NL8001729A

NL8001729A - CIRCUIT FOR GENERATING A SAW-TINE DEFLECTION CURRENT BY A HORIZONTAL DEFLECTION COIL.

Info

Publication number: NL8001729A
Application number: NL8001729A
Authority: NL
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1980-03-25
Filing date: 1980-03-25
Publication date: 1981-10-16
Also published as: FR2479609A1; DE3110386A1; GB2072983A; JPS56149177A; GB2072983B

Description

PHN 9716 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.PHN 9716 1 N.V. Philips' Incandescent lamp factories in Eindhoven.

Schakeling voor het opwekken van een zaagtandvormige afbuigstroom door een horizontale afbuigspoel.Circuit for generating a sawtooth-shaped deflection current through a horizontal deflection coil.

De uitvinding heeft betrekking op een schakeling voor het opwekken van een zaagtandvormige afbuigstroom met een slag en een terugslag door een horizontale afbuigspoel die deel uitmaakt van een met een zelf-5 induktie gekoppeld afbuignetwerk, welke zelfinduktie met een stuurbare schakelaar, die in twee richtingen kan geleiden, verbonden is, waarbij het door de zelfinduktie en de schakelaar gevormde voedingsnetwerk enerzijds op een gelijkspanning aangesloten is en anderzijds aan een 10 referentiepotentiaal ligt en waarbij in bedrijf de schakelaar gedurende de slagtijd van de afbuigstroom geleidt en gedurende de terugslagtijd hiervan gesperd is.The invention relates to a circuit for generating a sawtooth-shaped deflection current with a stroke and a recoil through a horizontal deflection coil which forms part of a deflection network coupled to a self-induction circuit, which self-induction with a controllable switch in two directions conducting, wherein the supply network formed by the self-induction and the switch is connected on the one hand to a DC voltage and on the other hand to a reference potential and in operation the switch conducts during the travel time of the deflection current and is cut off during the retrace time.

Een dergelijke schakeling voor de elektromagnetische afbuiging van één of meer elektronenbundel(s) in 15 bijvoorbeeld televisieweergeefbuizen of -opneembuizen is algemeen bekend. Hierin bevat het afbuignetwerk een zogenaamde slagkondensator waarvan de spanning in de stationaire toestand, de slagspanning, gelijk is aan de gelijkspanning die dienst doet als voedingsspanning voor de scha-20 keling. Gedurende de slagtijd van de afbuigstroom wordt de afbuigspoel door middel van de schakelaar op de slagspanning aangesloten. Hiervan is de zaagtandvormige afbuigstroom « het gevolg, welke stroom ongeveer in het midden van de slag- de tijd van richting omkeert. Gedurende/terugslagtijd, waarin 25 de schakelaar gesperd gehouden blijft, wordt met een terug-slagkapaciteit een resonantiekring gevormd waarover in het ideale geval een cosinusvormige trilling ontstaat; d.i. zogenaamde terugslagimpuls.Such a circuit for the electromagnetic deflection of one or more electron beam (s) in, for example, television display tubes or recording tubes is generally known. The deflection network herein contains a so-called impact capacitor, the voltage of which in the stationary state, the impact voltage, is equal to the direct voltage which serves as the supply voltage for the circuit. During the run time of the deflection current, the deflection coil is connected to the stroke voltage by means of the switch. This results in the sawtooth-shaped deflection current «which reverses direction approximately in the middle of the current time. During / retrace time, in which the switch is kept locked, a resonance circuit is formed with a retrace capacity, over which ideally a cosine-like vibration is generated; i.e. so-called kickback pulse.

De amplitude van de terugslagimpuls is gelijk aan 30 de spanning van de voedingsbron vermenigvuldigd met een faktor die van de verhouding van de terugslagtijd tot de gehele periode afhangt en kan derhalve vrij hoog zijn. Dit is in het bijzonder het geval bij beeldweergeefbuizen met een 8001729 > w «. 1 PHN 9716 2 hoog oplossend vermogen die voor het weergeven van digitaal opgewekte beelden worden gebruikt. Hierbij wordt voor de horizontale afbuiging een vrij hoge afbuigfrekwentie. en dus een vrij korte afbuigperiode gekozen, hetgeen een hoge voe-5 dingsspanning vergt. Bovendien moet de terugslagtijd vrij kort zijn, waardoor de boven genoemde faktor hoog is. Om deze redenen heeft de terugslagimpuls een vrij hoge amplitude. Hierdoor worden aan de schakelaar, die bijvoorbeeld uit de parallelschakeling van een schakeltransistor en een 10 diode bestaat, waarbij de geleidingsrichting van de diode tegengesteld is aan die van de kollektor-emitterweg van de transistor, hoge eisen gesteld. Hetzelfde geldt voor bekende schakelingen met een zogenaamde seriespaardiode waarbij de slagspanning over de afbuigspoel hoger is dan de voedings-15 spanning.The amplitude of the flyback pulse is equal to the voltage of the power supply multiplied by a factor that depends on the ratio of the flyback time to the entire period and can therefore be quite high. This is particularly the case with image display tubes having an 8001729> w «. 1 PHN 9716 2 high resolution power used for displaying digitally generated images. A relatively high deflection frequency is used for the horizontal deflection. and thus a fairly short deflection period selected, which requires a high supply voltage. In addition, the retrace time must be quite short, so that the above-mentioned factor is high. For these reasons, the retrace pulse has a fairly high amplitude. As a result, high demands are placed on the switch, which for instance consists of the parallel connection of a switching transistor and a diode, the direction of the diode being opposite to that of the collector-emitter path of the transistor. The same applies to known circuits with a so-called series-saving diode in which the stroke voltage across the deflection coil is higher than the supply voltage.

