NO772272L

NO772272L - SYSTEM TO} RECEIVE FREQUENCY MODULATED DIGITAL INFORMATION SIGNALS

Info

Publication number: NO772272L
Application number: NO772272A
Authority: NO
Inventors: Josef Gammel; Karl Kammerlander; Hans-Juergen Von Der Neven
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1976-06-28
Filing date: 1977-06-27
Publication date: 1977-12-29
Also published as: GB1584641A; LU77628A1; SE7707400L; FR2357115A1; NL178115B; IT1086275B; NL178115C; AT358631B; CH619087A5; NL7707119A; ATA452177A; FR2357115B1; IE45444L; DK281077A; SE417047B; ES460184A1; FI771996A; IE45444B1

Description

Oppfinnelsen angår et system til å motta digitale informasjonssignaler som i form av en frekvensmodulasjon er innpreget på en bærebølge i et refleksjonsbeheftet utbredelsesmedium, og særlig til mottagning ved mobile stasjoner, langveistrafikk og sprednings-stråleforbindelser. The invention relates to a system for receiving digital information signals which, in the form of a frequency modulation, is imprinted on a carrier wave in a reflection-affected propagation medium, and in particular for reception by mobile stations, long-distance traffic and scattering beam connections.

Ved systemer til å overføre informasjoner i digital form er rekkevidden under sterkt forstyrrede utbredelsesforhold (flerveisutbredelse) tilnærmelsesvis omvendt proporsjonal med høyden av den bittakt som skal overføres. Det grensetilfelle som bestemmer rekkevidden, representeres av total slettelse av informasjonene ved at modulasjonstegnene som følge av gangtidsdifferanser forårsaket av omveisdifferansene mellom de reflekterte bærebølger inntreffer i faseopposisjon på mottagningsstedet og sletter hverandre gjensidig. Men allerede i et vidt område foran dette grensetilfelle opptrer der partielle informasjonstap på grunn av gangtids-og amplitudeforvrengninger, som fører til meget stor hyppighet av feil i overføringen. Til grunn for oppfinnelsen ligger den oppgave i det sistnevnte tilfelle å skaffe en betraktelig forbedring av overføringens kvalitet og dermed alt i alt en forbedring av rekkevidden av digitale informasjonssystemer med frekvensmodulasjon, særlig mellom mobile stasjoner og ved en stadig varierende situa-sjon med hensyn til utbredelse. In systems for transmitting information in digital form, the range under strongly disturbed propagation conditions (multipath propagation) is approximately inversely proportional to the height of the bit rate to be transmitted. The limit case that determines the range is represented by total erasure of the information by the fact that the modulation characters as a result of travel time differences caused by the detour differences between the reflected carrier waves occur in phase opposition at the reception location and cancel each other mutually. But already in a wide area in front of this borderline case, partial information losses occur due to travel time and amplitude distortions, which lead to a very high frequency of errors in the transmission. The invention is based on the task in the latter case of obtaining a considerable improvement in the quality of the transmission and thus all in all an improvement in the range of digital information systems with frequency modulation, especially between mobile stations and in a constantly varying situation with regard to propagation .

Med et system til å motta digitale informasjonssignaler somWith a system to receive digital information signals such as

i form av en frekvensmodulasjon er påtrykt en bærebølge, i et refleksjonsbeheftet utbredelsesmedium, og særlig for mottagning ved mobile stasjoner, langveistrafikk og spredningsstråleforbin-delser, blir den nevnte oppgave ifølge oppfinnelsen løst ved at de av fase- og amplitude-forvrengninger forårsakede informasjonstap alt etter årsak automatisk blir dekket av to anordninger som in the form of a frequency modulation, a carrier wave is impressed, in a reflection-affected propagation medium, and particularly for reception by mobile stations, long-distance traffic and spread beam connections, the aforementioned task according to the invention is solved by the information losses caused by phase and amplitude distortions depending cause automatically is covered by two devices which

supplerer hverandre, og hvorav den ene er en frekvensdiskriminator med en etterkoblet innretning til å erkjenne støyspisser forårsaket av refleksjonsforvrengninger, samt en kobling som utligner disse støyspisser, og den annen er en amplitudedemodulator som er koblet parallelt med frekvensdemodulatoren i en annen gren, og at utgangene fra de to demodulatorer fører til en omkobler som styres av en amplitudemodulasjons-tydningsinnretning, og som ved konstaterbar amplitudemodulasjon av tilstrekkelig størrelse kobler amplitudedemodulatoren og ved konstaterbar frekvensmodulasjon kobler frekvensdiskriminatoren samt støyspissføleren til en felles utgang, og at der ennvidere er etterkoblet AM-demodulatorens utgang en polarisasjonsinverter som, styrt av en polarisasjonsintegrator, omstyrer AM-demodulasjonsproduktet, avhengig av FM-demodulasjonsproduktets høyde, i retning av polaritetsriktig AM-demodulasjon. complement each other, and one of which is a frequency discriminator with a downstream device for recognizing noise peaks caused by reflection distortions, as well as a coupling that balances these noise peaks, and the other is an amplitude demodulator which is connected in parallel with the frequency demodulator in another branch, and that the outputs from the two demodulators leads to a switch which is controlled by an amplitude modulation interpretation device, and which, in case of detectable amplitude modulation of sufficient magnitude, connects the amplitude demodulator and in case of detectable frequency modulation, connects the frequency discriminator and the noise peak sensor to a common output, and that where the AM demodulator's output is further connected a polarization inverter which, controlled by a polarization integrator, reverses the AM demodulation product, depending on the height of the FM demodulation product, in the direction of polarity-correct AM demodulation.

Ved hjelp av dette mottagningssystem blir der oppnådd en betraktelig forbedring.av kvaliteten og rekkevidden av overføringen av digitaliserte informasjoner i form av binær frekvensmodulasjon. With the help of this reception system, a considerable improvement is achieved in the quality and range of the transmission of digitized information in the form of binary frequency modulation.

Gunstige videreutformninger av mottagningssystemet er angittFavorable further designs of the reception system are indicated

i patentkravene 2 - il 2 0in patent claims 2 - 11 2 0

I det følgende vil oppfinnelsen og dens fordeler bli belyst nærmere under henvisning til jtegningsfigurene 1-17»; In the following, the invention and its advantages will be explained in more detail with reference to the drawings 1-17";

Ved alle frittstrålende radiosystemer opptrer der, avhengig av topografiske forhold, bølgeutbredelser i. flere retninger, som særlig ved mobil overføring av digitale frekvensmodulerte data-strømmer, og spesielt ved anvendelse av rundstråleantenner, under bestemte forhold kan føre til tungtveiende forstyrrelser av mot-tagningen. De av sendeantennen utstrålte bølgefronter treffer mottagningsantennen med forskjellige gangtider som følge av reflek-sjoner fra forskjellige retninger. Som følge av den vektorielle addisjon av disse bølgefronter på mottagningsstedet undergår spen-ningen ved antennefotpunktet en såvel frekvensavhengig som stedsavhengig variasjon i amplitude og fase (minima og maksima). For mange frekvenser og lokaliteter betyr denne energifordeling som følge av de derav forårsakede forvrengninger og energisenkninger (minima) tap i leseligheten av digitale mottagningssignaler. With all free-radiating radio systems, depending on topographical conditions, wave propagation occurs in several directions, which, especially in the case of mobile transmission of digital frequency-modulated data streams, and especially in the use of omnidirectional antennas, can under certain conditions lead to serious interference with reception. The wave fronts radiated by the transmitting antenna hit the receiving antenna with different travel times as a result of reflections from different directions. As a result of the vectorial addition of these wavefronts at the reception location, the voltage at the antenna base undergoes a frequency-dependent as well as a location-dependent variation in amplitude and phase (minima and maxima). For many frequencies and locations, this energy distribution means, as a result of the resulting distortions and energy reductions (minima), a loss in the readability of digital reception signals.

For å gi en prinsipiell forklaring av de forvrengninger som forårsakes av utbredelse langs flere veier, er det hensiktsmessig i første omgang å velge faste plaseringssteder for sender og mottager. Herved blir den stedsavhengige energifordeling holdt uten for betraktningen, og bare den frekvensavhengige energifordeling gjenstår. In order to give a principled explanation of the distortions caused by propagation along several paths, it is appropriate in the first instance to choose fixed locations for transmitter and receiver. In this way, the location-dependent energy distribution is kept out of consideration, and only the frequency-dependent energy distribution remains.

Så snart gangtidsforskjellene mellom de på mottagningsstedet innfallende bølgefronter av den direkte stråle U. og av omvei-strålen U -kommer opp i størrelsesorden av varigheten av en bit (omtrent At = 0,1 til 0,7 • t. blir frekvensavstanden mellom As soon as the travel time differences between the wave fronts of the direct beam U and of the detour beam U incident on the receiving site rise to the order of magnitude of the duration of a bit (approximately At = 0.1 to 0.7 • t. the frequency distance between

bit bit

fordelingskrakteristikkens minima så liten at mottagningssignalets energi allerede innenfor modulasjonsutslaget kan variere nesten vilkårlig med modulasjonshastigheten og i avhengighet av radiofrekvensen . 03Qt og dybden av vedkommende minima. the minima of the distribution characteristic so small that the energy of the reception signal already within the modulation output can vary almost arbitrarily with the modulation speed and in dependence on the radio frequency. 03Qt and the depth of the respective minima.

En følge av disse energivariasjoner som forårsakes av den vektorielle addisjon av de innfallende signaler, og som igjen eli-mineres i mottagningssystemets amplitudebegrenser før demodulasjonen, er raske faseendringer som det resulterende signal nød-vendigvis undergår ved den vektorielle addisjon. Disse raske faseendringer kan selvsagt ikke undertrykkes av amplitudebegren-seren og frembringer derfor ved FM-demodulatorens utgang en bitsynkron støymodulasjon. Denne støymodulasjon kan med hensyn til størrelse overgå nyttemodulasjonen med en flerdobbelt verdi og gjør dermed, nyttemodulas jonen uleselig. A consequence of these energy variations which are caused by the vectorial addition of the incident signals, and which are again eliminated in the reception system's amplitude limiter before the demodulation, are rapid phase changes which the resulting signal necessarily undergoes during the vectorial addition. These rapid phase changes cannot of course be suppressed by the amplitude limiter and therefore produce a bit-synchronous noise modulation at the output of the FM demodulator. In terms of size, this noise modulation can exceed the useful modulation by a multiple value and thus makes the useful modulation unreadable.

Den maksimale .fasehastighet av den resulterende vektor opptrer i fordelingskarakteristikkens minima og er desto større jo dypere et minimum er. I grensetilfellet, ved selektiv totalut-slettelse, kan den bli vilkårlig stor. The maximum phase velocity of the resulting vector occurs in the minima of the distribution characteristic and is greater the deeper a minimum is. In the limiting case, with selective total annihilation, it can become arbitrarily large.

Alt etter om vedkommende minimum befinner seg innenfor det frekvenssvingområde som er definert ved de to hjørnefrekvenser, eller ligger utenfor dette, opptrer der to støytilfeller med karakteristiske forskjeller. Depending on whether the relevant minimum is within the frequency fluctuation range defined by the two corner frequencies, or lies outside this, two noise cases with characteristic differences occur.

a) Minimum utenfor svingområdet.a) Minimum outside the turning area.

Befinner vedkommende minimum seg utenfor svingområdet, men If the person in question is at least outside the swing area, but

i nærheten av en av de to hjørnefrekvenser, vil mottagningsener-gien ved denne hjørnefrekvens være relativt liten. Mottagnings-energien ved den annen hjørnefrekvens må derimot nødvendigvis være høyere, da den ligger tettere ved neste maksimum. På grunn av dette forhold fremkommer.der i mottagningssignalet foran begrenseren en entydig bitsynkron amplitudemodulasjon, hvis polaritet avhengig av vedkommende minimums stilling enten er den samme eller den motsatte av det opprinnelige modulasjonssignals. Den near one of the two corner frequencies, the reception energy at this corner frequency will be relatively small. The reception energy at the second corner frequency, on the other hand, must necessarily be higher, as it is closer to the next maximum. Because of this relationship, there appears in the reception signal before the limiter an unambiguous bit-synchronous amplitude modulation, the polarity of which, depending on the position of the relevant minimum, is either the same or the opposite of that of the original modulation signal. It

ved frekvensmodulasjon vanlige begrensning før demodulasjonen undertrykker denne amplitudemodulasjon. Dermed kommer den ikke til virkning ved demodulatorens utgang. Til virkning kommer derimot den faseendring som opptrer i nærheten av minimum ved tegnskift, og som ved demodulatorens utgang ytrer seg som sterk tegn-forvrengning. in the case of frequency modulation, the usual limitation before the demodulation suppresses this amplitude modulation. Thus, it does not come into effect at the output of the demodulator. On the other hand, the phase change that occurs near the minimum at sign change, and which manifests itself at the demodulator's output as strong sign distortion, comes into effect.

