NO156470B

NO156470B - TRANSMITTER / RECEIVER FOR MONOPHONE AND / OR STEREOPHONE INFORMATION SIGNALS

Info

Publication number: NO156470B
Application number: NO771139A
Authority: NO
Inventors: Norman William Parker; Francis Harlow Hilbert
Original assignee: Motorola Inc
Priority date: 1976-04-07
Filing date: 1977-03-31
Publication date: 1987-06-15
Also published as: JPS58184841A; ES457535A1; IT1078165B; IL51777A0; HK1281A; JPS6237580B2; PT66413B; DE2715741C2; MY8100295A; JPS52141502A; FR2353182B1; SE426639B; ZA772160B; IL51777A; AR215622A1; NL178831C; JPS6256705B2; NL7703912A; FR2353182A1; GB1565405A

Description

Oppfinnelsen vedrører en sender som angitt i The invention relates to a transmitter as stated in

innledningen til patentkrav 1, for monofone og/eller stereofone informasjonssignaler. Den omfatter dessuten en mottaker for mottak av ei bærebølge som kan brukes både for raonøfon og stereofon gjengivelse, slik det er angitt i innledningen til patentkrav 2. Signaler på en enkelt bærer og nærmere bestemt et forbedret system for utsendelse og mottaking av fullstendig kompatible AM-stereosignaler på AM-kringkastningsbåndet til the introduction to patent claim 1, for monophonic and/or stereophonic information signals. It also includes a receiver for receiving a carrier wave that can be used for both radiophonic and stereophonic reproduction, as stated in the preamble to patent claim 2. Signals on a single carrier and more specifically an improved system for sending and receiving fully compatible AM stereo signals on the AM broadcast band to

mono- eller stereomottakere uten nevneverdig forvregning. mono or stereo receivers without significant distortion.

"I US-PS 3.068.475. 3.167.614 og 3.218.393 er det "In US-PS 3,068,475. 3,167,614 and 3,218,393 it is

beskrevet kommunikasjonssystemer som er kompatible for mono- og stereodrift, hvor det i senderen genereres en enkelt bærebølge som er både amplityde- og fasemodulert i overensstemmelse med informasjonsignalene. Ingen av disse systemene er tilfredstillende både emd hensyn på kvalitet og kostnader." described communication systems which are compatible for mono and stereo operation, where a single carrier wave is generated in the transmitter which is both amplitude and phase modulated in accordance with the information signals. None of these systems are satisfactory both in terms of quality and costs."

Det er kjent flere systemer for utsendelse og mottak Several systems are known for sending and receiving

av AM-stereosignaler. Det enkleste systemet er muligens et umodifisert kvadratur-signal som sender ut to signaler, A of AM stereo signals. The simplest system is possibly an unmodified quadrature signal that outputs two signals, A

og B, for eksempel venstre (L) og høyre (R), på to bærere som er identiske i frekvens, men som er i fasekvadratur. and B, for example left (L) and right (R), on two carriers identical in frequency but out of phase quadrature.

Dette systemet er lik det system som brukes for å overføre 2-fargesignalene på en bærer i den NTSC standard som benyttes for fargefjernsynsoverføring i USA. På This system is similar to the system used to transmit the 2-colour signals on a carrier in the NTSC standard used for color television transmission in the USA. On

eksisterende monomottakere som benytter likerettere for signalstrømmen til å avlede lydsignalet er det imidlertid en dobbelt frekvensforvregning som er proporsjonal med mengden av stereo-forskjellsignal (L-R). Forvrengningen oppstår på grunn av det forhold, at dette signal består hovedsakelia av falaend*»: however, in existing mono receivers that use rectifiers for the signal flow to divert the audio signal, there is a double frequency distortion that is proportional to the amount of stereo difference signal (L-R). The distortion occurs due to the fact that this signal mainly consists of falaend*:

hvor uttrykket under rottegnet er amplityden og hvor p = where the expression under the square root is the amplitude and where p =

tan (L -R)/(l + L + R). Monomottakeren krever imidlertid at amplityden til det mottatte signalet er stort tan (L - R)/(l + L + R). However, the mono receiver requires the amplitude of the received signal to be large

sett bæreren pluss lyden, eller (1 + L + R). Uttrykket (L - R) representerer således forvrengning og, siden det er et kvadrert uttrykk, dobbelt frekvensforvrengning. p* representerer fasemodulasjon og gir intet utgangssignal fra en konvensjonell raodulasjonskurve-detektor i en monomottaker når det ikke foreligger noen nevneverdig amplityde eller faseforvregning på signalet i hele systemet. put the carrier plus the sound, or (1 + L + R). The expression (L - R) thus represents distortion and, since it is a squared expression, double frequency distortion. p* represents phase modulation and gives no output signal from a conventional modulation curve detector in a mono receiver when there is no significant amplitude or phase distortion of the signal in the entire system.

Et ytterligere kjent system benytter teknikken med å overfare en enkelt bærer som er amplitydemodulert med (L + R) informasjon og frekvensmodulert med (L - R). Det komplekse spektret til det overførte signal kan forårsake uønsket forvrengning både i mono- og stereomottaker dersom det foreligger noen frekvens- eller faseforvrengning i det mottatte signalet. Når (L - R) signalet inneholder mange sidebåndsfrekvenser som er utsatt for forvrengning i fase og amplityde, hvilke i sin tur skaper falsk omdannelse av FM-komponenter til amplitydemodulasjon. A further known system uses the technique of crossing a single carrier which is amplitude modulated with (L + R) information and frequency modulated with (L - R). The complex spectrum of the transmitted signal can cause unwanted distortion in both mono and stereo receivers if there is any frequency or phase distortion in the received signal. When the (L - R) signal contains many sideband frequencies that are subject to distortion in phase and amplitude, which in turn creates false conversion of FM components to amplitude modulation.

