JPS5829903B2 - Amplitude modulation stereo receiver - Google Patents

Amplitude modulation stereo receiver

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Publication number
JPS5829903B2
JPS5829903B2 JP52133601A JP13360177A JPS5829903B2 JP S5829903 B2 JPS5829903 B2 JP S5829903B2 JP 52133601 A JP52133601 A JP 52133601A JP 13360177 A JP13360177 A JP 13360177A JP S5829903 B2 JPS5829903 B2 JP S5829903B2
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amplitude
signal
wave
component
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裕隆 倉田
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Sansui Electric Co Ltd
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Sansui Electric Co Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は搬送波と同相釦よびこれとは位相が異る複数の
搬送派を振幅変調した波とを合成して得た振幅変調波を
受信する受信装置に関し、特に、振幅変調されたステレ
オ信号を復調する受信装置に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a receiving device that receives an amplitude modulated wave obtained by combining a carrier wave, an in-phase button, and a wave obtained by amplitude modulating a plurality of carrier groups having different phases from the in-phase button. The present invention relates to a receiving device that demodulates an amplitude modulated stereo signal.

ここでは説明を簡単にする為−例として特に直交振幅変
調波に関し説明する。
Here, in order to simplify the explanation, a quadrature amplitude modulated wave will be specifically explained as an example.

最近、左右2チャンネルのオーディオ信号を直交振幅変
調して伝送しようとする試みが行なわれている。
Recently, attempts have been made to transmit quadrature amplitude modulated audio signals of two left and right channels.

このような直交振幅変調波を復調する場合、搬送波を再
生することが不可欠である。
When demodulating such a quadrature amplitude modulated wave, it is essential to regenerate the carrier wave.

したがって、受信装置では搬送波を再生するために、通
常、位相同期ループ回路(以下PLL と呼ぶ)が使用
されている。
Therefore, a phase-locked loop circuit (hereinafter referred to as PLL) is usually used in a receiving device to reproduce the carrier wave.

PLLは位相検出器、低域r波器及び電圧制御発振器(
以下VCOと呼ぶ)とを備え、受信信号の周波数とVC
Oの発振周波数との差が低域p波器のカットオフ周波数
によって定まるキャブチュアレンジ内に入ると、同期状
態になるという性質を有している。
The PLL consists of a phase detector, a low-frequency r-wave generator, and a voltage-controlled oscillator (
(hereinafter referred to as VCO), the frequency of the received signal and the VC
When the difference between the oscillation frequency of O and the oscillation frequency falls within the cavity range determined by the cutoff frequency of the low-frequency p-wave generator, a synchronized state is achieved.

一方、オーディオ信号は50 Hz程度の比較的低い周
波数帯域から存在しているのが普通である。
On the other hand, audio signals typically exist from a relatively low frequency band of about 50 Hz.

したがって、搬送波を再生する受信装置に使用されるP
LLの低域P波器ではオーディオ信号の低周波がVCO
O制御信号に混入しないように、50Hzより低い周波
数にそのカットオフ周波数が選ばれている。
Therefore, P used in a receiving device that regenerates a carrier wave is
In the LL low-frequency P-wave device, the low frequency of the audio signal is converted to the VCO.
Its cutoff frequency is chosen to be lower than 50 Hz to avoid mixing with the O control signal.

このため、低いカットオフ周波数を有する低域沖波器を
用いたPLLは受信信号の周波数とVCOの発振周波数
との差がカットオフ周波数より小さくならないと、キャ
プチュアレンジに入らないことになる。
Therefore, a PLL using a low frequency transducer having a low cutoff frequency will not enter the capture range unless the difference between the frequency of the received signal and the oscillation frequency of the VCO becomes smaller than the cutoff frequency.

したがって、この種の振幅変調ステレオ受信装置はキャ
プチュアレンジが狭く且つチューニングが難しいという
欠点がある。
Therefore, this type of amplitude modulation stereo receiver has the disadvantage that the capture range is narrow and tuning is difficult.

更に動作上においても、温度ドリフトあるいは機械的な
振動によって、PLLのロックが外れやすいという欠点
がある。
Furthermore, in terms of operation, there is a disadvantage that the PLL is likely to become unlocked due to temperature drift or mechanical vibration.

本発明の目的は必ずしもPLLを必要とすることなく、
オーディオ信号の混入等の生じない振幅変調ステレオ受
信装置を提供することである。
The purpose of the present invention does not necessarily require a PLL,
An object of the present invention is to provide an amplitude modulation stereo receiving device that does not cause mixing of audio signals.