Met de uitvinding wordt beoogd een schakeling van de bovengenoemde soort te verschaffen waarbij de piekspan-ning over de schakelaar verminderd is, terwijl de overige eigenschappen van de schakeling gehandhaafd blijven, en 20 daartoe vertoont de schakeling volgens de uitvinding het kenmerk dat het afbuignetwerk anderzijds met een tweede zelf-inductie gekoppeld is, welke tweede zelfinduktie met een tweede stuurbare schakelaar, die in twee richtingen kan geleiden, verbonden is, waarbij het door de tweede zelfinduktie 25 en de tweede schakelaar gevormde tweede voedingsnetwerk enerzijds op een tweede gelijkspanning aangesloten is en anderzijds aan de genoemde referentiepotentiaal ligt en waarbij in bedrijf de tweede schakelaar gedurende de slagtijd van de afbuigstroom geleidt en gedurende de terugslagtijd hiervan 30 gesperd is.The object of the invention is to provide a circuit of the above-mentioned type in which the peak voltage across the switch is reduced, while the other properties of the circuit are maintained, and for this purpose the circuit according to the invention has the feature that, on the other hand, the deflection network is a second self-induction is coupled, which second self-induction is connected to a second controllable switch which can conduct in two directions, the second supply network formed by the second self-induction and the second switch being connected on the one hand to a second DC voltage and on the other hand to said reference potential and in operation the second switch conducts during the travel time of the deflection current and is cut off during its retrace time.

Dank zij de maatregel volgens de uitvinding wordt de tijdens de terugslagtijd ontstane piekspanning over twee schakelaars verdeeld. Het blijkt bovendien dat de kapacitieve straling van de afbuigspoel naar andere delen van de inrich-35 ting, waarvan de onderhavige schakeling deel uitmaakt, sterk gereduceerd is.Thanks to the measure according to the invention, the peak voltage which arises during the retrace time is divided between two switches. Moreover, it has been found that the capacitive radiation from the deflection coil to other parts of the device, of which the present circuit forms part, is strongly reduced.

De schakeling volgens de uitvinding kan het kenmerk vertonen dat de eerste en de tweede gelijkspanning dezelfde 800 1 7 29 # -it , > PHN 9716 3 polariteit hebben en dat een aansluiting van de eerste schakelaar alsmede een uiteinde van de tweede zelfinduktie aan de referentiepotentiaal liggen.of dat de eerste en de tweede gelijkspanning ongelijke polariteiten hebben en dat een aan-5 sluiting van de eerste alsmede een aansluiting van de tweede schakelaar aan de referentiepotentiaal liggen. In êên van deze gevallen kan de schakeling volgens de uitvinding waarin het afbuignetwerk een terugslagkapaciteit bevat het kenmerk vertonen dat de eerste en de tweede gelijkspanning de-10 zelfde absolute waarde hebben en dat de terugslagkapaciteit uit een eerste terugslagkondensator, die parallel staat aan de eerste schakelaar respektievelijk de eerste zelfinduktie, en uit een tweede terugslagkondensator, die parallel staat aan de tweede schakelaar respektievelijk de tweede zelfin-15 duktie, bestaat, waarbij de eerste en de tweede terugslagkondensator nagenoeg dezelfde kapaciteit hebben of dat de eerste en de tweede gelijkspanning ongelijke absolute waarden hebben en dat de terugslagkapaciteit uit een eerste terugslagkondensator, .die parallel staat aan de eerste scha-20 kelaar respektievelijk de eerste zelfinduktie, en uit een tweede terugslagkondensator, die parallel staat aan de tweede schakelaar respektievelijk de tweede zelfinduktie, bestaat, waarbij de verhouding van de kapaciteit van de eerste terugslagkondensator tot de kapaciteit van de tweede 25 terugslagkondensator nagenoeg gelijk is aan de verhouding van de waarde van de tweede gelijkspanning tot de waarde van de eerste gelijkspanning.The circuit according to the invention can be characterized in that the first and the second DC voltage have the same 800 1 7 29 # -it,> PHN 9716 3 polarity and that a connection of the first switch as well as an end of the second inductance are at the reference potential or that the first and second DC voltages have different polarities and that a connection of the first as well as a connection of the second switch are at the reference potential. In one of these cases, the circuit according to the invention in which the deflection network contains a flyback capacitance may be characterized in that the first and second DC voltages have the same absolute value and that the flyback capacitance from a first flyback capacitor parallel to the first switch the first self-induction, respectively, and a second flyback capacitor, which is parallel to the second switch and the second auto-inductor, respectively, wherein the first and second flyback capacitors have substantially the same capacitance or that the first and second DC voltage have unequal absolute values and that the flyback capacitance consists of a first flyback capacitor, which is parallel to the first switch and the first self-induction, respectively, and a second flyback capacitor, which is parallel to the second switch and the second self-induction, the ratio of the capacity from the first flyback capacitor to the capacitance of the second flyback capacitor is substantially equal to the ratio of the value of the second DC voltage to the value of the first DC voltage.

