NO140275B

NO140275B - PROCEDURE FOR THE PRODUCTION OF LEGISLATIVE TABLES, IN PARTICULAR LEGISLATIVE BANDS, WITH DEFORMED LOT WIRE ENDS IN A NEEDLE WOVING MACHINE

Info

Publication number: NO140275B
Application number: NO753173A
Authority: NO
Inventors: Hugo Buehler
Original assignee: Patax Trust Reg
Priority date: 1974-11-11
Filing date: 1975-09-17
Publication date: 1979-04-23
Also published as: IT1043203B; DD120481A5; FR2290514B1; NO140275C; AU8611975A; CH1502474A4; FI752279A; DE2530191A1; AT340334B; NL166989B; SU657761A3; YU40122B; GB1483699A; DE2530191C3; JPS5178871A; FI58658B; JPS5714451B2; NL166989C; PL101778B1; YU180975A

Description

Apparatur til å måle faseforskjell mellem to sett av pulstog. Apparatus for measuring the phase difference between two sets of pulse trains.

Den foreliggende oppfinnelse angår et system til nøyaktig å måle raseforskjellen mellom to sett av pulstog som har samme frekvens. Der har tidligere vært utviklet apparatur til et slikt system. Den beste type av apparatur er den som benyttes i loran-systemet. Ved loran-systemet forlanges det at der med en presisjon av 1 mikrosekund eller mindre skal måles raseforskjellen mellom to sett av pulstog som gjentar seg med flere ganger 10 sykluser, og dette krav blir virkelig også tilfreds-stillet. The present invention relates to a system for accurately measuring the race difference between two sets of pulse trains having the same frequency. Equipment for such a system has previously been developed. The best type of apparatus is that used in the loran system. With the Loran system, it is required that with a precision of 1 microsecond or less, the difference between two sets of pulse trains that repeat with several times 10 cycles must be measured, and this requirement is indeed also satisfied.

Den metode som har vært benyttet i utstrakt grad ved slike systemer og anses som en av de beste, er en hvor der foruten de to sett av pulstog som skal måles, blir frembragt ytterligere pulstog nr. 1 og nr. The method that has been used extensively with such systems and is considered one of the best, is one where, in addition to the two sets of pulse trains to be measured, further pulse trains no. 1 and no.

2, og hvert av disse synkroniseres nøyaktig med pulstogene som skal måles, og man så måler raseforskjellen mellom pulstog nr. 1 og nr. 2. I loran-systemet får man et pulstog nr. 1 ved å sette ned utgangssignalet fra en krystalloscillator som har en frekvens av 100 khz eller mer, til en loranfrekvens ved hjelp av mange frekvens-divi-sjonskretser koblet i kaskade; så blir det resulterende signal synkronisert nøyaktig med hovedstasjonens puls, herefter kalt A-pulser; på den annen side frembringes et pulstog nr. 2 som har en loranfrekvens, på basis av utgangssignalet fra den ovennevnte krystall-oscillator, og dette pulstog blir så synkronisert nøyaktig med slave-stasjonens pulser, herefter kalt B-pulser, hvorefter man måler raseforskjellen mel- 2, and each of these is precisely synchronized with the pulse trains to be measured, and then the difference between pulse trains No. 1 and No. 2 is measured. In the Loran system, pulse train No. 1 is obtained by setting down the output signal from a crystal oscillator which has a frequency of 100 kHz or more, to a loran frequency by means of many frequency-dividing circuits connected in cascade; then the resulting signal is precisely synchronized with the main station's pulse, hereafter called A-pulses; on the other hand, a pulse train No. 2 having a loran frequency is produced on the basis of the output signal from the above-mentioned crystal oscillator, and this pulse train is then precisely synchronized with the slave station's pulses, hereafter called B pulses, after which the race difference is measured -

lom pulstog nr. 1 og nr. 2. Dette er en van-lig metode og en av dem som gir den stør-ste nøyaktighet. lom pulse trains no. 1 and no. 2. This is a common method and one of those that gives the greatest accuracy.

I et loranapparat av eldre type blir utgangssignalet fra hver av de frekvensdivi-sjonskretser som er anordnet for å gi puls-tog nr. 1, faseforskjøvet ved hjelp av hver sin faseforskyver, og ved å sette sammen disse faseforskjøvne pulser får man et pulstog nr. 2. Innstillingen av faseforskj ellen av pulstog nr. 1 i forhold til pulstog nr. 2 utføres ved at man endrer faseforskyvningen for hver faseforskyver ved ma-nuell eller elektrisk påvirkning, og man får dermed den forlangte verdi av faseforskj ellen ved å avlese faseforskyvningen for hver faseforskyver og sammensette disse faseforskyvninger. Metoden led imidlertid av den mangel at der gikk med adskillig tid til innstillingen av hver faseforskyver, og at innstillingsoperasj onen var tungvint. In a Loran device of an older type, the output signal from each of the frequency division circuits which are arranged to give pulse train no. 1 is phase-shifted by means of a separate phase shifter, and by combining these phase-shifted pulses, a pulse train no. 2. The setting of the phase difference of pulse train no. 1 in relation to pulse train no. 2 is carried out by changing the phase shift for each phase shifter by manual or electrical influence, and thus obtaining the required value of the phase difference by reading the phase shift for each phase shift and compound these phase shifts. However, the method suffered from the shortcoming that it took considerable time to set each phase shifter, and that the setting operation was cumbersome.

I et loranapparat av nyere type får man et pulstog nr. 1 ved frekvensdivisjon av utgangssignalet fra en krystalloscillator ved hjelp av en rekke frekvensdivisjons-kretser, mens man får et pulstog nr. 2 ved frekvensdivisjon av utgangssignalet fra den ovennevnte krystall-oscillator ved hjelp av en annen rekke frekvensdivisjons-kretser. Et tog av tidssignaler blir tilført tellekretsen via en portkrets, som åpnes ved hjelp av pulstog nr. 1 og lukkes ved hjelp av pulstog nr. 2, og antallet av tidssignaler i løpet av det tidsrom da portkretsen er åpen, blir tellet og angitt. Ved denne utførelse unngår man den brysomme manuelle eller elektriske påvirkning og innstilling av mange faseforskyvere som fore-kommer ved det eldre apparat av loran-typen, og det blir mulig å utføre rask måling. Men da frekvensdivisjonskretsen og telle-kretsen stort sett har samme oppbyg-ning, behøver man ved denne apparattype to sett av tellekretsrekker for å telle tidssignaler, så der ialt behøves tre sett av tellekretsrekker. In a Loran device of a newer type, a pulse train No. 1 is obtained by frequency division of the output signal from a crystal oscillator using a series of frequency division circuits, while a pulse train No. 2 is obtained by frequency division of the output signal from the above-mentioned crystal oscillator using another series of frequency division circuits. A train of timing signals is supplied to the counting circuit via a gate circuit, which is opened by means of pulse train No. 1 and closed by means of pulse train No. 2, and the number of timing signals during the period when the gate circuit is open is counted and indicated. With this design, the troublesome manual or electrical influence and setting of many phase shifters that occurs with the older loran-type apparatus is avoided, and it becomes possible to carry out a quick measurement. But since the frequency division circuit and the counter circuit have largely the same structure, with this type of device two sets of counter circuit arrays are needed to count time signals, so a total of three sets of counter circuit arrays are needed.

Hovedhensikten med den foreliggende oppfinnelse er å sette ett eneste tellekrets-rekkesett istand til å frembringe et puls-tog nr. 2 og å telle tidssignaler. M.a.o. hen-sikten er å unngå det ene tellekrets-rekke-sett av de tre som benyttes ved det ovennevnte måleapparat av forholdsvis ny og forbedret type. Det blir herved mulig å gjøre apparatets utførelse usedvanlig enkel og lette fremstillingen, senke produk-sjonsomkostningene og enn videre redusere apparatets størrelse og vekt, så det blir mer hendig. The main purpose of the present invention is to enable a single counting circuit array to produce a pulse train no. 2 and to count time signals. m.a.o. the purpose is to avoid the one counter circuit array set of the three used in the above-mentioned measuring device of a relatively new and improved type. This makes it possible to make the design of the device exceptionally simple and facilitate production, lower production costs and further reduce the size and weight of the device, so that it becomes more handy.

En annen hensikt med oppfinnelsen er å gjøre det mulig å utføre måling raskt og lettvint like godt som i den omtalte innretning av nyere type uten på noen måte å gi avkall på målenøyaktigheten sammen-holdt med et normalt apparat av denne type og uten å behøve lang tid eller tungvint manøvrering for målingen. Another purpose of the invention is to make it possible to carry out measurements quickly and easily as well as in the mentioned device of a newer type without in any way renouncing the measurement accuracy compared to a normal device of this type and without needing long time or cumbersome maneuvering for the measurement.

Med sikte på dette er ifølge oppfinnelsen koblingen av f rekvensdivisj onskretsrekke nr. 2 forbedret. De signaler som fås fra denne, blir utnyttet til å frembringe pulstog nr. 2, og samtidig blir den indikerte telleverdi utnyttet til å vise faseforskjellen mellom pulstog nr. 1 og nr. 2. With a view to this, according to the invention, the coupling of frequency division circuit series no. 2 is improved. The signals obtained from this are used to produce pulse train no. 2, and at the same time the indicated count value is used to show the phase difference between pulse train no. 1 and no. 2.

Der skal nu gis en mer detaljert beskrivelse. Ved den foreliggende oppfinnelse blir en høyfrekvensbølge som har en stabil frekvens, frekvensdividert til en bølge med lavere frekvens ved hjelp av en frekvensdivisjonskretsrekke nr. 1 hvorved der fås et pulstog nr. 1. På den annen side blir den ovennevnte høyfrekvensbølge underkastet styring fra pulstog nr. 1 og i et visst tidsrom under hver periode tilført — m.a.o. et visst antall av dens pulser blir tilført — frekvensdivisjonskretsrekke nr. 2. Frekvensdivisjonskretsrekke nr. 2 er koblet slik at den frembringer et pulssignal når høyfre-kvenspulsene har nådd en viss verdi, og in-dikerer sin telleverdi vist på det tidspunkt da pulssignalet ble frembragt, under den tid da dens telleoperasjon er stanset. Disse pulssignaler blir utnyttet direkte som puls-tog nr. 2 eller benyttet til å frembringe pulstog nr. 2. Følgelig vil den verdi som indikeres under stansperioden av frekvensdivisj onskretsrekke nr. 2, svare til raseforskjellen mellom pulstog nr. 1 og nr. 2. A more detailed description will now be given. In the present invention, a high-frequency wave having a stable frequency is frequency divided into a wave with a lower frequency by means of a frequency division circuit series No. 1, whereby a pulse train No. 1 is obtained. On the other hand, the above-mentioned high-frequency wave is subjected to control from pulse train No. 1 and for a certain period of time during each period added — m.a.o. a certain number of its pulses are supplied — frequency division circuit string No. 2. Frequency division circuit string No. 2 is connected so that it produces a pulse signal when the high-frequency pulses have reached a certain value, and indicates its count value shown at the time when the pulse signal was produced , during the time when its counting operation is suspended. These pulse signals are used directly as pulse train no. 2 or used to produce pulse train no. 2. Consequently, the value indicated during the stop period by frequency division circuit row no. 2 will correspond to the race difference between pulse train no. 1 and no. 2.

Videre er det en annen hensikt med oppfinnelsen at det tidsrom hvorunder høyfrekvensbølgen tilføres frekvensdivisj onskretsrekke nr. 2, skal holdes konstant til enhver tid selv om frekvensen av puls-tog nr. 1 forandrer seg ved endring i frekvensen av det pulstog som skal måles. For å realisere denne hensikt ved hjelp av en forholdsvis enkel strømkretsutførelse blir det ovennevnte høyfrekvenstilførselstids-rom avsluttet ved slutten av en puls eller midtpunktet av en pulsperiode av pulstog nr. 1 og påbegynt et visst enhetstidsrom regnet bakover fra avslutningstidspunktet. Furthermore, it is another purpose of the invention that the period of time during which the high-frequency wave is supplied to frequency division circuit series no. 2 is to be kept constant at all times, even if the frequency of pulse train no. 1 changes due to a change in the frequency of the pulse train to be measured. In order to realize this purpose by means of a relatively simple circuit design, the above-mentioned high-frequency supply time period is terminated at the end of a pulse or the midpoint of a pulse period of pulse train no. 1 and a certain unit time period counted backwards from the termination time is begun.

