NO753151L - - Google Patents

Abstract

DIGITAL KODER/DEKODER

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrorer digitale pulskommunika-sjonssystemer og nærmere bestemt en anordning for signal-omforming mellom det ene og det andre i en digital bitstrom og et amplitudevariant-analog-signal, slik som tale. En slik anordning kan betegnes som en analog/digital (A/D) eller digital/analog (D/A) omformer. Et mer generelt uttrykk som omfatter A/D- og D/A-omformere, er uttrykket kodek.

. Helt generelt faller analog til digital omforming inn under

to viktige klasser, nemlig:

(i) pulskodemodulasjon (PCM) hvor det analoge signalet ampli-tudesamples ved en frekvens fs, hvor samplet kodes i et n-bit binært ord, og hvor data med hastighet n.fs genereres, og (ii) deltamodulasjon (DM) hvor det analoge signalet blir tilnærmet ved hjelp av en serie positive eller negative steilheter som kombineres til å danne et rekonstrueringssignal, og hvor hver databit som sendes, er polariteten av rekonstruksjons-steilheten ved ethvert oyeblikk.

I telefon-nettverk er standarden for PCM CCITT-systemet, hvor inngangssignalet samples ved frekvensen 8 kHz, og hvor et 8-bit-ord genereres ifolge A-lov-kompanderingen. En slik standard sikrer god taletransmisjonsytelse, ' men PCM-kodeksere er generelt mer kompliserte og derfor mer kostbare enn delta-kodeksere.

Publisert litteratur viser flere deltamodulasjonssystemer

som anvender kompandering, og slike systemer er i stand til god taletransmisjonsytelse, men ytelsen for objektive trans-J Imisjonsparametre, f.eks. forsterkningslinearitet ved forskjell1i<g>e

inngangsnivåer, og nivået for intermodulasjonsdistorsjons-Iprodukter er under standarden som forventes av hoykvalitets-analog til digital omforming for telefonibruk slik det er angitt i f.eks. ovennevnte CCITT-standard.

Litteraturen indikerer også at for optimal taleytelse bor

kompanderingshastigheten være stavelsesmessig. Stavelses-- messig kompandering har tendens til å justere rekonstruerings-trinnstorrelsen til gjennomsnittlig steilhet av inngangssignalet tatt som gjennomsnitt over den stavelsesmessige falltidskonstanten. Et typisk system av dette slag er gitt i fig.

5 og er tilsvarende et system som er utviklet av Phillips og

beskrevet i en artikkel av K. T. Hanser og S. J. Zarda,

"The design of digitally delta modulation codecs" Proe. IREE,-July, 1971, sidene 286 - 295. I fig. 5 detekterer kompand-logikken 27 steilhetsoverlasten, dvs. opptredenden av fire "enere" eller fire "nuller" i skiftregisteret 24, og ved opptreden leverer strompulsenheten 28 en strom av storrelse +Ia til kompandkontrollkondensatoren Cc, og således okes rekonstruksjonstrinnstorrelsen. Hvis fire "enere" eller fire "nuller" ikke inntreffer, vil Vc (spenningen på Cc) falle via motstanden Rc. Stignings- og fallehastigheten i dette system er slik at kompanderingen er tilnærmet stavelsesmessig.

Det tidligere kjente system som er vist i fig. 5, vil kun gi et akseptabelt nivå av intermodulasjonsdistorsjon over et be-grenset område av inngangsnivåer og kun ved de nedre inngangs-frekvenser, slik det vil fremgå nedenfor under henvisning til fig. 6 (a) og 6 (b). Forsterkningslineariteten med inngangsnivå er kun akseptabel ved hoye inngangsnivåer, som nevnt nedenfor og vist i fig. 7. Taletransmisjonskvaliteten ved dette typiske, tidligere kjente system som er vist i fig. 5, er rimelig med viss distorsjon av transiente talelyder, dvs. lyder som "ta".

Som nevnt ovenfor, har stavelsesmessig kompandering tendens til å justere rekonstruksjons-trinnstorrelsen til den gjennom-snittlige steilhet i inngangssignalet tatt som gjennomsnittet l'o... ver den stavelsesmessige falltidskonstanten. Således kan ii kompandkontrollen (rekonstruksjonstrinnstorrelse) ganske enkelt ikke folge oyeblikkeligeregioner av inngangssignalet med stor steilhet. Operasjonen av denne type av kompandering er vist med henvisningstallet 65 i fig. 8. f^+ f2~sinustypen av inngangssignalet 64 har oyeblikkelige regioner (a) med stor steilhet og oyeblikkelige regioner (b) med liten steilhet.

Signalet har faktisk regioner med null steilhet ved (C), slik at anvendelsen av "oyeblikkelig" stor eller liten steilhet ikke er helt riktig. Oyeblikkelig henviser til steilheten ved null-krysning.

Stavelsesmessig kompandering vil justere seg til gjennomsnitts-trinnstdrrelsen over flere sykluser, dvs. en integreringstid som er meget storre enn ^—^ + , og derfor vil rekonstruksjons-'•12 trinnstorrelsen som settes, være mindre enn optimal for å folge regionen i signalet som har hoy steilhet, og alvorlig steilhets-overlast inntreffer ettersom kompanderingen utjevner regionene av signalet som har stor og liten steilhet. For at et delta-modulasjonssystem således skal ha et lavt nivå av intermodulasjonsdistorsjon må kompanderingen innstille rekonstruksjons-steilheten ifolge gjennomsnittet av toppsteilhetene eller de store steilhetene, i det etterfølgende angitt som "gjennom-snitts-toppsteilhet". Således vil rekonstruksjonstrinnstorrelsen stige i regionen (a) og avta i region (b) for signalet, dvs. tilpasse seg til å folge toppsteilheten. Man har fastslått fra forsøksresultater at det viktige krav for lav intermodulasjonsdistorsjon er at rekonstruksjonen folger i region (a), fordi steilhets-overlast frembringes av intermodula-sjonsproduktene. En liten grad av overfoling i region (b), fig. 8, (bevirket av et rekonstruksjonssignal over optimalt) vil hå tendens til å frembringe kornstoy (omtrentlig hvit i talefrekvensområdet), men slik stoy er akseptabel fordi den ikke på ugunstig måte påvirker taletransmisjonsytelsen eller de objektive transmisjonsparametre som angitt ovenfor. Således er det ikke så viktig å la trinnstorrelsen i region (b) avta som det er å oke trinnstorrelsen i region (a).

