NL192544C

NL192544C - Apparatus for measuring temperature and linearization circuit suitable for use in such an apparatus.

Info

Publication number: NL192544C
Application number: NL9301409A
Authority: NL
Inventors: Charles Martin Eduard E Peters; Martin Johan De Groot
Original assignee: Nl Meetinstituut Nmi Nv
Priority date: 1993-08-13
Filing date: 1993-08-13
Publication date: 1997-09-02
Also published as: NL9301409A; NL192544B

Description

1 1925441 192544

Inrichting voor het meten van temperatuur en lineairlserlngsschakeling geschikt voor toepassing in een dergelijke inrichtingApparatus for measuring temperature and linear switching circuit suitable for use in such an apparatus

De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een inrichting voor het meten van temperatuur, bevattende 5 een lineariseringsschakeling, een stabiele voedingsbron voor het voeden van de lineariseringsschakeling, welke lineariseringsschakeling een eerste tak heeft bevattende een thermistor die een exponentieel gedrag tussen temperatuur en weerstand vertoont, een tweede tak parallel aan de eerste tak, in welke tak een eerste condensator is opgenomen met een bij ontlading exponentieel gedrag tussen ontladingspanning en tjid, waarbij de exponentiele gedragen van thermistor en eerste consensator dezelfde orde van grootte 10 hebben, en van een eerste vergelijker met een eerste ingang voor de themnistorspanning verbonden aan de eerste tak en met een tweede ingang voor de eerste condensatorspanning.The present invention relates to a temperature measuring device, comprising a linearization circuit, a stable power source for supplying the linearization circuit, which linearization circuit has a first branch containing a thermistor exhibiting an exponential behavior between temperature and resistance, a second branch parallel to the first branch, in which branch a first capacitor is incorporated with an exponential behavior between discharge voltage and time during discharge, the exponential conductors of thermistor and first capacitor having the same order of magnitude, and of a first comparator with a first input for the themnistor voltage connected to the first branch and with a second input for the first capacitor voltage.

De onderhavige uitvinding heeft tevens betrekking op een lineariseringsschakeling voor toepassing in een dergelijke inrichting.The present invention also relates to a linearization circuit for use in such an apparatus.

Een inrichting van de bovengenoemde soort is bekend uit het Amerikaanse octrooi schrift 4.267.468. In 15 deze bekende inrichting wordt een stabiele spanningsbron over de thermistor in serie met een extra weerstand aangelegd. Deze inrichting blijkt in de praktijk echter niet in alle gevallen een voldoende lineariteit te verschaffen tussen uitgaande pulsduur en temperatuur hetgeen bij bepaalde toepassingen een nadeel en zelfs ongewenst is.An apparatus of the above type is known from United States Patent Specification 4,267,468. In this known device, a stable voltage source is applied across the thermistor in series with an additional resistor. In practice, however, this device has not always been provided with a sufficient linearity between outgoing pulse duration and temperature, which is a disadvantage and even undesirable in certain applications.

Het is onder meer een doel van de uitvinding een inrichting voor het meten van temperatuur te verschaf-20 fen waarbij dit nadeel opgeheven wordt. Het is een verder doel van de uitvinding een inrichting voor het meten van temperatuur te verschaffen met een nauwkeurigheid van zelfs beter dan 1 mK.It is an object of the invention, inter alia, to provide a device for measuring temperature in which this drawback is obviated. It is a further object of the invention to provide a temperature measuring device with an accuracy of even better than 1 mK.

Hiertoe wordt een inrichting van de bovengenoemde soort volgens de uitvinding gekenemerkt, doordat de thermistor in een deelschakeling van de eerste tak is opgenomen, welke deelschakeling een constante stroombron voor de thermistor vormt. Hierdoor wordt veroorzaakt dat de stroom die door de thermistor loopt 25 steeds constant is, waardoor de spanningsvergelijking door de vergelijker op eenvoudige wijze nauwkeruig kan plaatsvinden, daar hierdoor het exponentiële gedrag tussen temperatuur en weerstand van de thermistor behouden blijft. Dit in tegenstelling tot de uit het Amerikaanse octrooischrift 4.267.468 bekende inrichting waarin dit exponentiele gedrag in ongewenste mate verloren gaat, hetgeen de lineariteit nadelig beïnvloedt.To this end, a device of the above-mentioned type according to the invention is characterized in that the thermistor is included in a partial circuit of the first branch, which partial circuit forms a constant current source for the thermistor. This causes the current flowing through the thermistor to always be constant, so that the voltage comparison by the comparator can take place in a simple manner, since the exponential behavior between temperature and resistance of the thermistor is thereby retained. This is in contrast to the device known from US patent 4,267,468 in which this exponential behavior is undesirably lost, which adversely affects the linearity.