本発明の他の目的はチューニングの際、周波数変調波の
場合と同じ程度の周波数帯域にわたってメータ等を振ら
せ表示を行なうことができる振幅変調ステレオ受信装置
を提供することである。
Another object of the present invention is to provide an amplitude modulation stereo receiver that can display a meter or the like over the same frequency band as in the case of frequency modulated waves during tuning.

本発明のより他の目的はステレオ受信だけでなく、現行
のAM標準放送も受信可能な受信装置を提供することで
ある。
A further object of the present invention is to provide a receiving device capable of receiving not only stereo reception but also current AM standard broadcasting.

本発明に係る振幅変調ステレオ受信装置は例えば等しい
周波数を持ち、且つ、互いに異なる位相を有する第1及
び第2の搬送波を第1及び第2の信号成分により直交振
幅変調して得られた振幅変調波を受信するために使用さ
れる。
The amplitude modulation stereo receiver according to the present invention has amplitude modulation obtained by orthogonal amplitude modulation of first and second carrier waves having equal frequencies and different phases using first and second signal components, for example. Used to receive waves.

この振幅変調波は第1及び第2の信号成分に起因する振
幅変調成分及び位相変調成分を不可避的に伴なっている
3本発明による受信装置は前述した振幅変調取分及び位
相変調成分を別々に復調する手段と、予め定められた周
波数を有する発振信号を再生用搬送波として発振する発
振器と、この再生用搬送波を復調位相変調成分により位
相変調し、位相変調搬送波を得る手段と、復調振幅変調
成分により位相変調搬送波を振幅変調し、振幅位相変調
波を生成する手段と、再生用搬送波と振幅位相変調波と
を受け、第1及び第2の信号成分を分離復調する手段と
を有している。
This amplitude modulated wave is inevitably accompanied by an amplitude modulated component and a phase modulated component caused by the first and second signal components. an oscillator that oscillates an oscillation signal having a predetermined frequency as a carrier wave for reproduction; a means for phase modulating the carrier wave for reproduction with a demodulation phase modulation component to obtain a phase modulated carrier wave; means for amplitude modulating a phase modulated carrier wave by a component to generate an amplitude phase modulated wave; and means for receiving the carrier wave for reproduction and the amplitude phase modulated wave and separating and demodulating the first and second signal components. There is.

以下、図面を参照して説明する。This will be explained below with reference to the drawings.

第1図を参照すると、この実施例でぼ本発明に係る復調
部10のほかに、受信アンテナ11、高周波増幅段12
、混合器13、局部発振器14及び中間周波増幅段15
が図示されている。
Referring to FIG. 1, in this embodiment, in addition to the demodulator 10 according to the present invention, a receiving antenna 11 and a high frequency amplification stage 12 are also included.
, mixer 13, local oscillator 14 and intermediate frequency amplification stage 15
is illustrated.

受信装置10の横取及び動作を説明する前に、直交振幅
変調されたステレオ信号の受信原理を概略的に説明する
Before explaining the reception and operation of the receiving device 10, the principle of receiving a quadrature amplitude modulated stereo signal will be schematically explained.

筐ず、直交振幅変調ステレオ信号は次式のようにあられ
される。
However, the quadrature amplitude modulated stereo signal is expressed as follows.

但し、■は搬送波の振幅、Mは振幅変調度、L(t)は
左チャンネルの信号成分、R(t)は右チャンネルの信
号成分及びωCは搬送波の角周波数である。
However, ■ is the amplitude of the carrier wave, M is the degree of amplitude modulation, L(t) is the left channel signal component, R(t) is the right channel signal component, and ωC is the angular frequency of the carrier wave.

ここで、(1)式はと変形することができる。Here, equation (1) can be transformed as follows.

(1)式及び(2)式からも明らかな通り、直交振幅変
調ステレオ信号eは振幅変調成分のほかに、位相変調成
分φを含み、両チャンネルの信号成分L(t) 、 R
(t)はそれぞれ搬送波に対して±π/4 の軟和面上
に存在している。
As is clear from equations (1) and (2), the orthogonal amplitude modulation stereo signal e includes a phase modulation component φ in addition to the amplitude modulation component, and the signal components L(t) and R of both channels are
(t) exist on a soft surface of ±π/4 with respect to the carrier wave.