Det finnes tidligere deltasystemer som har sann, oyeblikkelig

! i

i

kompandering, dvs. kompanderingen innstilles av oyeblikkelig

jsteilhet og ikke gjennomsnittlig toppsteilhet som i den foreliggende oppfinnelse. Således vil trinnstorrelsen i et slikt system avta i region (c) i fig. 8, hvilket muliggjor mer noyaktig folging i regionen for hoynivåsignaler, men slike systemer lider av ulempen med dårlig folge-evne hver gang et

inngangssignal som har en oyeblikkelig, stor steilhet, inntreffer etter et inngangssignal som har en oyeblikkelig, liten steilhet, dvs. når et signal,slik som i region (a) i fig. 8, inntreffer direkte etter et signal slik som i region (b). Denne dårlige folging frembringer uakseptable intermodulasjons-distorsjonskarakteristikker. Et annet problem ved et slikt system er det brede dynamiske området som kreves for trinnstorrelsen til å folge den oyeblikkelige kompanderingslov ved

ethvert tidspunkt, dvs. krever typisk 20 dB storre område enn en stavelsesmessig type ifolge den foreliggende oppfinnelse.

Formålet med den foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en forbedret deltamodulasjonskodek som er i stand til å gi en god taletransmisjonsytelse, og som tilveiebringer forbedrede, objektive transmisjonsparametre overfor tidligere kjente stavelsesmessige og oyeblikkelige, kompanderte deltamodulasjonssystemer som omtalt ovenfor.

For å realisere ovenfor nevnte formål tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse kompandering som har tendens til å justere trinnstorrelsen til gjennomsnittstoppsteilhet over en kort tid (f.eks. - z—f hvor f, og f9er de to forskjellige frekvensene

rl ~ r21 z

som er vist i fig. 8), og ikke til den oyeblikkelige steilhet ved noen som helst definisjon. For inngangssignaler slik som tale med toppnivå i forhold til gjennomsnittsnivåforhold på 12 - 15 dB, vil denne type av gjennomsnittstoppsteilhetskompandering tillate mer noyaktig koding av talelyd med en hoy overgangsfaktor, dvs. lyder som ta, pa osv. som angitt nedenfor under henvisning til fig. 9, og som vist med henvisningstallet 66 i fig. 8.

Overalt i denne beskrivelse er uttrykket "gjennomsnittstoppsteilhetskompandering" anvendt til å bety at kompanderingen jjusterer seg til gjennomsnittet av regionene for inngangssignalet i . i

med stor steilhet i motsetning til stavelsesmessig eller oye-jblikkelig kompandering.

"Gjennomsnittstoppsteilhetskompandering" ifolge den foreliggende oppfinnelse kan ikke oppnås ved ganske enkelt å oke stige- og fallehastighetene for typiske stavelsesmessige, kompanderte

deltamodulasjonssystemer eller ved å redusere stigehastighetene for typiske oyeblikkelige,kompanderte deltamodulasjonssystemer.

For det forste må en definert ulinearitet eksistere innenfor kode/dekode-kompandsloyfen for å sikre at"gjennomsnittstopp-steilhetskompanderingen"inntreffer og etableres over et stort område av analoge utgangsnivåer. Den definerte ulinearitet etablerer et forhold mellom stige- og falletid og inngangssignalnivået og sikrer således en"gjennomsnittstoppsteilhetskompandering"over et bredt dynamisk område. For spesielle ty-per av inngangssignaler (ikke nødvendigvis talefrekvens) kan en hensiktsmessig ulinearitet velges til å gi optimal kompand-kontroll.

Et kjent system som anvender en ulinearitet i kompandsloyfen, er omtalt i US-patent 3,699,566 av Schindler og overdratt til IBM Corporation. Ytterligere henvisning til Schindler-systemet kan finnes i en artikkel med tittelen "Delta Modulation" av H. R. Schindler, publisert i IEEE Spectrum October 1970, side 76. Imidlertid indikerer kompandtrinnstorrelsen i Schindlers system at kompandering nærmer seg oyeblikkelig kompandering på grunn av de store stige- og fallehastighetene, 2 dB og 0,2 dB respektivt pr. samplings-intervall. Derfor vil. dette system forventes å lide under det naturlige problem med uakseptabel intermodulasjonsdistorsjon som angitt ovenfor.

Uten ulirieariteten i kompandkontrollsloyfen vil så stige- og falletidene oke proporsjonalt med inngangssignalnivået. Således vil kbmpanderingen være optimal ved kun ett inngangsnivå. Det stavelsesmessige systemet som omtalt tidligere, har denne karakteristikk. For signalnivåer over dette optimale nivå ville stige- og falletidene være for lange, slik at alvorlige steilhetsoverlaster ville inntreffe. For signaler under dette optimum er stige/falletidene for korte, og ustabil koding jvil inntreffe. Således er ulineariteten som velges i den

I

foreliggende oppfinnelse,fortrinnsvis logaritmisk slik at j stige- og fallehastighetene er uavhengige av signalnivået.

