NO154599B

NO154599B - PROCEDURE FOR AA FIXING A CARGO MANAGEMENT FOR A VEHICLE.

Info

Publication number: NO154599B
Application number: NO813554A
Authority: NO
Inventors: Nils Ingemar Wickman
Original assignee: Dala Invest Ab
Priority date: 1980-10-29
Filing date: 1981-10-21
Publication date: 1986-08-04
Also published as: FI67683C; FI67683B; NO813554L; SE429425B; NO154599C; FI813272L; SE8007583L

Description

Forbedret anordning for måling av svake magnetiske felter Improved device for measuring weak magnetic fields

ved kjerneinduksjon. by nuclear induction.

Oppfinnelsen angår nye forbedringer The invention relates to new improvements

av de anordninger for måling av svake magnetiske felter ved kjerneinduksjon og som har vært behandlet i hovedpatent nr. 108 090, og spesielt ved de magnetometre, of the devices for measuring weak magnetic fields by nuclear induction and which have been dealt with in main patent no. 108 090, and especially of the magnetometers,

som bruker en flytende prøve som omfatter dels et oppløsningsmiddel med atomkjerner med et kinetisk moment (eller spinn) og et magnetisk moment som ikke er null, dess- which uses a liquid sample which comprises partly a solvent with atomic nuclei with a kinetic moment (or spin) and a magnetic moment which is not zero, then

uten oppløst i dette oppløsningsmiddel et paramagnetisk stoff som har en hyperfin struktur som fremkaller Overhauser-Abragam effekten når en elektronisk re-sonnansstråle fra dette stoff mettes av et elektromagnetisk felt. without dissolved in this solvent a paramagnetic substance which has a hyperfine structure which induces the Overhauser-Abragam effect when an electronic resonance beam from this substance is saturated by an electromagnetic field.

Oppfinnelsen har spesielt til formål å forbedre de nevnte anordninger eller magnetometre for at de kan reagere bedre enn hittil på de praktiske krav, spesielt forså- The invention specifically aims to improve the aforementioned devices or magnetometers so that they can respond better than hitherto to the practical requirements, especially for

vidt angår såvel automatiseringen og hen-siktsmessigheten som følsomheten og nøy-aktigheten ved målingen av de magnetiske felter. largely concerns both the automation and the appropriateness as well as the sensitivity and accuracy of the measurement of the magnetic fields.

Det er i hovedpatentet beskrevet en anordning for målingen av svake magne- The main patent describes a device for the measurement of weak magnetic

tiske felter (svakere enn ca. 10 Gauss) ved hjelp av en prøve som omfatter atomkjer- tical fields (weaker than approx. 10 Gauss) using a sample that includes nuclear

ner med magnetisk moment og kinetisk moment som ikke er null, ved hjelp av kjerneinduksjon, dvs. ved å anvende et magnetisk hjelpefelt som er tilnærmet loddrett på det felt som skal måles, for å orientere de magnetiske momenter for ner with magnetic moment and kinetic moment that is not zero, by means of core induction, i.e. by applying an auxiliary magnetic field that is approximately perpendicular to the field to be measured, to orient the magnetic moments for

atomkjernene i prøven i retningen av det resulterende magnetiske felt (summen av det felt som skal måles og hjelpefeltet), derefter plutselig å bryte hjelpef eltet for å tillate at de magnetiske momenter for atomkjernene kan få en fri presesjonsbe-vegelse om det magnetiske felt som skal måles med en frekvens, Larmor frekven- the atomic nuclei in the sample in the direction of the resulting magnetic field (the sum of the field to be measured and the auxiliary field), then suddenly breaking the auxiliary field to allow the magnetic moments of the atomic nuclei to have a free precessional motion about the magnetic field to be is measured with a frequency, the Larmor frequency

sen, nøyaktig proporsjonal med styrken for dette magnetiske felt, idet målingen av frekvensen for den frembragte elektromotoriske kraft (i en spole som omgir den nevnte prøve og som har en akse perpen-dikulær, på det felt som skal måles) ved hjelp av det roterende felt (med Larmor frekvens) tilknyttet denne presesjon av det magnetiske moment, tillater at man kan slutte seg til styrken av det felt som skal måles (spolen tjener også takket være en hensiktsmessig kommuteringsanordning til på generell måte å skape hjelpef eltet, når spolen mates med en ensrettet strøm). I denne fremgangsmåte og den tilhørende anordning oppløser man i prøven et paramagnetisk stoff som har en hyperfin struk- late, exactly proportional to the strength of this magnetic field, the measurement of the frequency of the electromotive force produced (in a coil surrounding the said sample and having an axis perpendicular to the field to be measured) by means of the rotating field (with Larmor frequency) associated with this precession of the magnetic moment, allows one to join the strength of the field to be measured (the coil also serves, thanks to an appropriate commutation device, to create the auxiliary field in a general way, when the coil is fed with a unidirectional current). In this method and the associated device, a paramagnetic substance that has a hyperfine structure is dissolved in the sample

tur som kan frembringe Overhauser-Abragam effekten (f.eks. nitrodisulfonat av kalium) og som utsettes for et radio-elektrisk felt med den elektroniske reso- ture which can produce the Overhauser-Abragam effect (e.g. nitrodisulfonate of potassium) and which is exposed to a radio-electric field with the electronic reso-

nans frekvens for å mette en av dets elektroniske resonansstråler som har en hyper- nan's frequency to saturate one of its electronic resonance beams which have a hyper-

fin struktur. På grunn av dette vil ikke bare styrken av det magnetiske hjelpefelt nice structure. Because of this, not only will the strength of the auxiliary magnetic field

kunne reduseres til en størrelsesorden som bare er litt høyere enn styrken av det felt som skal måles (f.eks. kan styrken av hjelpef eltet være av størrelsesordenen to til fem gange styrken av det felt som skal måles), men det er også mulig bare å anvende hjelpef eltet en meget kort tid, av størrelsesordenen for Larmor perioden (dvs. det inverse av Larmor frekvensen) som er på 0,5 millisekunder i det jordmagnetiske felt for hydrogenkjerner (protoner) spesielt for en tidsperiode som er litt høyere eller tilnærmet lik en fjerdedel av denne periode, mens den tidligere teknikk regnet med en anvendelsestid for hjelpef eltet på flere sekunder. could be reduced to an order of magnitude only slightly higher than the strength of the field to be measured (e.g. the strength of the auxiliary field may be of the order of two to five times the strength of the field to be measured), but it is also possible only to apply the auxiliary field for a very short time, of the order of magnitude of the Larmor period (i.e. the inverse of the Larmor frequency) which is 0.5 milliseconds in the earth's magnetic field for hydrogen nuclei (protons), especially for a time period that is slightly higher or approximately equal a quarter of this period, while the previous technique calculated an application time for the auxiliary field of several seconds.

I hovedpatentet ble frekvensen for den frie precesjon målt ved hjelp av et fre-kvensmeter eller en periodemåler som omfatter midler til å frembringe et rektangu-lært signal med en varighet av et helt for-utbestemt antall Larmor perioder, og en regneanordning som kunne telle tidspulser In the main patent, the frequency of the free precession was measured by means of a frequency meter or a period meter which includes means to produce a rectangular signal with a duration of an entirely predetermined number of Larmor periods, and a calculating device which could count time pulses

(sendt med konstant repetisjonsfrekvens) (sent with constant repetition rate)

under varigheten av dette signal, idet antallet av disse pulser er omvendt propor-sjonalt med styrken av det magnetiske felt som skal måles. during the duration of this signal, the number of these pulses being inversely proportional to the strength of the magnetic field to be measured.

Hovedpatentet angikk også en fremgangsmåte til utførelse av hele elektronik-ken for den kommuteringsanordning som forbandt den spole som omga prøven, alter-nativt til en generator for likestrøm for å tillate frembringelsen av hjelpef eltet, og til den forsterker som var forbundet med periodemåleren for å tillate bestemmelsen av den frie precesjonsperiode, følgelig en anordning med ultrahurtig kommutering, hvilket ytterligere øket gjentagelsesfre-kvensen for målingene. The main patent also related to a method of making all the electronics for the commutation device which connected the coil surrounding the sample, alternatively to a direct current generator to allow the generation of the auxiliary field, and to the amplifier connected to the period meter to allow the determination of the free precession period, consequently a device with ultra-fast commutation, which further increased the repetition frequency of the measurements.

Med hensyn til det første tilleggspatent bestod dette for det første, forsåvidt angår fremgangsmåten, i at man be-gynte systematisk med å påtrykke det magnetiske hjelpefelt for hver måleoperasjon av det magnetiske felt, efter å ha fastsatt signalets precesjonsperiode for den foregående måleoperasjon, når de magnetiske momenter for atomkjernene i prøven med magnetisk moment og kinetisk moment som ikke er null, før sin innretning til det magnetiske felt som skal måles, inntar en stilling som er godt bestemt og er konstant på precesjonskjeglen, dvs. for en bestemt fasevinkel for den elektromotoriske kraft som ble indusert av precesjonen for disse magnetiske momenter, en stilling og en vinkel som tilnærmet svarer til den maksimale amplitude for precesjonssignalet. With regard to the first supplementary patent, this consisted, firstly, as far as the method is concerned, in systematically applying the auxiliary magnetic field for each measurement operation of the magnetic field, after determining the precession period of the signal for the preceding measurement operation, when the magnetic moments of the atomic nuclei in the sample with magnetic moment and kinetic moment that are not zero, before their alignment to the magnetic field to be measured, occupy a position that is well determined and is constant on the precession cone, i.e. for a certain phase angle of the electromotive force induced by the precession for these magnetic moments, a position and an angle which approximately corresponds to the maximum amplitude of the precession signal.

Det første tilleggspatent omfatter også forsåvidt angår anordningen, midler til å The first supplementary patent also includes, as far as the device is concerned, means to

utlede av det rektangulære signal med en varighet lik et helt antall forutbestemte Larmor perioder frembrakt i periodemåleren eller frekvensmåleren, en puls som var synkron fra begynnelsen av eller helst ved slutten av dette signal, midler til å for-sinke denne puls med en konstant, men regulerbar varighet (eventuelt mindre enn én Larmor periode) og midler til ved hjelp av den forsinkede puls å bryte den likeret-tede strøm som i spolen som omgir prøven, frembringer det magnetiske hjelpefelt. deriving from the rectangular signal with a duration equal to an integer number of predetermined Larmor periods produced in the period meter or the frequency meter, a pulse which was synchronous from the beginning of or preferably at the end of this signal, means to delay this pulse by a constant, but adjustable duration (possibly less than one Larmor period) and means for using the delayed pulse to break the rectified current which in the coil surrounding the sample produces the auxiliary magnetic field.

Den oppfinnelse som dette annet tillegg omhandler, gjelder en forbedring av magnetometrene i hovedpatentet eller det første tillegg, og den forbedringen består forsåvidt angår hovedpatentet, i å sørge for kommuteringen og matningen med like-strøm til den spole som omgir prøven, ved hjelp av to monostabile flip-flopper, hvor-av den første når den påvirkes ved begynnelsen av hver målesyklus, styrer vippingen av et hovedrele fra sin hvilestilling, i hvilken det forbinder den nevnte spole med en regulerbar kondensator, som er koblet i serie for å danne en første svingekrets med Larmor frekvens og til et sett forsterkere som mater periodemeteret, til dets arbeidsstilling, i hvilken det forbinder den nevnte spole med en dempningsmotstand hvis verdi sørger for den kritiske dempning av de svingninger som er frembragt i en annen svingekrets som består The invention to which this second supplement relates relates to an improvement of the magnetometers in the main patent or the first supplement, and that improvement consists, as far as the main patent is concerned, in providing for the commutation and supply of direct current to the coil surrounding the sample, by means of two monostable flip-flops, the first of which when actuated at the beginning of each measurement cycle, controls the tilting of a main relay from its rest position, in which it connects the said coil with an adjustable capacitor, which is connected in series to form a first oscillating circuit with Larmor frequency and to a set of amplifiers that feed the period meter, to its working position, in which it connects the aforementioned coil with a damping resistor whose value ensures the critical damping of the oscillations produced in another oscillating circuit consisting

av selvinduksjonen i den nevnte spole og of the self-induction in the aforementioned coil and

snyltekapasitetene i spolen og forbindelses-kabelen. Den annen monostabile flip-flop påvirkes før hver målesyklus og styrer, når den påvirkes, forbindelsen fra den nevnte spole til en likestrømskilde. Den tid da hver av de to monostabile flip-flopper er i sin ustabile tilstand eller de er påvirket blir regulert på slik måte at den annen flip-flop vender tilbake til sin stabile begynnelsestilstand eller hviletilstand, fortrinnsvis ved slutten av en tidsperiode med en varighet av størrelsesorden Larmor perioden eller en brøkdel av denne periode før den første flip-flop vender tilbake til sin begynnelsestilstand eller hviletilstand. the parasite capacities in the coil and the connecting cable. The second monostable flip-flop is actuated before each measurement cycle and, when actuated, controls the connection from said coil to a DC source. The time when each of the two monostable flip-flops is in its unstable state or is affected is regulated in such a way that the other flip-flop returns to its stable initial state or rest state, preferably at the end of a time period with a duration of magnitude of the Larmor period or a fraction of this period before the first flip-flop returns to its initial state or rest state.

Man kan med fordel sørge for et hjelperele som settes igang ved påvirkning av den første flip-flop og som vender tilbake til sin hvilestilling med en liten forsinkelse, når hovedreleet er vendt tilbake til sin hvilestilling, idet dette hjelperele når det befinner seg i arbeidstilstand, åpner en It is advantageous to provide an auxiliary relay which is activated by the action of the first flip-flop and which returns to its rest position with a slight delay, when the main relay has returned to its rest position, since this auxiliary relay, when it is in working condition, opens one

svingekrets eller avstemt krets med et oscillating circuit or tuned circuit with a

gjennomslipningsbånd som ligger omkring Larmor frekvensen, og er anordnet i for-sterkersettet, hvilket reduserer dennes for-sterkning i nærheten av denne frekvens. cut-through band that lies around the Larmor frequency, and is arranged in the amplifier set, which reduces its amplification in the vicinity of this frequency.

