NO155750B

NO155750B - Pulse-width modulated transmit converter for the generation of a preexisting sinusoidal AC voltage.

Info

Publication number: NO155750B
Application number: NO82822701A
Authority: NO
Inventors: Tord-Lennart Haulin
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 1980-12-09
Filing date: 1982-08-06
Publication date: 1987-02-09
Also published as: FI824310L; NO155750C; NO822701L; FI824310A0; DK353682A; AU7898482A

Abstract

En pulsbreddemodulert spenningsomformer er foreslått, hvilken anformer en likespenning til en sinusformet veksiel-spenning med lav frekvens for anvendelse som en ringesignalgenerator for telefonsentraler. Omformeren inneholder et effekttrinn som omfatter en ferritttkjerne-transformator (T) med to omkoblere 'P, E) på primærsiden (batterisiden) og to omkoblere (S-, S) på sekundærsiden (lastsiden). Omkoblerne styres av styrepulser fra en pulsbreddemodulator (PM) med en variabel pulskvotient slik at de omkobles med en frekvens som er meget høyere enn frekvensen hos den sinusformete veksel-strømmen og slik at en pulsering av energistrømmen. mellom batteri- og lastside oppnås.A pulse width modulated voltage converter has been proposed which converts a direct voltage to a low frequency sinusoidal alternating voltage for use as a ring signal generator for telephone exchanges. The converter contains a power stage which comprises a ferrite core transformer (T) with two switches' P, E) on the primary side (battery side) and two switches (S-, S) on the secondary side (load side). The switches are controlled by control pulses from a pulse width modulator (PM) with a variable pulse quotient so that they are switched at a frequency which is much higher than the frequency of the sinusoidal alternating current and so that a pulsation of the energy current. between battery and load side is achieved.

Description

Oppfinnelsen vedrører en pulsbreddemodulert spenningsomformer beregnet i første rekke for generering av en sinusformet vekselspenning av lav frekvens, hvor toppverdien av omformerens utspenning kan være større enn matespenningen. Den foreslåtte omformeren anvendes eksempelvis som en signal-generator i telefonsentraler, men den kan også anvendes som matespenningskilde i en linjekrets mellom telefonabonnent og sentral. The invention relates to a pulse width modulated voltage converter intended primarily for the generation of a sinusoidal alternating voltage of low frequency, where the peak value of the converter's output voltage can be greater than the supply voltage. The proposed converter is used, for example, as a signal generator in telephone exchanges, but it can also be used as a supply voltage source in a line circuit between the telephone subscriber and exchange.

I abonnenttrinnet i en telefonsentral inngår vanligvis en ringesignalgenerator som er felles for et flertall telefon-abonnenter tilsluttet sentralen. Dens funksjon er å forsyne den mottagende abonnent med et ringesignal før oppkobling av en samtale. For sin funksjon, skal generatoren generere en sinusformet vekselspenning, som kan adderes eller serie-kobles til en batterispenning (såkalt batterioffset) i linjekretsen på et flertall måter avhengig av ulike markeds-krav. Ringspenningens amplitude og frekvens er også gjen- • stand for markedstilpasning fra 80 V opptil 120 V, såvel som 17, 25 og 50 Hz. Den nødvendige effekt er ca. 25 VA for de enheter og trafikktilfeller som normalt forekommer. The subscriber level in a telephone exchange usually includes a ringing signal generator which is common to a majority of telephone subscribers connected to the exchange. Its function is to provide the receiving subscriber with a ringing signal before connecting a call. For its function, the generator must generate a sinusoidal alternating voltage, which can be added or series-connected to a battery voltage (so-called battery offset) in the line circuit in a number of ways depending on different market requirements. The amplitude and frequency of the ring voltage are also subject to • market adaptation from 80 V up to 120 V, as well as 17, 25 and 50 Hz. The required power is approx. 25 VA for the units and traffic cases that normally occur.

Som eksempel på teknikkens stand, kan det henvises til US-patent 4.056.689. Dette patent beskriver bl.a. en linjekrets i hvilken en strømforsyningskrets er innbefattet for mating av en telefonlinje med en strøm uavhengig av linje-lengden. I linjekretsen inngår en ringegenerator som genererer et ringesignal ved oppringning av en stasjon fra en abonnent, såvel som en matespenningskilde som forsyner linjen med likestrøm når abonnenten løfter sin håndmikro-telefon. As an example of the state of the art, reference can be made to US patent 4,056,689. This patent describes i.a. a line circuit in which a power supply circuit is included for feeding a telephone line with a current independent of the line length. The line circuit includes a ring generator which generates a ring signal when a station is called by a subscriber, as well as a supply voltage source which supplies the line with direct current when the subscriber lifts his hand-held microphone.