De schakeling volgens de uitvinding kan met voordeel het kenmerk vertonen dat de eerste en de tweede zelf- 30 induktie althans voor een deel magnetisch gekoppeld zijn en door een, gekenmerkt zijn'met een zelfinduktie gekoppelde wikkeling en door een hiermee verbonden gelijkrichter voor het opwekken van een gelijkspanning. Ten behoeve van een korrektie van de geometrie kan de schakeling volgens de uitvinding het ken-35 merk vertonen dat de eerste en de tweede gelijkspanning gelijk zijn en van dezelfde bron afkomstig zijn en dat een rasterfrekwent variërende spanning hierop gesuperponeerd is.The circuit according to the invention can advantageously have the feature that the first and the second self-inductance are at least partly magnetically coupled and are characterized by a winding coupled with a self-induction and by a rectifier connected thereto for generating a DC voltage. For the purpose of correcting the geometry, the circuit according to the invention can be characterized in that the first and the second DC voltage are equal and come from the same source and that a raster frequency varying voltage is superimposed thereon.

De uitvinding zal aan de hand van de bijgaande fi- 8001729 PHN 9716 4 guren bij wijze van voorbeeld nader worden verklaard,waarin: fig. 1 een eerste uitvoeringsvorm van de schakeling volgens de uitvinding, toont; fig. 2 golfvormen toont die daarin optreden en g fig. 3 een tweede uitvoeringsvorm van de schake ling volgens de uitvinding toont.The invention will be explained in greater detail by way of example with reference to the accompanying Figures 8001729 PHN 9716, in which: Fig. 1 shows a first embodiment of the circuit according to the invention; Fig. 2 shows waveforms occurring therein and Fig. 3 shows a second embodiment of the circuit according to the invention.

In fig. 1 stelt een zelfinduktie voor. Een uiteinde A hiervan is met de kollektor van een npn-schakeltran-sistor verbonden terwijl het andere uiteinde aan de po-10 sitieve klem van een gelijkspanningsbron V ligt. De emitter van transistor en de negatieve klem van bron V liggen aan massa. Parallel aan de kollektor-emitterweg van transistor en met de hieraan tegengestelde geleidingsrichting staat een diode D^.In Fig. 1 represents a self-induction. One end A thereof is connected to the collector of an npn switching transistor, while the other end is connected to the positive terminal of a DC voltage source V. The emitter of transistor and the negative terminal of source V are grounded. A diode D1 is arranged parallel to the collector-emitter path of the transistor and with the opposite direction of conduction.

15 De kollektor van een npn-schakeltransistor T2 ligt aan de positieve klem van bron V terwijl de emitter hiervan met een uiteinde B van een zelfinduktie verbonden is. Het andere uiteinde van zelfinduktie ligt aan massa. Parallel aan de kollektor-emitterweg van transistor T2 en 20 met de hieraan tegengestelde geleidingsrichting staat een diode D2· Op bekende wijze kan diode D^ respektievelijk D2 vervallen indien transistor respektievelijk T2 invers kan geleiden.The collector of an npn switching transistor T2 is connected to the positive terminal of source V while its emitter is connected to an end B of a self-induction. The other end of self-induction is grounded. Parallel to the collector-emitter path of transistor T2 and 20 with the opposite conducting direction there is a diode D2. In known manner, diode D1 and D2 can decay if the transistor and T2 can conduct in inverse.

Tussen punten A en B is de serieschakeling van 25 een slagkondensator C en een afbuigspoel L opgenomen, waarbij een aansluiting van kondensator C met punt A en een uiteinde van spoel L met punt B verbonden is. Spoel L is bijvoorbeeld de spoel voor het elektromagnetisch afbuigen in de horizontale richting van een of meer, in een niet-geteken-3g de beeldweergeefbuis opgewekte elektronenbundel (s). Verder bevat de schakeling van fig. 1 een terugslagkapaciteit.The series circuit of a stroke capacitor C and a deflection coil L is connected between points A and B. A connection of capacitor C is connected to point A and an end of coil L to point B. Coil L is, for example, the coil for electromagnetically deflecting in the horizontal direction of one or more electron beam (s) generated in an image (not shown) in the image display tube. Furthermore, the circuit of Fig. 1 contains a flyback capacitance.

