NO129550B - - Google Patents

Description

Anordning til fasevinkelstyring av en elektronisk bryter.

Oppfinnelsen, vedrører en anordning til fasevinkelstyring

av en elektronisk bryter, som kan bringes i ledende tilstand ved hjelp av en styrepuls, og som forblir ledende til avslutningen av en halvperiode, hvilken anordning er forsynt med en kontinuerlig oppladbar kondensator, som utlades ved oppnåelsen av en forutbestemt sluttspenning til frembringelse av styrepulsen, og som til fullstendig utladning i nullgjennomgangen av den angjeldende fasespenning er parallellkoblet over emitter^kollektorstrekningen av en utladningstransistor, hvis basis i nullgjennomgangen tilføres en utladningspuls som styreB av utladningstransistoren.

Ved forskyvning av tidspunktet, i hvilket styrepulsen blir avgitt og den elektroniske bryter blir gjort ledende, kan man oppnå en regulering. En enfaset fasevinkelstyrihg er f. eks. blitt benyttet til omdreiningstallregulering av enfasemotorer, for lysreguler-ing eller for effektregulering ved elektriske varmeovner. Da det ved alle disse tilfeller ikke stilles store krav til nøyaktigheten for tidspunktet for avgivning av styrepulsen, er det tilstrekkelig • med relativt enkle pulsgeneratorer, som f. eks. er betjenbare ved hjelp av en innstillingsmotstand, som også kan være avhengig av en fysikalsk størrelse.

Det finnes imidlertid åhvendelsestilfeller ved hvilke det foranderlige tidspunkt for dannelsen av styrepulsen må være fastlagt med stor nøyaktighet.: Dette gjelder særlig ved fasevinkelstyring for en trefaseforbruker. Der skal riktignok likeledes tenningstidspunktet være varierbart ved hjelp av en motstand eller lignende, men styrepulsen for de elektroniske brytere i de•tre faser skal imidlertid være forskjøvet om nøyaktig 120° i forhold til hverandre for at det i alle faser skal opptre de samme forhold. Dette er særlig vik-tig ved en motorstyring eller ved regulering av belysningsanlegg.

Ved en kjent anordning (SCR-Manual 1961, fig. 8, punkt 16) for fasevinkelstyring av en trefaset forbruker, ved hvilken i hver fase elektroniske brytere gjøres ledende ved hjelp av en styrepuls og forblir ledende til slutten av en halvperiode og hvor hver fase er tilordnet en kontinuerlig oppladbar kondensator som ved oppnåelsen av en forutbestemt sluttspenning utlades for dannelsen av en styrepuls og dessuten utlades i nullgjennomgangen til hver fasespenning, skjer kondensatorens utladning over en Unijunction-transistor når kondensatorens ladespenning når Unijunction-transistorens tennspenning, som ligger over formotstander til en zener-diode som over en motstand ma-tes av en fasespenning. Spenningen ved basistilkoblingene til Unijunction-transistoren blir derfor i hver nullgjennomgang for fasespenningen tilnærmet lik null, slik at også kondensatorens ladespenning i hver nullgjennomgang fbr.fasespenningen igjen tilnærmet inntar nullverdi. På grunn av zener^-diodens restspenning på deh ene side og Unijuntion-transistorens på den annen side, kan kondensatoren imidlertid aldri utlades fullstendig i nullgjennomgangen. Deh når derfor Unijunction-transistorens tennspenning tidligere i den andre halv-bølge enn i den første, slik at også tenningstidspunktet forskyves tilsvarende. Da videre restspenningene ved alle tre faser kan være forskjellige fordi halvlederbyggeelementene aldri vil være fullsten-

dig like, får man lett forskjellige tennvinkler i løpet av de enkelte halvbølgér på den ene side og på den annen side også innenfor de enkelte faser.

Ved den innledningsvis nevnte kjente anordning (tidsskrif-

tet Elektrotechnische Zeitschrift, Ausgabe B, 1966, side 653 - 658,

fig. 11) som er enfaset utformet, blir kondensatoren utladet i hver nullgjennomgang ved hjelp av utladningstransistoren. Videre blir denne kondensator oppladet i avhengighet av en styrespenning og utla-

der seg ved hver halvbølge over en multivibrator, hvorved det avgis en styrepuls over en transformator.