Forsåvidt angår påvirkningen av de to flip-flopper så kan den realiseres på f.eks. følgende måte: enten ved hjelp av en astabil multivibrator med en dissymetrisk syklus som åpner den første flip-flop ved hver vipping av multivibratoren fra dens første astabile tilstand til dens annen astabile tilstand og den annen flip-flop ved hver vipping fra multivibratorens annen astabile tilstand til dens første astabile tilstand, eller ved midler for å bringe i fase de magnetiske kjernemomenter som er for-utsatt i det første tilleggspatent til hovedpatentet, dvs. ved midler som frembringer den nevnte forsinkede puls. As far as the influence of the two flip-flops is concerned, it can be realized on e.g. the following way: either by means of an astable multivibrator with a dissymmetric cycle that opens the first flip-flop at each tilt of the multivibrator from its first astable state to its second astable state and the second flip-flop at each tilt from the multivibrator's second astable state to its first astable state, or by means of bringing the core magnetic moments in phase which are provided for in the first supplementary patent to the main patent, i.e. by means of producing the said delayed pulse.

Oppfinnelsen omfatter bortsett fra dette prinsipielle arrangement, visse andre trekk som fortrinnsvis brukes, men ikke nødvendigvis på samme tid og som vil bli omtalt nærmere nedenfor. Spesielt har man: en annen anordning ved hjelp av hvilken man for å måle varigheten av Larmor perioden for kjernepresesjonen, og i hvilken anordning det er anordnet i kombinasjon a) en forberedelsesenhet som er forbundet med utgangen av forsterkerset-tet for av de svingninger med Larmor frekvens som blir frembragt i den nevnte før-ste svingekrets av den spenning som er til-veiebragt av den nevnte spole, og som forsterkes i det nevnte forsterkersett, å utlede rektangulære signaler eller firkantbølger med samme periode b) en deler som kan dele frekvensen for de nevnte rektangulære signaler med et fastsatt helt fortrinnsvis regulerbart tall på en slik måte at man kan få flere nøyaktige områder (nøyaktig-heten og varigheten av måleperioden øker med verdien av dette hele tall), c) en inngangsport anordning anbragt mellom for-beredelsesenheten og deleren, slik at matningen av deleren ved hjelp av forberedel-sesenheten bare kan skje når inngangsporten mates d) en første bistabil anordning innrettet til å mate inngangsporten efter at den ved sin første innføring har mottatt et igangsetningssignal som er forsinket i forhold til det øyeblikk da den nevnte spole forbindes med forsterkerset-tet, e) en annen bistabil anordning hvis to innganger påvirkes av utgangen fra deleren og hvis utgang mates når den bistabile anordning vipper på foranledning av den annen utgangspuls fra deleren, hvilken puls som er frembragt efter begynnelsen av en syklus, påvirker den annen inngang av den første bistabile anordning, slik at matningen av den nevnte inngangsport anordning stanses, f) en oscillator for høy frekvens, meget stabil og veldefinert, f.eks. på 1 MHertz, g) en telleskala innrettet til Apart from this principle arrangement, the invention includes certain other features which are preferably used, but not necessarily at the same time and which will be discussed in more detail below. In particular, one has: another device with the help of which to measure the duration of the Larmor period for the nuclear precession, and in which device it is arranged in combination a) a preparation unit which is connected to the output of the amplifier set for the oscillations with Larmor frequency which is produced in the mentioned first oscillation circuit by the voltage which is provided by the said coil, and which is amplified in the said amplifier set, to derive rectangular signals or square waves with the same period b) a divider which can divide the frequency for the aforementioned rectangular signals with a fixed number, preferably adjustable in such a way that one can obtain several accurate ranges (the accuracy and duration of the measurement period increases with the value of this whole number), c) an input port device placed between the preparation unit and the divider, so that the feeding of the divider by means of the preparation unit can only take place when the input port is fed d) a first bistable device into directed to feed the input port after it has, on its first insertion, received an initiation signal which is delayed in relation to the moment when said coil is connected to the amplifier set, e) another bistable device whose two inputs are affected by the output of the divider and whose output is fed when the bistable device flips on the instigation of the second output pulse from the divider, which pulse is produced after the beginning of a cycle, affects the second input of the first bistable device, so that the feeding of the aforementioned input port device is stopped, f) a oscillator for high frequency, very stable and well defined, e.g. of 1 MHertz, g) a counting scale adapted to

å telle svingningene for den nevnte oscillator med høy frekvens under varigheten av den spenningspuls som sendes av den annen bistabile anordning til den nevnte utgang og h) nullinnstillingsmidler som setter deleren på null ved slutten av hver målesyklus og eventuelt de bistabile anordninger, et tredje arrangement som består i å sørge for en trykkeanordning for trykning i numerisk form av måleresultatene og omfattende i kombinasjon med den nevnte telleskala en monostabil flip-flop for fremvisning av det antall med svingninger med høy frekvens som er tellet på skalaen ved slutten av det nevnte antall av Larmor perioder, en monostabil flip-flop for trykning og som påvirkes ved slutten av fremvisningen, og som styres av den nevnte fremvisnings flip-flop, og som fortrinnsvis over en forsterker påvirker et numme-risk trykkeverk, en monostabil flip-flop for strykning som bevirker strykning av fremvisningen en viss tid efter (f.eks. av stør-relsesordenen sekund) slutten av fremvisningen, dvs. efter utførelsen av trykningen, og midler til sette på null igjen trykkeanordningen i tilfelle av at denne funksjonerer dårlig, et fjerde arrangement som består i å sørge for en analogi-registreringsanordning for resultatene av målingene, og som omfatter i kombinasjon med den nevnte telleskala lagringsdekader, bestående fortrinnsvis av bistabile anordninger med tunneldioder og transistorer som er innrettet til å levere en analogi-strøm som er proporsjonal med det lagrede tall, en monostabil-flip-flop for lesning og som påvirkes ved sluttende av det nevnte antall Larmor perioder og som styrer overføringen fra de nevnte lagringsdekader av det dekadeinnhold som tilsvarer telleskalaen, idet denne flip-flop dessuten i tilfelle av at resultatene av målingene ikke blir trykket ved hjelp av passende midler, styrer tilbakeføringen til null av telleskalaen, og en galvanometrisk registreringsanordning som fortrinnsvis over en forsterker mates av den analogistrøm som leveres av lagringsdekadene. counting the oscillations of said oscillator at high frequency during the duration of the voltage pulse sent by the second bistable device to said output and h) zero setting means which set the divider to zero at the end of each measurement cycle and optionally the bistable devices, a third arrangement which consists in providing a printing device for printing in numerical form the measurement results and comprising in combination with the said counting scale a monostable flip-flop for displaying the number of high frequency oscillations counted on the scale at the end of the said number of Larmor periods, a monostable flip-flop for printing and which is affected at the end of the display, and which is controlled by said display flip-flop, and which preferably via an amplifier affects a numerical printing unit, a monostable flip-flop for ironing which causes deletion of the display a certain time after (e.g. on the order of a second) the end of the display, i.e. after the execution of the printing, and means for resetting the printing device to zero in the event that it malfunctions, a fourth arrangement which consists in providing an analog recording device for the results of the measurements, and which comprises, in combination with the said counting scale, storage decades, consisting preferably of bistable devices with tunnel diodes and transistors arranged to supply an analog current proportional to the stored number, a monostable flip-flop for reading and which is affected at the end of said number of Larmor periods and which controls the transfer from the mentioned storage decades of the decade content corresponding to the counting scale, this flip-flop also, in the event that the results of the measurements are not printed by means of suitable means, controls the return to zero of the counting scale, and a galvanometric recording device which preferably via an amplifier is fed of the analog current supplied by the storage decades.

Oppfinnelsen angår mere spesielt magnetometre som er bestemt til å måle det jordmagnetiske felt og dets variasjoner, f.eks. med sikte på geofysisk leting efter mineraler etc. The invention relates more particularly to magnetometers which are intended to measure the earth's magnetic field and its variations, e.g. with a view to geophysical exploration for minerals etc.

Oppfinnelsen vil i alle tilfelle lett for-ståes ved hjelp av den følgende beskrivelse sammen med vedliggende tegninger som kompletterer beskrivelsen, men som selv-følgelig bare tjener til forklaring. In any case, the invention will be easily understood with the help of the following description together with accompanying drawings which supplement the description, but which of course only serve for explanation.

Fig. 1 og 2 viser i blokkform hele sam-menstillingen av et magnetometer for kjerneinduksjon som realiserer forbedrin-gene ifølge oppfinnelsen. Fig. 1 svarer til den del av magnetometret som går til telleskalaen C, mens fig. 2 viser fremvisnings-anordningene, trykkeanordningen og registreringsanordningen som styres av den nevnte skala. Fig. 1 and 2 show in block form the entire assembly of a magnetometer for core induction which realizes the improvements according to the invention. Fig. 1 corresponds to the part of the magnetometer that goes to the counting scale C, while fig. 2 shows the display devices, the printing device and the recording device which are controlled by the aforementioned scale.

Fig. 3 viser i detalj den del A på fig. 1 som er omgitt av brutte streker, dvs. selve kommuteringsanordningen med målehodet B som inneholder stoffprøven med atomkjerner med magnetisk moment og kinetisk moment som ikke er null, og det para-magnetiske stoff med hyperfin struktur. Fig. 4 og 5 viser signalformer som opptrer i magnetometret på fig. 1 og 2, idet fig. 4 illustrerer formen for de signaler som brukes i den på fig. 1 viste del av magnetometret, mens fig. 5 angir den form for signalene som brukes i den del av magnetometret som er illustrert på fig. 2. Fig. 6 viser montasjen av en av de fire bistabile anordninger med tunneldioder og transistor og som danner hver lagrings-dekade for den registreringsanordning som magnetometret kan være utstyrt med. Fig. 7 viser tilslutt karakteristikken for tunneldioden i den bistabile anordning på fig. 6. Fig. 3 shows in detail the part A of fig. 1 which is surrounded by broken lines, i.e. the commutation device itself with the measuring head B which contains the material sample with atomic nuclei with magnetic moment and kinetic moment which are not zero, and the para-magnetic material with hyperfine structure. Fig. 4 and 5 show signal forms that appear in the magnetometer in fig. 1 and 2, as fig. 4 illustrates the form of the signals used in that of fig. 1 showed part of the magnetometer, while fig. 5 indicates the form of the signals used in the part of the magnetometer illustrated in fig. 2. Fig. 6 shows the assembly of one of the four bistable devices with tunnel diodes and transistor and which form each storage decade for the recording device with which the magnetometer can be equipped. Fig. 7 finally shows the characteristic for the tunnel diode in the bistable device in fig. 6.

Ifølge oppfinnelsen og spesielt ifølge de måter den anvendes på såvel som ut-førelsesformene for de forskjellige deler av den og som må ansees som spesielt fordel-aktig, foreslås det anvendt en utførelse av et magnetometer til måling av svake magnetiske felter ved hjelp av kjerneinduksjon anordnet til å gjennomføre automatiske og praktiske målinger med stor følsomhet og stor nøyaktighet slik som angitt nedenfor, eller realisert på lignende måte. According to the invention and especially according to the ways in which it is used as well as the embodiments of the different parts of it and which must be considered particularly advantageous, it is proposed to use an embodiment of a magnetometer for measuring weak magnetic fields by means of core induction arranged to carry out automatic and practical measurements with great sensitivity and great accuracy as indicated below, or realized in a similar way.

Vi viser først til fig. 1. Her er vist en del av et magnetometer, inntil telleskalaen C (dvs. til den enhet som tillater fremvisning av måleresultatene). Magnetometeret for kjerneinduksjon er utstyrt med forbedringer ifølge oppfinnelsen (idet de forskjellige enheter er vist i form av funksjons-blokker). Videre er det på fig. 3 vist de-taljene for delen A på fig. 1 omgitt av strekede linjer. Vi vil først beskjeftige oss med hovedtrekkene ved oppfinnelsen. We first refer to fig. 1. A part of a magnetometer is shown here, up to the counting scale C (ie to the unit that allows the measurement results to be displayed). The magnetometer for core induction is equipped with improvements according to the invention (since the various units are shown in the form of functional blocks). Furthermore, in fig. 3 shows the details of part A in fig. 1 surrounded by dashed lines. We will first deal with the main features of the invention.

Ifølge oppfinnelsen gjennomføres kommuteringen og matningen med ensrettet strøm til spolen 1 som skaper hjelpef eltet og frembringer kjernesignalet i målehodet B, ved hjelp av to monostabile flip-flopper 3 og 4. Spolen omgir en beholder 2 som omslutter stoffprøven som er laget av atomkjerner med magnetisk moment og kinetisk moment forskjellige fra null og av et paramagnetisk stoff med hyperfin struktur According to the invention, the commutation and feeding of unidirectional current to the coil 1, which creates the auxiliary field and generates the nuclear signal in the measuring head B, is carried out by means of two monostable flip-flops 3 and 4. The coil surrounds a container 2 which encloses the material sample which is made of atomic nuclei with magnetic moment and kinetic moment different from zero and of a paramagnetic substance with hyperfine structure

