NO122709B

NO122709B -

Info

Publication number: NO122709B
Application number: NO68068A
Authority: NO
Inventors: P Wessel
Original assignee: P Wessel
Priority date: 1968-02-24
Filing date: 1968-02-24
Publication date: 1971-08-02
Also published as: GB1254205A; DE1908276A1; DE1908276B2

Description

Oppfinnelsen vedrorer en linjeavboyningskrets for katodestråleror, og er særlig beregnet for anvendelse i TV-mottakere, The invention relates to a line deflection circuit for cathode ray tubes, and is particularly intended for use in television receivers,

og da spesielt ved heltransistorisering av disse. and then especially by fully transistorizing these.

En sådan linjeavboyningskrets omfatter konvensjonelt en parallellsvingekrets med en avboyningsspole i serie med en isolasjonskondensator i en gren og en tilbakelopskondensator i en annen gren, idet svingekretsen tilfores strom fra en likestromskilde over en seriekoblet induktans, f.eks. primærviklingen i en linje-avboynings-transformator, og er parallellkoblet med en bryter som styres fra en pulsgenerator i takt med dennes avgitte pulser slik at bryteren åpnes og sluttes en gang for hver fremlopsperiode. Such a line deflection circuit conventionally comprises a parallel oscillating circuit with a deflection coil in series with an isolation capacitor in one branch and a flyback capacitor in another branch, the oscillating circuit being supplied with current from a direct current source via a series-connected inductance, e.g. the primary winding in a line tap-down transformer, and is connected in parallel with a switch that is controlled from a pulse generator in time with its emitted pulses so that the switch is opened and closed once for each lead-off period.

Man kunne ved en heltransistorisering tenke seg at man benyttet i prinsippet noyaktig de samme kretser som ved rormottakere, og- så erstattet de enkelte ror med ekvivalente transistorer. With a full transistorisation, one could imagine that in principle exactly the same circuits were used as for rudder receivers, and the individual rudders were replaced with equivalent transistors.

Men en slik losning ville i et nett-drevet TV-apparat med standard 220V vekselsspenning kreve transistorer som ennå ikke eksisterer. Som eksempel kan nevnes at man i en standard linjeavboyningskrets som benytter en driftsspenning på 31OV likespenning (dvs. likerettet 220V vekselsspenning) vil observere tilbakelopspulser på ca. 3000V. En transistor som skal tåle denne spenning vil ligge på grensen av hva som det er teoretisk mulig å lage. But such a solution would, in a mains-powered TV set with standard 220V AC voltage, require transistors that do not yet exist. As an example, it can be mentioned that in a standard line deflection circuit that uses an operating voltage of 31OV direct voltage (ie rectified 220V alternating voltage) you will observe flyback pulses of approx. 3000V. A transistor that must withstand this voltage will lie at the limit of what is theoretically possible to make.

For å lose problemet med heltransistorisert linjeavboyning har man derfor tydd til å senke driftsspenningen på en eller annen måte. Dette har vært gjort uten■effekt-tap med transformatorer, kondensatorer eller thyristor-kretser. Man kan også senke spenningen ved hjelp av et motstandsnettverk, men dette forår-saker varmeutvikling med uonsket tap av energi. Den mest be-nyttede metode hittil har vært å senke driftsspenningen med en nett-transformator. In order to solve the problem of fully transistorized line decoupling, people have therefore resorted to lowering the operating voltage in one way or another. This has been done without power loss with transformers, capacitors or thyristor circuits. You can also lower the voltage using a resistance network, but this causes heat generation with an unwanted loss of energy. The most used method so far has been to lower the operating voltage with a mains transformer.

Ulempen ved alle disse kjente metoder er at apparatet må ut-styres med ekstra deler som koster ekstra penger og represen-terer ekstra vekt, samt kan forårsake elektro-magnetiske strålingsproblemer og utvikle uonsket varme. I tillegg må man huske på at påliteligheten av et apparat avtar med okning av antall deier og med oket temperatur. The disadvantage of all these known methods is that the device must be equipped with extra parts which cost extra money and represent extra weight, and can cause electromagnetic radiation problems and generate unwanted heat. In addition, it must be borne in mind that the reliability of an appliance decreases with an increase in the number of batters and with an increase in temperature.

