DK166695B1

DK166695B1 - FLOW VOLUME MEASURES FOR LIQUID MEDIA

Info

Publication number: DK166695B1
Application number: DK556487A
Authority: DK
Inventors: Niels Thorup Andersen; Juergen Merkel
Original assignee: Landis & Gyr Gmbh
Priority date: 1986-10-23
Filing date: 1987-10-23
Publication date: 1993-06-28
Also published as: NL192404B; NL192404C; CH672187A5; DE3734635C2; NL8702512A; DK556487A; DK556487D0; DE3734635A1

Description

i DK 166695 B1in DK 166695 B1

Den foreliggende opfindelse angår en elektronisk gennemstrøm-ningsvolumenmåler af den i krav l's indledning angivne art, som f.eks. anvendes i varmemålere.The present invention relates to an electronic flow volume meter of the kind set forth in the preamble of claim 1, such as e.g. used in heat meters.

Gennemstrømningsvolumenmålere af denne art måler strømnings-5 hastigheden og dermed mængden af et medium gennem et målerør baseret på løbetidsdifferensen mellem to ultralydbølgepakker på f.eks. mere end 100 perioder, der samtidig gennemløber målerøret i modsat retning én gang pr. målecyklus. I et valgt afsnit af de to ultralydbølgepakker bliver i hver periode faseforskydningen α mellem de 10 på vejen gennem målerøret af strømningen forsinkede henholdsvis accelererede ultralydbølger udmålt med en aftastningsfrekvens, og de resulterende impulser bliver omregnet til mængdeenheder.Flow volume meters of this kind measure the flow rate and thus the amount of a medium through a measuring tube based on the maturity difference between two ultrasonic wave packets of e.g. more than 100 periods simultaneously passing through the measuring tube in the opposite direction once per measurement cycle. In a selected section of the two ultrasonic wave packets, in each period the phase shift α between the 10 on the way through the flow tube of the flow is delayed or accelerated ultrasonic waves respectively measured at a sampling frequency and the resulting pulses are converted to quantity units.

Et sådant til teknikkens stade svarende apparat er kendt fra CH patentskrift nr. 604.133.One such apparatus similar to the prior art is known from CH Patent No. 604,133.

15 Karakteristisk for disse gennemstrømningsvolumenmålere er en foreskreven gennemstrømningsretning af mediet, en evaluerbar faseforskydning α på maksimalt 180°, og en målefejl, som opstår ved, at måleren ved en meget lille eller slet ingen gennemstrømning registrerer for mange mængdeenheder.Characteristic of these flow volume meters is a prescribed flow direction of the medium, an evaluable phase shift α of a maximum of 180 °, and a measurement error which results from the meter registering too many or no volume units at very low flow rates.

2° Denne målefejl begrænser den minimale med forudbestemt nøjag tighed målelige gennemstrømningsmængde.2 ° This measurement error limits the minimum with predetermined accuracy measurable flow rate.

Formålet med opfindelsen er at forbedre dynamikken af gennemstrømningsvolumenmåleren, dvs. forholdet mellem største og mindste gennemstrømningsmængde ved forudgiven målenøjagtighed, ved undgåelse 25 af årsagerne til den ovennævnte målefejl.The object of the invention is to improve the dynamics of the flow volume meter, ie. the ratio of largest and smallest throughput at predetermined measurement accuracy, avoiding the 25 causes of the above measurement error.

En nøjagtig analyse af målemetoden i henhold til den kendte teknik viser, at der til strømningen af mediet i målerøret adderer sig en lille strømningskomposant i og modsat den forudgivne gennemstrømningsretning, når søjlen af mediet i målerøret som følge af 30 rystelser eller pumpevibrationer sættes i længdesvingninger. De til teknikkens stade svarende apparater registrerer kun den absolutte størrelse af gennemstrømningsmængden baseret på mange målinger af ca. 1 ms varighed, så at apparaterne ved meget lille eller slet ingen gennemstrømning ved svingninger i mediet fejlagtigt viser en gennemstrømningsmængde, den såkaldte skvulpemængde. Denne omstændighed førte til løsning af den stillede opgave ved hjælp af de i krav l's kendetegnende del angivne foranstaltninger.An accurate analysis of the measurement method according to the prior art shows that a small flow component in and opposite to the predicted flow direction is added to the flow of the medium in the measuring tube when the column of the medium in the measuring tube is caused by longitudinal vibrations. The apparatus corresponding to the state of the art only records the absolute size of the flow rate based on many measurements of approx. 1 ms duration, so that the devices at very little or no throughput at fluctuations in the medium incorrectly show a flow rate, the so-called ripple amount. This circumstance led to the solution of the task undertaken by means of the measures specified in the characteristic part of claim 1.

_Opfindelsen skal herefter forklares nærmere under henvisning til tegningen, hvor DK 166695 B1 2 fig. 1 viser en udførelsesform for en måleanordning til en gennemstrømningsvolumenmåler eller som del af en varmemængdemåler, fi g. 2 et tidsdiagram over en målecyklus, 5 fig. 3 en udførelsesform for en måleenhed og en tælleanord ning, fig. 4 en udførelsesform for en flanketrigget fasedetektor, fig. 5 et tilstandsdiagram for fasedetektoren i fig. 4 og fig. 6 et tidsdiagram over signalerne i måleenheden og 10 tælleanordningen.The invention will then be explained in more detail with reference to the drawing, in which DK 166695 B1 2 fig. 1 shows an embodiment of a measuring device for a flow volume meter or as part of a heat flow meter, FIG. 2 shows a timing diagram of a measuring cycle; 3 shows an embodiment of a measuring unit and a counting device; FIG. 4 shows an embodiment of a flank triggered phase detector; FIG. 5 is a state diagram of the phase detector of FIG. 4 and FIG. 6 is a timing diagram of the signals in the measuring unit and the counting device.

Betegnelsen for ind- og udgange af standardiserede logikkredsløb og disses afbildning på tegningen følger "Handbuch fiir Hochfre-quenz- und Elektrotechniker" af C. Rint, bind 3, side 293 til 295, HQthing und Pflaum Verlag, Miinchen, Tyskland. For i og for sig 15 kendte delkredsløb bliver der også henvist til "Advanced Electronic Circuits" af U. Tietze und CH. Schenk, Verlag Springer Berlin Heidelberg, New York 1978, ISBN 3-540-08750-8. Eventuelle i denne forbindelse forekommende med overliggende tværbjælker forsynede bogstaver til angivelse af en logisk inverteret tilstand bliver 20 karakteriseret med indekset "BAR", f.eks. Rg^·The designation for the inputs and outputs of standard logic circuits and their depiction in the drawing follows "Handbook for Hochfre-quenz- und Elektrotechniker" by C. Rint, Vol. 3, pages 293 to 295, HQthing und Pflaum Verlag, Miinchen, Germany. For 15 known sub-circuits, reference is also made to "Advanced Electronic Circuits" by U. Tietze und CH. Schenk, Verlag Springer Berlin Heidelberg, New York 1978, ISBN 3-540-08750-8. Any letters provided in this connection with overlapping crossbars to indicate a logically inverted state are characterized by the index "BAR", e.g. R ^ ·