. For at oppfinnelsen lettere skal kunne forstås, vil en spesiell utforelse nå bli beskrevet i detalj under henvisning til ved-lagte tegninger. • ■ Fig. 1 er et blokkdiagram av en deltakoder ifolge utforelsen for omforming av et analogt signal til en digital bitstrom. Fig. 2 er et blokkdiagram av en deltakoder ifolge utforelsen for omforming av den digitale bitstrom til et analogt signal. Fig. 3 er et kretsdiagram av en anti-logaritmisk omformer og en strompulsamplitudemodulator ifolge utforelsen i fig. 1 og 2. Fig. 4 er et kretsdiagram av en kompandstrompulsenhet i utforelsen i fig. 1 og 2._

Fig. 5 er en typisk tidligere kjent deltakoder.

Fig. 6 (a) og 6 (b) viser diagrammer av intermodulasjonsdistorsjon mot inngangssignalnivået for den tidligere kjente koderen ifolge fig. 5, og fig. 6 (b) innbefatter en kurve som representerer et nivå på 500 Hz og 1000 Hz-komponenter av deltamodulasjon med gjennomsnittstoppsteilhetkompandering ifolge

den foreliggende oppfinnelse.

Fig. 7 viser et diagram av forsterkningslinearitet mot inngangsnivået i en typisk tidligere kjent koder som vist i fig. 5. Fig. 8 viser et diagram som sammenlikner stavelsesmessig kompandering med gjennomsnittstoppsteilhetskompandering ifolge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 9 er et ytterligere diagram som viser rekonstruksjons-trinnstorrelsen for stavelsesmessig kompandering og gjennomsnittstoppsteilhetskompandering ifolge den foreliggende oppfinnelse.

I !

j

I

Overalt i tegningene angir like henvisningstall like eller

I tilsvarende deler.

Fra fig. 1 vil man se at koderen i denne utforelse innbefatter en komparator 20 som har to innganger 21 og 22 respektive.. Et analogt inngangssignal på inngangen 21 sammenliknes med en

tilbakekobling på inngangen 22, og komparatoren tilveiebringer en utmatning i form av en hoy eller en digital "en" når det analoge signalet overskrider tilbakekoblingssignalet og en lav eller digital "null" når tilbakekoblingssignalet overskrider det analoge signalet. Komparatoren klokkes ved en frekvens 64 kHz, og dens utgang 23 forer en digital bitstrom av "enere" og"nuller" avhengig av verdiene av den analoge innmatningen og tilbakekoblingssignalet relativt til hverandre.

; Utgangen 23 for komparatoren 20 er koblet til inngangen på et firebit-skiftregister 24. Utgangen 25 i skiftregisteret forer en digital bitstrom som sendes til linje. Ettersom dataene på utgangen 25 er de samme som dataene på inngangen 23 bort-sett fra at de er forsinket med fire klokkeperioder, er det tenkelig at linjeforbindelsen kan foretas ved inngangen 23

for skiftregisteret 24. Klokkesignålet med frekvensen 64 kHz for anordningen er tilveiebrakt på forbindelsen 26 til skiftregisteret 24.

Skiftregisteret 24 har hvert trinn koblet til en kompandlogisk enhet 27. Den kompandlogiske enheten 27 omfatter et antall porter og detekterer opptreden av fire "enere" eller fire "nuller" i skiftregisteret 24. Utgangen fra kompandlogikkenheten 27 er koblet til en strompulsenhet 28. Under perioden når kompandlogikkenheten 27 detekterer fire "enere" eller "nuller" i skiftregisteret, pulser den strompulsenheten 28 til å aktivere strompulsenheten til å gi, ved sin utgang 29, en konstant strom med positiv polaritet under den tid den er aktivert. Under perioden når kompandlogikkenheten 27 ikke detekterer fire "enere" eller fire "nuller" i skiftregisteret 24, tilveiebringer strompulsenheten, ved sin utgang 29, en konstant strom med negativ polaritet.

j Valg av stige- og fallehastigheter bestemmer typen av kompande-j

ring. Ved å velge både stige- og falletidene lange, sies

! kompanderingen å være stavelsesmessig, dvs. kompanderingen utjevner steilheten og innstiller trinnstorrelsen ifolge gjen-nomsnittssteilhet for en talestavelse. Hvis både stige- og falletidene er korte, sies kompanderingen å være oyeblikkelig, dys. kompanderingen varierer kompanderingstrinnstorrelsen pro-'

porsjonalt med den aktuelle oyeblikkelige steilhet i inngangs-" signalet. Man har funnet at, hvis stigetidene er korte og falltidene lange, vil kompanderingene opptre slik at trinnstorrelsen innstilles til gjennomsnittstoppsteilhet.

Et omfattende eksperiment er blitt gjennomfort under utvikling av oppfinnelsen for å finne de optimale stige- og fallehastigheter. Eksperimentet tok i betraktning den subjektive taleytelse og objektive ytelse (slik som intermodulasjonsdistorsjon). "Den optimale stigehastighet ble funnet å være 0,7 dB pr. klokkepuls, og stigning i forhold til fall-forholdet var 100:1. Det optimale er ganske bredt, og rimelig ytelse oppnås godt utenfor dette valg av kompanderingsparametre. Stigehastigheten kan reduseres til f.eks. 0,25 dB pr. klokkepuls og okes til 3 dB pr. klokkepuls, og stige/falle-forholdet kan varieres fra 30:1 til ca. 500:1 med en viss forringelse i ytelse. Det er interessant å bemerke at, ettersom stigehastigheten må reduseres, dvs. kompanderingen får tendens mot stavelsesmessig, forringes ytelsen., og ettersom stige/f alle-f orholdet reduseres, dvs. når kompanderingen tenderer mot oyeblikkelig, vil ytelsen igjen forringes og indikerer således forbedringen i ytelse med gjennomsnittstoppsteilhetskompandering i motsetning til tidligere kjent teknikk.

