NO312737B1 - Frekvenssyntetisator for deltalls-N-syntese med aperturfasedeteksjon - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en frekvenssyntetisator for deltalls-N-frekvenssyntese kjennetegnet ved aperturfasedeteksjon. Frekvenssyntetisatoren vil kunne brukes i elektroniske systemer for generering av periodiske signal, samt for syntese av frekvens- eller fasemodulerte signal.

Aperturfasedeteksjon gjør det mulig å deaktivere frekvensdeleren under hele eller deler av periodetiden til referansesignalet, eller helt å eliminere den, når først faselåsning er blitt oppnått. Herigjennom oppnåes vesent-lige reduksjoner i frekvenssyntetisatorens effektforbruk, noe som vil være viktig f. eks. i bærbare og batteridrevne systemer.

Mange elektroniske systemer bruker PLL-baserte frekvenssyntetisatorer for å generere høyfrekvente signal med sta-bil frekvens ut fra et stabilt lavfrekvent signal. Disse syntetisatorer har ofte en oppbygning som illustrert i figur 1.

Det høyfrekvente signalet fra en spenningsstyrt oscillator (VCO) blir neddelt i en frekvensdeler med et deletall som kan være fikst eller kontrollert av et ytre styresignal. Det lavfrekvente utsignalet fra frekvensdeleren er faselåst til det høyfrekvente innsignalet. Fasedifferensen mellom det neddelte signalet og referansesignalet blir målt i en fasekomparator. Det resulterende feilsignalet blir så filtrert gjennom et lavpassfilter, hvis utsignal blir brukt som styrespenning til oscillatoren slik at dens utsignal blir faselåst til referansesignalet. I det generelle tilfelle kan utsignalet fra VCO ha flere faser. Dette er markert med en skråstrek over signallederen for utsignalet.

Teknikker for f rekvenssyntese ved bruk av PLL kan inndeles i to hovedkategorier: integer-N og deltalls-N. Denne inn-deling gjøres på grunnlag av forholdet mellom syntetisert frekvens og referansefrekvens.

Ved integer-N-syntese så vil f rekvensdelef orholdet være et heltall som er konstant for alle perioder til referansesignalet. Dette fører til at forholdet mellom syntetisert frekvens og referansefrekvens vil være et heltall og at den minste avstanden mellom de frekvenser som kan syntetiseres vil være lik ref eransef rekvensen.

Ved deltalls-N-syntese så varieres i stedet heltallet slik at det vil anta ulike verdier for hver enkelt periode til referansesignalet. Dette fører til at forholdet mellom syntetisert frekvens og referansefrekvens vil være lik midlere deletall, hvilket vil kunne være et generelt rasjonelt tall. Den minste avstanden mellom de frekvenser som kan syntetiseres kan da være mindre enn referansefrekvensen.

Et kjent problem i PLL-baserte frekvenssyntetisatorer er generering av uønskede signal ved frekvenser på avstand fra senterfrekvensen lik heltallsmultipler av referansefrekvensen. Disse signal fører til at sløyfebåndbredden til PLLen må være mye mindre enn ref eransef rekvensen.

Støy fra oscillatoren i en PLL gjennomgår en høypassfilt-rering med samme grensef rekvens som sløyf ebåndbredden til PLLen. En lav sløyfebåndbredde medfører derfor at mere støy fra VCO slipper gjennom til utgangen, eller omvendt at en mere lavtstøyende, og derigjennom også mere kostbar eller effektkrevende VCO må brukes for å oppfylle gitte krav til støy.

En fordel med deltalls-N-teknikk er at den gjør det mulig å bruke en høyere referansefrekvens for syntese av frekvenser med et gitt minsteavstand. Dette gjør det i sin tur mulig å bruke en høyere sløyfebåndbredde, hvilket reduserer støyen fra VCOen eller tillater bruken av en billigere eller mindre effektkrevende VCO.

Fasedetektoren er følsom for flanker i VCO-signalet kun under et lite tidsintervall definiert av et starttidspunkt og den nærmest påfølgende flanken i VCO-signalen. I f rekvenssyntetisatorer hvor f rekvensdelere brukes er starttidspunktet definiert av et spesifisert antall VCO-flanker siden slutten på forrige tidsintervall, hvilket ofte blir talt opp ved bruk av pulsteller.

