NL8702512A

NL8702512A - CIRCULAR FLOW METER FOR LIQUID MEDIA.

Info

Publication number: NL8702512A
Application number: NL8702512A
Authority: NL
Original assignee: Landis & Gyr Gmbh
Priority date: 1986-10-23
Filing date: 1987-10-21
Publication date: 1988-05-16
Also published as: DE3734635C2; NL192404C; DK556487A; DE3734635A1; DK556487D0; DK166695B1; CH672187A5; NL192404B

Description

NL 34.518-dV/lb *NL 34.518-dV / lb *

Doorloopvolumemeter voor vloeibare media.Flow volume meter for liquid media.

De uitvinding betreft een elektronische doorloopvolumemeter volgens de kop van conclusie 1, zoals deze bijvoorbeeld worden toegepast in warmtemeters.The invention relates to an electronic flow-through volume meter according to the preamble of claim 1, as used for instance in heat meters.

Doorioopvolumemeters van deze soort meten de 5 stroomsnelheid en daarmede de stroom van een medium door een meetbuis, op basis van het looptijdverschil tussen twee ultra-geluidsgolfpakketten van bijvoorbeeld meer dan 100 perioden, die gelijktijdig de meetbuis in tegengestelde richting eenmaal per meetcyclus doorlopen. In een gekozen sectie van de beide 10 ultrageluidsgolfpakketten wordt in elke periode de fasever-schuiving α tussen de op de weg door de meetbuis door de stroom vertraagde resp. versnelde ultrageluidsgolven met een bemonsterfrequentie gemeten en de resulterende impulsen omgerekend in hoeveelheidseenheden.Secondary volume meters of this type measure the flow rate and hence the flow of a medium through a measuring tube, based on the transit time difference between two ultra-sound wave packages of, for example, more than 100 periods, which simultaneously pass through the measuring tube once in each measuring cycle. In a selected section of the two 10 ultrasound wave packages, the phase shift α between the current on the road through the measuring tube is delayed resp. accelerated ultrasound waves with a sampling frequency measured and the resulting impulses converted into units of quantity.

15 Een dergelijke, de stand van de techniek vormende inrichting is bekend uit het Zwitserse octrooischrift 604.133.Such a prior art device is known from Swiss patent 604,133.

Kenmerkend voor deze doorloopvolumemeter is een voorgeschreven stroomrichting van het medium, een verwerkbare faseverschuiving α van maximaal 180° en een meetfout, die 20 ontstaat doordat de meter bij een zeer klein of in het geheel geen doorloop te veel hoeveelheidseenheden registreert.Characteristic of this flow-through volume meter is a prescribed flow direction of the medium, a processable phase shift α of maximum 180 ° and a measuring error, which arises because the meter registers too many quantity units at a very small or no flow at all.

Deze meetfout beperkt de minimale, met voorafbe-paalde nauwkeurigheid meetbare doorloophoeveelheid.This measurement error limits the minimum throughput quantity which can be measured with predetermined accuracy.

De uitvinding beoogt de dynamiek van de doorloop-25 volumeter, d.w.z. de verhouding van de grootste tot de kleinste doorloophoeveelheid bij voorafbepaalde meetnauwkeurigheid door het ondervangen van de oorzaken van de bovengenoemde meetfout te verbeteren.The object of the invention is to improve the dynamics of the flow-through volume meter, i.e. the ratio of the largest to the smallest flow rate at predetermined measuring accuracy, by overcoming the causes of the above-mentioned measuring error.

Een nauwkeurige analyse van de meetmethode vol-30 gens de stand van de techniek toont dat aan de stroom van het medium in de meetbuis een kleine stroomcomponent in en tegengesteld aan de vooraf bepaalde stroomrichting wordt toegevoegd, wanneer de kolom van hetmedium in de meetbuis tengevolge van trillingen of pompvibraties in langstrillingen wordt verplaatst.An accurate analysis of the measuring method according to the prior art shows that a small flow component is added to the flow of the medium in the measuring tube in and opposite to the predetermined flow direction, when the column of the medium in the measuring tube is vibrations or pump vibrations in longitudinal vibrations.

35 De apparaten volgens de stand van de techniek registreren slechts de absolute waarde van de stroom aan de hand van vele metingen met een duur van ongeveer 1 ms, zodat bij zeer kleine 8702512 % - 2 - ί of in het geheel geen doorloop bij trillingen in het medium de apparaten foutief een doorloophoeveelheid, de zogenaamde klaphoeveelheid, weergeven.The prior art devices only register the absolute value of the current by means of many measurements with a duration of about 1 ms, so that at very small 8702512% - 2 - ί or at all no continuation with vibrations in the medium the devices incorrectly display a throughput quantity, the so-called folding quantity.

Volgens de uitvinding worden deze problemen onder-5 vangen door de maatregelen volgens het kenmerk van conclusie ^ 1. .According to the invention, these problems are obviated by the measures according to the feature of claim 1.

De uitvinding wordt hierna nader toegelicht aan de hand van de tekening, waarin enkele uitvoeringsvoorbeel-den zijn weergegeven.The invention is explained in more detail below with reference to the drawing, in which some exemplary embodiments are shown.

10 Fig. 1 geeft een meetinrichting van een doorloop- volumemeter of als deel van een warmtehoeveelheidsmeter weer, fig. 2 toont een tijddiagram van een meetcyclus, fig. 3 geeft een uitvoering van een meetorgaan en een telinrichting weer, 15 fig. 4 toont een uitvoering van een op flanken ge schakelde fasedetector, fig. 5 is een toestandsdiagram van de fasedetector volgens fig. 4 en fig. 6 is een tijddiagram van de signalen in het 20 meetorgaan en in de telinrichting.FIG. 1 shows a measuring device of a flow volume meter or as part of a heat quantity meter, fig. 2 shows a time diagram of a measuring cycle, fig. 3 shows an embodiment of a measuring device and a counter, fig. 4 shows an embodiment of a Flank Switched Phase Detector, FIG. 5 is a state diagram of the phase detector of FIG. 4, and FIG. 6 is a time diagram of the signals in the meter and in the counter.

De aanduiding van de in- en uitgangen van gestandaardiseerde logische schakelingen en de weergave in de tekening is volgens het "Handbucn für Hochfrequenz- und Elektro-techniker" van C. Rint, band 3, blz. 293-295, Hüthing und 25 Pflaum Verlag, München, BRD bekend. Voor op zichzelf bekende deelschakelingen wordt ook gewezen op "Advanced Electronic Circuits" van U. Tietze en Ch. Schenk, Verlag Springer Berlijn, Heidelberg, New York 1978, ISBN 3-540-08750-8. Eventueel in dit verband voorkomende, letters met een dwarsstreep erboven 30 ter aanduiding van een logisch geïnverteerde toestand worden met de index "BAR" aangeduid, bijvoorbeeld RgAR.The designation of the inputs and outputs of standardized logic circuits and the representation in the drawing are according to the "Handbucn für Hochfrequenz- und Elektro-techniker" by C. Rint, vol. 3, p. 293-295, Hüthing und 25 Pflaum Verlag , Munich, BRD known. For well-known partial circuits, reference is also made to "Advanced Electronic Circuits" by U. Tietze and Ch. Schenk, Verlag Springer Berlin, Heidelberg, New York 1978, ISBN 3-540-08750-8. Letters in this connection, possibly with a cross-bar above them to indicate a logically inverted state, are denoted by the index "BAR", for example RgAR.

