NO336899B1 - Hurtig adaptiv effektkontroll for et variabelt multiratekommunikasjonssystem. - Google Patents

Abstract

Anordninger og fremgangsmåter for å regulere sendereffekt i et trådløst kommunikasjonsanlegg som benytter tidsdelt duplex (TDD) hvori brukerdata blir prosessert som et variabel takt signal som har en første takt og hvor brukerdatasignalet som har den første takten blir konvertert til et datasignal for sending som har en andre raskere takt for sending fra en sender i en senderstasjon og ved at sendeeffekten blir regulert ved å bruke en skaleringsfaktor for sending basert på kvalitet av data mottatt av en mottaker i en mottakerstasjon. Oppfinnelsen omfatter å bestemme skaleringsfaktoren for sending som en funksjon av både den første og den andre takten slik at en forandring i signaltakten for brukerdata eller takten for det sendte datasignalet som er kompensert for på forhånd av en datakvalitetsbasert justering assosiert med slik datataktforandring.

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører effektregulering for brukerutstyr som omfatter en sendekrets og fremgangsmåte for å bestemme et sendeeffektnivå med et brukerutstyr.

Forskjellige fremgangsmåter for effektregulering i trådløse kommunikasjonsanlegg er velkjent innenfor fagområdet. Et eksempel på et effektregulert sendersystem i åpen sløyfe og for et ett-trinns dataanlegg er vist i fig. 1. Et eksempel på effektregulert senderutstyr i lukket sløyfe og med ett-trinns data er vist i fig. 2.

Formålet for begge disse anordninger er å kunne variere sendereffekt raskt i nærvær av en overføringskanal med fading og tidsvarierende forstyrrelse for å kunne minimalisere den anvendte sendereffekt samtidig som det sikres at data mottas i den fjerntliggende enden med mottagbar kvalitet. I en digital utførelse blir sendereffekten typisk variert ved å påføre en varierende skalafaktor på vedkommende digitale data, i motsetning til for eksempel å variere forsterkningen for en høyfrekvensforsterker.

I kommunikasjonsanlegg av kjent type slik som ved slike systemer som tredje generasjons partnerskapsprosjekt (3GPP), tidsdelt dupleks (TDD) og frekvensdelt dupleks (FDD) blir flere kanaler med variabel datahastighet kombinert for overføring. Fig. 3 og 4 viser da tidligere kjent henholdsvis åpent og lukket effektregulert overføring. Bakgrunnsspesifiseringsdata for slike systemer kan finnes i 3GPP TS 25.223 v3.3.0, 3GPP TS 25.222 v3.2.0, 3GPP TS 25.224 v3.6 og volum 3 spesifiseringer for luftgrensesnitt for 3G flersy stem versjon 1.0, revisjon 1.0 ved Association of Radio Industries Businesses (ARIB).

Slike åpne og lukkede effektreguleringssystemer for variable flertrinns trådløse kommunikasjonsanlegg reagerer forholdsvis langsomt på datahastighetsforandringer, hvilket da fører til lavere enn optimal adferd i sammenheng med for høy sendereffekt og mottatte signaler under fastlagt kvalitetsgrense. Det vil da være ønskelig å frembringe fremgangsmåte og utstyr for rask effektstyrt tilpasning ved datahastighetsforandringer og som da vil føre en mer optimal driftsfunksjon.

En fremgangsmåte kan være å regulere sendereffekt i et trådløst kommunikasjonsanlegg hvor da brukerdata behandles som et flertrinns signal med en matehastighet N(t) og hvor brukerens datasignal ved en hastighet N(t) omformes til et overføringsdatasignal med en raskere hastighet M(t) for overføring. Overføringseffekten blir justert på en forholdsvis langsom basis grunnlagt på datakvaliteten for de data som mottas av en mottager for de overførte data. Sendereffekten fastlegges som en funksjon av N(t)/M(t) slik at en forandring i datahastigheten i brukerens datasignal eller datahastigheten for det overførte datasignal kompenseres for på forhånd ut i fra en datakvalitet basert på justering i samsvar med slik datahastighetsforandring. Fortrinnsvis blir brukerdatasignalet med en hastighet M(t) omformet til vedkommende overføringsdatasignal ved en høyere hastighet M(t) ved å gjenta valgte databitenheter hvor forholdet mellom energien pr. bitenhet og støyspekterets energidensitet økes i det overførte datasignal.

Denne fremgangsmåte kan anvendes enten i åpent eller lukket effektreguleringssystem hvor en skalafaktor benyttes for å regulere utsendt effekt. Ved iverksetting av oppfinnelsen for en sender i enten åpent eller lukket system, blir fortrinnsvis

■ J( N( t) I M( t)) anvendt som skalafaktor.

Fremgangsmåten kan anvendes på et effektreguleringssystem med åpen sløyfe og hvor senderen mottar et referansesignal, og referansesignalets effektdata, målte forstyrrelseseffektdata og data som angir forhold mellom målsignal og forstyrrelse (SIR), hvor disse SIR-data er basert på forholdsvis langsomt samlede data angående mottatt signalkvalitet. Senderen måler referansesignalet for å bestemme tilsvarende mottatt signaleffekt og beregner et forplantningsbanetap basert på det mottatte referansesignals effektdata og den fastlagte referansesignaleffekt. Senderen beregner så skalafaktoren basert på det beregnede banetap, målte mottatte referanseeffektdata, de tilsiktede SIR-data og J( N( t)/ M( t)) .

Denne fremgangsmåte kan også anvendes på et system med lukket sløyfe, hvor da senderen utnytter opptrinns/nedtrinns-data generert av mottageren og beregner skalafaktoren basert på vedkommende opptrinns/nedtrinns-data samt - J( N( i) l M( t)). Fortrinnsvis blir disse opptrinns/nedtrinns-data generert av mottageren ved å kombinere målt referanseeffektdata for det signal som mottas fra senderen med data som angir forholdet mellom tilsiktet signal og forstyrrelsesnivå (SIR) basert i det minste delvis på relativt langsomt oppsamlede data som gjelder mottatt signalkvalitet. Disse målsatte SIR-data blir fortrinnsvis beregnet ved å multiplisere nominelle målsatte SIR-data basert på langsomt oppsamlede data angående mottatt signalkvalitet ganget med en faktor N(t)/M(t) slik at de målsatte SIR-data raskt kan justeres når en forandring i datahastighet finner sted.

