JP4392777B2

JP4392777B2 - Ranging device and ranging method

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Publication number: JP4392777B2
Application number: JP2000243133A
Authority: JP
Inventors: 弘道村井
Original assignee: 株式会社ビーコア; 弘道村井
Priority date: 2000-08-10
Filing date: 2000-08-10
Publication date: 2010-01-06
Anticipated expiration: 2020-08-10
Also published as: JP2002055158A; AU2000268748A1; WO2002014901A1

Description

【０００１】
本発明は、Ｍ系列等のＰＮ符号に符号変調された搬送波を用いる測距装置及び測距方法に関する。
【発明の属する技術分野】
【０００２】
【従来の技術】
従来、光パルスの反射を利用して測距ターゲットまでの距離を測定する方法として、前記光パルスが測距ターゲット対象物により反射されてくるまでの往復時間を観測するいわゆる「タイム・オブ・フライト法」がある。しかし、この方法における距離分解能は光の速度に直接依存する。また、パルス波形の影響が大きい。従って、近距離及び高分解能を要求される測距には不向きである。
【０００３】
また、光の送信波と受信波との位相差により対象物までの距離を測定する「位相差法」も広く用いられている。この方法は高い分解能を実現することができる。しかし、反射波の強度変化による計測値への影響が大きいため、反射波の強度調整を行う必要がある。このような強度調整は、機械的動作により行われるため、計測時間の高速化に対応することが困難である。例えば車両等移動体の計測を行うような場合には不向きである。
【０００４】
上記各方法の課題を解決し、特に車両等移動体を測定ターゲットとした測距を行う方法として、所定の周波数を有するＭ系列、又はＧＯＬＤ系列等のＰＮ符号を用いる方法が開発されている。すなわち、前記符号による符号変調された搬送波を測距ターゲットに対して送信し、そこで反射された反射波を受信して、送信波と受信波のＰＮ符号についてそれらの位相差を検出することにより、測距ターゲットまでの距離を算出するものである。ＰＮ符号は強い自己相関特性を有するため、従来の位相差法において問題となっていた強度調整の必要がない。また外来光等の影響を受けにくい点において優れる。しかしながら、分解能を向上するためにはＰＮ符号の周波数を十分に高くする必要がある。ＰＮ符号の周波数を決定するためには、一般的にクロック回路等の発振器を使用する。しかしそのような高周波をしかも高精度に発振するために多大なコストを要する。
【０００５】
このような課題に鑑みて、ＰＮ符号を用いた測距方法に改良を加えた例として特開平１１−５２０５０号公報に記載された技術がある。以下に図を参照して説明する。図９において、基準発振器１０１が所定周波数により変調用符号発生器１０２を駆動し、Ｍ系列やＧＯＬＤ系列等のＰＮ符号を発生する。送信器１０４は変調用符号発生器１０２からの符号出力により符号変調された赤外線やミリ波等の搬送波１３１を測距ターゲット１２０に向けて送信する。送信器１０４から送出された搬送波１３１は、測距ターゲット１２０において反射され、その反射波１３２が受信器１０５において受信される。
【０００６】
参照用符号発生器１０８は変調用符号発生器１０２と同一の符号を発生する。参照用発振器１０７は、基準発振器１０１とは微小に異なる周波数で参照用符号発生器１０８を駆動し、前記変調用符号とは微小に周波数の異なる参照用符号を発生させる。送信側測距相関器１０９は、変調用符号発生器１０２からの変調用符号と参照用符号発生器１０８からの参照用符号との相関値を求め、これにより送信側相関信号を生成する。一方、受信側測距相関器１１０は、受信器が受信した反射波１３２の符号と参照用符号発生器１０８からの参照用符号との相関値を求め、これにより受信側相関信号を生成する。
【０００７】
さて、上述のように参照用符号は変調用符号及び反射波の符号と微小に異なる周波数に設定されている。従って参照用符号と変調用符号、及び参照用符号と反射波の符号とはある一定の間隔において位相の完全な一致（位相同期）を見ることとなる。そしてこのとき送信側相関信号及び受信側相関信号においてピーク信号が出現する。すなわち変調用符号と参照用符号、及び反射波の符号と参照用符号の位相同期はそれぞれ図１０のピーク信号Ａ１、Ａ２、…及びＢ１、Ｂ２、…として示される。反射波１３２の符号は、測距ターゲット１２０までの距離に比例した位相遅れを有するものであるから、送信側相関信号と受信側相関信号のピーク信号出現の時間差ΔＴを検出することにより両信号の位相差を求め、その値を演算器により換算して測距ターゲット１２０までの距離を算出することができる。
【０００８】
この方法においては、高い分解能の測距を行うことが可能である。例えば基準発振器１０１の発振周波数ｆ₁を３０ＭＨｚ、参照用発振器１０７の発振周波数ｆ₂をｆ_１よりも３１０Ｈｚ低い周波数、ＰＮ符号の周期長Ｎを３１、ＰＮ符号における１チップ時間をＴ_ｃとした場合、測距可能な最大距離Ｒ_ｍａｘは、【式１３】により、
【式１３】
Ｒ_ｍａｘ＝ｃＮＴ_ｃ／２
（ただしＴ_ｃ＝１／ｆ_１、またｃは光速を表し３×１０³ｍ／ｓ）
で表される。上記数値を適用すると、Ｒ_ｍａｘは、約１５５ｍとなる。ここで、送信側測距相関器１０９及び受信側測距相関器１１０の出力信号を、１０ＫＨｚのクロック周波数において計測（サンプリング）するものと仮定すると、０．１５５ｍの分解能を得る。先述のタイムオブフライト法においては、分解能を向上するためにＰＮ符号の１チップ時間を短縮する必要がある。従って同等の分解能（０．１５５ｍ）を実現するためには、約９６７ＭＨｚの発振器が必要となる。このように、変調用符号と参照用符号、及び反射波の符号と参照用符号の相関信号を利用することにより、より高い分解能を実現できる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
今、移動中の車両について、その車両が一定区間の一端に進入したことと、もう一端に達したこととを、路面上からその車両高を計測することにより検出し、車両による区間内旅行時間を計測して、その速度を計測する装置について考える。このような装置においては、種々の条件によりその旅行区間を１ｍ前後とすることが一般的である。そして車両がこの旅行区間を１２０Ｋｍ／ｈにおいて走行するものと仮定すると、区間内走行時間はわずか３０ｍｓｅｃとなる。従って、車両速度を１０％の誤差範囲において測定しようとすれば、３ｍｓｅｃ以下の時間間隔において車両の存在確認を行う必要がある。しかも、反射光の受信状況が悪く１サンプリングが無効となるような場合を考慮すると、相関信号を多数検出することが望ましく、そのためにはより短い周期でのサンプリングが要求される。
【００１０】
さて、上記方法においては、変調用符号と参照用符号、及び反射波の符号と参照用符号との相関信号の位相が完全に一致する際に出現するピーク信号をサンプリングすることによって測距を行う。このようにきわめて近似した周波数を有する信号どうしを用いた場合、これらの信号の位相が一致する周期はきわめて長くなる。例えば上記方法（周波数差３１０Ｈｚ）において位相同期は０．１ｓｅｃごとに起こる。従って、例えば１０ＫＨｚのクロック周波数（すなわち０．１ｍｓｅｃごと）といった短い周期でのサンプリングを行うこと自体は可能であっても、その間に検出可能な相関信号のピーク数は自ずと限定されることとなる。その結果、特に反射光の受信状況が悪い場合には測定値に大きな誤差を生じる結果となる。また逆に、測定精度を向上しようとすれば測定時間を長くせざるをえず、実用に適しないものとなる。
【００１１】
さらに、このように変調用符号（及び受信信号の符号）と参照用符号との周波数差が非常に微小な場合において、位相が完全に一致した際のピーク信号を検出するためには、送信側及び受信側の相関器において厳密な相関検出を行うことが必須である。両符号の位相は時間の経過に伴って
▲１▼ 位相の「ずれ」を生じる段階
▲２▼ 「ずれ」が拡大する段階
▲３▼ 「ずれ」が最大となる段階
▲４▼ 「ずれ」が逆に少なくなる段階
▲５▼ 位相が完全に一致する段階
の段階を繰り返す。これらの段階において、「▲５▼位相が完全に一致する段階」のみを「位相同期状態」として検出することが必須である。仮に相関器における相関検出がある程度ラフなものであって、位相のずれが多少あったとしてもそれを「位相同期状態」とみなしてしまうようであれば、位相同期を示すピーク信号が多数出現することになる。そして相関信号全体としてはバースト状の相関信号となる。従って、正確な測定を行うためには位相検出精度の高い（位相同期の検出を厳密に行うことができる）相関器を用いる必要があり、コスト上昇の一因となっていた。
【００１２】