I US-patent 4.174.4 67 vises i nærmere detalj en ringesignalgenerator for anvendelse i en linjekrets. Denne kjente generator har et effekttrinn som utgjøres av fire parvis ledende omkoblere tilkoblet i talesignalbanen mellom sentralen og en abonnent. Omkoblerne styres med en omkoblings-frekvens som er meget høyere (15kHz) enn ringesignalfre-kvensen (50kHz) i den hensikt å redusere forstyrrende US patent 4.174.4 67 shows in more detail a ringing signal generator for use in a line circuit. This known generator has a power stage which consists of four pairs of conducting switches connected in the voice signal path between the exchange and a subscriber. The switches are controlled with a switching frequency that is much higher (15kHz) than the ring signal frequency (50kHz) in order to reduce disturbing

overtoner i ringesignalet. harmonics in the ringing signal.

Et problem ved konstruksj on av ringesignalgeneratorer og matespenningskilder for linjekretser, er å tilveiebringe ønskede spenninger og strømmer med det minst mulige effekt-forbruk. Tidligere kjente løsninger slik som en roterende maskin eller klasse C-oscillator anvendt som en ringegenerator har vanligvis altfor stor vekt og for store dimensjoner. Ved forsøk på miniatyrisering er det fremfor alt LF-drossler og transformatorer som opptar størst rom og har den største vekt. Videre utvikler effektkomponentene i lineære utgangs-trinn så meget varme at de ikke kan monteres meget tettere tross at deres fysiske dimensjoner er små. A problem in the construction of ring signal generators and supply voltage sources for line circuits is to provide desired voltages and currents with the least possible power consumption. Previously known solutions such as a rotating machine or class C oscillator used as a ring generator usually have too much weight and too large dimensions. When miniaturization is attempted, it is above all LF reactors and transformers that take up the most space and have the greatest weight. Furthermore, the power components in linear output stages develop so much heat that they cannot be mounted much closer despite their small physical dimensions.

Spenningsomformeren ifølge foreliggende oppfinnelse inn-holder en transformator, hvilken både på batteri og lastsiden er forbundet med omkoblingselementer, f.eks. transistorer. Omkoblingselementene styres derved slik at den til batterisiden innkommende likespenningen omformes til en sinusformet utgangsspenning og strøm, d.v.s. utgangen har firekvadi+antkarakter, hvorved utgangen kan tillates å bli belastet med såvel resistiv som reaktiv last. Frekvensen hos styresignalene til omkoblingselementene er derved valgt meget høy i forhold til frekvensen (f.eks. frekvensspekteret) hos den ønskede utspenningen» hvorved transformatoren og det etterfølgende utgangsfilteret kan gis små dimensjoner. Fire-kvadrantkarakteren hos omformerens effekttrinn medfører dessuten at temporær overskuddsenergi i utgangsfilteret kan tilbakemates til likespenningskilden, hvorfor en viss effektbesparing også her kan oppnås. The voltage converter according to the present invention contains a transformer, which is connected on both the battery and the load side with switching elements, e.g. transistors. The switching elements are thereby controlled so that the incoming DC voltage on the battery side is transformed into a sinusoidal output voltage and current, i.e. the output has four-quad+ant character, whereby the output can be allowed to be loaded with both resistive and reactive loads. The frequency of the control signals to the switching elements is thereby chosen to be very high in relation to the frequency (e.g. the frequency spectrum) of the desired output voltage, whereby the transformer and the subsequent output filter can be given small dimensions. The four-quadrant character of the converter's power stage also means that temporary excess energy in the output filter can be fed back to the DC voltage source, which is why a certain power saving can also be achieved here.

Formålet med oppfinnelsen er således å tilveiebringe en spenningsomformer for omforming av likestrøm til vekselstrøm hvilken opptar lite plass og krever lav effekt for omform-ingen . The purpose of the invention is thus to provide a voltage converter for converting direct current to alternating current which takes up little space and requires low power for the conversion.

Omformeren ifølge oppfinnelsen er derved kjennetegnet ifølge den kjennetegnende del av krav 1. The converter according to the invention is thereby characterized according to the characterizing part of claim 1.