Videre beskrives en sender for et trådløst kommunikasjonsanlegg hvor brukerdata behandles som et flertrinns signal med en hastighet N(t) og hvor brukerdatasignalet har en hastighet N(t) som omformes til et overføringsdatasignal med en raskere hastighet M(t) for overføring. Senderens tilsendte effekt justeres på relativt langsom basis ved å påføre en skalafaktor på sendereffekten, basert på kvaliteten av de data som mottas av en mottager som tar i mot de utsendte data. Senderen omfatter en omformer for omforming av datasignalhastigheten og som da øker brukerdatasignalhastigheten N(t) til en høyere dataoverføringshastighet M(t) og en prosessor for å beregne skalafaktor for overføringseffekten og som delvis er basert på data som genereres av mottageren og som har sammenheng med kvaliteten av de mottatte data. Omformeren for datasignalhastighet har sammenheng med prosessoren på en slik måte at prosessoren beregner overføringseffektens skalafaktor som en funksjon av N(t)/M(t), hvorved da en forandring i datahastigheten for brukerdatasignalet eller hastigheten av transmisjonsdatasignalet kompenseres for på forhånd ved en mottagers datakvalitet basert på justering som har sammenheng med slik datahastighetsforandring.

Fortrinnsvis omformer denne datahastighetsomformer brukerdatasignalet med en hastighet på N(t) til et overføringsdatasignal med en høyere hastighet M(t) ved å gjenta valgte databitenhet slik at energien pr. bitenhet i forhold til støyspekterets effektnivå økes i det overførte datasignal.

Senderen kan konfigureres som en del et reguleringssystem med åpen sløyfe hvor da senderen mottar fra mottageren av de utsendte data: et referansesignal, referansesignalets effektdata, målte data for forstyrrelseseffekt samt forholdet mellom målsatt signal og forstyrrelsesnivå (SIR), hvor disse SIR-data er basert på relativt langsomt oppsamlede kvalitetsdata for det mottatte signal. Senderen omfatter som sådan en signalmålende innretning som da måler mottatt referansesignaleffekt, samt kretser for å behandle banetap og som da beregner et banetap basert på de mottatte referansesignaleffektdata og den målte mottatte referansesignaleffekt. Senderens prosessors beregner så overføringseffektens skalafaktor basert på de beregnede banetap, de mottatte måledata som gjelder forstyrrelseseffekt, de målsatte SIR-data og J( N( t)/ M( t)).

Senderen kan også konfigureres som en del av dette anlegg ved effektregulering i lukket sløyfe, hvor senderen mottar opptrinns/nedtrinns-data fra mottageren av de overførte data. Som sådan beregner senderens prosessor overføringseffektens skalafaktor basert på de mottatte opptrinns/nedtrinns-data og - J( N( t)/ M( t)) .

Videre beskrives også en dataoverføringsanordning med effektregulering i lukket sløyfe for et trådløst kommunikasjonsanlegg hvori brukerdata behandles som et flertrinns signal med datahastighet N(t), hvor brukerdatasignalet i den hastighet N(t) omformes til et overføringsdatasignal med en høyere hastighet M(t) for dataoverføring og hvor overføringseffekten justeres ved å påføre en skalafaktor som respons på vedkommende opptrinns/nedtrinns-data. Anlegget omfatter en mottager som mottar det overførte datasignal med datahastigheten M(t) og genererer vedkommende opptrinns/nedtrinns-data. Mottageren har en hastighetsomformer for datasignalet og som da senker datahastigheten for de mottatte overføringsdata ved hastigheten M(t) for å frembringe et brukerdatasignal med en lavere datahastighet på N(t), en datakvalitetsmålende innretning for å måle datakvaliteten på brukerdatasignalet, samt kretser for å beregne opptrinns/nedtrinns-data delvis basert på den målte datakvalitet for brukerdata. Datahastighetsomformeren står i forbindelse med kretsene for å frembringe hastighetsdata, slik at disse kretser beregner opptrinns/nedtrinns-data som en funksjon av N(t)/M(t), på en slik måte at en forandring i brukerdatasignalets hastighet eller hastigheten av overføringsdatasignalet blir kompensert for på forhånd ut i fra en datakvalitetsbasert justering som er i samsvar med slik datahastighetsforandring.

Utstyret omfatter også fortrinnsvis en sender med en datahastighetsomformer som omformer brukerdatasignalet med en hastighet N(t) til et overføringsdatasignal med en høyere hastighet M(t) ved å gjenta valgte databitenheter slik at energien pr. bitenhet heves i forhold til støyspekterets densitetsnivå økes i det overførte datasignal.

I en utførelse har mottageren en støymålende innretning for å måle effekten i et støysignal som mottas sammen med datasignalet med overføringshastighet M(t). Den datakvalitetsmålende innretning avgir da nominelle målsatte SIR-data basert på relativt langsomt oppsamlede kvalitetsdata med hensyn til det mottatte datasignalet. Mottagerkretsene beregner opptrinns/nedtrinns-data ved å kombinere målte interferens-støydata for det signal som mottas fra senderen med forholdet mellom SIR-data basert på forholdet mellom det målsatte signal og interferensstøy, og som beregnes ved å multiplisere de nominelle målsatte SIR-data med en faktor lik N(t)/M(t) slik at de måltilsiktede SIR-data blir raskt oppdatert når en forandring i datahastighet opptrer.

Gjeldende oppfinnelse for brukerutstyr er beskrevet i uavhengige krav 1, og for fremgangsmåte i uavhengige krav 7.

Andre formål og fordeler vil klart fremgå for vanlig fagkyndige på området ut i fra den følgende beskrivelse av for tiden foretrukne utførelser av oppfinnelsen som beskrevet i de avhengige kravene. Fig. 1 er en skjematisk fremstilling av et vanlig kjent reguleringssystem med åpen sløyfe for ett-trinns trådløs kommunikasjon. Fig. 2 er en skjematisk fremstilling av et vanlig reguleringssystem med lukket sløyfe for ett-trinns trådløs dataoverføring. Fig. 3 er en skjematisk fremstilling av et vanlig kjent reguleringssystem med åpen effektsløyfe for flertrinns variabel trådløs dataoverføring. Fig. 4 er en skjematisk fremstilling av et vanlig kjent effektreguleringssystem med lukket sløyfe for variabel flertrinns trådløs dataoverføring. Fig. 5 er et blokkskjema som angir ett-trinns dataomforming fra 6 til 8 bitenheter pr. blokk ved bruk av gjentagelse. Fig. 6 er et blokkskjema for nedtrinnsdataoverføring for gjentatte data fra 8 til 6 bitenheter pr. blokk. Fig. 7 er en skjematisk skisse som viser et raskt tilpassbart effektreguleringssystem med åpen sløyfe for variabel flertrinns trådløs datakommunikasjon utført i samsvar med foreliggende oppfinnelse. Fig. 8 er en skjematisk skisse som viser et raskt tilpassbart effektreguleringssystem i lukket sløyfe for variabel flertrinns trådløs dataoverføring og utført i samsvar med foreliggende oppfinnelse.

