NO155750B - Pulsbreddemodulert sendingsomformer for generering av en fortrinnsvis sinusformet vekselspenning. - Google Patents

Abstract

En pulsbreddemodulert spenningsomformer er foreslått, hvilken anformer en likespenning til en sinusformet veksiel-spenning med lav frekvens for anvendelse som en ringesignalgenerator for telefonsentraler. Omformeren inneholder et effekttrinn som omfatter en ferritttkjerne-transformator (T) med to omkoblere 'P, E) på primærsiden (batterisiden) og to omkoblere (S-, S) på sekundærsiden (lastsiden). Omkoblerne styres av styrepulser fra en pulsbreddemodulator (PM) med en variabel pulskvotient slik at de omkobles med en frekvens som er meget høyere enn frekvensen hos den sinusformete veksel-strømmen og slik at en pulsering av energistrømmen. mellom batteri- og lastside oppnås.

Description

Oppfinnelsen vedrører en pulsbreddemodulert spenningsomformer beregnet i første rekke for generering av en sinusformet vekselspenning av lav frekvens, hvor toppverdien av omformerens utspenning kan være større enn matespenningen. Den foreslåtte omformeren anvendes eksempelvis som en signal-generator i telefonsentraler, men den kan også anvendes som matespenningskilde i en linjekrets mellom telefonabonnent og sentral.

I abonnenttrinnet i en telefonsentral inngår vanligvis en ringesignalgenerator som er felles for et flertall telefon-abonnenter tilsluttet sentralen. Dens funksjon er å forsyne den mottagende abonnent med et ringesignal før oppkobling av en samtale. For sin funksjon, skal generatoren generere en sinusformet vekselspenning, som kan adderes eller serie-kobles til en batterispenning (såkalt batterioffset) i linjekretsen på et flertall måter avhengig av ulike markeds-krav. Ringspenningens amplitude og frekvens er også gjen- • stand for markedstilpasning fra 80 V opptil 120 V, såvel som 17, 25 og 50 Hz. Den nødvendige effekt er ca. 25 VA for de enheter og trafikktilfeller som normalt forekommer.

Som eksempel på teknikkens stand, kan det henvises til US-patent 4.056.689. Dette patent beskriver bl.a. en linjekrets i hvilken en strømforsyningskrets er innbefattet for mating av en telefonlinje med en strøm uavhengig av linje-lengden. I linjekretsen inngår en ringegenerator som genererer et ringesignal ved oppringning av en stasjon fra en abonnent, såvel som en matespenningskilde som forsyner linjen med likestrøm når abonnenten løfter sin håndmikro-telefon.

I US-patent 4.174.4 67 vises i nærmere detalj en ringesignalgenerator for anvendelse i en linjekrets. Denne kjente generator har et effekttrinn som utgjøres av fire parvis ledende omkoblere tilkoblet i talesignalbanen mellom sentralen og en abonnent. Omkoblerne styres med en omkoblings-frekvens som er meget høyere (15kHz) enn ringesignalfre-kvensen (50kHz) i den hensikt å redusere forstyrrende

overtoner i ringesignalet.

Et problem ved konstruksj on av ringesignalgeneratorer og matespenningskilder for linjekretser, er å tilveiebringe ønskede spenninger og strømmer med det minst mulige effekt-forbruk. Tidligere kjente løsninger slik som en roterende maskin eller klasse C-oscillator anvendt som en ringegenerator har vanligvis altfor stor vekt og for store dimensjoner. Ved forsøk på miniatyrisering er det fremfor alt LF-drossler og transformatorer som opptar størst rom og har den største vekt. Videre utvikler effektkomponentene i lineære utgangs-trinn så meget varme at de ikke kan monteres meget tettere tross at deres fysiske dimensjoner er små.

Spenningsomformeren ifølge foreliggende oppfinnelse inn-holder en transformator, hvilken både på batteri og lastsiden er forbundet med omkoblingselementer, f.eks. transistorer. Omkoblingselementene styres derved slik at den til batterisiden innkommende likespenningen omformes til en sinusformet utgangsspenning og strøm, d.v.s. utgangen har firekvadi+antkarakter, hvorved utgangen kan tillates å bli belastet med såvel resistiv som reaktiv last. Frekvensen hos styresignalene til omkoblingselementene er derved valgt meget høy i forhold til frekvensen (f.eks. frekvensspekteret) hos den ønskede utspenningen» hvorved transformatoren og det etterfølgende utgangsfilteret kan gis små dimensjoner. Fire-kvadrantkarakteren hos omformerens effekttrinn medfører dessuten at temporær overskuddsenergi i utgangsfilteret kan tilbakemates til likespenningskilden, hvorfor en viss effektbesparing også her kan oppnås.