30 In het Amerikaans octrooischrift 4.267.468 wordt een inrichting voor het meten van temperatuur beschreven die vergelijkbaar is met de onderhavige inrichting. Een belangrijk verschil vormt echter de tak van de schakeling waarin de thermistor is opgenomen. Volgens de bekende inrichting wordt een spanningsbron op de thermistor toegepast, waardoor het exponentiële gedrag verloren gaat, waardoor de inrichting volgens dit Amerikaans octrooischrift niet functioneert zoals wordt beweerd.US Patent 4,267,468 discloses a temperature measuring device similar to the present device. An important difference, however, is the branch of the circuit in which the thermistor is incorporated. According to the known device, a voltage source is applied to the thermistor, whereby the exponential behavior is lost, as a result of which the device according to this US patent does not function as claimed.

35 Ofschoon in kolom 3 vanaf regel 4 van het Amerikaanse octrooischrift 4.267.468 wordt beweerd dat de spanning over de thermistor een macht van e is, is dit niet het geval. Daarentegen wordt een constante spanningsbron (B+) over de thermistor (26) in serie met een extra weerstand (25) gebruikt als eenvoudig lineariseringsalgoritme voor thermistoren (zoals bijvoorbeeld in het Duitse ’’Offenlegungsschrift” 2.160.844 beschreven is). De spanning over de thermistor is alleen maar een eenvoudige exponent van e als de 40 stroom door de themistor onafhankelijk is van de temperatuur. Doordat de thermistorweerstand significant varieert als functie van de temperatuur is de weerstand in deze tak zelfs niet bij benadering temperatuur-onafhankelijk. Dit geldt zeker over een temperatuurbereik van 400°C: deze vereenvoudiging zou nog wel acceptabel zijn voor een schakeling op basis van een platinaweerstandsthermometer (dR/dt = 0,4%/°C) maar niet meer voor een thermistor (dR/dt = 4%/°C). Hierbij wordt uitgegaan van een eenvoudig exponen-45 tieel verband tussen temperatuur (T in kalvin) en weerstand R,h(T) van de thermistor volgens: -KK)Although column 3 from line 4 of U.S. Pat. No. 4,267,468 claims that the voltage across the thermistor is a power of e, this is not the case. In contrast, a constant voltage source (B +) across the thermistor (26) in series with an additional resistor (25) is used as a simple linearization algorithm for thermistors (as described, for example, in German Offenlegungsschrift 2,160,844). The voltage across the thermistor is only a simple exponent of e if the current through the themistor is independent of the temperature. Because the thermistor resistance varies significantly as a function of temperature, the resistance in this branch is not even approximately temperature independent. This certainly applies over a temperature range of 400 ° C: this simplification would still be acceptable for a circuit based on a platinum resistance thermometer (dR / dt = 0.4% / ° C) but no longer for a thermistor (dR / dt = 4% / ° C). This is based on a simple exponential relationship between temperature (T in calvin) and resistance R, h (T) of the thermistor according to: -KK)

Rth(T) = R0e o/Rth (T) = R0e o /

Hierin is R0 de weerstand van de thermistor bij de referentietemperatuur Tc meestal 20°C = 293,15 K. De 50 constante β is meestal van de orde 3500 K. De spanning Vth(T) die over de thermistor komt te staan is een functie van de temperatuur, de serieweerstand R25 en de voedingsspanning V(B+) volgens: ·β(τ“ΐ)Here R0 is the resistance of the thermistor at the reference temperature Tc usually 20 ° C = 293.15 K. The 50 constant β is usually of the order 3500 K. The voltage Vth (T) that is applied across the thermistor is a function of the temperature, the series resistance R25 and the supply voltage V (B +) according to: · β (τ "ΐ)