Oppfinnelsen skal nå beskrives i detalj med henvisning til vedlagt tegning, hvor The invention will now be described in detail with reference to the attached drawing, where

fig. 1 er et blokk-og koblingsskjerna som viser grunntrekkene ved en spenningsomformer ifølge oppfinnelsen; fig. 1 is a block and connection core showing the basic features of a voltage converter according to the invention;

fig. 2a-2d viser ekvivalente skjemaer for omformeren (effektdelen) ifølge fig. 1 under de ulikekoblingsforløpj fig. 3 er et tidsdiagram for nærmere å forklare virknings-måten av omformeren ifølge fig. 1,' fig. 2a-2d show equivalent schemes for the converter (power part) according to fig. 1 during the various connection proceduresj fig. 3 is a timing diagram to further explain the mode of action of the converter according to fig. 1,'

fig. 4 er tidsdiagram over strømmene gjennom to transformator-viklinger i skjemaet ifølge fig. 1, ' og fig. 4 is a time diagram of the currents through two transformer windings in the diagram according to fig. 1, ' and

fig. 5 er et diagram over en mulig modulatorkarakteristikk hos pulsbreddemodulatoren som inngår i omformeren ifølge fig. 1. fig. 5 is a diagram of a possible modulator characteristic of the pulse width modulator included in the converter according to fig. 1.

Grunntrekkene ved spenningsomformeren ifølge oppfinnelsen fremgår av fig. 1. Et batteri B, som avgir en passende likespenning, er tilkoblet et inngangsfilter if. Utgangene av filteret IF er tilkoblet de to endepunktene av en første vikling hos en transf omator T. Inngangsf ilteret IF har til oppgave å eliminere de ulemper som oppstår når omformerens matespenningskilde ikke har tilstrekkelig lav impedans ved omkoblingsfrekvensen. Filteret skal utjevne de puls-strømmer som opptrer i omformeren slik at annet utstyr (tilkoblet batteriet B) ikke forstyrres og slik at omformerens matespenning ikke nevneverdig påvirkes av disse puls-strømmer. Transformatoren T er av vanlig utførelse med en ferritt-kjerne/ og inneholder to viklinger L, og L 2 på en side (nedenfor kalt primærsiden) og to viklinger , L. på den andre siden (sekundær siden). Via en første omkobler P^, har viklingen L-^ sine endepunkter forbundet med filter-utgangen ifølge ovenstående, og via i.en andre omkobler Pr, The basic features of the voltage converter according to the invention can be seen from fig. 1. A battery B, which emits a suitable direct voltage, is connected to an input filter if. The outputs of the filter IF are connected to the two endpoints of a first winding of a transformer T. The input filter IF has the task of eliminating the disadvantages that arise when the converter's supply voltage source does not have a sufficiently low impedance at the switching frequency. The filter must equalize the pulse currents that occur in the converter so that other equipment (connected to battery B) is not disturbed and so that the converter's supply voltage is not significantly affected by these pulse currents. The transformer T is of the usual design with a ferrite core/ and contains two windings L, and L 2 on one side (called the primary side below) and two windings , L. on the other side (secondary side). Via a first switch P^, the winding L-^ has its endpoints connected to the filter output according to the above, and via a second switch Pr,

har viklingen L« et endepunkt forbundet med nevnte utgang. the winding L« has an end point connected to said output.

På en lignende måte har sekundærviklingshalvdelen L 3 et endepunkt forbundet via en tredje bryter S-^ til inngangen av et utgangsfilter UF og sitt andre endepunkt direkte forbundet med nevnte inngang. Den fjerde viklingshalvdelen har et endepunkt forbundet i med inngangen av utgangsfilteret UF via av en fjerde omkobler S£ og har sitt andre endepunkt direkte tilkoblet nevnte inngang. Omkoblerne er styrbare fra utgangene p^, pr, og $ 2 av en pulsbreddemodulator PM, v. In a similar way, the secondary winding half L 3 has an end point connected via a third switch S-^ to the input of an output filter UF and its second end point directly connected to said input. The fourth winding half has an end point connected to the input of the output filter UF via a fourth switch S£ and has its second end point directly connected to said input. The switches are controllable from the outputs p^, pr, and $2 of a pulse width modulator PM, v.

hvilken nedenfor skal beskrives nærmere. Omkoblerne P^, which will be described in more detail below. The switches P^,

Pr og S-^, S2 kan være bipolare transistorer, felteffekt-transistorer av MOS- typen eller bipolar type, avhengig av aktuell anvendelse. Omkobleren Pr kan også bestå bare av en diode, idet styrepulsen P fra modulatoren Pm da ikke anvendes. Viklingshalvdelen L^- L^ er orientert som angitt ved punktmarkeringene i fig. 1 og viklingstallforholdet L^-L^, L2~L4 ^an vel9es på en e9net måte avhengig av ønsket utspenningsnivå av lastspenningen som oppnås fra utgangsfilteret UF. Blokken L symboliserer en last, hvilken i ringesignalgeneratoranvendelsen er en såkalt ringebuss, Pr and S-^, S2 can be bipolar transistors, field-effect transistors of the MOS type or bipolar type, depending on the actual application. The switch Pr can also consist only of a diode, since the control pulse P from the modulator Pm is then not used. The winding half L^- L^ is oriented as indicated by the dot markings in fig. 1 and the winding number ratio L^-L^, L2~L4 is selected in a uniform manner depending on the desired voltage level of the load voltage obtained from the output filter UF. The block L symbolizes a load, which in the ring signal generator application is a so-called ring bus,