そこで本発明の課題は、ＰＮ符号に符号変調された搬送波を用いる測距方法において、（１）高分解能を有し（２）短時間測定が可能で（３）高精度の測距方法を提供することである。またそのような測距方法を実現するための測距装置を低コストで提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記課題に鑑み、相関器の位相検出精度に起因して変調用符号と参照用符号の相関信号がバースト状相関信号となることについて、これをむしろ単位時間あたりの検出ピーク数増加を招く好ましい事象として捕らえる。そしてこれを利用し、測定ターゲットの距離を測定するものである。
【００１４】
すなわち上記課題を解決するための本発明の測距装置は、（１）所定の周波数を発生する基準発振器と、（２）前記基準発振器が発生する周波数により駆動されてＰＮ符号を発生する変調用符号発生器と、（３）前記変調用符号発生器からの符号出力により符号変調された搬送波を測距ターゲットに対して送信する送信器と、（４）前記測距ターゲットにより反射された前記搬送波を受信する受信器と、（５）前記基準発信器と微小に異なる周波数を発生する参照用発振器と、（６）前記参照用発振器が発生する周波数により駆動されて前記変調用符号発生器と同一の符号を発生する参照用符合発生器と、（７）前記変調用符号発生器が発生する変調用符号と、前記参照用符号発生器が発生する参照用符合との相関値により、第一のバースト状相関信号を生成する送信側測距相関器と、（８）前記受信器が受信した受信符号と、前記参照用符号発生器が発生する参照用符合との相関値により、第二のバースト状相関信号を生成する受信側測距相関器と、（９）前記送信側測距相関器が発生する第一のバースト状相関信号を積分処理することにより、低周波数の波形信号へと変換する送信側波形整形器と、（１０）前記受信側測距相関器が発生する第二のバースト状相関信号を積分処理することにより、低周波数の波形信号へと変換する受信側波形整形器と、（１１）前記第一のバースト状相関信号と第二のバースト状相関信号との位相差を計測する手段と、（１２）前記送信側波形整形器の出力信号と、前記受信側波形整形器の出力信号との位相差を計測する手段と、（１３）前記第一のバースト状相関信号と第二のバースト状相関信号との位相差、及び前記送信側波形整形器の出力信号と前記受信側波形整形器の出力信号との位相差について、これらを組合せて用いることにより前記測距ターゲットまでの距離を換算する情報処理装置とを備えることを特徴とする。本発明においては、従来の方法においては厳禁とされていたバースト状相関信号をあえて発生させ、これらの位相差を検出する。これにより単位時間あたりの情報取得量が増加して測定精度が向上する。またバースト状信号において出現する多数のピーク信号について、積分処理を行うことによってより低周波の信号へと変換することが可能である。従ってそれら積分後の信号についても位相差を測定し、これを補完データとして用いることにより、測定時誤差が少なくなる。
【００１５】
また本発明の測距装置は、前記送信側波形整形器の出力信号と、前記受信側波形整形器の出力信号との位相差を計測する手段において、（１）前記送信側波形整形器の出力信号及び前記受信側波形整形器の出力信号のうち、いずれか一方を第一の信号とし、他方を第二の信号とし、前記第一の信号を所定位相シフトしてその所定位相シフトした信号を第三の信号として出力する手段と、（２）前記第一の信号と第二の信号とを乗算した信号を第四の信号として出力する手段と、（３）前記第三の信号と第二の信号とを乗算した信号を第五の信号として出力する手段と、（４）前記第四の信号と第五の信号との直流成分の比を求める手段とを備えてなることを特徴とする。これにより、積分処理後の信号間位相差を効率的に求めることができる。
【００１６】
また本発明の測距装置は、前記送信側波形整形器の出力信号と、前記受信側波形整形器の出力信号との位相差を計測する手段において、（１）前記送信側波形整形器の出力信号及び前記受信側波形整形器の出力信号のうち、いずれか一方を第一の信号とし、他方を第二の信号とし、前記第一の信号を所定位相シフトしてその所定位相シフトした信号を第三の信号として出力する手段と、（２）前記第一の信号と第二の信号とを乗算した信号を第四の信号として出力する手段と、（３）前記第三の信号と第二の信号とを乗算した信号を第五の信号として出力する手段と、（４）前記第四の信号の交流成分の通過を阻止し直流成分のみを通過させる手段と、（５）前記第五の信号の交流成分の通過を阻止し直流成分のみを通過させる手段と、（６）前記両直流成分を入力信号として除算する手段とを備えてなることを特徴とする。これにより、積分処理後の信号間位相差を効率的に求めることができる。
【００１７】
また本発明の測距装置は、前記送信側波形整形器の出力信号と、前記受信側波形整形器の出力信号との位相差を計測する手段において、（１）前記送信側波形整形器の出力信号及び前記受信側波形整形器の出力信号のうち、いずれか一方を第一の信号とし、他方を第二の信号とし、前記第一の信号を所定位相シフトしてその所定位相シフトした信号を第三の信号として出力する手段と、（２）前記第一の信号と第二の信号とを乗算した信号を第四の信号として出力する手段と、（３）前記第三の信号と第二の信号とを乗算した信号を第五の信号として出力する手段と、（４）前記第四の信号と第五の信号とを入力信号として除算しその除算した信号を第六の信号として出力する手段と、（５）前記第六の信号の交流成分の通過を阻止し直流成分のみを通過させる手段とを備えてなることを特徴とする。これにより、積分処理後の信号間位相差を効率的に求めることができる。
【００１８】
また本発明の測距方法は、（１）所定の周波数を有する第一のＰＮ符号により符号変調された搬送波を、測距ターゲットに対して発信するステップと、（２）前記測距ターゲットにより反射された前記搬送波を受信するステップと、（３）前記第一のＰＮ符号と同一符号で、かつ微小に異なる周波数を有する第二のＰＮ符号を生成するステップと、（４）前記第一のＰＮ符号と前記第二のＰＮ符号との相関値により、第一のバースト状相関信号を生成するステップと、（５）前記受信搬送波の符号と前記第二のＰＮ符号との相関値により、第二のバースト状相関信号を生成するステップと、（６）前記第一のバースト状相関信号を積分処理することにより、低周波の波形信号へと変換して、第一の波形信号を生成するステップと、（７）前記第二のバースト状相関信号を積分処理することにより、低周波の波形信号へと変換して、第二の波形信号を生成するステップと、（８）前記第一のバースト状相関信号と前記第二のバースト状相関信号との位相差を求め、その位相差から前記測距ターゲットまでの距離を算出し、これを第一の測距データとするステップと、（９）前記第一の波形信号と前記第二の波形信号との位相差を求め、その位相差から前記測距ターゲットまでの距離を算出し、これを第二の測距データとするステップと、（１０）前記第一の測距データと前記第二の測距データとを組合せて演算処理を行い、これにより最終的な測距データを得るステップとを含むことを特徴とする。本発明においては、従来の方法においては厳禁とされていたバースト状相関信号をあえて発生させ、これらの位相差を検出する。これにより単位時間あたりの情報取得量が増加して測定精度が向上する。またバースト状信号において出現する多数のピーク信号について、積分処理を行うことによってより低周波の信号へと変換することが可能である。従ってそれら積分後の信号についても位相差を測定し、これを補完データとして用いることにより、測定時誤差が少なくなる。
【００１９】
また本発明の測距方法は、前記送信側波形整形器の出力信号と、前記受信側波形整形器の出力信号との位相差を計測するステップにおいて、（１）前記送信側波形整形器の出力信号及び前記受信側波形整形器の出力信号のうち、いずれか一方を第一の信号とし、他方を第二の信号とし、前記第一の信号を所定位相シフトしてその所定位相シフトした信号を第三の信号として出力するステップと、（２）前記第一の信号と第二の信号とを乗算した信号を第四の信号として出力するステップと、（３）前記第三の信号と第二の信号とを乗算した信号を第五の信号として出力するステップと、（４）前記第四の信号と第五の信号との直流成分の比を求めるステップとを含むことを特徴とする。これにより、積分処理後の信号間位相差を効率的に求めることができる。
【００２０】
また本発明の測距方法は、前記送信側波形整形器の出力信号と、前記受信側波形整形器の出力信号との位相差を計測するステップにおいて、（１）前記送信側波形整形器の出力信号及び前記受信側波形整形器の出力信号のうち、いずれか一方を第一の信号とし、他方を第二の信号とし、前記第一の信号を所定位相シフトしてその所定位相シフトした信号を第三の信号として出力するステップと、（２）前記第一の信号と第二の信号とを乗算した信号を第四の信号として出力するステップと、（３）前記第三の信号と第二の信号とを乗算した信号を第五の信号として出力するステップと、（４）前記第四の信号の交流成分の通過を阻止し直流成分のみを通過させるステップと、（５）前記第五の信号の交流成分の通過を阻止し直流成分のみを通過させるステップと、（６）前記両直流成分を入力信号として除算するステップとを含むことを特徴とする。これにより、積分処理後の信号間位相差を効率的に求めることができる。
【００２１】