Et ytterligere system overfører sum- og forskjell-signaler i kvadratur, men forvrenger (L + R) -komponenten for å korrigere amplityden til modulasjons-kurven og gjøre den kompatible. Dette skjer ved å forandre inn-fase-komponenten fra (1 + L + R) til A further system transmits sum and difference signals in quadrature, but distorts the (L + R) component to correct the amplitude of the modulation curve and make it compatible. This happens by changing the in-phase component from (1 + L + R) to

og holde størrelsen på kvadraturkomponenten uforandret. Fase- eller stereoinformasjon blir således forvrengt og antallet signifikante sidebånd blir øket, hvilket øker den potensielle forvrengning både i mono- og stereomottakere. and keeping the magnitude of the quadrature component unchanged. Phase or stereo information is thus distorted and the number of significant sidebands is increased, which increases the potential distortion in both mono and stereo receivers.

Hovedformålet med den foreliggende oppfinnelsen er å frembringe en sender for AM-stereokringkasting, som er kompatibel med eksisterende AM-monomottakere og krever minimal forandring i eksisterende sendere og minimal tilpasning i mottagerkretser beregnet for stereodekoding. The main object of the present invention is to provide a transmitter for AM stereo broadcasting, which is compatible with existing AM mono receivers and requires minimal change in existing transmitters and minimal adaptation in receiver circuits intended for stereo decoding.

Disse og andre formål kan ifølge oppfinnelsen oppnås ved en sender og en mottaker som beskrevet i den karakteriserende delen av patentkrav 1 hhv.2. Således blir signalet ikke forskjellig i monokretser fra en normal AM-monooverføring. I senderen blir de nødvendige forandringer minimale og kretsen for AM-stereomottaking According to the invention, these and other purposes can be achieved by a transmitter and a receiver as described in the characterizing part of patent claim 1 or 2. Thus, the signal does not differ in mono circuits from a normal AM mono transmission. In the transmitter, the necessary changes are minimal and the circuit for AM stereo reception

blir ikke omfattende. I prinsippet medfører oppfinnelsen multiplisering av kvadratursignalet i will not be extensive. In principle, the invention entails multiplication of the quadrature signal i

senderen med en faktor som står i forhold til fasen til stereoinformasjon. og i en stereomottaker divisjon av det mottatte signal med samme faktor, slik at det fullstendige, opprinnelige kvadratursignalet gjenopprettes. the transmitter by a factor proportional to the phase of stereo information. and in a stereo receiver division of the received signal by the same factor, so that the complete, original quadrature signal is restored.

Oppfinnelsen vil nedenfor bli beskrevet nærmere under henvisning til tegningene, hvor: fig. 1 viser et blokkdiagram som illustrerer et kjent system for utsendelse og mottak av to signaler som er amplitydemodulert i kvadratur på en enkelt bærer. Fig. 2 viser et fasediagram ("phasor diagram") som er representativt for bæreren og sidebåndene til det utsendte signal i systemet i fig. 1. Fig. 3 viser et blokkdiagram av et AM-stereosystem (sender og mottaker) utformet i overensstemmelse med den foreliggende oppfinnelsen. Fig. 4 viser et fasediagram som er representativt for det utsendte signalet i systemet i fig. 3. Fig. 5 viser et blokkdiagram til en sender som er kompatibel med de driftskravene som oppfinnelsen stiller. Fig. 6 viser et blokkdiagram av en foretrukket utførelsesform av en mottaker som er kompatible med driftskrav som stilles av den foreliggende oppfinnelsen. Fig. 7 viser en krets for en del av mottakeren i fig. 6. Fig. 8 viser et blokkdiagram av en ytterligere mottaker som er kompatibel med systemet ifølge den foreliggende oppfinnelsen. Fig. 9 viser et blokkdiagram som illustrerer en ytterligere utførelsesform av mottakeren. Fig. 10 viser et blokkdiagram av et venstre-høyre SSB-system. Fig. 11 viser et blokkdiagram av en mottaker for systemet ifølge fig. 10. Fig. 12 viser et spektraldiagram for det utsendte signalet i fig. 10. Fig. 13 viser et blokkdiagram for et annet SSB-system. Fig. 14 viser et spektraldiagram for det signalet som blir utsendt ved systemet i fig. 13. The invention will be described in more detail below with reference to the drawings, where: fig. 1 shows a block diagram illustrating a known system for transmitting and receiving two signals which are amplitude modulated in quadrature on a single carrier. Fig. 2 shows a phase diagram ("phasor diagram") which is representative of the carrier and the sidebands of the transmitted signal in the system in fig. 1. Fig. 3 shows a block diagram of an AM stereo system (transmitter and receiver) designed in accordance with the present invention. Fig. 4 shows a phase diagram which is representative of the transmitted signal in the system in fig. 3. Fig. 5 shows a block diagram of a transmitter which is compatible with the operational requirements set by the invention. Fig. 6 shows a block diagram of a preferred embodiment of a receiver compatible with the operational requirements of the present invention. Fig. 7 shows a circuit for part of the receiver in fig. 6. Fig. 8 shows a block diagram of a further receiver compatible with the system of the present invention. Fig. 9 shows a block diagram illustrating a further embodiment of the receiver. Fig. 10 shows a block diagram of a left-right SSB system. Fig. 11 shows a block diagram of a receiver for the system according to fig. 10. Fig. 12 shows a spectral diagram for the transmitted signal in fig. 10. Fig. 13 shows a block diagram for another SSB system. Fig. 14 shows a spectral diagram for the signal that is emitted by the system in fig. 13.