Et meget vesentlig grensetilfelle for denne driftsform opp-nås så snart energien ved en av hjørnefrekvensene underskrider mottagerens egenstøy. Dette er ofte tilfellet når radiosystemer arbeider i nærheten av følsomhetsgrensen eller vedkommende mini-mum befinner seg direkte ved hjørnefrekvensen og er meget dypt (selektiv totalslettelse). Som følge av den negative støyavstand ved en av hjørnefrekvensene opptrer der istedenfor alle logiske tegn som svarer til denne hjørnefrekvens (nuller eller ett-tall), bare støy ved begrenserens og demodulatorens utgang. Det med FM-demodulatoren demodulerte signal er dermed blitt ubrukelig. Mottagningssignalet foran begrenseren har imidlertid også her en bitsynkron amplitudemodulasjon. A very significant limit case for this mode of operation is reached as soon as the energy at one of the corner frequencies falls below the receiver's intrinsic noise. This is often the case when radio systems work close to the sensitivity limit or the minimum in question is located directly at the corner frequency and is very deep (selective total erasure). As a result of the negative noise distance at one of the corner frequencies, instead of all logical characters corresponding to this corner frequency (zeros or ones), only noise appears at the output of the limiter and the demodulator. The signal demodulated with the FM demodulator has thus become unusable. However, the reception signal in front of the limiter also here has a bit-synchronous amplitude modulation.

Varigheten av støytilstanden ved demodulatorens utgang svarer til enhver, tid til rekkefølgen av tegn i modulasjonsdata-strømmen. Da der under et tegn med samme utsagn (null eller ett) og med en varighet lenger enn 1 bit ikke skjer noen endring i mot-tagningsfrekvensen, og der også via alle omveier inntreffer samme frekvens på mottagningsstedet, så denne tilstand forblir opprettholdt uforandret inntil.neste tegnskift, blir denne tilstand betegnet som statisk.. The duration of the noise condition at the demodulator's output corresponds at any time to the sequence of characters in the modulation data stream. Since under a character with the same statement (zero or one) and with a duration longer than 1 bit no change in the reception frequency occurs, and also via all detours the same frequency occurs at the reception location, so this state remains maintained unchanged until. next character change, this state is designated as static..

Signaltap som kan tilskrives dette funksjonsmønster, vilSignal loss attributable to this feature pattern will

i det følgende bli betegnet som "statiske slettelser".<1>hereinafter referred to as "static deletions".<1>

b) Ifølge definisjonen blir den tilstand hvor minimum ligger ved hjørnefrekvenser, betegnet som statisk slettelse. Denne fe-finisjon gjelder også når slettestedet allerede ligger innenforsvingområdet, men stadig nær hjørnefrekvensen, da svingendrings-hastigheten ved den av frekvensøkonomiske grunner vanlige myke tasting (cos 2-overgang) i nærheten av hjørnefrekvensene er meget svak. Men så snart minimum merkbart nærmer seg midten av svingområdet, endrer forholdene seg som følger: b) According to the definition, the condition where the minimum lies at corner frequencies is called static deletion. This fe-finition also applies when the erasure location is already within the swing area, but still close to the corner frequency, as the speed of swing change in the case of soft tapping (cos 2 transition), which is usual for frequency-economic reasons, near the corner frequencies is very weak. But as soon as the minimum appreciably approaches the center of the swing range, conditions change as follows:

1). Faseendringshastigheten i minimum blir meget stor.1). The phase change rate at the minimum becomes very large.

Den derav følgende momentane frekvensforskyvning ved begrenser- og demodulatorutgangen blir likeledes meget stor og når opp i det flerdobbelte av nyttigsvinget. Varigheten avforskyvningen avhenger av modulasjonshastigheten og den relative dybde av minimum. Da varigheten av forskyvningen som følge av denne sammenheng alltid må være kortere enn varigheten av en bit, ytrer forskyvningen seg innenfor et modula-sjonstegn (bit) som en spiss, hvis størrelse og utpregede spisskarakter avhenger av dybden av minimum. Innenfor et tegn kan der opptre flere enn en spiss (regulært tilfelle ved liten modulasjonsindeks: maks. 2 spisser med motsatt polaritet pr. bit). The resulting momentary frequency shift at the limiter and demodulator output is likewise very large and reaches several times the useful swing. The duration of the offset depends on the modulation rate and the relative depth of the minimum. As the duration of the displacement as a result of this connection must always be shorter than the duration of a bit, the displacement manifests itself within a modulation character (bit) as a peak, whose size and pronounced peak character depend on the depth of the minimum. More than one peak can occur within a character (regular case with a small modulation index: max. 2 peaks with opposite polarity per bit).

Forvrengningspissene opptrer imidlertid ikke nødvendig-vis innenfor enhver enkeltbit, men bare ved tegnskift, da svingområdet utelukkende i dette tilfelle blir passert. Av den grunn blir disse forvrengninger av det demodulerte utgangssignal betegnet som "dynamiske forvrengninger". However, the distortion peaks do not necessarily occur within every single bit, but only at sign changes, as the swing area is only passed in this case. For that reason, these distortions of the demodulated output signal are termed "dynamic distortions".

2) Så snart minimum merkbart nærmer seg midtfrekvensen,2) As soon as the minimum noticeably approaches the center frequency,

går entydigheten av den bitsynkrone amplitudemodulasjon foran begrenseren tapta the uniqueness of the bit-synchronous amplitude modulation in front of the limiter is lost

Ifølge oppfinnelsen blir det nå foreslått å overvinne det tap i mottagningssignalets leselighet som oppstår ved statisk slettelse, ved å utnytte den foran begrenseren opptredende bitsynkrone amplitudemodulasjon i en dertil egnet anordning, et statisk korreksjonsledd, og ennvidere å overvinne det tap i leselighet som oppstår ved den dynamiske slettelse, ved uttastning av spissene i en dertil egnet anordning, et dynamisk korreksjonsledd.. Begge disse koreksjonsledd vil bli beskrevet i det følgende. According to the invention, it is now proposed to overcome the loss in legibility of the reception signal that occurs due to static erasure, by utilizing the bit-synchronous amplitude modulation occurring in front of the limiter in a suitable device, a static correction link, and to further overcome the loss in legibility that occurs due to the dynamic erasure, by tapping out the tips in a suitable device, a dynamic correction link. Both of these correction links will be described in the following.

Den foranstående redegjørelse skal nå med sikte på bedre for-ståelighet også bli belyst nærmere ved et utførelseseksempel under henvisning til tegningsfigurer. With a view to better comprehensibility, the preceding explanation shall now also be explained in more detail by means of an embodiment with reference to drawings.

På fig. 1 er der anskueliggjort tre enkelte utpregede tilfeller I - III. Først skal man behandle tilfellet I, hvor utgangs-signalets resulterende vektor U ^ o passerer et minimum ved midtfrekvensen fm og dermed har omtrent samme verdi ved svingområdets to hjørnefrekvenser fg og f^. Så snart den momentane frekvens f nærmer seg midtfrekvensverdien fm, opptrer der ved siden av en tilbakegang av den resulterende amplitude U resen dermed tvungent forbunden fasedreining <)>res<r>dvs. et tilsvarende fasesprang. In fig. 1, three individual distinct cases I - III are visualized there. First, case I must be treated, where the output signal's resulting vector U ^ o passes a minimum at the center frequency fm and thus has approximately the same value at the two corner frequencies fg and f^ of the swing area. As soon as the instantaneous frequency f approaches the center frequency value fm, there occurs next to a decrease of the resulting amplitude U res thus forced connected phase rotation <)>res<r>i.e. a corresponding phase jump.

Dette relativt kortvarige fasesprang som opptrer i modulasjons- spekteret, må tvungent ytre seg som momentan frekvensforskyvning (d<j>/dt) eller tilsvarende gangstidsforvrengninger (d<j>/df) og betyr en støyfunksjon som er overlagret på den opprinnelige modula-sj.onsfunksjon og opptrer ved hvert digitalt tegnskift. Et digitalt tegnskift gjennomløper hver gang det samlede svingområde. This relatively short-lived phase jump that occurs in the modulation spectrum must necessarily manifest itself as an instantaneous frequency shift (d<j>/dt) or corresponding travel time distortions (d<j>/df) and means a noise function that is superimposed on the original modula-sj .on function and occurs at each digital character change. A digital character change runs through the total swing area each time.

Fig. 2 gir en sammenstilling avFig. 2 gives a compilation of

a) opprinnelig foreliggende digital datastrøm (binær fre-kvensmodulas jon med tilhørende datastrøm), b) den støyfunksjon som fås ved opptreden av forstyrrelsen ifølge I, og a) originally present digital data stream (binary frequency modulation with associated data stream), b) the noise function obtained when the disturbance according to I occurs, and

c) modulasjon.c) modulation.

Man ser av dette at de svingspisser som opptrer i frekvensmodu-latoren, langt overskrider spenningsverdiene ved de såkalte hjørne-frekvenser fQog f^, altså det maksimale sving. Imidlertid kan man allerede ut fra gjengivelsen av tilfelle I på fig. 1 utlede at tegnet prinsipielt uten videre er leselig i testpunktene i midten av de respektive bits. One can see from this that the swing peaks that occur in the frequency modulator far exceed the voltage values at the so-called corner frequencies fQ and f^, i.e. the maximum swing. However, one can already from the representation of case I in fig. 1 deduce that the character is in principle readily legible in the test points in the middle of the respective bits.

Forholdene forandrer seg i meget alvorlig grad hvis man for- Conditions change to a very serious degree if one considers

andrer midtfrekvensen f og f.eks. bringer den på verdien f m'.changes the center frequency f and e.g. brings it to the value f m'.

m 3c■ mm 3c■ m

Dette er tilfelle II på fig. 1 og er ensbetydende med en liten omveisendring (<2) i forhold til tilfelle I. Nå inntrer slettelse resp. amplitudeminimum ved hjørnef rekvensen f-^'/og da modulasjonsfunksjonen akkurat i denne tilstand har et kulminasjons-punkt (relativt liten faseendringshastighet), opptrer der i den forbindelse ingen særlig avgjørende støyfunksjoner. Ulike alvor-ligere er imidlertid det forhold at støyavstanden på grunn av den påtagelig reduksjon av mottagningsspenningen blir minsket og i mange tilfeller til og med negativ (altså underskrider det minimale mottagningsnivå).. Dermed er leseligheten av alle digitale "ett"-tegn uvegerlig gått tapt, og den derved forårsakede mellom-feil-hyppighet ved utgangen fra FM-modulatoren blir meget stor. This is case II in fig. 1 and is tantamount to a small detour change (<2) in relation to case I. Now deletion resp. amplitude minimum at the corner frequency f-^'/ and since the modulation function has a culmination point in this state (relatively small phase change rate), no particularly decisive noise functions appear in that connection. Differently more serious, however, is the fact that the noise distance due to the noticeable reduction of the reception voltage is reduced and in many cases even negative (i.e. it falls below the minimum reception level).. Thus, the readability of all digital "one" characters is inevitably lost lost, and the resulting intermediate error frequency at the output of the FM modulator becomes very large.

Amplitudemessig er tegnet imidlertid prinsipielt leselig, fordi mottagningsnivået - ved alle tegn "null" (fø1 på fig. 1)~er tydelig høyere enn ved f '. In terms of amplitude, however, the sign is in principle readable, because the reception level - at all signs "zero" (fø1 in Fig. 1)~ is clearly higher than at f '.

Med tilfellene I og II på fig. 1 foreligger der to grunntyper av forvrengning', som i det følgende forsåvidt angår tilfelle I (slettelse mellom hjørnefrekvensene og dermed forvrengninger bare ved tegnskift), vil bli betegnet som "dynamisk slettelse". Forsåvidt angår tilfelle II (slettelse på hjørnefrekvensen og dermed tap av leseligheten av en av de to digitale tilstander frem til neste tegnskift) vil forvrengningene bli betegnet som "statisk slettelse". With cases I and II in fig. 1, there are two basic types of distortion', which in what follows probably concerns case I (deletion between the corner frequencies and thus distortions only when changing characters), will be termed "dynamic deletion". As far as case II is concerned (deletion of the corner frequency and thus loss of readability of one of the two digital states until the next character change), the distortions will be termed "static deletion".