Som nevnt ovenfor, er området av stigehastighet og stige i forhold til falle-forholdet, hvor gjennomsnittstoppsteilhetskompandering er definert,som folger: stigehastigheten i området 0,25 dB pr. klokkepuls til 3 dB pr. klokkepuls og stige/ falleforholdet i området 30:1 til ca. 500:1. Systemet vil gi god ytelse over dette område, og endog noe utenfor området,

men det optimale ligger innenfor området. Det aktuelle valg av det optimale avhenger av signalene for hvilket systemet er beregnet. Hvis systemet er kun for tale, vil det optimale være j annerledes enn hvis systemet er for transmisjon av et sinusforme^,

I

men vil fremdeles ligge innenfor ovennevnte område. Det

joptimale (stigehastighet 0,7 dB pr. klokkepuls og 100:1) er det optimale for et system som er konstruert til å slippe igjennom tale så vel som sinusformede signaler når klokke-hastigheten er 64 kHz og den detekterte sekvens er fire bit lang. Hvis andre klokkehastigheter og sekvenslengder i samme

størrelsesorden anvendes, vil det optimale fremdeles ligge i området, men for disse andre systemer kan det være visse små-partier av området hvor systemet ikke gir akseptable resultater.

I denne utforelse får positiv strom fra strompulsenheten 28 stigestrommen til å bevirke rekonstruksjons- eller tilbakekoblingssignalet til å oke i verdi mot det analoge signalet, og den negative strommen fra enheten 28 tilveiebringer falle-strommen som reduserer storrelsen av endringen i tilbakekoblingssignalet når dette har overskredet det analoge signalet, slik det vil bli forklart i det etterfølgende. Den positive strommen fra strompulsenheten 28 er i størrelsesorden av 100 ganger den negative strommen i denne utforelse, men kan trimmes til å endre forholdet. Under perioden når den kon-stante stromanordningen aktiveres, lader den positive utgangsstrommen derfra en kompandintegratorkondensator 30 for å bevirke en lineær dannelse av spenning over kondensatoren. Verdien av kondensatoren 30 og den positive polaritetsstrommen velges slik at under en klokke-periode (15,6 y,s) er spenningsdannelsen over kondensatoren ca. 100 mV hver gang fire "enere" eller fire "nuller" inntreffer. Som forklart ovenfor, kan verdien av strommen trimmes, og således kan hastigheten av spenningsdannelsen endres. Under en klokkeperiode når konstant-strom-anordningen 28 tilforer negativ polaritetsstrom til kondensatoren 30, utlades kondensatoren,og spennings-minskningen over kondensatoren 30 er ca. 1 mV.

Spenningen over kondensatoren 30 tilfores en antilogaritmisk omformer 31. Den antilogaritmiske omformeren 31 er anordnet slik at dens utgang 32 er en antilogaritmisk stromfunksjon av inngangsspenningen som vist i likning (3) nedenfor. Derfor vil, for lave spenninger over kondensatoren 30, en endring i spenning bevirke utgangsstrommen fra antilogaritmeomformeren 31 til å endre seg i en mindre grad, mens for hoyere spenninge^over kondensatoren vil den samme spenningsendring frembringe jen langt storre stromendring. Det vil være klart at, når hyppigheten av fire "enere" eller "nuller" i skiftregisteret 24 er stor, er spenningen på kondensatoren 30 hoy, dvs. kom-pandspenningen er hoy.

Virkningen av den antilogaritmiske omformeren i kompanderings-tilbakekoblingssloyfen gjor stigehastigheten uavhengig av signalinngangsnivået. Stigetiden for et signal til å stige fra -40 dB til -30 dB er den såmne som for å stige fra -10 dB til 0 dB, hvor 0 dB-punktet er en viss tilfeldig referanse. Således uttrykkes stigehastigheten som dB pr. tidsintervall. Et system som har en stigehastighet (uttrykt i dB/tidsinter-vall) konstant med inngangsnivå, må ha et visst antilogaritmisk element i kompandtilbakekoblingskretsen. Stige/falle-" forholdet varierer noe med inngangsnivået på grunn av tidskonstanten som er dannet av kondensatoren 30 og motstanden 38 pluss motstanden 40. For et forhold mellom stige- og fallestrom på 100:1 vil stige/falle-forholdet av rekonstruksjonssignalet være f.eks. 70:1 for hoye inngangsnivåer og 130:1 for lave inngangsnivåer.

Utgangen 32 fra den antilogaritmiske omformeren er koblet

til en strompulsamplitudemodulator 33.Modulatoren 33 leverer en utgangsstrom som er proporsjonal med spenningssignalet fra den antilogaritmiske omformeren 31. Strommen fra modulatoren 33 tilfores et integreringsnettverk 34 som omformer stromsignalet til et spenningssignal til å bli matet tilbake til komparatoren 20 på forbindelsen 22. Spenningen på forbindelsen 22 er rekonstruksjons- eller tilbakekoblingsspenningen som folger det analoge inngangssignalet. Som tidligere forklart, avhenger utmatningen fra komparatoren 20 av hvorvidt det analoge signalet er storre eller mindre enn tilbakekoblingssignalet. I tillegg til signalet fra den antilogaritmiske omformeren 31 mottar modulatoren 33 et digitalt signal via forbindelsen 35 fra det forste trinnet i skif tregisteret 24. Det digitale signalet til modulatoren 33 er en polaritets-forbindelse som etablerer polariteten av trinnendringen i tilbakekoblingssignalet til komparatoren. Hvis f.eks. en "null" fremkommer på forbindelsen 35 direkte etter at en "en" har

1

fremkommet, snus polariteten av trinnendringen i tilbake-Ikoblingssignalet, ettersom tilbakekoblingssignalet har overskredet det analoge inngangssignalet. For en "flat" analog innmatning til komparatoren vil bitstrommen til skiftregisteret 24 omfatte alternative "enere" og "nuller", og polariteten for trinnendringen vil bli snudd for hver suksessive klokkeperiode.