また本発明の測距方法は、前記送信側波形整形器の出力信号と、前記受信側波形整形器の出力信号との位相差を計測するステップにおいて、（１）前記送信側波形整形器の出力信号及び前記受信側波形整形器の出力信号のうち、いずれか一方を第一の信号とし、他方を第二の信号とし、前記第一の信号を所定位相シフトしてその所定位相シフトした信号を第三の信号として出力するステップと、（２）前記第一の信号と第二の信号とを乗算した信号を第四の信号として出力するステップと、（３）前記第三の信号と第二の信号とを乗算した信号を第五の信号として出力するステップと、（４）前記第四の信号と第五の信号とを入力信号として除算しその除算した信号を第六の信号として出力するステップと、（５）前記第六の信号の交流成分の通過を阻止し直流成分のみを通過させるステップとを含むことを特徴とする。これにより、積分処理後の信号間位相差を効率的に求めることができる。
【００２２】
本発明においては、バースト状相関信号を生成するために、従来用いられてきた相関検出精度の高い高価な相関器ではなく、むしろある程度ラフな位相同期検出を行う相関器を用いることが好ましいことは明らかである。従って、装置のコストを低く押さえることが可能となる。またバースト状相関信号における多数の信号ピークを利用することにより、単位測定時間内に検出可能な信号ピーク数すなわち測定データ数が多数となる。従って、測定時間短縮及び測距精度向上の効果を得る。
【００２３】
またこれらバースト状相関信号を積分処理して低周波の波形信号を生成し、これら波形信号の位相差からも測距データを得ることができる。このデータと積分前の相関信号による測距データとを照らし合わせて最終的な測距値を算出することにより、測定時のエラー等に起因する誤差が抑制される。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について、図を参照して以下に説明する。図１は、本発明の測距装置における装置構成概略一例を示すブロック図である。図１を参照すると、測距装置は、所定の周波数を発生する基準発振器１０１と、基準発振器１０１が発生する周波数により駆動されてＰＮ符号を発生する変調用符号発生器１０２と、変調用符号発生器１０２からの符号出力により符号変調された搬送波１３１をドライバ１０３を介して測距ターゲット１２０に対して発信する送信器１０４と、測距ターゲット１２０により反射された搬送波１３２を受信する受信器１０５と、基準発信器１０１と微小に異なる周波数を発生する参照用発振器１０７と、参照用発振器１０７が発生する周波数により駆動されて変調用符号発生器１０２と同一の符号を発生する参照用符合発生器１０８と、変調用符号発生器１０２が発生する変調用符号と参照用符号発生器１０８が発生する参照用符合との相関値を求めて相関信号を発生する送信側測距相関器１０９と、受信器１０５が受信した搬送波１３２の受信符号と参照用符号発生器１０８が発生する参照用符合との相関値を求めて相関信号を発生する受信側測距相関器１１０と、送信側測距相関器１０９が発生する相関信号と受信側測距相関器１１０が発生する相関信号とからこれら信号間の位相差を検出するための距離カウンタ１１５及び相関計数カウンタ１１５と、送信側測距相関器１０９が発生する相関信号を低周波の波形信号に変換する送信側波形整形器１１１と、受信側測距相関器１１０が発生する相関信号を低周波の波形信号へと変換する受信側波形整形器１１２と、送信側波形整形器１１１の出力信号と、受信側波形整形器１１２の出力信号との位相差を計測する位相計測器１１３と、距離カウンタ１１５及び相関計数カウンタ１１６が計測した第一のデータと位相計測器１１３が計測した第二のデータとを演算処理することにより測距ターゲット１２０までの距離を求める情報処理装置１１４とにより構成される。
【００２５】
次に図１に示した測距装置を用いた測距の手順について説明する。基準発信器１０１が所定周波数を発生し、変調用符号発生器１０２を駆動して、前記所定周波数の第一のＰＮ符号を発生させる。第一のＰＮ符号はドライバ１０３及び送信側測距相関器１０９へと送出される。ドライバ１０３はＰＮ符号変調された搬送波１３１を発生し、送信器１０４がその搬送波１３１を測距ターゲット１２０へと発信する。このときの搬送波１３１としては、光、赤外線、レーザ等の電磁波あるいは超音波等の音波などが適用される。また送信器１０４及び後述する受信器１０５等各機器については、使用する搬送波１３１に応じたものを適宜選択する。
【００２６】
前記搬送波１３１は、測距ターゲット１２０において反射される。受信器１０５はその反射波１３２を受信する。受信された反射波１３２のＰＮ符号はアンプ１０６により適度な強度に増幅され、受信側測距相関器１１０に送出される。
【００２７】
参照用符号発生器１０７は、変調用符号発生器１０２が発生する第一のＰＮ符号と同一符号で、かつ微小に周波数の異なる第二のＰＮ符号を発生する。このときの周波数は、後述する送信側測距相関器１０９及び受信側測距相関器１１０における相関処理において支障ない範囲において適宜選択されるものとする。
【００２８】
第二のＰＮ符号は、送信側測距相関器１０９及び受信側測距相関器１１０へと送出される。送信側測距相関器１０９においては第一のＰＮ符号と第二のＰＮ符号との相関値が、受信側測距相関器１１０においては受信した反射波１３２のＰＮ符号と第二のＰＮ符号との相関値がそれぞれ演算される。そしてそれら相関値からそれぞれ相関信号が発生される。このとき送信側測距相関器１０９から出力される送信側相関信号、及び受信側測距相関器１１０から出力される受信側相関信号は、図２に示されるようにピーク信号が複数集合したバースト状信号となる。次に距離カウンタ１１５及び相関計数カウンタ１１６が、送信側相関信号と受信側相関信号との位相差を計測する。
【００２９】
以下、図１に示した装置についてその具体的回路構成一例を図４に示すとともに、上記位相差の計測過程についてより詳細に説明する。コード１がクロック１に従ってシフトレジスタ４０１を、同様にコード２がクロック２に従ってシフトレジスタ４０２を伝搬する。フェーズシフタ４０３がクロック２の位相を調整（例えばπ／２だけシフト）することにより、２相クロックが形成される。そしてこの２相クロックをＥＸＮＯＲ論理回路４０４に入力すると、フルアダー４０５のタイミングが制御されて相関検出が行われる。このときの相関検出について概要を図５に示す。
【００３０】
▲１▼ 図５（ａ）はＣ１（コード１）とＣ２（コード２）との位相が同期している状態であり、ＣＬＫ（クロック２）のタイミングにおいてビット単位の相関が検出されている。
▲２▼ 図５（ｂ）はＣ１とＣ２との位相が若干ずれている状態であるが、ＣＬＫのタイミングにおいてビット単位での相関には問題がなく、相関が検出されている。
▲３▼ 図５（ｃ）は図５（ｂ）よりもさらに位相がずれた状態であるが、ＣＬＫのタイミングにおいてビット単位での相関には問題がなく、相関が検出されている。
▲４▼ 図５（ｄ）は位相が大幅にずれた状態で、ＣＬＫのタイミングではビット単位の相関が検出できなくなっている。
▲５▼ 図５（ｅ）はさらに位相がずれている状態で、ＣＬＫのタイミングに関わらず相関が検出できなくなっている。
▲６▼ 図５（ｆ）は位相のずれがさらに大きくなることにより、逆に初期状態に近づく。従って、ＣＬＫのタイミングで相関が検出されている。
▲７▼ 図５（ｇ）は位相のずれが初期状態と同じ（位相同期）になっている。
以降、▲１▼〜▲７▼の状態を繰り返すことになる。従って、観測される相関信号は、各符号間の周波数差に応じたバースト状のパルス列となる。
【００３１】
各符号のクロック周波数ｆ_１、ｆ_２の各速度をω_１、ω_２、符号長をＮとすると、各符号系列Ｃ_stream _１（ｔ）及びＣ_stream _２（ｔ）を以下のように定義することができる。
【式１】
Ｃ_stream _１＝Ｃ_１（ｔ）ｃｏｓ（ω_１／Ｎ）
Ｃ_stream _２＝Ｃ_２（ｔ）ｃｏｓ（ω_２／Ｎ）
次に符号系列及び位相が一致する条件を求める。ここでは符号系列が同じであることから、Ｃ_１（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｃ（ｔ）は等しい。従って、【式１】により、
【式２】
−２ｓｉｎ{（ω_１＋ω_２）ｔ／２Ｎ）}
×ｓｉｎ{（ω_１−ω_２）ｔ／２Ｎ}＝０
が導かれる。ここで【式２】を満たす条件は、
【式３】
（ω_１―ω_２）／２Ｎ＝ｎπ （ｎ＝０，１，２，…）
であることから、
【式４】
（ｆ_１−ｆ_２）／Ｎ＝ｎ（ｎ＝０，１，２，…）
となり、符号長Ｎを一周期としたときの周波数差で位相検出が行われることがわかる。
【００３２】
さて一方、これらの相関信号を、それぞれ送信側波形整形器１１１及び受信側波形整形器１１２において積分処理することにより、図３に示されるような低周波の波形信号へと変換する。そのうえで、送信側波形信号と受信側波形信号との位相差を、位相計測器１１３により求める。このとき、送信側波形信号及び受信側波形信号は振幅変動がないので、ピートダウン法等を適用することにより、精密な位相差計測を行うことができる。以下、その詳細を説明する。
【００３３】
図６に示されるように、位相計測器１１３は、位相器６０１、乗算器６０２及び６０３、ローパスフィルタ６０４及び６０５、除算器６０６を有する。送信側波形整形器１１１の出力をＳ_１（ｔ）、受信側波形整形器１１２の出力をＳ_２（ｔ）とするとこれらは、
【式５】
Ｓ_１（ｔ）＝Ａ_１（ｅ^ｊωｔ＋ｅ^−ｊωｔ）／２
Ｓ_２（ｔ）＝Ａ_２{ｅ^{ｊ（ωｔ−ψ）}＋ｅ^{−ｊ（ωｔ−ψ）}}／２
ただしＡ_１，Ａ_２：信号振幅、ω：角周波数、ψ：位相差
で表される。次に、Ｓ_１（ｔ）とＳ_２（ｔ）を乗算器６０２に入力すると、その出力は、
【式６】
Ｓ_１（ｔ）×Ｓ_２（ｔ）
＝Ａ_１Ａ_２{ｅ^{ｊ（ωｔ−ψ）}＋ｅ^{−ｊ（ωｔ−ψ）}
