikke manøvrert, og dermed foreligger ved utgangen fra korreksjonsleddet ifølge substitusjonsmetoden i dette tilfelle det uforandrede, direkte gjennomkoblede inngangssignal.

I og for seg er det allerede.med denne relativt enkle anordning mulig å gjennomføre en automatisk forvrengningskorreksjon som i området for den dynamiske og utenfor den statiske utslettelse samtidig og uten forsinkelse tilpasser seg den tilsvarende momentane driftstilstand.

Når det gjelder å beherske den dynamiske utslettelse, må man ha de følgende forhold klart for seg: Så snart utslettelsen i tilfellet av frekvensmodulasjon opptrer ved hjørnefrekvensen og der således ved denne frekvens skjer en underskridelse av det minimale mottagningsnivå, svikter alle korreksjonsmetoder som er basert på FM-forvrengningskorreksjon. For de hittil anførte slut-ninger når det gjelder FM-korreksjon, gikk man ut fra den anta- geise at amplitudebegrensningen før frekvensdemodulasjonen med-førte at bare faseforvrengningen var av interesse. Men betrakter man nå amplitudeforløpet foran begrenseren ved statisk slettelse, slik det forekommer i tilfelle II, kan det innses at mellomfrekvensspenningen alltid når frekvensen fg* nås, når den maksimale verdi, men i tilfellet av slettelse når frekvensen f^' nås, når den minimale verdi. Dermed opptrer der i mellomfrekvenssignalet foran begrenseren en åpenbart utnyttbar amplitudemodulasjonsvarende til den digitale tegnsekvens. Det vil med andre ord si at amplitudemodulasjonen av det ubegrensede mellomfrekvenssignal alltid er mest utpreget når der i overensstemmelse med frekvensmodulasjonen foreligger statisk slettelse.

Riktignok gir forekomsten av en riktig avpasset amplitudemodulasjon ennå ingen opplysning om muligheten av å tilgodegjøre seg den. For det første ligger en første vanskelighet i at verdiene av mellomfrekvensspenningen kan variere med ca. 80 dB, dvs. at den utnyttbare amplitudemodulasjon er stor nok ved høy mellomfrekvensspenning, men er meget liten ved lav mellomfrekvensspenning. Men nettopp ved lave mellomfrekvensspenninger. er utnyt-telsen mest ønskelig. Denne ulempe kan avhjelpes ved at der be-nyttes en negativ logaritmisk, forsterker med et stort dynamikom-råde i en parallellgren til frekvensdemodulatoren med forkoblet amplitudebegrenser. Etter denne forsterker innskytes en AM-demodulator, hvis utgang avgir en spiss-spiss-spenning som tilsvarer det logaritmiske mål for modulasjonsgraden et mål som i sin

tur er uavhengig av det absolutte mottagningsnivå.

Et ytterligere problem består i at der ved den statiske slettelse (slettelse ved en av hjørnefrekvensene) tvungent eksi-. sterer to forskjellige tilstander: a) Slettelse på hjørnefrekvensen fg som tilsvarer det digitale null. I dette tilfelle er amplitudemodulasjonen ifølge av-tale i fase med den digitale tegnsekvens. b) Slettelse ved hjørnefrekvensen f^som tilsvarer digitalt ett. Her er amplitudemodulasjonen i faseopposisjon til den digitale tegnsekvens. For riktig tolkning av amplitudemodulasjonen må der altså ved behov stilles et egnet kriterium til rådighet.

Hvis de to omtalte utnyttelser av amplitudemodulasjonen og frekvensmodulasjonen foretas i fellesskap, fås et maksimum av til- pasningshastighet, enkelhet og økonomi ved korreksjonen av ut-bredelsesstøy. Praktiske målinger bekrefter fullt ut denne slut-ning.

I det følgende vil der nå bli beskrevet et utførelseseksem-pel under henvisning til blokkskjemaet på fig. 6.

Denne figur er et blokkskjerna over den samlede anordning be-stående av mellomfrekvens- og demodulasjonsdel, dynamisk korreksjonsledd, statisk korreksjonsledd og datatydning.

Mellomfrekvens- og demodulasjonsdelen ZD. inngår i en konven-sjonell mottager og er her bare vist for oversiktens skyld.. Mel-. lomfrekvens-inngangssignalet blir tilført begrenseren 2 via mellomfrekvensfilteret 1 og demodulert i FM-demodulatoren 3.

Mellom filteret 1 og.begrenseren 2 er der i tillegg anordnet en mellomfrekvensutgang som er forbundet med det statiske korreksjonsledd SE.

Utgangen fra FM-demodulatoren 3 fører til det dynamiske korreksjonsledd DE..

Først vil det dynamiske korreksjonsledd DE bli beskrevet. Utgangssignalet. fra FM-demodulatoren 3 er ført til bryteren 5 og blir ved støyfri FM-mottagning ført direkte til data-regeneratoren 15 via bryteren 13. Så snart der nå opptrer dynamiske forvrengninger, (minimum omtrent midt i svinget, eksempel I på fig. 1), resp. spisser forårsaket av slike, trer grenseverdibryteren 4 i funksjon og kobler bryteren 5 til dens annen stilling. Samtidig går der ut en koblingskommando til sample-holdkretsen 7, som via gangtidsleddet 6 får det ubetydelig forsinkede demodulatorsignal. På tidspunktet for reaksjonen av grenseverdibryteren 4 foreligger der dermed på sample-holdkretsén 7 et forsinket signal hvis momentanverdi som første tilnærmelse tilsvarer det demodulerte signal før grenseverdioverskridelsen.