Formålet med oppfinnelsen er således å tilveiebringe en spenningsomformer for omforming av likestrøm til vekselstrøm hvilken opptar lite plass og krever lav effekt for omform-ingen .

Omformeren ifølge oppfinnelsen er derved kjennetegnet ifølge den kjennetegnende del av krav 1.

Oppfinnelsen skal nå beskrives i detalj med henvisning til vedlagt tegning, hvor

fig. 1 er et blokk-og koblingsskjerna som viser grunntrekkene ved en spenningsomformer ifølge oppfinnelsen;

fig. 2a-2d viser ekvivalente skjemaer for omformeren (effektdelen) ifølge fig. 1 under de ulikekoblingsforløpj fig. 3 er et tidsdiagram for nærmere å forklare virknings-måten av omformeren ifølge fig. 1,'

fig. 4 er tidsdiagram over strømmene gjennom to transformator-viklinger i skjemaet ifølge fig. 1, ' og

fig. 5 er et diagram over en mulig modulatorkarakteristikk hos pulsbreddemodulatoren som inngår i omformeren ifølge fig. 1.

Grunntrekkene ved spenningsomformeren ifølge oppfinnelsen fremgår av fig. 1. Et batteri B, som avgir en passende likespenning, er tilkoblet et inngangsfilter if. Utgangene av filteret IF er tilkoblet de to endepunktene av en første vikling hos en transf omator T. Inngangsf ilteret IF har til oppgave å eliminere de ulemper som oppstår når omformerens matespenningskilde ikke har tilstrekkelig lav impedans ved omkoblingsfrekvensen. Filteret skal utjevne de puls-strømmer som opptrer i omformeren slik at annet utstyr (tilkoblet batteriet B) ikke forstyrres og slik at omformerens matespenning ikke nevneverdig påvirkes av disse puls-strømmer. Transformatoren T er av vanlig utførelse med en ferritt-kjerne/ og inneholder to viklinger L, og L 2 på en side (nedenfor kalt primærsiden) og to viklinger , L. på den andre siden (sekundær siden). Via en første omkobler P^, har viklingen L-^ sine endepunkter forbundet med filter-utgangen ifølge ovenstående, og via i.en andre omkobler Pr,

har viklingen L« et endepunkt forbundet med nevnte utgang.

På en lignende måte har sekundærviklingshalvdelen L 3 et endepunkt forbundet via en tredje bryter S-^ til inngangen av et utgangsfilter UF og sitt andre endepunkt direkte forbundet med nevnte inngang. Den fjerde viklingshalvdelen har et endepunkt forbundet i med inngangen av utgangsfilteret UF via av en fjerde omkobler S£ og har sitt andre endepunkt direkte tilkoblet nevnte inngang. Omkoblerne er styrbare fra utgangene p^, pr, og $ 2 av en pulsbreddemodulator PM, v.

hvilken nedenfor skal beskrives nærmere. Omkoblerne P^,

Pr og S-^, S2 kan være bipolare transistorer, felteffekt-transistorer av MOS- typen eller bipolar type, avhengig av aktuell anvendelse. Omkobleren Pr kan også bestå bare av en diode, idet styrepulsen P fra modulatoren Pm da ikke anvendes. Viklingshalvdelen L^- L^ er orientert som angitt ved punktmarkeringene i fig. 1 og viklingstallforholdet L^-L^, L2~L4 ^an vel9es på en e9net måte avhengig av ønsket utspenningsnivå av lastspenningen som oppnås fra utgangsfilteret UF. Blokken L symboliserer en last, hvilken i ringesignalgeneratoranvendelsen er en såkalt ringebuss,

dvs. en totrådslinje som inneholder et flertall omkoblere (ringreléer). I den ené posisjonen av disse, er ringesignalgeneratoren forbundet med et telefonsett og gir et ringesignal til denne. I den andre posisjonen (taleposisjonen) tilkobles apparatet en sentral og ringesignalgeneratoren frakobles.

Begge terminaler av utgangsfilteret UF er foruten til lasten L tilkoblet inngangen av et tilbakekoblingsnettverk N. Utgangsspenningen U dempes til et passende nivå i dette nettverk for å kunne tilpasses påfølgende logiske kretser. Ettersom utgangsspenningen UL er flytende (ikke relatert

til noen referanse), skjer det i nettet N også en passende relatering til et referanse potensial (jord). Utspenningen Uc fra nettverket N ifølge fig.l er således relatert til jord.