Det kjente AM-kvadratursystemet (fig. 1) og det kompatible systemet utformet i overensstemmelse med den foreliggende oppfinnelsen (fig. 3) vil, for enkelhets skyld, bli beskrevet i forbindelse med et stereosignal med venstre-(L) og høyre-(R) programkanaler, men det skulle være klart at det ligger ingen tilsvarende begrensning i systemet, som kan brukes for utsendelse og mottak av to vilkårlige signaler på en enkelt bærer. The known AM quadrature system (Fig. 1) and the compatible system designed in accordance with the present invention (Fig. 3) will, for the sake of simplicity, be described in connection with a stereo signal with left-(L) and right-(R ) program channels, but it should be clear that there is no corresponding limitation in the system, which can be used for sending and receiving two arbitrary signals on a single carrier.

Systemet ifølge oppfinnelsen slik det er vist i blokkform i fig. 3 vil framgå best i forhold til blokkdiagrammet i fig. 1, som er et umodifisert og dermed inkompatibelt kvadratursystem. En kvadratursender, representert med ei blokk 10, omfatter en programsignal-bane fra en inngang 11, hvilket gir (1 + L + R) til en modulator, og en andre inngang 13 som gir (L - R) til en andre modulator 14. Utgangssignalene fra de to modulatorene blir lagt sammen i en signaladderer 17 for å gi et signal som sendes ut på vanlig måte. Dette signal kan gjengis matematisk som The system according to the invention as shown in block form in fig. 3 will appear best in relation to the block diagram in fig. 1, which is an unmodified and thus incompatible quadrature system. A quadrature transmitter, represented by a block 10, comprises a program signal path from an input 11, which gives (1 + L + R) to a modulator, and a second input 13 which gives (L - R) to a second modulator 14. The output signals from the two modulators are added together in a signal adder 17 to give a signal which is sent out in the usual way. This signal can be represented mathematically as

hvor P = tan <_1>(L-R)/(1 + L + R). Når dette signalet mottas av en stereomottaker, som er gjengitt med ei blokk 18, og demoduleres i detektorer eller multiplikatorer 20 og 21, oppnås de respektive signalene (1 + L + R) og (L - R). I en modulasjonskurvedetektor 22 til en monomottaker, som er angitt med blokka 23, får imidlertid det demodulerte utgangssignalet formen where P = tan <_1>(L-R)/(1 + L + R). When this signal is received by a stereo receiver, which is represented by a block 18, and demodulated in detectors or multipliers 20 and 21, the respective signals (1 + L + R) and (L - R) are obtained. However, in a modulation curve detector 22 of a mono receiver, indicated by block 23, the demodulated output signal takes the form

hvilket altså er kompatiblet bare for et signal hvor L = R, det vil si monosignal. which is therefore compatible only for a signal where L = R, i.e. mono signal.

Fasediagrammet i fig. 2 viser lokus 24 til det modulerte, utsendte signalet for systemet i fig. 1. Vektoren 25 representerer den umodulerte bæreren, 1 cos4/t, mens vektorene 26 representerer det inn-fase-modulerende signal (L + R) og vektorene 27 kvadratursignalet (L - R). 0 angir den momentane fasevinkelen til en resulterende vektor 28, som, slik lokus eller det geometriske stedet 24 viser, ikke kan overstige + 45°. The phase diagram in fig. 2 shows the locus 24 of the modulated transmitted signal for the system of FIG. 1. Vector 25 represents the unmodulated carrier, 1 cos4/t, while vectors 26 represent the in-phase modulating signal (L + R) and vectors 27 the quadrature signal (L - R). 0 denotes the instantaneous phase angle of a resultant vector 28, which, as locus or locus 24 shows, cannot exceed +45°.

Et kompatibelt system for AM-stereokringkasting, som er utformet i overensstemmelse med oppfinnelsen, er vist i blokkdiagram i fig. 3. Her finnes igjen de to inngangene 11' og 13' for henholdsvis (1 + L + R) og (L - R), som er koblet til de to modulatorer 12' og 14' til en sender som er delvis vist med streket linje 30. Styreoscillatoren 15' og kretsen for fasedreining 16' er som beskrevet i forbindelse med fig. 1. Utgangssignalene fra modulatorene 12' og 14' blir addert i addereren 17'. Amplitydevariasjoner blir deretter fjernet med en begrenser 31, slik at det bare blir igjen faseinformasjon. Den resulterende fasemodulerte bærer kan deretter bli amplitydemodulert med en signalkomponent (1 + L + R) i en høynivå-modulator eller multiplikator 32. Det utsendte signalet, som kan gjengis som (1 + L + R) cos føt + 4>), hvilket er ekvivalent med det opprinnelige stereosignalet fra addereren 17 multiplisert med cos hvor A compatible AM stereo broadcasting system designed in accordance with the invention is shown in block diagram form in FIG. 3. Here again there are the two inputs 11' and 13' for (1 + L + R) and (L - R) respectively, which are connected to the two modulators 12' and 14' of a transmitter which is partially shown with the line line 30. The control oscillator 15' and the circuit for phase rotation 16' are as described in connection with fig. 1. The output signals from the modulators 12' and 14' are added in the adder 17'. Amplitude variations are then removed with a limiter 31, so that only phase information remains. The resulting phase-modulated carrier may then be amplitude-modulated with a (1 + L + R) signal component in a high-level modulator or multiplier 32. The transmitted signal, which can be represented as (1 + L + R) cos ft + 4>), which is equivalent to the original stereo signal from the adder 17 multiplied by cos where

Dette signalet er fullstendig kompatiblet, det vil si når dette signal mottas av monomottakeren 23 og demoduleres av modulasjonskurve-detektoren 22, blir utgangssignalet proporsjonalt med (L + R). Når det utsendte signal mottas av en stereomottaker som vist ved 33, blir det begrenset i begrenseren 34. Den resulterende stereoinformasjonen blir deretter sammenlignet i et multiplikatortrinn 35 med fasen til cos t fra en oscillator (VCO) 36 som er fasesynkronisert med generatoren 15 i senderen 30 på en måte som vil bli beskrevet nærmere nedenfor. Paseforskjellen er cos og utgangssignalet fra multiplikatoren 35 er proporsjonalt med cos p<*>. This signal is fully compatible, that is, when this signal is received by the mono receiver 23 and demodulated by the modulation curve detector 22, the output signal becomes proportional to (L + R). When the transmitted signal is received by a stereo receiver as shown at 33, it is limited in the limiter 34. The resulting stereo information is then compared in a multiplier stage 35 with the phase of cos t from an oscillator (VCO) 36 which is phase synchronized with the generator 15 in the transmitter 30 in a manner that will be described in more detail below. The step difference is cos and the output signal from the multiplier 35 is proportional to cos p<*>.