For varigheten av grenseverdioverskridelsen blir denne momentanverdi lagret ved hjelp av sample-holdkretsen 7 og via bryteren 5 substituert i datastrømmen. I og med denne forholdsregel forblir energiinnholdet hos den opprinnelige bit opprettholdt og dens leselighet i regeneratoren 15 sikret.

Det statiske korreksjonsledds virkemåte er som følger:

Det foran begrenseren 2 avtatte mellomfrekvenssignal har i tilfellet av statisk slettelse en bitsynkron amplitudemodulasjon. Dette AM-signal blir via den logaritmiske forsterker 8 tilført

AM-demodulatoren 9. Den logaritmiske forsterker 8 sørger for

at det datasignal som oppstår ved utgangen fra 9, med hensyn til amplitude er uavhengig av mottagningsfeltstyrken. AM-utgangssignalet passerer fra utgangen hos AM-demodulatoren 9

via AM-begrenseren 10 og inverteren 11 til bryteren 13, som til å begynne med ennå ligger i sin grunnstilling ved utgangen fra bryteren 5. Polariteten av det demodulerte AM-signal ved utgangen fra 9 og 10 er enten i samsvar med eller motsatt av det demodulerte FM-signal ved utgangen fra 5, alt etter om den ene eller den annen av de to hjørnefrekvenser definisjonsmessig erutslettet. For å skaffe de entydige forhold som behøves her, blir den til enhver tid leselige andel av det demodulerte FM-signal sammenlignet med det demodulerte AM-signal i en polaritetsintegrator 12 og etter behov invertert i inverteren 11. Polaritetsintegratoren består av en koinsidenskobling, hvor der alt etter koinsidens eller opposisjon av FM/AM avgis en tilsvarende integrert beslutningsverdi.

Man skal her kort gå inn på funksjonen av inverteren 11 og polaritetsintegratoren 12.. Som allerede nevnt kan fasen av AM-funksjonen være 180° forskjøvet, avhengig av om hjørnefrekvensen f^svarende til ett eller hjørnefrekvensen fg svarende til null ligger på slettestedet.

Den respektive hjørnefrekvens som ligger på slettestedet, kan ikke føre til noe fornuftig utsagn i FM-demodulatoren. Den respektive annen hjørnefrekvens, som ikke ligger på slettestedet, fører derimot til et helt ut entydig utsagn, da mottager-inngangs-spenningen og dermed momentanverdien av AM-funksjonen alltid er høye når denne hjørnefrekvens opptrer i den digitale tegnsekvens. Hvis altså koinsidenskoblingen KS for polaritetsintegratoren IR på fig. 7 påtastes på alle tidspunkter med høy .AM-spenning, så oppstår der som integrasjonsresultat en positiv eller negativ spenning alt etter polariteten av AM- i forhold til FM-signalet. Er resultatet negativt, blir inverteren 11 omstyrt, slik at den AM-funksjon som tilføres bryteren 13, får riktig polaritet.

I AM-avgjørelsesleddet 14, som inngår i datatydningskoblin-gen, blir det automatisk prøvet om der foreligger en brukbarbitsynkron amplitudemodulasjon og dermed med en viss sannsynlig- het ingen brukbar frekvensmodulasjon. Er dette tilfellet, noe som tilnærmelsesvis bare kan forekomme ved statisk slettelse, kobler AM-avgjørelsesleddet 14 bryteren 13 til inverteren 11, og regeneratoren 15 får tilført dataene fra amplitudemodulasjonen.

Samvirkningen mellom de ovenfor beskrevne innretninger foregår som følger: Mellomsekvenssignalet ZF, som er forvrengt avhengig av den respektive utbredelsessituasjon og kan ha et nivå av -92 til -10 dBm, passerer først mellomfrekvensfilteret 1 (B = 16 kHz) og derpå en skilleforsterker. Med et nivå av -82 til 0 dBm (1 mW) når det samtidig begrenseren 2 og dynamikkompressoren 8 for å demoduleres enten i FM-demodulatoren 3 eller i AM-demodulatoren 9. Ved utgangen fra FM-demodulatoren 3 står der nå til rådighet et signal som er proporsjonalt med det tilsvarende nytte- eller også støy-sying, mens der ved utgangen fra AM-demodulatoren 9 står til rådighet et signal som er proporsjonalt med amplitude-modulas jonsgraden.

Ved ren FM opptrer der ved utgangen fra AM-demodulatoren 9 ikke noe AM-signal, AM-avgjørelsesleddet 14 leverer det logiske utgangssignal "null", og FM-AM-bryteren 13 forblir i sin hvilestilling på FM.

Dermed kan det i dette tilfelle rene (støyfunksjonsfrie) FM-utgangssignal fra FM-demodulatoren 3 direkte via substitusjonsbryteren 5 i hvilestilling, FM-AM-bryteren 13 og, et basisbånd-filter komme frem til regeneratoren 15. Denne signalstrøm svarer eksakt til den konvensjonelle signalstrøm ved en optimert FM-mottager.