Deze staat bijvoorbeeld parallel aan spoel L of aan de serieschakeling L,C. Zij kan ook bestaan uit de windingskapaci-teit van spoel L of van zelfinduktie respektievelijk 35 of hieraan parallel aangebracht zijn. In fig. 1 bestaat de terugslagkapaciteit uit een kondensator C^, die parallel staat aan diode D^, en een kondensator C2» die parallel staat aan diode D2J waarbij kondensatoren en C2 gelijke 800 1 7 29 £: PHN 9716 5 kapaciteiten hebben. De afbuigspoel, de slag- en de terug-slagkapaciteit maken deel uit van een afbuignetwerk van bekend type dat andere, bekende elementen kan bevatten die voor de eenvoud niet^zijn voorgesteld, in fig. 1. Een centreerscha-5 keling en een lineariteitsregelaar zijn dergelijke elementen.This is, for example, parallel to coil L or to the series circuit L, C. It may also consist of the winding capacitance of coil L or of self-inductance or arranged parallel thereto. In FIG. 1, the flyback capacitance consists of a capacitor C 1, which is parallel to diode D 1, and a capacitor C 2, which is parallel to diode D 2, where capacitors and C 2 have equal capacities. The deflection coil, the stroke and the flyback capacities are part of a known type deflection network which may contain other known elements not shown for simplicity, in Fig. 1. Centering circuit and linearity controller such elements.

In bedrijf, u/anneer de stationaire toestand bereikt is, geleiden gedurende de slagtijd van de afbuigstroom beide schakelaars T^, en Tg, Dg. Daardoor staat spanning V zowel over zelfinduktie als over zelfinduktie Lg. Door elke zelf-· 10 induktie vloeit derhalve een zaagtandvormige stroom i waarvanIn operation, u / when the steady state is reached, both switches T ^, and Tg, Dg conduct during the deflection current travel time. As a result, voltage V is both about self-induction and about self-induction Lg. Thus, through each self-induction, a saw-tooth shaped current flows

de helling 4r in een schakeling zonder verliezen en bij een at voor kondensator Cthe slope 4r in a circuit without losses and at an at for capacitor C.

oneindig grote kapaciteit/konstant is en waarvan de gemiddelde waarde nul is. Deze stroom keert op het middentijdstip van de slagtijd van richting om. V65r dit tijdstip vloeit hij 15 door diode D^ respektievelijk Dg naar bron V en na dit tijdstip wordt hij door bron V geleverd en vloeit hij door transistor respektievelijk Tg. Hiervoor worden beide transistoren tijdig in geleiding gebracht en wel door aan de bases op geschikte wijze toegevoerde stuursignalen.is infinitely large capacity / constant and the mean value of which is zero. This current reverses direction at the midpoint of the striking time. Before this time, it flows through diode D1 and Dg, respectively, to source V and after this time, it is supplied by source V and flows through transistor and Tg, respectively. For this purpose, both transistors are turned on in time by control signals applied to the bases in a suitable manner.

20 Aan het einde van de slagtijd worden transistoren20 At the end of the beat time, transistors become

Tl en Tg gesperd, wat de terugslagtijd inleidt. In deze tijd vormt spoel L met kondensatoren en Cg, die gedurende de slagtijd kortgesloten waren, en met zelfindukties en Lg en kondensator C een resonantiekring. De stromen die vóór het 25 begin van de terugslagtijd door zelfindukties en Lg in fig. 1 naar beneden vloeiden blijven in deze richting vloeien, echter nu door de resonantiekring. De variatie hiervan is sinusvormig en wordt bepaald door de afstemfrekwentie van de kring. Op het middentijdstip van de terugslagtijd keert 30 de stroom door zelfindukties en Lg en de resonantiekring van richting om en vloeit derhalve naar boven, dat wil zeggen naar bron V.Tl and Tg barred, which initiates the retrace time. During this time, coil L with capacitors and Cg, which were short-circuited during the striking time, and with self-inductors and Lg and capacitor C form a resonant circuit. The currents that flowed down through self-inductances and Lg in FIG. 1 before the start of the retrace time continue to flow in this direction, but now through the resonant circuit. The variation is sinusoidal and is determined by the tuning frequency of the circuit. At the mid-point of the retrace time, the current through inductances and Lg and the resonant circuit reverses direction and therefore flows upwards, that is, to source V.

Gedurende de slagtijd heeft punt A nagenoeg deDuring the hitting time, point A has virtually the

punt Bpoint B

potentiaal van massa terwij1/nagenoeg de potentiaal van bron 35 V heeft. Gedurende de terugslagtijd stijgt de spanning aan punt A volgens een cosinusfunktie boven de massapotentiaal terwijl de spanning aan punt B volgens eenzelfde funktie beneden spanning V daalt. Op het middentijdstip van de terug- 8001729 *** Ό* ΡΗΝ 9716 6 slagtijd wordt door de eerstgenoemde spanning een maximum en door de tweede spanning een minimum bereikt. Op een bepaald tijdstip wordt de spanning aan punt A weer nul, waarna diode in geleiding komt. Dit is het einde van de terugslagtijd 5 en het begin van een nieuwe slagtijd. Op hetzelfde tijdstip wordt de spanning aan punt B nagenoeg gelijk aan V, wat diode in geleiding brengt. Door zelfinduktie respektievelijk [-2 vloeit nu een afnemende stroom naar boven.potential of mass while having virtually the potential of source 35 V. During the retrace time, the voltage at point A rises above the ground potential according to a cosine function, while the voltage at point B drops below voltage V according to the same function. At the mid-point of the recoil 8001729 *** Ό * ΡΗΝ 9716 6 stroke time, the former voltage reaches a maximum and the latter voltage a minimum. At a certain point in time, the voltage at point A returns to zero, after which the diode is turned on. This is the end of the retrace time 5 and the beginning of a new strike time. At the same time, the voltage at point B becomes substantially equal to V, which conducts the diode. Due to self-induction and [-2, respectively, a decreasing current now flows upwards.