De in fig. 1 weergegeven doorloopvolumemeter, zoals deze bijvoorbeeld als deel van een warmtemeter wordt gebruikt, bestaat in hoofdzaak uit een meetwaardegever 1, met 35 een meetbuis 2, waarin een vloeibaar medium van een aansluit-stomp 3 naar een aansluitstomp 4 in een vooraf bepaalde, met een pijl 5 aangeduide stroomrichting loopt, en uit meetomzet-ters 6 en 7 voor ultrageluid, een zendorgaan 8, een besturings-orgaan 9, een meetorgaan 10 voor het bepalen van een looptijd- 8702512 - 3 - verschil t van de ultrageluidsgolven, een bemonstergenerator 11 met de frequentie f^r een telinrichting 12 met een weergeef inrichting 13 en een impulsgever 14 met de frequentie fg.The flow-through volume meter shown in Fig. 1, as it is used, for example, as part of a heat meter, consists essentially of a measuring value transmitter 1, with a measuring tube 2, in which a liquid medium from a connecting stub 3 to a connecting stub 4 in a predetermined certain flow direction, indicated by an arrow 5, and from measuring transducers 6 and 7 for ultrasound, a transmitting member 8, a control member 9, a measuring member 10 for determining a transit time 8702512-3 difference of the ultrasound waves , a sample generator 11 with the frequency f ^ r, a counter 12 with a display 13 and a pulse generator 14 with the frequency fg.

De meetomzetters 6, 7 liggen tegenover elkaar en 5 zenden periodiek gelijktijdig ultrageluidsgolfpakketten uit, d.w.z. een golfpakket loopt in de richting van de pijl 5 en een golfpakket loopt in tegengestelde richting. De zich aan het uiteinde van de meetbuis 2 bevindende meetomzetter 7 resp. 6 ontvangt derhalve een door de stroming versneld resp.The measuring transducers 6, 7 are opposite each other and 5 periodically transmit ultrasound wave packets simultaneously, i.e. a wave packet runs in the direction of the arrow 5 and a wave packet runs in the opposite direction. The measuring transducer 7 resp. 6 therefore receives an accelerated resp.

10 vertraagd ultrageluidsgolfpakket.10 delayed ultrasound wave package.

Het zendorgaan 8 omvat een oscillator 15 met een frequentie f^. Een kloksignaal 16 van de oscillator 15 wordt in het bij voorkeur uit een telketen bestaande besturingsor-gaan 9 benut om een commandosignaal 17 voor een omschakelaar 15 18 en een vrijgeefsignaal 19 voor het meetorgaan 10 en de weergeefinrichting 13 op te wekken.The transmitter 8 comprises an oscillator 15 with a frequency f ^. A clock signal 16 from the oscillator 15 is utilized in the preferably counting circuit controller 9 to generate a command signal 17 for a changeover switch 18 and a enable signal 19 for the meter 10 and the display 13.

Een bij voorkeur smalle impuls 20 van de impulsgever 14 veroorzaakt dat het besturingsorgaan 9 een meetcyclus 21 (fig. 2) begint. De meetcyclus 21 bestaat uit een zend-20 fase 22, een ontvangfase 23 en een rustfase 24. De volgende impuls 20 beëindigt de rustfase 24 en een nieuwe meetcyclus 211 begint.A preferably narrow pulse 20 of the pulse generator 14 causes the control member 9 to start a measuring cycle 21 (FIG. 2). The measurement cycle 21 consists of a transmit 20 phase 22, a receive phase 23 and a rest phase 24. The next pulse 20 ends the rest phase 24 and a new measurement cycle 211 begins.

De frequentie fQ van de impulsen 20 (fig. 1) wordt bij voorkeur overeenkomstig de temperatuur van het medium 25 in de meetbuis 2 ter compensatie van de temperatuurafhankelijke geluidssnelheid van het medium Cg op passende wijze veranderd in het geval van een zuivere doorloopmeter. Bij een warmte-hoeveelheidsmeter daarentegen hangt de frequentie fQ van de impulsen 20 bij voorkeur voorts nog af van het verschil tus-30 sen de aanvoertemperatuur van een warmteverbruiker en de re-tourtemperatuur daarvan.Preferably, the frequency fQ of the pulses 20 (FIG. 1) is appropriately changed in the case of a pure flow meter in accordance with the temperature of the medium 25 in the measuring tube 2 to compensate for the temperature-dependent sound velocity of the medium Cg. In a heat meter, on the other hand, the frequency fQ of the pulses 20 preferably further depends on the difference between the supply temperature of a heat consumer and the return temperature thereof.

De zendfrequentie ίΛ komt via de door het comman- dosignaal 17 bestuurde omschakelaar 18 gedurende een vooraf bepaalde duur, bijvoorbeeld gedurende 128 perioden, als een 35 zendsignaal 25 via een gemeenschappelijk invoerpunt 26 en koppelingsorganen 27 bij de meetomzetters 6 en 7. De meetomzetters 6 en 7 wekken in het medium per meetcyclus 21 (fig.The transmission frequency ίΛ comes via the switch 18 controlled by the command signal 17 for a predetermined duration, for example for 128 periods, as a transmission signal 25 via a common input point 26 and coupling members 27 at the measuring transducers 6 and 7. The measuring transducers 6 and 7 wake up in the medium per measurement cycle 21 (fig.

2) elk een ultrageluidsgolfpakket met de vooraf bepaalde duur op. De zendfrequentie f^ ligt bij voorkeur in het gebied van 8702512 « - 4 - * 0,9 tot 1,2 MHz.2) each an ultrasound wave package with the predetermined duration on. The transmission frequency f ^ is preferably in the range of 8702512-4-4.9 to 1.2 MHz.

In fig. 1 wordt het gemeenschappelijke invoer-punt 26 door de omschakelaar 18 gedurende de ontvangfase 23 (fig. 2) bij voorkeur geaard. Voor de evaluatie is het 5 van voordeel slechts een in het midden gelegen gedeelte van het ontvangen ultrageluidsgolfpakket te verwerken, bijvoorbeeld de middelste 64 perioden. Deze keuze is vooraf bepaald door de positie in de tijd en de lengte van het vrijgeefsig-naal 19. Fig. 2 toont de volgorde in de tijd van de signalen 10 17, 19, 20, 28 en 29 gedurende een meetcyclus 21.In FIG. 1, the common input point 26 is preferably grounded by the changeover switch 18 during the receive phase 23 (FIG. 2). For the evaluation, it is advantageous to process only a mid-section of the received ultrasound wave packet, for example, the middle 64 periods. This choice is predetermined by the position in time and the length of the release signal 19. FIG. 2 shows the temporal sequence of the signals 10, 17, 19, 20, 28 and 29 during a measurement cycle 21.