Ren FM foreligger imidlertid relativt sjelden, nemlig når der bare forekommer en eneste utbredelsesvei. Et sammenlignbart tilfelle opptrer, som allerede forklart, ved flerveisutbredelse dersom beliggenheten av radiofrekvensen fm ligger ved maksimum av amplitudekarakteristikken (f.eks. fig. 1, tilfelle III). Fig.8viser under denne forutsetning en oscillogram for FM-datastrøm-men (oventil) og for AM-funksjonen ved utgangen fra AM-detektoren

9 (nedentil).

Forandrer man nå beliggenheten av spekteret f.eks. som følge av en endring av radiofrekvensen, jfr. fig. 9, så fører dette til en tilsvarende AM. I denne tilstand er imidlertid amplitude modulasjonen ennå ikke tilstrekkelig til påvirkning av AM-av-gjørelsesleddet, og det ville slett ikke være nødvendig heller, for leseligheten av frekvensmodulasjonen er ennå upåklagelig.

Forskyver man spekteret videre mot nullstedet (fig. 10), slik at en hjørnefrekvens akkurat når minimum, mister man lese-ligheten av frekvensmodulasjon som følge av statisk slettelse, mens amplitudemodulasjonen nå er fullt utviklet. AM-avgjørelses-leddet har allerede bragt FM-AM-bryteren 13 i AM-stilling. Det AM-signal som foreligger ved utgangen fra AM-demodulatoren, blir via AM-begrenseren 10 og inverteren 11 innblendet i signalveien (bryter 13) med en amplitude svarende til FM-signalet.

Forskyver man nå spekteret enda videre, så hjørnefrekvensene blir symmetriske med hensyn på slettestedet (fig. 11), så for-svinner amplitudemodulasjonen påny, og frekvensmodulasjonen er beheftet med en støyfunksjon, da det her dreier seg om en dynamisk slettelse.

AM-avgjørelsesleddet 14 har nå igjen bragt bryteren 13 i dens utgangsstilling, FM-stillingen. Den støyfunksjon::som foreligger ved utgangen fra FM-demodulatoren, overskrider grensever-dien for bryteren 4, som i sample-holdekretsen 7 fører den momentanverdi som skal substitueres, fra forsinkelsesledningen 6 til substitusjonsbryteren 5, som samtidig for varigheten av overskridelsen omkobles nedover ved hjelp av grenseverdibryteren 4 og dermed substituerer den i sample-holdkretsen lagrede analog-verdi.

Således blir der i alle diskuterte tilfeller tilbudt regeneratoren 15 ved utgangen fra basisbånd-begrensningsfilteret et signal som er befridd for støyfunksjoner.

Den her forelagte anordning er. i stand til ved en gangtid-forskyvning At = 1/2 bit på omveien og en maksimal slettelses-dybde på 22 dB automatisk å utbedre resp. kompensere alle feil.

Hvis der utover dette ved FM-utnyttelse opptrer korte brus-eller pulsforstyrrelser, så ytrer disse seg likeledes som korte spisser i modulasjonsteksten. Det dynamiske korreksjonsledd konstaterer og eliminerer automatisk slike spisser og virker dermed som støy-uttaster.

I forbindelse med blokkskjemaet på fig. 6 ble det dynamiske

• korreksjonsledd allerede omtalt. Et utførelseseksempel på korrek-sonsleddet er vist på fig. 12. Fig. 13 viser et pulsbilde av forløpet av de enkelte prosesser. Ved koblingens inngang, som er betegnet med FM, foreligger det allerede demodulerte FM-signal, linje a på fig. 13. I koblingsskjemaet på fig. 12 er signalene ifølge linjene på fig. 13 avmerket ved bokstaver i sirkler. Det nevnte signal kommer for det første via en gangtidsledning 20 til en bryter 25 som styres av en monofloputgang 23 i sample-holdkretsen SH. For det annet kommer FM-signalet til en unipolar begrenserkobling 21 i grense- verdibryteren GS. Begrenserkoblingen er realisert ved en dobbelt-spenningskomparator, hvis positive og negative terskel kan endres ved hjelp av henholdsvis et innstillingspotensiometer 21a og et ytterligere potensiometer 21b. Reaksjonsterskiene for begrenseren21 er via potensiometrene 21a og 21b innstilt slik at den reagerer på enhver positiv og negativ endring som overskrider nyttesvinget (flerveisforvrengning, støy), som omtalt tidligere. Så lenge terskelen overskrides, avgir spenningskomparatoren 21 et utgangssignal som via,en ELLER-kobling. 22 kommer frem dels til styremono-flopen 23 og dels til sammenknytningsleddet 23a. Påstyringssignalet, altså utgangssignalet fra ELLER-porten 22 - vist i linje c på fig. 13 - leverer for varigheten av overskridelsen av den positive eller den negative terskel en rektangelpuls.. Monoflopen 23 er innstilt slik at den ut fra den stigende flanke av dette signal leverer en smal.styrepuls (linje d på fig. 15) til en bryter 25 inne-holdt i sample-holdkretsen (blokk 6 i blokkskjemaet på fig. 6). Bryteren uttar således fra det via gangtidsleddet. 20 forsinkede utgangssignal fra FM-demodulatoren (signal ifølge linje b på fig. 13) en stikkprøve, til hvis verdi kondensatoren C blir oppladet via forsterkeren 26.