Fig. 2a geeft het verloop weer van de span-10 ning aan punt A als funktie van de tijd en fig. 2b geeft het verloop weer van de spanning aan punt B. Omdat punt A via zelfinduktie galvanisch verbonden is met bron V is de gemiddelde waarde van de spanning hieraan gelijk aan spanning V. De amplitude van cosinusvormige terugslagimpuls 15 aan punt A is gelijk aan spanning V vermenigvuldigd met een faktor die van de terugslagverhouding, dit is de verhouding van de terugslagtijd tot de gehele periode, afhangt.Fig. 2a shows the variation of the voltage at point A as a function of time and FIG. 2b shows the variation of the voltage at point B. Because point A is galvanically connected to source V via self-induction, the average value of the voltage thereto equals voltage V. The amplitude of cosine-shaped flyback pulse 15 at point A equals voltage V multiplied by a factor which depends on the flyback ratio, which is the ratio of the flyback time to the entire period.

Op soortgelijk wijze is de gemiddelde waarde van de spanning aan punt B alsmede aan het verbindingspunt van afbuigspoel 20 L en kondensstbr C gelijk aan nul. De amplitude van de terugslagimpuls aan punt B is gelijk aan de amplitude van de impuls aan punt A. Hierbij wordt de kapaciteit van kondensator C oneindig groot verondersteld. Kondensator C wordt tot aan spanning V geladen, waarbij de met punt A verbonden aanslui-25 ting positief en de andere aansluiting negatief is. Hieruit blijkt dat de spanning aan het verbindingspunt van spoel L en kondensator C gedurende de slagtijd gelijk is aan -V (fig. 2c) en derhalve dat de spanning over spoel L in dezelfde tijd gelijk is aan 2V. Onder deze omstandigheden 30 vloeit door spoel L een zaagtandvormige afbuigstroom I metLikewise, the mean value of the voltage at point B as well as at the junction of deflection coil 20 L and condenser C is equal to zero. The amplitude of the retrace pulse at point B is equal to the amplitude of the pulse at point A. The capacitance of capacitor C is assumed to be infinitely large. Capacitor C is charged up to voltage V, the terminal connected to point A being positive and the other terminal being negative. This shows that the voltage at the junction of coil L and capacitor C is equal to -V during the impact time (Fig. 2c) and therefore that the voltage across coil L is equal to 2V in the same time. Under these conditions a sawtooth-shaped deflection current I flows through coil L

d X 2 Vd X 2 V.

een konstante helling ^ = “ waarvan de gemiddelde waarde nul is en die dus op het middentijdstip van de slagtijd van richting omkeert. V66r dit tijdstip vloeit hij door dioden D^ en D2 en na dit tijdstip vloeit hij door transistoren 35 T 2 ·a constant slope ^ = "whose mean value is zero and thus reverses direction at the mid-point of the stride. Before this time it flows through diodes D ^ and D2 and after this time it flows through transistors 35 T 2 ·

Gedurende de terugslagtijd vloeit de afbuigstroom eerst door spoel L en kondensator C van punt B naar punt A en verder door kondensatoren en via bron V, 8001729 t PHN 9716 7 waarbij de variatie sinusvormig is met de afstemfrekwentie van de boven vermelde resonantiekring. Na het middentijdstip van de terugslagtijd vloeit de afbuigstroom door dezelfde elementen in de tegengestelde richting en hij neemt aan het 5 einde van de terugslagtijd de zelfde absolute waarde aan als aan het begin hiervan. Fig. 2d geeft het verloop weer van stroom I.During the retrace time, the deflection current first flows through coil L and capacitor C from point B to point A and further through capacitors and through source V, 8001729 t PHN 9716 7, the variation being sinusoidal with the tuning frequency of the above-mentioned resonant circuit. After the mid-time of the retrace time, the deflection current flows through the same elements in the opposite direction and at the end of the retrace time assumes the same absolute value as at the beginning of this. Fig. 2d shows the course of current I.

Het voorgaande geldt in het ideale geval dat de schakeling geen verliezen heeft en dat de kapaciteit 10 van kondensator C oneindig groot is. In de praktijk wordt aan deze kapaciteit een eindige waarde gegeven, zodat de spanning over spoel L gedurende de slagtijd niet konstant blijft. Op deze wijze wordt voor de afbuigstroom de zogenaamde S-korrektie verkregen. Zonder verliezen gaat naar bron 15 V ’ evenzo veel stroom terug als er door wordt geleverd, zodat het totale energieverbruik van de schakeling nul is.The foregoing applies ideally that the circuit has no losses and that the capacitance of capacitor C is infinitely large. In practice, this capacity is given a finite value, so that the voltage across coil L does not remain constant during the impact time. In this way, the so-called S correction is obtained for the deflection current. Without losses, source 15 V returns just as much power as it delivers, so that the total power consumption of the circuit is zero.