＋ｅ^ｊψ＋ｅ^−ｊψ}／４
となる。この信号をローパスフィルタ６０４に入力して直流成分のみを取り出すと、その出力ＤＣ_１は、
【式７】
ＤＣ_１＝Ａ_１Ａ_２（ｅ^ｊψ＋ｅ^−ｊψ）／４
となる。
【００３４】
さらにＳ_１（ｔ）をγ（ｒａｄ）だけ位相シフトした信号をＳ_３（ｔ）は、
【式８】
Ｓ_３（ｔ）＝Ａ_１{ｅ^{ｊ（ωｔ−γ）}＋ｅ^{−ｊ（ωｔ−γ）}}
と表され、Ｓ_２（ｔ）とＳ_３（ｔ）とを乗算器６０３に入力すると、その出力は、
【式９】
Ｓ_３（ｔ）×Ｓ_２（ｔ）
＝Ａ_１Ａ_２{ｅ^{ｊ（２ωｔ−γ−ψ）}＋ｅ^{−ｊ（ωｔ―γ―ψ）}
＋ｅ^{ｊ（ψ−γ）}＋ｅ^{−ｊ（ψ−γ）}）／４
となる。この出力をローパスフィルタ６０５に入力して直流成分のみを取り出すと、その出力ＤＣ_２は、
【式１０】
ＤＣ_２＝Ａ_１Ａ_２{ｅ^{ｊ（ψ−γ）}＋ｅ^{−ｊ（ψ−γ）}}／４
となる。
【式７】の信号及び【式１０】の信号を除算器６０６に入力すると、その出力Ｒは、
【式１１】
Ｒ＝ＤＣ_２／ＤＣ_１
＝{ｅ^{ｊ（ψ−γ）}＋ｅ^{−ｊ（ψ−γ）}}／（ｅ^ｊψ＋ｅ^−ｊψ）となり、振幅の項（Ａ_１、Ａ_２）が消去されて位相差ψと既知の位相遅延量γとの和が出力されるので、振幅によらない位相差計測が可能となる。特に【式１１】においてγがπ／２であるときには、
【式１２】
Ｒ＝ｔａｎψ
となる。
【００３５】
これら位相差のデータ、すなわち相関信号による第一の位相差計測データと、波形信号による第二の位相差データとをそれぞれ情報処理装置１１４に入力する。そしてエラーレート等の計測条件を加味し、演算処理を行うことにより、測距ターゲットまでの距離を高精度に算出することができる。
【００３６】
ここでは乗算器６０２及び６０３の出力信号をそれぞれローパスフィルタ６０４及び６０５に入力して直流成分のみを通過させたうえで除算器６０６に入力している。しかしその他にも、乗算器６０２及び６０３の出力信号を直接除算器６０６に入力してまずそれらの比を算出し、その後に除算器６０６の出力信号をローパスフィルタに入力して直流成分を通過させるようにすることができる。
【００３７】
上記の方法においては、送信側測距相関器及び受信側測距相関器としてあえてラフな位相同期検出を行う相関器を用いることによってバースト状信号を発生させる。そして出現する多数のピークを情報として利用することにより、高精度な測距を行うことが可能となる。
【００３８】
【実施例】
本発明の一実施例を示す。基準発振器１０１の発振周波数ｆ₁を２０．００ＭＨｚ、参照用発振器１０７の発振周波数ｆ₂を２０．０１ＭＨｚ、ＰＮ符号の周期長Ｎを６３とする。そして発振周波数ｆ₁において駆動される変調用符号のビット長（ここでは５０ｎｓｅｃ）に対して相関器が検出可能な位相の時間的「ずれ」、（すなわち周波数の異なる両信号の位相がずれを生じていてもそれを「同期状態」として検出することが可能な限界値）を、１％、３％、５％、７％、１０％、及び２０％とする。このとき相関器から出力される相関信号をそれぞれ観測し、出現する相関信号パルス数を計測した。その結果を図７に示す。図７を参照すると、相関器が検出可能な「ずれ」が３％以下では相関パルス数が１であるのに対し、５％以上においては相関パルス数が増加していくことがわかる。
【００３９】
本願は、相関信号としてバースト状のパルス信号を生じせしめ、これを利用して測距を行うものである。上記の結果から、相関器が検出可能な位相のずれが大であるほど相関パルスの数が増加して好ましいことが明らかである。このことを逆にいえば、本願発明において使用する相関器は、位相のずれに対してある程度相関検出能が低いものであるほうがむしろ好ましいということになり、比較的低価格な装置で高精度の測定を行うことができる。
【００４０】
本発明における他の実施例を以下に示す。図１に示した測距装置を用い、測定ターゲット１２０の距離を測定した場合について、測距可能な最大距離及び分解能の一例を示す。基準発振器１０１の発振周波数ｆ₁を５０．００ＭＨｚ、参照用発振器１０７の発振周波数ｆ₂を５０．０３ＭＨｚ、ＰＮ符号の周期長Ｎを６３、チップ時間をＴ_ｃとする。
【００４１】
送信側符号発生器１０２によって生成されるＰＮ符号と参照用符号発生器１０７よって生成されるＰＮ符号との相関、及び受信信号１２１のＰＮ符号と参照用符号発生器１０７によって生成されるＰＮ符号との相関は、図８のようになる。
【００４２】
このとき測距可能な最大距離Ｒ_ｍａｘは、【式１３】により、
【式１３】
Ｒ_ｍａｘ＝ｃＮＴ_ｃ／２
（ただしＴ_ｃ＝１／ｆ_１、またｃは光速を表し３×１０³ｍ／ｓ）
で表される。
【式１３】に上記に示した数値を適用すると、Ｒ_ｍａｘは１８９ｍとなる。また、図７に示されるΔＴは、
【式１４】
ΔＴ＝Ｎ／（ｆ_１−ｆ_２）
により２．１ｍｓｅｃと求められる。
【００４３】
最初の送信側相関信号ピーク▲１▼が出現した時点において、距離カウンタ１１５はこれを測定開始パルスとみなして相関計数カウンタ１１６を駆動し、相関計数カウンタは時間計測を開始する。最終の受信側相関信号ピーク▲５▼´が出現した時点において、距離カウンタ１１５はこれを測定終了パルスとみなして相関計数カウンタ１１６に対して測定終了命令を発生する。このようにして、ΔＴｒが測定される。測距ターゲット１２０の距離が、積分相関信号の周期ΔＴの時間内において変動しないものとすると、
【式１５】
Δｔ₁＝Δｔ₂＝Δｔ₃＝Δｔ₄＝Δｔ₅＝・・・＝Δｔ_n
（ただしｎは１、２、３、・・・で、相関計数カウンタのカウント値）
とみなせるので、ΔＴｒは、
【式１６】
ΔＴｒ＝Δｔ₁＋ｎＴｃＮ
で表され、従ってΔｔ₁は、
【式１７】
Δｔ₁＝ΔＴｒ―ｎＴｃＮ
と表される。従って、ΔＴｒを測定することにより、測距データＲが【式１７】により、
【式１８】
Ｒ＝（ΔＴｒ―ｎＴｃＮ）Ｒ_ｍａｘ／ΔＴ
と求められる。今、ΔＴｒを１ＭＨｚの周波数で計測したとすれば、Ｒは約０．０３ｍの分解能により計測することが可能である。
【００４４】
【発明の効果】
以上のように本発明の測距装置及び測距方法によれば、ＰＮ符号に符号変調された搬送波を用い、高分解能及び高精度の測距が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の測距装置における装置構成一例を示すブロック図である。
【図２】送信側相関信号、及び受信側相関信号の概略図である。
【図３】送信側波形信号及び受信側波形信号の概略図である。
【図４】本発明の測距装置における距離相関検出回路の構成一例を示すブロック図である。
【図５】本発明における相関信号ピーク検出過程を説明するための図である。
【図６】本発明の測距装置における位相計測器の構成一例を示すブロック図である。
【図７】信号位相差と検出されパルス数と関係を示すグラフである。
【図８】本発明の実施例を説明するための、バースト状相関信号概略図である。
【図９】従来の測距装置構成一例を示すブロック図である。
【図１０】従来の測距方法における送信側相関信号、及び受信側相関信号の概略図である。
【符号の説明】
１０１基準発振器
１０２変調用符号発生器
１０３ドライバ
１０４送信器
１０５受信器
１０６アンプ
１０７参照用発振器
１０８参照用符号発生器
１０９送信側測距相関器
１１０受信側測距相関器
１１１送信側波形整形器
１１２受信側波形整形器
１１３位相計測器
１１４情報処理装置
１１５距離カウンタ
１１６相関計数カウンタ
１２０測距ターゲット
１３１搬送波
１３２反射波
４０１、４０２シフトレジスタ
４０３フェーズシフタ
４０４ＥＸＮＯＲ論理回路
４０５フルアダー
６０１位相器
６０２、６０３乗算器
６０４、６０５ローパスフィルタ
６０６除算器[0001]
The present invention relates to a distance measuring apparatus and a distance measuring method using a carrier wave code-modulated to a PN code such as an M-sequence.
BACKGROUND OF THE INVENTION
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a method of measuring a distance to a distance measuring target using reflection of a light pulse, a so-called “time of flight” in which a round-trip time until the light pulse is reflected by an object of a distance measuring target is observed. Law ". However, the distance resolution in this method is directly dependent on the speed of light. In addition, the influence of the pulse waveform is large. Therefore, it is not suitable for distance measurement that requires short distance and high resolution.