Oppfinnelsen har til formål å senke spenningen i tilbakelops-pulsen uten å senke kretsens driftsspenning, og uten å tape eneigi i form av varme, slik at tilgjengelige, kjente transistorer kan benyttes i en linjeavboyningskrets' som direkte er tilkoblet likerettet nettspenning (f.eks. 310 V likespenning ved 220 volts vekselspenning på nettet). The purpose of the invention is to lower the voltage in the flyback pulse without lowering the circuit's operating voltage, and without losing energy in the form of heat, so that available, known transistors can be used in a line deflection circuit which is directly connected to rectified mains voltage (e.g. 310 V direct voltage at 220 volt alternating voltage on the grid).

Dette oppnås ved at den energi som tilfores linjeavboynings-transformatoren (eller en annen induktans) .i en standard av-boyningskrets, og som skal overfores videre til tilbakelbps-kondensatoren og avboyningsspolen, bare får anledning til å bygge seg opp under en del av fremlops-perioden for avboynings-sveipet. This is achieved by the fact that the energy which is supplied to the line deflection transformer (or another inductance) in a standard deflection circuit, and which is to be transferred to the flyback capacitor and the deflection coil, is only allowed to build up during part of the forward current - the period for the deboying sweep.

I overensstemmelse med dette har apparatet i henhold til oppfinnelsen som særtrekk at kretsen videre omfatter en diode som er parallellkoblet med seriekoblingen av induktansen og svingekretsen, samt en annen styrt bryter i serie med induktansen, og som er tilkoblet pulsgeneratoren for å styres av denne i samme takt som fbrstnevnte bryter. In accordance with this, the apparatus according to the invention has as a distinctive feature that the circuit further comprises a diode which is connected in parallel with the series connection of the inductance and the swing circuit, as well as another controlled switch in series with the inductance, and which is connected to the pulse generator to be controlled by it in the same tact that the aforementioned breaks.

De pulser som avgis til den annen bryter innstilles fortrinnsvis slik at den annen bryter sluttes i et forut bestemt tidsintervall innenfor hver fremlopsperiode. For regulering av pulslengden for disse pulser og dermed hoyden på tilbakelopspulsene, kan spenningen over svingekr,etsen tilfores pulsgeneratoren for automatisk innstilling av pulslengden. The pulses that are emitted to the second switch are preferably set so that the second switch closes in a predetermined time interval within each lead-up period. To regulate the pulse length of these pulses and thus the height of the return pulses, the voltage across the swing circuit can be supplied to the pulse generator for automatic setting of the pulse length.

Ved således å variere tiden for oppbygning av energien i linje-avboyningstransformatoren kan tilbakelopspulsens amplitude varieres, og dette kan også, som angitt ovenfor, benyttes til en enkel automatisk stabilisering av tilbakelopspulsens amplitude. Tidligere stabiliseringer er basert på stabilisering av kraft-tilforselsenheten, noe som blir langt mer komplisert og kostbart. By thus varying the time for the build-up of the energy in the line decoupling transformer, the amplitude of the flyback pulse can be varied, and this can also, as indicated above, be used for a simple automatic stabilization of the amplitude of the flyback pulse. Previous stabilizations are based on stabilization of the power supply unit, which becomes far more complicated and expensive.

En krets i henhold til oppfinnelsen skal nå beskrives nærmere ved henvisning til de vedfoyde tegninger. Fig. 1 er her et koblingsskjema for en utforelse av en linjeavboyningskrets i henhold til oppfinnelsen, og Fig. 2 er en samling diagrammer for fremstilling av tidsforlopet for strommer og spenninger på steder med tilsvarende betegnelser i fig. 1. A circuit according to the invention will now be described in more detail with reference to the attached drawings. Fig. 1 is here a connection diagram for an embodiment of a line deflection circuit according to the invention, and Fig. 2 is a collection of diagrams for producing the time course of currents and voltages at places with corresponding designations in fig. 1.

I det utforelseseksempel som er vist i fig. 1, utgjores bryterne av hver sin NPN transistor, T1 og T2 som har negativ forspenning, og derfor normalt ikke er ledende. Fra en pulsgenerator 1 tilfores imidlertid positive pulser mellom basis og emitter av en slik storrelse at transistorene blir maksimalt ledende og virker som kortslutninger. Pulsene til de respektive transistorer avgis i samme takt men de kan være av forskjellig varighet og forskjovet i forhold til hverandre, innenfor fremlopsperioden F for avbøy-ningen. Basis-emitterspenningene V1 og V^_ for de to transistorer T1 og T2 kan da forlope som angitt i de to overste dragr^mmer i fig. 2, idet spenningen V. er angitt med stiplete linjer i det overste diagram. In the embodiment shown in fig. 1, the switches are made up of NPN transistors, T1 and T2, which have a negative bias, and are therefore not normally conductive. From a pulse generator 1, however, positive pulses are supplied between base and emitter of such a magnitude that the transistors become maximally conductive and act as short circuits. The pulses to the respective transistors are emitted at the same rate, but they can be of different duration and offset in relation to each other, within the lead-up period F for the deflection. The base-emitter voltages V1 and V^_ for the two transistors T1 and T2 can then proceed as indicated in the top two drawing frames in fig. 2, the voltage V. being indicated by dashed lines in the top diagram.