I en korrigeringskrets 37, som er vist ytterligere i fig. 7 og som vil bli beskrevet nærmere nedenfor, blir signalet dividert med utgangssignalet fra multiplikatoren 35, hvilket gjenoppretter det opprinnelige stereosignal fra addereren 17 slik det vil bli beskrevet nærmere. Cos t signalet fra oscillatoren 36 blir forskjøvet + 45° i fasevekslere 38 og 39 og tilført til multiplikatorer 40 og 41 sammen med utgangssignalet fra korrigeringskretsen 37. Multiplikatorene 40 og 41 gir L-utgang og R-utgang samt likestrømsledd. In a correction circuit 37, which is shown further in fig. 7 and which will be described in more detail below, the signal is divided by the output signal from the multiplier 35, which restores the original stereo signal from the adder 17 as will be described in more detail. The cos t signal from the oscillator 36 is shifted + 45° in phase changers 38 and 39 and supplied to multipliers 40 and 41 together with the output signal from the correction circuit 37. The multipliers 40 and 41 provide L output and R output as well as direct current links.

Fig. 4 som er fasediagrammet for det utsendte signal i systemet i fig. 3, har et modifisert geometrisk sted 45. Hvert punkt innenfor det geometriske sted 45 tilsvarer til et punkt eller en verdi innenfor det geometriske sted 24 multiplisert med eps fi. Multiplikasjon med cos O gir det minimale antall sidebånd av høyere orden, som er forenelig med utsendelsen av et kompatibelt monosignal med minimal forvrengning. Fig. 4 which is the phase diagram for the transmitted signal in the system in fig. 3, has a modified geometric location 45. Each point within the geometric location 45 corresponds to a point or value within the geometric location 24 multiplied by eps fi. Multiplication by cos O gives the minimum number of higher order sidebands compatible with the transmission of a compatible mono signal with minimal distortion.

I fig. 5 er senderen vist noe mer detaljert. I en monosender, ville bærefrekvensen fra krystalloscillatoren 15 bli koblet til en modulator 32. De nødvendige tilpasningskretser 49 for å omdanne utgangssignalet fra oscillatoren på dette punkt, ifølge oppfinnelsen, er vist i den strekete linjen. Oscillatorens 15 bærefrekvens blir oppdelt og en del blir forskjøvet 90° i faseveksleren 16. De to bærerne i kvadratur blir deretter koblet til modulatorene 12 og 14 og modulatorenes utganger er koblet til addereren 17. En del av den uendrete og umodulerte bærer er også forbundet med addereren 17 gjennom en bærenivå-styring 50 for å opprette nivået til den umodulerte bæreren. Addereren 17 får sitt utgangssignal begrenset i en begrenser 31 for fjerning av amplitydemodulasjon, slik at bæreren bare blir koblet til høy-nivå-modulatoren 32. Hver av inngangene 52 og 53 til programkanalen (hhv. L og R) har en begrenser 54 og 55 for programnivået og et overvåkingsinstrument 56, 57. L- og R-signalene blir kombinert (L + R) i addereren 58 som er forbundet med multiplikatoren 12. R-signalet blir invertert med en inverter 60 og kombinert (L - R) i en adderer 61 som er koblet til multiplikatoren 14. En andre utgang av addereren 58 er forbundet over en tidsforsinkelseskrets 62 til høynivå-raodulatoren 32. Tidsforsinkelseskretsen 62 gir en forsinkelse som er lik forsinkelsen i kretsen 49. Utgangssignalet fra modulatoren 32 blir da et signal som er amplitydemodulert med (L + R) -informasjon og fasemodulert med stereoinformasjon. In fig. 5, the transmitter is shown in somewhat more detail. In a mono transmitter, the carrier frequency from the crystal oscillator 15 would be coupled to a modulator 32. The necessary matching circuits 49 to convert the output signal from the oscillator at this point, according to the invention, are shown in dashed line. The carrier frequency of the oscillator 15 is divided and a part is shifted by 90° in the phase shifter 16. The two carriers in quadrature are then connected to the modulators 12 and 14 and the outputs of the modulators are connected to the adder 17. A part of the unchanged and unmodulated carrier is also connected to the adder 17 through a carrier level control 50 to create the level of the unmodulated carrier. The adder 17 has its output signal limited in a limiter 31 to remove amplitude modulation, so that the carrier is only coupled to the high-level modulator 32. Each of the inputs 52 and 53 to the program channel (L and R respectively) has a limiter 54 and 55 for the program level and a monitoring instrument 56, 57. The L and R signals are combined (L + R) in the adder 58 which is connected to the multiplier 12. The R signal is inverted by an inverter 60 and combined (L - R) in a adder 61 which is connected to the multiplier 14. A second output of the adder 58 is connected via a time delay circuit 62 to the high-level modulator 32. The time delay circuit 62 provides a delay which is equal to the delay in the circuit 49. The output signal from the modulator 32 then becomes a signal which is amplitude modulated with (L + R) information and phase modulated with stereo information.