In de werkelijkheid wordt vanwege de verliezen meer stroom aan bron V onttrokken dan er naar teruggaat. Bij de door zelfinduktie respektievelijk L·^ vloeiende stroom wordt 20 dus een gelijkstroomkomponent opgeteld. Dit houdt in dat de totale stroom door zelfinduktie respektievelijk niet op het middentijdstip van de slagtijd doch een korte tijd ervóór omkeert en dat de absolute waarde hiervan aan het begin van de slagtijd lager is dan aan het einde van 25 deze tijd.In reality, because of the losses, more current is drawn from source V than goes back to it. Thus, a direct current component is added to the current flowing through self-inductance and LV. This means that the total current by inductance does not reverse at the mid-point of the hitting time, but a short time before, and that its absolute value at the beginning of the hitting time is lower than at the end of this time.

In de schakeling van fig. 1 staat in het ideale geval dezelfde spanning over de slagkondensator als over de slagkondensator in de bekende schakeling, te weten de spanning van de voedingsbron, en over elke schakelaar 30 staat in de terugslagtijd dezelfde piekspanning als over de enkelvoudige schakelaar in de bekende schakeling. Daarentegen staat over de afbuigspoel in de schakeling van fig.Ideally, the circuit of FIG. 1 has the same voltage across the impact capacitor as across the impact capacitor in the prior art circuit, that is, the voltage of the power source, and each switch 30 has the same peak voltage in the retrace time as across the single switch in the known circuit. On the other hand, the deflection coil in the circuit of FIG.

1 een slagspanning die twee keer zo hoog is als de spanning over de slagkondensator. Ten opzichte van de bekende scha-35 keling is dus de slagspanning over de afbuigspoel en derhalve ook de amplitude van de afbuigstroom erdoorheen verdubbeld. Voor dezelfde amplitude van de afbuigstroom kan dus worden volstaan met een twee keer zo lage voedingsspan- 800 1 7 29 PHN 9716 8 ning, terwijl de piekspanning over de schakelaars twee keer zo laag is. Dit is een voordeel vooral bij weergeefinrichtingen met een beeldweergeefbuis met een hoog oplossend vermogen voor het weergeven van digitaal opgewekte beelden.1 an impact voltage twice as high as the voltage across the impact capacitor. Thus, with respect to the known circuit, the impact voltage across the deflection coil and therefore also the amplitude of the deflection current through it are doubled. Thus, for the same amplitude of the deflection current, a twice as low supply voltage suffices as 800 1 7 29 PHN 9716 8 ning, while the peak voltage across the switches is twice as low. This is an advantage especially in display devices with a high resolution image display tube for displaying digitally generated images.

5 Hierbij kan het zijn dat de horizontale afbuigfrekwentie vrij hoog is en wel in de orde van grootte van 15 è 60 kHz, terwijl de terugslagtijd vrij kort is en wel in de orde van grootte van 3 è 5 ^us. Bij een hogere frekwentie hoort immers in de formule 2V = L-j·^ een kortere dt en dus een hogere V.It may be that the horizontal deflection frequency is quite high, in the order of magnitude of 15 to 60 kHz, while the flyback time is quite short, in the order of magnitude of 3 to 5 µm. After all, with a higher frequency the formula 2V = L-j · ^ requires a shorter dt and therefore a higher V.

10 Bovendien houdt een kortere terugslagtijd een hogere piekspanning in.10 In addition, a shorter retrace time means a higher peak voltage.

Een ander voordeel van de schakeling volgens de uitvinding is gelegen in het feit dat de spanningen aan de uiteinden van de afbuigspoel (fig. 2b en 2c) gelijk 15 zijn in absolute waarde maar tegengestelde tekens hebben, zodat het middenpunt van de afbuigspoel de potentiaal van massa heeft. De kapacitieve straling van de spoel naar andere delen van de inrichting, waarvan de beschreven schakeling deel uitmaakt, wordt hierdoor verminderd ten opzichte van 20 de straling in bekende schakelingen.Another advantage of the circuit according to the invention lies in the fact that the voltages at the ends of the deflection coil (fig. 2b and 2c) are equal in absolute value but have opposite signs, so that the center point of the deflection coil has the potential of has mass. The capacitive radiation from the coil to other parts of the device, of which the described circuit forms part, is hereby reduced compared to the radiation in known circuits.

Omdat hoogspanningstransistoren doorgaans een betrekkelijk lange afschakeltijd hebben, kan met voordeel voor transistoren en T2 gebruik worden gemaakt van poortbestuurde schakelaars (gate turn off switches) die 25 in een veel kortere tijd, korter dan 1/Us, afgeschakeld kunnen worden. Ook kan een transistor of beide door een pnp-transistor worden vervangen: zo kan bijvoorbeeld transistor T2 van het pnp-type zijn, waarbij de emitter aan bron V ligt terwijl de kollektor met punt B verbonden is. In 30 alle gevallen zijn de stuurschakelingen van en T2 van bekende soort.Since high voltage transistors generally have a relatively long switch-off time, gate-switch switches (gate turn-off switches) which can be switched off in a much shorter time, less than 1 / Us, can advantageously be used for transistors and T2. A transistor or both can also be replaced by a pnp transistor: for example, transistor T2 can be of the pnp type, the emitter being at source V while the collector is connected to point B. In all cases, the control circuits of and T2 are of known type.