Dekoderen ifolge denne utforelse er vist i fig. 2, og er essensielt den samme som dekoderen som er beskrevet ovenfor med unntak av at komparatoren 20 er eliminert og at et filter 36 er innbefattet. Den sendte digitale bitstrom går inn i skiftregisteret 24 på inngangen 25, og hver bit blir suksessivt klokket inn i skiftregisteret. Den gjenværende del av anordningen er identisk med koderen ned til integreringsnett-' verket 34. Spenningssignalet ut av integreringsnettverket

34 i dekoderen er det samme som tilbakekoblingssignalet på

forbindelsen 22 i koderen og er derfor et signal som er tilnærmet det opprinnelige, analoge inngangssignalet. Filteret 36 tjener til å utjevne signalet fra integreringsnettverket 34 for å gi et signal ved sin utgang 37 som nokså nær tilnærmer seg det opprinnelige, analoge signalet. Det skal nå vises til fig. 3, som er et kombinert kretsdiagram av den antilogaritmiske omformeren 31 og strompulsamplitudemodulatoren 33. Spenningen over kondensatoren 30, i det etterfolgende benevnt med V , påtrykkes den antilogaritmiske omformeren 31 på forbindelsen 29, og påtrykkes via motstanden 38 til basisen på transistoren 39. Basisen på transistoren 39 er koblet via en motstand 40 til basisen på en ytterligere transistor 41.

De to motstandene 38 og 40 danner et spenningsdelernettverk. Transistoren 39 tilfores en konstant kollektorstrom Ia ved hjelp av et tilbakekoblingsnettverk innbefattende en operasjons-forsterker 42 og en motstand 43. Strommen Ia fås fra en positiv krafttilforselsspenning 44,som i dette tilfellet er +5V, og er avhengig av verdien av en seriemotstand 45 (Ia lik -—5).Basisen på transistoren 41 er koblet til en negativ krafttilforselsspenning 46, som i dette tilfellet er -5V.

Operasjonen av den antilogaritmiske omformeren baserer seg på jkollektorstrom (Ic) -basisemitterspenning (VgE) -karakteristikken

I

i den fremadforspente modus for en transistor som vist ved

I den folgende likning (1):

hvor

q = elektronladningen (Coulombs)

K = Boltzmans konstant

T = absolutt temperatur (<*>K)

I = konstant for transistoren,

o

Likningen illustrerer det logaritmiske overforingsforholdet. Emitterspenningen på transistoren 41 styres av emitteren på transistoren 39, hvilken emitter har lav impedans og er tempe-raturkompensert, dvs. emitterspenningene for de to transistorene styres av V"c i forholdet

hvor

R^q er den ohmske verdi av motstanden 40,.

R^g er den ohmske verdi av motstanden 38, og

VBBer basis-til-basis-spenningsforskjellen mellom de to transistorene.

Ettersom I for transistoren 41 er vist som IR fra strompulsamplitudemodulatoren 33, så vil

Strommen I_ omkobles i polaritet av strompulsamplitudemodulatoren 33. Hvis spenningen på polaritetsforbindelsen 35 til modulatoren 33 er storre enn en referansespenning 47 på basisen av en transistor 48, vil en ytterligere transistor 49 kobles inn, og en strom IJ.a, . flyter fra integreringsnettverket 34 (fig. 1 og 2) inn i kollektoren på transistoren 49. Hvis spenningen på polaritetsforbindelsen 35 er mindre enn referansespenningen 47, vil transistoren 49 være AV og transistoren 48 være PÅ. Således flyter IR fra de tilpassede transistorene 50 og 51 koblet som et stromspeil, og en strom IR flyter fra kollektoren I i transistoren 51 inn i integreringsnettverket 32 på for-

I

bindelsen 52.

Det skal nå vises til fig. 4, som viser kretsdiagrammet for kompandstrompulsenheten 28. Denne enhet er tilsvarende modulatoren 33 og består hovedsakelig av fire transistorer 53, 54, 55 og 56 koblet sammen som vist. Henvisningstallet 62

representerer 'en konstant stromkilde Ia. Forbindelsen 57 går til den antilogaritmiske omformeren 31 og kondensatoren 30,

mens forbindelsen 58 er forbindelsen fra kompandlogikkenheten 27 og påtrykkes basisen av en transistor 54 via en motstand

59. Hvis spenningen på forbindelsen 58 (i det etterfolgende

kalt kompandstyring) er storre enn referansespenningen 47, vil transistoren 54 være PÅ, og en strom Ia flyter fra kondensatoren 30 inn i kollektoren på transistoren 54. Hvis

spenningen på kompandstyringen er mindre enn referansespenningen 47, er transistoren 53 PÅ og transistoren 54 AV.

Spenningen over motstanden 60, benevnt VR, er lik produktet I R, hvor R er den ohmske verdien av motstanden 60. En ytterligere motstand 61, som er koblet til emitteren på transistoren 56, har en verdi dR, hvor d velges i dette tilfellet å være lik 100. Spenningen over dR er omtrent lik IaR, og derfor flyter en strom på ca. — ' fra kollektoren i transistoren 56 inn i kondensatoren 30. Ved å justere verdien av motstanden 61, dvs. ved å endre d, kan forholdet mellom stige-trinnstorrelsen og falletrinnstorrelsen varieres, og ethvert forhold innenfor grensene som er angitt ovenfor, vil gi akseptable resultater selv om et forhold på 100:1 med en stigehastighet på 0,7 dB pr. klokkepuls gir optimal ytelse.