F. eks. er det i tilfellet av en loranmottager nødvendig at pulsperioden for pulstog nr. 1 kan kobles om til tre verdier, nemlig ca. 30 ms, ca. 40 ms og ca. 50 ms. I dette øyemed får man ved å frekvens-dividere en stabil høyfrekvensbølge suk-sessivt et pulstog med en periode av 5 ms. Denne blir ytterligere frekvensdividert ved hjelp av en tre-trins frekvensdivisjonskrets med tilbakekobling fra det bakre til det forreste trin. Ved omkobling av denne tilbake-koblingstilstand får man den ovennevnte omkobling av perioder til tre verdier. Dette er den enkleste metode. Når man anvender den i den prosess hvor det pulstog som har en periode av 5 ms, skiftes til et puls-tog nr. 1 som har en loranfrekvens, får man en rektangulær bølge som har en bredde av nøyaktig 10 ms langs tidsaksen i de punkter som er forskjøvet bakover fra midtpunktet og endepunktet av en periode av puls nr. 1, uavhengig av den ovennevnte omkobling av loranperioder til tre verdier, og den korte loranperiode forandrer seg i hver verditype. M.a.o. blir halvperiodene av puls nr. 1 av tre typer, nemlig ca. 15 ms, ca. 20 ms og ca. 25 ms. Men i alle tilfelle blir de 10 ms i den bakre del uforand-ret og bare den forreste del forandres til henholdsvis ca. 5 ms, 10 ms og ca. 15 ms. Ett av trekkene ved den foreliggende oppfinnelse anvendt på en loranmottager er nemlig at en peridoe av 10 ms forskjøvet tilbake fra slutten av en puls eller midtpunktet av en pulsperiode av pulstog nr. 1 benyttes til å mate en høyfrekvensbølge til frekvensdivisjonskretsrekke nr. 2. For example is it necessary in the case of a loran receiver that the pulse period for pulse train no. 1 can be switched to three values, namely approx. 30 ms, approx. 40 ms and approx. 50 ms. To this end, by frequency-dividing a stable high-frequency wave, one successively obtains a pulse train with a period of 5 ms. This is further frequency divided by means of a three-stage frequency division circuit with feedback from the rear to the front stage. By switching this feedback state, the above-mentioned switching of periods to three values is obtained. This is the simplest method. When you use it in the process where the pulse train that has a period of 5 ms is changed to a pulse train no. 1 that has a loran frequency, you get a rectangular wave that has a width of exactly 10 ms along the time axis at the points which is shifted backward from the midpoint and end point of a period of pulse No. 1, regardless of the above switching of loran periods into three values, and the short loran period changes in each value type. m.a.o. the half-periods of pulse No. 1 become of three types, namely approx. 15 ms, approx. 20 ms and approx. 25 ms. But in all cases the 10 ms in the rear part remain unchanged and only the front part is changed to approx. 5 ms, 10 ms and approx. 15 ms. One of the features of the present invention applied to a loran receiver is that a period of 10 ms shifted back from the end of a pulse or the midpoint of a pulse period of pulse train no. 1 is used to feed a high-frequency wave to frequency division circuit row no. 2.

I tilfellet av at faseforskj ellen skal an-gis med en nøyaktighet innenfor 1 mikrosekund, som det forlanges ved loranmot-tageren, gjør man ved den foreliggende oppfinnelse bruk av en høyfrekvensbølge over 1 Mhz, og ved å tilføre denne bølge uten endring av dens frekvens og fase til f rekvensdivisj onskretsrekkene nr. 1 og 2 er det mulig å få faseforskjellen angitt nøy-aktig på den nummeriske teller. I tilfellet av at der for høyfrekvensbølgen benyttes en frekvens lavere enn 1 Mhz, f. eks. 100 khz, som ved en normal loranmottager, blir høyfrekvensbølgen derimot tilført frekvensdivisj onskretsrekke nr. 2 via en variabel faseforskyver. Hele multipla av 10 mikrosekunder blir da avlest fra den indikasjon som gis av f rekvensdivisj onskretsrekke nr. 2, mens brøkdeler på mindre enn 10 mikrosekunder blir avlest ved de verdier som innstilles ved hjelp av den variable faseforskyver. In the event that the phase difference is to be indicated with an accuracy within 1 microsecond, as is required of the loran receiver, the present invention makes use of a high-frequency wave above 1 Mhz, and by supplying this wave without changing its frequency and phase to the frequency division circuit rows no. 1 and 2, it is possible to get the phase difference indicated exactly on the numerical counter. In the event that a frequency lower than 1 Mhz is used for the high-frequency wave, e.g. 100 khz, as with a normal loran receiver, the high-frequency wave, on the other hand, is supplied to frequency division circuit series no. 2 via a variable phase shifter. Whole multiples of 10 microseconds are then read from the indication given by frequency division circuit number 2, while fractions of less than 10 microseconds are read at the values set using the variable phase shifter.

Enda en hensikt med oppfinnelsen er at det i tilfellet av at der anvendes en variabel faseforskyver, skal være mulig å bringe de innstilte verdier og den verdi som indikeres ved hjelp av f rekvensdivisj onskretsrekke nr. 2, i innbyrdes relasjon, slik at verdien av den måling som fås ved sammensetning av de to, blir korrekt til enhver tid. I dette øyemed anordnes en kam på den variable faseforskyvers rote-rende aksel, og hver gang denne har dreiet seg en viss vinkel, blir en bryter påvirket av kammen. Bryteren er utført slik at det antall høyfrekvenspulser som skal tilføres i f rekvensdivisj onskretsrekke nr. 2, blir øket eller minsket med det antall som svarer til den nevnte vinkel. Ved det enkleste eksempel på de tilfelle hvor flere enn 10 mikrosekunder blir avlest ved hjelp av den verdi som indikeres av f rekvensdivisj onskretsrekke nr. 2 ved anvendelse av en høy-frekvensbølge med frekvens 10 khz, og de som er mindre enn 10 mikrosekunder, blir avlest ved hjelp av de verdier som innstilles ved hjelp av faseforskyveren som beskrevet ovenfor, benyttes en variabel faseforskyver som frembringer en forsinkelse av 10 mikrosekunder pr. omdreining, og antallet av de høyfrekvenspulser på 100 khz som skal tilføres f rekvensdivisj onskretsrekke nr. 2, blir øket eller minsket med 1 for hver omdreining av den variable faseforskyver. Another purpose of the invention is that, in the event that a variable phase shifter is used, it should be possible to bring the set values and the value indicated by means of frequency division circuit series no. 2 into mutual relation, so that the value of the measurement obtained by combining the two is correct at all times. For this purpose, a cam is arranged on the rotating shaft of the variable phase shifter, and each time this has turned a certain angle, a switch is affected by the cam. The switch is designed so that the number of high-frequency pulses to be supplied in frequency division circuit row no. 2 is increased or decreased by the number corresponding to the mentioned angle. In the simplest example of those cases where more than 10 microseconds are read using the value indicated by frequency division circuit row No. 2 using a high-frequency wave of frequency 10 kHz, and those less than 10 microseconds are read using the values set using the phase shifter as described above, a variable phase shifter is used which produces a delay of 10 microseconds per revolution, and the number of high-frequency pulses of 100 khz to be supplied to frequency division circuit row no. 2 is increased or decreased by 1 for each revolution of the variable phase shifter.

For å modifisere antallet av de høyfre-kvensbølger som skal tilføres frekvensdivisjonskretsrekke nr. 2, i forhold til de verdier som innstilles ved hjelp av den variable faseforskyver, blir ifølge oppfinnelsen enn-videre de tidsrom hvorunder høyfrekvens-bølgen tilføres f rekvensdivisj onsrekke nr. 2, innstillet. Dette tidsrom for tilførsel av høyfrekvensbølgen reguleres ved styring av pulstog nr. 1. Når imidlertid bryteren påvirkes ved omdreining av den variable faseforskyver, blir det ovennevnte tidsrom øket eller minsket med en tid svarende til den vinkel som behøves for påvirkning av bryteren. I tilfellet av at det ønskes at en omdreining av den variable faseforskyver skal svare til 10 mikrosekunder og antallet av de høyfrekvenspulser som skal tilføres f rekvensdivisj onskretsrekke nr. 2, skal økes eller minskes med 1 for hver omdreining av den variable faseforskyver som beskrevet ovenfor, blir således det tidsrom da høyfrekvensbølgen tilføres for hver omdreining av den variable faseforskyver, øket eller minsket med 10 mikrosekunder. In order to modify the number of the high-frequency waves to be supplied to frequency division circuit series no. 2, in relation to the values that are set using the variable phase shifter, according to the invention the time periods during which the high-frequency wave is supplied to frequency division series no. 2 , set. This period of time for supplying the high-frequency wave is regulated by controlling pulse train no. 1. However, when the switch is affected by rotation of the variable phase shifter, the above-mentioned period of time is increased or decreased by a time corresponding to the angle required to affect the switch. In the event that it is desired that one revolution of the variable phase shifter should correspond to 10 microseconds and the number of high frequency pulses to be supplied to frequency division circuit series no. 2 should be increased or decreased by 1 for each revolution of the variable phase shifter as described above, thus the time period when the high frequency wave is supplied for each revolution of the variable phase shifter is increased or decreased by 10 microseconds.

Andre hensikter og trekk ved oppfinnelsen vil fremgå klarere av den følgende beskrivelse under henvisning til tegningen. Fig. 1 er et blokkskjema som viser et eksempel på et kjent apparat til måling av faseforskjell. Fig. 2 er et bølgeformdiagram til be-lysning av virkemåten av apparatet på fig. 1. Fig. 3 er et blokkskjema som viser et eksempel på et apparat til måling av faseforskjell under anvendelse av den foreliggende oppfinnelse. Fig. 4 er et koblingsskjema for telle-kretsen på fig. 3. Fig. 5 er et blokkskjema for et annet apparat til måling av faseforskjell under anvendelse av den foreliggende oppfinnelse. Fig. 6 er et bølgeformdiagram til be-lysning av virkemåten av apparatene på fig. 3 og 5. Fig. 7 er et blokkskjema for en loranmottager hvor den foreliggende oppfinnelse anvendes. Fig. 8 er et skjema som viser koblingen av bølgeperiode-omkoblingsdelen på fig. 7. Fig. 9 er et bølgeformdiagram som be-lyser virkemåten av den del som er vist på fig. 8. Fig. 10 er et bølgeformdiagram til be-lysning av virkemåten av hver av apparat-delene på fig. 7. Fig. 11 er et detaljert koblingsskjema Other purposes and features of the invention will appear more clearly from the following description with reference to the drawing. Fig. 1 is a block diagram showing an example of a known apparatus for measuring phase difference. Fig. 2 is a waveform diagram to illustrate the operation of the apparatus of fig. 1. Fig. 3 is a block diagram showing an example of an apparatus for measuring phase difference using the present invention. Fig. 4 is a connection diagram for the counting circuit in fig. 3. Fig. 5 is a block diagram of another apparatus for measuring phase difference using the present invention. Fig. 6 is a waveform diagram to illustrate the operation of the devices in fig. 3 and 5. Fig. 7 is a block diagram for a loran receiver in which the present invention is used. Fig. 8 is a diagram showing the connection of the wave period switching part of Fig. 7. Fig. 9 is a waveform diagram illustrating the operation of the part shown in fig. 8. Fig. 10 is a waveform diagram to illustrate the operation of each of the apparatus parts in fig. 7. Fig. 11 is a detailed connection diagram

for tellekretsen på fig. 7. for the counting circuit in fig. 7.

Fig. 12 er et detaljert koblingsskjema for den variable faseforskyver- og portkrets 65 på fig. 7. Fig. 13 er et diagram som anskueliggjør Fig. 12 is a detailed circuit diagram for the variable phase shifter and gate circuit 65 of Fig. 7. Fig. 13 is a diagram illustrating

det billede man får på katodestrålerøret. the image you get on the cathode ray tube.

Fig. 14 er et skjema som viser tilknyt-ningen mellom den apparatdel som tjener til variabel faseforskyvning og til innstilling av synkroniseringen av den styrte loranpuls, og portkretsen for høyfrekvens-bølgen som skal telles. Fig. 14 is a diagram showing the connection between the apparatus part which serves for variable phase shift and for setting the synchronization of the controlled Loran pulse, and the gate circuit for the high-frequency wave to be counted.