Statisk slettelse kan ifølge sin natur bare opptre hvis en Static deletion, by its very nature, can only occur if a

av de to hjørnefrekvenser ligger relativt eksakt på slettestedet. Dynamisk slettelse opptrer derimot så snart slettestedet befinner seg mellom de to hjørnefrekvenser f^og f^. Dermed går den dynamiske slettelse og den statiske slettelse over i hverandre ved en endring av beliggenheten av minimum i forhold til spekteret. of the two corner frequencies lies relatively exactly at the deletion site. Dynamic erasure, on the other hand, occurs as soon as the erasure location is between the two corner frequencies f^ and f^. Thus, the dynamic deletion and the static deletion merge into one another by a change in the location of the minimum in relation to the spectrum.

Et relativt lite problematisk tilfelle ved utbredelse langs flere veier er gitt ved drift av midtfrekvensen f mdirekte på addisjonsstedet, f.eks. i tilfelle III på fig. 1. Her opptrerhverken merkbare amplitudeforvrengninger eller gangtidsforvreng-ninger innenfor hjørnefrekvensene f^" og f^". Det frekvensmodulerte signal er her praktisk talt ikke forvrengt. A relatively unproblematic case of propagation along several paths is provided by operation of the center frequency f mdirectly at the addition site, e.g. in case III in fig. 1. Here, neither noticeable amplitude distortions nor transit time distortions occur within the corner frequencies f^" and f^". The frequency-modulated signal is practically not distorted here.

Forholdene ifølge fig..1 gjelder for faste standplasser for The conditions according to fig..1 apply to fixed stands for

sender og mottager og representerer en frekvensavhengig amplitude-og fasefordeling. I alminnelighet kan man si at forholdene under varigheten av en samtale forblir konstant på en frekvens, såfremt, bare stasjonære reflektorer og ingen mobile reflektorer (f.eks. fly) deltar i utbredelsesforløpet, noe man i langt de fleste tilfeller kan regne med. Ved fartsdrift opptrer der foruten den frekvensmessige fordeling av amplitude- og fasekarakteristikken også en geometrisk fordeling av denne parameter i landskapet i merkbar grad. Den geometriske fordeling står i direkte sammenheng med bølgelengden ved vedkommende radiofrekvens. I grensetilfellet vil avstanden mellom to minima derfor svare til den halve bølgelengde (f.eks. ved f = 300 MHz X/2 = 0,5 m). Antennen på et fartøy som beveger seg med en fart av 36 km/h = 10 m/s, vil derfor i hvert sekund gjennomløpe 20 minima. For å danne seg et plausibelt bilde av de forvrengningsmessige konsekvenser er det hensiktsmessig på fig. 1 å erstatte frekvensaksen med en tidsakse og forskyve det på fig. 1 viste modulasjonsbånd fg, med slik hastighet, f.eks. mot høyre, at hvert gjennomløp av en amplitude-og fasebølge varer 1/20 s, resp. at 20 slike bølger pr. sekund gjennomløpes med jevn hastighet. Ut fra de ovenfor belyste er-kjennelser kan det nå sluttes at de av fig. 1 avledede tilfeller av statisk og dynamisk slettelse (tilfelle I og tilfelle II) og likeledes tilfelle III, hvor der ikke opptrer noen FM-forvreng- transmitter and receiver and represents a frequency-dependent amplitude and phase distribution. In general, it can be said that the conditions during the duration of a call remain constant at a frequency, provided that only stationary reflectors and no mobile reflectors (e.g. aircraft) participate in the propagation process, which can be expected in the vast majority of cases. During speed operation, in addition to the frequency-wise distribution of the amplitude and phase characteristics, there is also a noticeable geometric distribution of this parameter in the landscape. The geometric distribution is directly related to the wavelength at the relevant radio frequency. In the limiting case, the distance between two minima will therefore correspond to half the wavelength (e.g. at f = 300 MHz X/2 = 0.5 m). The antenna on a vessel moving at a speed of 36 km/h = 10 m/s will therefore pass through 20 minima every second. In order to form a plausible picture of the distortion-related consequences, it is appropriate in fig. 1 to replace the frequency axis with a time axis and shift it in fig. 1 showed modulation band fg, with such speed, e.g. to the right, that each passage of an amplitude and phase wave lasts 1/20 s, resp. that 20 such waves per second is traversed at a constant speed. Based on the findings explained above, it can now be concluded that those of fig. 1 derived cases of static and dynamic deletion (case I and case II) and likewise case III, where no FM distortion occurs

ning, ved fartsdrift går over i hverandre i rask rekkefølge svarende til gjennomløpet av den geometriske fordeling og gjen-tar seg med tilsvarende periodisitet. ning, in the case of speed drift, merge into one another in rapid succession corresponding to the course of the geometric distribution and repeat themselves with corresponding periodicity.

I tilslutning til dette skal der nå beskrives en fremgangs-måte, hvor det langt på vei er sikret at digitaltegnet lar seg erkjenne i hvert av tilfellene I - III. Man må i den forbindelse gå ut fra at der skal gis anvisning på en korreksjonsmetode som foruten å være økonomisk, fremfor alt gjør det teknisk mulig automatisk å utelukkende på mottagningsstedet å erkjenne ,(og kompensere) konfigurasjonen av utbredelsesmekanismen allerede i løpet av den normale informasjonsoverføring, altså momentant. Fordelen ved en slik utførelse ligger i dagen: På grunn av systemstyrin-gen behøver informasjonsstrømmen ikke lenger å avbrytes, da der ikke behøves noen testsending. Dermed bortfaller også de tilsvarende forholdsregler til testsending ved senderen. Den momentane erkjennelse av konsekvensene av utbredelsessituasjonen skal derfor bare skje ved mottageren. For å klarlegge muligheten for basisbåndfrekvent forvrengningskorreksjon av den dynamiske utløs-ning skal man først betrakte tilfelle I på fig. 1. Utløsnings-stedet befinner seg her definisjonsmessig mellom hjørnefrekvensene fø og f^. Til å belyse konsekvensene av utløsningsstedets be-liggenhet skal der henvises til fig. 3a, hvorav det klart frem-går at støyfunksjonen i dette tilfelle representerer et frekvenssprang som bare opptrer ved tegnskift. Dette frekvenssprang opptrer periodisk ved 01-sekvenser og vanskeliggjør i betraktelig grad tydningen når det gjelder enkeltbits, fordi det forandrer deres energiinnhold og dermed fremkaller en forskyvning i forhold til lengre null- eller ett-sekvenser.. Denne forskyvning er uavhengig av om der anvendes integrerende eller båndbegrensende mid-ler til ytterligere signaltydning og regenerasjon. In addition to this, a method of progress will now be described, where it is largely ensured that the digital sign can be recognized in each of the cases I - III. In this connection, it must be assumed that instructions must be given for a correction method which, in addition to being economical, above all makes it technically possible to automatically recognize (and compensate for) the configuration of the propagation mechanism already during the normal information transmission, exclusively at the receiving location , i.e. momentarily. The advantage of such an implementation is obvious: Due to the system control, the information flow no longer needs to be interrupted, as there is no need for a test transmission. This means that the corresponding precautions for test transmission at the transmitter also no longer apply. The momentary recognition of the consequences of the propagation situation must therefore only take place at the recipient. In order to clarify the possibility of baseband frequency distortion correction of the dynamic triggering, one must first consider case I in fig. 1. The trigger point is here, by definition, between the corner frequencies fø and f^. To illustrate the consequences of the location of the release point, reference should be made to fig. 3a, from which it is clear that the noise function in this case represents a frequency jump that only occurs at character changes. This frequency jump occurs periodically with 01 sequences and considerably complicates interpretation in the case of individual bits, because it changes their energy content and thus induces a shift in relation to longer zero or one sequences. This shift is independent of whether integrating is used or band-limiting agents for further signal interpretation and regeneration.

For å unngå de ugunstige energiandeler i det demodulerte signal som fremkalles av fasesprangene, kan man gjøre bruk av en uttastningsmetode som er anskueliggjort på fig. 4. Denne figur viser en grenseverdibryter GS som alltid betjenes når en bestemt grenseverdi, altså f.eks. den normale svingverdi fra f^eller f^, blir overskredet. Ved inngangen til grenseverdibryteren foreligger det normale frekvensmodulerte signal, og ved utgangen det uttastede signal. Takket være denne uttastning oppstår der på steder hvor der tidligere forelå en stor spiss i signalet, en senkning til null (fig. 3b viser dette resultat). Derved unngås riktignok spissen, men enkeltbiten blir berøvet en energiandel som i de fleste tilfeller er for stor, og som ikke utelukker sig-naltydningsfeil. En bedre mulighet består i en kobling i henhold til fig. 5, hvor der i en sample-holdkrets SH ved overskridelse av den ovennevnte spissverdi skjer en lagring av denne verdi, In order to avoid the unfavorable energy portions in the demodulated signal caused by the phase jumps, use can be made of a keying method which is visualized in fig. 4. This figure shows a limit value switch GS which is always operated when a certain limit value is reached, i.e. e.g. the normal swing value from f^or f^, is exceeded. At the input to the limit value switch there is the normal frequency-modulated signal, and at the output the output signal. Thanks to this keying, a reduction to zero occurs in places where there was previously a large spike in the signal (Fig. 3b shows this result). This avoids the tip, but the individual bit is deprived of a proportion of energy that is in most cases too large, and which does not exclude signal interpretation errors. A better possibility consists in a connection according to fig. 5, where in a sample holding circuit SH when the above-mentioned peak value is exceeded, this value is stored,

og den således lagrede verdi under varigheten av grenseverdioverskridelsen blir substituert i det hull som oppstår ved uttast-ningsmetoden. Da grenseverdibryteren har. liten reaksjonsforsin-kelse, blir den stikkprøve av mottagningssignalet som skal holdes, tilført sample-holdkretsen via en forsinkelsesledning At. Om-kobleren US blir da under denne tid koblet til sample-holdkretsen og ligger dermed ikke lenger ved den umiddelbare signalinngang. Resultatet av denne metode er vist på fig. 3c. and the thus stored value during the duration of the limit value being exceeded is substituted in the gap that occurs by the typing method. Since the limit switch has small reaction delay, the random sample of the reception signal to be held is supplied to the sample holding circuit via a delay line At. During this time, the toggle switch US is then connected to the sample holding circuit and is thus no longer at the immediate signal input. The result of this method is shown in fig. 3c.

Dermed har for det første den dynamiske utløsningskorreksjon fått en tilfredsstillende løsning. Men metoden svikter når det gjelder statisk utslettelse (utslettelse av hjørnefrekvensen), idet der ikke opptrer noen spiss i svinget. Thus, firstly, the dynamic trigger correction has been given a satisfactory solution. But the method fails when it comes to static annihilation (annihilation of the corner frequency), as no tip appears in the turn.

Innen nå muligheten for korreksjon for statisk slettelse diskuteres,, skal man belyse hvorledes substitusjonsmetoden virker utenfor det statiske og dynamiske utslettelsesområde. Standard-tilfellet for dette er tilfelle III på fig. 1, hvor det demodulerte FM-signal ikke har noen spisser som bare opptrer ved dynamisk slettelse. Således blir grenseverdibryteren ikke manøvrert, og dermed foreligger ved utgangen fra korreksjonsleddet ifølge substitusjonsmetoden i dette tilfelle det uforandrede, direkte gjennomkoblede inngangssignal. Before the possibility of correction for static deletion is discussed, it must be explained how the substitution method works outside the static and dynamic deletion area. The standard case for this is case III in fig. 1, where the demodulated FM signal has no spikes that only appear in dynamic erasure. Thus, the limit value switch is not maneuvered, and thus the unchanged, directly connected input signal is present at the output of the correction element according to the substitution method in this case.

I og for seg er det allerede.med denne relativt enkle anordning mulig å gjennomføre en automatisk forvrengningskorreksjon som i området for den dynamiske og utenfor den statiske utslettelse samtidig og uten forsinkelse tilpasser seg den tilsvarende momentane driftstilstand. In and of itself, it is already possible with this relatively simple device to carry out an automatic distortion correction which, in the area of the dynamic and outside the static annihilation, simultaneously and without delay adapts to the corresponding instantaneous operating state.