Den negative styring av utladningstransistorens basis i spenningsnullgjennomgangen blir frembragt ved hjelp av dioder, en brolikeretter samt motstander. Ved denne koblingsanordning er det meget vanskelig å tenne utladningstransistoren nøyaktig i nullgjennomgangen. Tvertimot kan den nødvendige negative styring for å gjøre utladningstransistoren ledende oppnås innenfor et betydelig sving-ningsområde til et tidspunkt utenfor nullgjennomgangen. Hvis en fasevinkelstyring for trefaset. drift skal synkroniseres, må det imidler-

tid sikres at utladningstransistorene blir virksomme nøyaktig i nullgjennomgangen.

Den oppgave som ligger til grunn for oppfinnelsen er å til-veiebringe en fasevinkelstyring av den innledningsvis nevnte type for en trefaseforbruker, som tillater en for trefaseforbrukeren tilstrekkelig nøyaktig synkronisering av kondensatorens utladning, som er ut-slagsgivende for fasestyringspulsen.

Denne oppgave blir løst ifølge oppfinnelsen ved en anord-

ning av den innledningsvis nevnte type, som er kjennetegnet ved at ved anvendelsen på en trefaset forbruker er for hver fase en slik kondensator forsynt med en utladningstransistor, og en spenningsdeler er på den ene side tilsluttet en tilnærmelsesvis konstant likespenning og på den annen side en i samme retning med denne spenning i serie liggende dobbeltlikerettet, fra den tilhørende fase uttatt spenning,

at utladningstransistorens emitter er tilsluttet et for begge spenninger felles referansepotensial, og at et til utladningstransistorens basis førende uttak på spenningsdeleren er slik anordnet at på tidspunktet for fasespenningens nullgjennomgang gjøres transistoren kortvarig ledende.

Ved denne anordning ligger spenningsdeleren derfor til summen av den konstante likespenning og den likerettede fasespenning. Den ved spenningsdelerens uttak uttatte spenning og- dessuten poten- . sialet til utladningstransistorens basis følger proporsjonalt denne spenningssum. Utladningstransistorens emitter ligger derimot til et for begge spenninger felles referansepotensial. Derved er det sørget for at dette referansepotensial er valgt slik at basisspenningen for-skyver seg så langt i retning av kollektorpotensialet at emitterspenn-ingen akkurat overskrides. Dette er bare tilfelle i nullgjennomgangen for den tilhørende fasespenning og bare i løpet av .meget kort tid. På denne måten blir det oppnådd den styrespenning som er nødvendig for å gjøre utladningstransistoren ledende. Det er imidlertid sikret at potensialet faller steilt på begge sider av det ønskede tidspunkt, slik at kondensatorens utladning virkelig skjer i nullgjennomgangen. Da dette gjelder for alle tre faser, er det sikret en synkronisering av fasevinklene.

En videreutvikling av oppfinnelsen består deri at det mellom spenningsdelerens uttak og utladningstransistorens basis ligger en likeretter. På denne måten er det sikret at utladningstransistoren ikke bryter gjennom på grunn av for høy basisspenning. Man kan således gi spenningen ved uttaket en stor amplitude, slik at i om-rådet ved nullgjennomgangen de likerettede fasespenningshalvbølger støter mot hverandre med meget spiss vinkel. Dermed kan tidsvarighe-ten som utladningstransisitoren er ledende begrenses til meget små verdier (f., eks. 1 - 2°).

Fortrinnsvis er den første tilnærmelsesvis konstante likespenning felles for alle tre faser. På denne måten unngås fullstendig forskjeller mellom utladningstidspunktene for hver fase.

Videre kan oppladningskretsen for hver fase være tilsluttet en konstant likespenning som er felles for alle tre faser. Derved blir det sikret at oppladningstiden ved en gitt likespenning og også flankesteilhet for den sagtannformede kondensatorspenning be-standig er_ lik , ved alle tre faser..

Oppfinnelsen skal i det følgende nærmere- forklares ved hjelp av utførelseseksempler som er fremstilt på tegningen, som viser: fig. 1 et nett med en trefaset forbrukeranordning, hvis strømforbruk er.styrbart ved hjelp av fasevinkelstyring dver elektroniske brytere,

fig. 2 et utførelseseksempel for en anordning ifølge oppfinnelsen, og

fig. 3 spennings- og strømforløpet i anordningen på; fig. 2.