Den i fig. 1 viste gennemstrømningsvolumenmåler, som den f. eks. bruges som en del af en varmemåler, består i det væsentlige af en måleværdi gi ver 1 med et målerør 2, hvori der løber et flydende medium fra en tilslutningsstuds 3 til en tilslutningsstuds 4 i en 25 forudbestemt med en pil 5 angivet strømningsretning, og af måletransducere δ og 7 for ultralyd, en sendeenhed 8, en styreenhed 9, en måleenhed 10 til bestemmelse af en løbetidsdifferens t af ultralydbølgerne, en aftastningsgenerator 11 med frekvensen f2» en tælleanordning 12 med en visningsanordning 13 og en impulsgiver 14 30 med frekvensen fg.The FIG. 1, for example, as used as part of a heat meter, consists essentially of a measurement value of ver 1 with a measuring tube 2, in which a liquid medium runs from a connecting nozzle 3 to a connecting nozzle 4 in a 25 predetermined flow direction indicated by arrow 5, and of ultrasonic measuring transducers δ and 7, a transmitting unit 8, a control unit 9, a measuring unit 10 for determining a time difference t of the ultrasonic waves, a scanning generator 11 of frequency f2, a counting device 12 with a display device 13 and a pulse generator 14 30 with the frequency fg.

Måletransducerne 6,7 står overfor hinanden og udsender periodisk samtidigt ultralydbølgepakker, dvs. en bølgepakke løber i retning af pilen 5 og en bølgepakke modsat deraf. De ved enden af målerøret 2 værende måletransducere 7 henholdsvis 6 modtager derfor 35 en af strømningen accelereret henholdsvis forsinket ultralydbølgepakke.The target transducers 6,7 face each other and periodically emit ultrasound wave packets, ie. a wave package runs in the direction of arrow 5 and a wave package opposite thereto. Therefore, the target transducers 7 and 6, respectively, at the end of the measuring tube 2 receive 35 an ultrasonic wave packet accelerated or delayed respectively.

Sendeenheden 8 indeholder en oscillator 15 med en frekvens fj.The transmitting unit 8 contains an oscillator 15 having a frequency fj.

Et taktsignal 16 fra oscillatoren 15 bliver i den fortrinsvis af en tællekæde bestående styreenhed 9 benyttet til at frembringe et DK 166695 B1 3 kommandos i gnal 17 for en omskifter 18 og et frigivesignal 19 for måleenheden 10 og visningsanordningen 13.A clock signal 16 from the oscillator 15 is used in the control unit 9, preferably comprised of a counting chain, to generate a command 17 in a noise 17 for a switch 18 and a release signal 19 for the measuring unit 10 and the display device 13.

En fortrinsvis smal impuls 20 fra impulsgiveren 14 bringer styreenheden 9 til at påbegynde en målecyklus 21 (fig. 2). Målecyk-5 len består af en sendefase 22, en modtagefase 23 og. en hvilefase 24.A preferably narrow pulse 20 from the pulse encoder 14 causes the control unit 9 to begin a measuring cycle 21 (Fig. 2). The measurement cycle consists of a transmit phase 22, a receive phase 23 and. a resting phase 24.

Den efterfølgende impuls afslutter hvilefasen 24, og en ny målecyklus 21' begynder.The subsequent impulse completes the resting phase 24 and a new measuring cycle 21 'begins.

Frekvensen fQ af impulserne 20 (fig. 1) bliver fordelagtigt svarende til temperaturen af mediet i målerøret 2 passende ændret 10 til kompensation af den temperaturafhængige lydhastighed af mediet cQ i tilfælde af en ren gennemstrømningsmåler. Ved en varmemængdemåler derimod afhænger frekvensen f af impulserne 2o fortrinsvis yderligere af differensen mellem fremløbstemperaturen af en varmeforbruger og dennes tilbageløbstemperatur.Advantageously, the frequency fQ of the pulses 20 (Fig. 1) corresponding to the temperature of the medium in the measuring tube 2 is changed 10 to compensate for the temperature-dependent sound velocity of the medium cQ in the case of a pure flow meter. On the other hand, for a heat meter, the frequency f of the pulses 20 preferably further depends on the difference between the supply temperature of a heat consumer and its reflux temperature.

15 Sendefrekvensen fj føres over den af kommandosignalet 17 styrede omskifter 18 under en forudbestemt varighed, f.eks. under 128 perioder, som et sendesignal 25 over et fælles tilførselspunkt 26 og tilkoblingsled 27 til måletransducerne 6 og 7. Måletransducerne 6 og 7 frembringer i mediet pr. målecyklus 21 (fig.The transmit frequency fj is passed over the switch 18 controlled by the command signal 17 for a predetermined duration, e.g. during 128 periods, as a transmit signal 25 over a common supply point 26 and connection 27 to the target transducers 6 and 7. The target transducers 6 and 7 produce in the medium per second. measuring cycle 21 (fig.

20 2) hver sin ultralydbølgepakke med den forudbestemte varighed.2) each having its own ultrasonic wave package of the predetermined duration.

Sendefrekvensen fj ligger fortrinsvis i området fra 0,9 til 1,2 MHz.The transmission frequency fj is preferably in the range of 0.9 to 1.2 MHz.

I fig. 1 bliver det fælles tilførselspunkt 26 fra omskifteren 18 fortrinsvis jordet under modtagefasen 23 (fig. 2). Til evalueringen er det fordelagtigt kun at udnytte en midterdel af den 25 modtagne ultralydbølgepakke, f.eks. de midterste 64 perioder. Denne udvælgelse er forudgivet ved den tidsmæssige beliggenhed og længden af frigivesignalet 19. Fig. 2 viser den tidsmæssige rækkefølge af signalerne 17,19,20,28 og 29 under en målecyklus 21.In FIG. 1, the common supply point 26 of the switch 18 is preferably grounded during the receiving phase 23 (Fig. 2). For the evaluation, it is advantageous to utilize only a middle portion of the 25 ultrasound wave packet received, e.g. the middle 64 periods. This selection is preceded by the temporal location and length of the release signal 19. FIG. 2 shows the temporal order of the signals 17,19,20,28 and 29 during a measurement cycle 21.