Forsinkelsestiden x for gangtidsleddet 20 er liten i forhold til varigheten av en bit, men tilmålt slik at der fra signalet b kort før overskridelse av terskelen blir uttatt en stikk-prøve som maksimalt tilsvarer amplitudeverdien av den respektive uforvrengte tegninformasjon.

Monoflopen 24 trigger med den negative flanke fra signalet fra sammenknytningsleddet 23a og forlenger via ELLER-porten 24asubstitusjonstidsrommet med verdien.T. Utgangssignalet fra 24a aktiverer for det første en bryter 32 som er sluttet i uforvrengt drift. I dette tilfelle kommer det godt leselige FM-signal via"gangtidsleddet 20 og bryteren 32 til en mellomforsterker 33 og derfra til utgangen E. Til denne utgang er FM-AM-omkobleren koblet, som angitt i blokkskjemaet på fig. 6 (hvor den er betegnet med 13). For det annet aktiverer utgangssignalet fra 24a via in-verteren 31 en bryter 30 som er åpen i uforvrengt drift. Men hvis der som følge av svingoverskridelser ved utgangen fra ELLER-porten 24a opptrer en puls, som den der er vist i linje e på fig. 13, så slutter denne bryteren 30 og åpner bryteren 32. Monoflopen 24 forlenger, det med stikkprøvens varighet forkortede substitusjons-tidsrom praktisk talt med forsinkelsestiden x for forsinkelsesledningen 20. Utgangssiden med bryterne er sammenfattet i blokken Sl.

Parallelt med kondensatoren C ligger en bryter 27 som styres slik av pulsen fra ELLER-porten 29 at den åpnes under pulsens varighet og dermed ikke forandrer kondensatorens ladningstil-stand. ELLER-porten 29 får under sample-fasen en åpningspuls fra monoflopen 23 og under hold-fasen fra ELLER-porten 24a. Dvs. at den i kondensatoren C lagrede ladning for tiden etter pulsen fra linje g - styresignalet for bryteren 27 - kan komme frem til FM-utgangen via en forsterker 28 og den gjennomkoblede bryter 30.

I resten av tiden er kondensatoren C imidlertid kortsluttet av

den sluttede bryter 27, altså utladet. På denne måte er det sikret at ukontrollerte ladninger i kondensatoren C kan komme tilbryteren 30 og derfra til utgangen. Bryteren 30 -. styresignal

f - kobler substitusjonsverdien til. utgangen først når sample-fasen er avsluttet.

På fig. 14 er der vist en kobling for den statiske korreksjonsledd for stedsfiksert drift, svarende til. følgende deler av fig. 6: PI er polaritetsintegratoren,. DA er koblingen for datautgangen, I er polaritetsinverteren - betegnet med 11 i blokkskjemaet på fig. 6 - og AMB er AM-begrenseren. Elementene 52 og 50 danner AM-beslutningsleddet 14 i datautgangen på fig. 6.

I forbindelse med blokkskjemaet ble der gjort rede for atmellomfrekvenssignalet først passerer en logaritmisk forsterker av kjent art og derpå demoduleres i en AM-demodulator. Utgangssignalet fra denne demodulator er her betegnet med AM og blir først tilført en strupningskobling 57. Denne tjener til å fra skille den midlere likespenningsverdi, som bestemmes av mottag-ningssignalets feltstyrke. Den består i enkleste tilfelle, som antydet på tegningen, av en langskondensator og en strupningsdiode i tverrgrenen. Derved blir signalet tilført et lavpassfilter 56, hvis grensefrekvens omtrent tilsvarer høyeste modulasjonsfrekvens. Derfra kommer signalet først til en AM-begrenser 54, hvis terskel kan innstilles med et potensiometer 55. Dette blir innstilt slik at den AM-krusning som ved flerveismottagning oppstår på grunn av amplitudeforløpet, i rene FM-tydningstilstander (fig. 1, tilfeller I og II) ikke kan aktivere AM-tydningen. Ved hjelp av denne begrenser 54, som er utført som komparator, blir AM-signalene be-grenset og dermed omdannet til en digital.informasjon. Signalet kommer så som AM-datastrøm til blokken for polaritetsintegratoren PI og til AM-inverteren I.

Som allerede nevnt, er mellomfrekvensnivået ved en av de to hjørnefrekvenser i tilfellet av en tydbar AM-datastrøm tvungent høyere enn ved den annen hjørnefrekvens med en viss forskjell. Følgelig må også tegnpolariteten av det høyere mellomfrekvens-nivå etter FM-demodulatoren være leselig. Imidlertid betinger bare dette.signal et sikkert utsagn om tegnpolariteten, altså