De beide ultrageluidsgolfpakketten doorlopen het meettrajekt in de meetbuis 2 (fig. 1) met de snelheden Cq+c^ (stroomafwaarts, volgens de met de pijl 5 aangenomen stroomrichting) en Cq - cm (stroomopwaarts), waarbij cm de stroom-15 snelheid van het medium voorstelt. De meetomzetter 6 ontvangt de stroomopwaarts (= UP stream) inkomende ultrageluidsgolf en wekt een elektrisch UP-ontvangsignaal 28 op. De meetomzetter 7 ontvangt de stroomafwaarts (= DOWN stream) inkomende ultrageluidsgolf en wekt een elektrisch DOWN-ontvangssignaal 20 29 op. Zolang c^ een waarde groter dan nul heeft, ontstaat een positieve faseverschuiving α tussen het DOWN-ontvangsig-naal 29 en het UP-ontvangsignaal 28. Volgens het Zwitserse octrooischrift 604.133 geldt in eerste benadering voor het looptijdverschil t « 2*b*cm/Cg2, waarbij b de lengte van het 25 meettraject is en voor de faseverschuiving α levert dit op α = t*f^*360°. Vloeit gedurende de tijd vanaf het uitzenden tot het ontvangen van de ultrageluidsgolven het medium in de aan de pijl 5 tegengestelde richting, dan heeft c^ een waarde kleiner dan nul en er stelt zich een negatieve waarde voor 30 de faseverschuiving a in.Both ultrasound wave packages pass through the measuring path in the measuring tube 2 (fig. 1) at the speeds Cq + c ^ (downstream, according to the flow direction assumed by the arrow 5) and Cq - cm (upstream), where cm is the flow speed of represents the medium. The measuring transducer 6 receives the ultrasound wave entering the upstream (= UP stream) and generates an electric UP receiving signal 28. The measuring transducer 7 receives the ultrasound wave entering the downstream (= DOWN stream) and generates an electrical DOWN receiving signal 29. As long as c ^ has a value greater than zero, a positive phase shift α is created between the DOWN receive signal 29 and the UP receive signal 28. According to Swiss Patent 604,133, the transit time difference t «2 * b * cm / Cg2, where b is the length of the measuring trajectory and for the phase shift α this gives α = t * f ^ * 360 °. If the medium flows in the direction opposite to the arrow 5 during the time from the emission to the reception of the ultrasound waves, then c ^ has a value less than zero and a negative value for the phase shift a is set.

Wordt het UP-ontvangsignaal 28 in het meetorgaan 10 door elektronische middelen vertraagd, dan wordt bij de faseverschuiving α een extra constante positieve faseverschuiving δα opgeteld, d.w.z. er treedt een nulpuntsverschui-35 ving Γ op. De telinrichting 12 converteert de som van de fasever schuivingen, een faseverschil α+δα, voor elke meetcyclus 21 (fig. 2) in een som van hoeveelheidseenheden. Ter correctie van de nulpuntsverschuiving Γ vermindert vervolgens de weergeefinrichting 13 deze som met een constant, met de extra 8702512 - 5 - % faseverschuiving δα overeenkomend getal en telt het resultaat op bij de reeds vastgelegde afleesbare hoeveelheidseenheden. Bijgevolg kan het meetorgaan 10 (fig. 1) ook ten opzichte van de pijl 5 negatieve stroomsnelheden c vaststellen, zolang het 5 faseverschil α+δα groter dan nul blijft.If the UP receive signal 28 in the measuring member 10 is delayed by electronic means, an extra constant positive phase shift δα is added to the phase shift α, i.e. a zero point shift Γ occurs. The counter 12 converts the sum of the phase shifts, a phase difference α + δα, for each measurement cycle 21 (Fig. 2) into a sum of units of quantity. To correct the zero offset unt, the display 13 then reduces this sum by a constant number corresponding to the additional 8702512 - 5% phase shift δα and adds the result to the already readable quantity units. Consequently, the measuring device 10 (fig. 1) can also determine negative flow rates c with respect to the arrow 5, as long as the 5 phase difference α + δα remains greater than zero.

Volgens fig. 3 wordt elk van de ontvangsignalen 28 en 29 toegevoerd aan een ingang van een drempelwaardeschakel aar 30 resp. 31 van het meetorgaan 10. Voor het bepalen van het looptijdverschil t van de beide ultrageluidsgolven 10 wordt de faseverschuiving α tussen het DOWN-ontvangsignaal 29 en het UP-ontvangsignaal 28 gemeten. De drempelwaarde-schakelaar 30 zet het analoge signaal 28 om in een digitaal uitgangssignaal, de drempelwaardeschakelaar 31 zet het analoge signaal 29 om in een digitaal uitgangssignaal 33. Elke 15 drempelwaardeschakelaar 30 resp. 31 wekt gedurende de positieve halve golf van het ontvangsignaal 28 resp. 29 een uitgangssignaal 32 resp. 33 op met de logische waarde "H" en gedurende de negatieve halve golf van het ontvangsignaal 28, 29 een uitgangssignaal met de logische waarde "L".According to FIG. 3, each of the receive signals 28 and 29 is applied to an input of a threshold value switch 30 and 30, respectively. 31 of the measuring device 10. To determine the transit time difference t of the two ultrasound waves 10, the phase shift α between the DOWN receive signal 29 and the UP receive signal 28 is measured. The threshold switch 30 converts the analog signal 28 into a digital output signal, the threshold switch 31 converts the analog signal 29 into a digital output signal 33. Every 15 threshold value switch 30 resp. 31 awakens during the positive half-wave of the receive signal 28, respectively. 29 an output signal 32 resp. 33 with the logic value "H" and during the negative half-wave of the receive signal 28, 29 an output signal with the logic value "L".

20 In een verwerkingsschakeling volgens de stand van de techniek bepalen signaallooptijden in de verschillende poortschakelingen de kleinste vaststelbare faseverschuiving α en daarmede de minimale stroming van het medium. Met voordeel worden voor de verdere signaalverwerking de uitgangssig-25 nalen 32 en 33 echter gesynchroniseerd met bemonsterimpulsen 34 van de bemonstergenerator 11. De logische toestanden van . de uitgangssignalen 32 en 33 worden bij het wisselen van de logische toestand van de bemonsterimpuls 34 van "L" naar "H" van de hierna nader beschreven synchronisatie-flipflop op 30 de D-ingang overgenomen. Daarmede bepalen niet meer de poort-looptijden de kleinste vaststelbare faseverschuivingen α , maar de een grootte orde kleinere voorbereidingstijden van de klok- en gegevensingangen van de synchronisatie-flipflop en de frequentie f'2 van de bemonsterimpulsen 34. Aangezien 35 volgens de stand van de techniek de frequenties f^ en geen met een geheel getal overeenkomende verhouding mogen vormen, wordt de faseverschuiving α ondanks de kwantisering in eenheden van de periodeduur van de bemonsterfrequentie f2 over een langere meettijd nauwkeurig bepaald. De synchronisatie 870212 - 6 - van de signalen maakt de toepassing van symmetrische recht-hoekimpulsen mogelijk in plaats van vroeger naaldvormige volgens de stand van de techniek en daarmede een hogere frequentie f2, d.w.z. de meetinrichting kan kleinere hoeveelheids-5 eenheden vaststellen en derhalve nauwkeuriger tellen, zonder de stroombesparende CMOS-techniek voor de verwerkingselektro-nica te verlaten. Dit is bijvoorbeeld voor een uit een batterij gevoede versie van het meetapparaat bijzonder gunstig.In a processing circuit according to the prior art, signal transit times in the various gate circuits determine the smallest detectable phase shift α and thus the minimum flow of the medium. Advantageously, for further signal processing, the output signals 32 and 33 are synchronized with sample pulses 34 from the sample generator 11. The logic states of. the output signals 32 and 33 are transferred to the D input at the D input when the logic state of the sampling pulse 34 is changed from "L" to "H" from the synchronization flip-flop described below. Thus, the gate travel times no longer determine the smallest detectable phase shifts α, but the orderly shorter preparation times of the clock and data inputs of the synchronization flip-flop and the frequency f'2 of the sampling pulses 34. Since 35 according to the position of the If the frequencies f ^ are not an integer-corresponding ratio, the phase shift α despite the quantization in units of the period duration of the sampling frequency f2 is accurately determined over a longer measurement time. The synchronization 870212-6 of the signals allows the use of symmetrical right angle pulses instead of prior art needle-shaped pulses and hence a higher frequency f2, ie the measuring device can determine smaller quantity units and therefore count more accurately without leaving the power-saving CMOS technology for the processing electronics. This is particularly advantageous, for example, for a battery-powered version of the measuring device.