På.fig. 1 er det vist et nett med fasene R, S, T som mater en trefaseforbruker med impedansene 1, 2 og 3- I trefaseledningene 4, 5 og 6 befinner det seg hver. gang en elektronisk bryteranordning 7, 8, 9 som i foreliggende tilfelle hver består av .to antiparallelt koblede styrte halvlederdioder 10 og 11, slik det f..eks kan fås i handelen under betegnelsen "Triac". Hver styrte likeretter ligger med en pol og en hjelpeelektrode til en utgang fra tre pulstrahsfor-matorer 12, 13, 1*.. De hverandre tilordnede ledninger er betegnet med A - A', B - Bf, C - C», D - D',E - E' og F - F'.. Når det ligger en styrepuls til disse likerettere blir de ledende og forblir ledende til den gjennomgående strøm går gjennom null... ;For tilveiebringelsen av styrepulsen er hver fase R, S, T tilordnet en kondensator 15 som over en oppladningstransistor .16 ;blir lineært oppladet og over en Unijunction-transistor 17 ved oppnåelsen av en forutbestemt spenning blir utladet. Utladningen skjer . over primærviklingen til den tilhørende pulstransformator, slik at det i utgangen opptrer en styrepuls. Vesentlig er at kondensatoren 15 også blir utladet i nullgjennomgangen til den tilhørende fasespenning, slik at det tidsmessig og elektrisk forefinnes et nøyaktig-definert referansepunkt. Da denne kobling er lik for alle tre faser, blir den bare beskrevet for en fase. ;Spenningene til alle tre inngangstransformatorer 18 blir over en toveis-likeretteranordning 42 med felles nulledning 43 og en . glattingskondensator 44 lagt til et punkt 45, fra hvilket den glatte likespenning kan uttas direkte over en ledning 46, mens en. formotstand 47 og en zener-dipde 48 på en ledning 49 danner en første stabilisert likespenning samt en formotstand 50 og en sener-diode 51 på en. ledning 52 en andre stabilisert likespenning. Denne ligger til en spenningsdeler, som har motstandene 23, 24 og en innstillbar motstand 25. Følgelig 1 ar «pIdtuden til den ved punktet 26 til rådighet stående spenning seg innstille. -Denne spenning som også ligger mellom basisene til Unijumjtion-transistoren 17, béBtemmer den spenningsverdi ved hvilken den kontinuerlig oppladede kondensator 15 utlader seg. ;Spenningen til ledningen 49 blir benyttet til oppladning av kondensatoren 15 og oppladningstransistoren 16. Unijunction-transistoren er over motstanden 23 tilsluttet til den stabiliserte likespenning på ledningen 52.. Følgelig blir gjennombrudds spenningen til transistoren 17 konstant under driften. Unijunction-transistoren 17 og pulstransformatoren 12 - 14 danner følgelig en første vei, over hvilken kondensatoren 15 bare kan utlades når :den konstante gjennom-bruddsspenning for transistoren 17 er blitt nådd. ;..En likeretter 27 sørger for at det:: ved tilveiebringelsen ;av styrepulsen i transformatoren 12 - 14 tilveiebragte magnetiske felt igjen kan bygge seg opp. ;Oppladningstransistorene 16 blir matet med likespenningen fra ledningen ^9 over to emittermotstander 35 og 36, av hvilke den siste er innstillbar. Ved hjelp av en innstilling av motstanden 36 oppnås det at ved samme arbeidspunkt fører alle oppladhingstrahsis-torer 1.6 den samme strøm og dermed blir helningskoeffisienten ved oppladningen av kondensatoren 15- lik.\ ;Videre ligger spenningen fra ledningen 49 til en spenningsdeler som består av motstandene 37 og 38, av- hvilke-den siste er innstillbar. Spenningsdeleren omfatter imidlertid.i tillegg en kompen-sasjonstransistor 59 hvis basis og kollektor er forbundet med hverandre. Denne transistor er;, koblet slik at dens basis^emitterstrekning virker likt med den for oppladningstransistorene 16. Følgelig oppnås en temperatur- og strømvarmekompensasjon. Ved uttakspunktet 39 hers--ker en:spenning som over en ledning 40 blir tilført basisene til alle oppladningstransistorer 16-. Derfor fører en forandring av motstanden ' 38 til en forandring av basisspenningen og dermed til'en forandring av oppladningshastigheten for kondensatorene 15. Jo'langsommere kondensatorene opplades, jo senere blir styrepulsen avgitt. Ved punktet 39 er det videre^tilsluttet en motstand 4l, hvis andre ende ligger ved punktet" 45. Stiger nettspenningen, så stiger også likespenningeh — ved. punktet 45» - Herved blir spenningen ved punktet 39 hevet, hvorvéd den gjennom oppladningstransistorene l6 flytende strøm "strupes.; Oppladningshastigheten for-kondensatorene 15 synker,, og den høyere fasespenning er tilordnet ,en redusert fasestrøm.• ;For utladning av-kondensatoren 15 i nul-rpuriktefér det-anordnet en andre veij som i det. vesentlige dannes av en utladningstransistor 53..