NO122710B

NO122710B -

Info

Publication number: NO122710B
Application number: NO68270A
Authority: NO
Inventors: P Wessel
Original assignee: Jan Wessels Radiofabrikk Radio
Priority date: 1970-02-26
Filing date: 1970-02-26
Publication date: 1971-08-02

Description

Linjeavbøyningskrets for katodestrålerør. Line deflection circuit for cathode ray tubes.

Oppfinnelsen vedrorer en linjeavboyningskrets for katodestråleror, og er særlig beregnet for anvendelse i TV-mottagere, og da spesielt ved heltransistorisering av disse. The invention relates to a line deflection circuit for cathode ray tubes, and is particularly intended for use in television receivers, and then especially for full transistorization of these.

En sådan linjeavboyningskrets omfatter konvensjonelt en parallellsvingekrets med en avboyningsspole i serie med en isolasjonskondensator i en gren og en tilbakelopskondensator i en annen gren, idet svingekretsen tilfores strom fra en likestromskilde over en seriekoblet induktans, f.eks. primærviklingen i en linjeavboynings-transformator, og er parallellkoblet med en brytertransistor som styres fra en pulsgenerator i takt med dennes avgitte pulser slik at brytertransistoren gjores ledende Such a line deflection circuit conventionally comprises a parallel oscillating circuit with a deflection coil in series with an isolation capacitor in one branch and a flyback capacitor in another branch, the oscillating circuit being supplied with current from a direct current source via a series-connected inductance, e.g. the primary winding in a line decoupling transformer, and is connected in parallel with a switching transistor which is controlled from a pulse generator in time with its emitted pulses so that the switching transistor is made conductive

under en forut fastlagt del av hver fremlopsperiode. during a predetermined part of each lead-up period.

Man kunne ved en heltransitorisering tenke seg at mao<n> benyttet With a full transitorization, one could imagine that mao<n> used

i prinsipp noyaktig de samme kretser som ved rormottagere, og så erstatte de enkelte ror med ekvivalente transistorer. Men en slik losning ville i et nettdrevet TV-apparat med standard 200V vekselspenning kreve transistorer som-ennå ikke eksisterer. Som eksempel kan nevnes at man i en standard linjeavboyningskrets som benytter en driftsspenning på 31OV likespenning (dvs. likerettet 220V vekselsspenning) vil observere tilbakelops-pulser på ca. 3000V. En brytertransistor som skal tåle denne spenning vil ligge på grensen av hva som det er teoretisk mulig å lage. in principle exactly the same circuits as for rudder receivers, and then replace the individual rudders with equivalent transistors. But such a solution would, in a mains-powered TV set with standard 200V AC voltage, require transistors which do not yet exist. As an example, it can be mentioned that in a standard line deflection circuit that uses an operating voltage of 31OV direct voltage (i.e. rectified 220V alternating voltage) you will observe flyback pulses of approx. 3000V. A switching transistor that can withstand this voltage will be at the limit of what is theoretically possible to make.

For å lose problemet med heltransistorisert linjeavboyning har man derfor tydd til å senke driftsspenningen på en eller annen måte. Dette har vært gjort uten effekt-tap med transformatorer, kondensatorer eller thyristor-krétser. Man kan også senke spenningen ved hjelp av et motstandsnettverk, men dette forår-saker varmeutvikling med uonsket tap av energi. Den mest •benyttede metode hittil har vært å senke driftsspenningen med en nett-transformator. In order to solve the problem of fully transistorized line decoupling, people have therefore resorted to lowering the operating voltage in one way or another. This has been done without power loss with transformers, capacitors or thyristor circuits. You can also lower the voltage using a resistance network, but this causes heat generation with an unwanted loss of energy. The most used method to date has been to lower the operating voltage with a mains transformer.

Ulempen ved alle disse kjente metoder er at apparatet må utstyres med ekstra deler som koster ekstra penger og representerer ekstra vekt, samt kan forårsake elektro-magnetiske strålings-problemer og utvikle uonsket varme. I tillegg rnå man huske på at påliteligheten av et apparat avtar med okning av antall deler og med oket temperatur. The disadvantage of all these known methods is that the device must be equipped with extra parts which cost extra money and represent extra weight, and can cause electro-magnetic radiation problems and generate unwanted heat. In addition, it must be borne in mind that the reliability of an appliance decreases with an increase in the number of parts and with an increase in temperature.