De synchronisatie van de uitgangssignalen 32 en 10 33 maakt bovendien een met eenvoudige middelen te realiseren gunstige nulpuntsverschuiving Γ in positieve telrichting mogelijk door vertragen van het uitgangssignaal 32 over n klokperioden ten opzichte van het uitgangssignaal 33, waarbij n een positief geheel getal is.Moreover, the synchronization of the output signals 32 and 10 33 makes possible a favorable zero point shift positieve in positive counting direction to be realized by simple means by delaying the output signal 32 by n clock periods relative to the output signal 33, wherein n is a positive integer.

15 Voor een dergelijke synchronisatie kan een uit "Advanced Electronic Circuits" van U. Tietze en Ch. Schenk op blz. 313 bekende D-flipflopschakeling worden gekozen.For such a synchronization one of "Advanced Electronic Circuits" of U. Tietze and Ch. On page 313, pour known D flip-flop circuitry are chosen.

Bij een de voorkeur verdienende uitvoeringsvorm van het meetapparaat (fig. 1) worden derhalve de bemonsterimpulsen 34 20 uit de bemonstergenerator 11 voor de synchrone verwerking van de signalen 28, 29 naar een ingang 35 van het meetorgaan 10 en naar een ingang 36 van de telinrichting 12 gevoerd.Therefore, in a preferred embodiment of the measuring device (Fig. 1), the sample pulses 34 20 are sent from the sample generator 11 for the synchronous processing of the signals 28, 29 to an input 35 of the measuring device 10 and to an input 36 of the counter. 12 lined.

Door middel van leidingen 37, 38 wordt het meetresultaat van het meetorgaan 10 toegevoerd aan de telinrichting 12. Daartoe 25 is nog een retourleiding 39 van de telinrichting 12 naar het meetorgaan 10 nodig.The measuring result of the measuring member 10 is supplied to the counting device 12 by means of lines 37, 38. For this purpose, a return line 39 from the counting device 12 to the measuring member 10 is required.

Fig. 3 toont een mogelijke uitvoeringsvorm van het meetorgaan 10. Het uitgangssignaal 33 van de drempelwaarde-schakelaar 31 wordt toegevoerd aan de D-ingang van een eer-30 ste D-flipflop 40 en het uitgangssignaal 32 van de drempel-waardeschakelaar 30 aan de D-ingang van een tweede D-flipflop 41. De Q-uitgang van de eerste D-flipflop 40 is verbonden met een ingang van een eerste NEN -poort 42 en met een ingang 43 van een eerste op flanken geschakelde fasedetector 44. 35 De uitgang van de NEN -poort 42 is verbonden met een ingang van een tweede op flanken geschakelde fasedetector 46. De Q-uitgang van de tweede D-flipflop 41 is verbonden met de D-ingang van een schuifregister 47 met n-trappen, waarbij n een geheel positief getal is. Signalen op de Q-uitgang van het 87 0 2 5 1 1 -7-.Fig. 3 shows a possible embodiment of the measuring element 10. The output signal 33 of the threshold switch 31 is applied to the D input of a first D flip-flop 40 and the output signal 32 of the threshold value switch 30 to the D- input of a second D flip-flop 41. The Q output of the first D flip-flop 40 is connected to an input of a first NAND gate 42 and to an input 43 of a first phase-connected phase detector 44. 35 The output of the NAND gate 42 is connected to an input of a second flanked phase detector 46. The Q output of the second D flip-flop 41 is connected to the D input of a n-stage shift register 47, where n is a whole is a positive number. Signals on the Q output of the 87 0 2 5 1 1 -7-.

<* schuifregister 47 worden toegevoerd aan een ingang 48 van de fasedetector 44 en aan een ingang van een tweede NEN-poort 49. De uitgang van de NEN-poort 49 is verbonden met een ingang 50 van de tweede fasedetector 46. Een uitgang 51 van de 5 eerste fasedetector 44 en een uitgang 52 van de tweede fasedetector 46 staan in verbinding met de D-ingang van een derde D-flipflop 53 resp. van een vierde D-flipflop 54. Via de ingang 35 ontvangt het meetorgaan 10 de bemonsterimpulsen 34 voor de synchronisatie. Deze bemonsterimpulsen 34 van de 10 klokgenerator 11 worden toegevoerd aan de T-ingangen van de onderdelen 40, 41, 44, 46, 47, 53 en 54.shift register 47 are applied to an input 48 of the phase detector 44 and to an input of a second NAND gate 49. The output of the NAND gate 49 is connected to an input 50 of the second phase detector 46. An output 51 of the first phase detector 44 and an output 52 of the second phase detector 46 communicate with the D input of a third D flip-flop 53, respectively. of a fourth D flip-flop 54. Via the input 35, the measuring device 10 receives the sampling pulses 34 for the synchronization. These sampling pulses 34 from the 10 clock generator 11 are applied to the T inputs of parts 40, 41, 44, 46, 47, 53 and 54.

Een evaluatieschakeling 55 in het meetorgaan 10 herkent waarden van het faseverschil α+δα in het gebied van 0° tot 360°. Bij de in fig. 3 getekende gunstige uitvoerings-15 vorm zijn de beide Q-uitgangen van de D-flipflops 53 en 54 verbonden met de beide ingangen van een eerste NEN-poort 56, met de beide ingangen van een eerste exclusieve OF-poort 57 en met de beide ingangen van een eerste OF-poort 58. De uitgang van de exclusieve OF-poort 57 staat via de leiding 37 20 in verbinding met de telinrichting 12. De retourleiding 39 en de uitgang van de OF-poort 58 zijn met de beide ingangen van een tweede NEN-poort 59 verbonden, de uitgangen van de beide NEN-poorten 56 en 59 met de beide ingangen van een derde NEN-poort 60. De uitgang van deze poort 60 is via de 25 leiding 38 eveneens naar de telinrichting 12 gevoerd.An evaluation circuit 55 in the measuring member 10 recognizes values of the phase difference α + δα in the range from 0 ° to 360 °. In the favorable embodiment shown in Fig. 3, the two Q outputs of the D flip-flops 53 and 54 are connected to the two inputs of a first NAND gate 56, to the two inputs of a first exclusive OR gate. 57 and to both inputs of a first OR gate 58. The output of the exclusive OR gate 57 communicates via the line 37 20 with the counter 12. The return line 39 and the output of the OR gate 58 are the two inputs of a second NAND gate 59 are connected, the outputs of the two NAND gates 56 and 59 to the two inputs of a third NAND gate 60. The output of this gate 60 is also via the line 38 to the counting device 12 lined.