Vanlige effektreguleringsmetoder for trådløse anlegg, slik som 3G PP utviser såkalte indre og ytre reguleringssløyfer. Dette effektreguleringssystem kan betegnes som enten åpent eller lukket alt etter som den indre sløyfe er åpen eller lukket. De ytre reguleringssløyfer er i begge disse systemtyper lukkede sløyfer.

Viktige deler av et effektreguleringssystem med åpen sløyfe har en "sendende" kommunikasjons stasjon 10 og en "mottagende" kommunikasjonsstasjon 30, slik som vist i fig. 1. Begge disse stasjoner 10, 30 er faktisk en kombinasjon av sender og mottager. Vanligvis er den ene en basisstasjon og den andre en type brukerutstyr UE. For oversiktens skyld er bare utvalgte viktige komponenter vist.

Senderstasjonen 10 omfatter en sender 11 med en datalinje 12 som transporterer et brukerdatasignal som skal sendes ut. Dette brukerdatasignal er påført et ønsket effektnivå, som da kan justeres ved å påføre en sendereffekt-skalafaktor fra en utgang 13 på en prosessor 15 for å justere det utsendte effektnivå. Brukerdata sendes ut fra en antenneanordning 14 i senderen 11.

Et trådløst radiosignal 20 som inneholder de data som skal overføres mottas av mottagerstasjonen 30 over en mottagende antenneanordning 31. Denne mottagende antenneanordning vil også motta forstyrrende radiosignal er 21 som forringer kvaliteten av de mottatte data. Mottagerstasjonen 30 omfatter da en måleanordning 32 som måler forstyrrelseseffekt og som tilføres det mottatte signal, slik at denne innretning 32 på utgangssiden kan avgi måleverdier for forstyrrelseseffektdata. Mottagerstasjonen 30 omfatter også en kvalitetsmålende innretning 34, som også tilføres det mottatte signal, og hvorfra innretningen 30 frembringer et datakvalitetssignal. Denne datakvalitetsmålende innretning 34 er sammenkoblet med en databehandlingsinnretning 36 som da mottar vedkommende signalkvalitetsdata og beregner et tilsiktet forhold mellom signal og støy (SIR) basert på en brukerdefinert kvalitetsstandardparameter som mottas gjennom en inngang 37.

Mottagerstasjonen 30 omfatter også en sender 38 som er koblet sammen med den innretning 32 som måler forstyrrelseseffekt og den prosessor 36 som genererer målsatt SIR. Mottagerstasjonens sender 38 omfatter også innganger 40, 41, 42 for henholdsvis brukerdata, referansesignal og referansesignalets utsendte effektdata. Mottagerstasjonen 30 sender ut sine brukerdata og reguleringsrelaterte data samt referansesignal over en tilsluttet antenneanordning 39.

Senderstasjonen 10 omfatter en mottager 16 og en tilordnet mottagerantenneanordning 17. Sender stasjonens mottager 16 mottar det radiosignal som sendes ut fra mottagerstasjonen 30 og som omfatter mottagerstasjonens brukerdata 44 og reguleringssignal samt data 45 som genereres av mottagerstasjonen 30. Senderstasjonens prosessor 15 står i forbindelse med senderstasjonens mottagerl6 for det formål å beregne sendereffektens skalafaktor. Senderen 11 omfatter også en innretning 18 for å måle mottatte referansesignaleffekt, idet denne innretning 18 står i forbindelse med kretsene 19 for beregning av forplantningsbanetap.

For å kunne beregne skalafaktor for den utsendte effekt, mottar prosessoren 15 data fra en datainngang 22 for målsatte SIR-data, og som fører de målsatte SIR-data som er frembrakt av mottagerstasjonens prosessor 36 for å frembringe målsatt SIR, en forstyrrelseseffekt-datainngang 23 som fremfører de forstyrrelsesdata som er frembrakt på mottagerstasjonens anordning 32 for måling av forstyrrelseseffekt, og en inngang 24 for banetapsdata og som fremfører et banetapssignal som utgjør utgangssignalet fra kretsene 19 for beregning av banetap. Det banetapssignal som genereres av kretsen 19 for beregning av banetap ut i fra data som mottas via datainngangen 25 for å motta referansesignal som angir utsendt effekt, og som fremfører de referansesignal-sendereffektdata som skriver seg fra målestasjonen 30, samt en inngang 26 for målt referansesignaleffekt og som fremfører utgangen fra den innretning 18 i senderen 11 som måler referansesignaleffekt. Den referansesignalmålende innretning 18 er koblet til senderstasjonens mottager 16 for å måle effekten i det referansesignal som mottas fra mottagerstasjonens sender 38. De kretser 19 som beregner banetap bestemmer fortrinnsvis forplantningsbanetapet basert på forskjellen mellom den kjente referansesignaleffektsstyrke som meddeles av inngangen 25 og den målte mottatte effektstyrken som tilføres over inngangen 26.

Forstyrrelseseffektdata, referansesignaleffektdata og målsatte SIR-verdier signaloverføres til senderstasjonen 10 ved en datahastighet vesentlig lavere enn tidsvariasjonshastigheten for forplantningskanalen og forstyrrelsene. Den "indre" sløyfe er den del av systemet som er basert på det målte grensesnitt. Utstyret anses å befinne seg i "åpen sløyfe" på grunn av at det ikke er noen tilbakekobling til algoritmen i den hastighet som kan sammenlignes med tidsvariasjonshastigheten for forplantningskanalen og forstyrrelsene, som da angir hvor godt anslått minsteverdien for den påkrevde overføringseffekt er. Hvis det påkrevde sendereffektnivå forandres raskt, så vil utstyret ikke kunne reagere i samsvar med dette for å justere skalafaktoren i samsvar med den tid variasjonene tar.