したがって、両チャンネルの信号成分を分離して取π り出すため[は、受信側[、%−いて、cos (ω。Therefore, the signal components of both channels are separated and extracted. In order to output [, the receiving side [, %-, cos (ω.

t±−)であられされる信号を復調用搬送波として発生
さぞ、プロダクト検波を行なうと共に、eO8φの成分
を抽出し、プロダクト検波結果あるいはステレオ信号e
を抽出されたcosφ成分で除算すればよい。
t±-) is generated as a carrier wave for demodulation, product detection is performed, the component of eO8φ is extracted, and the product detection result or stereo signal e
may be divided by the extracted cosφ component.

上述したことからも容易だ理解できるように、直交振幅
変調ステレオ信号eを復調するには、eの搬送波と同期
した復調用搬送波を発生g−eなければならない。
As can be easily understood from the above, in order to demodulate the orthogonal amplitude modulated stereo signal e, it is necessary to generate a carrier wave for demodulation ge that is synchronized with the carrier wave of e.

通常、復調用搬送波を発生さぐる手段として、前述した
ように、キャプチュアレンジの極めて狭いPLLを使用
するか、あるいは、2つのPLLを直列に接続したもの
を使用している。
Usually, as a means for generating demodulating carrier waves, a PLL with an extremely narrow capture range is used, or two PLLs connected in series are used, as described above.

しかしながら、これらの方法では動作上あるいは操作の
面で不都合な点が多い。
However, these methods have many disadvantages in terms of operation and operation.

ここで、再び第1図を参照すると、復調部10は信号処
理部20と分離部21とに分けることができる。
Here, referring again to FIG. 1, the demodulating section 10 can be divided into a signal processing section 20 and a separating section 21.

1ず、復調部10には中間周波増幅段15から上述した
ステレオ信号eが中間周波に変換された形で与えられる
First, the above-described stereo signal e is supplied to the demodulator 10 from the intermediate frequency amplification stage 15 in the form of an intermediate frequency.

この中間周波信号をel とすると、elばeと同様
に、 は振幅、ωiは中間角周波数〕 であられされる。
Letting this intermediate frequency signal be el, similarly to el, e is the amplitude and ωi is the intermediate angular frequency.

この中間周波信号e1は乗算器22及びリミッタ23な
供給される。
This intermediate frequency signal e1 is supplied to a multiplier 22 and a limiter 23.

リミッタ23に中間周波信号e1中の振幅変調成分を除
去し、位相変調成分φを抽出するために設けられている
The limiter 23 is provided to remove the amplitude modulation component in the intermediate frequency signal e1 and extract the phase modulation component φ.

elをリミッタ23を用いて、I2で振幅制限すると、
振幅制限された信号e2がFM検波器24に送出される
When the amplitude of el is limited by I2 using the limiter 23,
The amplitude-limited signal e2 is sent to the FM detector 24.

振幅制限された信号e2は矩形波であられされ、この矩
形波をフーリエ展開すると、よく知られているように、
次のようにあられすことができる。
The amplitude-limited signal e2 is a rectangular wave, and when this rectangular wave is Fourier expanded, as is well known,
It can come as follows:

(但し、mは正の整数) F’M検波器24ばe2を振幅調整して振幅調整信号e
3を送出すると共に、FM検波の結果をあられす検波信
号e4を生成する。
(However, m is a positive integer) The amplitude adjustment signal e is obtained by adjusting the amplitude of the F'M detector 24 e2.
3, and also generates a detection signal e4 representing the result of FM detection.

FM検波器24は通常のFM検波器でよく、したがって
、受信ステレオ信号中の搬送波を再生する必要はない。
FM detector 24 may be a conventional FM detector and therefore does not need to recover the carrier wave in the received stereo signal.

また、e2を参照信号として動作するキャプチュアレン
ジの広いPLLを用いてF’M検波器24を構成しても
よい。
Furthermore, the F'M detector 24 may be configured using a PLL with a wide capture range that operates using e2 as a reference signal.

この場合、e3 としてVCOの発振出力信号、e4
としてvCOの制御電圧がそれぞれ送出される。
In this case, e3 is the oscillation output signal of the VCO, e4
The control voltage of vCO is sent out as follows.

e3及び検波信号e4ばそれぞれ であられすことができる。e3 and detection signal e4 respectively You can hail.