Uit het voorgaande blijkt dat men een grote vrijheid heeft voor het dimensioneren van zelfindukties Lj en l^. Hierbij is uiteraard de maximaal toelaatbare stroom 35 door schakelaars T^, D^ en T2 , D2 een beperking. In bedrijf staat over zelfinduktie het verschil tussen spanning V en de spanning aan punt A (fig. 2a) terwijl over zelfinduktie l_2 de spanning aan punt B (fig. 2b) staat. De spanningen 800 1 7 29 t •Or y- PHN 9716 9 over de zelfindukties zijn gelijk. Zelfindukties en l_2 mogen derhalve magnetisch gekoppeld zijn en wel met dien verstande dat de spanning, die over de ene zelfinduktie ten gevolge van de koppeling door de andere zelfinduktie ge-5 induceerd wordt gelijk is aan en dezelfde polariteit heeft als de spanning die over de beschouwde zelfinduktie bij afwezigheid van koppeling door de werking van de schakeling ontstaat. De zelfindukties worden uitgevoerd als . twee wikkelingen die op één en dezelfde kern van magnetisch ma-10 teriaal zijn aangebracht. Deze maatregel biedt het evidente voordeel van één onderdeel, te weten een transformator, in plaats van twee, terwijl de door zelfindukties en en derhalve door schakelaars T^, en T2, D2 vloeiende stromen gereduceerd zijn. Voor het vermijden van kortsluitstromen.From the foregoing it appears that one has great freedom in dimensioning self inductances Lj and l ^. The maximum permissible current through switches T ^, D ^ and T2, D2 is of course a limitation here. In operation, the difference between voltage V and the voltage at point A (fig. 2a) is shown on self-induction, while the voltage on point B (fig. 2b) is on self-induction 1_2. The voltages 800 1 7 29 t • Or y-PHN 9716 9 across the self-inductances are equal. Self-inductances and 1-2 may therefore be magnetically coupled, provided that the voltage induced across one self-induction as a result of coupling by the other self-induction is equal to and has the same polarity as the voltage across the considered inductance in the absence of coupling due to the operation of the circuit. The self-inductions are performed as. two windings mounted on one and the same core of magnetic material. This measure offers the obvious advantage of one part, namely a transformer, instead of two, while the currents flowing through self-inductors and and therefore through switches T1, and T2, D2 are reduced. For avoiding short-circuit currents.

15 moeten beide wikkelingen hetzelfde aantal windingen hebben.15, both windings must have the same number of turns.

Omdat met een ongelijkheid vanwege toleranties rekening moet worden gehouden, kan voor de zekerheid een spreidingszelfin-duktie worden ingebouwd* Op de kern van de transformator kunnen andere wikkelingen worden aangebracht waarover pulsvor-20 mi|3e spanningen aanwezig zijn. Door het gelijkrichten van deze spanningen worden gelijkspanningen verkregen. Deze laatste maatregel is echter in het algemeen niet mogelijk indien de afbuigstroom ten behoeve van de zogenaamde Oost-West-korrektie een rasterfrekwente modulatie ondergaat. De ge-25, noemde modulatie kan ' ;op n eenvoudige wijze worden verkregen door het superponeren van een rasterfrekwent variërende spanning op de spanning van bron V, waardoor de golfvormen van fig. 2 eveneens rasterfrekwent variëren. Deze variatie is bijvoorbeeld paraboolvormig.Since an unevenness due to tolerances has to be taken into account, a spreading self-inductance can be built in to be on the safe side. * Other windings can be applied to the core of the transformer over which pulsating voltages are present. DC voltages are obtained by rectifying these voltages. However, this last measure is generally not possible if the deflection current undergoes raster frequency modulation for the so-called East-West correction. The said modulation can be obtained in a simple manner by superimposing a raster frequency varying voltage on the voltage of source V, whereby the waveforms of FIG. 2 also vary raster frequency. For example, this variation is parabolic.

3Q Volgens een niet getekende variant op de schakeling van fig. 1 ligt zelfinduktie aan een gelijkspanning Vj, terwijl de kollektor van transistor T2, de ka-to.de van diode D2 alsmede de niet met punt B verbonden aansluiting van kondensator C9 aan een gelijkspanning V„ liggen.According to a variant not shown on the circuit of Fig. 1, self-induction is connected to a direct voltage Vj, while the collector of transistor T2, the cathode of diode D2 and the connection of capacitor C9 not connected to point B are connected to a direct voltage. V „lie.