Når det gjelder å beherske den dynamiske utslettelse, må man ha de følgende forhold klart for seg: Så snart utslettelsen i tilfellet av frekvensmodulasjon opptrer ved hjørnefrekvensen og der således ved denne frekvens skjer en underskridelse av det minimale mottagningsnivå, svikter alle korreksjonsmetoder som er basert på FM-forvrengningskorreksjon. For de hittil anførte slut-ninger når det gjelder FM-korreksjon, gikk man ut fra den anta- geise at amplitudebegrensningen før frekvensdemodulasjonen med-førte at bare faseforvrengningen var av interesse. Men betrakter man nå amplitudeforløpet foran begrenseren ved statisk slettelse, slik det forekommer i tilfelle II, kan det innses at mellomfrekvensspenningen alltid når frekvensen fg* nås, når den maksimale verdi, men i tilfellet av slettelse når frekvensen f^' nås, når den minimale verdi. Dermed opptrer der i mellomfrekvenssignalet foran begrenseren en åpenbart utnyttbar amplitudemodulasjonsvarende til den digitale tegnsekvens. Det vil med andre ord si at amplitudemodulasjonen av det ubegrensede mellomfrekvenssignal alltid er mest utpreget når der i overensstemmelse med frekvensmodulasjonen foreligger statisk slettelse. When it comes to controlling the dynamic cancellation, one must keep the following facts clear: As soon as the cancellation in the case of frequency modulation occurs at the corner frequency and thus at this frequency an undershooting of the minimum reception level occurs, all correction methods based on FM distortion correction. For the conclusions stated so far regarding FM correction, it was assumed that the amplitude limitation before the frequency demodulation meant that only the phase distortion was of interest. But if one now considers the amplitude progression in front of the limiter in case of static deletion, as it occurs in case II, it can be realized that the intermediate frequency voltage always reaches the maximum value when the frequency fg* is reached, but in the case of deletion when the frequency f^' is reached, when the minimum value. Thus, an obviously usable amplitude modulation corresponding to the digital character sequence occurs in the intermediate frequency signal before the limiter. In other words, this means that the amplitude modulation of the unlimited intermediate frequency signal is always most pronounced when, in accordance with the frequency modulation, there is static erasure.

Riktignok gir forekomsten av en riktig avpasset amplitudemodulasjon ennå ingen opplysning om muligheten av å tilgodegjøre seg den. For det første ligger en første vanskelighet i at verdiene av mellomfrekvensspenningen kan variere med ca. 80 dB, dvs. at den utnyttbare amplitudemodulasjon er stor nok ved høy mellomfrekvensspenning, men er meget liten ved lav mellomfrekvensspenning. Men nettopp ved lave mellomfrekvensspenninger. er utnyt-telsen mest ønskelig. Denne ulempe kan avhjelpes ved at der be-nyttes en negativ logaritmisk, forsterker med et stort dynamikom-råde i en parallellgren til frekvensdemodulatoren med forkoblet amplitudebegrenser. Etter denne forsterker innskytes en AM-demodulator, hvis utgang avgir en spiss-spiss-spenning som tilsvarer det logaritmiske mål for modulasjonsgraden et mål som i sin Admittedly, the occurrence of a properly adjusted amplitude modulation does not yet provide any information about the possibility of taking advantage of it. Firstly, a first difficulty lies in the fact that the values of the intermediate frequency voltage can vary by approx. 80 dB, i.e. that the usable amplitude modulation is large enough at a high intermediate frequency voltage, but is very small at a low intermediate frequency voltage. But precisely at low intermediate frequency voltages. is the utilization most desirable. This disadvantage can be remedied by using a negative logarithmic amplifier with a large dynamic range in a parallel branch to the frequency demodulator with a pre-connected amplitude limiter. After this amplifier, an AM demodulator is inserted, the output of which emits a peak-to-peak voltage that corresponds to the logarithmic measure of the degree of modulation, a measure that in its

tur er uavhengig av det absolutte mottagningsnivå.turn is independent of the absolute reception level.

Et ytterligere problem består i at der ved den statiske slettelse (slettelse ved en av hjørnefrekvensene) tvungent eksi-. sterer to forskjellige tilstander: a) Slettelse på hjørnefrekvensen fg som tilsvarer det digitale null. I dette tilfelle er amplitudemodulasjonen ifølge av-tale i fase med den digitale tegnsekvens. b) Slettelse ved hjørnefrekvensen f^som tilsvarer digitalt ett. Her er amplitudemodulasjonen i faseopposisjon til den digitale tegnsekvens. For riktig tolkning av amplitudemodulasjonen må der altså ved behov stilles et egnet kriterium til rådighet. A further problem consists in the fact that during the static deletion (deletion at one of the corner frequencies) forced exi-. sters two different states: a) Deletion of the corner frequency fg which corresponds to the digital zero. In this case, according to agreement, the amplitude modulation is in phase with the digital character sequence. b) Erasure at the corner frequency f^which corresponds to digital one. Here the amplitude modulation is in phase opposition to the digital character sequence. For the correct interpretation of the amplitude modulation, a suitable criterion must therefore be made available if necessary.

Hvis de to omtalte utnyttelser av amplitudemodulasjonen og frekvensmodulasjonen foretas i fellesskap, fås et maksimum av til- pasningshastighet, enkelhet og økonomi ved korreksjonen av ut-bredelsesstøy. Praktiske målinger bekrefter fullt ut denne slut-ning. If the two mentioned uses of the amplitude modulation and the frequency modulation are carried out together, a maximum of adaptation speed, simplicity and economy is obtained in the correction of propagation noise. Practical measurements fully confirm this conclusion.

I det følgende vil der nå bli beskrevet et utførelseseksem-pel under henvisning til blokkskjemaet på fig. 6. In the following, an embodiment will now be described with reference to the block diagram in fig. 6.

Denne figur er et blokkskjerna over den samlede anordning be-stående av mellomfrekvens- og demodulasjonsdel, dynamisk korreksjonsledd, statisk korreksjonsledd og datatydning. This figure is a block diagram of the overall device consisting of intermediate frequency and demodulation part, dynamic correction section, static correction section and data interpretation.

Mellomfrekvens- og demodulasjonsdelen ZD. inngår i en konven-sjonell mottager og er her bare vist for oversiktens skyld.. Mel-. lomfrekvens-inngangssignalet blir tilført begrenseren 2 via mellomfrekvensfilteret 1 og demodulert i FM-demodulatoren 3. The intermediate frequency and demodulation section ZD. is part of a conventional receiver and is only shown here for the sake of overview.. Mel-. The low frequency input signal is fed to the limiter 2 via the intermediate frequency filter 1 and demodulated in the FM demodulator 3.

Mellom filteret 1 og.begrenseren 2 er der i tillegg anordnet en mellomfrekvensutgang som er forbundet med det statiske korreksjonsledd SE. Between the filter 1 and the limiter 2 there is additionally arranged an intermediate frequency output which is connected to the static correction element SE.

Utgangen fra FM-demodulatoren 3 fører til det dynamiske korreksjonsledd DE.. The output from the FM demodulator 3 leads to the dynamic correction term DE..

Først vil det dynamiske korreksjonsledd DE bli beskrevet. Utgangssignalet. fra FM-demodulatoren 3 er ført til bryteren 5 og blir ved støyfri FM-mottagning ført direkte til data-regeneratoren 15 via bryteren 13. Så snart der nå opptrer dynamiske forvrengninger, (minimum omtrent midt i svinget, eksempel I på fig. 1), resp. spisser forårsaket av slike, trer grenseverdibryteren 4 i funksjon og kobler bryteren 5 til dens annen stilling. Samtidig går der ut en koblingskommando til sample-holdkretsen 7, som via gangtidsleddet 6 får det ubetydelig forsinkede demodulatorsignal. På tidspunktet for reaksjonen av grenseverdibryteren 4 foreligger der dermed på sample-holdkretsén 7 et forsinket signal hvis momentanverdi som første tilnærmelse tilsvarer det demodulerte signal før grenseverdioverskridelsen. First, the dynamic correction term DE will be described. The output signal. from the FM demodulator 3 is led to the switch 5 and, in case of noise-free FM reception, is led directly to the data regenerator 15 via the switch 13. As soon as dynamic distortions appear, (minimum approximately in the middle of the turn, example I in Fig. 1) , respectively spikes caused by such, the limit value switch 4 comes into operation and switches the switch 5 to its second position. At the same time, a switching command is issued to the sample holding circuit 7, which receives the slightly delayed demodulator signal via the delay time section 6. At the time of the reaction of the limit value switch 4, a delayed signal is thus present on the sample holding circuit 7 whose instantaneous value as a first approximation corresponds to the demodulated signal before the limit value is exceeded.

For varigheten av grenseverdioverskridelsen blir denne momentanverdi lagret ved hjelp av sample-holdkretsen 7 og via bryteren 5 substituert i datastrømmen. I og med denne forholdsregel forblir energiinnholdet hos den opprinnelige bit opprettholdt og dens leselighet i regeneratoren 15 sikret. For the duration of the limit value exceedance, this instantaneous value is stored by means of the sample holding circuit 7 and via the switch 5 substituted in the data stream. With this precaution, the energy content of the original bit remains maintained and its readability in the regenerator 15 is ensured.

Det statiske korreksjonsledds virkemåte er som følger:The operation of the static correction link is as follows:

Det foran begrenseren 2 avtatte mellomfrekvenssignal har i tilfellet av statisk slettelse en bitsynkron amplitudemodulasjon. Dette AM-signal blir via den logaritmiske forsterker 8 tilført In the case of static erasure, the reduced intermediate frequency signal in front of the limiter 2 has a bit-synchronous amplitude modulation. This AM signal is supplied via the logarithmic amplifier 8

AM-demodulatoren 9. Den logaritmiske forsterker 8 sørger forThe AM demodulator 9. The logarithmic amplifier 8 provides

at det datasignal som oppstår ved utgangen fra 9, med hensyn til amplitude er uavhengig av mottagningsfeltstyrken. AM-utgangssignalet passerer fra utgangen hos AM-demodulatoren 9 that the data signal that occurs at the output from 9, with regard to amplitude, is independent of the reception field strength. The AM output signal passes from the output of the AM demodulator 9

via AM-begrenseren 10 og inverteren 11 til bryteren 13, som til å begynne med ennå ligger i sin grunnstilling ved utgangen fra bryteren 5. Polariteten av det demodulerte AM-signal ved utgangen fra 9 og 10 er enten i samsvar med eller motsatt av det demodulerte FM-signal ved utgangen fra 5, alt etter om den ene eller den annen av de to hjørnefrekvenser definisjonsmessig erutslettet. For å skaffe de entydige forhold som behøves her, blir den til enhver tid leselige andel av det demodulerte FM-signal sammenlignet med det demodulerte AM-signal i en polaritetsintegrator 12 og etter behov invertert i inverteren 11. Polaritetsintegratoren består av en koinsidenskobling, hvor der alt etter koinsidens eller opposisjon av FM/AM avgis en tilsvarende integrert beslutningsverdi. via the AM limiter 10 and the inverter 11 to the switch 13, which is initially still in its home position at the output of the switch 5. The polarity of the demodulated AM signal at the output of 9 and 10 is either in accordance with or opposite to that demodulated FM signal at the output from 5, depending on whether one or the other of the two corner frequencies has been obliterated by definition. In order to obtain the unambiguous conditions needed here, the readable portion of the demodulated FM signal at all times is compared with the demodulated AM signal in a polarity integrator 12 and, as necessary, inverted in the inverter 11. The polarity integrator consists of a coincidence coupling, where depending on the coincidence or opposition of FM/AM, a corresponding integrated decision value is issued.

Man skal her kort gå inn på funksjonen av inverteren 11 og polaritetsintegratoren 12.. Som allerede nevnt kan fasen av AM-funksjonen være 180° forskjøvet, avhengig av om hjørnefrekvensen f^svarende til ett eller hjørnefrekvensen fg svarende til null ligger på slettestedet. The function of the inverter 11 and the polarity integrator 12 will be briefly discussed here. As already mentioned, the phase of the AM function can be shifted by 180°, depending on whether the corner frequency f^ corresponding to one or the corner frequency fg corresponding to zero is located at the erasure location.

Den respektive hjørnefrekvens som ligger på slettestedet, kan ikke føre til noe fornuftig utsagn i FM-demodulatoren. Den respektive annen hjørnefrekvens, som ikke ligger på slettestedet, fører derimot til et helt ut entydig utsagn, da mottager-inngangs-spenningen og dermed momentanverdien av AM-funksjonen alltid er høye når denne hjørnefrekvens opptrer i den digitale tegnsekvens. Hvis altså koinsidenskoblingen KS for polaritetsintegratoren IR på fig. 7 påtastes på alle tidspunkter med høy .AM-spenning, så oppstår der som integrasjonsresultat en positiv eller negativ spenning alt etter polariteten av AM- i forhold til FM-signalet. Er resultatet negativt, blir inverteren 11 omstyrt, slik at den AM-funksjon som tilføres bryteren 13, får riktig polaritet. The respective corner frequency located at the deletion location cannot lead to any sensible statement in the FM demodulator. The respective other corner frequency, which is not located at the deletion location, on the other hand, leads to a completely unambiguous statement, as the receiver input voltage and thus the instantaneous value of the AM function are always high when this corner frequency appears in the digital character sequence. If, therefore, the coincidence connection KS for the polarity integrator IR in fig. 7 is pressed at all times with a high .AM voltage, then a positive or negative voltage occurs as an integration result depending on the polarity of the AM in relation to the FM signal. If the result is negative, the inverter 11 is reversed, so that the AM function supplied to the switch 13 gets the correct polarity.