I frekvenssyntetisatorer hvor aperturfasedeteksjon brukes så er starttidspunktet i stedet definiert ved en tidsforsinkelse av flankene til referansesignalet. Dette gjør det mulig å deaktivere frekvensdeleren når først faselåsning er blitt oppnått, og å tilbakekoble VCO-signalet uten foregående neddeling. Dette gir en vesentlig reduksjon av frekvenssyntetisatorens totale effektforbruk. Aperturf asedeteksjon er en kjent teknikk som er beskrevet bl.a. av A.R. Shahani m.fl. i artikkelen x Low-Power Divid-erless Frequency Synthesis Using Aperture Phase Detection' , publisert i IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol 33, No 12, December 1998, pp 2232 - 2239. Fasedetektorer for aperturf asedeteksjon går ofte også under benevning samp-lende fasedetektorer.

De fleste eksisterende metoder for aperturfasedeteksjon bruker et fast starttidspunkt for deteksjon av VCO-flanker kombinert med deteksjon av kun en av fasene til VCO-signalet. Dette kan brukes i integer-N-syntetisatorer, men ikke i deltalls-N-syntetisatorer.

I en annen teknikk for aperturfasedeteksjon, beskrevet av C.W. Munninghoff m. fl. i 'Digital Frequency Synthesizer including Phase Locked Loop', U.S. Patent No 3,918,006, Nov. 4, 1975, så brukes en apertur med et starttidspunkt og en lengde definert ved bruk av programmerbare tellekretser. Disse tellekretser programmeres på grunnlag av ønsket VCO-frekvens, men holdes ellers fiks for en gitt ønsket frekvens til utsignalet fra VCO. Også denne metode er applisert på ren integer-N-syntese og patentet gir ingen antydning om at metoden skulle kunne appliseres på deltalls-N-syntese.

Den her beskrevne oppfinnelsen kombinerer aperturfasedeteksjon med deltalls-N-syntese, slik det er angitt i krav 1. Oppfinnelsen er beskrevet med henvisning til figur 2 og 3 .

I tilbakekoblingssløyfen sitter en velgerkrets (10) hvilken brukes for å velge ut den fase av utsignalet (7) fra VCO (6) som til en hver tid skal kobles til det tilbakekoblede VCO-signalet (11) . Velgerkretsen kontrolleres av et ytre styresignal(18) .

I sin enkleste utførelse overfører velgerkretsen (10) VCO-signalet (7) til portkretsen (12) uten modifikasjon slik at samme fase alltid velges. I disse tilfeller trengs to eller flere starttidspunkt.

Det tilbakekoblede VCO-signalet (11) er koblet til inngangen til en portkrets (12) hvilken lar pulser fra det tilbakekoblede VCO-signalet (11) passere til utgangssignal-et (15) så lenge styresignalet (13) er aktivt. Styresignalet (13) genereres ved å forsinke referansesignalet (1) ved å la det passere et forsinkelsesledd (14), hvis forsinkelse kan være fast eller variabel. Forsinkelsesleddet kontrolleres av et ytre styresignal (19). Utsignalet (15) fra portkretsen (12) er koblet til inngangen på en pulsteller (16) hvilken teller et spesifisert antall pulser større enn eller lik én. Antallet pulser er gitt av et ytre styresignal (20) .

Når det spesifiserte antall pulser er blitt talt opp så sendes en puls til inngangen (9) til fasekomparatoren (2) . Det resulterende feilsignalet (3) blir så filtrert gjennom et lavpassfilter (4), hvis utsignal (5) blir brukt som styrespenning til oscillatoren (6) slik at dens utsignal (7) blir faselåst til referansesignalet (1).

I det tilfelle pulstelleren (16) kun brukes for å telle opp én puls, så kan den elimineres og erstattes med en fast kobling fra inngang (15) til utgang (9).

Forsinkelsesleddet (14), pulstelleren (16) og velgerkretsen (10) kontrolleres av et ytre kontrollsystem, hvilket ikke er vist i figuren. Dette kontrollsystem beregner forsinkelsen fra referanseflanke til den VCO-flanke som ønskes detektert ved følgende ligning:

hvor T(n) er forsinkelsen for inneværende referanseperi-ode, x(n-l) er forsinkelsen for foregående referanseperi-ode, <T>ref er periodetiden til ref eransesignalet, Tvco er periodetiden for den ønskede VCO-frekvensen, og N(n) er det ønskede deletallet for inneværende periode.

På grunnlag av den beregnede forsinkelsen er det mulig å bestemme ønsket tidsforsinkelse til forsinkelsesleddet (19) , ønsket antall pulser som skal telles opp av pulstelleren (20) og ønsket fase fra fasevelgeren (18) eller en kombinasjon av disse. Den ønskede tidsforsinkelsen må oppfylle følgende ulikhet:

hvor -t(n) er styresignalet til forsinkelsesleddet (19) , M(n) er styresignalet til pulstelleren (20) og cp(n) er styresignalet til fasevelgeren.