De heltrukne kurver i fig. 2 tilsvarer en konvensjonell avboynings-krets, der folgelig transistoren T1 og dioden 10 er i fig. 1 ute-latt, således at induktansen h er direkte tilsluttet effektkilden 3. Dette tilfelle vil forst bli behandlet. The solid curves in fig. 2 corresponds to a conventional decoupling circuit, where consequently the transistor T1 and the diode 10 are in fig. 1 omitted, so that the inductance h is directly connected to the power source 3. This case will be dealt with first.

Når transistor T2 er ledende, ligger da den totale klemmespenning for effekt-kilden 3 over induktansen h, som. her utgjores av primærviklingen for en linjeavboyningstransformator. Strommen lg gjennom denne induktans h vil folgelig oke, slik at det bygges opp et stadig hoyere feltenerginivå. Samtidig går det også en okende strom 1^gjennom avboyningsspolen 5? idet isolasjonskondensatoren 6, som tidligere er oppladet fra effektkilden 3 ved hjelp av induktansene h og 5 og en kondensator 7?nå utlades gjennom avboyningsspolen 5'. Som det vil fremgå av de tilsvarende kurvediagrammer i fig. 2, er ' spolene h og 5 dimensjonert slik at strommene 1^og 1^får et jevnt stigende forlop så lenge den positive generatorpuls gjor transistoren T2 ledende. When transistor T2 is conductive, the total clamp voltage for the power source 3 is above the inductance h, which. here is made up of the primary winding of a line decoupling transformer. The current lg through this inductance h will consequently increase, so that an ever higher field energy level builds up. At the same time, an increasing current 1^ also passes through the deflection coil 5? in that the insulating capacitor 6, which was previously charged from the power source 3 by means of the inductances h and 5 and a capacitor 7?is now discharged through the deflection coil 5'. As will be apparent from the corresponding curve diagrams in fig. 2, the coils h and 5 are dimensioned so that the currents 1^ and 1^ have a steadily rising course as long as the positive generator pulse makes the transistor T2 conductive.