I AM-avgjørelsesleddet 14, som inngår i datatydningskoblin-gen, blir det automatisk prøvet om der foreligger en brukbarbitsynkron amplitudemodulasjon og dermed med en viss sannsynlig- het ingen brukbar frekvensmodulasjon. Er dette tilfellet, noe som tilnærmelsesvis bare kan forekomme ved statisk slettelse, kobler AM-avgjørelsesleddet 14 bryteren 13 til inverteren 11, og regeneratoren 15 får tilført dataene fra amplitudemodulasjonen. In the AM decision stage 14, which is included in the data interpretation link, it is automatically tested whether there is usable bit-synchronous amplitude modulation and thus with a certain probability no usable frequency modulation. If this is the case, which can approximately only occur with static deletion, the AM decision link 14 connects the switch 13 to the inverter 11, and the regenerator 15 is supplied with the data from the amplitude modulation.

Samvirkningen mellom de ovenfor beskrevne innretninger foregår som følger: Mellomsekvenssignalet ZF, som er forvrengt avhengig av den respektive utbredelsessituasjon og kan ha et nivå av -92 til -10 dBm, passerer først mellomfrekvensfilteret 1 (B = 16 kHz) og derpå en skilleforsterker. Med et nivå av -82 til 0 dBm (1 mW) når det samtidig begrenseren 2 og dynamikkompressoren 8 for å demoduleres enten i FM-demodulatoren 3 eller i AM-demodulatoren 9. Ved utgangen fra FM-demodulatoren 3 står der nå til rådighet et signal som er proporsjonalt med det tilsvarende nytte- eller også støy-sying, mens der ved utgangen fra AM-demodulatoren 9 står til rådighet et signal som er proporsjonalt med amplitude-modulas jonsgraden. The interaction between the devices described above takes place as follows: The intermediate sequence signal ZF, which is distorted depending on the respective propagation situation and can have a level of -92 to -10 dBm, first passes the intermediate frequency filter 1 (B = 16 kHz) and then a separation amplifier. With a level of -82 to 0 dBm (1 mW) it simultaneously reaches the limiter 2 and the dynamics compressor 8 to be demodulated either in the FM demodulator 3 or in the AM demodulator 9. At the output of the FM demodulator 3 there is now available a signal which is proportional to the corresponding useful or noise tailoring, while at the output of the AM demodulator 9 a signal is available which is proportional to the degree of amplitude modulation.

Ved ren FM opptrer der ved utgangen fra AM-demodulatoren 9 ikke noe AM-signal, AM-avgjørelsesleddet 14 leverer det logiske utgangssignal "null", og FM-AM-bryteren 13 forblir i sin hvilestilling på FM. In the case of pure FM, no AM signal appears at the output of the AM demodulator 9, the AM decision stage 14 delivers the logical output signal "zero", and the FM-AM switch 13 remains in its rest position on FM.

Dermed kan det i dette tilfelle rene (støyfunksjonsfrie) FM-utgangssignal fra FM-demodulatoren 3 direkte via substitusjonsbryteren 5 i hvilestilling, FM-AM-bryteren 13 og, et basisbånd-filter komme frem til regeneratoren 15. Denne signalstrøm svarer eksakt til den konvensjonelle signalstrøm ved en optimert FM-mottager. Thus, in this case the pure (noise-free) FM output signal from the FM demodulator 3 can directly via the substitution switch 5 in the rest position, the FM-AM switch 13 and a baseband filter reach the regenerator 15. This signal flow corresponds exactly to the conventional signal flow at an optimized FM receiver.

Ren FM foreligger imidlertid relativt sjelden, nemlig når der bare forekommer en eneste utbredelsesvei. Et sammenlignbart tilfelle opptrer, som allerede forklart, ved flerveisutbredelse dersom beliggenheten av radiofrekvensen fm ligger ved maksimum av amplitudekarakteristikken (f.eks. fig. 1, tilfelle III). Fig.8viser under denne forutsetning en oscillogram for FM-datastrøm-men (oventil) og for AM-funksjonen ved utgangen fra AM-detektoren However, pure FM is relatively rare, namely when there is only one propagation path. A comparable case occurs, as already explained, with multipath propagation if the location of the radio frequency fm lies at the maximum of the amplitude characteristic (eg Fig. 1, case III). Fig.8 shows, under this condition, an oscillogram for the FM data stream (top) and for the AM function at the output of the AM detector

9 (nedentil).9 (below).

Forandrer man nå beliggenheten av spekteret f.eks. som følge av en endring av radiofrekvensen, jfr. fig. 9, så fører dette til en tilsvarende AM. I denne tilstand er imidlertid amplitude modulasjonen ennå ikke tilstrekkelig til påvirkning av AM-av-gjørelsesleddet, og det ville slett ikke være nødvendig heller, for leseligheten av frekvensmodulasjonen er ennå upåklagelig. If you now change the location of the spectrum, e.g. as a result of a change in the radio frequency, cf. fig. 9, then this leads to a corresponding AM. In this state, however, the amplitude modulation is not yet sufficient to influence the AM decision stage, and it would not be necessary at all, because the readability of the frequency modulation is still impeccable.

Forskyver man spekteret videre mot nullstedet (fig. 10), slik at en hjørnefrekvens akkurat når minimum, mister man lese-ligheten av frekvensmodulasjon som følge av statisk slettelse, mens amplitudemodulasjonen nå er fullt utviklet. AM-avgjørelses-leddet har allerede bragt FM-AM-bryteren 13 i AM-stilling. Det AM-signal som foreligger ved utgangen fra AM-demodulatoren, blir via AM-begrenseren 10 og inverteren 11 innblendet i signalveien (bryter 13) med en amplitude svarende til FM-signalet. If you shift the spectrum further towards the zero point (fig. 10), so that a corner frequency just reaches the minimum, you lose the readability of frequency modulation as a result of static erasure, while the amplitude modulation is now fully developed. The AM decision section has already brought the FM-AM switch 13 into the AM position. The AM signal that is present at the output of the AM demodulator is blended into the signal path (switch 13) via the AM limiter 10 and the inverter 11 with an amplitude corresponding to the FM signal.

Forskyver man nå spekteret enda videre, så hjørnefrekvensene blir symmetriske med hensyn på slettestedet (fig. 11), så for-svinner amplitudemodulasjonen påny, og frekvensmodulasjonen er beheftet med en støyfunksjon, da det her dreier seg om en dynamisk slettelse. If you now shift the spectrum even further, so that the corner frequencies become symmetrical with respect to the erasure location (fig. 11), then the amplitude modulation disappears again, and the frequency modulation is affected by a noise function, as this is a dynamic erasure.

AM-avgjørelsesleddet 14 har nå igjen bragt bryteren 13 i dens utgangsstilling, FM-stillingen. Den støyfunksjon::som foreligger ved utgangen fra FM-demodulatoren, overskrider grensever-dien for bryteren 4, som i sample-holdekretsen 7 fører den momentanverdi som skal substitueres, fra forsinkelsesledningen 6 til substitusjonsbryteren 5, som samtidig for varigheten av overskridelsen omkobles nedover ved hjelp av grenseverdibryteren 4 og dermed substituerer den i sample-holdkretsen lagrede analog-verdi. The AM decision link 14 has now again brought the switch 13 to its initial position, the FM position. The noise function:: which exists at the output of the FM demodulator exceeds the limit value for the switch 4, which in the sample holding circuit 7 carries the instantaneous value to be substituted, from the delay line 6 to the substitution switch 5, which at the same time for the duration of the exceedance is switched downwards by using the limit value switch 4 and thus substitutes the analogue value stored in the sample holding circuit.

Således blir der i alle diskuterte tilfeller tilbudt regeneratoren 15 ved utgangen fra basisbånd-begrensningsfilteret et signal som er befridd for støyfunksjoner. Thus, in all cases discussed, the regenerator 15 is offered at the output of the baseband limiting filter a signal which is freed from noise functions.

Den her forelagte anordning er. i stand til ved en gangtid-forskyvning At = 1/2 bit på omveien og en maksimal slettelses-dybde på 22 dB automatisk å utbedre resp. kompensere alle feil. The device presented here is. capable of with a travel time shift At = 1/2 bit on the detour and a maximum erasure depth of 22 dB automatically correcting resp. compensate all errors.

Hvis der utover dette ved FM-utnyttelse opptrer korte brus-eller pulsforstyrrelser, så ytrer disse seg likeledes som korte spisser i modulasjonsteksten. Det dynamiske korreksjonsledd konstaterer og eliminerer automatisk slike spisser og virker dermed som støy-uttaster. If, in addition to this, short noise or pulse disturbances occur when using FM, these are also expressed as short spikes in the modulation text. The dynamic correction link detects and automatically eliminates such spikes and thus acts as a noise canceller.

I forbindelse med blokkskjemaet på fig. 6 ble det dynamiske In connection with the block diagram in fig. 6 became the dynamic

• korreksjonsledd allerede omtalt. Et utførelseseksempel på korrek-sonsleddet er vist på fig. 12. Fig. 13 viser et pulsbilde av forløpet av de enkelte prosesser. Ved koblingens inngang, som er betegnet med FM, foreligger det allerede demodulerte FM-signal, linje a på fig. 13. I koblingsskjemaet på fig. 12 er signalene ifølge linjene på fig. 13 avmerket ved bokstaver i sirkler. Det nevnte signal kommer for det første via en gangtidsledning 20 til en bryter 25 som styres av en monofloputgang 23 i sample-holdkretsen SH. For det annet kommer FM-signalet til en unipolar begrenserkobling 21 i grense- verdibryteren GS. Begrenserkoblingen er realisert ved en dobbelt-spenningskomparator, hvis positive og negative terskel kan endres ved hjelp av henholdsvis et innstillingspotensiometer 21a og et ytterligere potensiometer 21b. Reaksjonsterskiene for begrenseren21 er via potensiometrene 21a og 21b innstilt slik at den reagerer på enhver positiv og negativ endring som overskrider nyttesvinget (flerveisforvrengning, støy), som omtalt tidligere. Så lenge terskelen overskrides, avgir spenningskomparatoren 21 et utgangssignal som via,en ELLER-kobling. 22 kommer frem dels til styremono-flopen 23 og dels til sammenknytningsleddet 23a. Påstyringssignalet, altså utgangssignalet fra ELLER-porten 22 - vist i linje c på fig. 13 - leverer for varigheten av overskridelsen av den positive eller den negative terskel en rektangelpuls.. Monoflopen 23 er innstilt slik at den ut fra den stigende flanke av dette signal leverer en smal.styrepuls (linje d på fig. 15) til en bryter 25 inne-holdt i sample-holdkretsen (blokk 6 i blokkskjemaet på fig. 6). Bryteren uttar således fra det via gangtidsleddet. 20 forsinkede utgangssignal fra FM-demodulatoren (signal ifølge linje b på fig. 13) en stikkprøve, til hvis verdi kondensatoren C blir oppladet via forsterkeren 26. • correction section already discussed. An embodiment of the correction joint is shown in fig. 12. Fig. 13 shows a pulse image of the course of the individual processes. At the connector's input, which is denoted by FM, there is the already demodulated FM signal, line a in fig. 13. In the connection diagram in fig. 12 are the signals according to the lines in fig. 13 marked by letters in circles. The aforementioned signal first comes via a timing line 20 to a switch 25 which is controlled by a monoflop output 23 in the sample holding circuit SH. Second, the FM signal arrives at a unipolar limiting junction 21 in limit- value switch GS. The limiter connection is realized by a double-voltage comparator, whose positive and negative threshold can be changed by means of a setting potentiometer 21a and a further potentiometer 21b, respectively. The reaction thresholds for the limiter 21 are set via the potentiometers 21a and 21b so that it reacts to any positive and negative change that exceeds the useful swing (multipath distortion, noise), as discussed earlier. As long as the threshold is exceeded, the voltage comparator 21 emits an output signal via an OR connection. 22 arrives partly to the control mono-flop 23 and partly to the connecting link 23a. The control signal, i.e. the output signal from the OR gate 22 - shown in line c in fig. 13 - delivers a rectangular pulse for the duration of exceeding the positive or negative threshold. The monoflop 23 is set so that on the rising edge of this signal it delivers a narrow control pulse (line d in fig. 15) to a switch 25 contained in the sample holding circuit (block 6 in the block diagram in Fig. 6). The switch thus draws from it via the running time link. 20 delayed output signal from the FM demodulator (signal according to line b in Fig. 13) a random sample, to whose value the capacitor C is charged via the amplifier 26.