[0003]
A “phase difference method” that measures the distance to an object based on the phase difference between a light transmission wave and a reception wave is also widely used. This method can achieve high resolution. However, since the influence on the measurement value due to the intensity change of the reflected wave is large, it is necessary to adjust the intensity of the reflected wave. Since such intensity adjustment is performed by a mechanical operation, it is difficult to cope with an increase in measurement time. For example, it is not suitable when measuring a moving body such as a vehicle.
[0004]
As a method for solving the problems of the above-mentioned methods and performing distance measurement using a moving body such as a vehicle as a measurement target, a method using an PN code such as an M sequence having a predetermined frequency or a GOLD sequence has been developed. That is, by transmitting a code-modulated carrier wave by the code to a ranging target, receiving a reflected wave reflected there, and detecting a phase difference between the PN code of the transmitted wave and the received wave, The distance to the distance measuring target is calculated. Since the PN code has strong autocorrelation characteristics, it is not necessary to adjust the intensity, which is a problem in the conventional phase difference method. It is also excellent in that it is not easily affected by extraneous light. However, in order to improve the resolution, it is necessary to sufficiently increase the frequency of the PN code. In order to determine the frequency of the PN code, an oscillator such as a clock circuit is generally used. However, enormous costs are required to oscillate such a high frequency with high accuracy.
[0005]
In view of such a problem, there is a technique described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-52050 as an example in which a ranging method using a PN code is improved. This will be described below with reference to the drawings. In FIG. 9, a reference oscillator 101 drives a modulation code generator 102 at a predetermined frequency to generate a PN code such as an M sequence or a GOLD sequence. The transmitter 104 transmits a carrier 131 such as infrared rays or millimeter waves, which is code-modulated by the code output from the modulation code generator 102, toward the distance measurement target 120. The carrier wave 131 transmitted from the transmitter 104 is reflected by the distance measuring target 120, and the reflected wave 132 is received by the receiver 105.
[0006]
The reference code generator 108 generates the same code as the modulation code generator 102. The reference oscillator 107 drives the reference code generator 108 at a frequency slightly different from that of the reference oscillator 101, and generates a reference code having a frequency slightly different from that of the modulation code. The transmission-side ranging correlator 109 obtains a correlation value between the modulation code from the modulation code generator 102 and the reference code from the reference code generator 108, thereby generating a transmission-side correlation signal. On the other hand, the reception-side ranging correlator 110 obtains a correlation value between the code of the reflected wave 132 received by the receiver and the reference code from the reference code generator 108, thereby generating a reception-side correlation signal.
[0007]
As described above, the reference code is set to a frequency slightly different from that of the modulation code and the reflected wave code. Therefore, the reference code and the modulation code, and the reference code and the reflected wave code are completely matched in phase (phase synchronization) at a certain interval. At this time, a peak signal appears in the transmission side correlation signal and the reception side correlation signal. That is, the phase synchronization of the modulation code and the reference code, and the reflected wave code and the reference code are shown as peak signals A1, A2,... And B1, B2,. Since the sign of the reflected wave 132 has a phase delay proportional to the distance to the distance measuring target 120, the time difference ΔT of the peak signal appearance between the transmission side correlation signal and the reception side correlation signal is detected. The phase difference can be obtained, and the value can be converted by an arithmetic unit to calculate the distance to the distance measuring target 120.
[0008]
  In this method, distance measurement with high resolution can be performed. For example, the oscillation frequency f of the reference oscillator 101₁30 MHz, the oscillation frequency f of the reference oscillator 107₂F₁310 Hz lower frequency, PN code period length N is 31, and 1 chip time in PN code is T_cThe maximum distance R that can be measured_maxIs given by
[Formula 13]
  R_max= CNT_c/ 2
          (However, T_c= 1 / f₁C represents the speed of light and 3 × 10^Threem / s)
It is represented by Applying the above numbers, R_maxIs about 155 m. here,Ranging correlator on the transmission side109 andRanging correlator on the receiving sideAssuming that 110 output signals are measured (sampled) at a clock frequency of 10 KHz, a resolution of 0.155 m is obtained. In the time-of-flight method described above, it is necessary to shorten the time for one chip of the PN code in order to improve the resolution. Therefore, in order to realize the same resolution (0.155 m), an oscillator of about 967 MHz is required. Thus, higher resolution can be realized by using the modulation signal and the reference code, and the correlation signal of the reflected wave code and the reference code.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
For a moving vehicle, it is detected by measuring the vehicle height on the road surface that the vehicle has entered one end of a certain section and has reached the other end, and the travel time within the section by the vehicle Consider a device that measures the speed of the In such a device, the travel section is generally about 1 m depending on various conditions. Assuming that the vehicle travels in this travel section at 120 Km / h, the travel time in the section is only 30 msec. Therefore, if the vehicle speed is to be measured within an error range of 10%, it is necessary to confirm the presence of the vehicle at a time interval of 3 msec or less. In addition, considering the case where the reception condition of the reflected light is poor and one sampling is invalid, it is desirable to detect a large number of correlation signals. For this purpose, sampling with a shorter period is required.
[0010]
In the above method, ranging is performed by sampling the peak signal that appears when the phase of the correlation signal between the modulation code and the reference code, and the reflected wave code and the reference code completely match. . When signals having frequencies very close to each other as described above are used, the period in which the phases of these signals coincide with each other becomes extremely long. For example, in the above method (frequency difference 310 Hz), phase synchronization occurs every 0.1 sec. Therefore, even if it is possible to perform sampling with a short period such as a clock frequency of 10 KHz (that is, every 0.1 msec), the number of correlation signal peaks that can be detected during that period is naturally limited. As a result, a large error occurs in the measured value, particularly when the reception state of the reflected light is bad. Conversely, if the measurement accuracy is to be improved, the measurement time must be lengthened, which is not suitable for practical use.
[0011]
Further, when the frequency difference between the modulation code (and the code of the received signal) and the reference code is very small as described above, in order to detect the peak signal when the phases completely match, In addition, it is essential to perform accurate correlation detection in the correlator on the receiving side. The phase of both codes is over time
(1) Phase that causes a phase shift
▲ 2 ▼ Stages where “deviation” increases
(3) The stage where the “deviation” is maximized
▲ 4 ▼ The stage where “displacement” decreases on the contrary
(5) Phase in which phase is completely matched
Repeat the steps. In these stages, it is indispensable to detect only “(5) stage in which phases are completely matched” as a “phase synchronization state”. If the correlation detection in the correlator is rough to some extent, and even if there is a slight phase shift, if it seems to be regarded as a “phase synchronization state”, many peak signals indicating phase synchronization will appear. It will be. The entire correlation signal is a burst-like correlation signal. Therefore, in order to perform accurate measurement, it is necessary to use a correlator with high phase detection accuracy (which can detect phase synchronization strictly), which is a cause of cost increase.
[0012]
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, the present invention provides a ranging method using a carrier wave code-modulated to a PN code, (1) having high resolution, (2) capable of measuring in a short time, and (3) providing a highly accurate ranging method. It is to be. Another object is to provide a distance measuring device for realizing such a distance measuring method at a low cost.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above-mentioned problems, the present invention is concerned with the fact that the correlation signal of the modulation code and the reference code becomes a burst-like correlation signal due to the phase detection accuracy of the correlator. Catch as a favorable event to invite. And using this, the distance of a measurement target is measured.
[0014]
  In other words, the distance measuring apparatus of the present invention for solving the above-described problems includes (1) a reference oscillator that generates a predetermined frequency, and (2) a modulation that is driven by the frequency generated by the reference oscillator and generates a PN code. A code generator; (3) a transmitter for transmitting a carrier wave code-modulated by a code output from the modulation code generator to a ranging target; and (4) the carrier wave reflected by the ranging target. (5) a reference oscillator that generates a frequency slightly different from that of the reference oscillator, and (6) the same as the modulation code generator driven by the frequency generated by the reference oscillator. A reference code generator for generating the code of (1), and (7) a correlation value between the modulation code generated by the modulation code generator and the reference code generated by the reference code generator. burst A transmission-side ranging correlator that generates a correlation signal; and (8) a second burst-like correlation based on a correlation value between a received code received by the receiver and a reference code generated by the reference code generator. A receiving-side ranging correlator for generating a signal; (9)The transmission-side ranging correlator(10) the transmission-side waveform shaper that converts the first burst-like correlation signal generated byRanging correlator on the receiving sideA reception-side waveform shaper that converts the second burst-like correlation signal generated by the above to a low-frequency waveform signal by integrating, and (11) the first burst-like correlation signal and the second burst-like waveform Means for measuring the phase difference with the correlation signal; (12) means for measuring the phase difference between the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper; The phase difference between one burst-like correlation signal and the second burst-like correlation signal and the phase difference between the output signal of the transmission-side waveform shaper and the output signal of the reception-side waveform shaper are used in combination. And an information processing device for converting the distance to the distance measuring target. In the present invention, a burst-like correlation signal that is strictly prohibited in the conventional method is generated and the phase difference is detected. This increases the amount of information acquired per unit time and improves the measurement accuracy. In addition, it is possible to convert a large number of peak signals appearing in the burst signal into a signal having a lower frequency by performing integration processing. Therefore, by measuring the phase difference of these integrated signals and using this as complementary data, the measurement error is reduced.