Bo« V °+ïkt, 192544 2Book V + + 192544 2

Deze relatie is als functie van de temperatuur geen eenvoudige exponent meer. Integendeel, als we voor een aantal voor de hand liggende serieweerstandswaarden (R2S) de spanning als functie van de temperatuur uitzetten, levert dat de bijgaande figuur 5 op tussen 0°C en 100°C (273,15K tot 373,15 K). Door de logaritme van die figuur te nemen wordt de non-lineariteit duidelijk van het verband tussen de uigaande 5 pulsduur en de temperatuur: bij een goed functionerend ontwerp is de pulsduur evenredig met de logaritme van de thermistorspanning. Dat is voor dezelfde waarden van R25 tussen 10 kQ en 52 kA weergegeven in bijgaande figuur 6.As a function of temperature, this relationship is no longer a simple exponent. On the contrary, if we plot the voltage as a function of temperature for a number of obvious series resistance values (R2S), the accompanying figure 5 yields between 0 ° C and 100 ° C (273.15K to 373.15K). By taking the logarithm of that figure, the non-linearity of the relationship between the outgoing pulse duration and the temperature becomes clear: in a properly functioning design, the pulse duration is proportional to the logarithm of the thermistor voltage. That is shown for the same values of R25 between 10 kQ and 52 kA in the accompanying figure 6.

Over het bereik van 0°C tot 400°C is de non-lineariteit nog veel slechter, zoals blijkt uit de temperatuur-afgeleide van de logaritme van thermistorspanning: 10 dlog(Vlh(T) _ P*R25 λ 'V ) \R0e +R25/ 15 De bewering in kolom 3, regels 10-13 van dit Amerikaans octrooischrift is niet houdbaar omdat de schakeling eerst ten dele lineariseert en vervolgens een logaritme van dit signaal neemt. Bovendien blijkt de afwijking in de afgeleide van de logaritme ongeveer 75% te zijn (zie bijgaande figuur 7) waardoor een linearisering over 400°C binnen de 5°C niet haalbaar is.Over the range from 0 ° C to 400 ° C, the non-linearity is even worse, as evidenced by the temperature derivative of the logarithm of thermistor voltage: 10 dlog (Vlh (T) _ P * R25 λ 'V) \ R0e + R25 / 15 The statement in column 3, lines 10-13 of this US patent is not tenable because the circuit first partially linearizes and then takes a logarithm of this signal. Moreover, the deviation in the derivative of the logarithm appears to be about 75% (see accompanying figure 7), so that a linearization over 400 ° C within 5 ° C is not feasible.

Om eventuele storingen die over de thermistor staan uit te middelen bevat de inrichting volgens de 20 uitvinding bij voorkeur een inverterende integrator met versterking tussen de thermistor en de vergelijker.In order to average out possible disturbances which are over the thermistor, the device according to the invention preferably comprises an inverting integrator with amplification between the thermistor and the comparator.

Wanneer een inrichting volgens de uitvinding gekenmerkt wordt doordat de lineariseringsschaketing een derde tak heeft parallel aan de eerste en tweede tak, welke derde tak voorzien is van een parallelschakeling van een zesde weerstand met een derde FET en een zevende weerstand met een vierde FET, waarbij de derde en vierde FET een complementaire karakteristiek hebben, waarbij de stuurelektrode van de derde en 25 vierde FET aan een gemenschappelijke pulsgenerator zijn aangesloten, de afvoerelektrode van de derde en de toevoerelektrode van de vierde FET aan de respectievelijke polen van de voedingsbron zijn aangesloten en de toevoerelektrode van de derde en de afvoerelektrode van de vierde FET verbonden zijn met respectievelijk de zesde en de zevende weerstand, en de zesde en de zevende weerstand verbonden zijn met een derde consensator, en van een tweede vergelijker met een eerste ingang voor de derde-30 condensatorspanning en een tweede ingang voor de instelspanning van een potentiometer die tussen de referentiespanning en aardepotentiaal is geplaatst, en een TTL-logicaeenheid heeft met een eerste ingang voor de uitgang van de eerste vergelijker en een tweede ingang voor de uitgang van de tweede vergeljker, simuleert de inrichting een contactthermometer. De uitgang van de TTL-logicaeenheid kan rechtstreeks gebruikt worden om een verwarmingseenheid voor het op constante temperatuur houden van een voorwerp 35 te sturen of om inrichtingen bedoeld om op basis van contactthermometers temperatuur te regelen aan te sturen.When a device according to the invention is characterized in that the linearization circuit has a third branch parallel to the first and second branch, the third branch comprising a parallel connection of a sixth resistor with a third FET and a seventh resistor with a fourth FET, wherein the third and fourth FET have a complementary characteristic, wherein the control electrodes of the third and fourth FET are connected to a common pulse generator, the drain of the third and the supply of the fourth FET are connected to the respective poles of the power source and the supply electrode of the third and drain electrodes of the fourth FET are connected to the sixth and seventh resistors, respectively, and the sixth and seventh resistors are connected to a third capacitor, and from a second comparator to a first input for the third -30 capacitor voltage and a second input for the setting voltage of a potentiometer placed between the reference voltage and ground potential, and having a TTL logic unit with a first input for the output of the first comparator and a second input for the output of the second comparator, the device simulates a contact thermometer. The output of the TTL logic unit can be used directly to control a heating unit for keeping an object at a constant temperature or to control devices intended to control temperature based on contact thermometers.