(som kan frembringe Overhauser-Abragam effekten). For dette stoff mettes en elektronisk resonansstråle ved hjelp av en del D, idet beholderen omslutter f.eks. en vandig oppløsning av nitrodisulfonat av kalium. Den første monostabile flip-flop 3 styrer når den påvirkes ved begynnelsen av hver målesyklus (som kan vare noen sekunder i tilfellet av at man gjennom-fører en trykning av resultatene, eller en brøkdel av et sekund når man bruker for-bedringene ifølge det første tillegg og ikke utfører trykning av resultatene) vippingen av et hovedrele 5 fra dets hvilestilling mot arbeidsstillingen. I hvilestillingen ligger den bevegelige bryter 6 mot den faste hvile-kontakt 7 for å forbinde spolen 1 med en regulerbar kondensator 8 som er forbundet i serie for å danne en første svingekrets eller resonanskrets 9 med Larmor frekvens, og et forsterkersett E som mater periodemeteret eller frekvensmetret F. I arbeidsstilling ligger den bevegelige bryter 6 mot den faste arbeidskontakt 10 for å (which can produce the Overhauser-Abragam effect). For this substance, an electronic resonance beam is saturated by means of a part D, the container enclosing e.g. an aqueous solution of nitrodisulfonate of potassium. The first monostable flip-flop 3 controls when it is affected at the beginning of each measurement cycle (which can last a few seconds in the case of performing a printout of the results, or a fraction of a second when using the improvements according to the first addition and does not print the results) the tilting of a main relay 5 from its rest position towards the working position. In the rest position, the movable switch 6 lies against the fixed rest contact 7 to connect the coil 1 with an adjustable capacitor 8 which is connected in series to form a first oscillating circuit or resonant circuit 9 with Larmor frequency, and an amplifier set E which feeds the period meter or the frequency meter F. In the working position, the movable switch 6 lies against the fixed working contact 10 in order to

forbinde spolen 1 med en regulerbar dempe-motstand 11 hvis regulerbare verdi sikrer den kritiske dempning for svingningene med Larmor frekvens (omtrent 2000 Hertz eller perioder pr. sekund i tilfelle av en prøve som inneholder protoner som atomkjerner, og når magnetometret er anbragt i det jordmagnetiske felt) i en annen svingekrets eller resonanskrets 12 som dannes av selvinduksjonen i spolen 1 og snyltekapasitetene i denne spole, og forbindelses-kabelen 13. Den annen monostabile flip-flop 4 som påvirkes før den første (3) i hver målesyklus, styrer når den påvirkes, forbindelsen av spolen 1 med en likestrøms-kilde 14, idet varigheten for oppholdet av hver av de to flip-flopper 3 og 4 i deres ustabile tilstand eller påvirkede tilstand blir regulert på slik måte at den annen flip-flop 4 returnerer til sin stabile begynnelsestilstand eller hviletilstand fortrinnsvis ved slutten av en varighet av størrelses-ordenen av Larmor perioden eller en brøk-del av denne periode (f.eks. ved slutten av 0,126 millisekunder i tilfellet av at det dreier seg om presesjonen av protoner i jordens magnetiske felt dvs. når Larmor perioden er tilnærmet lik 0,5 millisekunder) før den første flip-flop 3 vender tilbake til sin stabile begynnelsestilstand eller hviletilstand. connect the coil 1 with an adjustable damping resistor 11 whose adjustable value ensures the critical damping for the oscillations with Larmor frequency (about 2000 Hertz or periods per second in the case of a sample containing protons as atomic nuclei, and when the magnetometer is placed in the earth's magnetic field field) in another oscillating circuit or resonant circuit 12 which is formed by the self-induction in the coil 1 and the parasitic capacitances in this coil, and the connecting cable 13. The second monostable flip-flop 4 which is affected before the first (3) in each measuring cycle, controls when the is affected, the connection of the coil 1 with a direct current source 14, the duration of the stay of each of the two flip-flops 3 and 4 in their unstable state or affected state is regulated in such a way that the other flip-flop 4 returns to its stable initial state or resting state preferably at the end of a duration of the order of magnitude of the Larmor period or a fractional part of this period (e.g. at the end of 0.126 milliseconds in the case of the precession of protons in the earth's magnetic field, i.e. when the Larmor period is approximately equal to 0.5 milliseconds) before the first flip-flop 3 returns to its stable initial state or rest state.

Fortrinnsvis benytter man i kombinasjon med det foran nevnte hovedarrange-ment et hjelperele 15 som settes i arbeide ved påvirkning av den første flip-flop 3 som kommer tilbake til sin hviletilstand med en liten forsinkelse (av størrelses-ordenen noen Larmor perioder) som inn-føres ved hjelp av en forsinkelsesselle 16 ved hovedreleets 5 retur til hvilestillingen, idet dette hjelperele 15 med sin bevegelige bryter 17 når den befinner seg i arbeidstilstand, åpner en svingekrets eller avstemt krets 18 med kondensatoren 19 og en spole 20 (hvis induktans kan modifiseres ved hjelp av en styreenhet 21) med et båndpass som ligger omkring Larmor frekvens (2000 Hertz i det spesielle tilfelle som er nevnt), og som er anordnet i for-sterkersettet E, hvilket reduserer forsterkningen i nærheten av denne frekvens. Preferably, in combination with the aforementioned main arrangement, an auxiliary relay 15 is used which is activated by the influence of the first flip-flop 3 which returns to its rest state with a small delay (of the order of magnitude of a few Larmor periods) which in- is led by means of a delay relay 16 when the main relay 5 returns to the rest position, this auxiliary relay 15 with its movable switch 17 when it is in working condition, opens a swing circuit or tuned circuit 18 with the capacitor 19 and a coil 20 (whose inductance can be modified by by means of a control unit 21) with a bandpass that lies around the Larmor frequency (2000 Hertz in the particular case mentioned), and which is arranged in the amplifier set E, which reduces the amplification in the vicinity of this frequency.

Forsåvidt angår påvirkningen av de to flip-flopper 3, 4, så kan den realiseres på f.eks. følgende måte: Enten som vist (på fig. 1 og 3) ved hjelp av en astabil multivibrator 22 med dissymetrisk syklus som setter igang den første flip-flop 3 ved hver vipping av multivibratoren fra dens første astabile tilstand til dens annen astabile tilstand og den annen flip-flop 4 ved hver vipping av multivibratoren fra dens annen astabile tilstand til dens første astabile tilstand. As far as the influence of the two flip-flops 3, 4 is concerned, it can be realized on e.g. the following way: Either as shown (in Figs. 1 and 3) by means of an astable multivibrator 22 with a dissymmetric cycle which initiates the first flip-flop 3 at each tilt of the multivibrator from its first astable state to its second astable state and the other flip-flop 4 at each flip of the multivibrator from its second astable state to its first astable state.

Eller ved hjelp av midler som bringer de magnetiske kjernemomenter for kjer-nene i beholder 2 i fase, midler av den type som angitt i det første tillegg til hovedpatentet, dvs. ved hjelp av midler som den puls som i det første tillegg er kalt den forsinkede puls. Or by means of means which bring the magnetic core moments of the cores in container 2 into phase, means of the type specified in the first addendum to the main patent, i.e. by means of means such as the pulse which in the first addendum is called the delayed pulse.

I den utførelsesmåte (den som er vist på fig. 1 og 3) kan den del av magnetometret som man har angitt konstruksjonen av, realiseres på følgende måte når styringen av de to flip-flopper 3 og 4 utføres ved hjelp av en multivibrator 22. In the embodiment (the one shown in Fig. 1 and 3), the part of the magnetometer whose construction has been indicated can be realized in the following way when the control of the two flip-flops 3 and 4 is carried out by means of a multivibrator 22.

Multivibratoren 22 som bestemmer re-petisjonsfrekvensen for målesyklene, har en dissymetrisk syklus, slik som vist ved bølgeformen a på fig. 4. Den åpner ved sin stigende forkant 23 (i og med multivibratorens passasje fra dens første astabile tilstand til dens annen likeledes astabile tilstand) den første flip-flop 3, mens den med sin nedadgående flanke 24 (i og med mutivibratorens passasje fra dens annen tilstand til dens første tilstand) åpner den annen flip-flop 4. The multivibrator 22, which determines the repetition frequency for the measurement cycles, has an asymmetrical cycle, as shown by waveform a in fig. 4. It opens at its rising leading edge 23 (with the passage of the multivibrator from its first astable state to its second equally astable state) the first flip-flop 3, while with its falling edge 24 (with the passage of the mutivibrator from its second state to its first state) opens the second flip-flop 4.

På fig. 3 ser man at den astabile multivibrator 22 er realisert ved hjelp av to transistorer 25 av PNP typen, idet varigheten av dens opphold i sin første astabile tilstand 26 reguleres ved hjelp av et første potensiometer 27 til mellom 10 og 50 millisekunder, mens varigheten 28 av dens annen astabile tilstand kan reguleres ved hjelp av et annet potensiometer 29 til mellom 150 og 7 000 millisekunder. Multivibratoren 22 mates fra en stabilisert spenningskilde 14, f.eks. på -10 volt, når styre-bryteren 30 er lukket, og den gir da til en første utgang 31 strøm for å mate den første flip-flop 3 med de positive pulser av en varighet 26 gjennom en halvleder-diode 32, og på en annen utgang 33 for å mate den annen flip-flop 4 med de negative pulser med varighet 28. In fig. 3 it can be seen that the astable multivibrator 22 is realized by means of two transistors 25 of the PNP type, the duration of its stay in its first astable state 26 being regulated by means of a first potentiometer 27 to between 10 and 50 milliseconds, while the duration 28 of its other astable state can be regulated by another potentiometer 29 to between 150 and 7,000 milliseconds. The multivibrator 22 is fed from a stabilized voltage source 14, e.g. of -10 volts, when the control switch 30 is closed, and it then supplies a first output 31 with current to feed the first flip-flop 3 with the positive pulses of a duration 26 through a semiconductor diode 32, and on a second output 33 to feed the second flip-flop 4 with the negative pulses of duration 28.

De tre ryttere 34, 35 og 36 realiserer forbindelsene av den angitte art for den astabile multivibrator 22 henholdsvis med matekilden 14, flip-flop 3 og flip-flop 4. Når man fjerner disse ryttere, setter man multivibratoren 22 ut av forbindelse, og man har direkte forbindelse til inngangene 37 og 38 for den første og annen flip-flop 3, 4, hvilket tillater styringen av disse overensstemmende med arrangementene i det første tillegg til hovedpatentet, dvs. fra innfasnings flip-floppen for de magnetiske momenter, slik det er beskrevet i det første tillegg. The three riders 34, 35 and 36 realize the connections of the indicated kind for the astable multivibrator 22 respectively with the feed source 14, flip-flop 3 and flip-flop 4. When you remove these riders, you put the multivibrator 22 out of connection, and you is directly connected to the inputs 37 and 38 of the first and second flip-flops 3, 4, which allows the control of these in accordance with the arrangements in the first addition to the main patent, i.e. from the phasing flip-flop for the magnetic moments, as it is described in the first supplement.

Man skal i den forbindelse minne om at innfasingsanordningen av spinnene iføl-ge det første nevnte tillegg, i prinsippet ut-gjøres av en monostabil flip-flop som leverer en firkantbølge eller spenningspuls med en varighet som kan reguleres meget nøyaktig. In this connection, it should be remembered that the phasing device for the spins, according to the first mentioned addition, in principle consists of a monostable flip-flop which delivers a square wave or voltage pulse with a duration that can be regulated very accurately.

Denne varighet bør i tilfelle av at man tilpasser arrangementet til det første tillegg, reguleres til å være minst lik vippe-tiden for den bevegelige bryter 6 fra kontakten 7 til kontakten 10. Denne varighet reguleres for at likestrømspulsen skal bli sendt i et øyeblikk som er definert av Larmor perioden. Med dette for øyet blir innfasnings flip-floppen påvirket av signalet eller firkantbølgen 115 (fig. 5), hvis oppgave i tellingen vil bli forklart nedenfor med henvisning til fig. 2 og 3. Når denne firkantbølge 115 er negativ blir innfasnings flip-floppen satt igang ved stigningen av den spenning som avslutter fir-kantbølgen for å gi et negativt signal hvis polaritet vendes om av en inverter, idet denne inverter da leverer en positiv spen-ningsprøve som tilsvarer delen 26 for signalet a på fig. 4. Utgangen av innfasnings-anordningen er dobbelt med en diode ved hver utgang, idet de to dioder er montert hver sin vei for å forbinde den dobbelte utgang på den side med inngangen 37 på flip-floppen 3 for å mate den med positive utgangspulser og på den annen side med de i inngangen 38 til flip-floppen 4 for å mate den med de negative utgangspulser. This duration should, in the event that one adapts the arrangement to the first addition, be regulated to be at least equal to the flip time of the movable switch 6 from contact 7 to contact 10. This duration is regulated so that the direct current pulse is to be sent at an instant which is defined by the Larmor period. With this in mind, the phasing flip-flop is affected by the signal or square wave 115 (Fig. 5), whose task in counting will be explained below with reference to Fig. 2 and 3. When this square wave 115 is negative, the phasing flip-flop is triggered by the rise of the voltage that terminates the square wave to give a negative signal whose polarity is reversed by an inverter, as this inverter then supplies a positive voltage ning sample corresponding to the part 26 for the signal a in fig. 4. The output of the phasing device is double with a diode at each output, the two diodes being mounted separately to connect the double output on that side with the input 37 of the flip-flop 3 to feed it with positive output pulses and on the other hand with those in the input 38 of the flip-flop 4 to feed it with the negative output pulses.

Den første flip-flop 3 er også utført ved hjelp av to transistorer PNP 39. Den vippes fra sin første stabile eller hviletil- ] e stand til sin annen ustabile eller påvirkede tilstand i og med at forkanten 23 av bølgen c a som er mottatt fra multivibratoren 22 The first flip-flop 3 is also made by means of two transistors PNP 39. It is flipped from its first stable or resting state to its second unstable or affected state in that the leading edge 23 of the wave c a received from the multivibrator 22

(eller fra innfasnings flip-floppen for de magnetiske momenter efter inversjon) ved dens inngang 37, idet den sender fra sin ] utgang 40 en spenningspuls 41 som er re- i gulerbar ved hjelp av et potensiometer 42 mellom 5 og 50 millisekunder. Denne spenningspuls påtrykkes inngangen til en ] transistor PNP 43 montert som emitter- l følger. Denne påvirker først over en regulerbar motstand 44 som tillater regulering av nivået av pulsen, og en transistor PNP 45 som også er montert som emitter-følger, en relespole 5 som påvirker en bevegelig bryter 6. Spenningspulsen som har en bestemt varighet 41, påtrykkes relespolen 5, er representert ved 46 på fig. 3 og 4 (bølge (or from the phasing flip-flop for the magnetic moments after inversion) at its input 37, as it sends from its ] output 40 a voltage pulse 41 which can be regulated by means of a potentiometer 42 between 5 and 50 milliseconds. This voltage pulse is applied to the input of a ] transistor PNP 43 mounted as an emitter. This first affects, via an adjustable resistor 44 which allows regulation of the level of the pulse, and a transistor PNP 45 which is also mounted as an emitter follower, a relay coil 5 which affects a movable switch 6. The voltage pulse, which has a specific duration 41, is applied to the relay coil 5, is represented by 46 in fig. 3 and 4 (wave

d). Denne negative puls 46 påtrykkes også d). This negative pulse 46 is also applied

over en forsinkelsesselle 16 som med fordel kan bestå av et T-filter med dioden 47, motstanden 48 og kondensatoren 49, idet dioden 47 bevirker innføring av forskjellige tidskonstanter for ladning og for utladning av kondensatoren 49 (man kan på denne måte få en tidskonstant for ladningen på 0,3 millisekunder (ms) og for utladningen på 2,4 ms og derfor en ganske liten forsinkelse på omtrent 0,5 til 1 ms, for åpningen av releet 15 overfor åpningen av releet 5 og en meget større forsinkelse av stør-relsesordenen 10 ms, ved lukningen av releet 15 i forhold til releet 5, når det tas hensyn til tilkoblingsterskelen for releet 15). En annen relespole 15 dvs. hjelperele-spolen, er innrettet til å påvirke bryteren 17 for avstemningskretsen 18 (fig. 1). Dessuten blir signalet på utgangen av transistor 43 montert som emitter-følger, forsterket ved hjelp av en PNP transistor 50 som er montert som felles emitter, og påvirker derpå henholdsvis en av transisto-rene 51 og 52 montert som emitter-følgere, før de blir disponible på en av utgangene 53 og 54 som positiv spenningspuls 55 og som negativ spenningspuls 56 (dette siste oppnås ved parallellkobling i en differen-sieringskrets med motstanden 57 og kondensatoren 58 for en analog spenningspuls 55 og hever bare de negative spisser på grunn av diodesystemet 59), idet sig-nalenes 55 og 56 oppgave vil bli forklart nedenfor, når man kommer til forklaringen av frekvensmetrets eller periodemetrets F funksjon. over a delay cell 16 which can advantageously consist of a T-filter with the diode 47, the resistor 48 and the capacitor 49, the diode 47 causing the introduction of different time constants for charging and for discharging the capacitor 49 (you can in this way get a time constant for the charge of 0.3 milliseconds (ms) and for the discharge of 2.4 ms and therefore a rather small delay of about 0.5 to 1 ms, for the opening of the relay 15 versus the opening of the relay 5 and a much larger delay of the the order of 10 ms, when the relay 15 closes in relation to the relay 5, when the connection threshold for the relay 15 is taken into account). Another relay coil 15, i.e. the auxiliary relay coil, is arranged to actuate the switch 17 for the voting circuit 18 (Fig. 1). In addition, the signal at the output of transistor 43 is mounted as an emitter-follower, amplified by means of a PNP transistor 50 which is mounted as a common emitter, and then affects respectively one of the transistors 51 and 52 mounted as an emitter-follower, before they become available on one of the outputs 53 and 54 as a positive voltage pulse 55 and as a negative voltage pulse 56 (the latter is achieved by parallel connection in a differentiation circuit with the resistor 57 and the capacitor 58 for an analog voltage pulse 55 and raises only the negative peaks due to the diode system 59 ), as the task of the signals 55 and 56 will be explained below, when you come to the explanation of the function of the frequency meter or the period meter F.