Når transistoren T2 senere gjores ikke-ledende, lades kondensatoren 7.opp av strommene I1 og I^, og den oppmagasinerte feltenergi i spolene h og 5 overfores til kondensatoren 75slik som antydet ved den heltrukne kurve 8 for kondensatorspenningen Vc i vedkommende tidsdiagram i fig. 2. Kurve 8 har form av en halv sinus-periode, hvis varighet bestemmes av resonansfrekvensen for den svingekrets som er virksom i dette tilfeli, og repre-senterer tilbakelopstiden T for elektronstrålen i vedkommende katodestråleror. Etter at toppverdien for kondensatorspenningen Vcer nådd, vender strommen 1^i avboyningsspolen 5 og isolasjonskondensatoren 6 lades fra kondensatoren 7 over avboyningsspolen 5-Når kondensatoren 7 er helt utladet, forhindres en oppladning i motsatt letning* av dioden 11, som er parallellkoblet (vist stiplet) med kondensatoren i en slik lederetning at oppladningen av 6 kan fortsette ved hjelp av den lagrede feltenergi i spolen 5 etter at kondensatoren 7 er tomt for ladning. Dette'er da situasjonen når en ny puls tilfores transistoren ;T2 for åpning av denne, hvoretter det ovenfor beskrevede forlop gjentas. ;I praksis kan imidlertid dioden 11 som oftest utelates når pulsgeneratoren 1 har transformatorutgang 1a (vist stiplet), da ar-boyningsstrommen 1^i dette tilfelle uten storre motstand kan passere nevnte transformatorssekundærvikling 1a og transistorens basis-kollektorskikt, som danner en diode med onsket lederetning. ;I en krets i henhold til. oppfinnelsen, f.eks. den som er vist ;i fig. 1, sorger transistoren T1 for at induktansen h bare er tilkoblet effekt-kilden 3 under en del av fremlopsperioden F, nemlig under den tid den positive puls, som er vist stiplet i det overste diagram i fig. 2, påvirker transistoren T1 og gjor denne ledende. I dette tilfelle fåes bare stigende positiv strom I2gjennom induktasen h under nevnte aktive tid, slik som vist i tilsvarende diagram i fig. 2. Strommen I2får således et modifisert forlop og begrenses til en lavere maksi-malverdi enn i det konvensjonellle tilfelle. Det lagres da mindre feltenergi i spolen h under fremlopet og kondensatoren 7 vil okke kunne lades opp til så stor toppspenning som i det tidligere omtalte tilfelle, slik at kommersielt tilgjengelige transistorer 12 vil kunne tåle denne spenning ved den vanligste forekommende nettspenning (220V). ;Hvis kretsen i henhold til oppfinnelsen, også skal innrettes for alternativ tilslutning til en lavere nettspenning, f.eks. 110 volt, kan den være utstyrt med en kortslutningsanordning fort;kortslutning av transistoren T1 når den tilsluttes denne lavere spenning. ;I tilfellet i henhold til oppfinnelsen fåes også nedsatt ladning av isolasjonskondensatoren 6 og mindre strom 1^i avboyningsspolen J. De respektive strom- og spenningskurver for dette tilfelle i henhold til oppfinnelsen, er vist stiplet i fig. 2. Kurveformen for lp vil variere med varigheten f* av styrepulsen til T1 (vist stiplet i det overste diagram i fig. When the transistor T2 is later made non-conductive, the capacitor 7 is charged by the currents I1 and I^, and the stored field energy in the coils h and 5 is transferred to the capacitor 75, as indicated by the solid curve 8 for the capacitor voltage Vc in the relevant timing diagram in fig. 2. Curve 8 has the form of half a sine period, the duration of which is determined by the resonant frequency of the oscillator circuit which is active in this case, and represents the return time T for the electron beam in the relevant cathode ray tube. After the peak value of the capacitor voltage Vcer is reached, the current 1^ in the deflection coil 5 reverses and the isolation capacitor 6 is charged from the capacitor 7 across the deflection coil 5-When the capacitor 7 is completely discharged, a charge in the opposite direction* is prevented by the diode 11, which is connected in parallel (shown dashed ) with the capacitor in such a conducting direction that the charging of 6 can continue using the stored field energy in the coil 5 after the capacitor 7 is empty of charge. This is the situation when a new pulse is applied to the transistor ;T2 to open it, after which the process described above is repeated. In practice, however, the diode 11 can most often be omitted when the pulse generator 1 has a transformer output 1a (shown dashed), as the operating current 1^ in this case can pass through said transformer secondary winding 1a and the transistor's base collector layer, which forms a diode with the desired management direction. ;In a circuit according to. the invention, e.g. the one shown in fig. 1, the transistor T1 ensures that the inductance h is only connected to the power source 3 during part of the lead-up period F, namely during the time the positive pulse, which is shown dashed in the top diagram in fig. 2, affects the transistor T1 and makes it conductive. In this case, only rising positive current I2 is obtained through the inductase h during said active time, as shown in the corresponding diagram in fig. 2. The current I2 thus has a modified course and is limited to a lower maximum value than in the conventional case. Less field energy is then stored in the coil h during the lead and the capacitor 7 will also be able to be charged up to as large a peak voltage as in the previously mentioned case, so that commercially available transistors 12 will be able to withstand this voltage at the most commonly occurring mains voltage (220V). ;If the circuit according to the invention is also to be arranged for alternative connection to a lower mains voltage, e.g. 110 volts, it can be equipped with a short-circuit device to quickly short-circuit the transistor T1 when it is connected to this lower voltage. In the case according to the invention, there is also a reduced charge of the insulating capacitor 6 and less current 1^ in the deflection coil J. The respective current and voltage curves for this case according to the invention are shown dashed in fig. 2. The shape of the curve for lp will vary with the duration f* of the control pulse to T1 (shown dashed in the top diagram in fig.

2) og dennes plassering innenfor fremlopsperioden F. 2) and its location within the lead-up period F.