Operasjonen av A/D-omformeren i fig. 1 kan forstås ved å be-trakte en sinusformet innmatning til komparatoren 20. Forst , ettersom'sinusbolgen stiger, er det intet tilbakekoblingssignal, og den forste bit fra komparatoren er en digital"en". "Eneren" sendes til skiftregisteret 24 og styres inn i den forste spalten. Den digitale "ener" i den forste spalten sendes til modulatoren 33 ved hjelp av polaritetsforbindelsen 35. Modulatoren 33 bevirker et signal til å bli matet tilbake

til komparatoren 20, og trinnstorrelsen for dette tilbakekoblingssignal er meget liten og avhenger av verdien på bakgrunns-i i. s• tbyen som går inn i systemet forut for den sinusformede inn-

I

matning. Under den neste klokkepulsperiode er tilbakekoblings-I spenningen fremdeles langt under det analoge signalet, og således sendes en ytterligere "ener" til skiftregisteret, og den opprinnelige "ener" skiftes inn i den neste spalten.

Polaritetsforbindelsen 35 utmater modulatoren 33 på samme måte som tidligere, og et ytterligere tilbakekoblingssignal med samme trinnstorrelse som tidligere, adderes til det tidligere signal og mates tilbake til komparatoren. Operasjonen fortsetter på denne måte, og tilbakekoblingssignalet oker omtrent lineært inntil fire "enere" fremkommer i skiftregisteret 24. Ved deteksjon av fire "enere" pulser den logiske enheten 27 strompulsenheten til å bevirke en konstant strom til å bli matet inn i kondensatoren 30 for således å oke trinnstorrelsen

av signalet som adderes til tilbakekoblingssignalet. Tilbakekoblingssignalet bevirkes således til å "angripe" det analoge med en storre hastighet enn tidligere. Imidlertid er signalet gjennom den antilogaritmiske omformeren 31 fremdeles på et lavt nivå, og derfor er utgangen fra den antilogaritmiske omformeren lavere enn dens inngang. Tilbakekoblingssignalet er fremdeles mindre enn det analoge signalet, og under den neste klokkeperioden sendes en ytterligere "en" fra komparatoren 20

til skiftregisteret 24. Den logiske kretsen detekterer igjen fire "enere" i skif tregisteret og pulser konstant st rom - anordningen til ytterligere å oke trinnstorrelsen for signalet som adderes til tilbakekoblingssignalet. Prosessen fortsetter etter som hver ytterligere "en" går inn i skiftregisteret 24. Imidlertid når inngangssignalet til den antilogaritmiske omformeren 31 hurtig en verdi slik at utmatingen fra denne overskrider innmatningen. Hastigheten med hvilken tilbakekoblingssignalet "angriper" det analoge signalet, oker hurtig, og tilbakekoblingssignalet overskrider snart det analoge signalet. Ved den forste klokkepuls etter at tilbakekoblingssignalet har overskredet det analoge signalet, utmater komparatoren 20 en "null" inn i skiftregisteret 24. Den logiske enheten 27 detekterer ikke fire på hverandre folgende, like bits, og det er derfor ingen utmatning til strompulsenheten 28. Strompulsenheten 28 tilforer derfor en negativ polaritetsstrom som begynner utladning av kondensatoren 30 og reduserer i spenningen V til den antilogaritmiske omformeren 31. Dessuten

I

er polaritetsforbindelsen 35 nå en "null" slik at trinnendringen

ji tilbakekoblingssignalet subtraheres fra den tidligere verdien. Verdien av trinnet er mindre enn for den tidligere klokkeperioden på grunn av den mindre ladningen på kondensatoren 30.

Tilbakekoblingssignalet vil fortsette å overskyte det analoge — signalet i motsatte retninger, men hver gang i redusert grad inntil den minimale trinnstorrelsen nås og overskyting er ved et minimum.

Som angitt ovenfor,, viser fig. 5 en typisk tidligere kjent deltakoder. I figuren er utmatningen fra pulsamplitudemodula-toren 33 en strom i , og strommen i r (= signalet PX konstant Vc)

mates til integratornettverket 34. Utmatningen fra integrerings-- - nettverket 34 tilveiebringer et signal på forbindelsen 22 for sammenlikning med det analoge inngangssignalet ved hjelp av komparatoren 20. Utmatningen fra komparatoren 20 er en digital bitstrom for forbindelsen 23. De gjenværende deler av koderen i fig. 5 er blitt omtalt i innledningen ovenfor. De fleste deler av koderne i fig. 5 er tilsvarende delene i koderen ifolge den foreliggende oppfinnelse, og således er korresponderende henvisningstall blitt anvendt.

I diagrammene i fig. 6 (a) og 6 (b) representerer aksen 16 inngangsnivået (dB), og aksen 15 representerer nivået for intermodulasjonsdistorsjon (IMD) målt i (dB). Fig. 6 (a) viser typiske nivåer av 800 Hz-produkter 17 og 1600 Hz-produkter 18 for en koder slik som vist i fig. 5 for et inngangssignal som kombinerer frekvensene 400 Hz og 1200 Hz. På tilsvarende måte viser fig. 6 (b) typisTce nivåer for 500 Hz-produkter 67 og 1000 Hz-produkter 68 for en koder som vist i fig. 5 for et inngangssignal som kombinerer frekvenser på 1500 Hz og 2000 Hz. Også vist i fig. 6 (b) er en kurve 69 for det typiske nivået for 500 Hz- og 1000Hz-komponentene ved deltamodulasjon ved anvendelse av gjennomsnittstoppsteilhetskompandering ifolge den foreliggende oppfinnelse.

Fig. 7 viser typisk avtagning i linearitet for forsterkningenjVed lave inngangsnivåer med tidligere kjente anordninger slik som den vist i fig. 5. Aksen 13 angir utgangsnivået i dB, og

jaksen 14 representerer inngangsnivået i (dB).