Forsinkelsestiden x for gangtidsleddet 20 er liten i forhold til varigheten av en bit, men tilmålt slik at der fra signalet b kort før overskridelse av terskelen blir uttatt en stikk-prøve som maksimalt tilsvarer amplitudeverdien av den respektive uforvrengte tegninformasjon. The delay time x for the travel time element 20 is small in relation to the duration of a bit, but measured so that a random sample is taken from the signal b shortly before the threshold is exceeded which corresponds at most to the amplitude value of the respective undistorted character information.

Monoflopen 24 trigger med den negative flanke fra signalet fra sammenknytningsleddet 23a og forlenger via ELLER-porten 24asubstitusjonstidsrommet med verdien.T. Utgangssignalet fra 24a aktiverer for det første en bryter 32 som er sluttet i uforvrengt drift. I dette tilfelle kommer det godt leselige FM-signal via"gangtidsleddet 20 og bryteren 32 til en mellomforsterker 33 og derfra til utgangen E. Til denne utgang er FM-AM-omkobleren koblet, som angitt i blokkskjemaet på fig. 6 (hvor den er betegnet med 13). For det annet aktiverer utgangssignalet fra 24a via in-verteren 31 en bryter 30 som er åpen i uforvrengt drift. Men hvis der som følge av svingoverskridelser ved utgangen fra ELLER-porten 24a opptrer en puls, som den der er vist i linje e på fig. 13, så slutter denne bryteren 30 og åpner bryteren 32. Monoflopen 24 forlenger, det med stikkprøvens varighet forkortede substitusjons-tidsrom praktisk talt med forsinkelsestiden x for forsinkelsesledningen 20. Utgangssiden med bryterne er sammenfattet i blokken Sl. The monoflop 24 triggers with the negative edge from the signal from the connecting link 23a and extends via the OR gate 24a the substitution period by the value T. The output signal from 24a firstly activates a switch 32 which is closed in undistorted operation. In this case, the easily readable FM signal comes via the time delay link 20 and the switch 32 to an intermediate amplifier 33 and from there to the output E. To this output the FM-AM switcher is connected, as indicated in the block diagram in Fig. 6 (where it is denoted by 13). Secondly, the output signal from 24a via the inverter 31 activates a switch 30 which is open in undistorted operation. But if, as a result of turn overshoots, a pulse occurs at the output of the OR gate 24a, such as the one shown there in line e in Fig. 13, this switch 30 closes and opens switch 32. The monoflop 24 extends the substitution time space shortened by the duration of the random sample practically by the delay time x for the delay line 20. The output side with the switches is summarized in the block Sl.

Parallelt med kondensatoren C ligger en bryter 27 som styres slik av pulsen fra ELLER-porten 29 at den åpnes under pulsens varighet og dermed ikke forandrer kondensatorens ladningstil-stand. ELLER-porten 29 får under sample-fasen en åpningspuls fra monoflopen 23 og under hold-fasen fra ELLER-porten 24a. Dvs. at den i kondensatoren C lagrede ladning for tiden etter pulsen fra linje g - styresignalet for bryteren 27 - kan komme frem til FM-utgangen via en forsterker 28 og den gjennomkoblede bryter 30. Parallel to the capacitor C is a switch 27 which is controlled in such a way by the pulse from the OR gate 29 that it is opened during the duration of the pulse and thus does not change the capacitor's state of charge. The OR gate 29 receives an opening pulse from the monoflop 23 during the sample phase and from the OR gate 24a during the hold phase. That is that the charge stored in the capacitor C for the time after the pulse from line g - the control signal for the switch 27 - can reach the FM output via an amplifier 28 and the connected switch 30.

I resten av tiden er kondensatoren C imidlertid kortsluttet avFor the rest of the time, however, the capacitor C is short-circuited

den sluttede bryter 27, altså utladet. På denne måte er det sikret at ukontrollerte ladninger i kondensatoren C kan komme tilbryteren 30 og derfra til utgangen. Bryteren 30 -. styresignal the closed breaker 27, i.e. discharged. In this way, it is ensured that uncontrolled charges in the capacitor C can reach the switch 30 and from there to the output. The switch 30 -. control signal

f - kobler substitusjonsverdien til. utgangen først når sample-fasen er avsluttet. f - connects the substitution value to. the output only when the sample phase has ended.

På fig. 14 er der vist en kobling for den statiske korreksjonsledd for stedsfiksert drift, svarende til. følgende deler av fig. 6: PI er polaritetsintegratoren,. DA er koblingen for datautgangen, I er polaritetsinverteren - betegnet med 11 i blokkskjemaet på fig. 6 - og AMB er AM-begrenseren. Elementene 52 og 50 danner AM-beslutningsleddet 14 i datautgangen på fig. 6. In fig. 14 shows a connection for the static correction link for position-fixed operation, corresponding to. the following parts of fig. 6: PI is the polarity integrator,. DA is the connection for the data output, I is the polarity inverter - denoted by 11 in the block diagram in fig. 6 - and AMB is the AM limiter. The elements 52 and 50 form the AM decision link 14 in the data output of fig. 6.

I forbindelse med blokkskjemaet ble der gjort rede for atmellomfrekvenssignalet først passerer en logaritmisk forsterker av kjent art og derpå demoduleres i en AM-demodulator. Utgangssignalet fra denne demodulator er her betegnet med AM og blir først tilført en strupningskobling 57. Denne tjener til å fra skille den midlere likespenningsverdi, som bestemmes av mottag-ningssignalets feltstyrke. Den består i enkleste tilfelle, som antydet på tegningen, av en langskondensator og en strupningsdiode i tverrgrenen. Derved blir signalet tilført et lavpassfilter 56, hvis grensefrekvens omtrent tilsvarer høyeste modulasjonsfrekvens. Derfra kommer signalet først til en AM-begrenser 54, hvis terskel kan innstilles med et potensiometer 55. Dette blir innstilt slik at den AM-krusning som ved flerveismottagning oppstår på grunn av amplitudeforløpet, i rene FM-tydningstilstander (fig. 1, tilfeller I og II) ikke kan aktivere AM-tydningen. Ved hjelp av denne begrenser 54, som er utført som komparator, blir AM-signalene be-grenset og dermed omdannet til en digital.informasjon. Signalet kommer så som AM-datastrøm til blokken for polaritetsintegratoren PI og til AM-inverteren I. In connection with the block diagram, it was explained that the intermediate frequency signal first passes through a logarithmic amplifier of a known type and is then demodulated in an AM demodulator. The output signal from this demodulator is denoted here by AM and is first supplied to a choke connection 57. This serves to separate from the average direct voltage value, which is determined by the field strength of the reception signal. In the simplest case, as indicated in the drawing, it consists of a longitudinal capacitor and a throttling diode in the cross branch. Thereby, the signal is fed to a low-pass filter 56, whose cut-off frequency roughly corresponds to the highest modulation frequency. From there, the signal first reaches an AM limiter 54, the threshold of which can be set with a potentiometer 55. This is set so that the AM ripple that occurs during multipath reception due to the amplitude progression, in pure FM interpretation conditions (Fig. 1, cases I and II) cannot activate the AM interpretation. By means of this limiter 54, which is designed as a comparator, the AM signals are limited and thus converted into digital information. The signal then arrives as AM data stream to the block for the polarity integrator PI and to the AM inverter I.

Som allerede nevnt, er mellomfrekvensnivået ved en av de to hjørnefrekvenser i tilfellet av en tydbar AM-datastrøm tvungent høyere enn ved den annen hjørnefrekvens med en viss forskjell. Følgelig må også tegnpolariteten av det høyere mellomfrekvens-nivå etter FM-demodulatoren være leselig. Imidlertid betinger bare dette.signal et sikkert utsagn om tegnpolariteten, altså As already mentioned, the intermediate frequency level at one of the two corner frequencies in the case of an intelligible AM data stream is necessarily higher than at the other corner frequency by a certain difference. Consequently, the sign polarity of the higher intermediate frequency level after the FM demodulator must also be readable. However, only this signal conditions a certain statement about the sign polarity, that is

et logisk null eller logisk ett. Alt etter hvilken av de.to hjørnefrekvenser slettelsen foregår ved, kan tilordningen av polariteten mellom AM-signalet og.FM-datastrømmen ligge i koinsidens eller opposisjon. Polaritetsintegratoren får altså foruten AM-signalet fra 54 også FM-signalet, betegnet FM, tilført via lav-passf ilteret 35 til sammenligning.. FM-signalet tas fra utgangen E fra det dynamiske korreksjonsledd på fig. 12. Lavpassfilteret 35 har en grensefrekvens omtrent svarende til høyeste modulasjonsfrekvens. Dets utgang etterfølges først av en begrenser 36. Via en bryter 37 kommer dette FM-signal ved sluttet bryter så til RC-leddet 38. Bryteren 37 styres av AM-datastrømmen fra komparatoren 54. Bryteren 37 blir altså bare sluttet når AM-strømmen er så sterk at terskelen 55 blir overskredet. Med andre ord blir kondensatoren C i leddet 38 ladet under varigheten av den uforvrengte hjørnefrekvens og beholder denne ladning også under varig-heten av den forvrengte hjørnefrekvens. Parallelt med kondensatoren C i leddet 38 ligger en bryter 39. Denne bryter styres via en pulsformer 40 og en monoflop 41. Monoflopen 41 frembringer ut fra AM-datasignalets stigende flanke en puls som er a logical zero or logical one. Depending on which of the two corner frequencies the deletion takes place at, the assignment of the polarity between the AM signal and the FM data stream can be in coincidence or opposition. The polarity integrator thus receives, in addition to the AM signal from 54, also the FM signal, denoted FM, supplied via the low-pass filter 35 for comparison. The FM signal is taken from the output E of the dynamic correction link in fig. 12. The low-pass filter 35 has a cut-off frequency roughly corresponding to the highest modulation frequency. Its output is first followed by a limiter 36. Via a switch 37, when the switch is closed, this FM signal then reaches the RC link 38. The switch 37 is controlled by the AM data stream from the comparator 54. The switch 37 is therefore only closed when the AM current is so strong that the 55 threshold is exceeded. In other words, the capacitor C in link 38 is charged during the duration of the undistorted corner frequency and retains this charge also during the duration of the distorted corner frequency. Parallel to the capacitor C in the joint 38 is a switch 39. This switch is controlled via a pulse shaper 40 and a monoflop 41. The monoflop 41 produces from the rising edge of the AM data signal a pulse which is

meget kort i forhold til bitens varighet. Under denne puls blirkondensatoren C i leddet 38 fullstendig utladet. Bryteren 39 etterfølges av et lavpassfilter 42 og en pulsformer 43. Lavpassfilteret skal undertrykke utladnings-koblingsspissene for å sikre et nødvendig ensidig polaritetsutsagn ved utgangen fra pulsformeren 43. very short compared to the duration of the piece. During this pulse, the capacitor C in link 38 is completely discharged. The switch 39 is followed by a low-pass filter 42 and a pulse shaper 43. The low-pass filter must suppress the discharge coupling tips to ensure a necessary one-sided polarity statement at the output of the pulse shaper 43.

Under henvisning til fig. 15 skal der nok en gang gjøres detaljert rede for prosessene i sammenheng. With reference to fig. 15, once again a detailed account of the processes in context must be given.

I linje a på fig. 15 er der vist et forvrengt FM-signal somIn line a in fig. 15 shows a distorted FM signal which

i tidsrommet I, tilsvarende en bit, inneholder et entydig utsagn og i et tidsrom II, igjen tilsvarende en bit, er uleselig. I tidsrommet I kan diskriminatorens utgangsspenning være positiv eller negativ alt etter tegnets polaritet (logisk 1 eller logisk 0). in time slot I, corresponding to one bit, contains an unambiguous statement and in time slot II, again corresponding to one bit, is unreadable. In time I, the output voltage of the discriminator can be positive or negative depending on the polarity of the sign (logical 1 or logical 0).