dvs. en totrådslinje som inneholder et flertall omkoblere (ringreléer). I den ené posisjonen av disse, er ringesignalgeneratoren forbundet med et telefonsett og gir et ringesignal til denne. I den andre posisjonen (taleposisjonen) tilkobles apparatet en sentral og ringesignalgeneratoren frakobles. i.e. a two-wire line containing a plurality of switches (ring relays). In one of these positions, the ringing signal generator is connected to a telephone set and provides a ringing signal to it. In the second position (talking position), the device is connected to a switchboard and the ringing signal generator is disconnected.

Begge terminaler av utgangsfilteret UF er foruten til lasten L tilkoblet inngangen av et tilbakekoblingsnettverk N. Utgangsspenningen U dempes til et passende nivå i dette nettverk for å kunne tilpasses påfølgende logiske kretser. Ettersom utgangsspenningen UL er flytende (ikke relatert In addition to the load L, both terminals of the output filter UF are connected to the input of a feedback network N. The output voltage U is attenuated to a suitable level in this network to be adapted to subsequent logic circuits. As the output voltage UL is floating (not related

til noen referanse), skjer det i nettet N også en passende relatering til et referanse potensial (jord). Utspenningen Uc fra nettverket N ifølge fig.l er således relatert til jord. to some reference), a suitable relation to a reference potential (ground) also occurs in the network N. The voltage Uc from the network N according to fig.1 is thus related to earth.

En komparator, f.eks. omfattende en operasjonsforsterker, A comparator, e.g. comprising an operational amplifier,

er férbundet med en inngang til utgangen av tilbakekoblings-nettverket N og med sin andre inngang til inngangssignalkilden i omformeren. I anvendelsestilfellet med ringesignalgeneratoren ifølge fig. 1, er inngangssignalkilden en referenseoscillator RO, som sender et sinusformet refe-ransesignal, hvis frekvens er lik den som ønskes' oppnådd for utgangsspenningen UL fra filteret UF. Ved sammen-ligning av referansespenningen Ure^ med utspenningen Uc fra nettverket N, oppnås en feilspenning UF over komparatorens JF utgang. Denne utgang er forbundet med is connected with one input to the output of the feedback network N and with its other input to the input signal source in the converter. In the application case with the ringing signal generator according to fig. 1, the input signal source is a reference oscillator RO, which transmits a sinusoidal reference signal, the frequency of which is equal to that desired to be obtained for the output voltage UL from the filter UF. When comparing the reference voltage Ure^ with the output voltage Uc from the network N, an error voltage UF is obtained across the output of the comparator JF. This output is connected to

pulsbreddemodulatoren PM, hvilken sender styresignaler fra to par utganger p^, Pr og s^, s2 til henholdsvis omkoblerne P^, P og S-^, I pulsbreddemodulatoren PM, vil størrelsen av f eilspenningen HJF bestemme puls-pauseforholdet (pulskvotienten) has de av firkantbølger bestående styresignaler over utgangen p^, pr og s^, S2« Pulskvotienten hos disse kan således variere fra 0-100% som følge av feilspenningen UF, mens deres frekvens holdes konstant, og bestemt av frekvensen fg i et klokkesignal. En pulsbreddemodulator som har disse egenskaper kan tilveiebringes av en fagmann som har tilgjengelig dagens sortiment av logiske kretselementer, slik som operasjonsforsterkere, skiftregistere, vippekretser og AND/OR porter. Détalljkohsitruksjonen av modulatoren be-røres derfor ikke her. the pulse width modulator PM, which sends control signals from two pairs of outputs p^, Pr and s^, s2 to the switches P^, P and S-^ respectively, In the pulse width modulator PM, the magnitude of the error voltage HJF will determine the pulse-pause ratio (pulse quotient) has the of square waves consisting of control signals over the output p^, pr and s^, S2« The pulse quotient of these can thus vary from 0-100% as a result of the error voltage UF, while their frequency is kept constant, and determined by the frequency fg in a clock signal. A pulse width modulator having these characteristics can be provided by a person skilled in the art who has available today's assortment of logic circuit elements, such as operational amplifiers, shift registers, flip-flops and AND/OR gates. The detailed construction of the modulator is therefore not covered here.