Fig. 8 viser operasjonen av både gjennomsnittstoppsteilhet-stavelsesmessig kompandering anvendt ifolge den foreliggende oppfinnelse og stavelsesmessig kompandering i den tidligere

kjente teknikk for et analogt inngangssignal hvis kvadratiske

•—middelverdispenning (RMS) er konstant, men som har storre vari-asjoner i steilhet over en enkelt syklus. Den stavelsesmessige kompandering som vist med henvisningstallet 65, justerer trinnstorrelsen tilnærmet proporsjonalt med gjennomsnittssteilheten over den stavelsesmessige tidskonstanten, og således er trinnstorrelsen ikke av tilstrekkelig verdi til å folge hoy-steilhets-regionene av signalet med lav distorsjon. Et sys-

tem med gjennomsnittstoppsteilhetskompandering som i den~ovenfor nevnte utforelse, kan endre trinnstorrelsen innenfor signalperioden og kan derfor justere trinnstorrelsen til å folge de oyeblikkelige hoye regioner med minimal distorsjon.

Fig. 9 viser rekonstruksjonstrinnstorrelsen for gjennomsnittstoppsteilhetskompandering ifolge den foreliggende oppfinnelse sammenliknet med tidligere kjent stavelsesmessig kompandering. I diagrammet i fig. 9 angir linjen 10 omhyllingskurven for inngangssignalet, linjen 11 angir rekonstruksjonstrinnstorrelsen for gjennomsnittstoppsteilhetskompandering, og linjen 12 angir rekonstruksjonstrinnstorrelsen for stavelsesmessig kompandering.

Man vil forstå fra det ovenfor angitte at den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en betydelig forbedring over tidligere kjente anordninger. Ved å innstille kompandparametrene slik at kompanderingen styrer rekonstruksjonstrinnstorrelsen til gjennomsnittstoppsteilhet, overstiger den totale ytelse ytelsen for deltamodulasjonssystemer med stavelsesmessig eller oyeblikkelig kompandering.

Ifolge en modifikasjon av den ovenfor angitte utforelse kan kompanderingen anordnes til å detektere flere eller færre enn fire databits ved å endre antallet bits i skiftregisteret 24 jog folgelig kompandlogikkenheten 27. Den anti-logaritmiske j omformeren bor også omfatte en resistiv anordning som er i

Jstand til å frembringe et antall binære funksjoner med forskjellige steilheter, som tilnærmer den kontinuerlige anti-logaritmiske funksjon i ovenfor nevnte utforelse, men en slik modifikasjon ville komplisere anordningen unodvendig. Naturligvis kan spenningsnivåer og frekvenser også varieres for å passe til spesielle anvendelser av anordningen. Utforelsen som er beskrevet ovenfor, finner spesiell anvendelse i et digitalt PABX-telefonsystem.

Claims (11)

1. Kompandert deltakodek for A/D- eller D/A-omforming, karakterisert ved at det analoge signalet tilnærmes ved hjelp av et rekonstruksjonssignal som omfatter en serie av forskjellige positive og negative steilheter, hvor nevnte kodek har detekteringsmidler til å detektere nærværet av spesielle sekvenser av bits i den digitale bitstrommen ved nevnte kodek, og midler som er folsomme for nevnte detekteringsmidler for tilveiebringelse av et kompandsignal som er avhengig av nærværet eller fraværet av nevnte spesielle sekvenser av bits, hvor nevnte kompandsignal modulerer nevnte rekonstruksjonssignal på den måte som tilveiebringer gjennomsnittstoppsteilhetskompandering som angitt ovenfor.

2. Kompandert deltakodek for A/D- eller D/A-omforming, karakterisert ved at det analoge.signalet tilnærmes ved hjelp av et rekonstruksjonssignal som omfatter en serie av forskjellige positive og negative steilheter, hvor nevnte kodek har en kompandsloyfe innbefattende detekteringsmidler til å detektere nærværet av spesielle sekvenser av bits i den digitale bitstrommen ved nevnte kodek, og midler, folsomme for nevnte detekteringsmidler, for å gi et kompandsignal, hvilke midler innbefatter signalgenereringsmidler for generering av et signal som oker ved nærvær av nevnte spesielle sekvenser, og minsker ved fravær av nevnte spesielle sekvenser, og en omformer for mottakelse av nevnte signal og tilveiebringelse av et utgangssignal som er stort i sett en antilogaritmisk funksjon av det mottatte signalet, hvor, forholdet mellom stigningen i nevnte signal og fallet i nevnte {signal er i området 30:1 til 500:1, hvor nevnte utgangssignal er nevnte kompandsignal som modulerer nevnte rekonstruksjonssignal, som bevirker rekonstruksjonssignalet til å endre verdi mot verdien av det analoge signalet under hver bitperiode, hvor stigningshastigheten for nevnte kompandsignal er i området 0,25 dB pr. bitperiode til 3,0 dB pr. bitperiode.

3. Kodek som angitt i krav 2, karakterisert ved at nevnte signalgenereringsmidler omfatter en strompulsenhet som gir en strom til å oke spenningen på en kondensator ved deteksjon av nevnte spesielle sekvenser og en strom til å minske spenningen på nevnte kondensator ved fravær av nevnte deteksjon, hvor forholdet mellom strommen for å oke spenningen og strommen for å minske spenningen er i nevnte~ område på 30:1 til 500:1.

4. Kodek som angitt i krav 2, karakterisert ved at de spesielle sekvensene av bits er fire "enere" eller fire "nuller", og at nevnte kodek opereres fra et klokke-signal med frekvens i stbrrelsesorden 64 kHz.