Een uitvoeringsvorm van de telinrichting 12 is in fig. 3 afgeheeld. Deze is in de eerste binaire teltrap voorzien van een uit een vijfde D-flipflop 61 en een tweede exclusieve OF-poort 62 bestaande synchrone teller 63 en in 30 de tweede teltrap van een uit een zesde D-flipflop 64 en een derde exclusieve OF-poort 65 bestaande tweede synchrone teller 66. In de eerste synchrone teller 63 zijn de Q-uitgang van de D-flipflop 61 en de ingang 37 van de telinrichting 12 naar de beide ingangen van de exclusieve OF-poort 62 gevoerd.An embodiment of the counting device 12 is shown in Fig. 3. It is provided in the first binary counting stage with a synchronous counter 63 consisting of a fifth D-flip-flop 61 and a second exclusive OR gate 62 and in the second counting stage of a sixth D-flip-flop 64 and a third exclusive OR- gate 65 existing second synchronous counter 66. In the first synchronous counter 63, the Q output of the D-flip-flop 61 and the input 37 of the counter 12 are fed to both inputs of the exclusive OR gate 62.

35 De uitgang van de poort 62 is verbonden met de D-ingang van de D-flipflop 61. De Q-uitgang van de D-flipflop 61 is ook via de retourleiding 39 aan een ingang van de NEN-poort 59 gelegd. Bij de tweede synchrone teller 64 is de Q-uitgang van de D-flipflop 64 verbonden met de ingang van de volgende bi- 8702512 - 8 - naire teltrap 67 en met een eerste ingang van de derde exclusieve OF-poort 65. De ingang 38 van de telinrichting 12 is aan een tweede ingang van de poort 65 gelegd. De uitgang van de poort 65 is verbonden met de D-ingang van de D-flipflop 5 64. De Q-uitgangen van de D-flipflops 61 en 64, alsmede uit gangen van de daarop volgende binaire teltrappen 67 staan in verbinding met de weergeefinrichting 13. Via de ingang 36 zijn de T-ingangen van de beide D-flipflops 61 en 64 verbonden met de bemonstergenerator 11 als klokgenerator.The output of the gate 62 is connected to the D-input of the D-flip-flop 61. The Q-output of the D-flip-flop 61 is also connected via the return line 39 to an input of the NAND gate 59. At the second synchronous counter 64, the Q output of the D flip-flop 64 is connected to the input of the next bi-8702512-8 count stage 67 and to a first input of the third exclusive OR gate 65. The input 38 of the counter 12 is applied to a second entrance to the gate 65. The output of the gate 65 is connected to the D-input of the D-flip-flop 64. The Q-outputs of the D-flip-flops 61 and 64, as well as outputs of the subsequent binary counting stages 67, are connected to the display device. 13. Via the input 36, the T inputs of the two D flip-flops 61 and 64 are connected to the sample generator 11 as a clock generator.

10 Het vrijgeefsignaal 19 wordt toegevoerd aan een RBAr-ingang van de D-flipflops 40 en 41, de fasedetectors 44 en 46 en de weergeefinrichting 13.The enable signal 19 is applied to an RBAr input of the D flip-flops 40 and 41, the phase detectors 44 and 46 and the display device 13.

Fig. 4 toont een uitvoering van de fasedetectors 44 en 46. De nummering en aanduidingen van de in- en uitgan-15 gen van de schakeling komen overeen met de zelfde nummering en aanduidingen voor de fasedetector 44 resp. 46 in fig. 3. Deze fasedetectors 44 en 46 werken synchroon met de bemonsterimpulsen 34. In fig. 4 is de ingang 35 verbonden met de T-ingang van een zevende D-flipflop 68, van een achtste D-flipflop 69 20 en van een negende D-flipflop 70. Het vrijgeefsignaal 19 wordt toegevoerd aan de RBAR-ingang van de D-flipflops 68, 69 en 70. De ingang 43, 45 is met de D-ingang van de D-flipflop 68 en met een ingang van een vierde NEN-poort 71 verbonden. De Qg^R-uitgang van de D-flipflop 68 is aan een tweede ingang 25 van de poort 71 gelegd. De uitgang van de poort 71 is aangesloten op een ingang van de tweede OF-poort 72. Een verbinding bestaat tussen de ingang 48, 50, de D-ingang van de D-flipflop 70 en de ingang van een derde NEN-poort 73. De uitgang van de poort 73 is verbonden met een ingang van een NOF-poort 74, een 30 tweede ingang van de NOF-poort 74 is verbonden met de Q-uit-gang van de D-flipflop 70. De uitgang van de poort 74 is naar een ingang van een derde OF-poort 75 en naar een tweede ingang van de OF-poort 72 geleid. De uitgang van de poort 72 resp.Fig. 4 shows an embodiment of the phase detectors 44 and 46. The numbering and designations of the inputs and outputs of the circuit correspond to the same numbering and designations for the phase detector 44 and 46 respectively. 46 in FIG. 3. These phase detectors 44 and 46 operate synchronously with the sampling pulses 34. In FIG. 4, input 35 is connected to the T input of a seventh D flip-flop 68, of an eighth D-flip flop 69, and of a ninth D flip-flop 70. The enable signal 19 is applied to the RBAR input of the D flip-flops 68, 69 and 70. The input 43, 45 is with the D input of the D flip-flop 68 and with an input of a fourth NAND gate 71 connected. The QG ^ R output of the D flip-flop 68 is applied to a second input 25 of the gate 71. The output of gate 71 is connected to an input of the second OR gate 72. A connection exists between the input 48, 50, the D input of the D flip-flop 70 and the input of a third NAND gate 73. The output of the gate 73 is connected to an input of an NOR gate 74, a second input of the NOR gate 74 is connected to the Q output of the D-flip-flop 70. The output of the gate 74 has been passed to an input of a third OR gate 75 and to a second input of the OR gate 72. The output of gate 72 resp.

75 is verbonden met een ingang van een vijfde NEN-poort 76.75 is connected to an input of a fifth NAND gate 76.