I utførelsen på fig. 1 blir der i den del som måler faseforskyvning, av den kjente loranmottager av nyere type frembragt en høyfrekvensbølge med frekvens f. eks. ca. 100 khz, som antydet på fig. 2a, ved hjelp av krystalloscillatoren 1, og frekvensen settes ned ved hjelp av en nr. 1 f rekvensdivisj onskretsrekke 2, hvorved et pulstog nr. 1 med periode T, som vist på fig. 2b, blir frembragt på ledningen 3. På den annen side blir frekvensen av den ovennevnte høyfrekvensbølge nedsatt ved hjelp av en annen, nr. 2 f rekvensdivisj onskretsrekke 4, hvorved et pulstog nr. med periode T, som på fig. 2c, blir frembragt på ledningen 5. Og som vist på fig. 2d blir portkretsen 6 styrt ved hjelp av pulstog nr. 1 og pulstog nr. 2, hvorved den blir åpnet for et tidsrom t svarende til faseforskj ellen mellom de to pulstog. Som vist på fig. 2e blir høyfrekvensbølgen i det tidsrom da portkretsen 6 er åpen, tilført tellekretsen 7, og antallet av pulser av den ovennevnte høyfrekvensbølge som tilføres i tidsrommet t, blir tellet og indikert, hvorved man får f aseforskj ellen. Den verdi som vises på tellekretsen 7, blir i noen tid opp-rettholdt akkurat som den er, og blir så stillet tilbake ved hjelp av tilbakestillings-kretsen 8, som står under kontroll av puls-tog nr. 1, umiddelbart før portkretsen 6 åpner påny. Følgelig er det, i tilfellet av at der f. eks. anvendes 100 khz for høyfre-kvensbølgen i apparatet, mulig å få raseforskjellen angitt med en nøyaktighet av 10 mikrosekunder. Og i tilfellet av at der med dette apparat skal foretas måling av mindre enn 10 mikrosekunder, blir faseforskyveren 9 anbragt foran nr. 2 frekvensdivisjonskretsrekke 4, og ved påvirkning av den blir faseforskyvningen av pulstog nr. 2 innstillet innenfor et område av mindre enn 10 mikrosekunder, og det blir mulig ved hjelp av størrelsen av endringen i faseforskyveren å få en brøkdel av faseforskj ellen under 10 mikrosekunder. In the embodiment in fig. 1, a high-frequency wave with frequency e.g. about. 100 khz, as indicated in fig. 2a, by means of the crystal oscillator 1, and the frequency is set down by means of a No. 1 f frequency division circuit series 2, whereby a pulse train No. 1 with period T, as shown in fig. 2b, is generated on line 3. On the other hand, the frequency of the above-mentioned high-frequency wave is reduced by means of another, No. 2 frequency division circuit series 4, whereby a pulse train No. with period T, as in fig. 2c, is generated on line 5. And as shown in fig. 2d, the gate circuit 6 is controlled by means of pulse train no. 1 and pulse train no. 2, whereby it is opened for a period of time t corresponding to the phase difference between the two pulse trains. As shown in fig. 2e, the high-frequency wave in the period when the gate circuit 6 is open is supplied to the counting circuit 7, and the number of pulses of the above-mentioned high-frequency wave supplied in the period t is counted and indicated, whereby the phase difference is obtained. The value displayed on the counter circuit 7 is for some time maintained exactly as it is, and is then reset by means of the reset circuit 8, which is under the control of pulse train No. 1, immediately before the gate circuit 6 opens again. Consequently, it is, in the event that there e.g. if 100 khz is used for the high-frequency wave in the device, it is possible to have the race difference indicated with an accuracy of 10 microseconds. And in the event that a measurement of less than 10 microseconds is to be made with this apparatus, the phase shifter 9 is placed in front of No. 2 frequency division circuit row 4, and by its influence the phase shift of pulse train No. 2 is set within a range of less than 10 microseconds , and it becomes possible by means of the size of the change in the phase shifter to get a fraction of the phase difference below 10 microseconds.

Apparatet på fig. 1 har fordelen av enkel måling og ypperlig målenøyaktighet. På den annen side blir utførelsen uveger-lig komplisert fordi det er nødvendig å ha en første f rekvensdivisj onskretsrekke 2, en annen f rekvensdivisj onskretsrekke 4 og tellekretsen 7, som i virkeligheten stort sett er maken. The apparatus of fig. 1 has the advantage of simple measurement and excellent measurement accuracy. On the other hand, the execution inevitably becomes complicated because it is necessary to have a first frequency division circuit series 2, a second frequency division circuit series 4 and the counting circuit 7, which in reality are largely the same.

I utførelsen på fig. 3, som anskueliggjør koblingen for et system i henhold til oppfinnelsen, blir en høyfrekvensbølge, eksem-pelvis antydet på fig. 6a, frembragt av høy-frekvensoscillatoren 1, og frekvensen settes ned ved hjelp av f rekvensdivisj onskretsrekke nr. 1 hvorved pulstog nr. 1 med periode T, som vist på fig. 6b, blir frembragt på linjen 3, og på basis av pulstog nr. 1 blir en portpuls av en viss varighet Tg, som vist på fig. 6c, frembragt ved hjelp av port-pulsgeneringskretsen 10 og et visst antall høyfrekvenspulser, som vist på fig. 6d, til-ført tellekretsen 12 via portkretsen 11, som åpnes under varigheten av den nevnte portpuls. In the embodiment in fig. 3, which illustrates the connection for a system according to the invention, a high-frequency wave, for example indicated in fig. 6a, produced by the high-frequency oscillator 1, and the frequency is lowered by means of frequency division circuit series no. 1 whereby pulse train no. 1 with period T, as shown in fig. 6b, is generated on line 3, and on the basis of pulse train no. 1, a gate pulse of a certain duration Tg, as shown in fig. 6c, produced by means of the gate pulse generator circuit 10 and a certain number of high frequency pulses, as shown in fig. 6d, supplied to the counter circuit 12 via the gate circuit 11, which is opened during the duration of the aforementioned gate pulse.

Tellekretsen 12 har desimal-telle-elementer 13, 14 og 15 som vist på fig. 4. De desimal-telle-elementer som er antydet i dette eksempel, er decatron-utladningsrør, de ti sirkler som er avmerket på hvert av disse, betyr telleelektrodene, og tallene i sirklene svarer til de verdier som skal an-gis ved hjelp av elektrodene. Forøvrig er de strømkretsdeler som skal forbindes med hver elektrode, såvel som forbindelsene mellom elektrodene sløyfet for ikke å kom-plisere forklaringen unødig. Hvert telle-element er koblet slik at verdien som skal indikeres, blir redusert med 1 hver gang der ankommer et signal som skal telles, altså f. eks. i rekkefølge «3», «2», «1», «0», «9», «8» I det viste eksempel blir de ankomne signaler tilført inngangselektroden 13a for det laveste siffers telle-element 13. Dettes elektrode «9» er tilsluttet inngangselektroden 14a for det neste høy-ere siffers telle-element 14. Elektroden The counting circuit 12 has decimal counting elements 13, 14 and 15 as shown in fig. 4. The decimal counting elements indicated in this example are decatron discharge tubes, the ten circles marked on each of these signify the counting electrodes, and the numbers in the circles correspond to the values to be entered by means of the electrodes. Otherwise, the circuit parts to be connected to each electrode, as well as the connections between the electrodes, are looped so as not to complicate the explanation unnecessarily. Each counting element is connected so that the value to be indicated is reduced by 1 each time a signal to be counted arrives, i.e. e.g. in order "3", "2", "1", "0", "9", "8" In the example shown, the arriving signals are supplied to the input electrode 13a of the lowest digit counting element 13. This electrode "9" is connected to the input electrode 14a for the next higher digit counting element 14. The electrode

«9» for telle-elementet 14 er tilsluttet inngangselektroden 15a for det høyeste siffers "9" for the counting element 14 is connected to the input electrode 15a for the highest digit

telle-element. Elektroden «9» for telle-elementet 15 er tilsluttet utgangsledningen 16. count element. The electrode "9" for the counting element 15 is connected to the output line 16.

Det skal antas at den verdi som er indikert på telle-elementet 13 i denne tellekrets før telleoperasjonen er «8», at verdien på telle-elementet 14 er «3» og den på telle-elementet 15 er «6». Da representerer It shall be assumed that the value indicated on the counting element 13 in this counting circuit before the counting operation is "8", that the value on the counting element 14 is "3" and that on the counting element 15 is "6". Then represents

denne tilstand en numerisk verdi av «638». this state a numerical value of "638".

Nu skal virkemåten av hvert telle-element Now the behavior of each counting element should

drøftes. I telle-elementet 13 vil den indikerte verdi hver gang 9 signal-elementer ankommer ved inngangselektroden 13a, skifte fra «0» til «9», og ved hjelp av den puls som da blir gitt, vil der bli frembragt et utgangssignal ved elektrode «9», derefter vil der hver gang 10 signal-elementer ankommer, bli frembragt et utgangssignal ved elektrode «9». I telle-elementet 14 vil der når 4 signalelementer ankommer ved inngangselektroden 14a, bli frembragt et utgangssignal ved elektroden «9». Deretter vil der hver gang ytterligere 10 signalelementer ankommer, også bli frembragt et utgangssignal ved elektroden «9». I telle-elementet 15 vil der når 7 signalelementer ankommer ved inngangselektroden 15a, bli frembragt et utgangssignal fra elektroden «9» til ledningen 16. Således vil der når 639 be discussed. In the counting element 13, the indicated value every time 9 signal elements arrive at the input electrode 13a will change from "0" to "9", and with the help of the pulse that is then given, an output signal will be produced at electrode " 9", then every time 10 signal elements arrive, an output signal will be produced at electrode "9". In the counting element 14, when 4 signal elements arrive at the input electrode 14a, an output signal will be produced at the electrode "9". Thereafter, every time another 10 signal elements arrive, an output signal will also be generated at electrode "9". In the counting element 15, when 7 signal elements arrive at the input electrode 15a, an output signal will be produced from the electrode "9" to the wire 16. Thus, when 639

signalelementer ankommer ved inngangselektroden til telle-elementet 13, fremkom-me et utgangssignal på ledningen 16, og antallet av inngangssignaler er denne gang 1 større. Når 1000 inngangssignalelementer ankommer, vender den indikerte verdi tilbake til «638», som er den samme som den opprinnelige. Denne forskjell på «1» mellom antall innkommende signaler og indikert verdi blir justert ved hjelp av en eller annen ytterligere anordning. signal elements arrive at the input electrode of the counting element 13, an output signal appears on the line 16, and the number of input signals is this time 1 greater. When 1000 input signal elements arrive, the indicated value returns to "638", which is the same as the original. This difference of "1" between the number of incoming signals and the indicated value is adjusted by means of some additional device.

Da pulsen på det tidspunkt da den indikerte verdi skifter fra «0» til «9», også opptrer ved elektroden «0», kan den for-øvrig også her avledes som utgangssignal, og dette blir gjort i det konkrete eksempel som vil bli beskrevet i detalj senere. Med hensyn til desimal-telle-elementene kan man foruten decatron-utladningsrøret som er vist på tegningen, også bruke en hvilken som helst annen type. As the pulse at the time when the indicated value changes from "0" to "9" also occurs at the electrode "0", it can also be derived here as an output signal, and this is done in the specific example that will be described in detail later. With regard to the decimal counting elements, in addition to the decatron discharge tube shown in the drawing, any other type can also be used.