このうち、検波信号e4は積分器25で積分され、次式
のように、位相変調成分φをあられす信号e。
Among these, the detected signal e4 is integrated by an integrator 25, and the phase modulation component φ is converted into a signal e as shown in the following equation.

が送出される。is sent.

他方、e3は乗算器22へ供給され、この乗算器22で
e、と掛算した後、乗算結果をあられす信号e6がロー
パスフィルタ26へ送出される。
On the other hand, e3 is supplied to a multiplier 22, where it is multiplied by e, and then a signal e6 representing the multiplication result is sent to a low-pass filter 26.

このとき、e6は +R(t))+(高周波成分) ・・・・・・・・・・
・・・・・(8)で示されるから、ローパスフィルタ2
6では(8)式の高周波成分を除去し、オーディオ信号
e7を抽出する。
At this time, e6 is +R(t))+(high frequency component)...
...Since it is shown in (8), low-pass filter 2
In step 6, the high frequency component of equation (8) is removed and the audio signal e7 is extracted.

(但し、Koは定数) (9)式からも明らかな通り、ローパスフィルタ26の
出力e7 には左右両チャンネルの信号成分が分離され
ない形で含昔れている。
(However, Ko is a constant.) As is clear from equation (9), the output e7 of the low-pass filter 26 contains signal components of both the left and right channels without being separated.

言い換えれば、e7ばeの振幅変調成分をあられしてい
る。
In other words, e7 suppresses the amplitude modulation component of e.

次に、ローパスフィルタ26の出力e7は振幅変調器2
7に送出され、他方、積分器25の出力e、は位相変調
器28に供給される。
Next, the output e7 of the low-pass filter 26 is transmitted to the amplitude modulator 2
7, while the output e of the integrator 25 is fed to a phase modulator 28.

位相変調器28には局部発振器29から発振角周波数ω
The phase modulator 28 receives the oscillation angular frequency ω from the local oscillator 29.
.

の発振出力が再生用搬送波e8 として与えられている
The oscillation output of is given as a reproduction carrier wave e8.

ここで、e8二に+cos(ωot > −°−
−−−−−−−°−(10(但し、K1は定数) とすると、位相変調器28ではこの再生用搬送波e8を
積分器25からの位相変調成分e5によって位相変調し
、次式であられされる位相変調出力e、を送出する。
Here, e82 +cos(ωot > −°−
−−−−−−−°−(10 (however, K1 is a constant), the phase modulator 28 modulates the phase of this carrier wave e8 for reproduction by the phase modulation component e5 from the integrator 25, and the following equation is obtained. A phase modulated output e is sent out.

e、二に1 cos(ω。e, 2 to 1 cos (ω.

t+Aθ・φ) ・・・・・・・・仰(ここで、Jθは
位相偏移に係る係数である)したがって、振幅変調器2
7には予め位相変調器φによって位相偏移された信号e
、が被変調波として供給されることがわかる。
t+Aθ・φ) ...... Elevation (Here, Jθ is a coefficient related to the phase shift) Therefore, the amplitude modulator 2
7 is a signal e whose phase has been shifted in advance by a phase modulator φ.
, is supplied as a modulated wave.

振幅変調器21では振幅変調成分をあられす信号e7に
エリ信号e、を振幅変調し、次のような振幅位相変調信
号elQを出力する。
The amplitude modulator 21 amplitude-modulates the amplitude modulation component into the hail signal e7 and the Eli signal e, and outputs the following amplitude phase modulation signal elQ.

(但し、I4は振幅、Mlぽ振幅変調度)ここで、振幅
変調器27の振幅変調度M1をステレオ信号eの振幅変
調度Mと等しくし、且つ、位相変調器28の位相変調係
数Jθを1となるようにすれば、(3)式で与えられる
中間周波信号e。
(However, I4 is amplitude, Mlpo amplitude modulation degree) Here, the amplitude modulation degree M1 of the amplitude modulator 27 is made equal to the amplitude modulation degree M of the stereo signal e, and the phase modulation coefficient Jθ of the phase modulator 28 is 1, the intermediate frequency signal e given by equation (3).

と同じ形式の信号が得られる。A signal with the same format as is obtained.

尚、局部発振器29の発振角周波数ω。Note that the oscillation angular frequency ω of the local oscillator 29 is.

ばωiと等しくてもよいし、また、異なっていてもよい
may be equal to or different from ωi.