Det siste er antydet ved den stiplede linje ved minus. I det på-følgende tidsrom III (svarende til flere bits) kan signalet igjen være positivt eller negativt, men vil være leselig etter frekvensdemodulatoren. I linje b ses det tilhørende AM-datasignal som avgis av AM-demodulatoren, og som opptrer som digitalt utgangssignal (linje c) ved utgangen fra komparatoren 54. Dette signal styrer monoflopen 41 og bryteren 37. I linje d er vist forløpet av kon-densatorspenningen på C<1>, nemlig for det tilfelle at der har foreligget en positiv polaritet av FM-signalet. I linje e er det samme vist for en negativ polarisasjon. Under begynnelsesbetin-gelsen (ladning 0) må kondensatorladningen via monoflopen 41 kortsluttes ved hjelp av bryteren 39 for en kort tid (t<< 1 bit) når AM-signalet stiger. Dette er vist ved signalet i linje f på fig. 15. Ved utgangen fra pulsformeren 43.fremkommer der altså alt etter polaritetskoinsidens. eller opposisjon av AM- til FM-data en entydig digital informasjon, som via polaritetsinverteren 51 føyer den nå tydbare AM-datastrøm fra 54 inn i FM-datastrømmen i samsvar med den tegnpolariteten. The latter is indicated by the dashed line at the minus. In the following period III (corresponding to several bits), the signal can again be positive or negative, but will be readable by the frequency demodulator. Line b shows the associated AM data signal emitted by the AM demodulator, which acts as a digital output signal (line c) at the output of the comparator 54. This signal controls the monoflop 41 and the switch 37. Line d shows the progress of the con- the densator voltage on C<1>, namely for the case that there has been a positive polarity of the FM signal. In line e, the same is shown for a negative polarization. Under the initial condition (charge 0), the capacitor charge via the monoflop 41 must be short-circuited by means of the switch 39 for a short time (t<< 1 bit) when the AM signal rises. This is shown by the signal in line f in fig. 15. At the output from the pulse shaper 43, everything appears according to polarity coincidence. or opposition of AM to FM data an unambiguous digital information, which via polarity inverter 51 adds the now decipherable AM data stream from 54 into the FM data stream in accordance with that sign polarity.

Polaritetsinverteren I består i enkleste tilfelle av en eksklusiv ELLER-port som vist. På denne måte er det sikret at den av komparatoren 54 leverte innføring alltid opptrer med samme polaritet som FM-dataene ved utgangen fra 51. Dette signal blir så via en bryter 47 tilført den egentlige datautgang, altså dataregeneratoren 48. For å sikre at AM-tydningen bare blir fullført ved tilstrekkelig signal-/støy-forhold og ved sikkertutsagn fra AM-begrenseren og polaritetsintegratoren, er der anord net to monoflops 44 og 50 som kan ettertrigges. Monoflopen 44 styres av utgangssignalet fra pulsformeren 43 og frigir AM-omkoblingen når der i en viss tid har foreligget et sikkert utsagn fra polaritetsintegratoren. På den annen side påstyres monoflopen 50 via et AM-beslutningsledd AME. Dette består av en komparator 52 med en terskel som kan innstilles med et potensiometer 53 og påstyres av AM-utgangen fra lavpassfilteret 56. I den forbindelse gjelder de samme synspunkter som for potensio-meteret 55 ved komparatoren 54. Har AM-signalet ved beslutningsleddet 52 overskredet terskelen i et visst tidsrom som er vesentlig lenger enn varigheten av en bit, frigir også monoflopen 50 AM-tydningen. In the simplest case, the polarity inverter I consists of an exclusive OR gate as shown. In this way, it is ensured that the input delivered by the comparator 54 always appears with the same polarity as the FM data at the output from 51. This signal is then fed via a switch 47 to the actual data output, i.e. the data regenerator 48. To ensure that the AM decoding is only completed if there is a sufficient signal/noise ratio and if the AM limiter and the polarity integrator confirm, there are two monoflops 44 and 50 which can be re-triggered. The monoflop 44 is controlled by the output signal from the pulse shaper 43 and releases the AM switching when there has been a certain statement from the polarity integrator for a certain time. On the other hand, the monoflop 50 is controlled via an AM decision circuit AME. This consists of a comparator 52 with a threshold that can be set with a potentiometer 53 and is controlled by the AM output from the low-pass filter 56. In this connection, the same points of view apply as for the potentiometer 55 at the comparator 54. Does the AM signal at the decision stage 52 exceeded the threshold for a certain period of time which is significantly longer than the duration of a bit, the monoflop also releases the 50 AM interpretation.

Den egentlige omkobler mellom AM og FM består av koblings-strekningene 45 og 47 og polaritetsinverteren 46 og omskiftes til AM-tydning bare når begge de entydige AM-utsagn fra monoflopene 44 og 50 foreligger ved det sammenknytningsledd som består av porten 49. Tidskonstanten for monoflopen 50 resp. 54 avhenger i det vesentlige av utbredelsesmediets endringshastighet og den dermed forbundne automatiske hastighet av omkoblingen av tydnings-tilstandene. The actual switch between AM and FM consists of the connecting lines 45 and 47 and the polarity inverter 46 and is switched to AM interpretation only when both the unique AM statements from the monoflops 44 and 50 are present at the connecting link consisting of the gate 49. The time constant for the monoflop 50 or 54 depends essentially on the propagation medium's rate of change and the associated automatic rate of switching of the interpretation states.

I forbindelse med beskrivelsen av diagrammet på fig. 1 gikk man ut fra at sender og mottager var.stasjonært plasert, så detmottatte signalnivå med hensyn til energifordeling i det vesentlige er avhengig av de anvendte frekvenser... En vandring av minimum ut av frekvensens svingområde eller inn i dette kan skje ved lokale endringer av reflektorene eller ved variasjoner i reflek-sjons- og bøyningsfenomener i forbindelse med flerveismottagning (ionosfære og troposprednings-mottagning). I alminnelighet foregår slike endringer med relativt lav hastighet. In connection with the description of the diagram in fig. 1, it was assumed that the transmitter and receiver were stationary, so the received signal level with regard to energy distribution essentially depends on the frequencies used... A migration of the minimum out of the frequency range or into it can occur due to local changes of the reflectors or by variations in reflection and bending phenomena in connection with multipath reception (ionosphere and tropospheric reception). In general, such changes take place at a relatively low speed.

Hvis nå sender og mottager.utfører bevegelser under drift, slik det ved mobile stasjoner er tilfellet under fart, varierer det mottatte signalnivå ikke bare med den frekvensmessige, men dessuten også med den dermed forbundne stedsavhengige energifordeling, hvor den geometriske avstand mellom opptredende minima er direkte proporsjonal med bølgelengden av den benyttede radiofrekvens. Med andre ord forandrer den respektive forvrengningsgrad seg under innflytelsen av lengre omveier under fart i tilfellet av stasjonære reflektorer stedsavhengig med den relative hastighet av sende- og mottagerfartøy og avhengig av bølgelengden ved den anvendte radiofrekvens.. F.eks. ved anvendelse av en radiofrekvens på 300 MHz, svarende til en halvbølgelengde på 0,5 m, vil der ved en hastighet av 10 m/s (36 km/h) av en mobil'stasjon gjennom-løpes 20 minima pr. sekund. På grunnlag av fig. 1 lar graden av forvrengningene seg tydeliggjøre om frekvensaksen erstattes med en tidsakse og det på fig. 1 viste modulasjonsbånd mellom frekven-sene fg og f^forskyves f.eks. mot høyre med en slik hastighet at tidsrommene for gjennomløp av en amplitude- og fasebølge varer 1/20 s, resp. 20 slike bølger pr. sekund gjennomløpes med jevn hastighet. De på fig. 1 viste utpregede tilfeller I, II og III vil altså gå over i hverandre i rask rekkefølge svarende til gjennom-løpet av den geometriske fordeling og gjenta seg med tilsvarende periodisitet. If now the transmitter and receiver perform movements during operation, as is the case with mobile stations during speed, the received signal level varies not only with the frequency, but also with the associated location-dependent energy distribution, where the geometric distance between occurring minima is directly proportional to the wavelength of the radio frequency used. In other words, the respective degree of distortion changes under the influence of longer detours during speed in the case of stationary reflectors location-dependently with the relative speed of the sending and receiving vessel and depending on the wavelength of the radio frequency used.. E.g. when using a radio frequency of 300 MHz, corresponding to a half-wavelength of 0.5 m, at a speed of 10 m/s (36 km/h) a mobile station will run through 20 minima per second. On the basis of fig. 1 allows the degree of the distortions to become clear if the frequency axis is replaced by a time axis and that in fig. 1, the modulation band between the frequencies fg and f^ is shifted, e.g. to the right with such a speed that the time periods for passage of an amplitude and phase wave last 1/20 s, resp. 20 such waves per second is traversed at a constant speed. Those in fig. 1 showed distinct cases I, II and III will thus transition into each other in rapid succession corresponding to the course of the geometric distribution and repeat themselves with corresponding periodicity.

Substitusjonshastigheten for det dynamiske korreksjonsleddThe substitution rate for the dynamic correction term

DE på fig. 6 er bare avhengig av reaksjons- og gjennomløpstidDE in fig. 6 is only dependent on reaction and throughput time

for de deri anvendte integrerte komponenter. Således er den dynamiske forvrengning betraktelig raskere enn den maksimalt ventelige veiendring mellom sender og mottager. for the integrated components used therein. Thus, the dynamic distortion is considerably faster than the maximum expected path change between transmitter and receiver.

Anderledes arter forholdene seg ved det' statiske forvreng-ningsledd SE. Ut fra det logaritmisk veiede og likerettede mellomfrekvenssignal som "uttas foran begrenseren, fraskilles i det statiske forvrengningsledd SE den for dannelse av AM-data nødvendige bisynkrone vekselspenning fra den til midlere feltstyrke svarende likespenning ved utgangen fra amplitudedemodulatoren over en kondensator.. Endrer, den midlere feltstyrke.seg periodisk under fart, blir størrelsen av den signalspenning som opptrer ved utgangen fra amplitudedemodulatoren, forfalsket på grunn av kondensatorens ladnings- og utladnings-tidskonstant hvis disse tidskonstanter ikke lenger er så små at de kan ignoreres sammenholdt med endrings-hastigheten av den midlere feltstyrke. Denne forfalskning av vekselspenningen influerer i betraktelig grad på tydningen av de forekommende AM-data. The conditions are different at the static distortion joint SE. Based on the logarithmically weighted and rectified intermediate frequency signal which is "extracted before the limiter, the bisynchronous AC voltage necessary for the formation of AM data is separated in the static distortion section SE from the DC voltage corresponding to the average field strength at the output of the amplitude demodulator over a capacitor.. Changes, the average field strength periodically during speed, the magnitude of the signal voltage appearing at the output of the amplitude demodulator is falsified due to the capacitor's charge and discharge time constants if these time constants are no longer so small that they can be ignored compared to the rate of change of the mean field strength This falsification of the alternating voltage has a considerable influence on the interpretation of the existing AM data.

Den vekselspenningsforvrengning som i tilfellet av en vanlig vekselspenn.ing-fraskillelse med kondensatorkobling opptrer i raske endringer i den midlere feltstyrke, influerer ikke bare på det . eksakte arbeide av AM-beslutningsleddet 14 i henhold til fig. 6 The alternating voltage distortion which in the case of an ordinary alternating voltage separation with capacitor coupling appears in rapid changes in the mean field strength does not only influence that. exact work of the AM decision link 14 according to fig. 6

og dermed på den tidsriktige omkobling av omkobleren 13, men fører dessuten også til et usymmetrisk avtastingsforhold i bitstrømmen and thus on the timely switching of the switch 13, but also leads to an asymmetric sampling ratio in the bit stream

ved utgangen fra AM-demodulatoren 9, hvorved integrasjonsresul-tatet i polaritetsintegratoren får et meget stort spredningsområde. Tydning av de ved amplitudemodulasjonen fremkomne data blir derved praktisk talt forhindret. at the output of the AM demodulator 9, whereby the integration result in the polarity integrator has a very large spread range. Interpretation of the data produced by the amplitude modulation is thereby practically prevented.

Hensiktsmessig blir der i forbindelsesveien fra den annenavtastningskobling til subtraksjonsleddet anordnet et lavpassfilter for på denne måte å glatte forløpet av endringen i den med den midlere feltstyrke proporsjonale likestrømsstørrelse i en grad som er gunstig for den samlede koblings funksjon. Appropriately, a low-pass filter is arranged in the connecting path from the second scanning link to the subtraction link in order to smooth the course of the change in the direct current magnitude proportional to the mean field strength to a degree that is favorable for the overall link's function.

Styresignalet for takttilførselen til den annen avtastningskobling i avhengighet av endringen i amplitudeforløpet i den første avtastningskoblings utgangssignal blir på gunstig måte tilveiebragt ved at bryterens styreinngang er forbundet med den første avtastningskoblings utgang over et differensieringsledd, eventuelt i kjede med et pulsformertrinn. The control signal for the clock supply to the second sensing link depending on the change in the amplitude progression in the first sensing link's output signal is advantageously provided by the switch's control input being connected to the first sensing link's output via a differentiating link, possibly in chain with a pulse shaper stage.