[0015]
The distance measuring apparatus of the present invention is a means for measuring a phase difference between an output signal of the transmission-side waveform shaper and an output signal of the reception-side waveform shaper, and (1) an output of the transmission-side waveform shaper One of the signal and the output signal of the reception-side waveform shaper is the first signal, the other is the second signal, and the first signal is phase-shifted by a predetermined phase, Means for outputting as a third signal; (2) means for outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal; and (3) the third signal and the second signal. Means for outputting a signal obtained by multiplying the above signal as a fifth signal, and (4) means for obtaining a ratio of a direct current component between the fourth signal and the fifth signal. . Thereby, the phase difference between signals after integration processing can be obtained efficiently.
[0016]
The distance measuring apparatus of the present invention is a means for measuring a phase difference between an output signal of the transmission-side waveform shaper and an output signal of the reception-side waveform shaper, and (1) an output of the transmission-side waveform shaper One of the signal and the output signal of the reception-side waveform shaper is the first signal, the other is the second signal, and the first signal is phase-shifted by a predetermined phase, Means for outputting as a third signal; (2) means for outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal; and (3) the third signal and the second signal. Means for outputting a signal obtained by multiplying the first signal as a fifth signal, (4) means for blocking the passage of the AC component of the fourth signal and passing only the DC component, and (5) the fifth signal. Means for blocking the passage of the AC component of the signal and passing only the DC component; (6 And characterized in that it comprises a means for dividing the two DC component as the input signal. Thereby, the phase difference between signals after integration processing can be obtained efficiently.
[0017]
The distance measuring apparatus of the present invention is a means for measuring a phase difference between an output signal of the transmission-side waveform shaper and an output signal of the reception-side waveform shaper, and (1) an output of the transmission-side waveform shaper One of the signal and the output signal of the reception-side waveform shaper is the first signal, the other is the second signal, and the first signal is phase-shifted by a predetermined phase, Means for outputting as a third signal; (2) means for outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal; and (3) the third signal and the second signal. And (4) dividing the fourth signal and the fifth signal as input signals and outputting the divided signal as a sixth signal. And (5) blocking the passage of the AC component of the sixth signal, Characterized by comprising a means for passing only. Thereby, the phase difference between signals after integration processing can be obtained efficiently.
[0018]
The distance measuring method of the present invention includes (1) a step of transmitting a carrier wave code-modulated by a first PN code having a predetermined frequency to a distance measuring target, and (2) reflection by the distance measuring target. Receiving the generated carrier; (3) generating a second PN code having the same code as the first PN code and having a slightly different frequency; and (4) the first PN code. A step of generating a first burst-like correlation signal based on a correlation value between the code and the second PN code; and (5) a second correlation value between the code of the received carrier and the second PN code. And (6) a step of integrating the first burst-like correlation signal into a low-frequency waveform signal to generate a first waveform signal; (7) said Integrating the second burst-like correlation signal into a low-frequency waveform signal to generate a second waveform signal; and (8) the first burst-like correlation signal and the second burst-like correlation signal. Obtaining a phase difference from the burst-like correlation signal, calculating a distance from the phase difference to the distance measurement target, and using this as first distance measurement data; (9) the first waveform signal; Obtaining a phase difference with the second waveform signal, calculating a distance to the distance measurement target from the phase difference, and using this as second distance measurement data; and (10) the first distance measurement. And a step of performing a calculation process by combining the data and the second distance measurement data, thereby obtaining final distance measurement data. In the present invention, a burst-like correlation signal that is strictly prohibited in the conventional method is generated and the phase difference is detected. This increases the amount of information acquired per unit time and improves the measurement accuracy. In addition, it is possible to convert a large number of peak signals appearing in the burst signal into a signal having a lower frequency by performing integration processing. Therefore, by measuring the phase difference of these integrated signals and using this as complementary data, the measurement error is reduced.
[0019]
According to the distance measuring method of the present invention, in the step of measuring the phase difference between the output signal of the transmission-side waveform shaper and the output signal of the reception-side waveform shaper, (1) the output of the transmission-side waveform shaper One of the signal and the output signal of the reception-side waveform shaper is the first signal, the other is the second signal, and the first signal is phase-shifted by a predetermined phase, Outputting as a third signal; (2) outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal; and (3) the third signal and the second signal. A step of outputting a signal obtained by multiplying the first signal as a fifth signal, and (4) determining a direct current component ratio between the fourth signal and the fifth signal. Thereby, the phase difference between signals after integration processing can be obtained efficiently.
[0020]
According to the distance measuring method of the present invention, in the step of measuring the phase difference between the output signal of the transmission-side waveform shaper and the output signal of the reception-side waveform shaper, (1) the output of the transmission-side waveform shaper One of the signal and the output signal of the reception-side waveform shaper is the first signal, the other is the second signal, and the first signal is phase-shifted by a predetermined phase, Outputting as a third signal; (2) outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal; and (3) the third signal and the second signal. A step of outputting a signal obtained by multiplying the first signal as a fifth signal, (4) blocking the passage of the AC component of the fourth signal and passing only the DC component, and (5) the fifth signal. Blocks the AC component of the signal and passes only the DC component. A step of, characterized in that it comprises the steps of: dividing an input signal (6) wherein both the DC component. Thereby, the phase difference between signals after integration processing can be obtained efficiently.
[0021]
According to the distance measuring method of the present invention, in the step of measuring the phase difference between the output signal of the transmission-side waveform shaper and the output signal of the reception-side waveform shaper, (1) the output of the transmission-side waveform shaper One of the signal and the output signal of the reception-side waveform shaper is the first signal, the other is the second signal, and the first signal is phase-shifted by a predetermined phase, Outputting as a third signal; (2) outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal; and (3) the third signal and the second signal. And (4) dividing the fourth signal and the fifth signal as input signals and outputting the divided signal as a sixth signal. And (5) the AC component of the sixth signal Prevents the passage, characterized in that it comprises the step of passing only the DC component. Thereby, the phase difference between signals after integration processing can be obtained efficiently.
[0022]
  In the present invention, in order to generate a burst-like correlation signal, it is preferable to use a correlator that performs rather rough phase synchronization detection rather than an expensive correlator with high correlation detection accuracy that has been conventionally used. it is obvious. Therefore, the cost of the apparatus can be kept low. Further, by using a large number of signal peaks in the burst-like correlation signal, the number of signal peaks that can be detected within the unit measurement time, that is, the number of measurement data, becomes large. Therefore, measurement time reduction andRangingThe effect of accuracy improvement is obtained.
[0023]
Further, these burst-like correlation signals are integrated to generate low-frequency waveform signals, and distance measurement data can be obtained from the phase difference between these waveform signals. By comparing this data with the distance measurement data based on the correlation signal before integration and calculating the final distance measurement value, errors due to errors during measurement and the like are suppressed.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an example of a schematic configuration of a distance measuring device according to the present invention. Referring to FIG. 1, the distance measuring apparatus includes a reference oscillator 101 that generates a predetermined frequency, a modulation code generator 102 that generates a PN code driven by the frequency generated by the reference oscillator 101, and a modulation code generator. A transmitter 104 that transmits a carrier wave 131 code-modulated by a code output from the transmitter 102 to the ranging target 120 via the driver 103; and a receiver 105 that receives the carrier wave 132 reflected by the ranging target 120; A reference oscillator 107 that generates a frequency slightly different from that of the reference oscillator 101, and a reference code generator 108 that is driven by the frequency generated by the reference oscillator 107 and generates the same code as the modulation code generator 102. And the correlation value between the modulation code generated by the modulation code generator 102 and the reference code generated by the reference code generator 108 A transmission-side ranging correlator 109 for generating a correlation signal, and a correlation value between a received code of the carrier wave 132 received by the receiver 105 and a reference code generated by the reference code generator 108 to obtain a correlation signal appearRanging correlator on the receiving side110,Ranging correlator on the transmission sideThe distance counter 115 and the correlation counter 115 for detecting the phase difference between these signals from the correlation signal generated by the 109 and the correlation signal generated by the reception-side ranging correlator 110, and the transmission-side ranging correlator 109 A transmission-side waveform shaper 111 that converts a generated correlation signal into a low-frequency waveform signal; a reception-side waveform shaper 112 that converts a correlation signal generated by a reception-side ranging correlator 110 into a low-frequency waveform signal; The phase measurement unit 113 that measures the phase difference between the output signal of the transmission-side waveform shaper 111 and the output signal of the reception-side waveform shaper 112, the first data measured by the distance counter 115 and the correlation count counter 116, The information processing apparatus 114 is configured to calculate the distance to the distance measuring target 120 by performing arithmetic processing on the second data measured by the phase measuring instrument 113.
[0025]
Next, a procedure for distance measurement using the distance measuring apparatus shown in FIG. 1 will be described. The reference oscillator 101 generates a predetermined frequency and drives the modulation code generator 102 to generate the first PN code having the predetermined frequency. The first PN code is transmitted to the driver 103 and the transmission side ranging correlator 109. The driver 103 generates a PN code-modulated carrier 131, and the transmitter 104 transmits the carrier 131 to the ranging target 120. As the carrier wave 131 at this time, light, infrared rays, electromagnetic waves such as lasers, or sound waves such as ultrasonic waves are applied. For each device such as the transmitter 104 and the receiver 105 described later, a device corresponding to the carrier 131 used is appropriately selected.
[0026]
The carrier 131 is reflected by the distance measuring target 120. The receiver 105 receives the reflected wave 132. The received PN code of the reflected wave 132 is amplified to an appropriate intensity by the amplifier 106 and transmitted to the receiving-side distance measuring correlator 110.