Det innebærer således et vesentlig fremskritt og spenningen i It thus implies a significant advance and the tension in it

tilbakelopspulsen kan senkes uten å senke kretsens driftsspenning, og uten å tape energi i form av varme, slik at tilgjengelige, the flyback pulse can be lowered without lowering the circuit's operating voltage, and without losing energy in the form of heat, so that available,

kjente transistorer kan benyttes i en linjeavboyningskrets som direkte er tilkoblet likerettet standardisert nettspenning (f.eks. 31OV likespenning ved 220V vekselsspenning på nettet). Dette kan på kjent måte oppnås ved at den energi som tilfores linjeavboyningstransformatoren (eller en annen induktans) i en known transistors can be used in a line deflection circuit which is directly connected to rectified standardized mains voltage (eg 31OV direct voltage at 220V alternating voltage on the mains). This can be achieved in a known manner by the energy supplied to the line deflection transformer (or another inductance) in a

standard avboyningskrets, og som skal overfores videre til tilbakelopskondensatoren og avboyningsspolen, • bare får anledning til å bygge seg opp under en del av fremlopsperioden for avboyningssveipet. standard deflection circuit, and which is to be passed on to the flyback capacitor and the deflection coil, • only has the opportunity to build up during part of the forward period of the deflection sweep.

For dette formål kan linjeavboyningskretsen videre utstyres med For this purpose, the line deflection circuit can also be equipped with

en diode som er parallellkoblet med seriekoblingen av induktansen og svingekretsen, samt en annen styrt brytertransistor i serie med induktansen, og som er tilkoblet pulsgeneratoren for å styres av denne i samme takt som forstnevnte brytertransistor. a diode which is connected in parallel with the series connection of the inductance and the swing circuit, as well as another controlled switching transistor in series with the inductance, and which is connected to the pulse generator to be controlled by it at the same rate as the aforementioned switching transistor.

Det kan imidlertid være upraktisk og unodig komplisert å anordne to forskjellige utganger, som må være isolert fra hverandre, fra pulsgeneratoren. However, it may be impractical and unnecessarily complicated to arrange two different outputs, which must be isolated from each other, from the pulse generator.

I henhold til oppfinnelsen foreslås derfor en kobling der den According to the invention, a coupling is therefore proposed in which the

ene utgang fra pulsgeneratoren kan slbyfes. Samtidig kan den annen utgang gjores usymmetrisk og tilsluttes jordpotensialet med sin ene klemme, hvorved ytterligere en utgangstransformator kan sloyfes. Som det vil fremgå nedenfor medforer denne kobling også andre praktiske fordeler. one output from the pulse generator can be disabled. At the same time, the other output can be made asymmetrical and connected to the earth potential with its one terminal, whereby a further output transformer can be switched. As will be seen below, this connection also brings other practical advantages.

Oppfinnelsen angår således en linjeavboyningskrets for katodestråleror, spesielt for bilderor i TV-mottagere, og som omfatter en parallellsvingekrets med en avboyningsspole i serie med en isolasjonskondensator i en gren og en tilbakelopskondensator i en annen gren, idet svingekretsen er parallellkoblet med en forste brytertransistor samt tilfores strom fra en likestromskilde over en seriekobling av en induktans, f.eks. primærviklingen i en linjeavboyningstransformator, og en annen brytertransistor som styres fra en pulsgenerator i takt med dennes avgitte pulser slik at den gjores ledende under en forut fastlagt del av hver fremlopsperiode, og hvor seriekoblingen av induktansen og svingekretsen er parallellkoblet med en diode, og oppfinnelsens særtrekk består i at den forste brytertransistors styreinngang er induktivt tilkoblet nevnte induktans, fortrinnsvis over en pulsformende impedans, f.eks. en motstand. The invention thus relates to a line deflection circuit for cathode ray tubes, especially for picture tubes in TV receivers, and which comprises a parallel swing circuit with a deflection coil in series with an isolation capacitor in one branch and a flyback capacitor in another branch, the swing circuit being connected in parallel with a first switching transistor and supplied current from a direct current source across a series connection of an inductance, e.g. the primary winding in a line deflection transformer, and another switching transistor which is controlled from a pulse generator in time with its emitted pulses so that it is made conductive during a pre-determined part of each advance period, and where the series connection of the inductance and the swing circuit is connected in parallel with a diode, and the distinctive features of the invention consists in that the first switch transistor's control input is inductively connected to said inductance, preferably via a pulse-forming impedance, e.g. a resistance.