Forsåvidt angår flip-floppen 4 som er laget som flip-floppen 3 ved hjelp av to PNP transistorer 60, så mottar den på sin inngang 38 utgangen av multivibratoren 22 As far as the flip-flop 4 is concerned, which is made like the flip-flop 3 by means of two PNP transistors 60, it receives at its input 38 the output of the multivibrator 22

:ller utgangen av innfasnings flip-floppen, iom virker slik som beskrevet ovenfor. I let første tilfelle blir den påvirket av bak-canten 24 av bølgen a for å vippe den fra ;in hvilestilling eller stabile tilstand til sin påvirkede eller ustabile tilstand, idet den på utgangen 61 sender en negativ spen-lingspuls 62 (bølge b på fig. 4) som forsterkes og bytter polaritet i transistorfor-sterkeren 63 (matet fra en spenningskilde på f.eks. -35 volt), idet den forsterkede puls 36 med positiv polaritet (bølge c på fig. 4) :ller the output of the phasing flip-flop, iom works as described above. In the first case, it is affected by the back edge 24 of wave a to tilt it from a resting position or stable state to its affected or unstable state, as it sends a negative voltage pulse 62 at the output 61 (wave b in fig. . 4) which is amplified and changes polarity in the transistor amplifier 63 (fed from a voltage source of e.g. -35 volts), the amplified pulse 36 with positive polarity (wave c in Fig. 4)

avgis over en diode 64 til basis for en NPN transistor 65 som normalt er blokkert, og spiller rolle som elektronisk bryter. Transistoren 65 mottar derfor den positive puls 66 som åpningspuls. Varigheten 67 av pulsene 62 og 66 er regulerbar mellom 0,050 og 0,500 ms til f.eks. 0,125 ms ved hjelp av et potensiometer 68. is emitted across a diode 64 to the base of an NPN transistor 65 which is normally blocked, and plays the role of an electronic switch. The transistor 65 therefore receives the positive pulse 66 as an opening pulse. The duration 67 of the pulses 62 and 66 is adjustable between 0.050 and 0.500 ms to e.g. 0.125 ms using a potentiometer 68.

Montasjen på fig. 3 omfatter for matning av de forskjellige transistorer, for-uten hovedmatningen på -10 volt fra kil-den 14, en matning 69 på + 2 volt for flip-floppene 3 og 4 og matningen 161 på — 35 volt. The assembly in fig. 3 comprises for feeding the various transistors, apart from the main supply of -10 volts from the source 14, a supply 69 of + 2 volts for the flip-flops 3 and 4 and the supply 161 of - 35 volts.

Spenningspulsene 46 og 66 som sendes fra henholdsvis flip-floppene 3 og 4 tjener til styring av kommuteringen av den spole for lav frekvens (Larmor frekvens) som finnes i målehodet B. Dette hode inneholder i det vesentlige en beholder 2 som f.eks. kan være av den type som er beskrevet i det franske patent nr. 1 358 352, innlevert 18. juli 1960 og bevilget 9. mars 1964, og som f.eks. omfatter 200 cm<3> av en vandig opp-løsning av nitrosodisulfonat av kalium med 1 gram nitrosodisulfonat pr. liter vann. Beholderen er omgitt av en lavfrekvens-spole 1 som f.eks. kan ha 4 800 viklinger med tynn tråd og har en selvinduksjon av størrelsesorden 1 til 1,1 Henry. De to ender av spolen 1 er ved hjelp av en tre-leder kabel 70 hvis ytre leder er forbundet til massen ved 71, og den indre leder er forbundet med sin ene ende til den første ende av spolen 1 og sin annen ende til en klemme 72 som dels er forbundet med bry-tertransistorens 65 kollektor og dels til den bevegelige bryter 6 for releet 5, og hvis mellomleder er forbundet med sin ene ende til den annen ende av spolen 1 og med sin annen ende til en klemme 73 som kan settes til jord over en dobbelt vender 74 som kan velge mellom flere motstander 162, 163 og 164. The voltage pulses 46 and 66 sent from the flip-flops 3 and 4 respectively serve to control the commutation of the coil for low frequency (Larmor frequency) which is found in the measuring head B. This head essentially contains a container 2 which e.g. may be of the type described in French patent no. 1,358,352, filed on 18 July 1960 and granted on 9 March 1964, and which, e.g. comprises 200 cm<3> of an aqueous solution of nitrosodisulphonate of potassium with 1 gram of nitrosodisulphonate per liters of water. The container is surrounded by a low-frequency coil 1 which e.g. can have 4,800 turns of thin wire and has a self-inductance of the order of 1 to 1.1 Henry. The two ends of the coil 1 are by means of a three-conductor cable 70 whose outer conductor is connected to the mass at 71, and the inner conductor is connected with its one end to the first end of the coil 1 and its other end to a clamp 72 which is partly connected to the collector of the switch transistor 65 and partly to the movable switch 6 for the relay 5, and whose intermediate conductor is connected with one end to the other end of the coil 1 and with its other end to a clamp 73 which can be set to ground across a double inverter 74 which can select between several resistors 162, 163 and 164.

Innholdet i beholderen 2 blir likeledes underkastet virkningen av en høyfrekvens-spole 75 som har noen viklinger med en større diameter enn viklingene på spolen 1, en skjerm 165 som kobler spolene 1 og 75 elektrostatisk fra hverandre. Spolen 75 danner sammen med en kondensator 76 en avstemt høyfrekvenskrets som er avstemt på den elektroniske resonansfrekvens (av størrelsesordenen fra 55 til 56 MHertz) for nitrosodisulfonatet. Resonansstrømkretsen 75, 76 mates over en koaksialkabel 77 ved hjelp av en enhet D som danner en høy-frekvensgenerator som avgir 1,5 Watt ved frekvensen 56 MHertz, eller megaperioder. Enheten D kan omfatte (fig. 1) en kvarts-styreoscillator 78. De forskjellige deler av enheten D er laget ved hjelp av transistorer, idet disse beskyttes av et brytersett med transistor som setter matespenningen for enheten D til jord i løpet av ett mikro-sekund i tilfelle av overbelastning, idet dette brytersett hindrer ødeleggelse av de meget kostbare transistorer i tilfelle av en overbelastning. The contents of the container 2 are likewise subjected to the action of a high-frequency coil 75 which has some windings of a larger diameter than the windings of the coil 1, a screen 165 which couples the coils 1 and 75 electrostatically from each other. The coil 75 together with a capacitor 76 forms a tuned high-frequency circuit which is tuned to the electronic resonance frequency (of the order of magnitude from 55 to 56 MHertz) of the nitrosodisulfonate. The resonant current circuit 75, 76 is fed over a coaxial cable 77 by means of a unit D which forms a high-frequency generator emitting 1.5 Watts at a frequency of 56 MHertz, or mega-periods. The device D may comprise (Fig. 1) a quartz control oscillator 78. The various parts of the device D are made by means of transistors, these being protected by a switch set of transistors which sets the supply voltage for the device D to ground during one micro- second in the event of an overload, as this switch set prevents the destruction of the very expensive transistors in the event of an overload.

Målehodet B funksjonerer på følgende måte: Enheten D mater spolen 75 for at denne kan bestråle den oppløsning som er inne-lukket i beholderen 2, med elektromagnetisk energi ved 56 MHertz og metter dermed en elektronisk r.esonansstråle fra nitrosodisulfonatet. Ved kobling mellom de elektroniske spinn i det oppløste nitrodisulfonat og kjernespinnene (protonene) i opp-løsningen blir disse kjernespinn dynamisk polarisert. I en første fase for hver syklus tilsvarende en varighet 67 for pulsen 66 (kurve c fig. 4) blir transistoren 65 åpnet, mens releet 5 påvirkes. På grunn av denne påvirkning legger bryteren 6 seg mot den faste kontakt 10.1 denne fase befinner spolen 1 seg dels matet fra den stabiliserte kilde 14 over transistoren 65 som er åpnet, og dels forbundet med den regulerbare dempningsmotstand 11. På grunn av mat-nin<g>en fra en konstant spenning og under-trykkelse av svingninger på grunn av dempningsmotstanden 11, mottar spolen 1 en spenningspuls 78a (bølge j på fig. 4) og blir derfor gjennomstrømmet av en strøm-puls 79a (bølge i på fig. 4). Man vil legge merke til at strømpulsen vokser temmelig nær lineært. Dette skyldes at det opptrer en strøm i kretsen 12 og den er eksponen-siell i løpet av 0,125 ms, med en tidskonstant på 3,7 ms, hvorfra stigningen er kva-silineær. Spolen 1 frembringer derfor i beholderen 2 et ensrettet hjelpefelt som øker nesten lineært i løpet av en varighet på 0.125 ms, f.eks. mellom 0 og 0,5 Gauss. I det hele retter dette hjelpefelt og det magnetiske felt som skal måles (f.eks. det jordmagnetiske felt), de magnetiske momenter i væskeprøven som er i beholderen 2, efter en akse som er loddrett på det magnetiske felt som skal måles, og i hvilket beholderen 2 er anbrakt (man befinner seg faktisk i en tilstand med hurtige pas-sasjer). The measuring head B functions as follows: The unit D feeds the coil 75 so that it can irradiate the solution enclosed in the container 2 with electromagnetic energy at 56 MHertz and thus saturates an electronic resonance beam from the nitrosodisulfonate. By coupling between the electronic spins in the dissolved nitrodisulfonate and the nuclear spins (protons) in the solution, these nuclear spins are dynamically polarized. In a first phase for each cycle corresponding to a duration 67 for the pulse 66 (curve c fig. 4) the transistor 65 is opened, while the relay 5 is affected. Due to this influence, the switch 6 places itself against the fixed contact 10.1 in this phase, the coil 1 is partly fed from the stabilized source 14 above the transistor 65 which is opened, and partly connected to the adjustable damping resistor 11. g>en from a constant voltage and suppression of oscillations due to the damping resistor 11, the coil 1 receives a voltage pulse 78a (wave j in Fig. 4) and is therefore flowed through by a current pulse 79a (wave i in Fig. 4 ). One will notice that the current pulse grows fairly close to linear. This is because a current appears in the circuit 12 and it is exponential during 0.125 ms, with a time constant of 3.7 ms, from which the rise is quasi-linear. The coil 1 therefore produces in the container 2 a unidirectional auxiliary field which increases almost linearly during a duration of 0.125 ms, e.g. between 0 and 0.5 Gauss. In general, this auxiliary field and the magnetic field to be measured (e.g. the earth's magnetic field) direct the magnetic moments in the liquid sample that is in the container 2 along an axis that is perpendicular to the magnetic field to be measured, and in which the container 2 is placed (one is actually in a state of rapid passages).

I og med bruddet av hjelpef el tet ved slutten av pulsen 66, når transistoren 65 vender tilbake til sin blokkerte tilstand, er det en meget kort forstyrret periode (spen-ningsspissen ved bruddet 80a og svingnin-gen av strømmen 81). På grunn av at dempningsmotstanden 11 enda er parallell-koblet til spolen 1, blir det ikke frembragt svingninger i denne krets. Efter slutten av den forstyrrelse som følger pulsen 55, vender bryteren 6 tilbake til kontakten 7 (på fig. 4 er ved g vist bryterens 6 stillinger, dvs. ved det øvre segment 82 når bryteren 6 befinner seg på kontakten 7, og ved det nedre segment 83 når bryteren 6 befinner seg på kontakten 10). I dette øyeblikk er spolen 1 forbundet med den variable kondensator 8 som faktisk er dannet (det nedre venstre hjørne på fig. 3) av en eske med kondensatorer i parallell som tillater å innføre i svingekretsen 9 forskjellige kondensatorer ved hjelp av en regulerings-bryter 84 som setter inn i kretsen kondensatoren 85 med en kapasitet på 3 300 pF, kondensatorene 86 og 87 er hver på 1 500 pF (hvorfor alt i serie er lik med en ene-ste kondensator på 750 pF) og/eller kondensatoren 88 på 1 500 pF og en kommutator 89 for finregulering innrettet til å innføre i kretsen kondensatoren 90 på 47 pF, kondensatoren 91 på 100 pF, kondensatoren 92 på 220 pF og/eller kondensatoren 93 på 430 pF. With the breaking of the auxiliary field at the end of the pulse 66, when the transistor 65 returns to its blocked state, there is a very short disturbed period (the voltage peak at the breaking 80a and the fluctuation of the current 81). Due to the fact that the damping resistor 11 is still connected in parallel to the coil 1, no oscillations are produced in this circuit. After the end of the disturbance that follows the pulse 55, the switch 6 returns to the contact 7 (in Fig. 4 the positions of the switch 6 are shown at g, i.e. at the upper segment 82 when the switch 6 is on the contact 7, and at the lower segment 83 when switch 6 is on contact 10). At this moment, the coil 1 is connected to the variable capacitor 8 which is actually formed (the lower left corner of Fig. 3) by a box of capacitors in parallel which allows introducing into the oscillation circuit 9 different capacitors by means of a control switch 84 which puts into the circuit the capacitor 85 with a capacity of 3300 pF, the capacitors 86 and 87 are each 1500 pF (why everything in series is equal to a single capacitor of 750 pF) and/or the capacitor 88 of 1500 pF and a commutator 89 for fine adjustment arranged to introduce into the circuit the capacitor 90 of 47 pF, the capacitor 91 of 100 pF, the capacitor 92 of 220 pF and/or the capacitor 93 of 430 pF.

