NO133861B - - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrorer en bredbåndet motkoblet forsterker med regulerbar forsterkningsfaktor, fortrinnsvis for frekvens-uavhengig nivåregulering ved hjelp av et pilotsignal i et baerefrekvens-utstyr.

Ved bærefrekvens-overfbring benyttes visse frekvensbånd for overforingen av de enkelte tale-båndene. Aktuelle frekvens-områder er

I hvert og et av disse frekvensområdene utsendes et inter-nasjonalt standardisert pilotsignal med nominelt nivå, dvs. pilotsignalets nivå stemmer overens med det nominelle nivået i bærefrekvens-systemet. I et mottatt frekvensbånd utgjor nivået for det mottatte pilotsignalet et mål på transmisjons-systemets tilstand,og signalet skal indikere eventuelle av-vikelser i denne tilstand, f.eks. varierende demping forår-saket av temperaturvariasjoner eller omkobling i transmisjons-nettet. For dette formål finnes det på mottakersiden en pilotmottaker som filtrerer ut pilotsignalet, forsterker og like-retter det. Det således mottatte signalet tilfores som styre-signal en reguleringsforsterker innkoblet i mottakelsesveien.

For f.eks. en grunn 60-gruppe oppdeles de innkommende frekvens-oppdelte talebåndene innenfor frekvensområdet 60 - 4.028 kHz på 16 forskjellige rom-oppdelte kanaler, hvor samtlige kanaler finnes innenfor frekvensområdet 312 - 552 kHz. Man kan her tenke seg to tilfeller med hensyn til anordningen av pilot-mottakere samt tilhorende reguleringsforsterkere. Det forste tilfellet går ut på at det i hver 60-gruppe er anordnet en pilotmottaker samt tilhorende forsterker,og således er 16 forskjellige pilotmottaker-reguleringsforsterkere innkoblet. I det andre tilfellet er det en andre pilotmottaker samt regule-ringsf orsterkere for samtlige 60-grupper. Dette betyr at i hver 60-gruppe er en reguleringsforsterker tilkoblet, men hver — og en av forsterkerne styres fra en felles pilotmottaker som suksessivt innkobles til reguleringsforsterkerne, en ad gangen. Det er i dette tilfellet nodvendig at en hukommelsesfunksjon anordnes i hver forsterker, slik at selv om reguleringssignalet, dvs. utgangssignalet fra pilotmottakeren, bortfaller, skal forsterkeren opprettholde den forsterkning som er innstilt ved hjelp av utgangssignalet fra pilotmottakeren når denne ble innkoblet sist.

Forsterkeren ifolge den foreliggende oppfinnelse er forst og fremst beregnet på å benyttes som reguleringsforsterker i en 12-gruppe, en 60-gruppe, en 300-gruppe eller en 900-gruppe. Forsterkeren har innebygget en hukommelsesfunksjon slik at den kan styres av reguleringssignaler fra en pilotmottaker som er felles for samtlige grupper.

Det er tidligere kjent et flertall utforelsesformer for en reguleringsforsterker av innledningsvis angitte type. I en utforelsesform anvendes mekanisk bevegelige komponenter for å betjene et potensiometer ved hjelp av hvilket forsterkningen varieres. I en annen utforelsesform benyttes en transfluksor som reguleringselement, hvilken imidlertid er forholdsvis kom-plisert og krever stor effekt for reguleringen. Det er også tidligere kjent å anvende en termistor som reguleringsanordning, men denne har den ulempe at den er kostbar og krever forbe-redende justeringsarbeide. Dessuten krever denne komponent, slik som transfluksoren, betydelig effekt for å endre sin komponentverdi.

Formålet med den foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en forsterker av ovennevnte type, hvor forsterkningen kan reguleres automatisk og frekvens-uavhengig over et stort frekvens-område ved hjelp av frekvens-avhengige elementer, og hvor en hukommelsesfunksjon for reguleringssignalet som kommer inn til forsterkeren, kan oppnås.

Oppfinnelsen, hvis kjennetegn fremgår av de etterfolgende pa-tentkrav, skal beskrives nærmere under henvisning til vedlagte tegninger, hvor

fig. 1 viser et blokkskjema over forsterkeren ifolge oppfinnelsen,

fig. 2 viser et eksempel på en utforelsesform av forsterkeren ifolge fig. 1,

fig. 3 viser et eksempel på en kapasitiv spenningsdeler som inngår i forsterkeren ifolge fig. 2,

fig. 4 viser ytterligere en utforelsesform av den kapasitive spenningsdeleren som inngår i forsterkeren ifolge fig. 2, og

fig. 5 viser et diagram som illustrerer forsterkningen som funksjon av en reguleringsspenning som tilfores forsterkeren ifolge oppfinnelsen.