35 Hierbij zijn ^^/^2 ongelijke positieve gelijkspanningen.35 ^ ^ / ^ 2 are unequal positive DC voltages.

Fig. 1 stelt dus het geval V^ = V_2 voor. Op soortgelijke wijze als hierboven kan worden aangetoond dat de spanning over kondensator C gelijk is aan en dat de slagspanning 800 1 7 29 PHN 9716 10 over spoel L gelijk is aan VpV2. ^an ωοΓε*0η aan9e~ toond dat de kapaciteiten van kondensatoren en C2 ongelijk moeten zijn in het gevalcdat en V2 verschillend zijn en wel zo dat^de verhouding ^ gelijk moet zijn 5 aan de verhouding ^p. Anders zouden de spertijden van schakelaars T^,D^ en ^2^2 on9e^^j^ zijn> d.w.z. dioden en D2 zouden niet op hetzelfde tijdstip beginnen te geleiden. Om dezelfde reden moeten bij = V2 de kapaciteiten gelijk zijn.Fig. 1 therefore represents the case V ^ = V_2. In a similar manner as above, it can be shown that the voltage across capacitor C is equal to and that the stroke voltage 800 1 7 29 PHN 9716 10 across coil L is equal to VpV2. ^ an ωοΓε * 0η showed 9e ~ showed that capacitors of capacitors and C2 must be unequal in case V2 are different, such that ^ the ratio ^ should be equal to the ratio ^ p. Otherwise, the blocking times of switches T ^, D ^ and ^ 2 ^ 2 would be one ^ ^ j ^> i.e. diodes and D2 would not start conducting at the same time. For the same reason, the capacities must be the same at = V2.

10 Fig. 3 geeft een andere variant weer met een positieve en een negatieve voedingsbron -V2· ^eze schakeling heeft dezelfde eigenschappen als de zojuist geschetste schakeling en biedt bovendien het voordeel dat de (niet getekende) stuurschakeling van transistor T2 gal-T5 vanisch niet met een voedingsspanning doch met massa verbonden is. Hierbij is transistor T2 van het pnp-type met de emitter aan massa, terwijl diode D2 de aangegeven geleidingsrichting heeft. Andere varianten zijn mogelijk, waarbij netwerk L,C gekoppeld is met zelfinduktie 20 en/of L-2 door middel van een aftakking of een magnetische koppeling. Zijn de voedingsspanningen ongelijk in absolute waarde, dan zijn de spanningen over zelfindukties en L-2 ook ongelijk, zodat een magnetische koppeling slechts tussen gedeelten hiervan mogelijk is, tenzij de windings-25 aantallen hiervan aangepast zijn.FIG. 3 shows another variant with a positive and a negative power source -V2. This circuit has the same properties as the circuit just outlined, and moreover offers the advantage that the control circuit (not shown) of transistor T2 gal-T5 vanically does not have a supply voltage. but is connected to ground. In this case, transistor T2 is of the pnp type with the emitter on ground, while diode D2 has the indicated conduction direction. Other variants are possible, in which network L, C is coupled to self-induction 20 and / or L-2 by means of a tap or a magnetic coupling. If the supply voltages are unequal in absolute value, then the voltages across self-inductors and L-2 are also uneven, so that magnetic coupling is only possible between parts thereof, unless the winding numbers thereof are adjusted.

30 35 800172930 35 8001729

Claims

1. Circuitry for generating a sawtooth-shaped deflection current with a stroke and a recoil through a horizontal deflection coil forming part of a self-induced deflection network, which self-induction is connected to a controllable two-way switch, the supply network formed by the self-induction and the switch being connected, on the one hand, to a DC voltage and, on the other hand, to a reference potential, and in operation the switch conducts during the travel time of the deflection current and is blocked during the retrace time, characterized in that the the deflection network on the other hand is coupled to a second self-induction, which second self-induction is connected to a second controllable switch, which can conduct in two directions, the second power network formed by the second self-induction and the second switch being connected on the one hand to a second DC voltage and on the other hand to the ge said reference potential lies, and in operation the second switch conducts during the stroke time of the deflection current and is cut off during the retrace time thereof.

2. A circuit according to claim 1, characterized in that the first and the second DC voltage have the same polarity and that a connection of the first switch and an end of the second self-induction are at the reference potential.

3. A circuit according to claim 1, characterized in that the first and the second DC voltage have different polarities and that a connection of the first as well as a connection of the second switch are at the reference potential.

4. A circuit according to any one of claims 2 or 3, wherein the deflection network comprises a flyback capacitance, characterized in that the first and second DC voltages have the same absolute value and that the flyback capacitance from a first flyback capacitor parallel to the first switch 8001729 ΡΉΝ 9716 12 -V · *%, respectively, from the first inductance, and from a second recoil capacitor, which is parallel to the second switch, resp. the second inductance exists, wherein the first and second flyback capacitors have substantially the same capacitance.

Circuit according to either of Claims 2 or 3, wherein the deflection network comprises a flyback capacitance, characterized in that the first and second DC voltages have unequal absolute values and that the flyback capacitance from a first flyback capacitor, which is parallel to the first switch resp. the first inductance, and from a second recoil capacitor, which is parallel to the second switch, resp. the second inductance exists, wherein the ratio of the capacitance of the first retrace capacitor to the capacitance of the second retrace capacitor is substantially equal to the ratio of the value of the second DC voltage to the value of the first DC voltage.

Circuit according to claim 1, characterized in that the first and second self-inductors are at least partly magnetically coupled.

7. A circuit according to claim 1, characterized by a winding coupled to an inductance and by a rectifier connected thereto for generating a direct voltage.

8. A circuit according to claim 1, characterized in that the first and the second DC voltage are equal and come from the same source and that a grid frequency varying voltage is superimposed thereon. 35 800 1 7 29