et logisk null eller logisk ett. Alt etter hvilken av de.to hjørnefrekvenser slettelsen foregår ved, kan tilordningen av polariteten mellom AM-signalet og.FM-datastrømmen ligge i koinsidens eller opposisjon. Polaritetsintegratoren får altså foruten AM-signalet fra 54 også FM-signalet, betegnet FM, tilført via lav-passf ilteret 35 til sammenligning.. FM-signalet tas fra utgangen E fra det dynamiske korreksjonsledd på fig. 12. Lavpassfilteret 35 har en grensefrekvens omtrent svarende til høyeste modulasjonsfrekvens. Dets utgang etterfølges først av en begrenser 36. Via en bryter 37 kommer dette FM-signal ved sluttet bryter så til RC-leddet 38. Bryteren 37 styres av AM-datastrømmen fra komparatoren 54. Bryteren 37 blir altså bare sluttet når AM-strømmen er så sterk at terskelen 55 blir overskredet. Med andre ord blir kondensatoren C i leddet 38 ladet under varigheten av den uforvrengte hjørnefrekvens og beholder denne ladning også under varig-heten av den forvrengte hjørnefrekvens. Parallelt med kondensatoren C i leddet 38 ligger en bryter 39. Denne bryter styres via en pulsformer 40 og en monoflop 41. Monoflopen 41 frembringer ut fra AM-datasignalets stigende flanke en puls som er

meget kort i forhold til bitens varighet. Under denne puls blirkondensatoren C i leddet 38 fullstendig utladet. Bryteren 39 etterfølges av et lavpassfilter 42 og en pulsformer 43. Lavpassfilteret skal undertrykke utladnings-koblingsspissene for å sikre et nødvendig ensidig polaritetsutsagn ved utgangen fra pulsformeren 43.

Under henvisning til fig. 15 skal der nok en gang gjøres detaljert rede for prosessene i sammenheng.

I linje a på fig. 15 er der vist et forvrengt FM-signal som

i tidsrommet I, tilsvarende en bit, inneholder et entydig utsagn og i et tidsrom II, igjen tilsvarende en bit, er uleselig. I tidsrommet I kan diskriminatorens utgangsspenning være positiv eller negativ alt etter tegnets polaritet (logisk 1 eller logisk 0).

Det siste er antydet ved den stiplede linje ved minus. I det på-følgende tidsrom III (svarende til flere bits) kan signalet igjen være positivt eller negativt, men vil være leselig etter frekvensdemodulatoren. I linje b ses det tilhørende AM-datasignal som avgis av AM-demodulatoren, og som opptrer som digitalt utgangssignal (linje c) ved utgangen fra komparatoren 54. Dette signal styrer monoflopen 41 og bryteren 37. I linje d er vist forløpet av kon-densatorspenningen på C<1>, nemlig for det tilfelle at der har foreligget en positiv polaritet av FM-signalet. I linje e er det samme vist for en negativ polarisasjon. Under begynnelsesbetin-gelsen (ladning 0) må kondensatorladningen via monoflopen 41 kortsluttes ved hjelp av bryteren 39 for en kort tid (t<< 1 bit) når AM-signalet stiger. Dette er vist ved signalet i linje f på fig. 15. Ved utgangen fra pulsformeren 43.fremkommer der altså alt etter polaritetskoinsidens. eller opposisjon av AM- til FM-data en entydig digital informasjon, som via polaritetsinverteren 51 føyer den nå tydbare AM-datastrøm fra 54 inn i FM-datastrømmen i samsvar med den tegnpolariteten.

Polaritetsinverteren I består i enkleste tilfelle av en eksklusiv ELLER-port som vist. På denne måte er det sikret at den av komparatoren 54 leverte innføring alltid opptrer med samme polaritet som FM-dataene ved utgangen fra 51. Dette signal blir så via en bryter 47 tilført den egentlige datautgang, altså dataregeneratoren 48. For å sikre at AM-tydningen bare blir fullført ved tilstrekkelig signal-/støy-forhold og ved sikkertutsagn fra AM-begrenseren og polaritetsintegratoren, er der anord net to monoflops 44 og 50 som kan ettertrigges. Monoflopen 44 styres av utgangssignalet fra pulsformeren 43 og frigir AM-omkoblingen når der i en viss tid har foreligget et sikkert utsagn fra polaritetsintegratoren. På den annen side påstyres monoflopen 50 via et AM-beslutningsledd AME. Dette består av en komparator 52 med en terskel som kan innstilles med et potensiometer 53 og påstyres av AM-utgangen fra lavpassfilteret 56. I den forbindelse gjelder de samme synspunkter som for potensio-meteret 55 ved komparatoren 54. Har AM-signalet ved beslutningsleddet 52 overskredet terskelen i et visst tidsrom som er vesentlig lenger enn varigheten av en bit, frigir også monoflopen 50 AM-tydningen.

Den egentlige omkobler mellom AM og FM består av koblings-strekningene 45 og 47 og polaritetsinverteren 46 og omskiftes til AM-tydning bare når begge de entydige AM-utsagn fra monoflopene 44 og 50 foreligger ved det sammenknytningsledd som består av porten 49. Tidskonstanten for monoflopen 50 resp. 54 avhenger i det vesentlige av utbredelsesmediets endringshastighet og den dermed forbundne automatiske hastighet av omkoblingen av tydnings-tilstandene.

I forbindelse med beskrivelsen av diagrammet på fig. 1 gikk man ut fra at sender og mottager var.stasjonært plasert, så detmottatte signalnivå med hensyn til energifordeling i det vesentlige er avhengig av de anvendte frekvenser... En vandring av minimum ut av frekvensens svingområde eller inn i dette kan skje ved lokale endringer av reflektorene eller ved variasjoner i reflek-sjons- og bøyningsfenomener i forbindelse med flerveismottagning (ionosfære og troposprednings-mottagning). I alminnelighet foregår slike endringer med relativt lav hastighet.