次に、αO〜(6)式を参照すると、この実施例では位
相変調を行なうために、a吠で示される一定位相の信号
e、が加えられて、α3式の振幅位相変調波e1oを生
成すると共に、この振幅位相変調波e1oの再生のため
に、信号e8を使弔する。
Next, referring to formula αO~(6), in order to perform phase modulation in this embodiment, a signal e with a constant phase indicated by a is added to generate an amplitude phase modulated wave e1o of formula α3. At the same time, the signal e8 is used to reproduce this amplitude-phase modulated wave e1o.

即ち、本発明では、一つ0局部発振器29の出力を変調
用及び復調用に使用するから、ステレオ信号の分離復調
に不可欠な搬送波の再生を容易に行なうことができる。
That is, in the present invention, since the output of the local oscillator 29 is used for modulation and demodulation, it is possible to easily reproduce the carrier wave that is essential for separating and demodulating stereo signals.

言い換えれば、受信ステレオ信号eの搬送波とは実質上
無関係な周波数を用いてステレオ信号の復調が可能であ
る。
In other words, it is possible to demodulate the stereo signal using a frequency that is substantially unrelated to the carrier wave of the received stereo signal e.

上述した信号処理部20の出力e、。Output e of the signal processing section 20 described above.

及びe8は左右チャンネルの分離のために、分離部21
へ供給される。
and e8 is a separating section 21 for separating left and right channels.
supplied to

このうち、再生用搬送波e8は第1及び第2の移相器3
1及び32へ与えられる。
Among these, the carrier wave e8 for reproduction is transmitted to the first and second phase shifters 3.
1 and 32.

第1の移相器3Fは再生用搬送波e8をπ/4だけ進t
−tr、他方、第2の移相器32はπ/4だけ遅らぜろ
The first phase shifter 3F advances the reproduction carrier wave e8 by π/4 t
-tr, on the other hand, the second phase shifter 32 should be delayed by π/4.

したがって、第1及び第2の移相器31及び32の出力
e1□及びe、3ばそれぞれ次式G3及び04式であら
れすことができる。
Therefore, the outputs e1□ and e, 3 of the first and second phase shifters 31 and 32 can be expressed by the following equations G3 and 04, respectively.

一方、振幅位相変調波elofl第1及び第2の乗算器
33及び34、並びにり□ツタ35に供給される。
On the other hand, the amplitude phase modulated wave elofl is supplied to the first and second multipliers 33 and 34, and the square vine 35.

第1の乗算器33には第1の移相器31の出力e、2が
与えられているから、その乗算出力+高周波成分
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・すθであられすことができる。
Since the output e,2 of the first phase shifter 31 is given to the first multiplier 33, the multiplication output + high frequency component
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
...It is possible to have rain at θ.

他方、第2の乗算器34の出力e15は次式で示される
On the other hand, the output e15 of the second multiplier 34 is expressed by the following equation.

+高周波成分 ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・ue第1及び第2の乗算器3
3及び34の出力e14゜e15ばそれぞれ第1及び第
2の割算器36及び37へ与えられる。
+High frequency component ・・・・・・・・・・・・・・・
...... ue first and second multiplier 3
The outputs e14 and e15 of 3 and 34 are applied to first and second dividers 36 and 37, respectively.

リミッタ35では供給された振幅位相変調波e1oを振
幅制限し振幅制限出力e、6を位相比較器38へ送出す
る。
The limiter 35 limits the amplitude of the supplied amplitude-phase modulated wave e1o and sends an amplitude-limited output e,6 to the phase comparator 38.

位相比相比較器38は局部発振器29から再生用搬送波
e8 を受けているかち、この再生用搬送波e8 と振
幅制限出力e16とを位相比較し、比較結果e1□を第
1及び第2の割算器36及び37へ送る。
The phase ratio phase comparator 38 receives the carrier wave e8 for reproduction from the local oscillator 29, compares the phase of the carrier wave e8 for reproduction and the amplitude limited output e16, and divides the comparison result e1□ by the first and second divisions. to containers 36 and 37.

ここで、振幅制限出力e16及び比較結果e17は次の
ようにあられすことができる。
Here, the amplitude limit output e16 and the comparison result e17 can be expressed as follows.