De to ultralydbølgepakker gennemløber målestrækningen i måle-30 røret 2 (fig. 1) med hastighederne cQ + cm (i strømningsretningen henført til den med pilen 5 antagne strømningsretning) og cQ - cm (modsat strømmen), hvor cm står for strømningshastigheden af mediet. Måletransduceren 6 modtager den modsat strømmen (=UP stream) indkommende ultralydbølge og frembringer et elektrisk UP-modtagesignal 35 28. Måletransduceren 7 modtager den i strømningsretningen (=D0WNThe two ultrasonic wave packets pass the measurement distance in the measuring tube 2 (Fig. 1) at the velocities cQ + cm (in the flow direction attributed to the flow direction assumed by arrow 5) and cQ - cm (opposite to the flow), where cm represents the flow velocity of the medium. The target transducer 6 receives the opposite current (= UP stream) incoming ultrasonic wave and produces an electrical UP receiving signal 35. The target transducer 7 receives it in the flow direction (= D0WN

stream) indkommende ultralydbølge og frembringer et elektrisk DOWN-modtagesignal 29. Så længe cffl har en værdi større end nul, fås en positiv faseforskydning α mellem DOWN-modtagesignalet 29 og UP-modtagesignalet 28. Ifølge CH patentskrift nr. 604.133 gælder i DK 166695 B1 4 2 den første tilnærmelse for løbetidsdifferensen tλ 2*b*cm/c , hvor b står for længden af målestrækningen, og for faséforskydningen α giver dette α = t*fj*360°. Hvis mediet i tiden fra udsendelsen til modtagelsen af ultralydbølgerne strømmer i retning modsat pilen 5, 5 har cm en værdi mindre end nul, og der indstiller sig en negativ værdi for faseforskydningen α.stream) incoming ultrasonic wave and generates an electrical DOWN receive signal 29. As long as the cffl has a value greater than zero, a positive phase shift α is obtained between the DOWN receive signal 29 and the UP receive signal 28. According to CH patent no. 604.133 applies in DK 166695 B1 4 2 the first approximation for the maturity difference tλ 2 * b * cm / c, where b stands for the length of the measurement stretch and for the phase shift α this gives α = t * fj * 360 °. If, in the time from the transmission to the reception of the ultrasonic waves, the medium flows in the direction opposite to arrow 5, cm has a value less than zero and a negative value for the phase shift α is set.

Hvis UP-modtagesignalet 28 forsinkes i måleenheden 10 af elektroniske midler, bliver der til faseforskydningen α adderet en yderligere konstant positiv faseforskydning 5a, dvs. der indtræder 10 en nul punktsforskydning Γ. Tælleanordningen 12 omformer summen af faseforskydningerne, en fasedifferens α+δα, for hver målecyklus 21 (fig. 2) til en sum af mængdeenheder. Til korrektion af nulpunktsforskydningen Γ formindsker visningsanordningen 13 derefter denne sum med et konstant til den yderligere faseforskydning δα svarende 15 tal og adderer resultatet til de allerede lagrede aflæselige mængdeenheder. Måleenheden 10 (fig. 1) kan derfor også i henseende til pilen 5 konstatere negative strømningshastigheder cm, så længe fasedifferensen α+δα forbliver større end nul.If the UP receiver signal 28 is delayed in the measuring unit 10 by electronic means, a further constant positive phase offset 5a is added to the phase offset α, i.e. 10 a zero point offset Γ occurs. The counting device 12 converts the sum of the phase offsets, a phase difference α + δα, for each measurement cycle 21 (Fig. 2) into a sum of quantity units. For correction of the zero point displacement vis, the display 13 then reduces this sum by a constant to the additional phase displacement δα corresponding to 15 numbers and adds the result to the already stored readable quantity units. Therefore, the measuring unit 10 (Fig. 1) can also detect negative flow velocities cm for the arrow 5, as long as the phase difference α + δα remains greater than zero.

I henhold til fig. 3 bliver hvert af modtagesignalerne 28 og 29 20 ført til en indgang på en tærskel værdiomski fter 30 henholdsvis 31 i måleenheden 10. Til bestemmelse af løbetidsdifferensen t af de to ultralydbølger måles faseforskydningen α mellem DOWN-modtagesignalet 29 og UP-modtagesignalet 28. Tærskel værdiomskifteren 30 omformer det analoge signal 28 til et digitalt udgangssignal 32, og tærskelvær-25 diomskifteren 31 omformer det analoge signal 29 til et digitalt udgangssignal 33. Hver tærskel værdi omskifter 30 henholdsvis 31 frembringer under den positive halvbølge af modtagesignalet 28 henholdsvis 29 et udgangssignal 32 henholdsvis 33 med logisk "H" og under den negative halvbølge af modtagesignalet 28,29 et udgangs-30 signal med logisk "L".According to FIG. 3, each of the receive signals 28 and 29 20 is applied to an input of a threshold value switch 30 and 31 of the measurement unit 10. For the determination of the time difference t of the two ultrasonic waves, the phase difference α between the DOWN reception signal 29 and the UP reception signal 28 is measured. 30, the analog signal 28 converts to a digital output 32 and the threshold 25 switch 31 converts the analog signal 29 to a digital output 33. Each threshold value switch 30 and 31, respectively, produces, during the positive half-wave of the receiving signal 28 and 29, an output 32, respectively. 33 with logic "H" and below the negative half-wave of the receive signal 28.29 an output signal of logic "L".

I et evalueringskredsløb i henhold til den kendte teknik bestemmer signalløbetider i de forskellige portkredsløb den mindste konstaterbare faseforskydning α og dermed den minimale strømning af mediet. Med fordel bliver udgangssignalerne 32 og 33 for den videre 35 signalbehandling imidlertid synkroniseret med aftastningsimpulserne 34 fra aftastningsgeneratoren 11. De logiske tilstande af udgangssignalerne 32 og 33 bliver ved skiftning af den logiske tilstand af aftastningsimpulsen 34 fra "L" til "H" overtaget af de længere nedenfor beskrevne synkroni serings-flip-flop på disses D-indgang.In a prior art evaluation circuit, signal run times in the various gate circuits determine the smallest detectable phase offset α and thus the minimum flow of the medium. Advantageously, however, the output signals 32 and 33 for the further signal processing are synchronized with the scanning pulses 34 from the scanning generator 11. The logical states of the output signals 32 and 33 are taken over by switching the logical state of the scanning pulse 34 from "L" to "H". further described the synchronization flip-flop described on their D input.

DK 166695 B1 5DK 166695 B1 5

Dermed bestemmer portløbetiderne ikke mere den mindste konstaterbare faseforskydning a, men de en størrelsesorden mindre forberedelsestider for takt- og dataindgangene på synkroni serings-flip-flop'ene og frekvensen f2 af aftastningsimpulserne 34. Da frekvenserne fj og 5 f2 i henhold til kendt teknik ikke må danne hel tal lige forhold, bliver faseforskydningen α trods kvanti seri ngen i enheder af periodevarigheden af aftastningsfrekvensen f2 over en længere måletid bestemt nøjagtigt. Synkroniseringen af signalerne tillader anvendelse af symmetriske firkantimpulser i stedet for snarere nålefor-10 mede i henhold til den kendte teknik og dermed en højere frekvens f2, dvs. måleanordningen kan konstatere mindre mængdeenheder og derfor tælle mere nøjagtigt uden at forlade den strømbesparende CMOS-teknik til evalueringselektronikken. Dette er eksempelvis særlig fordelagtigt til en af et batteri fødet udførelse af måleap-15 paratet.Thus, the gate running times no longer determine the smallest detectable phase offset a but the order of magnitude less preparation times for the clock and data inputs of the synchronization flip-flops and the frequency f2 of the scanning pulses 34. Since the frequencies fj and 5 f2 may form integers equal conditions, the phase shift α, despite the quantity in units of the period duration of the scanning frequency f2 over a longer measurement time, is precisely determined. The synchronization of the signals permits the use of symmetric square pulses instead of rather needle-shaped according to the prior art and thus a higher frequency f2, ie. the measuring device can detect smaller quantity units and therefore count more accurately without leaving the power-saving CMOS technique to the evaluation electronics. This is, for example, particularly advantageous for a battery-fed embodiment of the measuring device.