Videre er varigheten Tg av portpulsen på fig. 6c, som frembringes ved hjelp av portpulsgenereringskretsen 10, bestemt slik at porten vil slippe frem så mange høy-frekvenspulser som vil sette den på telle-kretsen 12 indikerte telleverdi istand til å fullføre en syklus og vende tilbake til sin opprinnelige verdi. Følgelig vil pulstog nr. 2, som er vist på fig. 6e, og som har en konstant forsinkelse t telleenheter i forhold til pulstog nr. 1, bli tilført ledningen 16, og den verdi som indikeres av tellekretsen 12 på dette tidspunkt, blir «t-1». Det skal f. eks. antas at frekvensen av høy-frekvensbølgen fra oscillatoren 1 er 100 khz, portpulsens varighet Tg er 10 ms og tellekretsen 12 har samme utførelse som på fig. 4. Da blir 1000 høyfrekvens-puls-elementer tilført tellekretsen 12 for hver periode av pulstog nr. 1, slik at tellekretsen 12 stadig vil angi den samme verdi under sitt still-standstidsrom. Det blir derved mulig direkte å avlese f aseforskj ellen mellom pulstog nr. 2 og pulstog nr. 1 i enheter på 10 mikrosekunder. Spesielt vil der i det antatte tilfelle hvor den indikerte verdi på tellekretsen 12 er «638», bli frembragt et pulstog nr. 2 som har en forsinkelse av 6390 mikrosekunder i forhold til pulstog nr. 1. Furthermore, the duration Tg of the gate pulse in fig. 6c, which is produced by the gate pulse generation circuit 10, determined so that the gate will release as many high-frequency pulses as will enable the count value indicated on the counter circuit 12 to complete one cycle and return to its original value. Accordingly, pulse train No. 2, which is shown in fig. 6e, and which has a constant delay t count units in relation to pulse train No. 1, be supplied to the line 16, and the value indicated by the counter circuit 12 at this time becomes "t-1". It must e.g. it is assumed that the frequency of the high-frequency wave from the oscillator 1 is 100 kHz, the duration of the gate pulse Tg is 10 ms and the counting circuit 12 has the same design as in fig. 4. Then 1000 high-frequency pulse elements are supplied to the counter circuit 12 for each period of pulse train no. 1, so that the counter circuit 12 will constantly indicate the same value during its standstill period. It is thereby possible to directly read the phase difference between pulse train no. 2 and pulse train no. 1 in units of 10 microseconds. In particular, in the assumed case where the indicated value on the counter circuit 12 is "638", a pulse train no. 2 will be produced which has a delay of 6390 microseconds in relation to pulse train no. 1.

I praksis er det ubekvemt å la den indikerte verdi for tiden være forskjellig fra den virkelige faseforskjell. Kompensasjo-nen av den kan man foreta ved å fremskynde både begynnelsespunktet og endepunktet av den portbølge som er vist på fig. 6c, med én periode av høyfrekvensen som skal telles. For å ta et konkret eksempel kan man ved å fremskynde begynnelsespunktet og endepunktet av portbølgen på fig. 6c med 10 mikrosekunder oppnå at «638», altså den verdi som indikeres av tellekretsen 12, nøyaktig tilsvarer 638 mikrosekunder, altså f aseforskj ellen mellom pulstog nr. 1 og pulstog nr. 2. In practice, it is inconvenient to allow the indicated value to be currently different from the real phase difference. It can be compensated for by speeding up both the starting point and the ending point of the gate wave shown in fig. 6c, with one period of the high frequency to be counted. To take a concrete example, by speeding up the starting point and end point of the gate wave in fig. 6c with 10 microseconds achieve that "638", i.e. the value indicated by the counting circuit 12, exactly corresponds to 638 microseconds, i.e. the phase difference between pulse train no. 1 and pulse train no. 2.

Justeringskretsen 17 er anordnet for å justere f aseforskj ellen for det således frem-bragte pulstog nr. 2. Justeringskretsen 17 skal øke eller minske antallet av høyfre-kvenspulser som skal tilføres tellekretsen 12 til riktig tidspunkt. Når den øker puls-antallet, blir den verdi som indikeres på tellekretsen, minsket like meget, så faseforskj ellen t avtar. Omvendt vil den indikerte verdi på tellekretsen når justeringskretsen minsker antallet, øke like meget, så f aseforskj ellen t øker. Antas f. eks. høy-frekvensbølgens frekvens å være 100 khz som i det ovennevnte tilfelle, vil fasen av pulstog nr. 2 ved tilførsel av en ekstra puls på riktig tidspunkt bli skjøvet frem 10 mikrosekunder. Blir derimot antallet av de pulser som skal tilføres på riktig tidspunkt, minskes med én til 999, blir fasen av puls-tog nr. 2 forsinket med 10 mikrosekunder. The adjustment circuit 17 is arranged to adjust the phase difference for the thus produced pulse train no. 2. The adjustment circuit 17 shall increase or decrease the number of high-frequency pulses which shall be supplied to the counter circuit 12 at the correct time. When it increases the number of pulses, the value indicated on the counter circuit is reduced by the same amount, so the phase difference t decreases. Conversely, the indicated value on the counter circuit, when the adjustment circuit reduces the number, will increase by the same amount, so the phase difference t increases. Assuming, for example, the frequency of the high-frequency wave being 100 khz as in the above case, the phase of pulse train No. 2 will be pushed forward by 10 microseconds when an additional pulse is applied at the right time. If, on the other hand, the number of pulses to be supplied at the right time is reduced by one to 999, the phase of pulse train no. 2 is delayed by 10 microseconds.

Fig. 5 viser en innretning til å justere fasen av pulstog nr. 2 med en toleranse mindre enn en periode av standard-høy-frekvensbølgen. 18 er en portkrets. Den frembringer en regulær bølge som er antydet på fig. 6f, og som utløses av utgangssignalet (fig. 6e) fra tellekretsen 12 og har nesten samme bredde som en periode av den høyfrekvensbølge som frembringes av oscillatoren 1. Derved blir portkretsen 19 åpnet for varigheten av den ovennevnte rektangulære bølge. Videre er 20 den variable faseforskyver som kan innstille høy-frekvensbølgen fra oscillatoren 1 i området av én periode av denne. Av den faseforskjøvne høyfrekvenssvingning blir en bølge som ligger i den periode hvorunder portkretsen 19 er åpen som vist på fig. 6g, til-ført ledningen 21. Denne bølge utnyttes som pulstog nr. 2. Følgelig er det mulig å stille fasen av pulstog nr. 2 med ytterst høy nøyaktighet. En tilnærmet verdi av dets faseforskjell i forhold til pulstog nr. 1 avleses ved indikasjon på tellekretsen 12, og den resterende brøk avleses ved hjelp av de verdier som er innstillet av den variable faseforskyver. Fig. 7 viser en mer detaljert utførelse av en loranmottager som arbeider i henhold til grunnskjemaet på fig. 5. Høyfre-kvensbølgen på 100 khz som frembringes av høyfrekvensoscillatoren 1, settes ned til 200 hz ved hjelp av f rekvensdivisj onskretsene 22 og 23 og videre til loranfrekvensen ved hjelp av frekvenshalverende divisjons-kretser eller binære kretser 24—27, så der fås en rektangulær grunnbølge som tilføres ledningen 28. Da loranperiodene er inndelt i tre typer, nemlig en H-gruppe på ca. 30 ms, en L-gruppe på ca. 40 ms og en S-gruppe på ca. 50 ms, er det nødvendig å bevirke disse omkoblinger på riktig måte. Til dette formål tjener omkoblingskretsen 29, som omkobler tilslutnings- og tilbake-koblingstilstanden mellom frekvensdivisjonskretsene 24—26. Som vist på fig. 8 har omkoblingskretsen 29 tre kontaktpunkter H, L og S og er forsynt med de sammenkoblede bryterorga-ner 30 og 31. Utgangssiden av f rekvensdivisj onskretsen 26 er tilbakekoblet til inngangssiden av f rekvensdivisj onskretsen 25 og er samtidig tilsluttet den bevegelige arm 30a hos bryteren 30. Kontaktpunktene H og S hos bryteren 30 er tilsluttet inngangssiden av f rekvensdivisj onskretsen 24. Utgangssiden av f rekvensdivisj onskretsen 25 er tilsluttet kontaktpunktet S på bryteren 31. Den bevegelige arm 31a hos bryteren 31 er tilsluttet inngangssiden av f rekvensdivisj onskretsen 26. Fig. 5 shows a device for adjusting the phase of pulse train No. 2 with a tolerance less than one period of the standard high-frequency wave. 18 is a gate circuit. It produces a regular wave which is indicated in fig. 6f, and which is triggered by the output signal (fig. 6e) from the counter circuit 12 and has almost the same width as a period of the high-frequency wave produced by the oscillator 1. The gate circuit 19 is thereby opened for the duration of the above-mentioned rectangular wave. Furthermore, 20 is the variable phase shifter which can set the high-frequency wave from the oscillator 1 in the range of one period thereof. The phase-shifted high-frequency oscillation becomes a wave which lies in the period during which the gate circuit 19 is open, as shown in fig. 6g, connected to line 21. This wave is utilized as pulse train no. 2. Consequently, it is possible to set the phase of pulse train no. 2 with extremely high accuracy. An approximate value of its phase difference in relation to pulse train No. 1 is read by indication on the counting circuit 12, and the remaining fraction is read by means of the values set by the variable phase shifter. Fig. 7 shows a more detailed design of a loran receiver that works according to the basic diagram in fig. 5. The high-frequency wave of 100 kHz produced by the high-frequency oscillator 1 is reduced to 200 Hz by means of frequency division circuits 22 and 23 and further to the Lorentz frequency by means of frequency-halving division circuits or binary circuits 24—27, so that a rectangular fundamental wave which is supplied to line 28. As the loran periods are divided into three types, namely an H group of approx. 30 ms, an L group of approx. 40 ms and an S group of approx. 50 ms, it is necessary to effect these switchovers in the correct way. For this purpose, the switching circuit 29 serves, which switches the connection and return state between the frequency division circuits 24-26. As shown in fig. 8, the switching circuit 29 has three contact points H, L and S and is provided with the interconnected switch members 30 and 31. The output side of the frequency division circuit 26 is connected back to the input side of the frequency division circuit 25 and is simultaneously connected to the movable arm 30a of the switch 30 The contact points H and S of the switch 30 are connected to the input side of the frequency division circuit 24. The output side of the frequency division circuit 25 is connected to the contact point S of the switch 31. The movable arm 31a of the switch 31 is connected to the input side of the frequency division circuit 26.

Det skal nu antas at de bevegelige armer 30a og 31a hos bryterne henholdsvis 30 og 31 står på de respektive kontaktpunkter H. Da blir en rektangulær bølge, som vist på fig. 9a, med en periode av 5 ms frekvensdividert ved hjelp av f rekvensdivisj onskretsene 24, 26 og 27. Men da den stigende flanke 32 (fig. 9c) av den rektangulære utgangsbølge fra f rekvensdivisj onskretsen 26 blir tilbakekoblet til frekvensdivisj onskretsen 24, blir utgangsbølgefor-mene fra f rekvensdivisj onskretsene 24, 26 og 27 som vist på henholdsvis fig. 9b, c og d, og en rektangulær grunnbølge med en periode av 30 ms som vist på fig. 9d blir til-ført utgangsledningen 28. It shall now be assumed that the movable arms 30a and 31a of the switches 30 and 31 respectively stand on the respective contact points H. Then a rectangular wave, as shown in fig. 9a, with a period of 5 ms frequency divided by means of the frequency division circuits 24, 26 and 27. But when the rising edge 32 (Fig. 9c) of the rectangular output wave from the frequency division circuit 26 is fed back to the frequency division circuit 24, the output wave becomes -men from the frequency division circuits 24, 26 and 27 as shown in fig. 9b, c and d, and a rectangular fundamental wave with a period of 30 ms as shown in fig. 9d is supplied to the output line 28.

Der skal så antas at de bevegelige armer 30a og 31a hos bryterne henholdsvis 30 og 31 står på de tilhørende kontaktpunkter L. En rektangulær bølge som er vist på fig. 9a med en periode av 5 ms blir de frekvensdividert ved hjelp av f rekvensdivisj onskretsene 24, 26 og 27, utgangs-bølgef ormene fra disse frekvensdivisj ons-kretser blir som vist på henholdsvis fig. 9e, f og g, og en rektangulær grunnbølge med en periode av 40 ms, som vist på fig. 9g, blir sendt ut på utgangsledningen 28. It shall then be assumed that the movable arms 30a and 31a of the switches 30 and 31 respectively stand on the corresponding contact points L. A rectangular wave which is shown in fig. 9a with a period of 5 ms, they are frequency divided by means of the frequency division circuits 24, 26 and 27, the output waveforms from these frequency division circuits are as shown in fig. 9e, f and g, and a rectangular fundamental wave with a period of 40 ms, as shown in fig. 9g, is sent out on the output line 28.

Sluttelig skal det antas at de bevegelige armer 30a og 31a hos bryterne henholdsvis 30 og 31 står på de respektive kontaktpunkter S. En rektangulær bølge som vist på fig. 9a med en periode av 5 ms blir da underkastet frekvensdivisjon ved hjelp av frekvensdivisjonskretsene 24, 25, 26 og 27. Men da den oppstigende flanke 33 (fig. Finally, it shall be assumed that the movable arms 30a and 31a of the switches 30 and 31 respectively stand on the respective contact points S. A rectangular wave as shown in fig. 9a with a period of 5 ms is then subjected to frequency division by means of the frequency division circuits 24, 25, 26 and 27. But then the rising edge 33 (fig.