En komparator, f.eks. omfattende en operasjonsforsterker,

er férbundet med en inngang til utgangen av tilbakekoblings-nettverket N og med sin andre inngang til inngangssignalkilden i omformeren. I anvendelsestilfellet med ringesignalgeneratoren ifølge fig. 1, er inngangssignalkilden en referenseoscillator RO, som sender et sinusformet refe-ransesignal, hvis frekvens er lik den som ønskes' oppnådd for utgangsspenningen UL fra filteret UF. Ved sammen-ligning av referansespenningen Ure^ med utspenningen Uc fra nettverket N, oppnås en feilspenning UF over komparatorens JF utgang. Denne utgang er forbundet med

pulsbreddemodulatoren PM, hvilken sender styresignaler fra to par utganger p^, Pr og s^, s2 til henholdsvis omkoblerne P^, P og S-^, I pulsbreddemodulatoren PM, vil størrelsen av f eilspenningen HJF bestemme puls-pauseforholdet (pulskvotienten) has de av firkantbølger bestående styresignaler over utgangen p^, pr og s^, S2« Pulskvotienten hos disse kan således variere fra 0-100% som følge av feilspenningen UF, mens deres frekvens holdes konstant, og bestemt av frekvensen fg i et klokkesignal. En pulsbreddemodulator som har disse egenskaper kan tilveiebringes av en fagmann som har tilgjengelig dagens sortiment av logiske kretselementer, slik som operasjonsforsterkere, skiftregistere, vippekretser og AND/OR porter. Détalljkohsitruksjonen av modulatoren be-røres derfor ikke her.

I de beskrevne utførelsesformer, deles, foruten i modulatorens ekstremposisjoner, hver klokkeperiode 1/fg av pulsbredde-moduleringen i to intervaller. Under det første skjer energitransport mellom lasten og batterisidene ifølge en av de fire arbeidsmåter beskrevet nedenfor. Under den andre skjer det ikke noen energitransport. Inngangs og utgangsfiltrenes oppgave er å utjevne denne pulsering ( danne middelverdien derav) slik at energistrømningen i lasten og batteriet ikke varierer nevneverdig med klokkefrekvensen fg. På denne måte gjendannes det analoge signalet som man ønsker for-sterket fra den pulsbreddemodulerte mellomform.

Omformerens funksjon skal nå nærmere beskrives under henvisning til figurene 2a-2d som viser ekvivalente skjemaer under de ulike koblingsforløp, og til figur 3 som viser tidsdiagrammet over utspenningen Uq, referansespenningen ^ ref> f eilspenningen U^,. og styrespenningspulsene til henholdsvis omkoblerne Pff Pr og s-^ s2 for et visst belastningstilfelle,

dvs. en viss reaktiv last forbundet med utgangsfilteret UF. Pulsbreddemodulatorens karakteristikk er vist i diagrammet ifølge figur 5. Dette diagram viser pulskvotienten M for de utsendte styrepulser til omkoblerne P^, P^ og s^, r,^

som en funksjon av den styrende feilspenningen. Modulatoren

er således oppbygget at når ref eransespenningen U _ : f j> Uc og begge er positive, er f eilspenningen Up ^ uf0'

(jfr. når t=tg ni figur 3). Når ^ ref Uc og begge er positive, er-Upo < Uf <( 0, ( t± < t < t2) . Når Uref K Uc ^n^UQ / og begge er negative, er U ^-UFQ,