I de beskrevne utførelsesformer, deles, foruten i modulatorens ekstremposisjoner, hver klokkeperiode 1/fg av pulsbredde-moduleringen i to intervaller. Under det første skjer energitransport mellom lasten og batterisidene ifølge en av de fire arbeidsmåter beskrevet nedenfor. Under den andre skjer det ikke noen energitransport. Inngangs og utgangsfiltrenes oppgave er å utjevne denne pulsering ( danne middelverdien derav) slik at energistrømningen i lasten og batteriet ikke varierer nevneverdig med klokkefrekvensen fg. På denne måte gjendannes det analoge signalet som man ønsker for-sterket fra den pulsbreddemodulerte mellomform. In the described embodiments, except in the extreme positions of the modulator, each clock period 1/fg of the pulse width modulation is divided into two intervals. During the first, energy transport takes place between the load and the battery sides according to one of the four working methods described below. During the second, no energy transport takes place. The task of the input and output filters is to equalize this pulsation (form its mean value) so that the energy flow in the load and the battery does not vary significantly with the clock frequency fg. In this way, the analogue signal that you want to amplify is recovered from the pulse-width modulated intermediate form.

Omformerens funksjon skal nå nærmere beskrives under henvisning til figurene 2a-2d som viser ekvivalente skjemaer under de ulike koblingsforløp, og til figur 3 som viser tidsdiagrammet over utspenningen Uq, referansespenningen ^ ref> f eilspenningen U^,. og styrespenningspulsene til henholdsvis omkoblerne Pff Pr og s-^ s2 for et visst belastningstilfelle, The converter's function will now be described in more detail with reference to figures 2a-2d which show equivalent schemes during the various switching processes, and to figure 3 which shows the time diagram of the output voltage Uq, the reference voltage ^ ref> f eil voltage U^,. and the control voltage pulses to the switches Pff Pr and s-^ s2, respectively, for a certain load case,

dvs. en viss reaktiv last forbundet med utgangsfilteret UF. Pulsbreddemodulatorens karakteristikk er vist i diagrammet ifølge figur 5. Dette diagram viser pulskvotienten M for de utsendte styrepulser til omkoblerne P^, P^ og s^, r,^i.e. a certain reactive load connected to the output filter UF. The pulse width modulator's characteristic is shown in the diagram according to figure 5. This diagram shows the pulse quotient M for the transmitted control pulses to the switches P^, P^ and s^, r,^

som en funksjon av den styrende feilspenningen. Modulatoren as a function of the controlling fault voltage. The modulator

er således oppbygget at når ref eransespenningen U _ : f j> Uc og begge er positive, er f eilspenningen Up ^ uf0'is constructed in such a way that when the reference voltage U _ : f j> Uc and both are positive, the f error voltage is Up ^ uf0'

(jfr. når t=tg ni figur 3). Når ^ ref Uc og begge er positive, er-Upo < Uf <( 0, ( t± < t < t2) . Når Uref K Uc ^n^UQ / og begge er negative, er U ^-UFQ, (cf. when t=tg ni figure 3). When ^ ref Uc and both are positive, is-Upo < Uf <( 0, ( t± < t < t2) . When Uref K Uc ^n^UQ / and both are negative, U is ^-UFQ,