Fig. 6 viser stereomottakeren 33 i fig. 3 noe mer detaljert. Det mottatte signal føres gjennom en RF-blander-IF-forsterker 65. hvis utforming er fullstendig konvensjonell og vil være klar for fagfolk slik at den ikke trenger nærmere beskrivelse. Amplitydemodulasjon av signalet på utgangen 66 b til kretsen 65 blir fjernet i begrenseren 34. Utgangssignalet fra begrenseren 34 kan gjengis som cos tø/t + fi) og blir påtrykt en av inngangene til inn-fase-detektoren eller multiplikatoren 35 og også til en inngang på kvadraturdetektoren eller multiplikatoren 70. Multiplikatoren 70 danner en enhetlig del av en fasesynkronisert sløyfe som er vist ved 71. Et lavpassfilter 72 hindrer hurtige fasevekslinger i å nå en oscillator (VCO) 36 samtidig som det slipper gjennom fasedrift. Utgangssignalet fra oscillatoren blir således styrt meget nøyaktig og, siden det er i kvadratur til sendescillatoren 15, blir det koblet til enlT/2 eller 90° faseveksler 73. Den resulterende cos^t utgang fra faseveksleren 73 er koblet til en andre inngang på multiplikatoren 35. Utgangen 74 fra multiplikatoren 35, som kan gjengis som I cos tf, er koblet til en korrigeringskrets 37. I korrigeringskretsen 37, hvor det er vist en utførelsesform mer detaljert i fig. 7, blir signalet som opptrer ved 66a dividert med utgangssignalet fra multiplikatoren 35, slik at kvadratursignalet gjenopprettes. Resten av kretsen er stort sett som beskrevet i forbindelse med fig. 3. Fig. 6 shows the stereo receiver 33 in fig. 3 somewhat more detailed. The received signal is passed through an RF mixer-IF amplifier 65, the design of which is completely conventional and will be clear to those skilled in the art so that it needs no further description. Amplitude modulation of the signal at the output 66 b of the circuit 65 is removed in the limiter 34. The output signal from the limiter 34 can be represented as cos tø/t + fi) and is applied to one of the inputs of the in-phase detector or multiplier 35 and also to an input on the quadrature detector or multiplier 70. The multiplier 70 forms a unitary part of a phase-synchronized loop shown at 71. A low-pass filter 72 prevents rapid phase changes from reaching an oscillator (VCO) 36 while letting through phase drift. The output signal from the oscillator is thus controlled very accurately and, since it is in quadrature to the transmit oscillator 15, it is coupled to a 1/2 or 90° phase shifter 73. The resulting cos^t output from the phase shifter 73 is coupled to a second input of the multiplier 35 The output 74 of the multiplier 35, which can be represented as I cos tf, is connected to a correction circuit 37. In the correction circuit 37, an embodiment of which is shown in more detail in fig. 7, the signal appearing at 66a is divided by the output signal from the multiplier 35, so that the quadrature signal is restored. The rest of the circuit is largely as described in connection with fig. 3.

I fig. 7 er det gjengitt en utførelsesform av en del av mottakeren 33, som vil utøve tilfredsstillende de ovennevnte funksjoner til multiplikatoren 35 og korrigeringskretsen 37. Fasedetektoren eller multiplikatoren 35 mottar et inngangssignal fra begrenseren 34 på klemme 80. Begrenserens utgangssignal kobler et differentielt transistorpar 81 og 82 i vekselvis ledende tilstander synkront med det innkommende bæresignal fra begrenseren 34. Et referansesignal som kommer inn på klemma 84 og som avledes fra den fastlåste sløyfa 71, tilføres til transistor- eller strømkilden 83 ved hjelp av fasevekslerens 73 utgang. Faseveksleren 73 tjener også som lavpassfilter, slik at transistoren 83 får stort sett sinusformet referansestrøm. En likestrøms referansespenning i punkt 85 tilføres ved hjelp av en emitter-følger 88 som er koblet til transistorparet 81 og 82. Et "strømspeil" 87 utbalanserer en eventuell statisk strøm fra transistoren 83 på utgangen 74 fra transistorparet, slik at utgangsstrømmen blir proporsjonal med cosinus til vinkelforskjellen mellom inngangssignalene 80 og 84. En integrerende kondensator 86 glatter ut strømpulsen fra multipliaktoren 35. In fig. 7 shows an embodiment of a part of the receiver 33, which will satisfactorily perform the above-mentioned functions of the multiplier 35 and the correction circuit 37. The phase detector or multiplier 35 receives an input signal from the limiter 34 on terminal 80. The output signal of the limiter connects a differential pair of transistors 81 and 82 in alternately conducting states synchronously with the incoming carrier signal from the limiter 34. A reference signal which enters the terminal 84 and which is derived from the locked loop 71, is supplied to the transistor or current source 83 by means of the phase shifter 73's output. The phase changer 73 also serves as a low-pass filter, so that the transistor 83 receives a largely sinusoidal reference current. A direct current reference voltage at point 85 is supplied by means of an emitter-follower 88 which is connected to the transistor pair 81 and 82. A "current mirror" 87 balances any static current from the transistor 83 on the output 74 of the transistor pair, so that the output current becomes proportional to the cosine to the angular difference between the input signals 80 and 84. An integrating capacitor 86 smooths the current pulse from the multiplier 35.

For at multiplikatorutgangen 64 skal ligge nær opptil cosinus funksjon, kan en av inngangssignalene 80 eller 84 være forholdsvis fritt for harmoniske av høyere orden. Ved å utforme faseveksleren 73 som et lavpassfilter, fjernes harmoniske av ulik orden fra oscillatorens firkantbølge. In order for the multiplier output 64 to lie close to the cosine function, one of the input signals 80 or 84 can be relatively free of harmonics of a higher order. By designing the phase shifter 73 as a low-pass filter, harmonics of different order are removed from the oscillator's square wave.