35 Een verbinding bestaat tussen de uitgang van de poort 76 en de D-ingang van de D-flipflop 69. De “Uitgang van de D-flip-flop 69 is toegevoerd aan een tweede ingang van de OF-poort 75. De Q-uitgang van de schakeling 69 is met de uitgang 51, 52 verbonden.A connection exists between the output of the gate 76 and the D-input of the D-flip-flop 69. The output of the D-flip-flop 69 is applied to a second input of the OR-gate 75. The Q- output of circuit 69 is connected to output 51, 52.

e 7 o 2 S 1 2 - 9 - *e 7 o 2 S 1 2 - 9 - *

De fasedetector 44 resp. 46 heeft acht verschillende, van de voorgeschiedenis afhankelijke toestanden. In fig. 5 zijn deze toestanden als cirkels 77 weergegeven, in de bovenste helft van elke cirkel is de met een letter a, b, c, 5 d, e, f, g en h aangeduide toestand aangegeven, in de onderste helft staat het logische symbool van het signaal op de uitgang 51, 52 (fig. 4) van de schakeling. Richtingspijlen 78 (fig. 5) zijn van (x, y)-symboolparen 79 voorzien, waarbij x de logische toestand van de ingang 43, 45 (fig. 4) en y de 10 logische toestand van de ingang 48, 50 op het tijdstip van het binnenkomen van de bemonsterimpuls 34 aanduiden. Zolang het vrijgeefsignaal 19 in de toestand "L" is, zijn de D-flip-flops 68, 69 en 70 terug gesteld, d.w.z. hun Q-uitgangen zijn logisch "L", hun QBAR~uitgangen zijn logisch "H". De 15 toestand van de beide fasedetectors 44 resp. 46 is "a". Zodra het vrijgeefsignaal 19 de toestand "H" heeft, wordt bij het binnenkomen van de bemonsterimpuls 34 de toestand van de schakeling in overeenstemming met de logische toestanden van de ingangen 43, 48 resp. 45, 50 veranderd. In fig. 5 wijst 20 de richtingspij1 78 met het overeenkomstige symboolpaar 79 naar de cirkel 77 met de nieuwe toestand van de fasedetector 44 resp. 46.The phase detector 44 resp. 46 has eight different history-dependent states. In Fig. 5 these states are shown as circles 77, in the top half of each circle the state indicated with a letter a, b, c, 5 d, e, f, g and h is indicated, in the bottom half it shows logic symbol of the signal at the output 51, 52 (fig. 4) of the circuit. Direction arrows 78 (FIG. 5) are provided with (x, y) symbol pairs 79, where x is the logic state of the input 43, 45 (FIG. 4) and y is the logic state of the input 48, 50 at the time indicate the entry of the sampling pulse 34. As long as the enable signal 19 is in the "L" state, the D flip-flops 68, 69 and 70 are reset, i.e., their Q outputs are logic "L", their QBAR ~ outputs are logic "H". The state of the two phase detectors 44, respectively. 46 is "a". As soon as the enable signal 19 has the state "H", when the sample pulse 34 enters, the state of the circuit is set in accordance with the logic states of the inputs 43, 48 and 48 respectively. 45, 50 changed. In Fig. 5, the directional arrow 78 with the corresponding symbol pair 79 points to the circle 77 with the new state of the phase detector 44, respectively. 46.

In fig. 3 worden de uitgangssignalen 32 resp.In FIG. 3, the output signals 32 and 32, respectively.

33 door middel van de door de bemonsterimpulsen 45 met de 25 aftastfrequentie f2 geklokte D-flipflop 41 resp. 40 gesynchroniseerd, aangezien door de D-flipflop alleen het op het tijdstip van de positieve flank van de bemonsterimpuls 34 op de D-ingang staande uitgangssignaal 32 resp. 33 wordt doorgegeven aan de Q-uitgang van de D-flipflop. De D-flipflop 40 30 wekt op de uitgang een DOWN-signaal 80 op, de D-flipflop 41 een UP-signaal 81. Het DOWN-signaal 80 en het in de NEN-poort 42 geïnverteerde signaal 80' zijn ingangssignalen voor de beide fasedetectors 44, 46. Het UP-signaal ondergaat door het met n-trappen uitgevoerde schuifregister 47 een vertraging in 35 overeenstemming met de vooraf bepaalde extra faseverschuiving δα over n perioden aan de bemonsterfrequentie f 2. Het over n klokimpulsen vertraagde UP-signaal 81 komt als een DD-signaal 82 op de ingang 48 van de op flanken geschakelde fasedetector 44 en als geïnverteerd signaal 82' na de NEN- 8702*12 - 10 - poort 49 op de ingang 50 van de op flanken geschakelde fasede tec tor 46.33 by means of the D-flip-flop 41 resp. 40 is synchronized, since the D-flip-flop only outputs the output signal 32 or D1 at the time of the positive edge of the sampling pulse 34 at the D-input. 33 is passed to the Q output of the D flip-flop. The D flip-flop 40 30 generates a DOWN signal 80 at the output, the D flip-flop 41 a UP signal 81. The DOWN signal 80 and the signal 80 'inverted in the NAND gate 42 are input signals for the two phase detectors 44, 46. The UP signal is delayed by the n-stage shift register 47 in accordance with the predetermined additional phase shift δα over n periods at the sampling frequency f 2. The UP signal 81 delayed by n clock pulses comes as a DD signal 82 on the input 48 of the flanked phase detector 44 and as an inverted signal 82 'after the NEN-8702 * 12-10 port 49 on the input 50 of the flanked phase detector 46.

De duur van de vertraging resp. het aantal trappen van het schuifregister 47 hangt af van de keuze van het 5 meetbereik. Bij een extra constante faseverschuiving δα =180° is bijvoorbeeld het meetbereik van de doorloopmeter symmetrisch om het nulpunt, d.w.z. de meter kan in het aangegeven bereik stromen van het medium in en tegengesteld aan de richting van de pijl 5 in fig. 1 meten. Een uitvoering met schuif-10 register 47 (fig. 3) heeft in dit geval een aantal trappen in overeenstemming met de op het eerste gehele getal naar boven of naar beneden afgeronde helft van de verhouding f^ totThe duration of the delay resp. the number of stages of the shift register 47 depends on the choice of the measuring range. For example, with an extra constant phase shift δα = 180 °, the measuring range of the flow meter is symmetrical about the zero point, i.e. the meter can measure flows of the medium in the specified range and opposite to the direction of the arrow 5 in fig. 1. In this case, an embodiment with slider-register 47 (Fig. 3) has a number of steps corresponding to the half of the ratio f ^ to rounded up or down on the first integer.

fTfT

Een de voorkeur verdienende uitvoering van de 15 doorloopvolumemeter voor het meten van de stroom in een vooraf bepaalde richting heeft bij een verhouding f2 tot f^ van ongeveer 10 een eentraps schuifregister 47. Bijgevolg bedraagt de constante extra faseverschuiving δα ongeveer 30°. Deze uitvoering meet derhalve in het bereik van een fasever-20 schuiving α van ongeveer -30° tot +330° en bereikt de noodzakelijke nulpuntsverschuiving Γ om de door vibraties en trillingen opgewekte klaphoeveelheden correct te bepalen, zonder het meetbereik te sterk te beperken.A preferred embodiment of the flow-through volume meter for measuring the current in a predetermined direction has a one-stage shift register 47 at a ratio f2 to f ^ of approximately 10. Consequently, the constant additional phase shift δα is approximately 30 °. Therefore, this embodiment measures in the range of a phase shift α from approximately -30 ° to + 330 ° and achieves the necessary zero shift Γ to correctly determine the flapping quantities generated by vibrations and vibrations, without restricting the measuring range too much.