- . Basisen, til denne transistor er over en diode 54 tilsluttet uttaket 55 til en av to motstander 56 og 57 bestående spenningsdeler.. Denne spenningsdeler ligger på den ene side til den 'glatte likespenning 46 og på den annen side over hver gang et likeretterpar 58 over transformatoren 18 til den tilhørende fasespenning. Da den glatte likespenning virker i positiv retning, fasespenningen derimot i negativ retning, blir spenningsdeleren 56, 57 påvirket av summen til de to spenninger. ;Virkemåten for koblingen på fig. 2 fremgår av fig. 3, som viser forholdene for en fase, hvilke forhold imidlertid gjentar seg i de to andre faser, hver gang forskjøvet om 120 elektriske grader. Under hverandre er det opptegnet som funksjon av tiden: ;fasespenningen UR, ;likespenningen U2g ved punktet 26, ;kondensatorspenningen U^ ved kondensatoren 15 ;og spenningen U^^ ved uttaket 55, og ;fasestrømmen IR. ;Det antas at belastningen 1, 2, 3 er rene ohmske belast-ninger og at fasespenningen U^ har en tilnærmet konstant amplitude. ;Da er amplituden Q til likespenningen 26 gitt gjennom zenertdioden 51 og ved innstillingen av motstanden 25. Den bestemmer gjennombrudds spenningen til Unijunction-transistoren 17 og dermed amplituden H for kondensatorspenningen U1tr. Kondensatoren 15 blir kontinuerlig oppladet til dens spenning når verdien H. Så utlades den over pulstransformatoren 12. Dette skjer ved tidspunktet t^. Den derved fremkomne styrepuls tenner den tilhørende likeretter 11, og fasestrøm-men IR.begynner å strømme til den neste strømnullgjennomgang er nådd. Kondensatoren 15 begynner etter en første utladning igjen å opplades, og ved: tidspunktet t2 er på nytt spenningen H nådd, hvoretter det skjer en andre utladning og en andre styrepuls blir avgitt. Denne er uskadelig, da likeretteren 11 allerede er ledende. Umiddelbart deretter begynner en ny oppladning av kondensatoren. Ved tidspunktet tQ må"den imidlertid være utladet for å oppnå en definert stilling for tenningstidspunktet, som er avhengig av oppladningstilstanden for kon-densatbren 15 ved tidspunktet tQ. Dette blir oppnådd ved hjelp av utladningstransistoren 53. Hver gang når spenningen ve4 uttaket 55 stiger over nullpunktet, altså den av nulledningen 43 fastlagte emit-terspenning overskrides, blir utladningstransistoren 53 ledende, og kondensatoren 15 kan utlade seg over denne andre vei uten dannelse av en styrepuls. Som det fremgått av fig. 3, kan denne utladningsprosess utføres meget nøyaktig i fasespenningens nullgjennomgang. ;Oppdelingen av spenningsdeleren 56, 57 er valgt slik at det ved uttaket 55 bare til tidspunktet tQ oppstår en positiv spenning.- For at utladningstransistoren 53 med sikkerhet 'skai bli ledende, må spenningen f . eks. stige til +2V. På den annen' side skai den positive spénningsspiss ikke være særlig bred, for at det skal-fremkomme et definert utladningstidspunkt. Ønsket er verdier på mindre enn 2°. Dette kan man oppnå uten videre når amplituden K til spenningen U,-,. velges stor. I dette tilfelle forhindrer dioden 54 ;at utladningstransistoren 53 på grunn av den høye negative spenning får et gjennombrudd. På denne måten er utladningstidspunktet til kondensatoren 15 definert nøyaktig i nullgjennomgangen. Da det i den andre vei befinner seg en motstand, er også en fullstendig utladning av kondensatoren 15 sikret.' ;Ved et utførelseseksempel gjaldt følgende spenningsverdier: ;Spenning U^g på ledningen 46 = 44V. ;Spenning U^. på ledningen 49 = 27V. ;Spenning U^2 på ledningen 52 = 22V. ;Koblingen var dimensjonert slik at den var egnet for et tennvinkelområde fra 10° - l80°. En mindre tennvinkel er i praksis ikke nødvendig, da ved en tennvinkel på 10° den effektive utgangs-spenning enda.tilsvarer 99,95 % av utgangsspenningen ved en tennvinkel på 0°. Imidlertid er oppladningsstrømmen ved en tennvinkel på 10° atten ganger større enn en tennvinkel på 180°. Herved følger en sterk temperaturpåvirkning, særlig av basis-emitterstrekningen til oppladningstransistoren 16. Da imidlertid basis-emitterstrekningen til kompensasjonstransistoren 59 er koblet på samme måte, blir basisspenningen til oppladningstransistorene 16 forandret i motsatt retning. ;Derpå begynner på nytt oppladningen-utladningen, som denne gang gjelder for den andre halvbølge av fasestrømmen. Blir nu motstanden 38 innstilt, så forandrer kondensatorspenningens U.. helning ;l-> ;seg og dermed stillingen for tidspunktet t-^. ;Til justering blir hensiktsmessig alle tre inngahgstrans-formatorer 18 tilsluttet den samme fase. Deretter blir kondensatpr-spenningene U^^ parvis lagt til et kalibrert dobbeltstråleoscilloskop. Nu kan ganske enkelt ved innstilling av motstanden 36 helningsvinke-len for spenningen U,,. og ved innstilling av motstanden 25 amplituden til denne spenning forandres slik at bildene av spenningene nøyaktig dekker hverandre. „ *