Kor rigeringskretsen 37 består fortrinnsvis av en differentialforsterker med et transistorpar 100 og 101. Strøm til transistorens 100 og 101 emittere skaffes av en strømkilde 102. To transistorer 103 og 104 danner et "strømspeil" slik at strømmen i transistoren 104 blir lik strømmen i transistoren 100. Når strømmen i transistorene 100 og 101 er like, vil strømmen i transistoren 104 være lik strømmen i transistoren 101 og strømmen 1 blir null. The correction circuit 37 preferably consists of a differential amplifier with a pair of transistors 100 and 101. Current for the emitters of the transistors 100 and 101 is provided by a current source 102. Two transistors 103 and 104 form a "current mirror" so that the current in the transistor 104 is equal to the current in the transistor 100 When the current in transistors 100 and 101 are equal, the current in transistor 104 will be equal to the current in transistor 101 and current 1 will be zero.

Signalspenningen som avledes fra signalinngangen 66a påtrykkes mellom transistorenes 100 og 101 basiser over to motstander 108 og 109, to dioder 110 og 111 og en referansespenningskilde 112. Spenningskilden 112 består av en emittet-følger 113 koblet til en spenningsdeler som består av tre motstander 114, 115 og 116. Transistorens 113 basis er koblet til forbindelsen mellom motstandene 114 og 115 slik at den avgir en referansespenning. Emitteren til emitter-følgeren 113 danner en spenningsreferanse med lav impedans for transistorparet 100 og 101 som danner differensialforsterkeren. The signal voltage derived from the signal input 66a is applied between the bases of the transistors 100 and 101 via two resistors 108 and 109, two diodes 110 and 111 and a reference voltage source 112. The voltage source 112 consists of an emitter follower 113 connected to a voltage divider consisting of three resistors 114, 115 and 116. The base of the transistor 113 is connected to the connection between the resistors 114 and 115 so that it emits a reference voltage. The emitter of the emitter follower 113 forms a low impedance voltage reference for the pair of transistors 100 and 101 which form the differential amplifier.

En strøm 1^ fra multiplikatoren 35 strømmer A stream 1^ from the multiplier 35 streams

gjennom diodene 110 og 111, motstandene 108 og 109, spenningskilden 112 og banen 66a for inngangssignalet, slik at den danner en forspenning forover for diodene 110 og 111. through the diodes 110 and 111, the resistors 108 and 109, the voltage source 112 and the path 66a for the input signal, so that it forms a forward bias for the diodes 110 and 111.

Den foroverrettete impedansen til diodene 110 og 111, sammen med motstandene 108 og 109 danner en spenningsdeler slik at spenningen som påtrykkes melom basis til transistor 100 og basis til transistor 101 reduseres med forholdet mellom den foroverrettete motstansverdi til diodene 110 og 111 og motstandene 108 og 109. The forward-directed impedance of the diodes 110 and 111, together with the resistors 108 and 109 form a voltage divider so that the voltage applied between the base of transistor 100 and the base of transistor 101 is reduced by the ratio between the forward-directed resistance value of the diodes 110 and 111 and the resistors 108 and 109 .

Korrigeringskretsen 37 skal nedenfor beskrives ut fra dens strømmer og utgangen fra multiplikatoren 35, I r <=> I cos j6. Utgangsstrømmen kan gjengis som I = II/, hvor I tilføres ved hjelp av en strømkilde The correction circuit 37 will be described below based on its currents and the output from the multiplier 35, I r <=> I cos j6. The output current can be represented as I = II/, where I is supplied by means of a current source

■L S C J- ■L S C J-

102. I ser inngangssignalet på klemma 66a og kan gjengis som e s/2r hvor 2r er lik summen av de to motstandene 108, 109, som har høy motstandsverdi. eg kan settes lik ec(l + L + R) cos (4/c't + f6), hvor ec er amplityden til den umodulerte bærer. I er maksimalstrømmen i 102. I see the input signal on terminal 66a and can be reproduced as e s/2r where 2r is equal to the sum of the two resistors 108, 109, which have a high resistance value. eg can be set equal to ec(l + L + R) cos (4/c't + f6), where ec is the amplitude of the unmodulated carrier. I is the maximum current i

max max

transistoren 83. Derfor blir I2 = [Iec(l + L + R) cos the transistor 83. Therefore, I2 = [Iec(l + L + R) cos

( Wct + 0] / 2r, og IQ = ec (1 + L + R) ( Wct + 0] / 2r, and IQ = ec (1 + L + R)

cos b) t + 4) ] /2m rl ma x cos fS. Fordi cos fi = (1 + L + cos b) t + 4) ] /2m rl ma x cos fS. Because cos fi = (1 + L +

R) / V( l - t- L + R) + ( L - R)<*>. I = d12c/ 2rl R) / V( l - t- L + R) + ( L - R)<*>. I = d12c/ 2rl

max)\j(l + L + R)<2> + (L - R)^ cos tø/ t + 0) hvilket er det ønskete kvadratursignal. max)\j(l + L + R)<2> + (L - R)^ cos tø/ t + 0) which is the desired quadrature signal.