Med hensyn til den ytre sløyfe i effektreguleringsanordningen med åpen sløyfe i henhold til fig. 1, nemlig i den fjerntliggende mottagerstasjon 30, blir kvaliteten av de

mottatte data vurdert via måleinnretningen 34. Typiske mål for den digitale datakvalitet er bitfeiltakten og blokkfeiltakten. Beregningen av disse måleverdier krever data som er samlet over disse tidsperioder som er vesentlig lenger enn den typiske variasjonsperiode for den tidsvarierende forplantningskanal og forstyrrelsesnivået. For en hvilken som helst gitt måleverdi vil det foreligge en teoretisk sammenheng mellom måleverdien og den mottatte SIR. Når tilstrekkelig data er blitt samlet opp i den fjerntliggende mottager for å evaluere måleverdien, blir denne beregnet og sammenlignet med den ønskede måleverdi (som representerer den ønskede tjenestekvalitet) i prosessoren 36 og en oppdatert målsatt SIR blir så avgitt på utgangssiden. Denne oppdaterte målsatte SIR er da den verdi (i teorien) som når den påføres den indre sendersløyfe, vil bringe den målte verdi til å konvergere mot den ønskede verdi. Endelig blir den oppdaterte målsatte SIR overført via mottagerstasjonens sender 38 og mottagerstasjonens mottager 36 til senderen 11 for bruk i dens indre sløyfe. Den oppdaterte hastighet for målsatt SIR er begrenset av den tid det kreves for å akkumulere vedkommende kvalitetsverdi innenfor statistiske og praktiske begrensninger med hensyn til signaleringstakten til den effektregulerte sender.

Det skal nå henvises til fig. 2, hvor det er vist et kommunikasjonsanlegg med en senderstasjon 50 og en mottagerstasjon 70 som benytter en effektreguleringsanordning med lukket sløyfe.

Senderstasjonen 50 omfatter en sender 51 med en dataforbindelse 52 som overfører et brukerdatasignal for utsendelse. Dette brukerdatasignalet er påført et ønsket effektnivå som kan justeres ved å påføre en sendereffekt-skalafaktor fra en utgang 53 på en prosessor 55 for å justere effektnivået. Brukerdata overføres via en antenneanordning 54 for senderen 51.

Et trådløst radiosignal 60 som inneholder de overførte data mottas av mottagerstasjonen 70 over mottagerantenneanordning 71. Denne mottagerantenneanordningen vil også motta forstyrrende radiosignaler 71 som påvirker kvaliteten av de mottatte data. Mottagerstasjonen 70 omfatter en måleinnretning 72 for å måle forstyrrelseseffekt og som tilføres det mottatte signal samt avgir målte SIR-data på sin utgangsside. Mottagerstasjonen 70 omfatter også en måleinnretning 74 for å måle datakvalitet og som også mottar det tilførte signal samt medbringer et datakvalitetssignal på grunnlag av dette. Den datakvalitetsmålende innretning 74 er sammenkoblet med en prosessor 76 som mottar vedkommende signalkvalitetsdata og beregner et måltilsiktet signal/forstyrrelse-forhold (SIR) basert på en brukerdefinert kvalitetsstandardparameter som mottas gjennom en inngang 75.

En kombineringsinnretning 76, fortrinnsvis en subtraherer, sammenligner de målte SIR-data fra innretningen 72 med de beregnede målsatte SIR-data fra prosessoren 74, fortrinnsvis ved subtrahering, for å avgi et SIR-feilsignal på sin utgangsside. Dette SIR-feilsignal fra kombineringsenheten 72 utgjør da inngang til behandlingskretsen 77 som genererer opptrinns/nedtrinns-kommandoer basert på dette signal.

Mottagerstasjonen 70 omfatter også en sender 78 som er sammenkoblet med behandlingskretsene 77. Mottagerstasjonens sender 78 omfatter også en inngang 80 for brukerdata. Mottagerstasjonen 70 overfører sine brukerdata og de reguleringsrelaterte data over en tilordnet antenneanordning 79.

Senderstasjonen 50 omfatter en mottager 56 og en tilordnet mottagerantenneanordning 57. Senderstasjonens mottager 56 mottar det radiosignal som sendes ut fra mottagerstasjonen 70 og som omfatter mottagerstasjonens brukerdata 85 og de reguleringsdata 85 som genereres av mottagerstasjonen.

Senderstasjonens skalafaktor-prosessor 55 har en inngang 58 som står i forbindelse med senderstasjonens mottager 56. Denne prosessor 55 mottar vedkommende opp/ned-kommandosignal gjennom inngangen 58 og beregner sendereffektens skalafaktor på dette grunnlag.

Med hensyn til den indre sløyfe i effektreguleringsanordningens lukkede sløyfe innstiller senderstasjonens sender 51 sin sendereffekt basert på de høyhastighets-"opptrinns" og "nedtrinns"-kommandoer som genereres av den fjerntliggende mottagerstasjon 70.1 den fjerntliggende mottagerstasjonen 70 blir SIR for de mottatte data målt av måleinnretningen 72 og sammenlignet med den målsatte SIR-verdi som er frembrakt av prosessoren 74 via kombineringsenheten 76. Denne målsatte SIR er da den verdi (i teorien) som, forutsatt at data blir mottatt med denne verdi, fører til en ønsket tjenestekvalitet. Hvis den målte mottatte SIR er mindre enn den målsatte SIR, blir en "nedtrinns"-kommando utsendt fra behandlingskretsene 77 via mottagerstasjonens sender 78 og senderstasjonens mottager 76 til senderen 51, mens det ellers vil bli utsendt en "opptrinns"-kommando. Den effektregulerende anordning betraktes som "lukket sløyfe" på grunn av høyhastighetstilbakekoblingen for "opptrinns"- og "nedtrinns"-kommandoer som da kan reagere i sann tid på den tidsvarierende overføringskanal og forstyrrelsesnivå. Hvis det påkrevde sendereffektnivå forandres på grunn av tidsvarierende forstyrrelsesnivå og overføringsforhold, vil den raskt reagere og justere sendereffekten tilsvarende.

Med hensyn til den ytre sløyfe av effektreguleringsanordningen med lukket sløyfe blir kvaliteten av de mottatte data vurdert i mottagerstasjonen av måleinnretningen 73. Typiske måleverdier for digital datakvalitet er bitfeilhyppigheten og blokkfeilhyppigheten. Beregninger av disse måleverdier krever data som er samlet over tidsperioder som er vesentlig lengere enn variasjonsperiodene for overføringskanalen og forstyrrelsesnivået. For en hvilken som helst gitt måleverdi vil det foreligge en teoretisk sammenheng mellom den målte og mottatte SIR. Når tilstrekkelig data er blitt samlet opp i den fjerntliggende mottager for å evaluere den målgitte verdi, blir denne beregnet og sammenlignet med den ønskede måleverdi (som da representerer den ønskede tjenestekvalitet) ved hjelp av prosessoren 74 og den oppdaterte målsatte SIR avgis da på utgangssiden. Den oppdaterte målsatte SIR er da den verdi (i teorien) som når den benyttes i den mottatte algoritme vil bringe den målte måleverdi til å konvergere til den ønskede verdi. Den oppdaterte SIR blir så brukt i den indre sløyfe for å bestemme retningen av de opptrinns/nedtrinns-kommandoer som sendes i senderstasjonens effektskalagenererende prosessor 55 for å regulere den utsendte effekt fra senderen 51.