I og med bruddet av det magnetiske hjelpefelt (når spolen 1 opphører å bli matet over transistoren 65) begynner de magnetiske kjernemomenter å presisere fritt om det magnetiske felt som skal måles, med en frekvens lik Larmor frekvensen for de magnetiske momenter i det nevnte felt (denne frekvens er av størrelsesorde-nen 2 000 Herz eller perioder pr. sekund for de protoner som er anbragt i det jordmagnetiske felt), idet kommutatorene 84 og 89 nettopp har den virkning at de regulerer frekvensen for svingekretsen 9 til Larmor frekvensen, hvilket tillater at man får det maksimale presesjonssignal, idet dette signal avgis av kondensatoren 94 i forster-kersettet E. With the breaking of the auxiliary magnetic field (when the coil 1 ceases to be fed across the transistor 65), the core magnetic moments begin to oscillate freely about the magnetic field to be measured, with a frequency equal to the Larmor frequency of the magnetic moments in the said field ( this frequency is of the order of 2,000 Hertz or periods per second for the protons which are placed in the earth's magnetic field), the commutators 84 and 89 having precisely the effect of regulating the frequency of the oscillator circuit 9 to the Larmor frequency, which allows the maximum precession signal is obtained, as this signal is emitted by the capacitor 94 in the amplifier set E.

Dette forsterkersett E omfatter (fig. 1): 1. En forsterker med lavt nivå 95, som funksjonerer f.eks. med en matespenning på 1,35 volt (levert av et elektrisk batteri) og mottar i sitt inngangstrinn ved den felles basis svingningene med Larmor frekvens frembragt i svingekretsen 9. 2. En selektiv forsterker 96 i hvilken er anordnet den avstemte krets 18 som bestemmer gjennomslipningsbåndet for denne forsterker, idet denne avstemte krets er anbragt som belastning for transistorens kollektor. Det induktive element 20 i den avstemte krets 18 består av en gryte av ferrit, idet det er sørget for en kompensa-sjon for temperaturvariasjoner i det induktive element 20 ved hjelp av en likespen-ning på ferritten fra en anordning 21. Den montasje som stabiliserer avstemingsfre-kvensen, tillater også en finregulering av denne frekvens ved hjelp av et potensiometer og 3. en spenningsforsterker 97 som leverer en spenning på 20 volt fra topp til topp ved begynnelsen av presesjonssignalet, idet dette signal blir dempet slik man ser det ved k på fig. 4. This amplifier set E comprises (fig. 1): 1. An amplifier with a low level 95, which functions e.g. with a supply voltage of 1.35 volts (supplied by an electric battery) and receives in its input stage at the common base the oscillations with Larmor frequency produced in the oscillator circuit 9. 2. A selective amplifier 96 in which is arranged the tuned circuit 18 which determines the cut-through band for this amplifier, as this tuned circuit is placed as a load for the transistor's collector. The inductive element 20 in the tuned circuit 18 consists of a pot of ferrite, as compensation for temperature variations in the inductive element 20 is provided by means of a direct voltage on the ferrite from a device 21. The assembly which stabilizes the tuning frequency, also allows a fine adjustment of this frequency by means of a potentiometer and 3. a voltage amplifier 97 which supplies a voltage of 20 volts from peak to peak at the beginning of the precession signal, this signal being attenuated as seen at k on fig. 4.

Hele arrangementet E virker på følg-ende måte: I den første målefase av hver syklus, dvs. i og med etableringen av det magnetiske hjelpefelt, befinner bryteren 6 seg på kontakten 10 og som følge herav blir arrangementet E ikke matet. Når bryteren 6 ved slutten av den første fase legger seg an mot kontakten 7 (segmentet 82 ved g på fig. 4), blir forsterkeranordnineen E matet ved hjelp av svingningene 99 med den Larmor frekvens som er frembragt i kretsen 9 av presesjonen av de magnetiske kjernemomenter omkring retningen av det magnetiske felt som skal måles. I alle til-feller blir da lukningen av releet 15 forsinket i forhold til ankomsten av bryteren 6 til kontakten 7, den avstemte kret? 18 i den selektive forsterker 96 åpnes oer forsterkningen i denne er meget svak. På denne måte blir forsterkningen av arrangementet E redusert under kommutasjons-perioden og forsterker derfor ikke på noen nevneverdig måte parasitpulsene som skyldes kommuterineen. Når releet 15 Dån<y> blir lukket, i øyeblikket 98 (kurve h på fig. 4). får forsterkeren E igjen sin normale for-sterkning nå grunn av slutningen av den avstemte krets 18, og avgir sinusformede svinenineer 99 med kiernenes Larmor frekvens (2 000 Hertz eller perioder nr. sekund i tilfelle av presesjon av protoner i det jordmagnetiske felt). Disse svin<g>ninger avtar langsomt eller dempes (kurve k på fig. 4). The entire arrangement E works in the following way: In the first measurement phase of each cycle, i.e. with the establishment of the auxiliary magnetic field, the switch 6 is on the contact 10 and as a result the arrangement E is not fed. When the switch 6 at the end of the first phase contacts the contact 7 (segment 82 at g in Fig. 4), the amplifier device E is fed by means of the oscillations 99 with the Larmor frequency which is produced in the circuit 9 by the precession of the magnetic nuclear moments around the direction of the magnetic field to be measured. In all cases, the closing of the relay 15 is then delayed in relation to the arrival of the switch 6 to the contact 7, the tuned circuit? 18 in the selective amplifier 96 is opened because the amplification in this is very weak. In this way, the amplification of the arrangement E is reduced during the commutation period and therefore does not amplify in any significant way the parasitic pulses due to the commutation. When the relay 15 Dån<y> is closed, at moment 98 (curve h in fig. 4). the amplifier E regains its normal gain now due to the termination of the tuned circuit 18, and emits sinusoidal pig-nines 99 at the kernel's Larmor frequency (2,000 Hertz or periods nr. of a second in the case of precession of protons in the earth's magnetic field). These fluctuations slowly decrease or are attenuated (curve k in fig. 4).

Disse dempede svinenin<g>er forlater ved 100 forsterkeren E for å nå frekvensmeteret eller neriodemeteret F som er bestemt for måling av frekvensen eller perioden for svingningene 99. Med dette for dyet mottar frekvensmeteret også fra flip-floppen 3 på den ene side ved 101 de positive spenningspulser 55 og på den annen side ved 102 de negative pulser 56. These damped pigs leave at 100 the amplifier E to reach the frequency meter or neriodimeter F which is intended for measuring the frequency or the period of the oscillations 99. With this for the dye the frequency meter also receives from the flip-flop 3 on one side at 101 the positive voltage pulses 55 and on the other hand at 102 the negative pulses 56.

Frekvensmeteret eller periodemeteret F omfatter i det vesentlige en del G som frembringer negative spenningspulser med en varighet som er lik varigheten for et bestemt, men fortrinnsvis regulerbart antall, av Larmor perioder, dvs. av perioder for de svingninger 99 som kommer ved 100 til frekvensmetret F, idet en oscillator H frembringer svingninger med en meget stabil periode, eventuelt regulerbar, og en telleskala C teller de svingninger som er blitt frembragt av oscillatoren G. Man overfører således bestemmelsen av frekvensen for svingningene 99 til målingen av en periode ved å bestemme varigheten (i antall svingninger frembragt av H) av et vist antall perioder med svingninger 99 og hvis frekvens man vil måle. The frequency meter or period meter F essentially comprises a part G which produces negative voltage pulses with a duration equal to the duration of a specific, but preferably adjustable, number of Larmor periods, i.e. of periods for the oscillations 99 that arrive at 100 to the frequency meter F , as an oscillator H produces oscillations with a very stable period, possibly adjustable, and a counting scale C counts the oscillations that have been produced by the oscillator G. One thus transfers the determination of the frequency of the oscillations 99 to the measurement of a period by determining the duration ( in the number of oscillations produced by H) of a certain number of periods of oscillations 99 and whose frequency one wants to measure.

Mere nøyaktig kan man si at man overensstemmende med en annen anordning ved oppfinnelsen, sørger for å måle varigheten av perioden av Larmor svingningene 99 ved å kombinere: 1. En anordning 121 .for å gjøre klar, hvilken anordning er koblet til utgangen 100 i forsterkeren E for å utlede av svingningene 99 med Larmor frekvens frembragt i svingekretsen 9 av den spenning som er frembragt av spolen 1 og forsterket i forsterkeren E, rektangulære signaler eller nulser av samme periode, 2. En frekvensdeler 122 innrettet til å dele frekvensen fra de rektangulære signaler med et fastsatt helt tall som fortrinnsvis er regulerbart ved hjelrj av en kommutator 103. slik at man får flere pre-sesjonsbånd (nøyaktigheten og varigheten av målesyklusen øker med verdien av dette hele tall). 3. En portanordning 104 plasert mellom forberedelsesanordningen 121 og deleren 122 på en slik måte at det ikke tillates mating av deleren 122 fra forberedelses-anordnineen 121 unntatt når portandrd-ningen 104 er matet. 4. En første bistabil anordnins 105 (bistabil multivibrator) innrettet til å mate More precisely, it can be said that, in accordance with another device of the invention, measures are taken to measure the duration of the period of the Larmor oscillations 99 by combining: 1. A device 121 to make clear which device is connected to the output 100 of the amplifier E to derive from the oscillations 99 with Larmor frequency produced in the oscillation circuit 9 by the voltage produced by the coil 1 and amplified in the amplifier E, rectangular signals or zeros of the same period, 2. A frequency divider 122 arranged to divide the frequency from the rectangular signals with a fixed whole number which is preferably adjustable at the end of a commutator 103. so that more precession bands are obtained (the accuracy and duration of the measurement cycle increases with the value of this whole number). 3. A gate device 104 placed between the preparation device 121 and the divider 122 in such a way that feeding of the divider 122 from the preparation device 121 is not permitted except when the gate device 104 is fed. 4. A first bistable device 105 (bistable multivibrator) arranged to feed

nortanordningen efter at den har mottatt nå sin første inngang 106. et forsinket iganesetningssignal fra en forsinkelsesen-bet 107. bestående av en monostabil flin-flon igangsatt av bakkanten av den positive snenningspuls 55 (idet bakkanten er avledet til en negativ ouls av innarangs-kondensatoren for den flin-flop som danner forsinkelsesenhetenl for å levere en negativ spennin<g>snuls 108 som man ser på kurve m på fig. 4, og som påtrykkes inn- the nort device after it has now received its first input 106. a delayed initiation signal from a delay unit 107. consisting of a monostable flin-flon triggered by the trailing edge of the positive winding pulse 55 (where the trailing edge is diverted to a negative ouls by the internal capacitor for the flin-flop which forms the delay unit to deliver a negative voltage coil 108 as seen on curve m in Fig. 4, and which is applied to

gangen 106, i forhold til forbindelsesøyeblikket for spolen 1 til forsterkeren E. 5. En annen bistabil anordning 109 (bistabil multivibrator) hvis innganger 110 og 111 blir påtrykt utgangen fra deleren 122, og hvis utgang 112 som mates i og med den vipping av den bistabile anordning 109 som fremkalles av den annen puls fra utgangen av deleren 112, frembringes efter begynnelsen av en syklus, påtrykker den annen inngang 113 på den første bistabile anordning 105 på en slik måte at den bryter matningen av portanordningen 104 ved hjelp av sin utgang 114. 6. En oscillator H for høy frekvens og meget stabil og vel definert f.eks. på 1 MHertz eller megaperiode pr. sekund med en nøyaktighet på 2.107. 7. En telleskala C innrettet til å telle svingningene for denne høyfrekvensoscil-lator H under varigheten av spenningspulsen 115 (kurve a på fig. 4), og som sendes av den annen bistabile anordning 109 fra dens annen utgang 112. 8. Nullinnstillinesmidler som ved slutten av hver målesyklus setter til null. deleren 122 (hvilket er uunnværlig fordi deleren ved slutten av en telling av Larmor-perioder ikke befinner seg i den stilliner som ønskes for en ny telling) og eventuelt de bistabile anordninger 105 og 109 (ganske enkelt av sikkerhetsgrunner, fordi disse bistabile anordninger normalt befinner seg innstilt med mindre at en parasitpuls ikke har fått dem til å vippe utilsiktet). Anordningene for å sette på null består av ledere 176, 177 og 178 (disse to siste er vist punktert, fordi de ikke virker under normale forhold, da anordningen for å sette nå null de bistabile anordninger 105 oe 109 er en sikkerhets nullstilling) som påtrykker henholdsvis deleren 122, den første inngang 106 for den bistabile anordning 105 og den første inngang 110 for den bistabile anordning 109 (pulsene for sikkerhets-nullsettingen for de bistabile anordninger 105 og 109 er negative, da de normale på-trykningspulser for disse bistabile anordninger er positiv. Disse nullsettingspulser time 106, in relation to the moment of connection of the coil 1 to the amplifier E. 5. Another bistable device 109 (bistable multivibrator) whose inputs 110 and 111 are applied to the output of the divider 122, and whose output 112 which is fed in and with the tilting of the bistable device 109 which is induced by the second pulse from the output of the divider 112, produced after the beginning of a cycle, the second input 113 presses on the first bistable device 105 in such a way that it breaks the supply of the gate device 104 by means of its output 114 6. An oscillator H for high frequency and very stable and well defined e.g. of 1 MHertz or megaperiod per second with an accuracy of 2.107. 7. A counting scale C arranged to count the oscillations of this high-frequency oscillator H during the duration of the voltage pulse 115 (curve a in Fig. 4), and which is sent by the second bistable device 109 from its second output 112. 8. Zero setting means such as the end of each measurement cycle resets to zero. the divider 122 (which is indispensable because at the end of a count of Larmor periods the divider is not in the desired state for a new count) and possibly the bistable devices 105 and 109 (simply for safety reasons, because these bistable devices are normally tuned unless a parasitic pulse has caused them to tilt unintentionally). The devices for setting to zero consist of conductors 176, 177 and 178 (these last two are shown punctured, because they do not work under normal conditions, since the device for setting to zero the bistable devices 105 and 109 is a safety zero setting) which presses respectively, the divider 122, the first input 106 for the bistable device 105 and the first input 110 for the bistable device 109 (the pulses for the safety reset for the bistable devices 105 and 109 are negative, as the normal pressing pulses for these bistable devices are positive These reset pulses

påtrykkes inngangene 106 og 110 efter inn-gangsdiodene for de bistabile anordninger). the inputs 106 and 110 are applied after the input diodes for the bistable devices).