Synkroniseringen af udgangssignalerne 32 og 33 muliggør desuden en med simple midler tilvejebragt fordelagtig nul punktsforskydning Γ i positiv tælleretning ved forsinkelse af udgangssignalet 32 med n taktperioder i forhold til udgangssignalet 33, hvor n er et positivt 20 hel tal.In addition, the synchronization of the output signals 32 and 33 enables an advantageous zero point offset Γ in positive counting direction by delaying the output signal 32 by n clock periods relative to the output signal 33, where n is a positive 20 integer.

Til en sådan synkronisering kan der vælges en fra "Advanced Electronic Circuits" af U. Tietze og CH. Schenk på side 313 kendt D-flip-flop-kreds. I en foretrukken udførelsesform for måleapparatet (fig. 1) er aftastningsimpulserne 34 fra aftastningsgeneratoren 11 25 for den synkrone bearbejdning af signalerne 28,29 ført til en indgang 35 på måleenheden 10 og til en indgang 36 på tælleanordnin-gen 12. Ved hjælp af ledninger 37,38 bliver måleresultatet ført fra måleenheden 10 til tælleanordningen 12. Dertil kræves yderligere en returledning 39 fra tælleanordningen 12 til måleenheden 10.For such synchronization, one can be selected from "Advanced Electronic Circuits" by U. Tietze and CH. Schenk on page 313 known D-flip-flop circuit. In a preferred embodiment of the measuring apparatus (Fig. 1), the sensing pulses 34 from the sensing generator 11 25 for the synchronous processing of the signals 28,29 are fed to an input 35 of the measuring unit 10 and to an input 36 of the counting device 12. By means of wires 37.38, the measurement result is passed from the measuring unit 10 to the counting device 12. In addition, a further return line 39 is required from the counting device 12 to the measuring unit 10.

30 Fig. 3 viser en mulig udførelse af måleenheden 10. Udgangssig nalet 33 fra tærskel værdi omskifteren 31 bliver ført til D-indgangen på en første D-flip-flop 40, og udgangssignalet 32 fra tærskel værdiomskifteren 30 bliver ført til D-indgangen på en anden D-flip-flop 41. Q-udgangen på den første D-flip-flop 40 er forbundet 35 med en indgang på en første IKKE-port 42 og med en indgang 43 på en første flanketrigget fasedetektor 44. Udgangen på IKKE-porten 42 står i forbindelse med en indgang 45 på en anden flanketrigget fasedetektor 46. Q-udgangen på den anden D-flip-flop 41 er forbundet med D-indgangen på et n-trins skifteregister 47, hvor n er et helt DK 166695 B1 6 positivt tal. Signaler på Q-udgangen på skifteregistret 47 bliver ført til en indgang 48 på fasedetektoren 44 og til en indgang på en anden IKKE-port 49. Udgangen på IKKE-porten 49 er forbundet med en indgang 50 på den anden fasedetektor 46. En udgang 51 på den første 5 fasedetektor 44 og en udgang 52 på den anden fasedjtektor 46 står i forbindelse med D-indgangen på en tredie D-flip-flop 53 henholdsvis en fjerde D-flip-flop 54. Over indgangen 35 modtager måleenheden 10 aftastningsimpulserne 34 til synkroniseringen. Disse aftastningsim-pulser 34 fra taktgeneratoren 11 bliver ført til T-indgange på 10 kredsløbskomponenterne 40,41,44,46,47,53 og 54.FIG. 3 shows a possible embodiment of the measurement unit 10. The output signal 33 from the threshold value switch 31 is fed to the D input of a first D flip-flop 40, and the output 32 of the threshold value switch 30 is fed to the D input of another D flip-flop 41. The Q output of the first D-flip-flop 40 is connected 35 to an input of a first NOT gate 42 and to an input 43 of a first flank triggered phase detector 44. The output of NOT gate 42 stands in connection with an input 45 of another flank-triggered phase detector 46. The Q output of the second D flip-flop 41 is connected to the D input of an n-step shift register 47, where n is an integer positive number. . Signals at the Q output of the switch register 47 are fed to an input 48 of the phase detector 44 and to an input of another NOT port 49. The output of NOT port 49 is connected to an input 50 of the second phase detector 46. An output 51 on the first 5 phase detector 44 and an output 52 on the second phase detector 46 are connected to the D input of a third D flip-flop 53 and a fourth D flip-flop 54, respectively. Over the input 35, the measuring unit 10 receives the sensing pulses 34 to synchronization. These sensing pulses 34 from the clock generator 11 are fed to the T inputs of the 10 circuit components 40,41,44,46,47,53 and 54.

Et evalueringskredsløb 55 i måleenheden 10 detekterer værdier af fasedifferensen α+δα i området fra 0° til 360°. Ved den i fig. 3 viste fordelagtige udførelsesform er de to Q-udgange på D-flip-flop 'ene 53 og 54 forbundet med de to indgange på en første 15 NAND-port 56, med de to indgange på en første EKSKLUSIV-ELLER-port 57 og med de to indgange på en første ELLER-port 58. Udgangen på EKSKLUSIV-ELLER-porten 57 står ved hjælp af ledningen 37 i forbindelse med tælleanordningen 12. Returledningen 39 og udgangen på ELLER-porten 58 er forbundet med de to indgange på en anden 20 NAND-port 59, udgangene på de to NAND-porte 56 og 59 er derimod forbundet med de to indgange på en tredie NAND-port 60. Udgangen på NAND-porten 60 er ved hjælp af ledningen 38 ligeledes forbundet med tælleanordningen 12.An evaluation circuit 55 in the unit of measurement 10 detects values of the phase difference α + δα in the range of 0 ° to 360 °. In the embodiment shown in FIG. 3, the two Q outputs on the D flip-flops 53 and 54 are connected to the two inputs on a first NAND port 56, with the two inputs on a first EXCLUSIVE OR gate 57 and with the two inputs of a first OR gate 58. The output of the EXCLUSIVE OR gate 57 is connected by the conduit 37 in connection with the counting device 12. The return conduit 39 and the exit of the OR gate 58 are connected to the two inputs of another 20 By contrast, the NAND port 59, the outputs of the two NAND ports 56 and 59, are connected to the two inputs of a third NAND port 60. The output of the NAND port 60 is also connected to the counting device 12 by means of the conduit 38.