Fig. 1 og 2 viser effektregulerende anordninger for dataoverføringer med en enkelt datahastighet. I digitale kommunikasjonsanlegg kan imidlertid data behandles i blokker med en gitt bithastighet og gitt blokkstørrelse, eller alternativt, med et gitt antall bitenheter pr. blokk og en gitt blokkhastighet. I slike anlegg, for eksempel 3GPP FDD og TDD-systemer, kan da mer enn en datahastighet foreligge ved et gitt tidspunkt innenfor kommunikasjonsanlegget, og disse datahastigheter kan da variere over tid. Fig. 3 viser en modifisert effektreguleringsanordning med åpen sløyfe, og fig. 4 viser en modifisert effektreguleringsanordning med lukket sløyfe for trådløse anlegg som kommuniserer over flere datakanaler med variable datahastigheter.

For å tilpasses til flerkanals dataoverføring med variabel datahastighet, er det effektreguleringsutstyr med åpen sløyfe som er vist i fig. 1 modifisert på den måten som er angitt i fig. 3, for derved å omfatte en opp-omformer 27 i senderstasjonen 10 og en ned-omforme 47 i mottagerstasjonen 30.

Brukerdata for overføring er kombinert inn i et datasignal med en datahastighet N(t). Datastrømmen med datahastighet N(t) blir omformet til en datastrøm med en høyere hastighet M(t) ved hjelp av opp-omformeren 27 som har en utgang 28 som fører de overførte datasignaler med en hastighet M(t).

I mottagerstasjonen 30 har brukerdatasignalet med hastighet M(t) blitt mottatt og ned-omformet av omformeren 47 til den opprinnelige datahastighet N(t). Den forstyrrelsesmålende innretning 32 måler signalets forstyrrelsesnivå slik det mottas med sin høyere M(t)-hastighet. Den datakvalitetsmålende innretning 34 er koblet til brukerdatabanen nedstrøms for omformeren 47 og måler da datakvaliteten etter at signalet er blitt omformet nedover til hastigheten N(t).

For tilpasning til flerkanals dataoverføring med variabel datahastighet, er den effektreguleringsanordning med lukket reguleringssløyfe og som er vist i fig. 2 modifisert på den måte som fremgår av fig. 4, for derved å omfatte en opp-omformer 67 i senderstasjonen 50 og en ned-omformer 87 i mottagerstasjonen 70. Brukerdata for dataoverføring er kombinert inn i et signal med datahastighet N(t). Datastrømmen med datahastighet N(t) omformes da til en datastrøm med høyere hastighet M(t) ved hjelp av opp-omformeren 67 for data og som har en utgang 68 som fører det datasignal som skal overføres med datahastighet M(t).

Ved mottagerstasjonen 70 har brukerdatasignalet med hastighet M(t) blitt mottatt og ned-omformet av omformeren 87 til den opprinnelige datahastighet N(t). Den forstyrrelsesmålende innretning 72 måler signalets forstyrrelsesnivå slik det mottas med sin høyere M(t)-datahastighet. Den datakvalitetsmålende innretning 73 er koblet til brukerdatastrømmen nedstrøms for omformeren 87 og måler datakvaliteten etter at vedkommende data er blitt ned-omformet til N(t)-hastigheten.

I begge typer flerkanalssystemer med variabel datahastighet har brukerdatainngangen til senderen 11,51 for overføring til den fjerntliggende mottager 30, 70 den datahastighet som er angitt ved N(t), mens brukerdatautgangen fra den fjerntliggende mottager har samme datahastighet. Datahastigheten N(t) kan da utgjøres av flere datahastigheter over innbyrdes forskjellige datakanaler og som er blitt multiplekset for overføring over en felles bærerfrekvens. At N er en funksjon av (t) angir at vedkommende datahastighet kan variere, dvs. at den vil være forskjellig fra tid til annen, eller fra datablokk til datablokk. Årsaken til denne variasjon omfatter tillegg til eller fjerning av datakanaler og faktiske datahastighetsforandringer i eksisterende kanaler, slik det er typisk for pakketjenester.

Også i begge de to anordninger, som er vist i henholdsvis fig. 3 og 4, blir innenfor dataoverføringsbanen datahastigheten forandret fra N(t) til M(t) og forandres tilbake til N(t) i den fjerntliggende mottager. Datahastigheten N(t) er da brukerdatatakten, mens datahastigheten M(t) er den datahastighet som overføres trådløst, og disse kan være meget forskjellige fra hverandre.

I et 3GPP TDD-system er for eksempel M(t) det antall bitenheter innenfor en tidsramme på 10 msek. i et gitt antall tidsslisser og ortogonalt variable spredningsfaktorkoder ved gitte spredningsfaktorer. Det forhold at M er en funksjon av (t) angir at denne hastighetsverdi kan variere, hvilket vil si at den vil være forskjellig fra tid til annen, eller nærmere bestemt, fra tidsramme til tidsramme. Varierende M tilsvarer da variering av spredningsfaktorene og/eller antallet fysiske kanaler som anvendes pr. tidsramme, mens variasjonen av N tilsvarer en datahastighetsforandring i en eller flere transportkanaler. Datahastigheten M(t) tilsvarer da Ndataj bitenheter pr. 10 msek. Tidsramme og N(t) tilsvarer:

bitenheter pr. tidsramme på 10 msek. under den tid t hvor TFC/er virksom, hvor, slik som definert i 3GPP: Ny er antallet bitenheter i en radioramme før hastighetstilpasning på TrCH /' med

transportformatkombinasjonen j.

RMjer den halvstatiske hastighetstilpasningsattributt for TrCH /' som signaleres fra

høyere lag.

PL er den gjennomslagsgrense hvis verdi begrenser den grad av gjennomslag som kan anvendes for å minimalisere antallet fysiske kanaler og signaleres fra høyere lag.

Ndatajer det totale antall bitenheter som er tilgjengelig for en kodet kompositt TrCH

innenfor en radioramme med transformatkombinasjon j.

TFt( j) er transportformatet for TrCH i for transportformatkombinasjonen j.