Bij elke positieve flank van de bemonsterimpulsen 25 34 veranderen de fasedetectors 44, 46 de logische toestand op de uitgang 51, 52 overeenkomstig de logische toestand van de signalen op de ingangen 43, 45, 48, 50 volgens fig. 5. Een signaal op de uitgang 52 (fig. 3) van de fasedetector 46 is vanwege de NEN-poorten 42, 49 over 180° ten opzichte van het 30 signaal op de uitgang 51 van de fasedetector 44 verschoven, dit is pas vanaf de tweede verwerkte periode van de signalen 80, 81 (frequentie f^) het geval. De uitgangssignalen 51 resp. 52 worden bij de volgende positieve flank van de bemonsterimpulsen 34 door de D-flipflops 53 resp. 54 doorgegeven 35 aan de evaluatieschakeling 55 als een "-"-signaal 83 resp. als een "+"-signaal 84.At each positive edge of the sample pulses 34, the phase detectors 44, 46 change the logic state at the output 51, 52 according to the logic state of the signals at the inputs 43, 45, 48, 50 according to FIG. 5. A signal at the output 52 (fig. 3) of the phase detector 46 has been shifted 180 ° relative to the signal on the output 51 of the phase detector 44 because of the NAND gates 42, 49, this is only from the second processed period of the signals 80, 81 (frequency f ^) is the case. The output signals 51 resp. 52, at the next positive edge of the sample pulses 34 by the D flip-flops 53 and 52, respectively. 54 passed 35 to the evaluation circuit 55 as a "-" signal 83 resp. as a "+" signal 84.

Het tijdsverloop van de signalen bij de verwerking in het meetorgaan 10, dat met een eentrapsschuifregister 47 is uitgerust , is in fig. 6 weergegeven. De linker helft a 7 o 2 512 - 11 - van fig. 6 omvat de signaalfuncties bij een faseverschuiving α kleiner dan 180° (bijvoorbeeld α s 40°), de rechter helft de signaalfuncties voor α groter dan 180° (bijvoorbeeld α s 280°) direkt na het binnenkomen van het vrijgeefsignaal 19.The time course of the signals during processing in the measuring device 10, which is equipped with a one-stage shift register 47, is shown in FIG. The left half a 7 o 2 512 - 11 - of fig. 6 contains the signal functions with a phase shift α less than 180 ° (for example α s 40 °), the right half the signal functions for α greater than 180 ° (for example α s 280 °) immediately after entering the release signal 19.

5 Het vrijgeefsignaal 19 verschijnt zowel asynchroon met de bemonster impulsen 34 als met de ontvangsignalen 28, 29. De nummering en de aanduidingen van de signalen in fig. 6 komen overeen met de nummering en aanduiding van de signalen in fig.The release signal 19 appears both asynchronously with the sample pulses 34 and with the receive signals 28, 29. The numbering and designations of the signals in Fig. 6 correspond to the numbering and designation of the signals in Fig. 6.

3.3.

10 De evaluatieschakeling 55 heeft twee bedrijfs- toestanden. Voor faseverschillen α+δα tussen 0° en 180° telt de via de exclusieve OF-poort 57 en de eerste leiding 37 aangestuurde eerste trap met de synchrone teller 63 in de bereiken 0° tot α+δα en 180° tot 180°+(α+δα) van elke periode 15 van het signaal 84 in het ritme van de bemonsterimpulsen 34.The evaluation circuit 55 has two operating states. For phase differences α + δα between 0 ° and 180 °, the first stage controlled via the exclusive OR gate 57 and the first line 37 counts with the synchronous counter 63 in the ranges 0 ° to α + δα and 180 ° to 180 ° + ( α + δα) of each period 15 of the signal 84 in the rhythm of the sampling pulses 34.

De overdracht van deze teltrap wordt via de retourleiding 39 met het OF-signaal 86 in de NEN-poort 59 gecombineerd. Het resultaat van deze combinatie is een NEN-signaal 87. In deze eerste bedrijfstoestand is het resultaat van de combinatie 20 in de NEN-poort 56, d.w.z. een (α> 180°)-signaal 85, steeds logisch "H", terwijl het OF-signaal 86 op de uitgang van de OF-poort 58 op het tijdstip van de overdracht steeds logisch "H" is. Via de NEN-poort 60 en de tweede leiding 38 worden de overdrachtssignalen in de tweede synchrone teller 66 en de 25 volgende binaire teltrappen 67 opgeteld. Voor faseverschillen α+δα tussen 180° en 360° bevindt de evaluatieschakeling 55 zich in een tweede bedrijfstoestand. De tweede synchrone teller 66 wordt via de NEN-poort 56 door de poort 60 eveneens aangestuurd. Het OF-signaal 86 en de overdracht van de synchro-30 ne teller 63 naar de retourleiding 39 besturen via de NEN-poort 59 door middel van het NEN-signaal 87 de poort 60. In de bereiken 0° tot α+δα-180° en 180° tot α+δα van liet signaal 34 is het (α > 180°)-signaal 85 logisch "L" en het signaal op de tweede leiding 38 logisch "H". De synchrone teller 66 35 telt derhalve in het ritme van de bemonsterimpulsen 34, terwijl de synchrone teller 63 is geblokkeerd. Aangezien de trappen 63, 66 en 67 de binaire telketen in stijgende volgorde vormen en de synchrone teller 66 de tweede trap vormt, worden in het bereik 0° tot α+δα-180° en 180° tot α+δα van het sig- 8?0 2 1? - 12 - naai 84 de bemonsterimpulsen 34 met het dubbele gewicht geteld. Voor de overige bereiken tussen α+δα-180° en 180° resp. α+δα en 360° van het signaal 84 is het (a > 180°)-signaal 85 en het signaal op de eerste leiding 37 logisch "H". De via de 5 poort 57 aangestuurde eerste synchrone teller 63 telt in het ritme van de klokimpulsen 34 en leidt de overdracht naar de synchrone teller 66 zoals in de eerste bedrijfstoestand. Daarmede wordt bereikt, dat in op elkaar volgende halve golven van het signaal 84 voor faseverschillen α+δα van 0° tot 360° 10 het juiste aantal bemonsterimpulsen 34 in de telinrichting 12 wordt opgeteld.The transfer of this counting stage is combined via the return line 39 with the OR signal 86 in the NAND gate 59. The result of this combination is a NEN signal 87. In this first operating state, the result of the combination 20 in NEN gate 56, ie a (α> 180 °) signal 85, is always logic "H", while the OR signal 86 at the output of OR gate 58 at the time of transmission is always logic "H". The transfer signals in the second synchronous counter 66 and the following binary counting stages 67 are added up via the NAND gate 60 and the second line 38. For phase differences α + δα between 180 ° and 360 °, the evaluation circuit 55 is in a second operating state. The second synchronous counter 66 is also controlled by the gate 60 via the NAND gate 56. The OR signal 86 and the transfer from the synchronous counter 63 to the return line 39 control the gate 60 via the NAND gate 59 by means of the NEN signal 87. In the ranges 0 ° to α + δα-180 ° and 180 ° to α + δα of the signal 34 the (α> 180 °) signal 85 is logic "L" and the signal on the second line 38 is logic "H". The synchronous counter 66 35 therefore counts in the rhythm of the sampling pulses 34, while the synchronous counter 63 is blocked. Since stages 63, 66 and 67 form the binary counter in ascending order and the synchronous counter 66 constitutes the second stage, in the range 0 ° to α + δα-180 ° and 180 ° to α + δα of the sig- 8 ? 0 2 1? - 12 - sew the counting pulses 34 with double the weight. For the other ranges between α + δα-180 ° and 180 ° resp. α + δα and 360 ° of the signal 84 is the (a> 180 °) signal 85 and the signal on the first lead 37 logic "H". The first synchronous counter 63, driven via the gate 57, counts in the rhythm of the clock pulses 34 and directs the transfer to the synchronous counter 66 as in the first operating state. This achieves that in successive half waves of the signal 84 for phase differences α + δα from 0 ° to 360 ° 10 the correct number of sampling pulses 34 in the counter 12 is added.