Hvis nå sender og mottager.utfører bevegelser under drift, slik det ved mobile stasjoner er tilfellet under fart, varierer det mottatte signalnivå ikke bare med den frekvensmessige, men dessuten også med den dermed forbundne stedsavhengige energifordeling, hvor den geometriske avstand mellom opptredende minima er direkte proporsjonal med bølgelengden av den benyttede radiofrekvens. Med andre ord forandrer den respektive forvrengningsgrad seg under innflytelsen av lengre omveier under fart i tilfellet av stasjonære reflektorer stedsavhengig med den relative hastighet av sende- og mottagerfartøy og avhengig av bølgelengden ved den anvendte radiofrekvens.. F.eks. ved anvendelse av en radiofrekvens på 300 MHz, svarende til en halvbølgelengde på 0,5 m, vil der ved en hastighet av 10 m/s (36 km/h) av en mobil'stasjon gjennom-løpes 20 minima pr. sekund. På grunnlag av fig. 1 lar graden av forvrengningene seg tydeliggjøre om frekvensaksen erstattes med en tidsakse og det på fig. 1 viste modulasjonsbånd mellom frekven-sene fg og f^forskyves f.eks. mot høyre med en slik hastighet at tidsrommene for gjennomløp av en amplitude- og fasebølge varer 1/20 s, resp. 20 slike bølger pr. sekund gjennomløpes med jevn hastighet. De på fig. 1 viste utpregede tilfeller I, II og III vil altså gå over i hverandre i rask rekkefølge svarende til gjennom-løpet av den geometriske fordeling og gjenta seg med tilsvarende periodisitet.

Substitusjonshastigheten for det dynamiske korreksjonsledd

DE på fig. 6 er bare avhengig av reaksjons- og gjennomløpstid

for de deri anvendte integrerte komponenter. Således er den dynamiske forvrengning betraktelig raskere enn den maksimalt ventelige veiendring mellom sender og mottager.

Anderledes arter forholdene seg ved det' statiske forvreng-ningsledd SE. Ut fra det logaritmisk veiede og likerettede mellomfrekvenssignal som "uttas foran begrenseren, fraskilles i det statiske forvrengningsledd SE den for dannelse av AM-data nødvendige bisynkrone vekselspenning fra den til midlere feltstyrke svarende likespenning ved utgangen fra amplitudedemodulatoren over en kondensator.. Endrer, den midlere feltstyrke.seg periodisk under fart, blir størrelsen av den signalspenning som opptrer ved utgangen fra amplitudedemodulatoren, forfalsket på grunn av kondensatorens ladnings- og utladnings-tidskonstant hvis disse tidskonstanter ikke lenger er så små at de kan ignoreres sammenholdt med endrings-hastigheten av den midlere feltstyrke. Denne forfalskning av vekselspenningen influerer i betraktelig grad på tydningen av de forekommende AM-data.

Den vekselspenningsforvrengning som i tilfellet av en vanlig vekselspenn.ing-fraskillelse med kondensatorkobling opptrer i raske endringer i den midlere feltstyrke, influerer ikke bare på det . eksakte arbeide av AM-beslutningsleddet 14 i henhold til fig. 6

og dermed på den tidsriktige omkobling av omkobleren 13, men fører dessuten også til et usymmetrisk avtastingsforhold i bitstrømmen

ved utgangen fra AM-demodulatoren 9, hvorved integrasjonsresul-tatet i polaritetsintegratoren får et meget stort spredningsområde. Tydning av de ved amplitudemodulasjonen fremkomne data blir derved praktisk talt forhindret.

Hensiktsmessig blir der i forbindelsesveien fra den annenavtastningskobling til subtraksjonsleddet anordnet et lavpassfilter for på denne måte å glatte forløpet av endringen i den med den midlere feltstyrke proporsjonale likestrømsstørrelse i en grad som er gunstig for den samlede koblings funksjon.

Styresignalet for takttilførselen til den annen avtastningskobling i avhengighet av endringen i amplitudeforløpet i den første avtastningskoblings utgangssignal blir på gunstig måte tilveiebragt ved at bryterens styreinngang er forbundet med den første avtastningskoblings utgang over et differensieringsledd, eventuelt i kjede med et pulsformertrinn.

Koblingen til fraskillelse av vekselspenning på fig. 16 erstatter kondensatorkoblingen på utgangssiden av amplitudedemodulatoren 9 for det statiske korreksjonsledd SE på fig. 6, dvs.

at den erstatter komponentene 56 og 57 i koblingsskjemaet på fig. 14. I vekselspennings-skillekoblingen på fig. 16 inneholdes altså strupningskoblingen 56 og lavpassfilteret 57. Den oppviser to avtastningskoblinger 116 og 117 som på sin inngangsside får det demodulerte signal tilført. Begge avtastningskoblinger styres av en takt T som på mottagningssiden avledes fra det ankommende signal. Nærmere bestemt skjer dette direkte når det gjelder avtastningskoblingen 116, og indirekte ved bryteren 122 når det gjelder avtastningskoblingen 117. På utgangssiden består vekselspennings-skillekoblingen på fig. 16 av subtraksjonsleddet 118, hvis ene inngang får utgangssignalet fra avtastningskoblingen 116 til-ført direkte, mens utgangssignalet fra avtastningskoblingen 117 blir tilført den annen inngang til subtraksjonsleddet 118 via lavpassfilteret 119. Styreinngangen til bryteren 122 er ennvidere forbundet med utgangen fra avtastningskoblingen 116 via en seriekobling av et differensieringsledd 120<p>g et pulsformertrinn 121.