Hvis styrepulsen avsluttes for fremlopsperiodens slutt og bryter forbindelsen med effektkilden 3?tar strommen lp gjennom induktansen h veien om dioden 10, slik at diodestrommen I_ blir lik 1^, slik som antydet i det nest nederste diagram i fig. 2. If the control pulse ends before the end of the lead-up period and breaks the connection with the power source 3?, the current lp through the inductance h takes the path around the diode 10, so that the diode current I_ becomes equal to 1^, as indicated in the second bottom diagram in fig. 2.

Toppspenningen (kurve 8) over kondensatoren 7°g transistoren T2 er således avhengig av pulslengden t for de pulser som avgis fra pulsgeneratoren 1 til transistoren T1 over utgang 1b. The peak voltage (curve 8) across the capacitor 7° and the transistor T2 is thus dependent on the pulse length t for the pulses emitted from the pulse generator 1 to the transistor T1 via output 1b.

Denne toppspenning, og forbvrig alle stiplete kurveforlbp som er vist i fig. 2, kan derfor reguleres ved tilbakekobling av tilbakelopspulsene 8 over forbindelsen 9 til pulsgeneratoren 1, idet denne da kan være innrettet slik, på hvilken som helst kjent måte, at en okning av toppspenningen bevirker en minsk-ning av pulslengden f. This peak voltage, and instead of all dashed curve progressions shown in fig. 2, can therefore be regulated by feedback of the return pulses 8 via the connection 9 to the pulse generator 1, as this can then be arranged in any known way such that an increase in the peak voltage causes a decrease in the pulse length f.

Transistoren T1 kan være parallellkoblet (vist stiplet) med en diode 12 som en'beskyttelse mot den hoye spenning som kan opp-stå ved opp- og ut- ladning av kondensatoren 7-Strommen I2gjennom induktansen h vil da vanligvis være negativ en viss tid, slik som vist i diagrammet for 1^i fig. '2, idet strommen da passerer gjennom dioden 12 og effektkilden 3-Denne diode 12 kan imidlertid utelates, hvis vedkommende utgang 1b for pulsgeneratoren 1 er transformatorkoblet (vist stiplet). Strommen I2gjennom induktansen k vil da istedet passere gjennom ut-gangstransformatorens sekundærvikling '1b og den diode som dannes av transistorens T1 basis-kbllektorskikt og har riktig lederetning for dette tilfelle. The transistor T1 can be connected in parallel (shown dashed) with a diode 12 as a protection against the high voltage that can arise when charging and discharging the capacitor 7 - The current I2 through the inductance h will then usually be negative for a certain time, as shown in the diagram for 1^ in fig. '2, as the current then passes through the diode 12 and the power source 3-This diode 12 can, however, be omitted, if the relevant output 1b for the pulse generator 1 is transformer-connected (shown dashed). The current I2 through the inductance k will then instead pass through the secondary winding '1b of the output transformer and the diode which is formed by the base-connector layer of the transistor T1 and has the correct conduction direction for this case.

Claims

1. Line deflection circuit for cathode ray tubes, in particular for picture tubes in television receivers, and comprising a parallel oscillating circuit with a deflection coil (5) in series with an isolation capacitor (6) in one branch and a flyback capacitor (7) in another branch, the oscillating circuit being supplied current from a direct current source (3) across a series-connected inductance ( h), e.g. the primary winding in a line decoupling transformer, and is connected in parallel with a switch (T2) which is controlled from a pulse generator (1) in time with its emitted pulses so that the switch is opened and closed once for each lead-on period, characterized in that the circuit further comprises a diode (10) which is connected in parallel with the series connection of the inductance and the swing circuit, as well as another controlled switch (T1) in series with the inductance C+, and which is connected to the pulse generator to be controlled by it at the same rate as the aforementioned switch (T2).

2. Line deflection circuit as stated in claim 1, characterized in that the pulse generator is arranged to emit adjustable pulses for closing the second switch (T1), in a predetermined time interval (* t) within each advance period (F).

3. Line deflection circuit as specified in claim 2, characterized in that said parallel swing circuit (5?6,7) is connected to the pulse generator (1) in such a way that the pulse length for the pulses emitted to the second switch (T1) is set in dependence on the voltage across the parallel swing circuit. ^ f.

Line deflection circuit as specified in requirements 1 -3, characterized in that it is arranged for short-circuiting the second switch (T1) when switching the direct current source (3) from one operating voltage to another.

5. Line deflection circuit as specified in claim ]-h, characterized in that the second switch (T1) comprises a transistor which is made conductive respectively. non-conductive in time with the pulses received from the pulse generator<en>(1).