og når Uref^. Uc og begge er negative, er 0 <" Up < ufo*;Ved tidspunktet tg, antas referanse-og lastspenningene å være lik null dg dermed Up = 0. Under den korte tiden når ref vokser fra null tål Upg, etableres den nødvendige reguleringsavvikelse og omformeren inntrer i den første arbeidsmodus som varer fram til t^. Avhengig av belastningen øker da feilsignalet Up over UFq, slik som i figur 3. Innenfor intervallet tg-t^ skjer en pulslengdemodulering ;av pulsene til omkoblerne P^ og S^, mens omkoblerne Pr og S2 er avbrutt ( se fig. 5) og ekvivalens skjemaet ifølge fig. 2a oppnås. Omkoblingssekvensen under intervallet tg - t^ er slik at når P^ er lukket, er S, åpen og omvendt, idet omkobleren drives i motfase. ;Ved tidspunktet t-^, ifølge fig. 3, har spenningen Uref sunket slik at Uref = Uq og feilspenningen U^ vil hurtig synke først til null og deretter til en negativ verdi, når referansespenningen fortsatt vil være mindre enn spenningen Uc. Modulasjonskarakteristikken for 0 r og S2, hvilke ifølge figur. 5 nå ;er aktivert, vil bli utført. ;Ved tidspunktet t2 , slik som i fig. 3, har lastspenningen sunket til 0. For at den skal kunne bli negativ, må reguleringsawiket være noe mer negativt slik at feilspenningen Up vil være lik -Fq (tilsvarende + Ufq ved nullgjennomgangen t = tg), og den tredje arbeidsmodusen innledes. Under intervallet t^ - t2 oppnås ekvivalensskjemaet ifølge fig. 2b. ;Ved tidspunktet t2 , blir både Uc og Ur negative og feilspenningen Up minsker mot en større negativ verdi, ;(jfr. tilstanden etter tidspunktet tg). Ifølge fig. 5 vil nå omkoblerne P^ og S2 bli aktivert og drevet i motfase, ;mens omkoblerne Pr og S-^ ikke aktiveres ( de er avbrutt) . Ekvivalensskjemaet ifølge fig. 2c oppnås derved. ;Ved tidspunktet t^ vil spenningen Ur bli mindre negativ enn Uc og feilspenningen UF vil bli positiv. Dette medfører at Up øker hurtig fra -UFg til null, hvoretter lastspenningen kan heves mot null under intervallet t^ - t^. Under dette intervall aktiveres omkoblerne Pr og S-^ og omkobles i motfase, idet pulsbreddemodulering finner sted langs den del av modulasjonskarakteristikken ifølge fig. 5 som ligger mellom o l F < uFQ. ;Forløpet i omformerens effektdel skal nå nærmere beskrives med rettledning fra figurene 2a - 2d, hvilke viser forenklede skjemaer over effektdelen, hvor for enkelhets skyld inngangs-filteret er blitt utelatt og utgangsfilteret inngår i blokken L. Batterispenningén Ufi er en likespenning, lastspenningen U varierer i takt med referansespenningen og strømmene I£ og lg som er sagtann - (fig. 4) eller trapesformete pulserer i takt med klokkefrekvensen Fg. ;Intervallet tg -) t-^ (figur 2a) ;Under dette intervall aktiveres omkoblerne P^ og S-^ ifølge fig. 3. Når P^ sluttes, går en strøm 1^ inn ved punktet til viklingen 1^, som magnetiserer transformatoren slik at en Miss magnetisk energi lagres ( se diagrammet i fig. 4), hvor varigheten av den trekantede pulsen opptil verdien I 3.svarer til den lukkede tiden hos omkobleren P^. Når omkobleren p^ åpnes lukker omkobleren S-^ og den i transformatoren lagrede energi gir opphavet' til en strøm lg til viklingen 1^ (se fig. 4). Strømmen vil flyte til utgangsfilteret og gi en ladning til kondensatoren i dette. Forløpet gjentas neste gang omkobleren Pf leder (S1 er åpen) og nå.r omkobleren S1 leder 'Pf er åpen). Man får en positiv strøm som suksessivt lader utgangsfilteret, idet det er en positiv spenning over filteret ;under hele tidsintervallet. ;Intervallet tn - t- lt:. v ;1 2 (fig.2b) ;Under dette intervall aktiveres omkoblerne Pr og S 2, mens omkoblerne P^ og S, ikke aktiveres. Magnetiseringen av transformatoren skjer med strømmen Iq gjennom viklingen 1 q . fra utfilteret når omkobleren S2 leder (p er åpen),, ;og utladning av den i transformatoren lagrede energi gir en strøm Itø i viklingen 12 tilbake til batteriet B når omkobleren Pr lukkes (S2 er åpen). Man får en negativ strøm gjennom utgangsfilteret (lasten) og en positiv spenning. Effektretningen vil bli reversert i forhold til foregående tilfelle. ;Intervallet t0 - t0 ,^. _ > ;int ervallet 2 - 3 (fig. 2c) ;Under dette intervall aktiveres omkoblerne p f og S2, mens omkoblerne Pr og S-^ ikke er aktivert. Strømmen 1^ fra batteriet B flyter gjennom viklingen 1.^ når omkobleren p^;er lukket (S2 er åpen )} og lagrer opp magnetisk energi i transformatoren, jfr. tilstanden under intervallet tg - t-^. Når omkobleren P^ er åpen og S2 er lukket, vil en strøm Iq flyte, riktignok med en retning motsatt den ifølge fig.la, pga. viklingens 1^ orientering. Under intervallet t2 - t^ oppnås således en negativ spenning Ug og en negativ strøm ;V ;Intervallet t3 - t4 (fig 2d) ;Under dette intervall aktiveres omkoblerne Pr og S^ , mens omkoblerne P^ og S2 ikke er aktivert. Magnetiseringen av transformatoren skjer med strømmen lg gjennom viklingen I3 fra lastsiden når omkobleren S2 leder (\P er åpen) og utladning av den i transformatoren lagrede energi skjer med strømmen 1^ til batteriet B når omkobleren Pr er lukket (S-^ er åpen) . Man får en positiv strøm og en negativ spenning over lasten L og energioverføring skjer altså fra last - ;til batteriside. ;Tidsdiagrammet ifølge fig. 3 gjelder som ovenfor nevnt for ;et visst belastningstilfelle. I tomgangstilfellet et tids-punktene t^ og t3 beliggende i midten av henholdsvis intervallene t^ - t2 og <t>2-t4, og er forskjøvet mot t2 og t^ ved økende reaktiv belastning. Videre er det tilfellet vist hvor omkoblerne pf, og Pr, S2 drives i motfase, hvilket medfører at en såkalt tilbakegangsomformer oppnås. Det er også mulig istedet å drive omkoblerne Pf, og Pr, S2 i fase, idet omformeren da danner er fremlednings-omformer. Denne type av omformer har samme utseende hva angår effekttrinnet som vist i fig. 1 med det unntaket at orienteringen av transformatorviklingene L-^ *■ blir omsnudd. and when Uref^. Uc and both are negative, 0 <" Up < ufo*; At time tg, the reference and load voltages are assumed to be equal to zero dg thus Up = 0. During the short time when ref grows from zero withstand Upg, is established the required regulation deviation and the converter enters the first operating mode which lasts until t^. Depending on the load, the error signal Up then increases above UFq, as in figure 3. Within the interval tg-t^ a pulse length modulation takes place of the pulses of the switches P^ and S^, while switches Pr and S2 are disconnected (see Fig. 5) and the equivalence diagram according to Fig. 2a is obtained. The switching sequence during the interval tg - t^ is such that when P^ is closed, S, is open and vice versa, as the switch is operated in opposite phase. ;At time t-^, according to Fig. 3, the voltage Uref has dropped so that Uref = Uq and the error voltage U^ will quickly drop first to zero and then to a negative value, when the reference voltage will still be less than the voltage Uc. The modulation characteristic for 0 r and S2, which according to the figure. 