På fig. 4 er vist ved 116 (kurve n) varigheten av åpningen av portanordningen 104 styrt av slutten av pulsen 108 og av-brutt ved stigningen av den annen telle-nuls 117 som sendes av deleren 122, og av kurven p utgangsspenningen fra deleren 122 som med fordel kan bestå av en serie dekader, idet den første stigning av utgangsspenningen er vist ved 118. In fig. 4 is shown at 116 (curve n) the duration of the opening of the gate device 104 controlled by the end of the pulse 108 and interrupted by the rise of the second count zero 117 sent by the divider 122, and by the curve p of the output voltage from the divider 122 as with advantage may consist of a series of decades, the first rise of the output voltage being shown at 118.

I den foretrukne utførelsesform har In the preferred embodiment has

man: man:

1. Oscillatoren H leverer svingninger med frekvensen 1 MHertz og effektivspen-ningen 2 volt, hvilket gjør det mulig å vise varigheten av pulsen 115 i mikrosekunder. 2. Forberedelsesanordningen 121 som er en krets av klassisk type som omformer den pseudo-sinusformede spenning (dempet sinusform) k som kommer fra forsterkeren E, til rektangulære signaler med Larmor frekvens. 3. Kommutatoren 103 tillater å velge for deleren 122 det ønskede følsomhetsom-råde, f.eks. ved at deleren 122 utfører fre-kvensdelingen av de rektangulære signaler med 300, 500, 1 000, 2 000 eller 4 000. 4. Portanordningen 104 som er en anordning slik at den bare lar de rektangulære signaler fra forberedelsesanordningen 121 passere til deleren 122 når den mates fra uteangen 114 av den bistabile anordning 105. 5. Deleren 122 er en frekvensdeler av den klassiske type som ikke sender en puls uten efter mottagelsen av et visst antall rektangulære signaler (f.eks. slik som angitt ovenfor 300, 500, 1 000, 2 000 eller 4 000 rektangulære signaler). Med dette for øyet er deleren 122 laget av to bistabile dele-anordninger med to og med tre dekader, hver med fire bistabile anordninger forbundet i rekke, slik at de kan dele med 4 000, idet inngangene som velges av kommutatoren 103, er anordnet på følgende måte: 1. The oscillator H delivers oscillations with a frequency of 1 MHertz and an effective voltage of 2 volts, which makes it possible to display the duration of the pulse 115 in microseconds. 2. The preparation device 121 which is a classical type circuit which transforms the pseudo-sinusoidal voltage (damped sinusoid) k coming from the amplifier E into rectangular signals with Larmor frequency. 3. The commutator 103 allows selecting for the divider 122 the desired sensitivity range, e.g. in that the divider 122 carries out the frequency division of the rectangular signals by 300, 500, 1,000, 2,000 or 4,000. 4. The gate device 104 which is a device such that it only allows the rectangular signals from the preparation device 121 to pass to the divider 122 when it is fed from the external input 114 by the bistable device 105. 5. The divider 122 is a frequency divider of the classic type which does not send a pulse until after the reception of a certain number of rectangular signals (e.g. as indicated above 300, 500, 1 000, 2,000 or 4,000 rectangular signals). With this in mind, the divider 122 is made of two bistable dividing devices with two and with three decades, each with four bistable devices connected in series, so that they can divide by 4,000, the inputs selected by the commutator 103 being arranged on the following way:

Følgelig vil deleren 122 sende en første puls ved begynnelsen av hver telleperiode og en annen, som også kalles den siste puls, ved slutten av det valgte antall perioder (300 til 4 000). 6. Forsinkelses flip-floppen 107 monostabil for tellingen bevirker at man eli-minerer de første vekslinger som ikke har en riktig form i signalet k (med fordel omfatter flip-floppen 107 et potensiometer som tillater regulering av varigheten av forsinkelsens, f.eks. fra 10 til 110 ms). 7. De bistabile anordninger 105 og 109 er bistabile multivibratorer av den klassiske type. Den første tjener til å styre portanordningen 104 og den annen til å sende spenningspulsen 115 av varighet lik 300, 500, 1 000, 2 000 eller 4 000 Larmor perioder. Anordningene 105 og 109 har hver to innganger, den første 106, 110 tjener til å styre passasjen fra begynnelsestilstanden eller hviletilstanden til den påvirkede tilstand (disse tilstander er begge stabile tilstander) i hvilke de hviler inntil sendingen til den annen inngang 113, 111 av en puls som fører dem til hviletilstanden, idet returen til hviletilstand også kan bli realisert ved påtrykning av en null-stillingspuls som i alminnelighet er uten virkning fordi null-stillingspulsen som kommer over lederne 117 og 118, er en sikkerhetspuls, i og med at de bistabile anordninger 105 og 109 normalt allerede befinner seg i hvilestillingen med mindre det har forekommet parasit-pulser under den påvirkede tilstand. Den bistabile anordning 105 åpner portanordningen 104, mens den monostabile flip-flop sender spenningspulsen 115 med en varighet lik det fastsatte antall Larmor perioder som er valgt av kommutatoren 103. 8. Telleskalaen C teller antallet sving ninger H med periode 1 MHertz som sendes Accordingly, the divider 122 will send a first pulse at the beginning of each counting period and another, which is also called the last pulse, at the end of the selected number of periods (300 to 4,000). 6. The delay flip-flop 107 monostable for the count causes the first alternations which do not have a correct form in the signal k to be eliminated (advantageously, the flip-flop 107 includes a potentiometer which allows regulation of the duration of the delay, e.g. from 10 to 110 ms). 7. The bistable devices 105 and 109 are bistable multivibrators of the classic type. The first serves to control the gate device 104 and the second to send the voltage pulse 115 of duration equal to 300, 500, 1,000, 2,000 or 4,000 Larmor periods. The devices 105 and 109 each have two inputs, the first 106, 110 serves to control the passage from the initial state or the rest state to the affected state (these states are both stable states) in which they rest until the transmission to the second input 113, 111 of a pulse that leads them to the rest state, since the return to the rest state can also be realized by applying a zero-position pulse which is generally without effect because the zero-position pulse that comes over the conductors 117 and 118 is a safety pulse, in that the bistable devices 105 and 109 are normally already in the rest position unless parasitic pulses have occurred during the affected state. The bistable device 105 opens the gate device 104, while the monostable flip-flop sends the voltage pulse 115 with a duration equal to the fixed number of Larmor periods selected by the commutator 103. 8. The counting scale C counts the number of turns nings H with a period of 1 MHertz that are transmitted

under varigheten av pulsen 115 dvs. under 300, 500, 1 000, 2 000 eller 4 000 Larmor-perioder. Skalaen C er med fordel laget av en transistorisert telleanordning betegnet «ECT 11» fremstillet av firmaet «Construc-tions Radio-electriques et electroniques du Centre», idet denne skala er blitt modifi-sert for å redusere dens døde tid for å kunne telle svingninger ved 1 MHertz, og forsåvidt angår dens inngangskretser som omfatter en forberedelseskrets for svingninger på 1 MHertz. during the duration of the pulse 115 ie during 300, 500, 1000, 2000 or 4000 Larmor periods. The scale C is advantageously made from a transistorized counting device designated "ECT 11" manufactured by the company "Construc-tions Radio-electriques et electroniques du Centre", as this scale has been modified to reduce its dead time in order to be able to count oscillations at 1 MHertz, and in so far as its input circuits include a preparation circuit for oscillations at 1 MHertz.

De modifikasjoner som er meddelt skalaen 11, for at den under gode forhold kan telle svingene på 1 MHertz er følg-ende: 1. Den apparatdel som omfatter inn-gangskretsen kalt E 10A, erstattes med en apparatdel som omfatter en trigger eller Schmidt-vippe for klargjøring av svingningene på 1 MHertz, efterfulgt av en transistor montert som en emitter-følger. 2. Forsinkelseslinjen på 0,85 mikrose-kunders dødtid, som befinner seg på den apparatdel som er kalt E lOB, blir brutt fra, idet inngangen til apparatdelen er like foran den port som styrer passasjen for de pulser som kommer fra den nevnte trigger. 3. Påtrykningskondensatorene for de to første dekader i skalaen forandres for å ta hensyn til forandringene i de påtrykte signaler på disse dekader. The modifications that have been made to the scale 11, so that it can under good conditions count the swings of 1 MHertz are as follows: 1. The device part that includes the input circuit called E 10A is replaced with a device part that includes a trigger or Schmidt flip-flop for preparing the oscillations of 1 MHertz, followed by a transistor mounted as an emitter-follower. 2. The delay line of 0.85 microsecond dead time, located on the device part called E 1OB, is broken off, the entrance to the device part being just before the gate that controls the passage of the pulses coming from the aforementioned trigger. 3. The imprint capacitors for the first two decades of the scale are changed to take into account the changes in the imprinted signals on these decades.

Telleskalaen C bestemmer derfor varigheten i mikrosekunder av et fastlagt antall Larmor perioder. I tilfelle av at kommutatoren 103 er plasert i den stilling hvor pulsen 115 varer 1 000 Larmor perioder, bestemmer skalaen C Larmor perioden for kjerne pr eses j onen i nanosekunder« Når man kjenner Larmor perioden, er det lett å bestemme styrken av det magnetiske felt, og den er omvendt proporsjonal med fel-tets varighet, idet proporsjonalitetskoeffi-sienten for den inverse proporsjonalitet er kjent med meget stor nøyaktighet. The counting scale C therefore determines the duration in microseconds of a fixed number of Larmor periods. In the event that the commutator 103 is placed in the position where the pulse 115 lasts 1,000 Larmor periods, the scale C determines the Larmor period of the core process ion in nanoseconds" Knowing the Larmor period, it is easy to determine the strength of the magnetic field , and it is inversely proportional to the duration of the field, as the proportionality coefficient for the inverse proportionality is known with great accuracy.

Vi vil nu under henvisning til fig. 2 og 5 beskrive fremvisningsmidlene, tryknings-og innregistreringsverdiene for den Larmor periode for kjerneprecesjonen som bestem-mes av skalaen C. Disse midler setter med fordel igang det tredje og fjerde ledd i oppfinnelsen. We will now with reference to fig. 2 and 5 describe the display means, printing and recording values for the Larmor period for the nuclear precession determined by the scale C. These means advantageously initiate the third and fourth parts of the invention.

I henhold til det tredje ledd ifølge oppfinnelsen forutsetter man således en anordning for trykning i form av tallresul-tater for målingene, og denne anordning omfatter i kombinasjon med telleskalaene C en fremvisnings monostabil flip-flop 123 som bevirker fremvisningen på skalaen C av antallet høyfrekvenssvingninger (som kommer fra oscillatoren H) og som telles på skalaen C ved slutten av det nevnte tall (3 000 til 4 000) med Larmor perioder, en monostabil flip-flop 124 for trykningen og som påvirkes ved slutten av den fremvisning som styres av sluttsignalet 135 for fremvisningen av skalaen C, og som fortrinnsvis over en forsterker (ikke vist), påvirker en numerisk trykker 125, en monostabil utvisknings flip-flop 126 som bevirker utstrykning av fremvisningen i tel-leren C en viss tid efter (f.eks. av størrel-sesorden sekund) slutten av fremvisningen, dvs. efter utførelsen av trykningen ved hjelp av trykkeren 125 og midler 127, 128 (bestående av en mutivibrator 127 for tilbakestilling til null og et diodesystem 128) for å sette trykkeren 125 på null i tilfelle av at den ikke funksjonerer tilfredsstillende. According to the third part of the invention, a device for printing in the form of numerical results for the measurements is thus assumed, and this device includes, in combination with the counting scales C, a display monostable flip-flop 123 which causes the display on the scale C of the number of high-frequency oscillations ( which comes from the oscillator H) and which is counted on the scale C at the end of the said number (3,000 to 4,000) with Larmor periods, a monostable flip-flop 124 for the printing and which is affected at the end of the display controlled by the end signal 135 for the display of the scale C, and preferably via an amplifier (not shown), a digital pusher 125 affects a monostable erasing flip-flop 126 which causes the display in the counter C to be erased after a certain time (e.g. by order of magnitude second) the end of the presentation, i.e. after the execution of the printing by means of the printer 125 and means 127, 128 (consisting of a mutivibrator 127 for resetting to zero and a diode system 128) to set the printer 125 to zero in the event that it is not functioning satisfactorily.

Mere detaljert uttrykt omfatter en telleskala C en fremvisningsanordning f.eks. i desimalform, som angir varigheten i mikrosekunder av en puls 115 (som også representeres av kurven q på fig. 5 (I) på hvilken det er vist de bølgeformer som frembringes for å gjennomføre trykningen), idet denne puls 115 kommer til tel-leren fra utgangen 112 av den bistabile anordning 109. Expressed in more detail, a counting scale C comprises a display device, e.g. in decimal form, which indicates the duration in microseconds of a pulse 115 (which is also represented by the curve q in Fig. 5 (I) on which the waveforms produced to carry out the printing are shown), as this pulse 115 arrives at the counter from the output 112 of the bistable device 109.

Fremvisnings flip-floppen 123 bevirker fremvisningen på skalaen C efter slutten av forhåndstellings pulsen 115. Denne mates av sluttutgangen 129 på skalaen C, og den avgir til fremvisnings-inngangen 130 for denne, en avbrytelse 131 som bevirker stansning av fremvisningen. På fig. 5 (I) er ved kurver vist stoppeutgangen 129 fra skalaen G, og den er litt forsinket i forhold til slutten av forhånds tellingspulsen 115, og den påvirker fremvisnings flip-floppen 132. Fremvisnings flip-floppen 123 sender en prøvepuls 133 (efter tidspunktet The display flip-flop 123 causes the display on the scale C after the end of the precount pulse 115. This is fed by the end output 129 on the scale C, and it emits to the display input 130 for this, an interruption 131 which causes the display to stop. In fig. 5 (I) the stop output 129 from scale G is shown by curves, and it is slightly delayed relative to the end of the precount pulse 115, and it affects the display flip-flop 132. The display flip-flop 123 sends a sample pulse 133 (after the time

132 til den vender tilbake til den stabile 132 until it returns to the stable

tilstand ved slutten av en fastsatt varighet). Denne puls 133 er vist på kurven s på fig. 5 (I). Pulsen 133 bestemmer begynnelsen av fremvisningen ved 134, idet fremvisningen avsluttes ved 135 efter en varighet 136 (kurve t på fig. 5). state at the end of a fixed duration). This pulse 133 is shown on curve s in fig. 5 (I). The pulse 133 determines the beginning of the display at 134, with the display ending at 135 after a duration 136 (curve t in Fig. 5).