De forløp av spenning som funksjon av tiden t som er angitt ved diagrammene a til f på fig. 17, representerer spenningsfor-løpene i de tilsvarende betegnede punkter i vekselspennings-skillekoblingen på fig. 16. I diagram a er angitt det inngangs sidige demodulerte signal som representerer en datastrøm som varierer mellom spenningsverdiene U, og U2- I midten av en og en bit blir dette inngangssignal pulsformig avtastet av takten med pulsamplituden U"T i et tidsrom som er kort i forhold til bitens varighet. Dette gjelder i første omgang bare for avtastningskoblingen 116, som får takten tilført direkte. Ved utgangen fra avtastningskoblingen 116 fås således det regenererte inngangssignal med symmetrisk tastforhold i form av en rektangelpulssekvens med en overlagret likespenning. Denne rektangelpulssekvens blir differensiert i differensieringsleddet 120 og etter passering av pulsformertrinnet 121 tilført styreinngangen til bryteren 122. Koblingen til avledning av styresignalet for bryteren 122 fra utgangssignalet fra avtastningskoblingen 116 er dimensjonert slik at bare de stigende flanker i rektangelpulssekvensen ifølge diagram c omstyrer bryteren fra åpnet til sluttet tilstand. Dette fører til at avtastningskoblingen 117 bare lagrer en avtastningsverdi fra det inngangssidige demodulerte signal med en maksimalverdi svarende til spenningsverdien U^. Som følge av dette opptrer der ved utgangen fra avtastningskoblingen 117 en likespenning, som er vist i diagrammet e og har verdien U^. Denne likespenning er proporsjonal med den til enhver tid foreliggende middelverdi av det mottatte opprinnelige signals feltstyrke og leverer dermed referansestørrelsen . for amplitudemodulasjonen av det AM-demodulerte signal. Grensefrekvensen for lavpassfilteret 119 er dimensjonert etter høyeste anvendte radiofrekvens..(stedsavhengig avstand mellom dempningsmaksima) og maksimalt opptredende relativ hastighet mellom sende- og mottagerkjøretøy..På denne måte er det sikret at den maksimale endringshastighet av.likespenningen ved utgangen fra avtastningskoblingen 117 stadig blir overført:fullt ut via lavpassfilteret, mens raske endringer betinget ved forstyrrelser av hvilken som helst art blir undertrykket. Ved utgangen fra sub-traks jonsleddet 118 fremkommer derved det i diagram f viste spen-ningsforløp ut fra differansen mellom spenningsverdien U, - U2ifølge diagram A.

Claims (12)

1. System til mottagning av digitale informasjonssignaler•som i form av en frekvensmodulasjon er innpreget på en bæresvingning, i et refleksjonsbeheftet utbredelsesmedium, særlig for mottagning ved mobile stasjoner, langveistrafikk og spredningsstråle-for-b indelser, karakterisert ved at de ved fase- og amplitude-forvrengninger forårsakede informasjonstap alt etter sin årsak automatisk opptas i to anordninger som supplerer hverandre, og hvorav den ene er en frekvensdiskriminator (3) med en etterkoblet innretning (4) til å erkjenne støyspisser forårsaket av refleksjonsforvrengninger, samt en kobling (6, 7) som utligner disse støyspisser, og den annen er en amplitudedemodulator (9) som er koblet parallelt med frekvensdemodulatoren (3) i en annen gren, og at utgangene fra de to demodulatorer (3, 9) er ført til en omkobler (13) som styres av en amplitudemodulasjons-tydningsinnretning (14), og som ved konstaterbar amplitudemodulasjon av tilstrekkelig størrelse kobler amplitudedemodulatoren (9) og ved konstaterbar frekvensmodulasjon kobler frekvensdiskriminatoren (3) med støyspissføler (4, 6, 7) til en felles utgang, og at der videre er etterkoblet AM-demodulatorens (9) utgang en polarisasjonsinverter (11) som, styrt av en polaritetsintegrator (12), avhengig av FM-demodulasjonsproduktets høyde omstyrer AM-demodu-las jonsproduktet for. å gi polaritetsriktig AM-demodulasjon.

2. System som angitt i krav 1, karakterisert ved at der etter felles mellomfrekvensvei foran DM-demodulatoren (3) sitter en begrenser (2) og foran AM-demodulatoren. (9) en dynamikkompressor (8).

3. System som angitt i krav 2, karakterisert ved at dynamikkompressoren (8) er utført som forsterker med negativt logaritmisk amplitudekarakteristikk.

4. System som angitt i krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved at innretningen til å konstatere forstyrrelser forårsaket av refleksjonsforvrengninger utgjøres av en grenseverdibryter (4) som ved støyspisser over en viss størrelse kobler det fra FM-demodulatoren kommende signal fra dens utgang via en omkobler (5), og under varigheten av støyspissen (sample) fører signalet til en forsinkelsesledning (6) som likeledes ligger ved utgangen fra FM-demodulatoren (3).