9j) av den rektangulære inngangsbølge til frekvensdivisj onskretsen 26 blir tilbakekoblet til frekvensdivisj onskretsen 24 og den nedadgående flanke 34 (fig. 9j) av den rektangulære utgangsbølge fra frekvensdivisj onskretsen 26 blir tilbakekoblet til frekvensdivisj onskretsen 25, blir utgangs-bølgef ormene fra frekvensdivisj onskretsene 24, 25, 26 og 27 som vist på henholdsvis fig. 9h, i, j og k, og en rektangulær grunnbølge som vist på fig. 9k med en periode av 50 ms blir tilført utgangsledningen 28. 9j) of the rectangular input wave to the frequency division circuit 26 is fed back to the frequency division circuit 24 and the falling edge 34 (Fig. 9j) of the rectangular output wave from the frequency division circuit 26 is fed back to the frequency division circuit 25, the output waveforms from the frequency division circuits 24 become , 25, 26 and 27 as shown in fig. 9h, i, j and k, and a rectangular fundamental wave as shown in fig. 9k with a period of 50 ms is applied to the output line 28.

Når perioden for den rektangulære grunnbølge ved hjelp av bryterne 30 og 31 blir omkoblet svarende til loranperioden, undergår utgangsbølgeformen fra frekvensdivisj onskretsen 26 en endring med hensyn til lengden av den forreste halvdel av sin varighet, mens lengden av den bakre halvdel holder seg på en fast verdi av 10 ms, som det fremgår av henholdsvis fig. 9c, f og j, uansett på hvilken periode av den rektangulære grunnbølge der kobles. Føl-gelig vil denne bakre halvdel med en leng-de av 10 ms som nærmere forklart senere bli utnyttet til å frembringe pulstog nr. 2. When the period of the rectangular fundamental wave by means of the switches 30 and 31 is switched corresponding to the Loran period, the output waveform from the frequency division circuit 26 undergoes a change with respect to the length of the front half of its duration, while the length of the rear half remains at a fixed value of 10 ms, as can be seen from fig. 9c, f and j, regardless of which period of the rectangular fundamental wave is connected. Consequently, this rear half with a length of 10 ms, as explained in more detail later, will be used to produce pulse train no. 2.

Som vist på fig. 7 blir utgangssignal som dette fra frekvensdivisj onskretsen 26 tilført portkretsen 35 som styres av den rektangulære grunnbølge på ledningen 28. Fig. 10a viser utgangssignalet fra frekvensdivisj onskretsen 26 og svarer til en hvilken som helst av bølgeformene c, f eller j på fig. 9. Fig. 10b viser den rektangulære grunnbølge som svarer til hvilken som helst av bølgeformene d, g eller k på fig. 9. Blant begynnelsesflankene 36 og 36a av et avsnitt på 10 ms av utgangssignalet på fig. 10a fra frekvensdivisj onskretsen 26 vil følgelig bare de som befinner seg i de positive avsnitt av den rektangulære grunnbølge, som er vist på fig. 10b, på ledningen 28, bli ut-valgt i portkretsen 35 som en puls, som vist ved 37 på fig. 10c. Denne puls blir sammen med høyfrekvensbølgen fra oscillatoren 1 tilført den bi-stabile krets 38. Denne krets 38 omkobles av pulsen 37 og stilles tilbake av den neste ankommende høyfrekvensbølge fra oscillatoren 1. Som følge herav blir der frembragt en rektangulær bølge som vist på fig. 10d. Da den rektangulære grunnbølge i dette tilfelle er oppnådd ved frekvensdivisjon av høyfre-kvenssvingningen fra oscillatoren 1 og dens fase faller nøyaktig sammen med en bølge av denne høyfrekvenssvingning, blir bredden av den korte rektangulære bølge som vist på fig. 10d nøyaktig 10 mikrosekunder, svarende til en periode av den nevnte høy-frekvenssvingning. Den rektangulære grunnbølge på ledningen 28 og høyfre-kvensbølgen fra oscillatoren 1 blir igjen tilført en bi-stabil krets 39. Denne krets 39 omkobles av den negativt-gående flanke 40 av den rektangulære grunnbølge på fig. 10b og stilles tilbake av den etterfølgende ankommende høyfrekvensbølge fra oscillatoren 1. Som resultat fremkommer en kort rektangulær bølge som vist på fig. 10e. Da den rektangulære grunnbølge i dette tilfelle er oppnådd ved frekvensdivisjon av høyfrekvenssvingningen fra oscillatoren 1 og fasen av dens negativtgående del 40 faller sammen med en bølge av den nevnte høyfrekvens, blir bredden av den korte rektangulære bølge på fig. 10e nøyaktig 10 mikrosekunder. Utgangsbølgeformene fra de bi-stabile kretser 38 og 39 tilføres den bi-stabile krets 41. Denne krets 41 omkobles ved hjelp av den nedadgående flanke 42 av den korte rektangulære bølge på fig. 10d og blir så stillet tilbake ved hjelp av den nedadgående flanke 43 av den korte grunnbølge på fig. 10e, hvorved der frembringes en rektangulær bølge som vist på fig. 10f. Ved sammenligning av den rektangulære bølge på fig. 10f med avsnittet på 10 ms på fig. 10a vil det ses at både dens begynnelses- og dens endeflanke er forsinket nøyaktig 10 mikrosekunder, så dens bredde blir nøyaktig 10 ms. As shown in fig. 7, an output signal like this from the frequency division circuit 26 is supplied to the gate circuit 35 which is controlled by the rectangular fundamental wave on the line 28. Fig. 10a shows the output signal from the frequency division circuit 26 and corresponds to any one of the waveforms c, f or j in fig. 9. Fig. 10b shows the rectangular fundamental wave corresponding to any of the waveforms d, g or k of Fig. 9. Between the initial edges 36 and 36a of a section of 10 ms of the output signal of fig. 10a from the frequency division circuit 26 will consequently only those which are in the positive sections of the rectangular fundamental wave, which is shown in fig. 10b, on wire 28, be selected in gate circuit 35 as a pulse, as shown at 37 in fig. 10c. This pulse, together with the high-frequency wave from the oscillator 1, is supplied to the bi-stable circuit 38. This circuit 38 is switched by the pulse 37 and reset by the next arriving high-frequency wave from the oscillator 1. As a result, a rectangular wave is produced as shown in fig. 10d. As the rectangular fundamental wave in this case has been obtained by frequency division of the high-frequency oscillation from the oscillator 1 and its phase exactly coincides with a wave of this high-frequency oscillation, the width of the short rectangular wave as shown in fig. 10d exactly 10 microseconds, corresponding to one period of the aforementioned high-frequency oscillation. The rectangular basic wave on the wire 28 and the high-frequency wave from the oscillator 1 are again supplied to a bi-stable circuit 39. This circuit 39 is switched by the negative-going flank 40 of the rectangular basic wave in fig. 10b and is set back by the subsequently arriving high-frequency wave from the oscillator 1. As a result, a short rectangular wave appears as shown in fig. 10th As the rectangular fundamental wave in this case is obtained by frequency division of the high-frequency oscillation from the oscillator 1 and the phase of its negative-going part 40 coincides with a wave of the aforementioned high frequency, the width of the short rectangular wave in fig. 10th exactly 10 microseconds. The output waveforms from the bi-stable circuits 38 and 39 are supplied to the bi-stable circuit 41. This circuit 41 is switched by means of the downward edge 42 of the short rectangular wave in fig. 10d and is then set back by means of the downward flank 43 of the short fundamental wave in fig. 10e, whereby a rectangular wave is produced as shown in fig. 10 f. When comparing the rectangular wave in fig. 10f with the section of 10 ms in fig. 10a, it will be seen that both its leading edge and its trailing edge are delayed exactly 10 microseconds, so its width is exactly 10 ms.

Denne rektangulære bølge med en bredde av 10 ms blir tilført portkretsen 44 og styrer fremslipningen av høyfrekvens-bølgen fra oscillatoren 1 ved denne portkrets. Som følge herav blir 1000 høyfre-kvenspulser tilført tellekretsen 45. Den verdi som telles under stillstandsperioden av tellekretsen 45, blir indikert av indikatorkretsen 46. Utgangssignalet (fig. 6e) fra tellekretsen 45 blir tilført portkretsen 47. This rectangular wave with a width of 10 ms is supplied to the gate circuit 44 and controls the grinding of the high-frequency wave from the oscillator 1 by this gate circuit. As a result, 1000 high-frequency pulses are supplied to the counter circuit 45. The value counted during the standstill period by the counter circuit 45 is indicated by the indicator circuit 46. The output signal (Fig. 6e) from the counter circuit 45 is supplied to the gate circuit 47.

Fig. 11 viser den elektriske kobling av tellekretsen 45 og indikatorkretsen 46 under anvendelse av trekoblingsrør 48, 49 og 50 av «6700»-katodestråletypen og tre indikator-utladningsrør 51, 52 og 53. Ved anvendelse av den foreliggende oppfinnelse blir nr. «0»-elektroden (No. «0»target) 48a i strålekoblingsrøret 48 tilsluttet nr. «0»-elektroden 51a i indikatorutladningsrøret 51, og nr. «1»—«9» elektrodene henholdsvis 48b, 48c 48j er tilsluttet nr. «9»—«1» elektrodene 51j, 51i 51c, 51b i utlad-ningsrøret. De øvrige katodestrålekoblings-rør 49 og 50 er tilkoblet indikatorutlad-ningsrørene henholdsvis 52 og 53 på tilsvarende måte. Fig. 11 shows the electrical connection of the counter circuit 45 and the indicator circuit 46 using three junction tubes 48, 49 and 50 of the "6700" cathode ray type and three indicator discharge tubes 51, 52 and 53. In applying the present invention, No. "0 » electrode (No. «0»target) 48a in the beam coupling tube 48 connected to No. «0» electrode 51a in the indicator discharge tube 51, and No. «1»-«9» electrodes respectively 48b, 48c 48j are connected to No. «9 »—«1» the electrodes 51j, 51i 51c, 51b in the discharge tube. The other cathode ray coupling tubes 49 and 50 are connected to the indicator discharge tubes 52 and 53 respectively in a corresponding manner.

Den ovennevnte høyfrekvensbølge med frekvens 100 khz som har passert portkretsen 44, bringes til å passere den bi-stabile krets 54 og blir skiftevis tilført gitteret 55 med like nummer og gitteret 56 med ulike nummer i strålekoblingsrøret 48. Som følge herav skifter utladningene ved treffpunktene i røret 48 i rekkefølgen 48a, 48b, 48c...48j. Og når utladningen ved strålekoblingsrøret 48 skifter fra treffpunkt 48a til treffpunkt 48b, blir dens puls til-ført den bi-stabile krets 58 over koblingskondensatoren 57. Utgangsimpulsene fra den bi-stabile krets 58 blir så skiftevis til-ført gitteret 59 med like nummer og gitteret 60 med ulike nummer i strålekoblings-røret 49. Strålekoblingsrøret 49 virker på samme måte som røret 48. Når utladningen skifter fra treffpunkt 49a til 49b, blir en puls tilført den bi-stabile krets 62 over koblingskondensatoren 61, og utgangspulsen fra den bi-stabile krets 62 blir så igjen tilført gitteret 63 med like nummer og gitteret 64 med ulike nummer skiftevis. Strå-lekoblingsrøret 50 virker på samme måte som rørene 48 og 49. Når utladningen skifter fra treffpunkt 50a til 50b, blir pulsen The above-mentioned high-frequency wave of frequency 100 kHz which has passed the gate circuit 44 is made to pass the bi-stable circuit 54 and is alternately supplied to the grid 55 with the same number and the grid 56 with different numbers in the beam coupling tube 48. As a result, the discharges at the impact points in the tube 48 in the order 48a, 48b, 48c...48j. And when the discharge at the beam coupling tube 48 changes from impact point 48a to impact point 48b, its pulse is fed to the bi-stable circuit 58 across the coupling capacitor 57. The output impulses from the bi-stable circuit 58 are then alternately fed to the grid 59 with equal numbers and the grid 60 with different numbers in the beam coupling tube 49. The beam coupling tube 49 works in the same way as the tube 48. When the discharge changes from the impact point 49a to 49b, a pulse is supplied to the bi-stable circuit 62 across the coupling capacitor 61, and the output pulse from the bi- stable circuit 62 is then again supplied to grid 63 with the same number and grid 64 with different numbers alternately. The beam coupling tube 50 works in the same way as tubes 48 and 49. When the discharge changes from impact point 50a to 50b, the pulse becomes

tilført portkretsen 47 via ledningen 65. supplied to gate circuit 47 via line 65.