En udførelsesform for tælleanordningen 12 er vist i fig. 3. Den 25 har i det første binære tælletrin en af en femte D-flip-flop 61 og en anden EKSKLUSIV-ELLER-port 62 bestående synkrontæller 63 og i det andet tælletrin en af en sjette D-flip-flop 64 og en tredie EKSKLUSIV-ELLER-port 65 bestående anden synkrontæller 66. I den førsteAn embodiment of the counting device 12 is shown in FIG. 3. The 25 has in the first binary counting stage one of a fifth D flip-flop 61 and a second EXCLUSIVE OR gate 62 consisting of synchronous counter 63 and in the second counting step one of a sixth D-flip-flop 64 and a third EXCLUSIVE OR PORT 65 comprising second synchronous counter 66. In the first

synkrontæller 63 er Q-udgangen på D-flip-flop'en 61 og indgangen 37 30 på tælleanordningen 12 ført til de to indgange på EKSKLUSIV-ELsynchronous counter 63, the Q output of the D flip-flop 61 and the input 37 30 of the counter 12 are fed to the two inputs of the EXCLUSIVE EL

LER-porten 62. Udgangen på porten 62 er forbundet med D-indgangen på D-flip-flop'en 61. Q-udgangen på D-flip-flop'en 61 er også over returledningen 39 ført til en indgang på NAND-porten 59. Ved den anden synkrontæller 66 er Q-udgangen på D-flip-flop'en 64 forbundet 35 med indgangen på de efterfølgende binære tælletrin 67 og en første indgang på den tredie EKSKLUSIV-ELLER-port 65. Indgangen 38 på tælleanordningen 12 er ført til en anden indgang på porten 65.The LER port 62. The output of the port 62 is connected to the D input of the D-flip-flop 61. The Q output of the D-flip-flop 61 is also passed over the return line 39 to an input of the NAND port. 59. At the second synchronous counter 66, the Q output of the D flip-flop 64 is connected 35 to the input of the subsequent binary counting stages 67 and a first input of the third EXCLUSIVE OR gate 65. The input 38 of the counting device 12 is led to another entrance on gate 65.

Udgangen på porten 65 er forbundet med D-indgangen på D-flip-flop'en 64. Q-udgangene på D-flip-flop'ene 61 og 64 samt udgangene på de DK 166695 B1 7 efterfølgende binære tælletrin står i forbindelse med visningsanordningen 12. Over indgangen 36 er T-indgangene på de to D-flip-flop 61 og 64 forbundet med aftastningsgeneratoren 11 som taktgiver.The output of the port 65 is connected to the D input of the D-flip-flop 64. The Q outputs of the D-flip-flops 61 and 64 as well as the outputs of the subsequent binary count steps are connected to the display device. 12. Above the input 36, the T inputs of the two D flip-flops 61 and 64 are connected to the scanning generator 11 as a clock transmitter.

5 Frigivesignalet 19 bliver ført til en Rg^-indgang på D-flip- flop'ene 40 og 41, fasedetektorerne 44 og 46 og visningsanordningen 13.5 The release signal 19 is fed to an Rg input on the D flip-flops 40 and 41, the phase detectors 44 and 46 and the display device 13.

Fig. 4 viser en udførelsesform for fasedetektorerne 44 og 46. Nummereringen og betegnelserne for ind- og udgangene på kredsløbet 10 svarer til den samme nummerering og de samme betegnelser for fasedetektoren 44 henholdsvis 46 i fig. 3. Disse fasedetektorer 44 og 46 arbejder synkront med aftastningsimpulserne 34. I fig. 4 er indgangen 35 forbundet med T-indgangen på en syvende D-flip-flop 68, en ottende D-flip-flop 69 og en niende D-flip-flop 70. Frigivesignalet 15 19 bliver ført til RBAR-indgangen på D-flip-flop'ene 68,69 og 70.FIG. 4 shows an embodiment of the phase detectors 44 and 46. The numbering and designations for the inputs and outputs of the circuit 10 correspond to the same numbering and the same designations for the phase detector 44 and 46 respectively in FIG. 3. These phase detectors 44 and 46 operate synchronously with the sensing pulses 34. In FIG. 4, the input 35 is connected to the T input of a seventh D flip-flop 68, an eighth D-flip-flop 69 and a ninth D-flip-flop 70. The release signal 15 19 is applied to the RBAR input of D-flip flops 68.69 and 70.

Indgangen 43,45 er forbundet med D-indgangen på D-flip-flop'en 68 og med en indgang på en fjerde NAND-port 71. Qg^R-udgangen på D-flip-flop'en 68 er ført til en anden indgang på porten 71. Udgangen på porten 71 er ført til en indgang på den anden ELLER-port 72. Der 20 findes en forbindelse mellem indgangen 48,50, D-indgangen på D- flip-flop'en 70 og indgangen på en tredie IKKE-port 73. Udgangen på porten 73 er forbundet med en indgang på en NOR-port 74, en anden indgang på NOR-porten 74 er forbundet med Q-udgangen på D-flip-flop'en 70. Udgangen på porten 74 er ført til en indgang på en 25 tredie ELLER-port 75 og til en anden indgang på ELLER-porten 72.The input 43.45 is connected to the D input of the D flip-flop 68 and to an input of a fourth NAND port 71. The Qg ^ R output of the D-flip-flop 68 is passed to another input on port 71. The output on port 71 leads to an input on the second OR port 72. There is a connection between the input 48.50, the D input on the D flip-flop 70, and the input on a third NOT port 73. The output of port 73 is connected to an input of a NOR port 74, another input of NOR port 74 is connected to the Q output of D flip-flop 70. The output of port 74 is led to an input of a third OR gate 75 and to another input of the OR gate 72.

Hver udgang på portene 72 og 75 er forbundet med en indgang på en femte NAND-port 76. Der findes en forbindelse mellem udgangen på porten 76 og D-indgangen på D-flip-flop'en 69. Qg^R-udgangen på D-flip-flop'en 69 er ført til en anden indgang på ELLER-porten 75.Each output of ports 72 and 75 is connected to an input of a fifth NAND port 76. There is a connection between the output of port 76 and the D input of the D flip-flop 69. The Qg ^ R output of D The flip-flop 69 is led to a second input on the OR gate 75.

30 Q-udgangen på kredsløbet 69 er forbundet med udgangen 51, 52.The Q output of circuit 69 is connected to output 51, 52.