og når Uref^. Uc og begge er negative, er 0 <" Up < ufo*;Ved tidspunktet tg, antas referanse-og lastspenningene å være lik null dg dermed Up = 0. Under den korte tiden når <U>ref vokser fra null tål Upg, etableres den nødvendige reguleringsavvikelse og omformeren inntrer i den første arbeidsmodus som varer fram til t^. Avhengig av belastningen øker da feilsignalet Up over UFq, slik som i figur 3. Innenfor intervallet tg-t^ skjer en pulslengdemodulering ;av pulsene til omkoblerne P^ og S^, mens omkoblerne Pr og S2 er avbrutt ( se fig. 5) og ekvivalens skjemaet ifølge fig. 2a oppnås. Omkoblingssekvensen under intervallet tg - t^ er slik at når P^ er lukket, er S, åpen og omvendt, idet omkobleren drives i motfase. ;Ved tidspunktet t-^, ifølge fig. 3, har spenningen Uref sunket slik at Uref = Uq og feilspenningen U^ vil hurtig synke først til null og deretter til en negativ verdi, når referansespenningen fortsatt vil være mindre enn spenningen Uc. Modulasjonskarakteristikken for 0 < U <^ Upg ifølge fig.5 vil derfor hurtig gjennomløpes og pulsbreddemoduler-ingen av styrepulsens<p>r og S2, hvilke ifølge figur. 5 nå ;er aktivert, vil bli utført. ;Ved tidspunktet t2 , slik som i fig. 3, har lastspenningen sunket til 0. For at den skal kunne bli negativ, må reguleringsawiket være noe mer negativt slik at feilspenningen Up vil være lik -<U>Fq (tilsvarende + Ufq ved nullgjennomgangen t = tg), og den tredje arbeidsmodusen innledes. Under intervallet t^ - t2 oppnås ekvivalensskjemaet ifølge fig. 2b. ;Ved tidspunktet t2 , blir både Uc og Ur negative og feilspenningen Up minsker mot en større negativ verdi, ;(jfr. tilstanden etter tidspunktet tg). Ifølge fig. 5 vil nå omkoblerne P^ og S2 bli aktivert og drevet i motfase, ;mens omkoblerne Pr og S-^ ikke aktiveres ( de er avbrutt) . Ekvivalensskjemaet ifølge fig. 2c oppnås derved. ;Ved tidspunktet t^ vil spenningen Ur bli mindre negativ enn Uc og feilspenningen UF vil bli positiv. Dette medfører at Up øker hurtig fra -UFg til null, hvoretter lastspenningen kan heves mot null under intervallet t^ - t^. Under dette intervall aktiveres omkoblerne Pr og S-^ og omkobles i motfase, idet pulsbreddemodulering finner sted langs den del av modulasjonskarakteristikken ifølge fig. 5 som ligger mellom o l <u>F < uFQ. ;Forløpet i omformerens effektdel skal nå nærmere beskrives med rettledning fra figurene 2a - 2d, hvilke viser forenklede skjemaer over effektdelen, hvor for enkelhets skyld inngangs-filteret er blitt utelatt og utgangsfilteret inngår i blokken L. Batterispenningén Ufi er en likespenning, lastspenningen U varierer i takt med referansespenningen og strømmene I£ og lg som er sagtann - (fig. 4) eller trapesformete pulserer i takt med klokkefrekvensen Fg. ;Intervallet tg -) t-^ (figur 2a) ;Under dette intervall aktiveres omkoblerne P^ og S-^ ifølge fig. 3. Når P^ sluttes, går en strøm 1^ inn ved punktet til viklingen 1^, som magnetiserer transformatoren slik at en Miss magnetisk energi lagres ( se diagrammet i fig. 4), hvor varigheten av den trekantede pulsen opptil verdien I 3.svarer til den lukkede tiden hos omkobleren P^. Når omkobleren p^ åpnes lukker omkobleren S-^ og den i transformatoren lagrede energi gir opphavet' til en strøm lg til viklingen 1^ (se fig. 4). Strømmen vil flyte til utgangsfilteret og gi en ladning til kondensatoren i dette. Forløpet gjentas neste gang omkobleren Pf leder (S1 er åpen) og nå.r omkobleren S1 leder 'Pf er åpen). Man får en positiv strøm som suksessivt lader utgangsfilteret, idet det er en positiv spenning over filteret ;under hele tidsintervallet. ;Intervallet tn - t- lt:. v ;1 2 (fig.2b) ;Under dette intervall aktiveres omkoblerne Pr og S 2, mens omkoblerne P^ og S, ikke aktiveres. Magnetiseringen av transformatoren skjer med strømmen Iq gjennom viklingen 1 q . fra utfilteret når omkobleren S2 leder (p er åpen),, ;og utladning av den i transformatoren lagrede energi gir en strøm Itø i viklingen 12 tilbake til batteriet B når omkobleren Pr lukkes (S2 er åpen). Man får en negativ strøm gjennom utgangsfilteret (lasten) og en positiv spenning. Effektretningen vil bli reversert i forhold til foregående tilfelle. ;Intervallet t0 - t0 ,^. _ > ;int ervallet 2 - 3 (fig. 2c) ;Under dette intervall aktiveres omkoblerne p f og S2, mens omkoblerne Pr og S-^ ikke er aktivert. Strømmen 1^ fra batteriet B flyter gjennom viklingen 1.^ når omkobleren p^;er lukket (S2 er åpen )} og lagrer opp magnetisk energi i transformatoren, jfr. tilstanden under intervallet tg - t-^. Når omkobleren P^ er åpen og S2 er lukket, vil en strøm Iq flyte, riktignok med en retning motsatt den ifølge fig.la, pga. viklingens 1^ orientering. Under intervallet t2 - t^ oppnås således en negativ spenning Ug og en negativ strøm ;V ;Intervallet t3 - t4 (fig 2d) ;Under dette intervall aktiveres omkoblerne Pr og S^ , mens omkoblerne P^ og S2 ikke er aktivert. Magnetiseringen av transformatoren skjer med strømmen lg gjennom viklingen I3 fra lastsiden når omkobleren S2 leder (\P er åpen) og utladning av den i transformatoren lagrede energi skjer med strømmen 1^ til batteriet B når omkobleren Pr er lukket (S-^ er åpen) . Man får en positiv strøm og en negativ spenning over lasten L og energioverføring skjer altså fra last - ;til batteriside. ;Tidsdiagrammet ifølge fig. 3 gjelder som ovenfor nevnt for ;et visst belastningstilfelle. I tomgangstilfellet et tids-punktene t^ og t3 beliggende i midten av henholdsvis intervallene t^ - t2 og <t>2-t4, og er forskjøvet mot t2 og t^ ved økende reaktiv belastning. Videre er det tilfellet vist hvor omkoblerne pf, og Pr, S2 drives i motfase, hvilket medfører at en såkalt tilbakegangsomformer oppnås. Det er også mulig istedet å drive omkoblerne Pf, og Pr, S2 i fase, idet omformeren da danner er fremlednings-omformer. Denne type av omformer har samme utseende hva angår effekttrinnet som vist i fig. 1 med det unntaket at orienteringen av transformatorviklingene L-^ *■ blir omsnudd.