Denne puls tilsvarer den som er vist på fig. 6e. This pulse corresponds to the one shown in fig. 6th.

På den annen side blir fasen av høy-frekvensbølgen med frekvens 100 khz fra oscillatoren 1 innstillet ved hjelp av den variable faseforskyver 66 innenfor et område av 10 mikrosekunder, svarende til en periode av svingningen, og blir tilført portkretsen 47. Denne krets utløses av en puls som vist på fig. 6e, sendt over ledningen 65, og åpner porten i ca. 10 mikrosekunder. I løpet av denne tid blir bare en enkelt periode av den høyfrekvens som er sendt fra den variable faseforskyver 66, sluppet igjennom som pulstog nr. 2, som vist på fig. 6g. Den bølge som er vist på fig. 10g, er den samme som den på fig. 6g. On the other hand, the phase of the high-frequency wave of frequency 100 kHz from the oscillator 1 is set by means of the variable phase shifter 66 within a range of 10 microseconds, corresponding to one period of the oscillation, and is supplied to the gate circuit 47. This circuit is triggered by a pulse as shown in fig. 6e, sent over wire 65, and opens the gate for approx. 10 microseconds. During this time, only a single period of the high frequency transmitted from the variable phase shifter 66 is passed through as pulse train No. 2, as shown in FIG. 6g. The wave shown in fig. 10g, is the same as that in fig. 6g.

Fig. 12 viser koblingen av den variable faseforskyver 66 og portkretsen 47. Høy-frekvensbølgen fra oscillatoren 1 tilføres basis på transistoren 68 via koblingskondensatoren 67. Det forsterkede utgangssignal fra transistoren opptrer over en reso-nanskrets bestående av spolen 69 på kol-lektorsiden samt kondensatoren 70 og om-formes til en trefaset vekselstrøm ved hjelp av et nettverk bestående av spolene 71 og 72 og kondensatorene 73, 74 og 75, Fig. 12 shows the connection of the variable phase shifter 66 and the gate circuit 47. The high-frequency wave from the oscillator 1 is supplied to the base of the transistor 68 via the coupling capacitor 67. The amplified output signal from the transistor acts over a resonant circuit consisting of the coil 69 on the collector side and the capacitor 70 and is transformed into a three-phase alternating current by means of a network consisting of the coils 71 and 72 and the capacitors 73, 74 and 75,

hvorfra den tilføres primærviklingen 66a hos den variable faseforskyver 66. Den faseforskjøvne høyfrekvensbølge som opptrer på sekundærviklingen hos den variable faseforskyver 66, blir forsterket av transistoren 77 via koblingskondensatoren 76 og tilført basis på transistoren 80 via koblingskondensatoren 78 og en likeretter 79. Transistoren 80 danner sammen med tran- from where it is supplied to the primary winding 66a of the variable phase shifter 66. The phase-shifted high-frequency wave that appears on the secondary winding of the variable phase shifter 66 is amplified by the transistor 77 via the coupling capacitor 76 and supplied to the base of the transistor 80 via the coupling capacitor 78 and a rectifier 79. The transistor 80 forms together with trans-

sistoren 81 en «one-shot» multivibrator-krets som skål kobles ved hjelp av en puls som fra tellekretsen 45 tilføres basis på transistoren 81 over ledningen 65, koblingskondensatoren 82 og likeretteren 83, og skal stilles tilbake efter ca. 10 mikrosekunder. Tilbakestillingstlden innstilles ved påvirkning av den variable kondensator 84, som er koblet til basis på transistoren 80 og til kollekteren på transistoren 81. Som følge herav blir bare en enkelt periode av den høyfrekvenssvingning som er ankom-met under koblingstiden for den nevnte «one-shot» multivibrator, sendt ut som pulstog nr. 2, som vist på fig. 6g eller fig. 10g, fra kollektoren på transistoren 81 til ledningen 85. sistor 81 a "one-shot" multivibrator circuit which is switched by means of a pulse which from the counting circuit 45 is supplied to the base of the transistor 81 via the line 65, the coupling capacitor 82 and the rectifier 83, and must be reset after approx. 10 microseconds. The reset time is set by the influence of the variable capacitor 84, which is connected to the base of the transistor 80 and to the collector of the transistor 81. As a result, only a single period of the high-frequency oscillation that has arrived during the switching time of the aforementioned "one-shot" » multivibrator, sent out as pulse train no. 2, as shown in fig. 6g or fig. 10g, from the collector of transistor 81 to wire 85.

Den rektangulære bølge, som vist på fig. 10a, fra frekvensdivisjonskretsen 26 tilføres portkretsen 86, som styres av en rektangulær grunnbølge av motsatt polari-tet, som vist på fig. 10b', på utgangsledningen 28. Av de fallende flanker 36 og 36a av bølgen på fig. 10a blir bare flanken 36a, som faller i det positive avsnitt av bølgen på fig. 10b', valgt som puls, som vist på fig. 10h. På den annen side får pulstog nr. 2, som vist på fig. 10g, på ledningen 85 en samlet forsinkelse av ca. 30 mikrosekunder på grunn av en forsinkelse på nøyaktig 10 mikrosekunder av bølgen på fig. 10f som styrer portkretsen 44, en avvikelse på nøy-aktig 10 mikrosekunder mellom den tellede verdi og den indikerte verdi på tellekretsen 45, og en viss forsinkelse i tellekretsens arbeide. For å stille inn avstanden mellom pulstog nr. 2 på fig. 10g og pulstoget på fig. 10h gir man derfor utgangspulsen ifølge fig. 10h fra portkretsen 86 en forsinkelse på 30 mikrosekunder, som vist på fig. 10i, ved hjelp av forsinkelseskretsen 87, hvorved pulstog nr. 1 frembringes. Dette blir så sammen med pulstog nr. 2 tilført den sok-keldannende krets 88, og denne utløses, hvorved der frembringes A- og B-sokkel-bølgeformer 89 og 90 som vist på fig 10j. The rectangular wave, as shown in fig. 10a, from the frequency division circuit 26 is supplied to the gate circuit 86, which is controlled by a rectangular fundamental wave of the opposite polarity, as shown in fig. 10b', on the output line 28. Of the falling flanks 36 and 36a of the wave in fig. 10a becomes only the flank 36a, which falls in the positive section of the wave in fig. 10b', selected as a pulse, as shown in fig. 10h. On the other hand, pulse train no. 2, as shown in fig. 10g, on line 85 a total delay of approx. 30 microseconds due to a delay of exactly 10 microseconds of the wave in FIG. 10f which controls the gate circuit 44, a deviation of exactly 10 microseconds between the counted value and the indicated value on the counter circuit 45, and a certain delay in the operation of the counter circuit. To set the distance between pulse train no. 2 in fig. 10g and the pulse train in fig. 10h the output pulse according to fig. 10h from gate circuit 86 a delay of 30 microseconds, as shown in fig. 10i, by means of the delay circuit 87, whereby pulse train No. 1 is produced. This, together with pulse train no. 2, is supplied to the base-forming circuit 88, and this is triggered, whereby A and B base waveforms 89 and 90 are produced as shown in Fig. 10j.

A- og B-loranpulsene 92 og 93 som er vist på fig. 10k, og som mottas av radiomottageren 91, utgangssignalet fra frekvensdivisjonskretsen 26, som vist på fig. 10a, den rektangulære grunnbølge som er vist på fig. 10b', og hver av sokkelbølgeformene 89 og 90 blir tilført katodestrålerørindika-toren 94. Som resultat fremkommer et billede f. eks. som det der er vist på fig. 13, på katodestrålerørets skjerm 95. På denne måte kan man få frem f aseforskj ellen mellom A- og B-loranpulsene ved hjelp av den verdi som indikeres på indikatorkretsen 46 på det tidspunkt da hver loranpuls faller sammen med posisjonen 100 mikrosekunder bak begynnelsespunktet for hver sok-kelbølgeform, som vist på fig. 10j, sammen med den indikerte verdi av dreiningsvin-kelen for den variable faseforskyver 66. The A and B loran pulses 92 and 93 which are shown in fig. 10k, and which is received by the radio receiver 91, the output signal from the frequency division circuit 26, as shown in fig. 10a, the rectangular fundamental wave shown in FIG. 10b', and each of the pedestal waveforms 89 and 90 is applied to the cathode ray tube indicator 94. As a result, an image appears e.g. as shown in fig. 13, on the cathode ray tube screen 95. In this way, the phase difference between the A and B Loran pulses can be obtained by means of the value indicated on the indicator circuit 46 at the time when each Loran pulse coincides with the position 100 microseconds behind the starting point of each pedestal waveform, as shown in fig. 10j, together with the indicated value of the angle of rotation of the variable phase shifter 66.

Denne synkronisering av hver sokkel-bølgeform med hver loranpuls utføres på følgende måte: Pulstog nr. 1, som er utgangssignalet fra forsinkelseskretsen 87, blir forsinket nøyaktig 100 mikrosekunder ved hjelp av forsinkelseskretsen 96 og blir sammen med den loranpuls som sendes fra radiomottageren 91, tilført anti-koinsidens-kretsen 97. Denne krets frembringer ikke noe utgangssignal når utgangssignalet fra forsinkelseskretsen 96 og A-loranpulsen 92 ankommer samtidig. Men når utgangssignalet fra forsinkelseskretsen 96 ankommer adskilt fra A-loranpulsen, vil den føre denne til styrekretsen 98, og denne krets for-sterker så signalet og sender det til den bevegelige kontakt hos bryteren 99. Bryteren 99 har to faste kontaktpunkter 99a og 99b, og når den bevegelige kontakt berører kontaktpunktet 99a, vil styresignalet slutte portkretsen 100 og avskjære bare én puls av det pulstog som sendes fra frekvensdivisjonskretsen 22 til frekvensdivisjonskretsen 23. Følgelig blir perioden av puls-tog nr. 1 forlenget med en periode av den avskårne puls. A-sokkelpulsen 89 vil da stanse på katodestrålerørets indikatorskjerm 95, og A-loranpulsen 92 blir istand til å bevege seg fra høyre mot venstre. Når loranpulsen 92 og sokkelpulsen 89 blir synkronisert som beskrevet ovenfor, stanser loranpulsens bevegelse. Videre blir styresignalet, når den bevegelige kontakt på bryteren 99 berører kontaktpunktet 99b, blandet med det pulstog som sendes fra frekvensdivisjonskretsen 22 og tilføres frekvensdivisjonskretsen 23, og perioden av pulstog nr. 1 blir avkortet med én periode av utgangsbølgen fra frekvensdivisjonskretsen 22. Når A-sokkelpulsen 89 stanser på katodestrålerørets indikatorskjerm 95 og A-loranpulsen 92 er i en tilstand av bevegelse fra venstre mot høyre, og når samtidig loranpulsen 92 og sokkelpulsen 89 synkroniseres på den ovenfor be-skrevne måte, vil bevegelsen av loranpulsen stanse. This synchronization of each pedestal waveform with each loran pulse is performed as follows: Pulse train No. 1, which is the output signal from the delay circuit 87, is delayed exactly 100 microseconds by the delay circuit 96 and, together with the loran pulse sent from the radio receiver 91, is applied the anti-coincidence circuit 97. This circuit produces no output signal when the output signal from the delay circuit 96 and the A-loran pulse 92 arrive simultaneously. But when the output signal from the delay circuit 96 arrives separately from the A-loran pulse, it will lead this to the control circuit 98, and this circuit then amplifies the signal and sends it to the movable contact of the switch 99. The switch 99 has two fixed contact points 99a and 99b, and when the movable contact touches the contact point 99a, the control signal will close the gate circuit 100 and cut off only one pulse of the pulse train sent from the frequency division circuit 22 to the frequency division circuit 23. Accordingly, the period of pulse train No. 1 is extended by one period of the cut off pulse. The A base pulse 89 will then stop on the cathode ray tube's indicator screen 95, and the A loran pulse 92 will be able to move from right to left. When the loran pulse 92 and the base pulse 89 are synchronized as described above, the movement of the loran pulse stops. Furthermore, when the movable contact of the switch 99 touches the contact point 99b, the control signal is mixed with the pulse train sent from the frequency division circuit 22 and supplied to the frequency division circuit 23, and the period of pulse train No. 1 is truncated by one period of the output wave from the frequency division circuit 22. When A- the base pulse 89 stops on the cathode ray tube's indicator screen 95 and the A loran pulse 92 is in a state of movement from left to right, and when at the same time the loran pulse 92 and the base pulse 89 are synchronized in the manner described above, the movement of the loran pulse will stop.