Koblingen til fraskillelse av vekselspenning på fig. 16 erstatter kondensatorkoblingen på utgangssiden av amplitudedemodulatoren 9 for det statiske korreksjonsledd SE på fig. 6, dvs. The connection for separation of alternating voltage in fig. 16 replaces the capacitor coupling on the output side of the amplitude demodulator 9 for the static correction element SE in fig. 6, i.e.

at den erstatter komponentene 56 og 57 i koblingsskjemaet på fig. 14. I vekselspennings-skillekoblingen på fig. 16 inneholdes altså strupningskoblingen 56 og lavpassfilteret 57. Den oppviser to avtastningskoblinger 116 og 117 som på sin inngangsside får det demodulerte signal tilført. Begge avtastningskoblinger styres av en takt T som på mottagningssiden avledes fra det ankommende signal. Nærmere bestemt skjer dette direkte når det gjelder avtastningskoblingen 116, og indirekte ved bryteren 122 når det gjelder avtastningskoblingen 117. På utgangssiden består vekselspennings-skillekoblingen på fig. 16 av subtraksjonsleddet 118, hvis ene inngang får utgangssignalet fra avtastningskoblingen 116 til-ført direkte, mens utgangssignalet fra avtastningskoblingen 117 blir tilført den annen inngang til subtraksjonsleddet 118 via lavpassfilteret 119. Styreinngangen til bryteren 122 er ennvidere forbundet med utgangen fra avtastningskoblingen 116 via en seriekobling av et differensieringsledd 120<p>g et pulsformertrinn 121. that it replaces components 56 and 57 in the connection diagram in fig. 14. In the alternating voltage disconnection of fig. 16 thus contains the throttling coupling 56 and the low-pass filter 57. It exhibits two sampling couplings 116 and 117 which receive the demodulated signal on their input side. Both scanning links are controlled by a clock T which on the receiving side is derived from the arriving signal. More precisely, this happens directly in the case of the scanning connection 116, and indirectly at the switch 122 in the case of the scanning connection 117. On the output side, the alternating voltage isolation connection in fig. 16 of the subtraction link 118, one input of which receives the output signal from the sampling link 116 directly, while the output signal from the sampling link 117 is fed to the other input of the subtraction link 118 via the low-pass filter 119. The control input of the switch 122 is further connected to the output of the sampling link 116 via a series connection of a differentiation link 120<p>g a pulse shaping stage 121.

De forløp av spenning som funksjon av tiden t som er angitt ved diagrammene a til f på fig. 17, representerer spenningsfor-løpene i de tilsvarende betegnede punkter i vekselspennings-skillekoblingen på fig. 16. I diagram a er angitt det inngangs sidige demodulerte signal som representerer en datastrøm som varierer mellom spenningsverdiene U, og U2- I midten av en og en bit blir dette inngangssignal pulsformig avtastet av takten med pulsamplituden U"T i et tidsrom som er kort i forhold til bitens varighet. Dette gjelder i første omgang bare for avtastningskoblingen 116, som får takten tilført direkte. Ved utgangen fra avtastningskoblingen 116 fås således det regenererte inngangssignal med symmetrisk tastforhold i form av en rektangelpulssekvens med en overlagret likespenning. Denne rektangelpulssekvens blir differensiert i differensieringsleddet 120 og etter passering av pulsformertrinnet 121 tilført styreinngangen til bryteren 122. Koblingen til avledning av styresignalet for bryteren 122 fra utgangssignalet fra avtastningskoblingen 116 er dimensjonert slik at bare de stigende flanker i rektangelpulssekvensen ifølge diagram c omstyrer bryteren fra åpnet til sluttet tilstand. Dette fører til at avtastningskoblingen 117 bare lagrer en avtastningsverdi fra det inngangssidige demodulerte signal med en maksimalverdi svarende til spenningsverdien U^. Som følge av dette opptrer der ved utgangen fra avtastningskoblingen 117 en likespenning, som er vist i diagrammet e og har verdien U^. Denne likespenning er proporsjonal med den til enhver tid foreliggende middelverdi av det mottatte opprinnelige signals feltstyrke og leverer dermed referansestørrelsen . for amplitudemodulasjonen av det AM-demodulerte signal. Grensefrekvensen for lavpassfilteret 119 er dimensjonert etter høyeste anvendte radiofrekvens..(stedsavhengig avstand mellom dempningsmaksima) og maksimalt opptredende relativ hastighet mellom sende- og mottagerkjøretøy..På denne måte er det sikret at den maksimale endringshastighet av.likespenningen ved utgangen fra avtastningskoblingen 117 stadig blir overført:fullt ut via lavpassfilteret, mens raske endringer betinget ved forstyrrelser av hvilken som helst art blir undertrykket. Ved utgangen fra sub-traks jonsleddet 118 fremkommer derved det i diagram f viste spen-ningsforløp ut fra differansen mellom spenningsverdien U, - U2ifølge diagram A. The courses of voltage as a function of time t which are indicated by the diagrams a to f in fig. 17, represents the voltage progressions in the correspondingly designated points in the alternating voltage disconnection in fig. 16. Diagram a shows the input-side demodulated signal that represents a data stream that varies between the voltage values U, and U2- In the middle of one and one bit, this input signal is pulse-shaped sampled by the clock with the pulse amplitude U"T for a short period of time in relation to the duration of the bit. This applies in the first instance only to the sampling link 116, which receives the beat directly. At the output of the sampling link 116, the regenerated input signal with a symmetrical key ratio is thus obtained in the form of a rectangular pulse sequence with a superimposed DC voltage. This rectangular pulse sequence is differentiated in the differentiator 120 and after passing through the pulse shaping stage 121 supplied to the control input of the switch 122. The connection for deriving the control signal for the switch 122 from the output signal from the sampling connection 116 is dimensioned so that only the rising edges in the rectangle pulse sequence according to diagram c change the switch from the open to the closed state. This leads t il that the sampling link 117 only stores a sampling value from the input-side demodulated signal with a maximum value corresponding to the voltage value U^. As a result of this, a direct voltage appears at the output of the scanning connection 117, which is shown in the diagram e and has the value U^. This DC voltage is proportional to the mean value of the received original signal's field strength at any given time and thus supplies the reference quantity. for the amplitude modulation of the AM demodulated signal. The cut-off frequency for the low-pass filter 119 is dimensioned according to the highest radio frequency used (location-dependent distance between attenuation maxima) and the maximum occurring relative speed between the sending and receiving vehicles. In this way, it is ensured that the maximum rate of change of the DC voltage at the output of the scanning coupling 117 is constantly transmitted: fully via the low-pass filter, while rapid changes due to disturbances of any kind are suppressed. At the output from the sub-traction link 118, the voltage progression shown in diagram f is thereby produced from the difference between the voltage value U, - U2 according to diagram A.

Claims

1. System for receiving digital information signals•which in the form of a frequency modulation is imprinted on a carrier oscillation, in a reflection-affected propagation medium, particularly for reception by mobile stations, long-distance traffic and spread-beam connections, characterized in that the information losses caused by phase and amplitude distortions, depending on their cause, are automatically recorded in two devices that supplement each other, and of which the one is a frequency discriminator (3) with a downstream device (4) for recognizing noise peaks caused by reflection distortions, as well as a coupling (6, 7) which equalizes these noise peaks, and the other is an amplitude demodulator (9) which is connected in parallel with the frequency demodulator (3) in another branch, and that the outputs from the two demodulators (3, 9) are led to a switch (13) which is controlled by an amplitude modulation interpretation device (14), and which, in case of detectable amplitude modulation of sufficient magnitude, switches the amplitude demodulator ( 9) and in case of detectable frequency modulation, connects the frequency discriminator (3) with noise peak sensor (4, 6, 7) to a common output, and that the output of the AM demodulator (9) is further connected to a polarization inverter (11) which, controlled by a polarity integrator (12), depending on the height of the FM demodulation product, reverses the AM demodulation product. to provide polarity correct AM demodulation.

2. System as specified in claim 1, characterized in that there is a limiter (2) in front of the DM demodulator (3) and in front of the AM demodulator after a common intermediate frequency path. (9) a dynamics compressor (8).

3. System as stated in claim 2, characterized in that the dynamics compressor (8) is designed as an amplifier with a negative logarithmic amplitude characteristic.

4. System as specified in claim 1, 2 or 3, characterized in that the device for detecting disturbances caused by reflection distortions consists of a limit value switch (4) which, at noise peaks above a certain size, switches the signal coming from the FM demodulator from its output via a switch (5), and during the duration of the noise peak (sample) the signal leads to a delay line (6) which is also located at the output of the FM demodulator (3).

5. System as stated in one of the preceding claims, characterized in that the polarity integrator (12) in the AM branch controls a coincidence coupling and the polarization inverter (11) to . correct polarity of the AM signal.

6. System as stated in one of the preceding claims, characterized in that there is an AM limiter (10) between the AM demodulator (9) and the polarization inverter (11).

7. System as stated in claim 1, characterized in that the connection to ascertain and eliminate noise peaks consists of a double voltage comparator (21) whose positive and negative threshold can be set on the useful swing, that the comparator (21) is connected downstream an OR- gate (22) whose output signals, when the thresholds are exceeded each time, briefly control a switch (25) which transfers the momentary value of the input signal occurring shortly before the time of the exceedance, delayed by a short period of time (x) in relation to the duration of the bit, to a capacitor (C ), whose charge remains until falling below the threshold with the addition of the delay (x) and via a part (30) of a switch is supplied to the output (E), that there is arranged a switching part (23a, 24, 24a, 29 ) which, when the switching pulse for the switch (25) occurs, opens a short-circuit switch (27) for the capacitor and closes one part of the switch (30), while it opens the other part of the switch (32), which normally conducts the delayed signal (b ) ten l the output (E), and that the coupling part there is designed so that it maintains this coupling condition. until the threshold has been exceeded.

8. System as set forth in claims 1 and 7, characterized in that the signal (AM) from the AM demodulator is supplied to a choke connection (57) to separate the average DC voltage value and then a low-pass filter (56), from which it comes to an AM limiter (54), and that its output signal is first fed to one input of the polarity inverter implemented as an exclusive-OR gate (51) and secondly fed to a switch (37) which, in case of a sufficiently large AM signal is terminated by this and re-connects the FM signal, which has already been substituted according to claim 1 (output E), to a capacitor (C)/ from which this signal via a low-pass filter (42) and a pulse shaper (43) is supplied to the other input to the exclusive-OR gate (51), that the output signal of the AM limiter (54) is further supplied to a pulse shaping circuit (41, 42) which from the rising flanks of this signal forms a pulse (line f, fig. 15) which is very short in relation to the duration of a bit, and with the help of which a switch (39) which discharges the capacitor (C) is closed, and that the output signal from the polarity inverter (I) (exclusive-OR gate 51) is finally connected via a connecting line (47) closed at AM when readable AM - The FM switch goes to the output of the combined device, to which a data regenerator (48) joins.

9. System as specified in claims 1, 7 and 8, characterized in that at the output of the pulse shaper (43) there is a monoflop (44) which can be re-triggered, and whose output is led to an input to a connecting link (port 49), that the AM signal (the output signal from the low-pass filter 56) via a threshold switch (comparator 52) and a monoflop (50) which can be post-triggered, is fed to the second input of the gate (.49), from whose output the AM-FM switch then again , when due to the monoflops (44, 50) there is an unequivocal statement about well-decipherable AM, it is switched to position AM (i.e. connection line 47 closed and connection line 4 5 open), while the AM-FM switch.in the normal case in the case of easily readable FM (connecting line 4 5 of the AM-FM switch closed and connecting line 47 open) leads the FM signal from the output (E) to the input of the data regenerator (48).

10. System as stated in claim 1, characterized in that the AM demodulator on its output side contains a coupling which serves to separate alternating voltage, and which on the input side contains a first and a second, with the first parallel-connected scanning coupling (116, 117), of which the first (116) directly and the second (117) indirectly via a switch (122) are controlled by a clock (T) which on the receiving side is derived from the arriving signal, while the separating link on the output side contains a subtraction link (118) whose two inputs is connected with the two outputs from the sensing links, and that the switch for clock supply to the second sensing link is operated depending on the variation in the amplitude course of the first sensing link's output signal.

11. System as stated in claim 10, characterized in that a low-pass filter (119) is arranged in the connection path of the second scanning link (117) to the subtraction link (118).

12. System as stated in claim 10, characterized in that the switch's control input is connected to the output of the first scanning link via a differentiating link (120), possibly arranged in chain with a pulse shaper stage (121).