Ved deltalls-N-syntese så gjennomgår faseforskjellen mellom VCO-signalet (7) og referansesignalet (1) en kontinuerlig forandring. Hvis fasedeteksjon startes ved et fast tidspunkt relativt referansesignalet, og fasedeteksjon alltid foretas på samme fase av VCO-signalet (7) , så vil ap-erturen for fasedeteksjon krympe kontinuerlig. Dette er illustrert i figur 3 til venstre.

Hvis tidsintervallet blir tilstrekkelig lite så vil fasedetektoren til sist, som en følge av støy og andre imper-feksjoner, miste den ønskede VCO-flanken og i stedet detektere den nærmest påfølgende flanken. Dette vil kunne føre til frekvensfeil i det syntetiserte signalet eller til tap av lås.

En forutsetning for korrekt funksjon til den her beskrevne oppfinnelsen er derfor at fasedeteksjonen kan startes ved to eller flere tidspunkt, eller at flere faser enn én brukes for fasedeteksjon.

I de tilfeller da forsinkelsesleddet (14) har en fast forsinkelse så forutsetter det at fasedeteksjon utføres på minst to faser av VCO-signalet (7). Signalene for dette tilfelle er illustrert i figur 3 i midten.

Teknikken minner en del om deltalls-N-teknikk med faseinterpolasjon, men skiller seg fra denne teknikk ved at den ikke forutsetter bruken av en pulsteller eller frekvensdeler for faseinterpolasjon.

Et alternativ er å bruke to eller flere starttidspunkt definert ved ulike forsinkelser i forsinkelsesleddet. I denne versjon er det ikke nødvendig å bruke flere faser av VCO-

Claims (5)

1. PLL-basert frekvenssyntetisator, hvor et referansesig-nal (1) er koblet til en fasedetektor, og hvor feilsignalet fra fasedetektoren (2) er koblet til inngangen på et filter (4) hvis utsignal (5) blir brukt som styrespenning til en oscillator (6), karakterisert ved at en velgerkrets (10) brukes for å velge den fase av utsignalet (7) fra VCO (6) som til en hver tid skal være koblet til det tilbakekoblede VCO-signalet (11), at velgerkretsen (10) kan velge en av flere faser eller være fast oppkoblet for å velge en gitt fase, at det tilbakekoblede VCO-signalet (11) er koblet til inngangen til en portkrets (12) hvilken later pulser fra det tilbakekoblede VCO-signalet (11) passere til ut-gangssignalet (15) så lenge styresignalet (13) er aktivt, at styresignalet (13) genereres ved å forsinke referansesignalet (1) gjennom å la det passere et forsinkelsesledd (14) , hvis forsinkelse kan være fast eller variabelt, at utsignalet (15) fra portkretsen (12) er koblet til inngangen på en pulsteller (16), at pulstelleren (16), når et spesifisert antall pulser større enn eller lik én er blitt talt opp, sender en puls til inngangen (9) av fasekomparatoren(2) og at deltallsfrekvenser genereres i følge deltalls-N-prinsippet ved å gi styresignal (18, 19, 20) til henholdsvis velgerkretsen (10), forsinkelsesleddet (14) , og pulstelleren (16) .

2. Frekvenssyntetisator i følge krav 1, karakterisert ved at velgerkretsen (10) er fast oppkoblet for å velge en gitt fase eller at velgerkretsen utgjør en fast anslutning fra en gitt fase av VCO-signalet (7) til det tilbakekoblede VCO-signalet (11) , og at forsinkelsesleddet (14) gir to eller flere ulike forsinkelser .

3. Frekvenssyntetisator i følge krav 1, karakterisert ved at velgerkretsen (10) kan velge mellom to eller flere faser til VCO-signalet (7), og at forsinkelsesleddet (14) har en fast forsinkelse.

4. Frekvenssyntetisator i følge krav 1 eller 2, karakterisert ved at starttidspunktene for deteksjon av VCO-flanker defineres relativt til referansesignalet ved bruk av en kombinasjon av forsinkelsesledd (14) og pulstellere (16).

5. Frekvenssyntetisator i følge krav 1 eller 2, karakterisert ved at starttidspunktene for deteksjon av VCO-flanker defineres relativt til referansesignalet kun ved bruk av forsinkelsesledd (14).