Claims (4)

1. Anordning til fasevinkelstyring av en elektronisk bryter, som kan bringes i ledende tilstand ved hjelp av en styrepuls, og som forblir ledende til avslutningen av en halvperiode, hvilken anordning er forsynt med en kontinuerlig oppladbar kondensator, som utlades ved oppnåelsen av en forutbestemt sluttspenning til frembringelse av styrepulsen, og som til fullstendig utladning i nullgjennomgangen av den angjeldende fasespenning er parallellkoblet over emitter-kollektor-strekningen av en utladningstransistor, hvis basis i nullgjennomgangen tilføres en utladningspuls som styres av utladningstransistoren, karakterisert ved at ved anvendelsen av en trefaset forbruker er for hver fase en slik kondensator (15) forsynt med en utladningstransistor (53) > og en spenningsdeler (56, 57) er på den ene side tilsluttet en tilnærmelsesvis konstant likespenning (U^g) og på den annen side en i samme retning med denne spenning i serie liggende dobbeltlikerettet, fra den tilhørende fase uttatt spenning, at utladningstransistorens (53) emitter er tilsluttet et for begge spenninger felles referansepotensial, og at et til utladningstransistorens basis førende uttak (55) på spenningsdeleren er slik anordnet at på tidspunktet for fasespenningens nullgjennomgang gjøres transistoren kortvarig ledende.

2. Anordning ifølge krav 1,karakterisert ved at det mellom spenningsdelerens uttak (55) og utladningstransistorens (53) basis ligger en likeretter (5<*>0.

3- Anordning ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at den første tilnærmelsesvis konstante likespenning (U^g) er felles for alle tre faser.

4. Anordning ifølge ett av de foranstående krav, karakterisert ved at oppladningskretsen (15, 16, 36, 35) for hver fase er tilsluttet en konstant likespenning, som er felles for alle tre faser.