Likeledes blir pulstog nr. 2, som vist på fig. 10g, på ledningen 85 forsinket med nøyaktig 100 mikrosekunder ved hjelp av forsinkelseskretsen 101 og sammen med B-loranpulsen 93 tilført anti-koinsidens-kretsen 102. Denne krets frembringer ikke noe utgangssignal når utgangssignalet fra forsinkelseskretsen 101 og B-loranpulsen 93 ankommer samtidig. Men når utgangssignalet fra forsinkelseskretsen 101 ankommer adskilt fra B-loranpulsen 93, lar den denne passere til koblingskretsen 103 (fig. 101). Likewise, pulse train no. 2, as shown in fig. 10g, on wire 85 delayed by exactly 100 microseconds by the delay circuit 101 and together with the B loran pulse 93 supplied to the anti-coincidence circuit 102. This circuit produces no output signal when the output signal from the delay circuit 101 and the B loran pulse 93 arrive simultaneously. But when the output signal from the delay circuit 101 arrives separately from the B-loran pulse 93, it allows this to pass to the switching circuit 103 (Fig. 101).

Som vist på fig. 14 har koblingskretser; 103 to sammenkoblede brytere 104 og 105 hver med en bevegelig arm og tre faste kontaktpunkter a, b og c. Utgangssignalet fra antikoinsidenskretsen 102 tilføres kontaktpunkt c på bryteren 104 og kontaktpunkt a på bryteren 105. Den bevegelige arm hos bryteren 104 er tillike med utgangssiden av den bi-stabile krets 39 tilsluttet inngangssiden av den bi-stabile krets 106. Utgangssignalene fra de bi-stabile kretser 39 og 106 settes sammen via likeretterne 107 og 108 og blir så tilført den bi-stabile krets 41. Den bevegelige arm hos bryteren 105 tillike med utgangssiden av den bi-stabile krets 38 er tilsluttet inngangssiden av den bi-stabile krets 109. Utgangssignalene fra de bi-stabile kretser 38 og 109 settes sammen via likeretterne 110 og 111 og blir så tilført inngangssiden av den bi-stabile krets 41. As shown in fig. 14 has switching circuits; 103 two interconnected switches 104 and 105 each with a movable arm and three fixed contact points a, b and c. The output signal from the anticoincidence circuit 102 is supplied to contact point c on the switch 104 and contact point a on the switch 105. The movable arm of the switch 104 is also with the output side of the bi-stable circuit 39 connected to the input side of the bi-stable circuit 106. The output signals from the bi-stable circuits 39 and 106 are put together via the rectifiers 107 and 108 and are then supplied to the bi-stable circuit 41. The movable arm of the switch 105 together with the output side of the bi-stable circuit 38 is connected to the input side of the bi-stable circuit 109. The output signals from the bi-stable circuits 38 and 109 are put together via the rectifiers 110 and 111 and are then supplied to the input side of the bi-stable circuit 41 .

Det skal nu antas at B-sokkelpulsen 90 ikke er i synkronisme som vist på fig. 13, med B-loranpulsen 93, og at koblingsarme-ne hos bryterne 104 og 105 stilles på kontaktpunktene a. Da blir den bi-stabile krets 109 koblet ved hjelp av den puls som er vist på fig. 101, og som tilføres fra anti-koinsi-denskretsen 102 over bryteren 105. Derefter blir den stillet tilbake av den stigende flanke 112 av den korte rektangulære utgangs-bølge (fig. 10d) fra den bi-stabile krets 38, hvorved der frembringes en rektangulær bølge som vist på fig. 10m. Den bi-stabile krets 441 kobles ved hjelp av den fallende flanke 113 av den nevnte rektangulære bølge. Den blir ikke utsatt for innvirkning av den etterfølgende ankommende fallende flanke 42 av den korte rektangulære ut-gangsbølge fra den bi-stabile krets 38. Men den blir stillet tilbake av den fallende flanke 43 av den korte utgangsbølge fra den bi-stabile krets 39. Følgelig blir der frembragt en rektangulær bølge som vist på fig. 10n, som fortsetter i nøyaktig 100ID mikrosekunder. Portkretsen 44 er underkastet styring fra den nevnte rektangulære bølge. It shall now be assumed that the B-base pulse 90 is not in synchronism as shown in fig. 13, with the B-loran pulse 93, and that the switching arms of the switches 104 and 105 are set to the contact points a. Then the bi-stable circuit 109 is switched by means of the pulse shown in fig. 101, and which is supplied from the anti-coincidence circuit 102 across the switch 105. It is then reset by the rising edge 112 of the short rectangular output wave (fig. 10d) from the bi-stable circuit 38, whereby a rectangular wave as shown in fig. 10 m. The bi-stable circuit 441 is connected by means of the falling edge 113 of the aforementioned rectangular wave. It is not affected by the subsequently arriving falling edge 42 of the short rectangular output wave from the bi-stable circuit 38. But it is set back by the falling edge 43 of the short output wave from the bi-stable circuit 39. Consequently, a rectangular wave is produced as shown in fig. 10n, which continues for exactly 100ID microseconds. Gate circuit 44 is subject to control from the aforementioned rectangular wave.

Portkretsen 44 dannes av en transistor 114. Den rektangulære bølge, fig. 10 n, og høyfrekvensbølgen med frekvens 100 khz fra oscilaltoren 1 tilføres denne transistors basis. Følgelig vil 1001 pulser av høyfre-kvensbølgen med 100 khz opptre på dens kollektor i løpet av det tidsrom da den ovennevnte rektangulære bølge fortsetter. Når tellekretsen 45 har tellet 1001 pulser, blir den verdi som indikeres på indikatoren 46, minsket med 1 i forhold til hva den var før tellingen begynte. Følgelig vil posisjonen av utgangspulsen fra tellekretsen 45 The gate circuit 44 is formed by a transistor 114. The rectangular wave, fig. 10 n, and the high-frequency wave with a frequency of 100 kHz from the oscillator 1 is supplied to the base of this transistor. Accordingly, 1001 pulses of the 100 kHz high frequency wave will appear on its collector during the time period when the above rectangular wave continues. When the counting circuit 45 has counted 1001 pulses, the value indicated on the indicator 46 is reduced by 1 compared to what it was before the counting began. Accordingly, the position of the output pulse from the counter circuit 45

(fig. 10g) bli flyttet frem 10 mikrosekunder (fig. 10g) be moved forward 10 microseconds

for hvert télle-tidsrom, og B-sokkelpulsen 90 vil bevege seg fra høyre til venstre på katodestrålerørets indikator skjerm 95. for each counting period, and the B-socket pulse 90 will move from right to left on the CRT indicator screen 95.

Det skal nu antas at bryterne 104 og 105 omstilles til kontaktpunktene c på et tidspunkt da B-sokkelpulsen ikke er i synkronisme med B-loranpulsen 93. Da vil den bi-stabile krets 106 bli koblet av en puls It shall now be assumed that the switches 104 and 105 are reset to the contact points c at a time when the B-base pulse is not in synchronism with the B-loran pulse 93. Then the bi-stable circuit 106 will be switched by a pulse

(fig. 101) som tilføres fra anti-koinsidens-kretsen 102 over bryteren 104, og blir derefter tilbakestillet av den stigende flanke 115 av den korte rektangulære utgangs-bølge (fig. 10e) fra den bi-stabile krets 39, hvorved der frembringes en rektangulær bølge som vist på fig. 10o. Den bi-stabile krets 41 kobles ved hjelp av den fallende flanke 42 av den rektangulære ut-gangsbølge fra den bistabile krets 38 og tilbakestilles ved hjelp av den fallende flanke 116 av den rektangulære utgangsbølge fra den nevnte bi-stabile krets 106. Da den ikke blir influert av den efterfølgende ankommende fallende flanke 43 av den korte utgangsbølge fra den bi-stabile krets 39, vil der bli frembragt en rektangulær bølge, som er vist på fig. 10p, og som fortsetter i nøyaktig 9990 mikrosekunder, og portkretsen 44 styres av denne rektangulære bølge. Følgelig blir 999 høyfrekvenspulser tilført tellekretsen 45 og tellingen påvirket tilsvarende. Således blir den indikerte verdi på indikatorkretsen 44 minsket med 1 fra hva den var før tellingen begynte. Som følge herav blir posisjonen av utgangspulsen (fig. 10g) fra tellekretsen 45 flyttet tilbake 10 mikrosekunder for hvert telletids-rom, og B-sokkelpulsen 90 beveger seg fra venstre mot høyre på katodestrålerørets indikatorskjerm 95. (Fig. 101) which is supplied from the anti-coincidence circuit 102 across the switch 104, and is then reset by the rising edge 115 of the short rectangular output wave (Fig. 10e) from the bi-stable circuit 39, thereby producing a rectangular wave as shown in fig. 10o. The bi-stable circuit 41 is switched by means of the falling edge 42 of the rectangular output wave from the bistable circuit 38 and is reset by means of the falling edge 116 of the rectangular output wave from the said bi-stable circuit 106. Since it does not is influenced by the subsequent falling edge 43 of the short output wave from the bi-stable circuit 39, a rectangular wave will be produced, which is shown in fig. 10p, and which continues for exactly 9990 microseconds, and the gate circuit 44 is controlled by this rectangular wave. Accordingly, 999 high-frequency pulses are supplied to the counting circuit 45 and the counting is affected accordingly. Thus, the indicated value on the indicator circuit 44 is reduced by 1 from what it was before the counting began. As a result, the position of the output pulse (Fig. 10g) from the counting circuit 45 is moved back 10 microseconds for each counting time space, and the B-socket pulse 90 moves from left to right on the cathode ray tube's indicator screen 95.

Denne bevegelse av B-sokkelpulsen på katodestrålerørets skjerm skal utføres i retning henimot B-loranpulsen. For valg av denne bevegelsesretning blir bryterne 104 og 105 sluttet enten ved kontaktpunkt a eller ved kontaktpunkt c. This movement of the B-socket pulse on the screen of the cathode ray tube must be carried out in the direction of the B-loran pulse. To select this direction of movement, switches 104 and 105 are closed either at contact point a or at contact point c.

Som resultat av den ovennevnte bevegelse av B-sokkelpulsen vil anti-koinsidens-kretsen 102, når denne puls er nesten synkronisert med B-loranpulsen i en gjensidig stilling som vist på fig. 13, ikke frembringe noe utgangssignal, så den bi-stabile krets 106 resp. 109 opphører å virke. Følgelig blir utgangssignalet fra den bi-stabile krets 41 en rektangulær bølge med en bredde av As a result of the above movement of the B-socket pulse, the anti-coincidence circuit 102, when this pulse is almost synchronized with the B-loran pulse in a reciprocal position as shown in fig. 13, do not produce any output signal, so the bi-stable circuit 106 resp. 109 ceases to be effective. Consequently, the output signal from the bi-stable circuit 41 becomes a rectangular wave with a width of

10 ms, som vist på fig. 10f, og tellekretsen 10 ms, as shown in fig. 10f, and the counter circuit

45 vil hver gang telle 10000 pulser. Den in- 45 will each time count 10,000 pulses. The in-

dikerte verdi på indikatorkretsen 46 vil derfor ikke forandre seg hver gang, og B-sokkelpulsen vil stanse i en tilstand av tilnærmelsesvis synkronisme med B-loran- measured value on the indicator circuit 46 will therefore not change each time, and the B-socket pulse will stop in a state of approximate synchronism with the B-loran-

pulsen. Når B-sokkelpulsen på denne måte kommer i en tilstand av vedvarende syn- the pulse. When the B-socket pulse in this way enters a state of sustained syn-

kronisme, vender bryterne 104 og 105 til- cronyism, switches 104 and 105 turn to-

bake til kontaktpunkt b. bake to contact point b.