Fasedetektoren 44 henholdsvis 46 har otte forskellige af forhistorien afhængige tilstande. I fig. 5 er disse tilstande vist som cirkler 77. I den øverste halvdel af hver cirkel er indtegnet den med et bogstav a,b,c,d,e,f,g og h betegnede tilstand, og i den 35 nederste halvdel står det logiske symbol for signalet på udgangen 51,52 (fig. 4) på kredsløbet. Retningspile 78 (fig. 5) er forsynet med (x,y)-symbolpar 79, hvor x betyder den logiske tilstand af indgangen 43,45 (fig. 4) og y den logiske tilstand af indgangen 48,50 på tidspunktet for forekomsten af aftastningsimpulsen 34. Så DK 166695 B1 8 længe frigivesignalet 19 er i tilstanden "L", er D-flip-flop'ene 68,69 og 70 tilbagestillet, dvs. deres Q-udgange har et logisk "L" og deres Qg^-udgange et logisk "H". Tilstanden af de to fasedetektorer 44 og 46 er "a". Så snart frigivesignalet 19 har tilstanden 5 "H", blivet tilstanden af kredsløbet ved .. forekomsten af aftastningsimpulsen 34 ændret svarende til de logiske tilstande af indgangene 43,48 henholdsvis 45,50. I fig. 5 henviser retningspilen 78 med det tilsvarende symbol par 79 til cirklen 77 med den nye tilstand af fasedetektoren 44 henholdsvis 46.The phase detector 44 and 46 respectively have eight different modes dependent on the prehistory. In FIG. 5, these states are shown as circles 77. In the upper half of each circle, it is denoted by a letter a, b, c, d, e, f, g and h, and in the lower half stands the logical symbol for the signal at the output 51.52 (Fig. 4) of the circuit. Directional arrows 78 (Fig. 5) are provided with (x, y) symbol pairs 79, where x means the logical state of the input 43.45 (Fig. 4) and y the logical state of the input 48.50 at the time of occurrence of the sensing pulse 34. As long as the release signal 19 is in the "L" state, the D flip-flops 68,69 and 70 are reset, ie. their Q outputs have a logical "L" and their Qg ^ outputs have a logical "H". The state of the two phase detectors 44 and 46 is "a". As soon as the release signal 19, the state 5 "H" has become the state of the circuit by the occurrence of the sensing pulse 34 changed according to the logical states of the inputs 43.48 and 45.50 respectively. In FIG. 5, the directional arrow 78 with the corresponding symbol pair 79 refers to the circle 77 with the new state of the phase detector 44 and 46, respectively.

10 I fig. 3 bliver udgangssignalerne 32 henholdsvis 33 synkroni seret ved hjælp af de af aftastningsimpulserne 34 med aftastnings-frekvensen f2 taktstyrede D-flip-flop 41 henholdsvis 40, da kun det på tidspunktet for den positive flanke af aftastningsimpulserne 34 på D-indgangen liggende udgangssignal 32 henholdsvis 33 fra D-flip-15 flop'en bliver videreført til Q-udgangen på D-flip-flop'en. D-flip-flop'en 40 frembringer på udgangen et DOWN-signal 80 og D-flip-flop'en 41 et UP-signal 81. DOWN-signalet 80 og det i IKKE-porten 42 inverterede signal 80' er indgangssignaler til de to fasedetektorer 44,46. UP-signalet 51 undergår gennem det med n trin udførte skif-20 teregister 47 en forsinkelse svarende til den forudbestemte yderligere faseforskydning Sa på n perioder af aftastningsfrekvensen f2·10 In FIG. 3, the output signals 32 and 33, respectively, are synchronized by means of the scanning pulses 34 with the scanning frequency f2 clock-controlled D-flip-flop 41 and 40, respectively, since only at the time of the positive edge of the scanning pulses 34 on the D input respectively 33 from the D-flip-15 flop is passed to the Q output of the D-flip-flop. The D-flip-flop 40 produces at the output a DOWN signal 80 and the D-flip-flop 41 an UP signal 81. The DOWN signal 80 and the signal 80 'inverted in the NOT gate 42 are input signals to the two phase detectors 44.46. The UP signal 51 undergoes through the n-step shift register 47 a delay corresponding to the predetermined additional phase shift Sa at n periods of the scanning frequency f2 ·

Det med n takter forsinkede UP-signal 81 føres som et DD-signal 82 til indgangen 48 på den flanketriggede fasedetektor 44 og som inverteret signal 82' efter IKKE-porten 49 til indgangen 50 på den 25 flanketriggede fasedetektor 46.The n-stroke delayed UP signal 81 is passed as a DD signal 82 to the input 48 of the flank triggered phase detector 44 and as inverted signal 82 'after the NO gate 49 to the input 50 of the flank triggered phase detector 46.

Varigheden af forsinkelsen henholdsvis antallet, af trin i skifteregistret 47 afhænger af valget af måleområde. Ved en yderligere konstant faseforskydning δα = 180° er måleområdet for gennemstrømningsmåleren eksempelvis symmetrisk om nulpunktet, dvs.The duration of the delay and the number, respectively, of steps in the shift register 47 depends on the choice of measurement range. For example, at a further constant phase shift δα = 180 °, the measurement range of the flow meter is symmetrical about the zero point, ie.

30 måleren kan i det angivne område måle strømninger af mediet i og modsat retningen af pilen 5 i fig. 1. En udførelsesform med skifteregister 47 (fig. 3) har i dette tilfælde et trinantal svarende til den til det nærmeste hele tal opad- eller nedadrundede halvdel af forholdet f2 til fj.In the indicated range, the meter can measure flows of the medium in and opposite to the direction of arrow 5 in FIG. 1. An embodiment with shift register 47 (Fig. 3) in this case has a step number corresponding to the nearest whole number of upward or downward half of the ratio f2 to fj.

35 En foretrukken udførelsesform for gennemstrømningsvolumenmåle ren til måling af strømmen i en forudbestemt retning har ved et forhold f2 til fj på ca. 10 et ettrinsskifteregister 47. Følgelig udgør den konstante yderligere faseforskydning δα ca. 30°. Denne udførelse måler derfor i området for en faseforskydning α på ca.A preferred embodiment of the flow volume meter pure for measuring the flow in a predetermined direction has a ratio f2 to fj of approx. 10, a one-step shift register 47. Consequently, the constant additional phase shift δα constitutes approx. 30 °. This embodiment therefore measures in the range of a phase shift α of approx.

DK 166695 B1 9 -30° til + 330° og når den nødvendige nul punktsforskydning Γ for korrekt at detektere de af vibrationer og rystelser frembragte skvulpemængder uden at indskrænke måleområdet for stærkt.DK 166695 B1 9 -30 ° to + 330 ° and reaches the required zero point offset Γ to correctly detect the amount of vibration and vibration produced without restricting the measurement range too much.