Fig. 8 viser en del av en annen utførelsesform av en mottaker som er basert på den virkemåten som oppfinnelsen forutsetter, hvor korrigeringskretsen 37 ligger i mottakerens audiodel og i virkeligheten er to identisk kortigeringskretser 37a og 37b. Utgangen 66 fra blandeforsterkeren 65 (RF-IF-blander) kan nå være en enkel utgang som er koblet til multiplikatorer 40 og 41. Utgangssignalet fra multiplikatoren 40 er L cos fi og går til korrigeringskretsen 37a hvor det divideres med cos hvilket gir en L-utgang. Utgangssignalet fra multiplikatoren 41 er R cos f& og er koblet til korrigeringskretsen 37b hvor det deles med cos og gir en R-utgang. Utgangsstrømmen ved 74 fra multiplikatoren 35 blir delt og tilført begge korrigeringskretsene 37a og 37b. Fig. 8 shows a part of another embodiment of a receiver which is based on the operation that the invention assumes, where the correction circuit 37 is located in the receiver's audio part and in reality are two identical correction circuits 37a and 37b. The output 66 from the mixing amplifier 65 (RF-IF mixer) can now be a simple output which is connected to multipliers 40 and 41. The output signal from the multiplier 40 is L cos fi and goes to the correction circuit 37a where it is divided by cos which gives an L- exit. The output signal from the multiplier 41 is R cos f& and is connected to the correction circuit 37b where it is divided by cos and gives an R output. The output current at 74 from the multiplier 35 is divided and supplied to both correction circuits 37a and 37b.

Fig. 9 viser nok en utførelsesform av en mottaker lik de som er vist i fig. 7 og 8. Her har korrigeringskretsen 37c innganger 83 og 74 fra henholdsvis faseveksleren 73 og multiplikatoren 35. Utgangen 95 fra korrigeringskretsen 37c er koblet på inngangene til to fasevekslere 38 og 39 og er referansespenningen som er delt med cos <<>6. Utgangssignalene fra multiplikatorene 40 og 41 blir således henholdsvis L og R. Fig. 9 shows another embodiment of a receiver similar to those shown in fig. 7 and 8. Here, the correction circuit 37c has inputs 83 and 74 from the phase changer 73 and the multiplier 35, respectively. The output 95 from the correction circuit 37c is connected to the inputs of two phase changers 38 and 39 and is the reference voltage that is divided by cos <<>6. The output signals from the multipliers 40 and 41 thus become L and R respectively.

I fig. 10 er det vist et blokkdiagram for et venstre-høyre SSB-system med en sender som er lik den som er vist i fig. 5, det vil si et kvadratur-system med cos p- torandring. L og R- inngangene blir kombinert additivt i en adderer 58 og subtraktivt i en adderer 61. Utgangen fra addereren 61 blir deretter fasevekslet 90° i en faseveksler 95 og tilført senderen som beskrevet foran. Den nødvendige stereomottaker vil ha dekodingsvinklene forandre for å avgi utgangene (L + R) som er angitt ved 96 og (1 -R) / lf/ 2 som angitt ved 97. Utgangen 97 faseveksles med -T/2 i en faseveksler 98 og utgangen er koblet til en mottakermatrise 99 som utgang 96. Matrisens 99 utgang blir dermed L og R. In fig. 10, there is shown a block diagram of a left-right SSB system with a transmitter similar to that shown in FIG. 5, that is, a quadrature system with cos p-tor change. The L and R inputs are combined additively in an adder 58 and subtractively in an adder 61. The output from the adder 61 is then phase shifted 90° in a phase shifter 95 and supplied to the transmitter as described above. The required stereo receiver will have the decoding angles changed to produce the outputs (L + R) indicated by 96 and (1 -R) / lf/ 2 as indicated by 97. The output 97 is phase shifted by -T/2 in a phase shifter 98 and the output is connected to a receiver matrix 99 as output 96. The matrix 99's output thus becomes L and R.

Fig. 11 viser en detalj ved mottakeren i fig. 10, hvor korrigeringskretsen 37 er koblet til utgangen 66 fra forsterkeren 65, utgangen fra korrigeringskretsen 37 er koblet til multiplikatorene 40 og 41 og fasesperre-sløyfa og fasevekslingsnettverket er det samme som beskrevet i Fig. 11 shows a detail of the receiver in fig. 10, where the correction circuit 37 is connected to the output 66 of the amplifier 65, the output of the correction circuit 37 is connected to the multipliers 40 and 41 and the phase lock loop and the phase switching network are the same as described in

forbindelse med fig. 6. Som beskrevet ovenfor i forbindelse med fig. 10 blir det ene utgangssignalet ved 97 fasevekslet og begge utgangssignalene går til en matrisekrets 99 for å gi L- og R-utganger. connection with fig. 6. As described above in connection with fig. 10, one output at 97 is phase shifted and both outputs go to a matrix circuit 99 to provide L and R outputs.

Fig. 12 viser et spektraldiagram som illustrerer at i det utsendte signal er L-signalene inneholdt i et sett av sidebånd og R-signalene i det andre. Signalet omfatter selvsagt også korreksjons-sidebånd av høyere orden, som er utsendte doble sidebånd. Fig. 13 viser et blokkdiagram for et annet system med enkelt sidebånd. som likner det som er vist i fig. 10. Ved denne utførelsesformen blir et av de inngående programsignalene, for eksempel R, fasevekslet med 90° i en faseveksler 95. Signalet som er fasevekslet går deretter til en adderer 58 og en inverter 60 og deretter til en adderer 61. Det andre programsignalet, for eksempel L, går direkte til adderer 58 og 61. Utgangssignalene fra addererne 58 og 61 er (L + Rjlf/2) henholdsvis (L - R.jf /2). Disse signalene blir modulert på bæreren som foran i senderen med cosinus-korreksjon. Når de mottas av en kvadratur-mottaker med cosinus-korreksjon, kommer de korrigerte signalene ut som L og R/JjJ/2 og R-signalet blir forskjøvet bakover 90° i faseveksleren 98. Fig. 14 viser et spektraldiagram av det utsendte signalet, som viser at sum- og differanse-signalene er utsendte enkle sidebånd. Korreksjonsinformasjonen som blir utsendt er dobbelt sidebånd. Fig. 12 shows a spectral diagram illustrating that in the transmitted signal the L signals are contained in one set of sidebands and the R signals in the other. The signal naturally also includes correction sidebands of a higher order, which are transmitted double sidebands. Fig. 13 shows a block diagram of another single sideband system. which is similar to that shown in fig. 10. In this embodiment, one of the input program signals, for example R, is phase-shifted by 90° in a phase shifter 95. The phase-shifted signal then goes to an adder 58 and an inverter 60 and then to an adder 61. The second program signal, for example L, goes directly to adders 58 and 61. The output signals from adders 58 and 61 are (L + Rjlf/2) respectively (L - R.jf /2). These signals are modulated on the carrier as in front of the transmitter with cosine correction. When received by a quadrature receiver with cosine correction, the corrected signals are output as L and R/JjJ/2 and the R signal is shifted backward by 90° in the phase shifter 98. Fig. 14 shows a spectral diagram of the transmitted signal, which shows that the sum and difference signals are transmitted simple sidebands. The correction information that is transmitted is double sideband.