ここで、e16は第(4)式で示したe2の場合と同様
に矩形波のフーリエ展開によってあられされている。
Here, e16 is expressed by Fourier expansion of a rectangular wave, as in the case of e2 shown in equation (4).

e17=に4・cosφ十高周波高周波成分・・・・・
・・・・u8第1及び第2の割算器36及び31では、
それぞれ次の割算を実行し割算結果e18及び81gを
送出する。
e17 = 4・cosφ10 high frequency high frequency component...
....In the u8 first and second dividers 36 and 31,
Each of the following divisions is executed and the division results e18 and 81g are sent out.

高周波成分 ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・(1)09及び囚式を参照して
も明らかな通り、第1の割算器36からの出力e18に
は左チャンネルの信号成分L (t)のみが台筐れてか
り、且つ、第2の割算器37の出力e1gには右チャン
ネルの信号成分が分離されている。
High frequency component ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・(1) As is clear from 09 and the prison expression, only the left channel signal component L(t) is output from the first divider 36. The signal component of the right channel is separated into the output e1g of the second divider 37.

またeO8φ成分は(2)式で示されるようにeの振幅
成分にも存在するから第1図の割算器36.37を除去
し、27と33釦よび27と34との接続点に直列に挿
入し直し割算しても同一の結果が得られる。
In addition, since the eO8φ component also exists in the amplitude component of e as shown in equation (2), the dividers 36 and 37 in FIG. You can get the same result by inserting it back into , and dividing again.

尚、積分器25の出力e、をメータ等に表示すれば、実
質上FMの場合と同じ程度の範囲にわたって表示を行な
うことができる。
Note that if the output e of the integrator 25 is displayed on a meter or the like, it can be displayed over substantially the same range as in the case of FM.

第2図を参照すると、本発明の他の実施例は位相変調器
28としてPLLを使用し、PLLのVCOの出力及び
e8 とvCOの出力との位相比較出力を位相変調出力
e、及び比較結果信号e1□′として送出する場合であ
る。
Referring to FIG. 2, another embodiment of the present invention uses a PLL as the phase modulator 28, and outputs the phase comparison output of the PLL's VCO output and the output of e8 and vCO as the phase modulation output e and the comparison result. This is a case where the signal is sent as the signal e1□'.

この場合、VCOの出力e、ばe9に対してπ/2だけ
更に進んだ位相を有しているから、 であられてれる。
In this case, since the outputs e and e9 of the VCO have a phase that is further advanced by π/2, the following equation can be obtained.

したがって、振幅変調器27の振幅位相変調波e、Qば となり、他方、VCOの発振周波数と局部発振器29の
発振周波数との差をあられす比較結果となる。
Therefore, the amplitude and phase modulated waves e and Q of the amplitude modulator 27 are obtained, and the difference between the oscillation frequency of the VCO and the oscillation frequency of the local oscillator 29 is compared.

局部発振器29の発振周波数である再生用搬送波e8は
第」及び第2の移相器31及び32に与えられる。
The reproduction carrier wave e8, which is the oscillation frequency of the local oscillator 29, is given to the second phase shifter 31 and 32.

第1及び第2の移相器31及び32では再生用搬送波e
8を3π/4及びπ/4だけ移相し、第1及び第2の乗
算器33及び34へ供給する。
In the first and second phase shifters 31 and 32, the reproduction carrier e
8 is phase-shifted by 3π/4 and π/4 and supplied to the first and second multipliers 33 and 34.

第1及び第2の移相器31及び32の出力e 及びe、
3は 2 となる。
Outputs e and e of the first and second phase shifters 31 and 32,
3 becomes 2.

したがって、第1及び第2の乗算器33及び34の出力
e14及びe、5ば であられσれる。
Therefore, the outputs e14 and e,5 of the first and second multipliers 33 and 34 are σ.

これらの出力e、4及びe、5 をそれぞれe1□で割
算すれば、第1及び第2の割算器36及び37からは左
チャンネル及び右チャンネルの信号成分を含む信号e+
8及びei9が送出され、第1図と同様な分離復調が行
なえる。
If these outputs e, 4 and e, 5 are divided by e1□, the first and second dividers 36 and 37 produce a signal e+ containing signal components of the left channel and right channel.
8 and ei9 are sent out, and the same separation and demodulation as in FIG. 1 can be performed.

第3図を参照すると、第2図の位相変調器28として使
用されるPLLを示している。
Referring to FIG. 3, a PLL used as phase modulator 28 of FIG. 2 is shown.