5 now ;is activated, will be executed. At time t2, as in fig. 3, the load voltage has dropped to 0. In order for it to become negative, the regulation deviation must be somewhat more negative so that the error voltage Up will be equal to -Fq (corresponding to + Ufq at the zero crossing t = tg), and the third operating mode is initiated . During the interval t^ - t2, the equivalence diagram according to fig. 2b. At time t2, both Uc and Ur become negative and the fault voltage Up decreases towards a larger negative value, (cf. the state after time tg). According to fig. 5, the switches P^ and S2 will now be activated and driven in opposite phase, while the switches Pr and S-^ are not activated (they are interrupted). The equivalence diagram according to fig. 2c is thereby achieved. At time t^ the voltage Ur will become less negative than Uc and the fault voltage UF will become positive. This means that Up increases rapidly from -UFg to zero, after which the load voltage can be raised towards zero during the interval t^ - t^. During this interval, the switches Pr and S-^ are activated and switched in opposite phase, pulse width modulation taking place along the part of the modulation characteristic according to fig. 5 which lies between o l F < uFQ. ;The process in the converter's power section will now be described in more detail with a straight line from figures 2a - 2d, which show simplified diagrams of the power section, where for simplicity the input filter has been omitted and the output filter is included in the block L. Battery voltage Ufi is a direct voltage, the load voltage U varies in step with the reference voltage and the currents I£ and lg which are sawtooth - (fig. 4) or trapezoidal pulses in step with the clock frequency Fg. ;The interval tg -) t-^ (figure 2a) ;During this interval the switches P^ and S-^ are activated according to fig. 3. When P^ is closed, a current 1^ enters at the point of the winding 1^, which magnetizes the transformer so that a Miss magnetic energy is stored (see the diagram in fig. 4), where the duration of the triangular pulse up to the value I 3. corresponds to the closed time at the switch P^. When the switch p^ is opened, the switch S-^ closes and the energy stored in the transformer gives rise to a current lg to the winding 1^ (see fig. 4). The current will flow to the output filter and give a charge to the capacitor in it. The sequence is repeated the next time the switch Pf conducts (S1 is open) and now the switch S1 conducts 'Pf is open). You get a positive current that successively charges the output filter, as there is a positive voltage across the filter during the entire time interval. ;The interval tn - t- lt:. v ;1 2 (fig.2b) ;During this interval, switches Pr and S 2 are activated, while switches P^ and S, are not activated. The magnetization of the transformer takes place with the current Iq through the winding 1 q . from the output filter when the switch S2 conducts (p is open), and discharge of the energy stored in the transformer gives a current Itø in the winding 12 back to the battery B when the switch Pr is closed (S2 is open). You get a negative current through the output filter (the load) and a positive voltage. The direction of effect will be reversed compared to the previous case. ;The interval t0 - t0 ,^. _ > ;int ervallet 2 - 3 (fig. 2c) ;During this interval the switches p f and S2 are activated, while the switches Pr and S-^ are not activated. The current 1^ from the battery B flows through the winding 1.^ when the switch p^;is closed (S2 is open )} and stores up magnetic energy in the transformer, cf. the state during the interval tg - t-^. When the switch P^ is open and S2 is closed, a current Iq will flow, albeit in a direction opposite to that according to fig.1a, due to the 1^ orientation of the winding. During the interval t2 - t^ a negative voltage Ug and a negative current ;V are thus obtained ;The interval t3 - t4 (fig 2d) ;During this interval the switches Pr and S^ are activated, while the switches P^ and S2 are not activated. The magnetization of the transformer occurs with the current lg through the winding I3 from the load side when the switch S2 conducts (\P is open) and the discharge of the energy stored in the transformer occurs with the current 1^ to the battery B when the switch Pr is closed (S-^ is open) . You get a positive current and a negative voltage across the load L, and energy transfer therefore takes place from the load to the battery side. ;The time diagram according to fig. 3 applies, as mentioned above, to a certain load case. In the idling case, the time points t^ and t3 located in the middle of the intervals t^ - t2 and <t>2-t4 respectively, and are shifted towards t2 and t^ with increasing reactive load. Furthermore, the case is shown where the switches pf, and Pr, S2 are operated in opposite phase, which means that a so-called flyback converter is obtained. It is also possible instead to operate the switches Pf, and Pr, S2 in phase, as the converter then forms a feed-forward converter. This type of converter has the same appearance as regards the power stage as shown in fig. 1 with the exception that the orientation of the transformer windings L-^ *■ is reversed.