Det skal nu antas at B-sokkelpulsen er tilnærmelsesvis synkronisert med B-loran- It must now be assumed that the B-socket pulse is approximately synchronized with the B-loran-

pulsen som beskrevet. Man holder nu begge i stilling i forstørret form på katodestråle- the pulse as described. Both are now held in position in enlarged form on the cathode ray tube.

rørets indikatorskjerm, varierer den vari- the tube's indicator screen, it varies

able faseforskyver 66 ved å dreie knappen 117 på fig. 14 og bringer derved B-sokkel- able phase shifter 66 by turning the knob 117 in fig. 14 and thereby brings B-sockel-

pulsen i nøyaktig synkronisme med B-loranpulsen. Man avleser f aseforskj ellen mellom A- og B-loranpuls fra indikasjonen på indikatorkretsen 46 og en indikasjon som tilsvarer viseren 120 på skalaen 119, the pulse in exact synchronism with the B loran pulse. The phase difference between A and B loran pulses is read from the indication on the indicator circuit 46 and an indication corresponding to the pointer 120 on the scale 119,

som er anordnet på den dreibare aksel 118 which is arranged on the rotatable shaft 118

hos den variable faseforskyver. with the variable phase shifter.

Det skal nu antas at knappen 117 dreies It shall now be assumed that the button 117 is turned

i retningen for pilen 121. Den numeriske verdi viseren angir på skalaen 119, vil da avta gradvis, og overensstemmende hermed vil faseforskyvningen i den variable fase- in the direction of the arrow 121. The numerical value indicated by the pointer on the scale 119 will then decrease gradually, and correspondingly the phase shift in the variable phase

forskyver 66 avta gradvis, og sokkelen på katodestrålerørets indikatorskjerm vil be- offsets 66 gradually decrease, and the base of the cathode ray tube indicator screen will

vege seg litt efter litt mot høyre. Når så move little by little to the right. When then

verdien på skalaen 119 kommer under null, the value on the scale 119 comes below zero,

vil et fremspring 122a av en kam 122 på ak- will a projection 122a of a cam 122 on ac-

selen 118 skyve armen på bryteren 123 mot høyre til det faste kontaktpunkt a. Som følge herav vil kondensatoren 125, som har vært ladet opp gjennom motstanden 124, the harness 118 pushes the arm of the switch 123 to the right to the fixed contact point a. As a result, the capacitor 125, which has been charged up through the resistor 124,

utlade seg gjennom bryteren 123, og den puls (fig. 10q) som frembringes på dette tidspunkt, vil nå den bi-stabile krets 109 discharge through the switch 123, and the pulse (Fig. 10q) produced at this time will reach the bi-stable circuit 109

over likeretteren 126 og bryteren 105 og koble den. Den bi-stabile krets 109 stilles tilbake ved hjelp av den stigende flanke 112 across the rectifier 126 and the switch 105 and connect it. The bi-stable circuit 109 is reset by the rising edge 112

av den korte rektangulære bølge (fig. 10d) of the short rectangular wave (Fig. 10d)

som utsendes av den bi-stabile krets 38, which is emitted by the bi-stable circuit 38,

hvorved der blir frembragt en rektangulær bølge som vist på fig. 10r. Den bi-stabile krets 41 kobles ved hjelp av den fallende flanke 127 av den nevnte rektangulære bølge og tilbakestilles av den fallende flan- whereby a rectangular wave is produced as shown in fig. 10 years The bi-stable circuit 41 is switched by means of the falling edge 127 of the mentioned rectangular wave and is reset by the falling edge

ke 43 av den korte rektangulære utgangs- ke 43 of the short rectangular output

bølge fra den bistabile krets 39. Portkret- wave from the bistable circuit 39. Gate circuit-

sen 44 blir derfor åpnet for et tidsrom av 10010 mikrosekunder, som vist på fig. 10n. gate 44 is therefore opened for a period of 10010 microseconds, as shown in fig. 10 p.m.

Følgelig blir 1001 høyfrekvenspulser tilført tellekretsen 45 og tilsvarende telling ut- Accordingly, 1001 high-frequency pulses are supplied to the counting circuit 45 and corresponding counting

ført, så den indikerte verdi på indikator- led, then the indicated value on the indicator

kretsen 46 avtar med 1. Derved kan indikatorkretsen 46, selv om faseforskyvningen av the circuit 46 decreases by 1. Thereby the indicator circuit 46 can, even if the phase shift of

den variable faseforskyver endres til under null, alltid angi en riktig verdi. the variable phase shifter changes to below zero, always enter a correct value.

Når knappen 117 dreies i retning mot- When the button 117 is turned in the opposite direction

satt av pilen 121, vil den indikerte verdi på set by the arrow 121, the indicated value will on

skalaen 119 gradvis tilta, og som følge her- the scale 119 gradually increased, and as a result

av vil faseforskyvningen i den variable faseforskyver gradvis tilta og B-sokkelpul- off, the phase shift in the variable phase shifter will gradually increase and B-socket pulse

sen bevege seg fra venstre mot høyre på katodestrålerørets fluorescerende skjerm. then move from left to right on the cathode ray tube's fluorescent screen.

Og når den indikerte verdi på skalaen 119 And when the indicated value on the scale 119

stiger over «10», vil fremspringet 122a på rises above "10", the projection 122a will on

kammen 122 skyve armen på bryteren 123 cam 122 push the arm of the switch 123

mot venstre til kontaktpunkt b. Derved blir kondensatoren 129, som' ble ladet opp gjen- to the left to contact point b. Thereby the capacitor 129, which was charged up again

nom motstanden 128, utladet. Den puls (fig. nom the resistor 128, discharged. The pulse (Fig.

10q) som frembringes ved utladningen, 10q) which is produced by the discharge,

kobler den bi-stabile krets 106 via likeret- connects the bi-stable circuit 106 via the lik-

teren 130 og bryteren 104, og denne bi- ter 130 and the switch 104, and this bi-

stabile krets blir så igjen tilbakestillet ved hjelp av den stigende flanke 115 av en kort rektangulær bølge (fig. 10e) som sendes fra den bi-stabile krets 39, hvorved der blir frembragt en rektangulær bølge som vist på fig. 10s. Den bi-stabile krets 41 kobles ved hjelp av den fallende flanke 42 av den korte rektangulære utgangsbølge fra den bi-stabile krets 38 og tilbakestilles ved hjelp av den fallende flanke 131 av den ovennevnte rektangulære bølge som er vist på fig. 10e. En rektangulær bølge som vist på fig. 10p vil derfor åpne portkretsen 45 stable circuit is then again reset by means of the rising edge 115 of a short rectangular wave (fig. 10e) which is sent from the bi-stable circuit 39, whereby a rectangular wave is produced as shown in fig. 10s. The bi-stable circuit 41 is switched by means of the falling edge 42 of the short rectangular output wave from the bi-stable circuit 38 and reset by means of the falling edge 131 of the above-mentioned rectangular wave shown in fig. 10th A rectangular wave as shown in fig. 10p will therefore open gate circuit 45

for 9990 mikrosekunder. Følgelig blir 999 høyfrekvenspulser tilført tellekretsen 45 og tellet, hvorved den indikerte verdi på indikatorkretsen 46 tiltar med 1. På denne måte kan indikatorkretsen 46 alltid gi rik- for 9990 microseconds. Consequently, 999 high-frequency pulses are supplied to the counter circuit 45 and counted, whereby the indicated value on the indicator circuit 46 increases by 1. In this way, the indicator circuit 46 can always give rich-

tig verdi selv om faseforskyvningen i den variable faseforskyver 66 stiger over 10. tig value even if the phase shift in the variable phase shifter 66 rises above 10.

Claims

1. Apparatus for measuring the phase difference between two sets of pulse trains of the same and relatively low pulse frequency, consisting of a device for generating a pulse train No. 1 whose period (pulse-pause) is the same as the periods of the pulse trains to be measured, a device for synchronizing pulse train No. 1 with the one set of the pulse trains to be measured, a device for producing a pulse train No. 2 with the same period as the pulse trains to be measured, a device for synchronizing pulse train no. 2 with the other set of pulse trains to be measured, as well as a device for indicating the phase difference between pulse train no. 1 and pulse train no. 2, characterized in that the said device for producing pulse train no. 2 consists of a pulse generating circuit for producing a gate control pulse with a specific duration (time length) during each period of pulse train no. 1, a gate circuit which emits a stable time signal with a relatively high frequency during the duration of the gate control pulse, a counting circuit which counts the signals emitted by the gate circuit, and which is arranged in such a way that when the counting is complete, when the gate circuit is closed, it indicates the same count value as it indicated when the counting began when the gate circuit opened, and that when the measurement reaches a certain value, it generates an output pulse, a device for generating pulse train no. 2 of these output pulses, as well as a device for indicating the number of times the aforementioned time signal has passed the gate circuit during the time this is open, until the aforementioned output pulse is produced.

2. Apparatus as stated in claim 1, characterized in that pulse train no. 1 is produced by frequency division of a stable high frequency and this high frequency is used as a time signal for the counting circuit.

3. Apparatus as stated in claim 1, characterized in that the counting circuit is designed so that its indicated count value decreases each time it counts a time signal, in order to give an output oscillation at the time when the time signal has been counted up to the number corresponding to the counting circuit's indicated count value before the gate circuit opens, and then complete the count and return to said indicated count value.

4. Apparatus as stated in claim 1, characterized in that it contains a variable phase shifter (20) which shifts the same time signal as that supplied to the counting circuit, another gate circuit (19) which is opened approximately for a time of one period of the said time signal following the counter circuit's output pulse, and which releases the output signal from the variable phase shifter that arrived during said period, a device for forming pulse train no. 2 from the output signal that relaxes through the second gate circuit, and a device for reading a fraction of phase difference, which is indicated by the counting circuit and the setting of said variable phase shifter.

5. Apparatus as stated in claims 1 and 2, characterized in that the period of time the gate control pulse lasts ends at the end of a pulse or the midpoint of a pulse period in pulse train no. 1.

6. Apparatus as stated in claim 2, characterized in that the final stage in the frequency dividing circuit for forming pulse train no. 1 comprises several binary circuits connected in cascade, and that the period for pulse train no. 1 is produced by switching the connection or a feedback connection between these binary circuits.

7. Apparatus as stated in claim 6, characterized in that a signal with a certain length of time obtained from the said cascaded binary circuits is used to produce the gate control pulse regardless of the switching of the connection or the feedback connection between the binary circuits.

8. Apparatus as stated in claim 7, characterized in that the period for pulse train no. 1 is switched to three values, e.g. about. 30, approx. 40, approx. 50 milliseconds, when switching the connection or the feedback connection between the binary circuits, and that a pulse obtained from these binary circuits and ending at the end of a pulse or the midpoint of a pulse period in pulse train No. 1 is used to generate the gate control pulse independently of the aforementioned switching.

9. Apparatus as stated in claim 4, characterized in that the number of time signals supplied to the counting circuit is changed by the value 1 in connection with a setting of the variable phase shifter, so that the indicated value of phase difference counted by the counting circuit is reduced by 1 when the variable phase shifter's shifted value is decreased past the zero point, and the indicated value of phase difference which is counted by the counting circuit; is increased by 1 when the aforementioned shifted value is increased beyond 360°.

10. Apparatus as stated in claim 4, characterized in that the duration of the gate control pulse is changed by approximately one period of the time signal in connection with a setting of the variable phase shifter, so that the indication value of phase difference counted with the counting circuit is reduced by 1 when the variable phase shifter offset value decreases past the zero point, and the indication value of phase difference counted by the counting circuit is increased by 1 when the offset value is increased beyond 360°.

11. Apparatus as stated in claim 10, characterized in that the change of the time length of the gate control pulse is carried out by shifting the beginning part or the end part of the gate control pulse by approximately one time signal period.

12. Apparatus as set forth in claim 4, characterized in that it comprises a cam interlocked with a variable phase shifter, a switch controlled by the cam at the variable phase shifter's zero point, and a circuit which increases or decreases the count value of the counter circuit by 1 when the said switch is operated .

13. Apparatus as stated in claim 1, characterized in that it comprises a device for producing pulse train no. 1 by frequency division of the stable high frequency, and a device for controlling the phase of pulse train no. 1 by extension or shortening of the pulses (or pulse periods) in the frequency dividing circuit.

14. Apparatus as stated in claim 1, characterized by a device for controlling the phase of pulse train no. 2 by momentarily increasing or decreasing the number of time signals supplied to the counting circuit.

15. Apparatus as stated in claim 1, characterized in that it has a device for receiving loran signals, consist end of a main pulse and a B pulse, a device for producing pulse train No. 1 with the same period as the Loran signals by frequency division of the stable high frequency, a device for comparing the phase of the main pulse with the phase of pulse train No. 1, a device for controlling the phase of pulse train no. 1 so that it corresponds to the main pulse by momentarily lengthening or shortening the pulses (or pulse periods) in the frequency dividing circuit, and a device for controlling the phase of pulse train no. 2 so that it can match the B pulse by temporarily increasing or decreasing the number of time signals supplied to the counting circuit.