Sluttsignalet for fremvisningen som går ut ved 136, setter igang flip-floppen 124 for trykningen og 126 for strykningen. Tryknings flip-floppen 124 sender spenningspulsen 137 (kurve v på fig. 5), og denne forsterkes i en forsterker (ikke vist) som leverer den nødvendige energi til an-slaget i trykkeret 125 som med fordel kan være en SODECO trykker. Forsåvidt angår utstrykningen 126 som påvirkes på samme tid som flip-floppen 124, så sender den spenningspulsen 138 hvis varighet 139 tilsvarer lesetiden for fremvisningen. Ved slutten av pulsen 138 på tidspunktet 140 vender utstryknings flik-floppen 126 tilbake til sin stabile eller styrte tilstand ved inngangen for utstrykningen 141 på skalaen C ved hjelp av den fremvisningsut-strykning som finnes der. Varigheten av utstrykningen er vist på fig. 5 (I) med in-tervallet 142, idet slutten av utstrykningen opptrer på utgangen «slutt utstrykning» 143 for skalaen C. Signalet for slutt på- utstrykning setter igang mutivibratoren 127 som sender rektangulære pulser 144 (kurve x på fig. 5 (I)). Denne multivibrator samarbeider med diodekretsen 126 som påvirker de forskjellige forbindelser mellom viklingene på de mekaniske dekader for utstrykningsanordningen (hvis utgang er vist ved 120) for skalaen C, viklingene på desimaldelene for trykning i trykkeren 12 og multivibratoren 127. The display end signal exiting at 136 activates flip-flop 124 for printing and 126 for ironing. The printing flip-flop 124 sends the voltage pulse 137 (curve v in Fig. 5), and this is amplified in an amplifier (not shown) which supplies the necessary energy for the impact in the printer 125, which can advantageously be a SODECO printer. As far as the sweep 126 is concerned, which is affected at the same time as the flip-flop 124, it sends the voltage pulse 138 whose duration 139 corresponds to the reading time for the display. At the end of pulse 138 at time 140, sweep flip-flop 126 returns to its stable or controlled state at the input for sweep 141 on scale C using the display sweep contained therein. The duration of the smear is shown in fig. 5 (I) with the interval 142, the end of the smearing appearing on the output "end of smearing" 143 for the scale C. The signal for end of smearing activates the mutivibrator 127 which sends rectangular pulses 144 (curve x in Fig. 5 (I )). This multivibrator cooperates with the diode circuit 126 which affects the various connections between the windings of the mechanical decades of the spreader (whose output is shown at 120) for the scale C, the windings of the decimal parts for printing in the printer 12 and the multivibrator 127.

I tilfelle av at denne trykker ikke fun-sjonerer tilfredsstillende, fører multivibratoren 127 den nevnte trykker tilbake til null ved hjelp av sine pulser 144 for at denne kan være klar til å funksjonere påny. In the event that this pusher does not function satisfactorily, the multivibrator 127 brings the said pusher back to zero by means of its pulses 144 so that it can be ready to function again.

I tillegg til eller istedenfor tryknings-midlene kan en anordning av den type som er vist på fig. 1 og 3 brukes som regi-streringsmiddel. De kan ifølge det fjerde trekk i oppfinnelsen omfatte en lignende registreringsanordning for resultatet av målingene og kan i kombinasjon med skalaen C omfatte lagringsdekader 145, 146 som fortrinnsvis består av bistabile anordninger med tunneldioder og transistorer og er innrettet til å levere en analogistrøm som er proporsjonal med det lagrede antall, en monostabil flip-flop 147 for lesningen og som påvirkes ved slutten av det nevnte antall Larmor perioder (300 til 4 000) og som styrer overføringen til de nevnte lagringsdeKader 14a, 146 av innholdet av de tiisvarenae deitader pa telleskalaen, idet denne iiip-flop 147 dessuten styrer (i til-ieiie av at måleresultatene ikke blir trykt) ved hjelp av passende midler som med fordel Kan omiatte en monostabil flip-flop ItH, anordning for tilbaKestillingen til null av telleskalaen O og et galvanometrisk re-gistrermgsorgan 1*9 som med fordel mates over en iorsteruer 150 ved hjelp av analo-gistrømmer som leveres av de nevnte lagringsdeKader 145, 146. In addition to or instead of the printing means, a device of the type shown in fig. 1 and 3 are used as registration means. According to the fourth aspect of the invention, they can include a similar recording device for the results of the measurements and can, in combination with the scale C, include storage decades 145, 146 which preferably consist of bistable devices with tunnel diodes and transistors and are designed to deliver an analog current that is proportional to the stored number, a monostable flip-flop 147 for the reading and which is affected at the end of the mentioned number of Larmor periods (300 to 4,000) and which controls the transfer to the mentioned storage decades 14a, 146 of the content of the tens of days on the counting scale, as this iiip-flop 147 also controls (provided that the measurement results are not printed) by means of suitable means which may advantageously include a monostable flip-flop IH, means for resetting to zero the counting scale O and a galvanometric recording means 1*9 which is advantageously fed over an iorsteruer 150 by means of analog currents supplied by the aforementioned storage decades 14 5, 146.

spesielt mottar lese flip-floppen 147 på samme måte som fremvisnings flip-floppen 123 (.i tilfelle av at magnetometret lor Kjerneinduksjon omfatter både midler til registrering og midler tii trykning, og hvis bryteren eller kommutatoren 131 er i den med hele streker viste stilling på fig. 2 ut-gangsstoppesignalet (.Kurve r pa fig. 5) som Kommer Ira stoppeutgangen 129 på skalaen C. Stoppesignaiet som er litt forsinket i lorhold til forhåndspulsen 115, frembringer av denne grunn sending ved hjelp av flip-tloppen 1^7 av en spenningspuls 151 som man ser på kurve y på fig. 5 (II). Denne puls 151 styrer registreringen i lagringsdeKadene eller desimallagringsanordnin-gene 145 og 146, fremvisningsverdiene i de to efter hverandre følgende dekader (valgt blant de fire siste dekader) i skalaen C, uten dermed å variere de fremviste verdier på den nevnte skala. in particular, the read flip-flop 147 receives in the same way as the display flip-flop 123 (in the case that the magnetometer for nuclear induction includes both means for recording and means for printing, and if the switch or commutator 131 is in the position shown in full lines on Fig. 2 the output stop signal (.Curve r in Fig. 5) which arrives at the stop output 129 on scale C. The stop signal, which is slightly delayed relative to the prepulse 115, therefore produces transmission by means of the flip-flop 1^7 of a voltage pulse 151 which can be seen on curve y in Fig. 5 (II). This pulse 151 controls the registration in the storage decades or decimal storage devices 145 and 146, the display values in the two successive decades (chosen from the last four decades) in the scale C, without thereby varying the displayed values on the aforementioned scale.

Dessuten styrer pulsen 151 i tilfelle av ikke trykning (trykkeanordning mangler eller kommutatoren 131 er i den med brutte streker viste stilling på fig. 2) likeledes igangssetningen av flip-floppen 148 for tilbakestilling til null, og denne flip-flop sender spenningspulsen 152 som er vist ved kurven z på fig. 5 (II), og som kommer på inngangen 153 for nullstillingen av skalaen C. Flip-flop 148 for tilbakestilling til null har til oppgave å stille dekadene på skalaen C tilbake til null i tilfelle av at det ikke foregår mekanisk trykning av resultatet. Dessuten er i dette tilfelle varigheten av fremvisningen meget kortere enn når man sørger for en trykning. Gjenta-gelsesperioden for målingene er av størrel-sesordenen fem sekunder for å tillate trykningen, mens man når man bare regner med registreringen, kan gjennomføre målingene med en gjentagelsesperiode av stør-relsesordenen 0,2 sekunder, når man setter igang innfasingsmidlene for kjernespinnene. Moreover, in the case of no printing (pressing device is missing or the commutator 131 is in the position shown with broken lines in Fig. 2) the pulse 151 also controls the initiation of the flip-flop 148 for resetting to zero, and this flip-flop sends the voltage pulse 152 which is shown by curve z in fig. 5 (II), and which comes on the input 153 for the zero setting of the scale C. Flip-flop 148 for resetting to zero has the task of setting the decades on the scale C back to zero in the event that no mechanical printing of the result takes place. Moreover, in this case the duration of the presentation is much shorter than when a print is provided. The repetition period for the measurements is of the order of magnitude five seconds to allow the printing, while when you only count on the registration, you can carry out the measurements with a repetition period of the order of magnitude 0.2 seconds, when you start the phasing means for the nuclear spins.

Forsåvidt angår lagringsdekadene 145, 146, så kan de med fordel dannes slik som angitt tidligere, av bistabile anordninger som hver har en tunneldlode og en tranr sistor. Disse dekader mottar på deres inngang 154 og 155 utgangene som er disponible ved 156, av to dekader valgt av skalaen C, og på sine innganger 157 og 158 leseordre for disse dekader av skalaen C, hvilken ordre består av pulsen 151 som leveres av lese flip-floppen 147. As far as the storage decades 145, 146 are concerned, they can advantageously be formed, as stated earlier, of bistable devices each having a tunnel diode and a transistor. These decades receive at their inputs 154 and 155 the outputs available at 156, of two decades selected by the scale C, and at their inputs 157 and 158 read orders for these decades of the scale C, which order consists of the pulse 151 delivered by the read flip -flop 147.

Hver dekade i lagringsanordningen består av fire bistabile lagringsanordninger (slik som vist på fig. 6 som viser en av disse bistabile anordninger) med en tunnel-diode 180 (på 1 milliampere) og en transistor PNP 181 (f.eks. av typen SFT 228) i kombinasjon med motstandene 182, 183, 184, 185, 186 med verdier henholdsvis 51, 4,71 1,5 (maksimum) 1,0 og R kiloohm. Inngangen 187 er forbundet med utgangen av en bistabil anordning for en dekade på skalaen C, inngangen 188 mottar lesesig-nalet 189 (som skyldes avledningen av en puls 151), matespenningen (på 5,75 volt) påtrykkes ved 190 og utgangssignalet er disponibelt ved 191. Each decade in the storage device consists of four bistable storage devices (as shown in Fig. 6 which shows one of these bistable devices) with a tunnel diode 180 (of 1 milliampere) and a transistor PNP 181 (e.g. of the type SFT 228 ) in combination with resistors 182, 183, 184, 185, 186 with values of 51, 4.71 1.5 (maximum) 1.0 and R kiloohm respectively. The input 187 is connected to the output of a bistable device for a decade on the scale C, the input 188 receives the reading signal 189 (which is due to the derivation of a pulse 151), the supply voltage (of 5.75 volts) is applied at 190 and the output signal is available at 191.

Inngangskarakteristikken for den bistabile lagringsanordning er vist på fig. 7, på hvilken fig. spenningene er oppført som abscisse og strømstyrkene som ordinater. De stabile funksjonssteder er Mi, M2, M3 og M4. The input characteristic of the bistable storage device is shown in fig. 7, on which fig. the voltages are listed as abscissa and the currents as ordinate. The stable functional sites are Mi, M2, M3 and M4.

Man ser at forbindelsen av den stabile lagringsanordning til den bistabile anordning som representerer skalaen C, dannes av motstanden 182 til basis for transistoren 181. It can be seen that the connection of the stable storage device to the bistable device representing the scale C is formed by the resistor 182 to the base of the transistor 181.

Hvis den bistabile anordning som svarer til skalaen C, er i stillingen «null», er den spenning som påtrykkes inngangsmot-standen 182 f.eks. — 8 volt, mens hvis den bistabile anordning er i tilstanden «én», er påtryksspenningen på inngangsmotstan-den 182 på 0 volt. If the bistable device corresponding to scale C is in the "zero" position, the voltage applied to the input resistor 182 is e.g. — 8 volts, while if the bistable device is in the "one" state, the applied voltage on the input resistor 182 is 0 volts.

Under tellingen passerer funksjonspunktet for den bistabile lagringsanordning fra Mi til M2 og omvendt eller fra M3 til M4 eller omvendt i henhold til følg-ende tabell: During the count, the function point of the bistable storage device passes from Mi to M2 and vice versa or from M3 to M4 or vice versa according to the following table:

Innstilling til lagring eller lesning 2^ Setting for storage or reading 2^

skalaen følger av at den viktige positive the scale follows from that the important positive

puls 189a først fører funksjonspunktet for den bistabile lagringsanordning på grenen MiM2, derpå lar den kalibrerte negative pulse 189a first leads the function point of the bistable storage device on branch MiM2, then allows the calibrated negative

puls 189b funksjonspunktet passere punk-tet M4 hvis dette befinner seg ved M2, der-imot hvis dette punkt befinner seg ved Mi, forblir det ved Mt. pulse 189b the function point passes the point M4 if this is located at M2, whereas if this point is located at Mi, it remains at Mt.

I tilstandene Mi og M2 er transistoren 181 blokkert (ikke ledende), og den disponible strøm i utgangsmotstanden 186 er lik med 5,75/ (R+I) milliampere, idet det er gitt at den påtrykte spenning ved 190 er lik 5,75 volt, og at motstandene 185 og 186 er henholdsvis 1 og R kiloohm. Hvis der-imot transistoren i tilstandene M3 og M4 er mettet (meget ledende), og den disponible strøm i utgangsmotstanden 186 er praktisk talt null, har transistoren 181 en meget liten motstand mellom emitter og kollektor, hvilket bringer den sistnevnte til praktisk talt 0 volt. In states Mi and M2, transistor 181 is blocked (not conducting), and the available current in output resistor 186 is equal to 5.75/(R+I) milliamps, given that the applied voltage at 190 is equal to 5.75 volts, and that the resistors 185 and 186 are 1 and R kiloohm respectively. If, on the other hand, the transistor in states M3 and M4 is saturated (highly conducting), and the available current in the output resistor 186 is practically zero, the transistor 181 has a very small resistance between emitter and collector, bringing the latter to practically 0 volts .

Strøm vil derfor være til disposisjon ved 191, når tilstanden for den bistabile anordning for dekaden er «én», men ingen strøm vil være til disposisjon ved 191 hvis denne tilstand er «null». Power will therefore be available at 191, when the state of the bistable device for the decade is "one", but no power will be available at 191 if this state is "zero".