Fig. 1 viser i et blokkskjema prinsippet for forsterkeren ifolge den foreliggende oppfinnelse. Med FE betegnes et forsterkertrinn av i og for seg kjent utfdreise, hvis inngang er koblet til en -grunn 60-gruppe slik det er beskrevet ovenfor. Inngangssignalet Ul kan således utgjore et pilotsignal hvis nivå skal reguleres. Forsterkertrinnet FE er koblet til en forste impedans-omformer IP1 for å motta det forsterkede signalet U2 over en lav-ohmig utgang, aver impedans-omformerens IP1 utgang mottas et signal U3 som stemmer overens med det forsterkede signalet U2, men over en lavohmig utgang (stør-relsesorden noen ohm). Forsterkertrinnet FE er motkoblet,

og i dets motkoblingssloyfe inngår en kapasitiv spenningsdeler CV, en andre impedans-omformer IP2 samt et motkoblingsledd RC. Samtlige spenninger U1-U6 i fig. 1 er relatert til et referanse-potensial (ikke vist), i.eks. jord. Over den kapasitive spenningsdelerens CV utgang opptrer en spenning U4, hvis stør-relse er en brokdel av spenningen U3 over utgangen for for-

i

sterkertrinnet FE, hvor forholdet U4/U3 bestemmes av storrel-jsen på reguleringsspenningen UR. Denne spenning mottas her fra utgangen av en pilotmottaker som ikke er vist i fig. 1, men som inngår i bærefrekvens-systemet. Med UF betegnes en konstant spenning, som utgjor forspenning for spenningsdeleren CV. Impedansomformeren IP2, som er koblet til spenningsdelerens CV utgang, har hoy inngangsimpedans og lav utgangsimpedans. Ved hjelp av impedansomformernes egenskaper, nem-lig lav utgangsimpedans for omformeren IP1 og hoy inngangsimpedans for omformeren IP2, oppnås den onskede impedans-tilpasningen til den kapasitive spenningsdeleren CV til forsterkertrinnet FE, hvorved graden av motkobling for dette og derved den totale forsterkningen i forsterkeren kan varieres i avhengighet av stbrrelsen av reguleringsspenningen UR. Ved

hjelp av motkoblingsleddet RC, som er koblet mellom den andre impedansomformerens IP2 utgang og forsterkertrinnets FE inngang, kan ytterligere variasjon av motkoblingsgraden oppnås. Med IM betegnes et i og for seg kjent impedansnett for til-pasning av forsterkeren til etterfolgende kretser.

Under henvisning til fig. 2 skal en utforelsesform av forsterkeren ifolge fig. 1 beskrives nærmere. Forsterkertrinnet FE ifolge fig. 1 består av en bipolær transistor koblet som felles emittertrinn samt tilhorende spenningsdelere R2, R3, en kollektormotstand R4 samt en emittermotstand R5 for bestem-ming av transistorens arbeidspunkt. Kondensatorene C2 og Cll er avkoblingskondensatorer. Inngangsimpedansen for det mot-koblede forsterkertrinnet FE er bestemt av inngangsmotstanden RI. Kondensatoren Cl utgjor en koblingskondensator. Sammen-bindingspunktet mellom motstanden R4 og kollektoren for transistoren TRI utgjor forsterkertrinnet utgang. Impedans-omf ormeren IP1 innbefatter en transistor TR3 og motstanden RIO. Transistoren TR3 er koblet som felles kollektortrinn, hvor inngangsimpedansen er hoy og utgangsimpedansen fra sammen-bindingspunktet mellom transistorens TR3 emitter og motstanden RIO er lav, av størrelsesorden noen ohm. Dette punkt er koblet til den kapasitive spenningsdeleren, som i den foreliggende utforelsesform omfatter to variable kondensatorer C4, C5. Til utgangen av den kapasitive spenningsdeleren er den andre impedansomformeren IP2 koblet, hvilken omformer omfatter en transistor TR2 koblet som felles kollektortrinn samt tilhorende spenningsdelere R8, R9. For å bestemme denne transis-tors arbeidspunkt er en motstand R7 koblet mellom emitteren og et jordpotensial som er felles for hele forsterkeren. Med R6, C3 betegnes en motstands-kondensatorkombinasjon koblet mellom emitteren hos transistoren TR2 og inngangen hos forsterkertrinnet FE. Utgangsimpedansen hos impedansomformeren IP2 e derved lav, mens dens inngangsimpedans er hoy. Ved hjelp av variasjon av motstanden R6 kan motkoblingsgraden og dermed den totale forsterkningen hos forsterkeren ifolge fig. 1 endres.