Omformerens utgangsfilter UF skal demodulere det pulsbreddemodulerte utgangssignalet ved dempning av toner ved omkoblingsfrekvensen og høyere. I tilbakegangsomformeren utgjøres filteret UF hensiktsmessig av en kondensator tilkoblet over utgangsterminalene eller av etf^-ledd med lav inngangsimpedans' for omkoblingsfrekvensen. I frem-ledningstilfellet (medfaseomkobling) utgjøres filteret UF iiensiktsmessig av et LC-ledd som danner et lavpassf ilter med lav inngangsimpedans . for omkoblingsfrekvensen. The converter's output filter UF must demodulate the pulse-width modulated output signal by attenuating tones at the switching frequency and higher. In the flyback converter, the filter UF is conveniently constituted by a capacitor connected across the output terminals or by an etf^ link with a low input impedance' for the switching frequency. In the forward-conduction case (with phase switching), the filter UF is essentially made up of an LC link which forms a low-pass filter with low input impedance. for the switching frequency.

Claims

1. Pulse-width modulated converter for converting one direct voltage into a low-frequency and preferably sinusoidal alternating voltage whose amplitude is not limited by said direct voltage level, including a pair of input terminals for connection to the direct voltage, a pair of output terminals for connection to a load (L) as well as a transformer (T) with four windings (1^, 12, 3, <1>4)/ in that a first and a second controllable switch (Pf and p ) are connected to the end points of the windings (1^, 12) on the transformer's battery side ("primary side"), as a third and a fourth controllable switch CS-^, S?) are connected to the end points of the windings on the transformer's load side ("secondary side") Characterized by the fact that a pulse width modulator (PM), depending on a error signal (Uf) derived from the converter output voltage (UT Li) and a reference voltage (U f) corresponding to the desired alternating voltage, is arranged to control the switches (F' fi)" 9r> S1# S2) according to the following: during a first period vall (tg - t£), the first (Pj) and the third (S-^) switch is controlled with control pulses of constant frequency (fg) higher than the frequency 1 of the output voltage to an alternately conducting and blocked state with a variable pulse quotient depending on the magnitude of said error signal (Uf), during a second time interval (t^ - t2) the second (Pr) and the fourth (S2) switch is controlled with said control pulses of constant frequency and variable pulse quotient, during a third time interval (t2 - t^ ) said first (Pf) and fourth (S2) switches are controlled with said control pulses of constant frequency and with variable pulse quotient, and during a fourth time interval (t^ - t^) said second (p ) and third (S-^) switches are controlled with said control pulses of constant frequency and variable pulse quotient.

2. Pulse width modulated converter as specified in claim 1, characterized in that during each of the mentioned time intervals (t^ - t2, etc.) the two switches (Pf, S^, etc.) controlled in opposite phase, i.e. one conducts while the other is blocked and vice versa.

3. Pulse-width modulated converter as stated in claim 1, characterized in that during each of the mentioned time intervals (t^ - t2 etc.) the two switches (^, S-^ etc.) are controlled in phase, i.e. both conduct or is blocked at the same time.