[0027]
The reference code generator 107 generates a second PN code having the same code as the first PN code generated by the modulation code generator 102 but slightly different in frequency. The frequency at this time is appropriately selected within a range that does not hinder the correlation processing in the transmission-side ranging correlator 109 and the receiving-side ranging correlator 110 described later.
[0028]
The second PN code is sent to the transmission side ranging correlator 109 and the receiving side ranging correlator 110. In the transmission side ranging correlator 109, the correlation value between the first PN code and the second PN code is obtained. In the receiving side ranging correlator 110, the PN code and the second PN code of the received reflected wave 132 are obtained. Are respectively calculated. Correlation signals are generated from these correlation values. At this time, the transmission side correlation signal output from the transmission side ranging correlator 109 and the reception side correlation signal output from the reception side ranging correlator 110 are bursts in which a plurality of peak signals are collected as shown in FIG. Signal. Next, the distance counter 115 and the correlation count counter 116 measure the phase difference between the transmission side correlation signal and the reception side correlation signal.
[0029]
An example of a specific circuit configuration of the apparatus shown in FIG. 1 is shown in FIG. 4, and the phase difference measurement process will be described in more detail. Code 1 propagates through shift register 401 according to clock 1 and similarly code 2 propagates through shift register 402 according to clock 2. The phase shifter 403 adjusts the phase of the clock 2 (for example, shifts by π / 2) to form a two-phase clock. When this two-phase clock is input to the EXNOR logic circuit 404, the timing of the full adder 405 is controlled and correlation detection is performed. An outline of the correlation detection at this time is shown in FIG.
[0030]
(1) FIG. 5 (a) shows a state in which the phases of C1 (code 1) and C2 (code 2) are synchronized, and a correlation in bit units is detected at the timing of CLK (clock 2).
(2) FIG. 5B shows a state in which the phases of C1 and C2 are slightly shifted, but there is no problem in the correlation in bit units at the timing of CLK, and the correlation is detected.
(3) FIG. 5 (c) shows a state in which the phase is further shifted from that in FIG. 5 (b), but there is no problem in the correlation in bit units at the timing of CLK, and the correlation is detected.
{Circle over (4)} FIG. 5D shows a state in which the phase is greatly shifted, and the correlation in bit units cannot be detected at the timing of CLK.
(5) FIG. 5 (e) shows a state in which the phase is further shifted, and the correlation cannot be detected regardless of the timing of CLK.
(6) In FIG. 5 (f), the phase shifts closer to the initial state when the phase shift is further increased. Therefore, the correlation is detected at the timing of CLK.
(7) In FIG. 5G, the phase shift is the same as the initial state (phase synchronization).
Thereafter, the states (1) to (7) are repeated. Therefore, the observed correlation signal is a burst-like pulse train corresponding to the frequency difference between the codes.
[0031]
Clock frequency f of each code₁, F₂Each speed of ω₁, Ω₂When the code length is N, each code sequence C_stream ₁(T) and C_stream ₂(T) can be defined as:
[Formula 1]
C_stream ₁= C₁(T) cos (ω₁/ N)
C_stream ₂= C₂(T) cos (ω₂/ N)
Next, a condition for matching the code sequence and the phase is obtained. Here, since the code sequences are the same, C₁(T), C₂(T) and C (t) are equal. Therefore, [Equation 1]
[Formula 2]
-2sin {(ω₁+ Ω₂) T / 2N)}
× sin {(ω₁−ω₂) T / 2N} = 0
Is guided. Here, the condition satisfying [Equation 2] is
[Formula 3]
(Ω₁―Ω₂) / 2N = nπ (n = 0, 1, 2,...)
Because
[Formula 4]
(F₁-F₂) / N = n (n = 0, 1, 2,...)
Thus, it can be seen that phase detection is performed with a frequency difference when the code length N is one period.
[0032]
On the other hand, these correlation signals are converted into low-frequency waveform signals as shown in FIG. 3 by integration processing in the transmission-side waveform shaper 111 and the reception-side waveform shaper 112, respectively. Then, the phase difference between the transmission side waveform signal and the reception side waveform signal is obtained by the phase measuring device 113. At this time, since the transmission side waveform signal and the reception side waveform signal do not have amplitude fluctuations, precise phase difference measurement can be performed by applying a peat down method or the like. Details will be described below.
[0033]
As shown in FIG. 6, the phase measuring device 113 includes a phase shifter 601, multipliers 602 and 603, low-pass filters 604 and 605, and a divider 606. The output of the transmitter waveform shaper 111 is set to S₁(T) The output of the receiving side waveform shaper 112 is set to S₂(T)
[Formula 5]
S₁(T) = A₁(E^jωt+ E^−jωt) / 2
S₂(T) = A₂{e^{j (ωt−ψ)}+ E^{−j (ωt−ψ)}} / 2
However, A₁, A₂: Signal amplitude, ω: Angular frequency, ψ: Phase difference
It is represented by Next, S₁(T) and S₂When (t) is input to the multiplier 602, the output is
[Formula 6]
S₁(T) x S₂(T)
= A₁A₂{e^{j (ωt−ψ)}+ E^{−j (ωt−ψ)}
+ E^jψ+ E^−jψ} / 4
It becomes. When this signal is input to the low-pass filter 604 and only the DC component is extracted, the output DC₁Is
[Formula 7]
DC₁= A₁A₂(E^jψ+ E^−jψ) / 4
It becomes.
[0034]
Furthermore S₁A signal obtained by phase-shifting (t) by γ (rad) is S₃(T)
[Formula 8]
S₃(T) = A₁{e^{j (ωt−γ)}+ E^{−j (ωt−γ)}}
And S₂(T) and S₃When (t) is input to the multiplier 603, the output is
[Formula 9]
S₃(T) x S₂(T)
= A₁A₂{e^{j (2ωt−γ−ψ)}+ E^{−j (ωt−γ−ψ)}
+ E^{j (ψ−γ)}+ E^{−j (ψ−γ)}) / 4
It becomes. When this output is input to the low-pass filter 605 and only the DC component is extracted, the output DC₂Is
[Formula 10]
DC₂= A₁A₂{e^{j (ψ−γ)}+ E^{−j (ψ−γ)}} / 4
It becomes.
When the signal of Equation 7 and the signal of Equation 10 are input to the divider 606, the output R is
[Formula 11]
R = DC₂/ DC₁
= {E^{j (ψ−γ)}+ E^{−j (ψ−γ)}} / (E^jψ+ E^−jψ) And the amplitude term (A₁, A₂) Is deleted and the sum of the phase difference ψ and the known phase delay amount γ is output, so that the phase difference can be measured regardless of the amplitude. In particular, when γ is π / 2 in [Equation 11],
[Formula 12]
R = tanψ
It becomes.
[0035]
The phase difference data, that is, the first phase difference measurement data based on the correlation signal and the second phase difference data based on the waveform signal are input to the information processing device 114, respectively. In addition, the distance to the distance measuring target can be calculated with high accuracy by performing calculation processing in consideration of measurement conditions such as an error rate.
[0036]
Here, the output signals of the multipliers 602 and 603 are input to the low-pass filters 604 and 605, respectively, to pass only the DC component, and then input to the divider 606. However, in addition, the output signals of the multipliers 602 and 603 are directly input to the divider 606 to calculate the ratio thereof, and then the output signal of the divider 606 is input to the low-pass filter to pass the DC component. Can be.
[0037]
  In the above method,Ranging correlator on the transmission sideas well asRanging correlator on the receiving sideA burst signal is generated by using a correlator that performs rough phase synchronization detection. By using a large number of appearing peaks as information, it becomes possible to perform highly accurate distance measurement.
[0038]
【Example】
1 shows an embodiment of the present invention. The oscillation frequency f of the reference oscillator 101₁20.00 MHz, the oscillation frequency f of the reference oscillator 107₂Is 20.01 MHz, and the period length N of the PN code is 63. And the oscillation frequency f₁The phase “time shift” of the phase that can be detected by the correlator with respect to the bit length (here, 50 nsec) of the modulation code that is driven in (i.e., even if the phases of both signals having different frequencies are shifted) Limit values that can be detected as “synchronized state” are 1%, 3%, 5%, 7%, 10%, and 20%. At this time, the correlation signals output from the correlator were observed, and the number of appearing correlation signal pulses was measured. The result is shown in FIG. Referring to FIG. 7, it can be seen that the number of correlation pulses is 1 when the “deviation” detectable by the correlator is 3% or less, whereas the number of correlation pulses increases when the correlation pulse is 5% or more.
[0039]
In the present application, a burst-like pulse signal is generated as a correlation signal, and distance measurement is performed using this. From the above results, it is clear that the larger the phase shift that can be detected by the correlator, the better the number of correlation pulses. In other words, it is preferable that the correlator used in the present invention has a low correlation detection ability to some extent with respect to the phase shift. Measurements can be made.
[0040]
Another embodiment of the present invention is shown below. An example of the maximum distance and resolution that can be measured when the distance of the measurement target 120 is measured using the distance measuring device shown in FIG. The oscillation frequency f of the reference oscillator 101₁50.00 MHz, the oscillation frequency f of the reference oscillator 107₂50.03 MHz, PN code period length N 63, chip time T_cAnd
[0041]
Correlation between the PN code generated by the transmitting-side code generator 102 and the PN code generated by the reference code generator 107, and the PN code of the received signal 121 and the PN code generated by the reference code generator 107 The correlation is as shown in FIG.