このPLLは位相検出器41.低域F波器42、直流増
幅器43、VCO44、移相器45及び位相比較器46
とを備えている。
This PLL has a phase detector 41. Low-pass F wave generator 42, DC amplifier 43, VCO 44, phase shifter 45, and phase comparator 46
It is equipped with

まず、VCO44の発振出力が位相変調波e9 として
振幅変調器27へ供給される。
First, the oscillation output of the VCO 44 is supplied to the amplitude modulator 27 as a phase modulated wave e9.

位相検出器41は局部発振器の発振出力である再生用搬
送波e8 とVCO44の出力である位相変調波e、と
を位相比較して、比較結果を低域P波器42へ送出する
The phase detector 41 compares the phases of the reproduction carrier wave e8, which is the oscillation output of the local oscillator, and the phase modulated wave e, which is the output of the VCO 44, and sends the comparison result to the low-frequency P-wave device 42.

低域ろ波器42の出力は再生用搬送波e8と位相変調波
09間の位相差をあられす信号として、差動増幅回路に
よって構成された直流増幅器43の一方の入力端へ供給
される。
The output of the low-pass filter 42 is supplied as a signal representing the phase difference between the reproduction carrier wave e8 and the phase modulated wave 09 to one input terminal of a DC amplifier 43 constituted by a differential amplifier circuit.

直流増幅器43の他方の入力端には、積分器から位相変
調成分をあられす信号e5が与えられており、両信号の
レベル差に応じた信号がVCO44へ供給される。
The other input terminal of the DC amplifier 43 is supplied with a signal e5 that generates a phase modulation component from an integrator, and a signal corresponding to the level difference between the two signals is supplied to the VCO 44.

これによって、vCO44からは位相変調された出力e
9 が送出される0このPLLでは、受信ステレオ信号
に台筐れている信号成分の周波数を実質上考慮する必要
がないため、低域戸波器42のカットオフ周波数を高く
とることができる。
As a result, the phase modulated output e from vCO44 is
In this PLL, it is not necessary to substantially consider the frequency of the signal component included in the received stereo signal, so the cutoff frequency of the low-frequency wave filter 42 can be set high.

また、再生用搬送波e8を移相器45でπ/2移相した
信号と位相変調波eごは位相比較器46で位相比較され
、その比較結果信号e17は割算器へ送られろ。
Further, the phase of the reproduction carrier wave e8 shifted by π/2 by the phase shifter 45 and the phase modulated wave e are compared in phase by the phase comparator 46, and the comparison result signal e17 is sent to the divider.

また、前記説明では信号間の遅延時間差については述べ
なかったが、この調整は第1図26で考慮すれば可能で
ある。
Further, although the delay time difference between signals was not mentioned in the above explanation, this adjustment can be made by considering the difference in delay time between signals.

尚、eの振幅にcosφが存在しない時は割算器36,
37は不要でet4tet5が出力信号になる。
Note that when cosφ does not exist in the amplitude of e, the divider 36,
37 is unnecessary and et4tet5 becomes the output signal.

尚、本発明は現在行われているAM標準放送受信機と完
全に両立性を有するとと/ri、(1)式φ釦よび■式
のφ。
It should be noted that the present invention is completely compatible with the currently used AM standard broadcasting receiver.

二〇と置けば前記の復調過程の説明から明らかである。It is clear from the above explanation of the demodulation process that it is set to 20.

以上述べたように、本発明では位相変調成分を振幅変調
成分と別に抽出し、この位相変調成分を利用して、受信
装置内部で新たにステレオ信号波を生成している。
As described above, in the present invention, the phase modulation component is extracted separately from the amplitude modulation component, and this phase modulation component is used to generate a new stereo signal wave inside the receiving device.