Av det ovenstående fremgår at den kapasitive spenningsdeleren mates lavohmig fra impedansomformeren IP1 og avsluttes hoy-

ohmig ved hjelp av impedansomformeren IP2. Et innkommende

signal ul til forsterkeren fasevendes og forsterkes i forsterkertrinnet FE, hvorved en spenning U2 oppnås. Denne spenning oppnås også over utgangen for impedansomformeren IP1 og tilfores lavohmig til den kapasitive spenningsdeleren CV.

Over utgangen av denne kapasitive spenningsdeler fås en spenning U4, og avhengig av impedansforholdet mellom inngang og utgang gjelder relasjonen

U4 = U3 x 1/U+C5/C4) ,

hvor C4 og C5 er kapasitansverdiene for kondensatorene som inngår i den kapasitive spenningsdeleren. Ved å variere forholdet C5 -til C4 kan altså graden av motkobling og dermed også forsterkningen for forsterkeren varieres.

Motstanden Ril og kondensatoren C6 bestemmer utgangsimpedansen fra forsterkeren og tilsvarer blokken IM ifolge fig. 1. Forsterkerens utgangsspenning er betegnet med U6 og dens inngangs-spenning med Uo. Hvis den totale forsterkningen i forsterkeren betegnes med Av, kan folgende forhold vises å gjelde:

Forsterkningen Av kan altså reguleres ved å variere forholdet C5dvs. forsterkerens reguleringsområde bestemmes av dette forhold.

Fig. 3 viser en utforelsesform av den kapasitive spenningsdeleren i det tilfelle hvor automatisk regulering av forsterkningen i forsterkeren onskes. Med CVl, CV2 er to kapasitansdioder betegnet, hvis katoder er sammenkoblet og via motstanden RI3 koblet til en reguleringsspenning UR. Denne spenning kan f.eks. mottas fra pilotmottakeren i et bærefrekvens-system, slik det er beskrevet ovenfor. Hver av anodene for kapasitans-diodene CVl, CV2 er via motstandene R12 og R14 respektivt koblet til jordpotensial. Spenningen UR har en slik polaritet at

- diodene er forspent i sin sperrede tilstand, hvorved deres

kapasitansverdi er avhengig av spenningen UR. Således oppnås to seriekoblede spenningsavhengige kapasitanser som tilsvarer kapasitansen for kondensatoren C4 ifolge det ovenstående. Kondensatoren C5' har konstant kapasitansverdi og tilsvarer kondensatoren C5 ifolge det ovenstående. Kondensatorene Cl og C8 er koblingskondensatorer, idet C8 er koblet til utgangen av impedansomformeren IP1 og C7 koblet til den etterfolgende - impedansomformeren IP2. Motstandene R12, R13, R14 har hoy^ motstandsverdi (i størrelsesorden Mfl) og tjener til å like-spenningsmessig forbinde kapasitan sdiodene CVl, CV2 til reguleringsspenningen UR og til jordpotensial. Hvis summen av kapasitansene for CVl og CV2 betegnes med C4', oppnår man på slik måte som i tilfellet med variable kondensatorer ifolge det ovenstående at U4 = U3/U+C51 /C41 ) . Således kan graden av motkobling reguleres ved hjelp av reguleringsspenningen UR ettersom forholdet C5'/C4' er en funksjon av reguleringsspenningen UR.

I fig. 4 er vist en annen utforelsesform av den kapasitive spenningsdeleren i tilfelle både dens serie- og parallell-ledd inne-holder spenningsavhengige kapasitanser. Anodene for diodene CV3, CV4 er sammenkoblet og via motstanden RI5 koblet til jordpotensial. Anodene for diodene CV5, CV6 er hver over motstandene R16,R17 respektivt koblet til reguleringsspenningen UR. Katodene for disse dioder er sammenkoblet og over motstanden R18 koblet til en konstant spenning UF av størrelsesorden 10 V. Katoden for dioden CV3 er via motstanden R16 koblet til reguleringsspenningen UR, og anoden for CV4 er via motstanden R19 koblet til reguleringsspenningen UR. Vanligvis er reguleringsspenningen UR på noen volt. F.eks. er UR = 1 V, hvor spenningen over CV3 og CV4 utgjor 1 volt hver og spenningen over CV5, CV6 utgjor ca. 9 volt. Med koblingen i fig. 4 kan en brattere reguleringskarakteristikk oppnås, slik det fremgår av diagrammet i fig. 5. I dette diagram vises forsterkningen Ad som en funksjon av reguleringsspenningen UR, og det fremgår at med koblingen ifolge fig. 1, oppnås en karakteristikk ifolge kurve 1, mens med koblingen ifolge fig. 1 en karakteristikk ifolge kurve 2 oppnås. Ut fra diagrammet fremgår at for forskjellige verdier av UROI og UR02 fås en viss nominell forsterkning Ao avhengig av hvilken av kretsene i fig. 3 respektive fig. 4 som anvendes som spenningsavhengig kapasitans. Kretsen i fig. 4 gir en nesten lineær karakteristikk mellom to verdier UR21 og UR22 av reguleringsspenningen på hver sin side av den verdi UR02 som gir den nominelle forsterkningen Ao. Med kretsen i fig. 3 fås i stedet nesten lineær karakteristikk for verdien UR12, som er storre enn den verdi UROI som for denne krets gir nominell forsterkning Ao.