5. System som angitt i et av de foregående krav, karakte-r isert ved at polaritetsintegratoren (12) i AM-grenen styrer en koinsidenskobling og polarisasjonsinverteren (11) til . riktig polaritet av AM-signalet.

6. System som angitt i et av de foregående krav, karakterisert ved at der mellom AM-demodulatoren (9) og polarisasjonsinverteren (11) sitter en AM-begrenser (10).

7. System som angitt i krav 1, karakterisert ved at koblingen til å konstatere og eliminere støyspisser består av en dobbelspenningskomparator (21) hvis positive og nega-t ive terskel kan innstilles på nyttesvinget, at der er etterkoblet komparatoren (21) en ELLER-port (22) hvis utgangssignaler ved overskridelse av tersklene hver gang kortvarig styrer en bryter (25) som overfører den kort før tidspunktet for overskridelsen opptredende momentanverdi av inngangssignalet forsinket med et i forhold til bitens varighet kort tidsrom (x),til en kondensator (C), hvis ladning holder seg inntil underskridelsen av te rskelen med tillegg av forsinkelsen (x) og via en del (30) av en omkobler tilføres utgangen (E), at der er anordnet en koblings-del (23a, 24, 24a, 29) som når koblingspulsen for bryteren (25) opptrer, åpner en kortslutningsbryter (27) for kondensatoren og slutter den ene del av omkobleren (30), mens den åpner omkob-lerens annen del (32), som normalt leder det forsinkede signal (b) til utgangen (E), og at koblingsdelen der er utformet slik at den opprettholder.denne koblingstilstand. inntil overskridelsen av terskelen er opphørt.

8. System som angitt i krav 1 og 7, karakterisert ved at signalet (AM) fra AM-demodulatoren tilføres en strupningskobling (57) til å fraskille den midlere likespenningsverdi og derpå et.lavpassfilter (56), hvorfra det kommer til en AM-begrenser (54), og at dennes utgangssignal for det første til-føres den ene inngang til den som eksklusiv-ELLER-port (51) ut-førte polaritetsinverter og for det annet tilføres en bryter (37) som ved tilstrekkelig stort AM-signal sluttes av dette og gjen-nomk obler FM-signalet, som allerede er substituert i henhold til krav 1 (utgang E), til en kondensator (C)/ hvorfra dette signal via et lavpassfilter (42) og en pulsformer (43) tilføres den annen inngang til eksklusiv-ELLER-porten (51), at AM-begrenserens (54) utgangssignal ennvidere tilfø res' en pul.sformerkobling (41, 42) som ut fra de stigende flanker av dette signal former en puls (linje f, fig. 15) som er meget kort i forhold til varigheten av en bit, og ved hvis hjelp der sluttes en bryter (39) som utlader kondensatoren (C), og at utgangssignalet fra polaritetsinverteren (I) (eksklusiv-ELLER-port 51) sluttelig via en ved leselig AM sluttet koblingsstrekning (47) hos AM-FM-omkobleren kommer til den samlede anordnings utgang, til hvilken der slutter seg en data-regenerator (48).

9. System som angitt i krav 1,7 og 8, karakterisert ved at der ved utgangen fra pulsformeren (43) sitter en monoflop (44) som kan ettertrigges, og hvis utgang er ført til en inngang til et sammenknytningsledd (port 49), at AM-signalet (utgangssignalet fra lavpassfilter 56) via en terskelkobling (komparator 52) og en monoflop (50) som kan ettertrigges, er ført til den annen inngang til porten (.49), fra hvis utgang AM-FM-omkobleren så igjen, når der på grunn av monoflopene (44, 50) foreligger et entydig utsagn om godt tydbar AM, legges om til stilling AM (dvs. koblingsstrekning 47 sluttet og koblingsstrekning 4 5 åpen), mens AM-FM-omkobleren.i det normale tilfelle ved godt leselig FM (koblingsstrekning ,4 5 hos AM-FM-omkobleren sluttet og koblingsstrekning 47 åpen) leder FM-signalet fra utgangen (E) til inngangen til data-regeneratoren (48) .

10. System som angitt i krav 1, karakterisert ved at AM-demodulatoren på sin utgangsside inneholder en kobling som tjener til fraskillelse av vekselspenning, og som på inngangssiden inneholder en første og en annen, med den første parallellkoblet avtastningskobling (116, 117), hvorav den første (116) direkte og den annen (117) indirekte via en bryter (122) styres av en takt (T) som på mottagningssiden er avledet fra det ankommende signal, mens skillekoblingen på utgangssiden inneholder et subtraksjonsledd (118) hvis to innganger står i forbindelse med de to utganger fra avtastningskoblingene, og at bryteren for takttilførsel til den annen avtastningskobling manøvreres i avhengighet av variasjonen i amplitudeforløpet av den første avtastningskoblings utgangssignal.

11. System som angitt i krav 10, karakterisert v e d at der i den annen avtastningskoblings (117) forbindelses-vei til subtraksjonsleddet (118) er anordnet et lavpassfilter (119).

12. System som angitt i krav 10, karakterisert ved at bryterens styreinngang er forbundet med utgangen fra den første avtastningskobling via et differensieringsledd (120), eventuelt anordnet i kjede med et pulsformertrinn (121).