TB eller transportblokk er definert som den grunnleggende dataenhet som utveksles mellom LI og MAC. Et ekvivalent uttrykk for transportblokk er da "MAC

PDU".

TBS eller transportblokksett er definert som et sett av transportblokker som utveksles mellom laget 1 og MAC og som ved samme tidspunkt bruker samme transportkanal.

TrCH eller transportkanal er betegnelse på de kanaler som tilbys av det fysiske lag til lag 2 for datatransport mellom enheter i laget 1 i samme nivå. Forskjellige typer transportkanaler er definert ut i fra hvorledes og med hvilke karakteristiske egenskaper data overføres på det fysiske lag, for eksempel enten det brukes tilordnede eller innbyrdes samme fysiske kanaler.

TF eller transportformat defineres som et format som tilbys av lag 1 til MAC for å

avgi et transportblokksett under et transmisjonstidsintervall eller en transportkanal. Transportformatet utgjøres av to deler, nemlig en dynamisk del og en halvstatisk del.

TFC eller transportformatkombinasjon er definert som kombinasjonen av de for tiden gyldige transportformater på alle transportkanaler, hvilket vil si et transportformat fra hver transportkanal.

TFCS eller transportformatkombinasjonssett er definert som et sett av

transportformatkombinasj oner.

MAC eller midlere tilgangskontroll er et underlag i radiogrensesnittlaget 2 som da yter ikke erkjent dataoverføringstjeneste på logiske kanaler eller tilgang til transportkanaler.

PDU eller protokolldataenhet er en dataenhet som er spesifisert i et (N)-protokollag og består av (N)-protokollstyringsinformasjon og eventuell (N)-brukerdata. Omformingen fra hastighet N(t) til hastighet M(t) utføres i transportstasjonen 10, 50 og Da i omformeren 26, 67 som utfører opp-omforming ved faktoren M(t)/N(t). Omforming av hastigheten fra hastighetsverdien M(t) tilbake til hastighetsverdien N(t) utføres i den fjerntliggende mottagerstasjonen 30, 70 og da i omformeren 47, 87 som påføres en ned-omforming ved faktoren N(t)/M(t).

I de to systemer som er vist henholdsvis i fig. 3 og 4, er hastigheten M(t) vist å være høyere enn hastigheten N(t). Dette er tilsiktet. En ikke tilsiktet virkning av hastighetsomforming oppover, og hvis dempning er et formål for foreliggende oppfinnelse, opptrer bare i forbindelse med opp-omforming ved gjentagelse i senderen, som da vil bli beskrevet nedenfor. Denne virkning finner ikke sted hvis N(t) = M(t) og virkningen er av en annen art i det tilfellet N(t) > M(t), som da ikke er gjenstand for denne oppfinnelse.

Opp-omformingen av en datahastighet kan iverksettes ved gjentagelse, dvs. at valgte bitenheter gjentas i en blokk med hastighetsverdi N inntil den inneholder samme antall bitenheter som en blokk med hastighetsverdi M og ved å utføre ned-omforming ved numerisk å kombinere de mottatte og gjentatte "myke" bitenheter. Opp-omformingen ved repetisjon er anskueliggjort i et eksempel som er vist i fig. 5, hvor Bi er den i"<te>"harde" bitenhet, hvilket vil si ± 1, i inngangssekvensen, og som er angitt for det forenklede tilfellet som går ut på øke datahastigheten fra seks til åtte bitenheter pr. blokk. I det angitte eksempel er to bitenheter, 2 og 5, gjentatt slik at blokkstørrelsen forandres fra seks til åtte bitenheter. I fig. 6, hvor b; + njutgjør en "myk" bitenhet, hvilket vil si en digital punktprøve inne i mottageren i den overførte bitenhet B; pluss støykomponenten njved tidspunktet j, viser en ned-omformingsprosess hvor inngangen består av åtte "myke" bitenheter. Mottatte "myke" bitenheter 2 og 3 blir numerisk summert til å danne en skalert versjon av de opprinnelige bitenheter 2 og 3, og på lignende måte blir de mottatte "myke" bitenheter 6 og 7 numerisk summert til å danne en skalert versjon av den opprinnelige bitenhet 5.

De bestemte gjentatte bitenheter som anvendes i eksempelet representerer jevn fordeling av gjentatte bitenheter, som i sammenheng med en innfelt programenhet utgjør et bestemt opplegg som brukes i et 3GPP-system. Valget av bitenheter som skal gjentas omfattes imidlertid ikke av foreliggende oppfinnelse.

Den ovenfor beskrevne fremgangsmåte for datahastighetsomforming utgjør en komponent av såkalt "hastighetstilpasning" som bruker gjentagelsesfunksjoner som anvendes i 3GPP TDD og FDD-systemer. Den har den fordel over den forenkleste fremgangsmåte som går ut på å sende (to i det foreliggende eksempel) ekstrabitenheter for å forandre datatakten, ved at energiforskj ellen mellom den opprinnelige kortere og den overførte lengere datablokk kan utnyttes for å forbedre signalkvaliteten. For å anskueliggjøre dette er det i det viste eksempel slik at de mottatte bitenheter 2 og 5 har det dobbelte energiinnhold pr. bitenhet av støyspekterets densitetsforhold (Eb/No) i forhold til de øvrige mottatte bitenheter. Denne fører til en samlet forbedring av bitfeilforekomsten og blokkfeilforekomsten for de mottatte data, sammenlignet med den verdi som disse kvalitetsmåleverdier ville hatt hvis vedkommende bitenheter ikke hadde blitt gjentatt og i stedet to ekstra betydningsløse bitenheter i stedet hadde blitt utsendt. Åtte energienheter er således brukt for å sende data som bare krever seks energienheter. Som en følge av dette oppnås virkningen av utilsiktet, men likevel øket transmisjonsenergi og virkningen av forbedret mottatt datakvalitet. Disse oppnådde virkninger kan da tilskrives foreliggende oppfinnelse.

Åpent og lukket effektreguleringssystem som vist i fig. 3 og 4 for variable flertrinns data er faktisk de samme som er vist i fig. 1 og 2 for en enkel datahastighet. Fig. 3 og fig. 4 representerer henholdsvis åpent og lukket effektreguleringssystem for et 3GPP TDD-kommunikasjonsanlegg. Effektreguleringsanordningen både med åpen og lukket sløyfe er imidlertid enn optimal når det gjelder de oppnådde virkninger av datahastighetsforandringer for variable flerhastighetsdata.