Hvis «vektene» for de bistabile anordninger i to suksessive dekader er 1, 2, 4, 8, 10, 20, 40, 80, vil verdien R av utgangsmot-standene 186 i de bistabile anordninger suksessivt ha de verdier som kan utledes av følgende tabell, ifølge hvilken man får ver-diene av R + I i kiloohm som funksjon av de bistabile vekter: If the "weights" for the bistable devices in two successive decades are 1, 2, 4, 8, 10, 20, 40, 80, the value R of the output resistances 186 in the bistable devices will successively have the values that can be derived from the following table, according to which you get the values of R + I in kiloohms as a function of the bistable weights:

(R -f I er omvendt proporsjonal med «vektene» i de bistabile anordninger.) (R -f I is inversely proportional to the "weights" in the bistable devices.)

De ovenfor angitte verdier svarer til en strøm pr. enhet på 5,75/400 = 0,0144 mA og til en maksimal strøm for 99 enheter på 0,0144 x 99 = 1,422 mA. Denne strøm sam-les på en liten impedans for å få frem en forsvinnende spenning på dens klemmer. Man bruker med dette for øyet en påvirk-bar forsterker 150 (på fig. 2) som går fra 2 mA ved 6,5 volt for en inngangsmaksi-mum på 1,422 mA. The values given above correspond to a current per unit of 5.75/400 = 0.0144 mA and to a maximum current for 99 units of 0.0144 x 99 = 1.422 mA. This current is collected on a small impedance to produce a vanishing voltage on its terminals. With this in mind, an influenceable amplifier 150 (in fig. 2) is used which starts from 2 mA at 6.5 volts for an input maximum of 1.422 mA.

Man ser derfor at lagringsdekadene eller dekadene 145, 146 avgir til sin utgang 159 en analogistrøm som er proporsjonal med det tall som skal lagres, dvs. et tall som er fremvist av de efterhverandre følg-ende valgte dekader på skalaen C. Denne strøm som er av størrelsesordenen 14 mikro-ampere pr. fremvist enhet ved en meget svak spenning, forsterkes i forsterkeren 150 som leverer en spenning av størrelsesorde-nen 6,5 volt med en utgang på 2 mA for det maksimale antall på 99 enheter. It is therefore seen that the storage decades or decades 145, 146 transmit to their output 159 an analog current which is proportional to the number to be stored, i.e. a number which is presented by the successively selected decades on the scale C. This current which is of the order of 14 microamps per displayed unit at a very weak voltage, is amplified in the amplifier 150 which delivers a voltage of the order of 6.5 volts with an output of 2 mA for the maximum number of 99 units.

Endelig er registreringsanordningen 149 fortrinnsvis en galvanometrisk registreringsanordning av den type som fremstilles av «Compagnie des Compteurs». Finally, the recording device 149 is preferably a galvanometric recording device of the type manufactured by "Compagnie des Compteurs".

Hele den anordning som er vist på fig. The entire device shown in fig.

1 og 2, kan mates enten fra nettet ved å bruke en kasse som inneholder alle mat-ningsanordningene, eller ved hjelp av bat-terier, og man har angitt på den detaljerte figur 3 en matningskilde på — 10 volt i enheten 14 som har en sikring 160, en mate- 1 and 2, can be fed either from the mains by using a box containing all the feeding devices, or by means of batteries, and a supply source of - 10 volts has been indicated in the detailed figure 3 in the unit 14 which has a fuse 160, a mate-

kilde på + 6 volt i enheten 69 og en kilde 161 på — 35 volt. source of + 6 volts in unit 69 and a source 161 of — 35 volts.

Dessuten kan anordningen med fordel omfatte en svingningsgenerator (ikke vist) med en frekvens i nærheten av frekvensen for kjernepresesjonen (f.eks. en svingningsgenerator på 2 000 Hertz) som tillater at man tester nesten alle kretser, f.eks. i tilfelle av at man vil kontrollere anordningens funksjon, og at den riktige atomkjernepresesjon ikke er mulig (på grunn av metallelementer i omgivelsene eller på grunn av magnetiske parasitfelter som induseres av nettet). Also, the device may advantageously comprise an oscillation generator (not shown) with a frequency close to the frequency of the core precession (e.g. a 2000 Hertz oscillation generator) which allows testing almost any circuit, e.g. in the event that one wants to check the function of the device and that the correct nuclear precession is not possible (due to metallic elements in the surroundings or due to parasitic magnetic fields induced by the grid).

Med den anordning som er beskrevet, får man lett angivelse av varigheten av Larmor perioden i nanosekunder med en nøyaktighet av størrelsesordenen nano-sekund, dvs. av størrelsesordenen 2 x 10 °. With the device described, the duration of the Larmor period in nanoseconds can be easily indicated with an accuracy of the order of nanoseconds, i.e. of the order of 2 x 10°.

Som stoff som realiserer Overhauser-Abragham effekten og som kan anvendes i anordningen ifølge oppfinnelsen, kan man nevne som ikke begrensende eksempler for-uten nitrodisulfonat av kalium også disul-fonat av peroxylamin oppløst i vann, pyri-din eller formadid: 1. Nitrosodisulfonat av natrium i de As a substance which realizes the Overhauser-Abragham effect and which can be used in the device according to the invention, one can mention as non-limiting examples in addition to nitrodisulfonate of potassium also disulfonate of peroxylamine dissolved in water, pyridine or formamide: 1. Nitrosodisulfonate of sodium in them

samme oppløsningsmidler. same solvents.

2. Nitrosodisulfonat av tetrafenylet 2. Nitrosodisulfonate of the tetraphenyl

ibonium oppløst i eter. ibonium dissolved in ether.

3. Difenylpicrylhydrazyl oppløst i ben-sen. 4. Picryl-aminokarbazyl oppløst i ben-sen. 5. Semikinonene oppløst i vann, slik som angitt i det belgiske patent nr. 3. Diphenylpicrylhydrazyl dissolved in benzene. 4. Picryl-aminocarbazyl dissolved in benzene. 5. The semiquinones dissolved in water, as indicated in the Belgian patent no.

566 137 innlevert 27. mars 1958 og bevilget 27. september 1958 eller det tilsvarende U.S.A. patent nr. 3 049 661 innlevert 1. 566,137 filed March 27, 1958 and assigned September 27, 1958 or the equivalent U.S. Pat. patent no. 3 049 661 submitted 1.

april 1958 og bevilget 14. august 1962, April 1958 and granted 14 August 1962,

eller også or also

6. Et fritt radikal som omfatter en radikal nitroksydgruppe hvis kvelstoffatom er forbundet utelukkende til to karbon- 6. A free radical comprising a radical nitroxide group whose nitrogen atom is connected exclusively to two carbon

atomer som hver er forbundet med tre karbonatomer, slik som angitt i Luxem- atoms each connected by three carbon atoms, as indicated in the Luxem-

burg patent nr. 45 067 innlevert 20. desem- burg patent no. 45 067 filed on 20 December

ber 1963 og bevilget 20. februar 1964, så- ber 1963 and granted 20 February 1964, so-

som ditertiobutylnitroxyde og dets deri- as ditertiobutylnitroxyde and its deriv-

verte med pentagonal eller heksagonal syklus svarende til den nevnte formel og omtalt i det nevnte Luxemburg patent. hosts with a pentagonal or hexagonal cycle corresponding to the aforementioned formula and discussed in the aforementioned Luxemburg patent.

Ifølge foranstående kan man likegyl- According to the above, one can equate

dig hvilken utførelsesmåte som velges, all- you which method of execution is chosen, all-

tid etablere en anordning for å måle svake magnetiske felter ved kjerneinduksjon, og hvis funksjon fremgår tilstrekkelig av det foregående slik at det er unødvendig å gå time establish a device for measuring weak magnetic fields by nuclear induction, and whose function is sufficiently clear from the foregoing so that it is unnecessary to go

mere inn på dette i forhold til de alle- more into this in relation to the all-

rede beskrevne anordninger som har mange bemerkelsesverdige fordeler og da spesielt følgende: already described devices which have many notable advantages and in particular the following:

1. For det første tillater anordningen å 1. Firstly, the device allows to

realisere målinger av svake magnetiske fel- realize measurements of weak magnetic fields

ter og spesielt det jordmagnetiske felt med en meget stor nøyaktighet. ter and especially the earth's magnetic field with a very high accuracy.

2. Den tillater fremvisning, registre- 2. It allows display, register-

ring og/eller trykning i desimalform av varigheten av et fastsatt tall som fortrinns- calling and/or printing in decimal form the duration of a set number as a priority

vis er variabelt, av Larmor perioder med kjernepresesjon i de magnetiske felter som skal måles. 3. Man kan innrette seg på målinger som ligger meget nær ved hverandre f.eks. show is variable, of Larmor periods of nuclear precession in the magnetic fields to be measured. 3. You can adjust to measurements that are very close to each other, e.g.

med en gjentagelsesperiode på 0,2 sekun- with a repetition period of 0.2 sec-

der, i tilfellet av at man gjennomfører trykningen av resultatene. there, in the event that one carries out the printing of the results.

4. Da anordningen er transistorisert, 4. Since the device is transistorized,

er dens omfang og energiforbruk meget be- its scope and energy consumption are very

grenset. the border.

5. Målingene er helt automatiske. 5. The measurements are completely automatic.

Claims

1. Device for measuring very weak magnetic fields by nuclear induction according to patent no. 108 090 and comprising a paramagnetic substance which, when saturated with its rays for electronic resonance, shows the Overhauser-Abragam effect and which dissolves in a sample of atomic nuclei with kinetic moment' and magnetic moment that is not zero, at least a first coil called the low-frequency coil, in order in this sample for each measurement operation in a first period to produce an auxiliary magnetic field with strength' which is only slightly greater than that field to be measured, and at least one other coil, denoted the high-frequency coil, in order to produce in the sample an electromagnetic field which is suitable to saturate such an electronic resonance beam in order to ensure, in another period, the free precession of the atomic nuclei about the magnetic field to be measured, with a frequency that is proportional to the strength of the magnetic field to be measured, as this precession produces an electromagnetic force of the same frequency in the low-frequency coil, characterized in that the device for realizing the connection and disconnection and the supply with direct current of the low-frequency coil (1) which surrounds the sample, comprises two monostable flip-flops (3, 4), where the first flip-flop (3) when affected at the beginning of each measurement cycle, controls the tilting of a main relay (5) from its rest position, in which position it connects said coil (1) in series with an adjustable capacitor (8) to form a first oscillating circuit (9) with Larmor frequency for the nuclei at precession about the magnetic field to be measured and with an amplifier device (E) that feeds a period meter (F), to its working position in which it connects the said coil (1) with a damping resistance (11) whose value ensures the critical damping for the oscillations that can be produced in another oscillation circuit (12) made by the self-induction in said coil (1) and the parasitic capacitance in the coil (1) and the connecting cable (13), and where the other flip-flop (4) is affected after the first (3) in each measuring cycle, when it is affected, the connection of said coil (1) with a direct current source (14) controls the duration of each iav the two flip-flops (3, 4) functions in •the stable and affected states are regulated so that the second flip-flop (4) returns ten l its original stable or resting state preferably during a duration of the order of magnitude of the Larmor period or a fraction of this period before the thirsty flip-flop (3) returns to its stable initial or resting state.

2. Device according to claim 1, characterized in that it comprises a auxiliary relay (15) which functions under the influence of the first flip-flop (3), and which returns to its rest position with a slight delay when the main relay returns to its rest position, as this auxiliary relay, when in working condition, opens a swing circuit or tuned circuit (18) with a passband which lies around the Larmor frequency and is arranged in the amplifier device (E), which reduces the gain in this in the vicinity of this frequency.

3. Device according to claims 1 or 2, characterized in that it comprises an astable multivibrator (22) with a dissymmetrical cycle that initiates the first flip-flop (3) at each tilt from the multivibrator's first astable state to its second astable state and the another flip-flop (4) at each flip of the multivibrator from its second stable state to its first astable state.

4. Device according to claims 1, 2 or 3, characterized in that it for measuring the duration of the Larmor period for the nuclear precession comprises in combination an initiation unit (121) connected to the output of the amplifier device (E) and arranged for fluctuations of the Larmor frequency produced in the oscillator circuit (9) and amplified in the amplifier device to derive rectangular signals or square waves of the same period, a frequency divider (122) arranged to divide the frequency of the mentioned rectangular signals by a fixed whole number preferably adjustable so as to obtain several ranges of accuracy (the accuracy and the duration of the measurement cycle increases by the value of said whole number), a gate device (104) arranged between the initiation unit (121) and the frequency divider (122), so that it only allows feeding of the frequency divider from the initiation device when the gate device (104) is fed, a first bistable device (105) arranged to feed the norta device after it has received att on its first input (106) an initiation signal which, by means of a delay unit (107), is delayed in relation to the moment of connection of said coil (1) to the amplifier device (E), another bistable device (109) whose two catchers (110, 111) are affected by the output from the frequency divider (122), and whose output (112) is fed by the tilting of the bistable device (109) which is produced by the second output pulse from the frequency divider (122) formed after the beginning of a cycle and affects the second input (113) of the first bistable device (105), so that it stops feeding the nort device (104) with its output (114), an oscillator (H) for high frequency, very stable and well defined, e.g. e.g. of 1 MHertz, a counting scale (C) designed to count turns nings of said oscillator (H) during the duration of a voltage pulse (115) sent by the second bistable device (109) on its second output (112) and means for at the end of each measurement cycle to reset to zero the frequency divider (122) and possibly the bistable devices (105, 109).

5. Device according to claim 1, 2, 3 or 4 with a printing device for printing the measurement results in numerical form, characterized in that in combination with the counting scale (C) it comprises a display monostable flip-flop (123) which causes display on the scale ( C) of the number of high frequency oscillations counted in the scale at the end of a given number of Larmor periods, a push flip-flop (124) which is affected at the end of the controlled display by the said display flip-flop (123) and which affects a numerical push (125), a smearing flip-flop (126) which effects the smearing of the display on the scale (C) for a certain time e.g. (of the order of second) after the end of the display, i.e. after the execution of the printing by the printer (125) and means to reset the printer to zero in the event that it functions unsatisfactorily.

6. Device according to any one of claims 1 to 5, with an analog recording device for the results of the measurements, characterized in that, in combination with the counting scale (C), it comprises storage decades (145, 146) arranged to deliver an analog current that is proportional with the stored number, a flip-flop (147) for the reading and which is affected at the end of the said number of Larmor periods and which controls the transfer to the said storage decades (145, 146) of the contents of the decades corresponding to the counting scale (C) , this flip-flop (147) also, in the event that the measurement results are not printed, includes suitable means to reset the counting scale (C) to zero and a galvanometric recording device (149) fed by the analog current supplied by the mentioned storage decades (145, 146).