I denne kobling tilfores således den forste brytertransistor, ved den induktive tilkobling til induktansen, en styrespenning som gjor denne transistor ledende under samme del av fremlopet som den annen brytertransistor, mens den mottar en motsatt rettet styrespenning i tilbakelopsperioden, idet sistnevnte spenning utledes av tilbakelopspulsen. Mellom den forstnevnte styrespenning og tilbakelopspulsen oppstår det imidlertid helt naturlig en periode hvori den forste brytertransistots styrespenning bestemmes av transistorens basisladning, således at vedkommende transistor forst gjores ikke-ledende når basis-skiktet er utladet. In this connection, the first switching transistor is thus supplied, by the inductive connection to the inductance, with a control voltage which makes this transistor conductive during the same part of the forward current as the second switching transistor, while it receives an oppositely directed control voltage in the reverse period, the latter voltage being derived from the reverse pulse. However, between the aforementioned control voltage and the flyback pulse, a period naturally occurs in which the first switching transistor's control voltage is determined by the transistor's base charge, so that the transistor in question is first made non-conductive when the base layer is discharged.

Dette er et forlop som i hoy grad er onskelig, idet det derved unngås tap- og temperatur-stigning som ellers ville opptre i den forste brytertransistor. For å unngå dette i de ovenfor angitte kjente utforelser må det innkobles et spesielt nettverk i denne transistors styrekrets, og som forsinker styrespenningens polaritetsveksling slik at denne forst finner sted når basis-skiktet er utladet. Det er således en vesentlig fordel ved oppfinnelsens krets at et sådant nettverk kan sloyfes. This is a procedure which is highly desirable, as losses and temperature rise which would otherwise occur in the first switching transistor are thereby avoided. To avoid this in the above-mentioned known embodiments, a special network must be connected in this transistor's control circuit, which delays the control voltage's polarity change so that this only takes place when the base layer is discharged. It is thus a significant advantage of the circuit of the invention that such a network can be sloyed.

En krets i henhold til oppfinnelsen skål nå beskrives nærmere ved henvisning til de vedfoyde tegninger. Fig. 1 er her et koblingsskjema for en utforelse av en linje- • avboyningskrets i henhold til oppfinnelsen, og Fig. 2 er en samling diagrammer for fremstilling av tidsforløpet for strommer og spenninger på steder med tilsvarende betegnelser i fig. 1• A circuit according to the invention will now be described in more detail with reference to the attached drawings. Fig. 1 is here a connection diagram for an embodiment of a line deflection circuit according to the invention, and Fig. 2 is a collection of diagrams for producing the time course of currents and voltages at places with corresponding designations in fig. 1•

I fig. 1 er der vist en parallellresonanskrets med en avboyningsspole 5 i serie med en isolasjons- eller lade-kondensator 6 i den ene gren og en tilbakelopskondensator 7 i den annen gren. Denne parallellkrets er på konvensjonell måte parallellkoblet med en styrt transistorbryter T2, og forsynes med strom fra en like spenning skilde 3 gjennom en induktans ^f, som i dette tilfelle utgjores av primærviklingen i en linjeavboynings-transf ormator M, og en ytterligere brytertransistor T1, som styres av en pulsgenerator 1. Styreinngangen på brytertransistoren T2 er over en motstand R induktivt koblet til induktansen h ved hjelp av en vikling 8. Videre er det i praksis ofte en liten avstemningskondensator 13 for induktansen h nddvendig for å oppnå god kurveform. In fig. 1 shows a parallel resonant circuit with a deflection coil 5 in series with an insulating or charging capacitor 6 in one branch and a flyback capacitor 7 in the other branch. This parallel circuit is conventionally connected in parallel with a controlled transistor switch T2, and is supplied with current from an equal voltage divider 3 through an inductance ^f, which in this case is made up of the primary winding in a line deflection transformer M, and a further switch transistor T1, which is controlled by a pulse generator 1. The control input of the switching transistor T2 is via a resistor R inductively connected to the inductance h by means of a winding 8. Furthermore, in practice, a small tuning capacitor 13 for the inductance h is often necessary to achieve a good curve shape.

Likestromskilden antas i det foreliggende tilfelle å ha en klemmespenning på 300V, hvilket omtrent tilsvarer den spenning som i praksis oppnås ved likeretting av 220V enfaset nettspenning. In the present case, the direct current source is assumed to have a terminal voltage of 300V, which roughly corresponds to the voltage that is achieved in practice by rectifying 220V single-phase mains voltage.