したがって、受信装置内部に任意に定められた再生用搬
送波を用いることができ、受信ステレオ信号からPLL
を用いて搬送波を見出す形式の従来装置に比較して、キ
ャプテユアレンジの狭いPLLを使用しなければならな
い等の制約を受けないという利点がある。
Therefore, it is possible to use an arbitrarily determined carrier wave for reproduction inside the receiving device, and to convert the received stereo signal into a PLL signal.
Compared to a conventional device that finds a carrier wave using , it has the advantage that it is not subject to restrictions such as having to use a PLL with a narrow capture arrangement.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
本発明の他の実施例を示すブロック図、第3図は本発明
に使用されるPLLを説明するためのブロック図である
。 記号の説明、10:復調部、20:信号処理部、21:
分離部、22:乗算器、23:リミッタ、24:FM検
波器、25:積分器、26:ローパスフィルタ、27:
振幅変調器、28二位相変調器、29:局部発振器、3
1,32:移相器、33.34:乗算器、35:リミッ
タ、36゜37:割算器、38二位相比較器。
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the invention, FIG. 2 is a block diagram showing another embodiment of the invention, and FIG. 3 is a block diagram for explaining the PLL used in the invention. be. Explanation of symbols, 10: demodulation section, 20: signal processing section, 21:
Separation unit, 22: Multiplier, 23: Limiter, 24: FM detector, 25: Integrator, 26: Low pass filter, 27:
Amplitude modulator, 28 Two-phase modulator, 29: Local oscillator, 3
1, 32: Phase shifter, 33. 34: Multiplier, 35: Limiter, 36° 37: Divider, 38 Two-phase comparator.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1 e二Ic1+M(L(t)+R(t)))cos
(ωCt+φ)(但し、■・は搬送波の振幅、Mは振幅
変調度、L(t)fl左チャンネルの信号成分、R(t
)は右チャンネルの信号成分、ωCは搬送波の角周波数
、及び位相変調成分φ−=tan−1M(L(t)−R
(t))/[x+M(L(t)+R(t))))であら
れされるような振幅変調波eを受信して復調するステレ
オ受信装置において、 前記振幅変調波に伴なう振幅変調成分(L(t)+R(
t))を復調する手段と、 前記振幅変調波に伴なう前記位相変調成分φを・復調す
る手段と、 予め定められた周波数を有する発振信号を再生用搬送波
(K、 cosω。 t、但し、ω0は発振信号の角周波数、K1は定数)と
して送出する発振器と、 前記再生用搬送波を前記復調された位相変調成分により
位相変調し、位相変調された再生用被変調波(K1 c
os(ω□t+Jθ・φ);但し、Jθは位相偏移)を
生成する手段と、 前記復調された振幅変調成分により前記位相変調された
再生用被変調波を振幅変調し、振幅位相変調波(I ’
Cl+Ms (L(t)+M (t) )) cos
(ω。 t+Jθ・φ);但し、■は振幅、Mlは振幅変調度)
を生成する手段と、 前記再生用搬送波を受け、前記再生用搬送波を互いにπ
/2だけ位相の異なる一対の信号を得る手段と、 前記一対の信号をそれぞれ前記振幅位相変調波と乗算す
ると共に、前記各乗算に伴なう位相変動を前記復調され
た位相変調成分を参照して除去することにより、前記受
信振幅変調波の左及び右チャンネルの信号成分を個別に
分離復調する手段とを有することを特徴とする振幅変調
ステレオ受信装置。
[Claims] 1 e2 Ic1+M(L(t)+R(t)))cos
(ωCt+φ) (where ■・ is the amplitude of the carrier wave, M is the amplitude modulation degree, L(t)fl is the signal component of the left channel, R(t
) is the signal component of the right channel, ωC is the angular frequency of the carrier wave, and the phase modulation component φ-=tan-1M(L(t)-R
(t))/[x+M(L(t)+R(t))))) In a stereo receiving device that receives and demodulates an amplitude modulated wave e as shown in FIG. Component (L(t)+R(
t)); means for demodulating the phase modulation component φ accompanying the amplitude modulation wave; and a means for demodulating the phase modulation component φ accompanying the amplitude modulation wave; , ω0 is the angular frequency of the oscillation signal, K1 is a constant); and the carrier wave for reproduction is phase-modulated by the demodulated phase modulation component, and a phase-modulated wave for reproduction (K1 c
means for generating os(ω□t+Jθ・φ); where Jθ is a phase shift); (I'
Cl+Ms (L(t)+M(t))) cos
(ω. t+Jθ・φ); However, ■ is the amplitude and Ml is the amplitude modulation degree)
a means for receiving the reproducing carrier wave, and a means for generating the reproducing carrier wave with respect to each other by π.
means for obtaining a pair of signals having a phase difference of /2; multiplying each of the pair of signals by the amplitude phase modulated wave, and referring to the demodulated phase modulation component for the phase fluctuation accompanying each multiplication; an amplitude modulated stereo receiver, comprising means for individually separating and demodulating left and right channel signal components of the received amplitude modulated wave by removing them.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JPS52141502A (en) * 1976-04-07 1977-11-25 Motorola Inc Communication system

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