Ved hver positiv flanke af aftastningsimpulserne 34 ændrer 5 fasedetektorerne 44,46 den logiske tilstand på udgangen 51,52 svarende til den logiske tilstand af signalerne på indgangene 43,45,48, 50 ifølge fig. 5. Et signal på udgangen 53 (f i g. 3) på fasedetektoren 46 er på grund af IKKE-portene 42,49 forskudt 180° i forhold til signalet på udgangen 51 på fasedetektoren 44, men dette 10 er ganske vist først tilfældet fra den anden bearbejdede periode af signalerne 80,81 (frekvens fj). Udgangssignalerne 51 henholdsvis 52 bliver ved den næste positive flanke af aftastningsimpulserne 34 fra D-flip-flop'ene 53 henholdsvis 54 videreført til evalueringskredsløbet 55 som et "-"-signal 83 henholdsvis som et "+"-signal 84.At each positive edge of the sensing pulses 34, the phase detectors 44,46 change the logic state of the output 51.52 corresponding to the logic state of the signals at the inputs 43,45,48, 50 of FIG. 5. A signal at the output 53 (Fig. 3) of the phase detector 46 is offset by 180 ° from the NOT gates 42.49 relative to the signal at the output 51 of the phase detector 44, although this is initially the case from the second processed period of signals 80.81 (frequency fj). The output signals 51 and 52, respectively, are transmitted to the evaluation circuit 55 as a "-" signal 83 and a "+" signal 84, respectively, at the next positive flank of the sensing pulses 34 from the D-flip-flops 53 and 54, respectively.

15 Det tidsmæssige forløb af signalerne ved bearbejdningen i måleenheden 10, som er udrustet med et ettrinsskifteregister 47, er vist i fig. 6. Den venstre halvdel af fig. 6 indeholder signalfunktionerne ved en faseforskydning a mindre end 180° (f.eks. a« 40°), den højre halvdel signalfunktionerne for α større end 180° (f.eks.15 The temporal course of the signals in the processing of the measuring unit 10, which is equipped with a one-stage switch register 47, is shown in FIG. 6. The left half of FIG. 6 shows the signal functions at a phase shift a less than 180 ° (e.g. a «40 °), the right half of the signal functions for α greater than 180 ° (e.g.

20 a «s 280°) umiddelbart efter forekomsten af frigivesignalet 19. Frigivesignalet 19 optræder såvel asynkront til aftastningsimpulserne 34 som til modtagesignalerne 28,29. Nummereringen og betegnelserne for signalerne i fig. 6 svarer til nummereringen og betegnelserne for signalerne i fig. 3.20 a 280 s immediately after the occurrence of the release signal 19. The release signal 19 occurs asynchronously to the sensing pulses 34 as well as to the receiving signals 28,29. The numbering and designations of the signals in FIG. 6 corresponds to the numbering and designations of the signals in FIG. Third

25 Evalueringskredsløbet 55 har to driftstilstande. For fasedif ferenser a+Sa mellem 0° og 180° tæller det over EKSKLUSIV-ELLER-porten 57 og den første ledning 37 styrede første trin med synkron-tælleren 63 i områderne 0° til a+Sa og 180° til 180°+(α+δα) af hver periode af signalet 84 i takt med aftastningsimpulserne 34. Over-30 førslerne (menterne) af dette tælletrin bliver over returledningen 39 kombineret med ELLER-signal et 86 i NAND-porten 59. Resultatet af denne kombination er et NAND-signal 87. I denne første driftstilstand er resultatet af kombinationen i NAND-porten 56, dvs. et (a > 180°)-signal 85, er altid logisk "H", medens ELLER-signalet 86 på 35 udgangen af ELLER-porten 58 til tidspunktet for overførslen altid er logisk "H". Over NAND-porten 60 og den anden ledning 38 bliver menterne optalt i den anden synkrontæller 66 og de følgende binære tælletrin 67. For fasedifferenser α+δα mellem 180° og 360° befinder evalueringskredsløbet 55 sig i en anden driftstilstand. Den anden DK 166695 B1 10 synkrontæller 66 bliver yderligere over NAND-porten 56 styret af porten 60. ELLER-signalet 86 og menten fra synkrontælleren 63 på returledningen 39 styrer over NAND-porten 59 ved hjælp af NAND-signalet 87 porten 60. I områderne 0° til α+δα-180° og 180° til α+δα 5 af signalet 84 er (a > 180°)-signalet 85 på logisk "L" og signalet på den anden ledning 38 på logisk "H". Synkrontælleren 66 tæller derfor i takten af aftastningsimpulserne 34, medens synkrontælleren 63 er spærret. Da trinnene 63,66 og 67 danner den binære tællekæde i opstigende orden, og synkrontæl!eren 66 danner det andet trin, 10 bliver aftastningsimpulserne 34 talt med den dobbelte vægt i området 0° til α+δα-180° og 180° til α+δα af signalet 84. For de øvrige områder mellem α+δα-180° og 180° henholdsvis α+δα og 360° af signalet 84 er (a > 180°)-signalet 85 og signalet på den første ledning 37 på logisk "H". Den over porten 57 styrede første synkrontæller 63 15 tæller i takten af aftastningsimpulserne 34 og leder menterne til synkrontælleren 66 som i den første driftstilstand. Dermed opnås, at det rigtige antal aftastningsimpulser 34 bliver opsummeret i tælleanordningen 12 i på hinanden følgende halvbølger af signalet 84 for fasedifferenser α+δα fra 0° til 360°.The evaluation circuit 55 has two operating modes. For phase differences a + Sa between 0 ° and 180 ° it counts over the EXCLUSIVE OR gate 57 and first line 37 controlled first stage with the synchronous counter 63 in the ranges 0 ° to a + Sa and 180 ° to 180 ° + ( α + δα) of each period of signal 84 along with the sensing pulses 34. The over 30 transmitters (ments) of this counting step, over return line 39, are combined with OR signal 86 in the NAND gate 59. The result of this combination is a NAND signal 87. In this first operating state, the result of the combination is in the NAND port 56, i.e. an (a> 180 °) signal 85 is always logic "H", while the OR signal 86 at the output of the OR gate 58 to the time of transmission is always logical "H". Over the NAND port 60 and the second line 38, the mentors are counted in the second synchronous counter 66 and the following binary counting steps 67. For phase differences α + δα between 180 ° and 360 °, the evaluation circuit 55 is in a different operating state. The second DK 166695 B1 synchronizer counter 66 is further controlled over the NAND port 56 by the port 60. OR signal 86 and the signal from the synchronous counter 63 on the return line 39 control over the NAND port 59 by the NAND signal 87 port 60. In the regions 0 ° to α + δα-180 ° and 180 ° to α + δα 5 of signal 84 is (a> 180 °) signal 85 on logic "L" and the signal on second line 38 on logic "H". The synchronous counter 66 therefore counts at the rate of the sensing pulses 34, while the synchronous counter 63 is blocked. As steps 63,66 and 67 form the binary counting chain in ascending order, and synchronizer counter 66 forms the second step, 10 sensing pulses 34 are counted at double the weight in the range 0 ° to α + δα-180 ° and 180 ° to α + δα of signal 84. For the other ranges between α + δα-180 ° and 180 ° respectively α + δα and 360 ° of signal 84, the (a> 180 °) signal 85 and the signal on the first line 37 are in logical " H ". The first synchronous counter 63 controlled by the gate 57 counts at the rate of the sensing pulses 34 and directs the sensors to the synchronous counter 66 as in the first operating state. Thus, the correct number of sensing pulses 34 is obtained in the counting device 12 in successive half-waves of the phase difference signal α + δα from 0 ° to 360 °.