[0042]
Maximum distance R that can be measured at this time_maxIs given by
[Formula 13]
R_max= CNT_c/ 2
(However, T_c= 1 / f₁C represents the speed of light and 3 × 10^Threem / s)
It is represented by
Applying the numerical values shown above to Equation 13_maxIs 189m. Further, ΔT shown in FIG.
[Formula 14]
ΔT = N / (f₁-F₂)
Is calculated as 2.1 msec.
[0043]
When the first transmission side correlation signal peak {circle around (1)} appears, the distance counter 115 regards this as a measurement start pulse and drives the correlation count counter 116, and the correlation count counter starts time measurement. When the final reception side correlation signal peak {circle over (5)} 'appears, the distance counter 115 regards this as a measurement end pulse and issues a measurement end command to the correlation counter 116. In this way, ΔTr is measured. Assuming that the distance of the distance measuring target 120 does not vary within the period of the integrated correlation signal period ΔT,
[Formula 15]
Δt₁= Δt₂= Δt_Three= Δt_Four= Δt_Five= ... = Δt_n
(Where n is 1, 2, 3, ..., the count value of the correlation counter)
Since ΔTr can be regarded as
[Formula 16]
ΔTr = Δt₁+ NTcN
And therefore Δt₁Is
[Formula 17]
Δt₁= ΔTr-nTcN
It is expressed. Therefore, by measuring ΔTr, the distance measurement data R is expressed by
[Formula 18]
R = (ΔTr−nTcN) R_max/ ΔT
Is required. If ΔTr is measured at a frequency of 1 MHz, R can be measured with a resolution of about 0.03 m.
[0044]
【The invention's effect】
As described above, according to the distance measuring apparatus and the distance measuring method of the present invention, it is possible to perform distance measurement with high resolution and high accuracy using a carrier wave code-modulated with a PN code.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a device configuration in a distance measuring device of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram of a transmission side correlation signal and a reception side correlation signal.
FIG. 3 is a schematic diagram of a transmission-side waveform signal and a reception-side waveform signal.
FIG. 4 is a block diagram showing an example of the configuration of a distance correlation detection circuit in the distance measuring device of the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining a correlation signal peak detection process in the present invention;
FIG. 6 is a block diagram showing an example of the configuration of a phase measuring device in the distance measuring device of the present invention.
FIG. 7 is a graph showing a relationship between a signal phase difference and the number of detected pulses.
FIG. 8 is a burst correlation signal schematic diagram for explaining an embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing an example of a configuration of a conventional distance measuring device.
FIG. 10 is a schematic diagram of a transmission side correlation signal and a reception side correlation signal in a conventional ranging method.
[Explanation of symbols]
101 Reference oscillator
102 Code generator for modulation
103 drivers
104 Transmitter
105 Receiver
106 amplifiers
107 Reference oscillator
108 Reference code generator
109 Ranging correlator on transmission side
110 Ranging correlator on the receiving side
111 Transmitter waveform shaper
112 Receiver waveform shaper
113 Phase measuring instrument
114 Information processing apparatus
115 distance counter
116 correlation counter
120 Ranging target
131 carrier
132 Reflected wave
401, 402 Shift register
403 Phase shifter
404 EXNOR logic circuit
405 Full Adder
601 Phaser
602, 603 multiplier
604, 605 Low-pass filter
606 Divider

Claims

(1) a reference oscillator that generates a predetermined frequency;
(2) a modulation code generator driven by a frequency generated by the reference oscillator to generate a PN code;
(3) a transmitter for transmitting a carrier wave code-modulated by a code output from the modulation code generator to a ranging target;
(4) a receiver for receiving the carrier wave reflected by the ranging target;
A reference oscillator for generating a slightly different frequency from the reference oscillator;
(5) a reference code generator that is driven by a frequency generated by the reference oscillator and generates the same code as the modulation code generator;
(6) Transmission-side ranging correlation that generates a first burst-like correlation signal based on a correlation value between a modulation code generated by the modulation code generator and a reference code generated by the reference code generator And
(7) a receiving-side ranging correlator that generates a second burst-like correlation signal based on a correlation value between a received code received by the receiver and a reference code generated by the reference code generator;
(8) a transmission-side waveform shaper that converts the first burst-like correlation signal generated by the transmission-side ranging correlator into a low-frequency waveform signal by integration processing;
(9) a reception-side waveform shaper that converts the second burst-like correlation signal generated by the reception-side ranging correlator into a low-frequency waveform signal by integration processing;
(10) means for measuring a phase difference between the first burst-like correlation signal and the second burst-like correlation signal;
(11) means for measuring a phase difference between an output signal of the transmission-side waveform shaper and an output signal of the reception-side waveform shaper;
(12) About the phase difference between the first burst-like correlation signal and the second burst-like correlation signal, and the phase difference between the output signal of the transmission-side waveform shaper and the output signal of the reception-side waveform shaper, A distance measuring device comprising: an information processing device that converts a distance to the distance measuring target by using these in combination.

In the means for measuring the phase difference between the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper,
(1) One of the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper is a first signal, the other is a second signal, and the first signal is a predetermined signal. Means for phase-shifting and outputting the predetermined phase-shifted signal as a third signal;
(2) means for outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal;
(3) means for outputting a signal obtained by multiplying the third signal and the second signal as a fifth signal;
(4) The distance measuring apparatus according to claim 1, further comprising means for obtaining a ratio of a direct current component between the fourth signal and the fifth signal.

In the means for measuring the phase difference between the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper,
(1) One of the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper is a first signal, the other is a second signal, and the first signal is a predetermined signal. Means for phase-shifting and outputting the predetermined phase-shifted signal as a third signal;
(2) means for outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal;
(3) means for outputting a signal obtained by multiplying the third signal and the second signal as a fifth signal;
(4) means for preventing the passage of the alternating current component of the fourth signal and passing only the direct current component;
(5) means for blocking the passage of the AC component of the fifth signal and passing only the DC component;
(6) The distance measuring apparatus according to claim 1, further comprising means for dividing the DC components as input signals.

In the means for measuring the phase difference between the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper,
(1) One of the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper is a first signal, the other is a second signal, and the first signal is a predetermined signal. Means for phase-shifting and outputting the predetermined phase-shifted signal as a third signal;
(2) means for outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal;
(3) means for outputting a signal obtained by multiplying the third signal and the second signal as a fifth signal;
(4) means for dividing the fourth signal and the fifth signal as input signals and outputting the divided signal as a sixth signal;
(5) The distance measuring device according to claim 1, further comprising means for blocking the passage of the AC component of the sixth signal and passing only the DC component.

(1) transmitting a carrier wave code-modulated by a first PN code having a predetermined frequency to a ranging target;
(2) receiving the carrier wave reflected by the ranging target;
(3) generating a second PN code having the same code as the first PN code and having a slightly different frequency;
(4) generating a first burst-like correlation signal based on a correlation value between the first PN code and the second PN code;
(5) generating a second burst-like correlation signal according to a correlation value between the code of the received carrier wave and the second PN code;
(6) a step of integrating the first burst-like correlation signal into a low-frequency waveform signal to generate a first waveform signal;
(7) integrating the second burst-like correlation signal into a low-frequency waveform signal to generate a second waveform signal;
(8) A phase difference between the first burst-like correlation signal and the second burst-like correlation signal is obtained, a distance from the phase difference to the ranging target is calculated, and this is used as first ranging data And steps
(9) obtaining a phase difference between the first waveform signal and the second waveform signal, calculating a distance from the phase difference to the distance measurement target, and using this as second distance measurement data; ,
(10) A ranging method including a step of performing arithmetic processing by combining the first ranging data and the second ranging data, thereby obtaining final ranging data.

In the step of measuring the phase difference between the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper,
(1) One of the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper is a first signal, the other is a second signal, and the first signal is a predetermined signal. Outputting a phase-shifted and predetermined phase-shifted signal as a third signal;
(2) outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal;
(3) outputting a signal obtained by multiplying the third signal and the second signal as a fifth signal;
(4) The distance measuring method according to claim 5, further comprising a step of obtaining a ratio of DC components of the fourth signal and the fifth signal.

In the step of measuring the phase difference between the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper,
(1) One of the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper is a first signal, the other is a second signal, and the first signal is a predetermined signal. Outputting a phase-shifted and predetermined phase-shifted signal as a third signal;
(2) outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal;
(3) outputting a signal obtained by multiplying the third signal and the second signal as a fifth signal;
(4) blocking the passage of the AC component of the fourth signal and passing only the DC component;
(5) blocking the passage of the AC component of the fifth signal and passing only the DC component;
(6) The distance measuring method according to claim 5, further comprising the step of dividing the two DC components as input signals.

In the step of measuring the phase difference between the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper,
(1) One of the output signal of the transmission side waveform shaper and the output signal of the reception side waveform shaper is a first signal, the other is a second signal, and the first signal is a predetermined signal. Outputting a phase-shifted and predetermined phase-shifted signal as a third signal;
(2) outputting a signal obtained by multiplying the first signal and the second signal as a fourth signal;
(3) outputting a signal obtained by multiplying the third signal and the second signal as a fifth signal;
(4) dividing the fourth signal and the fifth signal as input signals and outputting the divided signal as a sixth signal;
(5) distance measuring method according to claim 5, characterized in that it comprises the step of passing only blocking direct current component passing the AC component of the sixth signal.