Ved å multiplisere kvadratur-signalet med cosinus til en vinkel </ > før utsendelsen og dividere med samme cosinus i mottakeren, gir systemet et signal som er fullstendig kompatibelt i mono-mottakere og lett dekodet i stereo-mottakere, idet j6 blir definert som vinkelen mellom vektorsuramen til de opprinnelige kvadratur-bærerne. Signalet som utsendes har alle fordelene til kvadratur-modulasjonen uten å forårsake forvrengning i en modulasjonsbølge-detektor. Det gir minimalt tap i monodekning på grunn av forstyrrelser forårsaket av atmosfærisk forvregning og samtidig optimal stereogjengivelse. Systemet er kompatibelt med mono-mottakere som bruker enten modulasjonsbølge-deteksjon eller synkron-deteksjon. Best ytelse ved synkrondetektorer oppnås med en korreksjonskrets, men en rimelig ytelse kan oppnås ved hjelp av en umodifisert synkronmottaker. By multiplying the quadrature signal by the cosine of an angle </ > before transmission and dividing by the same cosine in the receiver, the system provides a signal that is fully compatible in mono receivers and easily decoded in stereo receivers, j6 being defined as the angle between the vector suram of the original quadrature carriers. The signal emitted has all the advantages of quadrature modulation without causing distortion in a modulation wave detector. It provides minimal loss in mono coverage due to disturbances caused by atmospheric distortion and at the same time optimal stereo reproduction. The system is compatible with mono receivers using either modulation wave detection or synchronous detection. Best performance of synchronous detectors is obtained with a correction circuit, but reasonable performance can be obtained using an unmodified synchronous receiver.

Claims

1. Transmitter for monophonic and/or stereophonic information signals, with a circuit (58) for forming the sum (A+B) of two information signals, a circuit (61) for forming the difference between these signals, a source (15',16 ) for two carrier waves with the same frequency, which are in phase quadrature with each other, a modulator circuit (12", 14', 16') to amplitude modulate the two carrier waves with the respective sum and difference between the two information signals, and with circuit (17' ) to add the two amplitude-modulated carrier waves, characterized in that it comprises a limiter (31) arranged to remove amplitude modulation from the added carrier waves, to form a phase-modulated transmitter carrier wave and further a modulator circuit (32) arranged for amplitude modulation of the transmitter carrier wave with the sum of the information signals, the transmitter being arranged to form a combined amplitude/phase modulated carrier wave of the form: and C and C are constants, and A and B are information signals.

2. Receiver for receiving a carrier wave that can be used for both monophonic and stereophonic reproduction, which is amplitude modulated with a signal proportional to the sum of a first (A) and a second (B) information signal, and which is phase modulated with a signal which is proportional to an angle 0, like this: where and C are constants, characterized in that it comprises a circuit (65) for forming an intermediate signal in response to the received signal, a circuit (36, 73, 34, 35) for forming a signal proportional to cosØ , as well as a corrector/demodulator (37, 38, 39, 40, 41) for forming an output signal which is substantially similar to the first and second information signals.

3. Recipient in accordance with requirement 2, characterized in that the circuit for producing the cos (f) signal comprises an oscillator (36), a limiting device (34) for limiting the intermediate signal, and a first multiplier circuit (35) for multiplying the output signals from the oscillator and the limiting circuit.

4. Receiver in accordance with claim 2 or 3, characterized in that the corrector/demodulator comprises a device (37) for dividing the intermediate signal produced depending on the received signal with the cos Ø-proportional signal, a first phase shift device (38) with phase shift 45° connected to the oscillator, a second multiplier device (40) for multiplying the output signals from the division device and the first phase shift device, a second phase shift device (39) for shifting the oscillator's output signal -45°, and a third multiplier device (41) for multiplying the output signals fta the division device and the second phase shift device (fig. 3, 6).

5. Recipient in accordance with requirement 2 or 3 characterized in that the corrector/demodulator device comprises a first phase shifting device (38), with a phase shift of 45° and connected to the oscillator, a second multiplier device (40) for receiving and multiplying the intermediate signal produced depending on the received signal with the phase shifted the signal from the first phase shifting device, a second phase shifting device (39), with a phase shift of -45° and connected to the oscillator, and a third multiplier device (41) for receiving and multiplying the intermediate signal produced depending on the received signal and with the phase shifted signal from the second phase displacement device (Fig. 8).

6. Receiver in accordance with claim 2 or 3, characterized in that the corrector/demodulator comprises a division device (37c) connected to the first multiplier device (35) and the oscillator, that a first phase shift device (38) is connected to the division device, that a second phase shift device (39) is connected to the division device, that a second multiplier device (40) is connected to the circuit device for producing signals depending on the received signals as well as to the first phase shift device and that a third multiplier device (41) is connected to the circuit device for producing signals depending of the received signals as well as of the second phase shifting device (fig. 9).