De door de looptijd van de ultrageluidsgolven bepaalde faseverschuiving α kan na elke meetcyclus 21 (fig. 2) in de weergeefinrichting 13 (fig. 3) door aftrekken van de door 15 de extra faseverschuiving δα opgewekte nulpuntsverschuiving Γ van de tellerstand in de telinrichting 12 worden verkregen. Het resultaat van deze aftrekbewerking wordt aansluitend bij de stand van een weergeefregister 88 opgeteld. Op een later tijdstip worden de trappen 63, 66 en 67 van de binaire tel-20 keten op nul teruggesteld. Bijvoorbeeld kan de impuls 20 via een in fig. 1 niet getekende leiding tussen de impulsgever 14 en de telinrichting 12 worden gebruikt, waarbij de in een eveneens niet getekende vierde NEN-poort geïnverteerde impuls 20 op de RD^ -ingangen van de telketenelementen 63, 66 en 67 25 werkzaam is.The phase shift α determined by the transit time of the ultrasound waves can be converted after each measuring cycle 21 (fig. 2) in the display device 13 (fig. 3) by subtracting the zero point shift Γ generated by 15 the additional phase shift δα from the counter position in the counter 12. obtained. The result of this subtraction operation is then added to the position of a display register 88. At a later time, steps 63, 66 and 67 of the binary count-20 chain are reset to zero. For example, the pulse 20 can be used via a lead (not shown in FIG. 1) between the pulse generator 14 and the counter 12, the pulse 20 inverted in a fourth NAND gate (not also shown) on the RD inputs of the counter circuit elements 63, 66 and 67 25 is active.

Volgens een de voorkeur verdienende uitvoering heeft het schuifregister 47 één trap. Aangezien in elke meetcyclus 21 (fig. 2) 64 perioden worden geevalueerd, telt de telinrichting bijkomende 128 bemonsterimpulsen op, d.w.z. na 30 elke meetcyclus 21 (fig. 2) moet de weergeefinrichting 13 (fig. 3) de nulpuntsverschuiving Γ =128 van de tellerstand van de telinrichting 12 aftrekken en het resultaat in het weergeefregister 88 optellen.According to a preferred embodiment, the shift register 47 has one stage. Since 64 periods are evaluated in each measuring cycle 21 (fig. 2), the counting device adds additional 128 sampling pulses, ie after every measuring cycle 21 (fig. 2), the display device 13 (fig. 3) must show the zero offset Γ = 128 of the Subtract the counter reading from the counter 12 and add the result in the display register 88.

Volgens een de voorkeur verdienende uitvoering 35 van de weergeefinrichting 13 wordt voor de nulpuntscorrectie bijgevolg een programmeerbaar rekenorgaan toegepast, dat ook voor andere correcties resp. omrekeningen kan worden benut. Bijvoorbeeld kunnen warmte- of doorloophoeveelheden met behulp van vooraf bepaalde, bijvoorbeeld tijdsafhankelijke 8702512 - 13 - # tariefeenheden in kosten worden omgerekend, opdat een warmte-doorloophoeveelhedenafnemer direkt de afneemkosten kan af-lezen, of het rekenorgaan kan een bijvoorbeeld voor het afsluiten van de ingang bij de aanslaitstomp 3 dienend elek-5 trisch bestuurbaar ventiel sluiten, zodra een door een in-casseerstation vooraf bepaalde afnamehoeveelheid is bereikt.According to a preferred embodiment of the display device 13, a programmable calculator is therefore used for the zero-point correction, which is also used for other corrections, respectively. conversions can be used. For example, heat or throughput quantities can be converted into costs with the aid of predetermined, for instance time-dependent, 8702512 - 13 - # tariff units, so that a heat throughput quantity customer can immediately read the purchase costs, or the calculator can, for example, close the entrance. close the electrically controllable valve serving at the stop pump 3 as soon as a quantity pre-determined by an interposing station has been reached.

87 0 2 * j 1 287 0 2 * j 1 2

Claims

1. Electronic flow-through volume meter for liquid media, comprising an ultrasound trajectory in a measuring tube (2) and two ultrasonic measuring transducers (6; 7), which are connected to an oscillator (15) generating a transmission frequency (f ^) of a transmitter (8) for periodically repeated simultaneous actuation and with a measuring member (10), that the transit time difference of an ultrasound signal between the first measuring transducer 10 (6) caused by the flow of the medium across the ultrasound measuring path in the measuring tube (2) as transmitter and the second transmitter (7) as receiver on the one hand and the transit time of an ultrasound signal between the second transmitter (7) as transmitter and the first transmitter (6) as receiver on the other, a pulse generator (14) for repeatedly initiating a measuring cycle (21), a controller (9), a sample generator (11) and a counting device (12) with a display device (13) for converting the differences caused by the transit time differences phase shift (a) of the sound waves in units proportional to the volume of the medium flowing through the measuring tube 20 (2) per unit of time and for adding and displaying these units, characterized in that the measuring member (10) has a circuit for delaying an UP receive signal (28) received from the measuring transducer (6) by an extra constant phase shift (δα) and the display direction (13) is provided with means for a correction to be carried out after each measuring cycle (21) of the resulting zero point shift (Γ), so that flows in both directions can be correctly determined.

Flow-through volume meter according to claim 1, 30, characterized in that the measuring member (10) comprises an evaluation circuit (55) measuring the phase shift (a) of the sound waves in the range between 0 ° and 360 °.

Flow-through volume meter according to one of the preceding claims, characterized in that the measuring element (10) comprises a circuit (41; 40) which synchronizes reception signals (28; 29) of the measuring transducer (6; 7) with samples. 8 7 0 2 S 1 2 - 15 - 3 3 star pulses (34), the sample pulses (34) being generated in the sample generator (11) and together with the counter (12) and the display (13) by means of the sample pulses (34) form clocked circuit 5.

Flow-through volume meter according to claim 3, characterized in that a circuit synchronizing the output signals (32; 33) generated in threshold switches (30; 31) from the reception signals (28; 29) with the sampling pulses (34). is a D flip-flop (41; 40) clocked by the sampling pulses (34).

Flow-through volume meter according to claim 3 or 4, characterized in that the measuring member (10) comprises a n-stage shift register (47) which synchronizes one of the UP receive signal (28) by means of the D-flip-flop (41) delays obtained UP signal (81) by n sampling periods, the clock frequency of the shift register being the sampling frequency (f2), where n is a positive integer.

Flow-through volume meter according to one of Claims 3, 4 and 5, characterized in that the measuring element (10) comprises two phase detectors (44; 46) connected on the flanks.

Flow-through volume meter according to any one of the preceding claims, characterized in that the display device (13) comprises a programmable calculator.

Flow-through volume meter according to claim 7, characterized in that, for closing the measuring tube (2), a valve electrically controllable by the programmable calculating device is arranged on one of the connecting stubs (3; 4) for controlling the passage of the medium.

9. Flow-through volume meter according to claim 8, characterized in that a collection station predetermining the collection quantity is connected to the programmable calculator.

Flow-through volume meter according to any one of the preceding claims, characterized in that the flow-through volume meter forms part of a heat quantity meter. 8702512