I det åpne sløyfesystem i fig. 3, hvor N(t) er lik M(t) i stabil tilstand og ved å ignorere variasjonen i en fadingkanal eller eventuelle variable støy forhold, vil den målsatte SIR-verdi falle til ro i et likevektspunkt som uttrykker den ønskede datakvalitet. Denne tilstand er av samme art som enkelthastighetseksempelet i fig. 1.1 et flerkanalsanlegg med variabel datahastighet, vil imidlertid ved visse tidspunkter inntreffe forandringer av t, N og/eller M. Som beskrevet ovenfor, vil i det tilfellet dette føre til en forbedring med hensyn til målte datakvalitetsverdi, mer energi enn det som faktisk er påkrevet blir sendt ut. Den ytre sløyfe, som arbeider ved forholdsvis lav hastighet, vil slutt detektere den forbedrede signalkvalitet og derpå senke den tilsiktede SIR for den indre sløyfe og redusere sendereffekten for å kompensere for det som oppfattes som for høy signalkvalitet. I mellomtiden vil senderen 11 ha brukt mer energi enn det som faktisk er nødvendig for å overføre vedkommende data (nemlig mer enn det som har vært nødvendig for å oppnå den påkrevde kvalitet). Når det gjelder en effektregulert senderstasjon med åpen sløyfe og som utgjøres av en batteridrevet mobilenhet (slik det kan være tilfellet i et 3GPP-system), vil da unødvendig batterieffekt bli brukt.

Slik den anvendes for effektregulering i åpen sløyfe ved variabel flertrinns datahastighet, er oppfinnelsen vist i fig. 7 hvor tilsvarende elementer er angitt med samme henvisningstall som i fig. 3. Som vist i fig. 7, oppretter senderstasjonens omformer 27 en ytterligere inngang 29 for den prosessor 15 som genererer skalafaktor. Gjennom inngangen 29 avgir omformeren et signal som tilsvarer ^( N( t) IM( t)) til prosessoren 15 som en faktor som skal benyttes for å beregne skalafaktoren for den utsendte effekt. Når den modifiserte skalafaktor påføres tilsendte data, bringer den følgelig den utsendte effekt til å justere ved faktoren:

for således umiddelbart å kunne kompensere for datahastighetsforandringer i N(t) eller M(t).

Denne modifiserte skalafaktor anvendes på samme måte som den vanlige skalafaktor som fastlegger sendereffekt, hvilket da kan utledes fra følgende ligning: hvor tilleggsleddene angir multipliseringsfaktorer uttrykt i dB. Som et praktisk forhold blir den tilleggsfaktor som anvendes ved genereringen av skalafaktoren ganske enkelt et annet uttrykk i ligningen ovenfor, som da i den ovenfor angitte form blir:

Hvor:

Ptser senderstasjonens sendereffektnivå angitt i decibel.

SIRtar<g>et blir fastlagt i mottagerstasjon.

Irser et mål på støyeffektnivået i mottagerstasjonen.

L er den anslåtte banetapsverdi i decibel for den aller sist overførte tidsspalte som banetapet er blitt anslått ut i fra.

Lo er langtidsmiddelverdien av banetapet angitt i decibel, og utgjøres da av den løpende middelverdi av det anslåtte banetap L.

KONSTANTVERDI utgjør et korreksjonsledd. Denne KONSTANTVERDI vil da korrigere for forskjeller mellom oppstrøms- og nedstrømskanaler, slik som for å kompensere for forskjeller mellom oppstrøms- og nedstrømsforsterkning. I tillegg kan KONSTANTVERDIEN kunne gi korreksjon hvis sendereffektens referansenivå i mottagerstasjonen blir utsendt i stedet for den faktisk utsendte effekt.

a er en aweiningsverdi som utgjør et kvalitetsmål for det anslåtte banetap og er fortrinnsvis basert på antallet tidsspalter mellom tidsspalten for det sist anslåtte banetap og den første tidsspalte av den kommunikasjon som sendes ut fra senderstasjonen. Verdien av a ligger mellom null og en. Hvis tidsdifferansen mellom tidsspaltene er

liten, så vil generelt det sist anslåtte banetap være temmelig nøyaktig og a innstilles da til en verdi nær inntil enerverdien. Hvis i motsetning tidsforskjellen er stor, så vil det anslåtte banetap ikke være nøyaktig og langtidsmiddelverdien for banetapsmålingen vil da høyst sannsynlig være en bedre anslått verdi for banetapet. a innstilles da følgelig til en verdi som ligger nærmere enerverdien. Ligningene 3 og 4 er da ligninger for å bestemme a.

hvor verdien D angir antallet tidsspalter mellom tidsspalten for den sist anslåtte banetapsverdi og den første tidsspalte i den overførte kommunikasjon som da vil bli betegnet som tidsslissforsinkelse. Hvis forsinkelsen er en tidsspalte, så vil a være lik en. Dmaxer den størst mulige forsinkelse. En typisk verdi for en dataramme med femten tidsspalter er da syv. Hvis forsinkelsen er Dmax, er a, er a lik null og Dmax-aiiowed er den maksimale tillatte tidsspalteforsinkelse for bruk av effektregulering i åpen sløyfe. Hvis forsinkelsen overskrider Dmax.auowed, blir effektreguleringen i åpen sløyfe effektivt slått av ved å innstille a = 0.

Da datahastighetene N(t) og M(t) forandres fra tid til annen, vil oppfinnelsesanordningen i fig. 7 kompensere for forandringen i påkrevd effekt, i motsetning til å vente på at en revidert målsatt SIR-verdi skal bestemmes av den ytre sløyfe for å kompensere for datahastighetsforandringen. For effektkontroll med åpen sløyfe vil således oppfinnelsen praktisk talt være i stand til å eliminere denne tidsperiode når det overførte signal blir utsendt med ekstra effekt på grunn av en datahastighetsforandring.