Omformerens utgangsfilter UF skal demodulere det pulsbreddemodulerte utgangssignalet ved dempning av toner ved omkoblingsfrekvensen og høyere. I tilbakegangsomformeren utgjøres filteret UF hensiktsmessig av en kondensator tilkoblet over utgangsterminalene eller av etf^-ledd med lav inngangsimpedans' for omkoblingsfrekvensen. I frem-ledningstilfellet (medfaseomkobling) utgjøres filteret UF iiensiktsmessig av et LC-ledd som danner et lavpassf ilter med lav inngangsimpedans . for omkoblingsfrekvensen.

Claims (3)

1. Pulsbreddemodulert omformer for omforming av én likespenning til en lavfrekvent og fortrinnsvis sinusformet vekselspenning hvis amplitude ikke er begrenset av nevnte likespenningsnivå, innbefattende et par inngangs-terminaler for tilkobling til likespenningen, et par utgangs-terminaler for tilkobling til en last (L) samt en transformator (T) med fire viklinger (1^, 12, <I>3, <1>4)/ idet en første og en andre styrbar omkobler (Pf og p ) er koblet til endepunktene av viklingene (1^, 12) på transformatorens batteriside ("primærside"), idet en tredje og en fjerde styrbar omkobler CS-^, S?) er tilkoblet endepunktene av viklingene på transformatorens lastside ("sekundærside") KaraKterisert ved at en pulsbreddemodulator (PM), i avhengighet av et feilsignal (Uf) utledet fra omformerens utgangsspenning (UT Li) og en referansespenning (U f) tilsvarende den ønskede vekselspenningen, er anordnet til å styre omkoblerne ( F' fi)" 9r> S1# S2) i henholdet til det følgende: under et første tidsintervall (tg - t£) styres den første (Pj) og den tredje (S-^) omkobleren med styrepulser av konstant frekvens (fg) høyere enn frekvensen 1 hos utgangsspenningen til en vekselvis ledende og sperret tilstand med en variabel pulskvotient i avhengighet av størrelsen av nevnte feilsignal (Uf), under et andre tidsintervall (t^ - t2) styres den andre (Pr) og den fjerde (S2) omkobleren med nevnte styrepulser av konstant frekvens og variabel pulskvotient, under et tredje tidsintervall (t2 - t^) styres nevnte første (Pf) og fjerde (S2) omkoblere med nevnte styrepulser av konstant frekvens og med variabel pulskvotient, og under et fjerde tidsintervall (t^ - t^) styres nevnte andre (p ) og tredje (S-^) omkoblere med nevnte styrepulser av konstant frekvens og variabel pulskvotient.

2. Pulsbreddemodulert omformer som angitt i krav 1, karakterisert ved at under hvert av nevnte tidsintervaller (t^ - t2, osv.) er de to omkoblerne (Pf, S^, osv.) styrt i motfase, dvs. den ene leder mens den andre er sperret og omvendt.

3. Pulsbreddemodulert omformer som angitt i krav 1, karakterisert ved at under hvert av nevnte tidsintervaller (t^ - t2 osv.) er de to omkoblerne (<p>^, S-^ osv.) styrt i medfase, dvs. begge leder eller er sperret samtidig.