Med koblingen ifolge fig. 3 og 4 kan en hukommelsesfunksjon oppnås, dvs. hvis reguleringsspenningen UR momentant faller bort, skal forsterkeren beholde samme forsterkning som for bortfallet av reguleringsspenningen over en viss tidsperiode, vanligvis omkring 1-3 minutter. Dette kan tilveiebringes ved å koble til en kondensator C9, alternativt CIO over den klemme som reguleringsspenningen tilfores og jordpotensial. Når reguleringsspenningen opptrer, lades kondensatoren C9, alternativt CIO, opp, og når reguleringsspenningen frakobles, lader kondensatoren C9, alternativt CIO, seg ut over de hoyohmige motstandene RI2, R13, R14 ifolge fig. 3 og R15, R16, R17, R18, R19 ifolge fig. 4 sammen med sperremotstanden for kapasitans-diodene. Ettersom disses motstand i sperre-motstanden er meget hoy, kan en tilstrekkelig hoy tidskonstant oppnås, hvilken bestemmer hvor raskt den pålagte reguleringsspenningen avtar etter at den er blitt koblet fra.

Claims (6)

1. Bredbåndet motkoblet forsterker med regulerbar forsterkningsfaktor, fortrinnsvis for frekvens-uavhengig regulering ved hjelp av et pilotsignal i et bærefrekvens-utstyr, innbe-fattende et forsterkertrinn med konstant forsterkning, karakterisert ved en forste impedansomformer (IPl) koblet til utgangen av forsterkertrinnet (FE) for å opp-nå en lavohmig utgang fra nevnte forsterkertrinn, en kapasitiv spenningsdeler (CV) inneholdende fortrinnsvis varierbare kapasitanser og« koblet til utgangen av nevnte forste impedansomformer, en andre impedansomformer (IP2) hvis hoyohmige inngang er koblet til nevnte kapasitive spenningsdeler og hvis lav- - ohmige utgang via et motkoblingsledd (RC) er koblet til inngangen av forsterkertrinnet, hvorved, ved å variere verdien av kapasitansene som inngår i den kapasitive spenningsdeleren, forsterkerens motkoblingsgrad og dermed dens forsterkningsfaktor kan reguleres.

2. Forsterker som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte spenningsdeler (CV) innbefatter et kapasitivt - serieledd koblet til utgangen av nevnte forste impedansomformer (IPl) samt et kapasitivt shuntledd koblet til inngangen av nevnte andre impedansomformer (IP2).

3. Forsterker som angitt i "krav 2, karakterisert ved at nevnte kapasitive serie- og shuntledd består av konstante og på forhånd innstillbare kapasitanser.

4. Forsterker som angitt i krav 2, karakterisert ved at det kapasitive serieleddet består av spenningsavhengige kapasitanser (CVl, CV2) som er anordnet for å tilfores en spenning (UR) som opptrer som reguleringsstorrelse, samt at det kapasitive shuntleddet består av en fast kapasitans (C51).

5. Forsterker som angitt j. krav 2, karakterisert ved at både det kapasitive serie- og shuntleddet består av spenningsavhengige kapasitanser (CV3, CV4 respektivt CV5, CV6) samt at et av leddene er anordnet for å tilfores nevnte reguleringsstorrelse (UR) , mens det andre leddet er anordnet for å tilfores en konstant spenning (UF).

6. Forsterker som angitt i krav 4-5, karakterisert ved at de spenningsavhengige kapasitansene ut-gjores av kapasitansdioder, hvor nevnte reguleringsstorrelse er anordnet til å forspenne diodene i sin sperre-retning.