Drivpulsene for linjeavboyningskretsen tilfores brytertransistoren T1 fra nevnte pulsgenerator 1, og basisspenningen Vd for transistoren vil derved variere som antydet i det tilsvarende tidsdiagram Vd overst i fig. 2. Ved begynnelsen av hver drivpuls vil der trekkes en svak strbm I ? gjennom induktansen h, idet transistoren -T1 da blir ledende, og denne strom vil oke, og ved hjelp av den regenerative virkning av den induktive kobling mellom viklingene h og 8, vil transistoren T2, hurtig bringes til mettet ledende tilstand. Under resten av drivpulsen vil strbmmen I2 gjennom induktansen h oke lineært som antydet i tilsvarende diagram i fig. 2. Når drivpulsen avsluttes, The drive pulses for the line deflection circuit are supplied to the switching transistor T1 from said pulse generator 1, and the base voltage Vd for the transistor will thereby vary as indicated in the corresponding timing diagram Vd at the top of fig. 2. At the beginning of each drive pulse, a weak strbm I ? through the inductance h, as the transistor -T1 then becomes conductive, and this current will increase, and by means of the regenerative effect of the inductive coupling between the windings h and 8, the transistor T2 will quickly be brought to a saturated conductive state. During the rest of the drive pulse, the current I2 through the inductance will increase linearly as indicated in the corresponding diagram in fig. 2. When the drive pulse ends,

stenges transistoren T1 atter for strbmgjennomgang, mens strbmmen <I>2j på grunn av induktansens h strbmtreghet, vil fortsettes å flyte med tilnærmet konstand styrke gjennom dioden 10 og transistoren T2. the transistor T1 is closed again for current flow, while the current <I>2j, due to the current inertia of the inductance h, will continue to flow with approximately constant strength through the diode 10 and the transistor T2.

Det angitte strbmforlbp I2 induserer således en positiv spenningspuls av samme form som drivpulsen i vikligen 8, slik at transistoren holdes ledende under hele pulsens varighet, og også en kort periode etter pulsens opphor på grunn av den gjenværende ladning i transistorens basisskikt. Denne gjenværende ladning utlades imidlertid etterhvert over seriemotstanden R, The indicated strbmforlbp I2 thus induces a positive voltage pulse of the same form as the drive pulse in the winding 8, so that the transistor is kept conducting for the entire duration of the pulse, and also for a short period after the pulse ceases due to the remaining charge in the transistor's base layer. However, this remaining charge is eventually discharged across the series resistance R,

og når utladningen er kommet så langt at hovedstrømmen I2and when the discharge has progressed so far that the main current I2

gjennom transistoren begynner å minske vil basis-emitterspenningen meget raskt drives ekstremt negativt ved ovenfor angitte regenerative.virkning, hvorved strbmmen gjennom transistoren T2 opphorer og strbmmen 1^ gjennom induktansen •+ istedet med avtagende styrke lader opp tilbakelbpskondensatoren 7> (se fig 2). through the transistor begins to decrease, the base-emitter voltage will very quickly be driven extremely negative by the above-mentioned regenerative effect, whereby the current through the transistor T2 ceases and the current 1^ through the inductance •+ instead charges up the return capacitor 7> with decreasing strength (see fig. 2).

Denne kondensator 7 lades også samtidig av strbmmen 1^ gjennom avbbyningsspolen, idet kondensatoren 6 er blitt oppladet under den nettopp avsluttede avboyningsperiode T+F (fig. 2). Oppladningen fortsetter til spenningen Vc over kondensatoren 7 og transistoren T2 når sin maksimale verdi, som bestemmes av den energi som oppmagasineres i induktansene h og 5 under fremlopet F og derved av drivpulsens varighet. Ved regulering av denne parameter kan således maksimalspenningen innstilles på en sikker og gunstig verdi uten bruk- av ekstra transformator eller effektkonsumerende spenningsdelere. En spenning avledet av tilbakelbpspulsene kan også, som vist i fig. 1 ved 9? tilbake-kobles til pulsgeneratoren 1 for automatisk regulering av drivpulsenes varighet i avhengighet av tilbakelbpspulsenes hoyde, slik at en effektiv stabilisering av pulshoyden på et forut fastlagt onskelig nivå kan oppnås. This capacitor 7 is also charged at the same time by the current 1^ through the deflection coil, as the capacitor 6 has been charged during the just ended deflection period T+F (fig. 2). The charging continues until the voltage Vc across the capacitor 7 and the transistor T2 reaches its maximum value, which is determined by the energy stored in the inductances h and 5 during the lead F and thereby by the duration of the drive pulse. By adjusting this parameter, the maximum voltage can thus be set to a safe and favorable value without the use of an additional transformer or power-consuming voltage dividers. A voltage derived from the feedback pulses can also, as shown in fig. 1 by 9? is connected back to the pulse generator 1 for automatic regulation of the duration of the drive pulses in dependence on the height of the feedback pulses, so that an effective stabilization of the pulse height at a predetermined desired level can be achieved.