5. Kompandert deltakodek for A/D- eller D/A-omforming, karakterisert ved at det analoge signalet tilnærmes ved hjelp av et rekonstruksjonssignal som omfatter en serie av forskjellige positive og negative steilheter, hvor nevnte kodek har en kompandsloyfe som innbefatter detekteringsmidler til å detektere nærværet av spesielle sekvenser av bits i den digitale bitstrommen ved nevnte kodek, og midler som er folsomme for nevnte detekteringsmidler for å gi et kompandsignal, hvilke midler innbefatter signalgenereringsmidler for generering av et signal som oker ved nærværet av nevnte spesielle sekvenser og minsker ved fraværet av nevnte spesielle sekvenser, og en omformer for å motta nevnte signal og tilveiebringe et utgangssignal som er stort sett en antilogaritmisk funksjon av det mottatte signal, hvor forholdet mellom stigningen i nevnte signal og fallet i nevnte signal er i området 50:1 til 200:1, hvor nevnte utgangssignal er nevnte kompandsignal som modulerer nevnte rekonstruksjonssignal,som jbevirker rekonstruksjonssignalet til å endre i verdi mot verdien av nevnte analoge signal under hver bitperiode, hvor hastigheten av stigningen i nevnte kompandsignal er i området 0,5 dB pr. bitperiode til 1,5 dB pr. bitperiode.

6. Kodek som angitt i krav 5, karakterisert ved at nevnte signalgenereringsmidler omfatter en strompulsenhet som gir en strom til å oke spenningen på en kondensator ved deteksjon av nevnte spesielle sekvenser og en strom til å minske spenningen på nevnte kondensator ved fravær av nevnte deteksjon, hvor forholdet mellom strommen for å oke spenningen og strommen for å minske spenningen er i området 50:1 til 200:1.

7. Kodek som angitt i krav 5, karakterisert ved at de spesielle sekvensene av bits er fire "enere" eller fire "nuller", og at nevnte kodek opereres fra et klokke- signal med frekvens i storrelsesorden 64 kHz.

8. Kompandert deltakodek for A/D- eller D/A-omforming, karakterisert ved at det analoge signalet tilnærmes ved hjelp av et rekonstruksjonssignal som omfatter en serie av forskjellige positive og negative steilheter, hvor nevnte kodek har en kompandslbyfe som innbefatter detekteringsmidler til å detektere nærværet av spesielle sekvenser av bits i den digitale bitstrommen ved nevnte kodek, og midler som er folsomme for nevnte detekteringsmidler for å tilveiebringe et kompandsignal, hvilke midler innbefatter signalgenereringsmidler for generering av et signal som oker ved nærvær av nevnte spesielle sekvenser og minsker ved fraværet av nevnte spesielle sekvenser, og en omformer for mottakelse av nevnte signal og tilveiebringelse av et utgangssignal som er stort sett en antilogaritmisk funksjon av det mottatte signal, hvor forholdet mellom stigningen i nevnte signal og fallet i nevnte signal er i størrelsesorden 100:1, hvor nevnte utgangssignal er nevnte kompandsignal som modulerer nevnte rekonstruksjonssignal, og som bevirker rekonstruksjonssignalet tL1 å endre i verdi mot verdien av nevnte analoge signal under hver bitperiode, hvor-stigningshastigheten i nevnte kompandsignal er av størrelsesorden 0,7 dB pr.- bitperiode. i

9. Kodek som angitt i krav 8, karakterisert J v e d at de spesielle sekvensene av bits er fire" enere" eller fire "nuller", og at nevnte kodek opereres fra et klokke-signal med frekvens i størrelsesorden 64 kHz.

10. Kodek som angitt i krav 9, karakterisert ved at nevnte signalgenereringsmidler omfatter en strompulsenhet som tilveiebringer en strom til å oke spenningen på en kondensator ved deteksjon av nevnte spesielle sekvenser, og en strom til å minske spenningen på nevnte kondensator ved fravær av nevnte deteksjon, hvor forholdet mellom strommen for å oke spenningen og strommen for å minske spenningen er i størrelses-orden 100:1.

11. Kompandert deltakodek for A/D- eller D/A-omforming,"karakterisert ved at det analoge signalet tilnærmes ved hjelp av et rekonstruksjonssignal som omfatter en serie av forskjellige positive og negative steilheter, hvor nevnte kodek innbefatter i kombinasjon: (a) et firebits skiftregister for sekvensmessig å motta hver databit i den digitale bitstrommen ved nevnte kodek og klokke bitene sekvensmessig gjennom denne med en klokkefrekvens på ca. 64 kHz, og (b) en logisk enhet for å bestemme når fire "enere" eller fire "nuller" fremkommer i nevnte skiftregister under enhver klokkeperiode, og (c) en strompulsenhet for å tilfore en strom til å lade en kondensator under hver klokkeperiode når fire "enere" eller fire "nuller" detekteres og tilfore en strom til å utlade nevnte kondensator under hver klokkeperiode når det ikke er noen detektering, hvor forholdet mellom nevnte ladéstrom og nevnte utladningsstrom er ca. 100:1, og (d) en antilogaritmisk omformer for mottakelse av spenningssignalet som er utviklet over kondensatoren, og tilveiebringe et utgangssignal som er en antilogaritmisk funksjon av det mottatte signalet, hvor stigningshastigheten i nevnte utgangssignal er ca. 0,7 dB pr. klokkeperiode, og (e) en pulsamplitudemodulator for mottakelse av utgangssignalet fra nevnte antilogaritmiske omformer, og et signal fra | . nevnte logiske enhet for å skille mellom hvorvidt fire I I "enere" eller fire "nuller" fremkommer i nevnte skiftregister, og (f) et integreringsnettverk for mottakelse av utmatning fra nevnte pulsamplitudemodulator og tilveiebringelse av nevnte rekonstruksjonssignal og enten (g) en komparator for å sammenlikne nevnte rekonstruksjonssignal med det analoge signalet i tilfellet hvor nevnte - kodek anvendes for A/D-omforming, hvor nevnte komparator klokkes med nevnte klokkefrekvens og tilveiebringer en digital bitutmatning under hver klokkeperiode avhengig av hvilket av nevnte rekonstruksjonssignal eller analoge signal som er det storste, eller (h) et filternettverk for å utjevne plutselige endringer i nevnte rekonstruksjonssignal i det tilfellet hvor nevnte kodek anvendes som en D/A-omformer.