20 Den af løbetiden for ultralydbølgerne betingede faseforskydning α kan efter hver målecyklus 21 (fig. 2) i visningsanordningen 13 (fig. 3) fås ved subtrahering af den af den yderligere faseforskydning δα frembragte nul punktsforskydning Γ af tællerstanden i tælleanordningen 12. Resultatet af denne subtraktion bliver derefter lagt 25 til tællerstanden af et visningsregister 88. Til et senere tidspunkt bliver trinnene 63,66 og 67 i den binære tællekæde tilbagestillet til nul. Eksempelvis kan impulsen 20 indtræde over en i fig. 1 ikke vist ledning mellem impulsgiveren 14 og tælleanordningen 12, hvorhos den i en ligeledes ikke indtegnet fjerde IKKE-port inverteret impuls 30 20 virker på Rg^-indgangene på tællekædeelementerne 63,66 og 67.20 The phase shift α dependent on the duration of the ultrasonic waves can be obtained after each measurement cycle 21 (Fig. 2) of the display device 13 (Fig. 3) by subtracting the zero point offset Γ of the counter state denne of the counter in the counter 12. subtraction is then added 25 to the counter state of a display register 88. Later, steps 63,66 and 67 of the binary count chain are reset to zero. For example, the impulse 20 may occur over one in FIG. 1 is not shown wiring between the pulse encoder 14 and the counting device 12, wherein the impulse 20 20 in a likewise not inverted fourth non-inverted pulse 30 acts on the Rg inputs of the counting chain elements 63,66 and 67.

I en foretrukken udførelsesform er skifteregistret 47 et ettrinsregister. Da der i hver målecyklus 21 (fig. 2) anvendes 64 perioder, opsummerer tælleanordningen yderligere 128 aftastningsimpulser, dvs. efter hver målecyklus 21 (fig. 2) skal 35 visningsanordningen 13 (fig. 3) subtrahere nulpunktsforskydningen Γ =128 fra tæl1erstanden af tælleanordningen 12 og addere resultatet i visningsregistret 88.In a preferred embodiment, the shift register 47 is a one-step register. Since in each measurement cycle 21 (Fig. 2) 64 periods are used, the counting device summarizes an additional 128 sensing pulses, ie. after each measurement cycle 21 (Fig. 2), the display device 13 (Fig. 3) must subtract the zero offset Γ = 128 from the counter of the counter 12 and add the result in the display register 88.

I en foretrukken udførelsesform for visningsanordningen 13 bliver der derfor til nul punktskorrektion indsat en programmerbar 11 DK 166695 B1 regneenhed, som også kan anvendes til andre korrektioner henholdsvis omregninger. Eksempelvis kan varme- eller gennemstrømningsmængder ved hjælp af forudbestemte, f.eks. tidsafhængige tarifenheder, omregnes til omkostninger, så at en varme- eller gennemstrømnings-5 mængdeaftager direkte kan aflæse forbrugsomkostningerne, eller regneenheden kan lukke en f.eks. til lukning af indgangen til tilslutningsstudsen 3 tjenende elektrisk styrbar ventil, så snart en af en indkasseringsstation forudgiven forbrugsmængde er nået.Therefore, in a preferred embodiment of the display device 13, a programmable 11 unit, which can also be used for other corrections and conversions, is also used for zero point correction. For example, heat or flow rates can be determined using predetermined, e.g. time-dependent tariff units, are converted into costs, so that a heat or flow quantity collector can directly read the consumption costs or the calculator can close one e.g. electrically controllable valve for closing the inlet of the connecting pin 3 as soon as a quantity of consumption predetermined by a collection station is reached.

10 15 20 25 30 3510 15 20 25 30 35

Claims

1. Electronic flow volume meter for liquid media having an ultrasonic measurement stretch in a measuring tube (2) and two ultrasonic measuring transducers 5 (6,7) connected to an oscillator (15) serving in a transmitting frequency (15) in a transmitting unit (8) for periodic repeated simultaneous control and with a measuring unit (10) measuring the ultrasonic measurement distance in the measuring tube (2) during the flow of the medium caused by the ultrasonic signal between the first measuring transducer (6) transmitting and the second measuring transducer (10). 7) receiving, on the one hand, and the duration of an ultrasonic signal between the second measuring transducer (7) transmitting and the first measuring transducer (6) receiving, on the other hand, an encoder (14) for repeated triggering of a measuring cycle (21) , a control unit (9), a sensing generator (11) and a counting device (12) with a display device (13) for reshaping the phase difference caused by the maturity differences the volume (a) of the sound waves to units proportional to the volume of it per time unit through the measuring tube (2) flowing medium and for summing and displaying these units, characterized in that the measuring unit (10) contains a circuit for delaying a UP receiver signal (28) received by the target transducer (6) with a further constant phase shift (δα), and that the display device (13) is equipped with means to make a correction of the resulting zero point offset (Γ) after each measurement cycle (21) so that currents in both directions can be correctly detected.

The flow volume measurement according to claim 1, characterized in that the measuring unit (10) contains an evaluation circuit (55) which measures the phase shift (a) of the sound waves in the range between 0 ° and 360 °.

Flow rate measurement according to claim 1 or 2, characterized in that the measuring unit (10) contains a circuit (41, 40) which synchronizes the receive signals (28, 29) in the measuring transducers (6,7) with sensing pulses (34), wherein the sensing pulses (34) 35 are generated in the sensing generator (11) and together with the counting device (12) and the display device (13) form a clock controlled circuit by means of sensing pulses (34).

4. Flow volume measurement according to claim 3, characterized in that a circuit which synchronizes output signals B1 (32,33) produced in threshold value switches (30,31) of the receive signals (28,29) the sensing pulses (34) 'is a clocked D-flip-flop (41.40) controlled by sensing pulses (34).

The flow volume meter according to claim 3 or 4, ke n-5, characterized in that the measuring unit (10) contains an n-stage shift register (47) which delays one of the UP reception signal (28) by synchronization by means of the D-flip. the flop (41) produced UP signal (81) with n scan periods, which is the shift frequency clock frequency of the scan frequency (fg), where n is a positive integer.

Flow rate meter according to claim 3, 4 or 5, characterized in that the measuring unit (10) contains two flank triggered phase detectors (44, 46).

Flow-through volume meter according to any of the preceding claims, characterized in that the display device (13) contains a programmable calculator.

Flow-through volume meter according to claim 7, characterized in that for closing the measuring tube (2), one of the programmable calculating unit is electrically controllable valve arranged on one of the connecting plugs (3,4) for controlling the medium flow.

9. A flow-through flow measurement according to claim 8, characterized in that a collection station, which predetermines the amount of consumption, is connected to the programmable calculator.

Flow rate meter according to any of the preceding claims, characterized in that the flow rate meter is part of a heat flow meter. 30 35