Spenningforlopet Vfi har form av en halv sinus-periode, hvis varighet bestemmes av resonansfrekvensen for den svingekrets som er virksom i dette tilfelle, og representerer tilbakelopsperioden T (fig. 2) for elektronstrålen i vedkommende katode-strålerbr. Etter at toppverdien for kondensatorspenningen Vq The voltage progression Vfi has the form of half a sine period, the duration of which is determined by the resonant frequency of the oscillator circuit which is active in this case, and represents the return period T (fig. 2) for the electron beam in the relevant cathode ray tube. After the peak value of the capacitor voltage Vq

er nådd, vender strommen I1 i avbbyningsspolen 5 og isolasjons-kondensatoren 6 lades fra kondensatoren 7 over avbbyningsspolen 5. Når kondensatoren 7 er helt utladet, forhindres en oppladning is reached, the current I1 in the bypass coil 5 reverses and the isolation capacitor 6 is charged from the capacitor 7 above the bypass coil 5. When the capacitor 7 is completely discharged, a charge is prevented

i motsatt retning av dioden 11, som er parallellkoblet (vist in the opposite direction to the diode 11, which is connected in parallel (shown

stiplet) med kondensatoren i en slik lederetning at oppladningen av 6 kan fortsette ved hjelp av den lagrede feltenergi i spolen etter at kondensatoren 7 er tomt for ladning. Dette er da situasjonen når en ny puls tilfores transistoren T1 for kortslutning av denne, hvoretter det ovenfor beskrevede forlbp gjentas. dashed) with the capacitor in such a conducting direction that the charging of 6 can continue using the stored field energy in the coil after the capacitor 7 is empty of charge. This is the situation when a new pulse is applied to the transistor T1 to short-circuit it, after which the process described above is repeated.

I praksis kan imidlertid dioden 11 ofte utelates, idet avboyningsstrbmmen 1^ faktisk uten stbrre motstand likevel kan passere styrekretsen 8, R for brytertransistoren T2, og denne transistors basis-kollektroskikt, som danner en diode med bnsket lederetning. In practice, however, the diode 11 can often be omitted, since the deflection current 1^ can in fact pass through the control circuit 8, R for the switching transistor T2, and this transistor's base collector layer, which forms a diode with the desired conduction direction, without significant resistance.

Transistoren T1 kan også være parallellkoblet (vist stiplet) The transistor T1 can also be connected in parallel (shown dashed)

med en diode 12 som en beskyttelse mot den hoye spenning som kan oppstå ved opp- og ut-ladning av kondensatoren 7- Strommen I2 gjennom induktansen '1+ vil da vanligvis være negativ en viss tid, slik som vist i diagrammet for 1^ i fig. 2, idet strommen da passerer gjennom dioden 12 og effektkilden 3- Denne diode 12 kan imdilertid utelates, hvis pulsgeneratorens 1 utgang har with a diode 12 as a protection against the high voltage that can occur when charging up and discharging the capacitor 7- The current I2 through the inductance '1+ will then usually be negative for a certain time, as shown in the diagram for 1^ i fig. 2, as the current then passes through the diode 12 and the power source 3 - This diode 12 can meanwhile be omitted, if the output of the pulse generator 1 has

lav impedans både for like- og vekselstrbm. ' Strommen 1^low impedance for both direct and alternating current. ' The current 1^

gjennom induktansen h vil da istedet passere gjennom generatorens utgangskrets og den diode som dannes av transistoren T1 basis-kollektorskikt, og har riktig lederetning for dette tilfelle. through the inductance h will then instead pass through the generator's output circuit and the diode formed by the base-collector layer of the transistor T1, and has the correct conduction direction for this case.

Claims

line deflection circuit for cathode ray tubes, particularly for picture tubes in television receivers, and comprising a parallel oscillator circuit, with a deflection coil (5) in series with a

isolation capacitor (6) in one branch and a flyback capacitor (7) in another branch, the swing circuit being connected in parallel with a first switching transistor (T2) and current is supplied from a direct current source via a series connection of an inductance (^f), e.g. the primary winding in a line decoupling transformer, and another switching transistor (T1) which is controlled from a pulse generator (1) in time with its emitted pulses so that it is made conductive during a predetermined part of each lead-up period, and where the series connection of the inductance (k) and the swing circuit (5,6,7) is connected in parallel with a diode (10), characterized in that the control input of the first switching transistor (T2) is inductively connected to said inductance, preferably via a pulse-forming impedance, e.g. a resistor (R).