Med hensyn til det lukkede sløyfesystem i fig. 4 med N(t) lik M(t) i stabil tilstand, samtidig som variasjonen i en fadende kanal eller i en hvilken som helst variabel støystyrke ignoreres, vil den målsatte SIR-verdi falle til ro i et likevektspunkt som gir den ønskede datakvalitet. Dette er da av samme art som systemet i fig. 2 med bare en eneste datahastighet. Med variabel flerhastighetstilstand vil imidlertid N og/eller M forandres ved et visst tidspunkt t. Som beskrevet ovenfor, hvor dette førte til en forbedring av den målte datakvalitetsverdi, blir imidlertid mer energi enn det som faktisk er påkrevet bli sendt ut. Den målte SIR-verdi forandres imidlertid ikke med forandringer av N og M, fordi denne SIR-verdi er målt før ned-omformingen med den tilhørende økning av Eb/No (eller SIR) pr. gjentatt bitenhet. Da den ytre sløyfe arbeider ved en forholdsvis lav hastighet, vil på kort sikt de effektreguleringskommandoer som sendes tilbake til senderen ikke lenger være nøyaktige. Etter hvert vil imidlertid den ytre sløyfe detektere den forbedrede signalkvalitet og da beregne en lavere målsatt SIR-verdi for den indre sløyfe for derved å kompensere for det som oppfattes som for høy signalkvalitet. Når dette inntreffer, vil denne for lave målsatte SIR-verdi bli ført nedover for å grunnlegge opptrinns/nedtrinns-avgjørelsene og således redusere sendereffekten. Dette vil i sin tur føre til lavere påkrevd signalkvalitet ved mottageren. Til slutt vil den ytre sløyfe reagere på den degraderte signalkvalitet ved å angi en høyere målsatt SIR-verdi, og denne vil i stabil tilstand av systemet til slutt konvergere til det korrekte effektnivå. Inntil da vil det mottatte signal være degradert.

Fig. 8 anskueliggjør oppfinnelsen når den utøves på en effektreguleringsanordning med lukket sløyfe i forbindelse med variable flertrinnsdata, hvor innbyrdes tilsvarende elementer har samme henvisningstall som i fig. 4.1 senderen 51 som befinner seg i senderstasjonen 50 avgir omformeren 67 en ytterligere inngang 69 til den skalafaktorgenererende prosessor 55. Denne omformer frembringer et signal som tilsvarer ^( N( t) l M( tj) av slik at skalafaktoren avgis på utgangssiden av prosessoren 55 via utgangen 53 som en funksjon av N(t)/M(t) som beskrevet ovenfor i forbindelse med utstyret i fig. 7 med åpen sløyfe.

I mottageren avgir omformeren 87 et signal som tilsvarer N(t)/M(t) til en kombinasjonsenhet 88, som fortrinnsvis utgjøres av en multipliseringsenhet. Utgangen fra prosessoren 74 for den måltilsiktede SIR-verdi utledes fra kombineringsenheten 88. Denne kombineringsenheten 88 kombinerer da hastighetsforandringsdata fra omformeren 87 og de målsatte SIR-data fra prosessoren 74 og avgir på utgangssiden en justert målsatt SIR-verdi til kombineringsenheten 76.

Ved hjelp av denne konfigurasjon blir prosessoren 74 effektivt i stand til å avgi en nominell målsatt SIR-verdi. Ved å påføre faktoren N(t)/M(t) på den nominelle målsatte SIR-verdi som er fastlagt ut i fra målt signalkvalitet, frembringes en raskere respons for å kompensere eller justere for en forandring av motsatt effekt på grunn av datahastighetsforandring.

Etter hvert som datahastighetene N(t) og M(t) forandres fra tid til annen, vil det anlegg som er angitt i fig. 8 raskt kompensere for forandringer i påkrevd effekt for senderen og forandringer av forventet mottatt signalstyrke for mottageren, i motsetning til å måtte vente til at den ytre sløyfe er i stand til å kompensere for vedkommende datahastighetsforandring. For den effektregulerende anordning med lukket sløyfe i fig. 8 er således den tidsperiode hvorunder det mottatte signal mottas under mottagbar datakvalitet på grunn av en datahastighetsforandring, være redusert.

Selv om forskjellige komponenter er blitt identifisert hver for seg inne i henholdsvis sender- og mottagerstasjonen, vil vanlige fagkyndige på området kunne erkjenne at forskjellige elementer kan kombineres. Kombineringsenheten 88 i det viste anlegg i fig.

8 kan for eksempel inngå i en enkel prosessor sammen med prosessoren 74.

Claims (12)

1. Brukerutstyr omfattende: en sendekrets som er konfigurert for å sende et signal til en basestasjon med et fastlagt sendeeffektnivå, hvor sendekretsen er ytterligere konfigurert for å utlede det fastlagte sendeeffektnivået ved å minst kombinere en første verdi med en andre verdi, hvor den første verdien er utledet minst fra et banetap fra basestasjonen til brukerutstyret og den andre verdien er utledet minst ved å dividere et antall dataelementer for sending med et antall elementer tilveiebrakt i det sendte signalet for sending.

2. Brukerutstyr i henhold til krav 1, hvor den første verdien er utledet minst fra å multiplisere banetapet med en parameter, hvor parameteren er konfigurert til å ha en verdi i området fra 0 til 1.

3. Brukerutstyr i henhold til krav 1 som ytterligere omfatter en mottagerkrets som er konfigurert for å motta effektkommandoer fra basestasjonen hvor det bestemte sendeeffektnivået er ytterligere utledet fra de mottatte effektkommandoene.

4. Brukerutstyr i henhold til krav 1 hvor det sendte signalet er sendt i et tidsintervall som omfatter minst en tidsspalte.

5. Brukerutstyr i henhold til krav 4 hvor sendeeffektnivået er bestemt på en tidsinter-vallbasis.

6. Brukerutstyr i henhold til krav 1 hvor sendekretsen er konfigurert for å sende signalet som et kodedelt multippelaksessignal.

7. En fremgangsmåte omfattende: å bestemme, med et brukerutstyr, et sendeeffektnivå hvor det bestemte sendeeffektnivået er utledet ved å minst kombinere en første verdi med en andre verdi, hvor den første verdien er utledet minst fra et banetap fra en basestasjon til brukerutstyret, og den andre verdien er utledet minst ved å dividere et antall dataelementer for sending med et antall av elementer tilveiebrakt i det sendte signalet for sending, og å sende, med brukerutstyret, et signal til basestasjonen basert på det fastlagte sendeeffektnivået.

8. Fremgangsmåte i henhold til krav 7, hvor den første verdien er utledet minst ved å multiplisere banetapet med en parameter, hvor parameteren er konfigurert til å ha en verdi i området fra 0 til 1.

9. Fremgangsmåte i henhold til krav 7 som ytterligere omfatter å motta effektkommandoer fra basestasjonen, hvor det fastlagte sendeeffektnivået er ytterligere utledet fra de mottatte effektkommandoene.

10. Fremgangsmåte i henhold til krav 7 hvor det sendte signalet er sendt i et tidsintervall som omfatter minst en tidsspalte.

11. Fremgangsmåte i henhold til krav 10 hvor sendeeffektnivået er fastlagt på en tidsinter-vallbasis.

12. Fremgangsmåte i henhold til krav 7 hvor det sendte signalet er sendt som et kodedelt multippelaksessignal.