Enige uitvoeringsvoorbeelden van een inrichting en lineariseringsschakeling volgens de uitvinding zullen nu, bij wijze van voorbeeld, aan de hand van de figuren beschreven worden, waarin: 40 figuur 1 een diagram toont van een uitvoeringsvorm van een inrichting en lineariseringsschakeling volgens de uitvinding; figuur 2 een diagram toont van een alternatieve uitvoeringsvorm van een inrichting en lineariseringsschakeling volgens de uitvinding; figuur 3 een grafiek toont van de afhankeljikheid tussen pulslengte duur en temperatuur volgens de 45 inrichting van figuur 1; figuur 4 een diagram toont van een verdere uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding; en figuren 5, 6 en 7 een aantal grafieken tonen bij de bespreking van het Amerikaanse octrooischrift 4.267.468.Some exemplary embodiments of an apparatus and linearization circuit according to the invention will now be described, by way of example, with reference to the figures, in which: Figure 1 shows a diagram of an embodiment of an apparatus and linearization circuit according to the invention; Figure 2 shows a diagram of an alternative embodiment of a device and linearization circuit according to the invention; figure 3 shows a graph of the dependence of pulse length duration and temperature according to the device of figure 1; figure 4 shows a diagram of a further embodiment of a device according to the invention; and Figures 5, 6 and 7 show a number of graphs when discussing U.S. Patent 4,267,468.

50 In figuur 1 wordt een diagram getoond van een inrichting voor het meten van temperatuur. De inrichting bevat een lineariseringsschakeling die gevoed wordt door een stabiele voedingsbron 1 die een spanning Vref levert. Hoewel vele stabiele voedingsbronnen bekend zijn, zal de uitvinding verder beschreven worden aan de hand van een Zener-diode als stabiele voedingsbron, waarbij opgemerkt wondt dat de uitvinding niet beperkt is tot het gebruik van een Zener-diode als stabiele voedingsbron.50 Figure 1 shows a diagram of a temperature measuring device. The device includes a linearization circuit which is powered by a stable power supply 1 supplying a voltage Vref. Although many stable power sources are known, the invention will be further described with reference to a Zener diode as a stable power source, it being noted that the invention is not limited to the use of a Zener diode as a stable power source.

55 De lineariseringsschakeling bevat een eerste tak A met een thermistor 2 met een temperatuur-afhankelijke weerstand R,.The linearization circuit includes a first branch A with a thermistor 2 with a temperature-dependent resistor R1.

Een thermistor is een thermisch gevoelige halfgeleider op basis van keramiek. In tegenstelling tot 3 192544 metalen weerstanden heeft de weerstand van een thermistor een negatieve temperatuurcoëfficiënt. Dit daar er in een halfgeleider meer geleidingselektronen vrijkomen naarmate de temperatuur stijgt. De temperatuur-weerstandrelatie heeft onderstaande vorm:A thermistor is a thermally sensitive semiconductor based on ceramic. Unlike 3 192544 metal resistors, the resistance of a thermistor has a negative temperature coefficient. This is because more conducting electrons are released in a semiconductor as the temperature increases. The temperature-resistance relationship has the following form:

Hierin zijn: R, = weerstand bij bepaalde temperatuur T in K. [Ω] R0 = stroomloze weerstand bij temperatuur TQ [Ω] 10 β = kalibratiecoëfficiënt [K]Herein are: R, = resistance at certain temperature T in K. [Ω] R0 = currentless resistance at temperature TQ [Ω] 10 β = calibration coefficient [K]

De kalibratiecoëfficiënt β heeft in het algemeen een waarde tussen 3000 en 4000 K. De weerstand daalt dan ongeveer 4%/K.The calibration coefficient β generally has a value between 3000 and 4000 K. The resistance then decreases about 4% / K.

De lineariseringsschakeling bevat verder een tweede tak B parallel aan de eerste tak A waarin een 15 eerste condensator 3 met capaciteit C1, is opgenomen. Tussen de op· en ontlaadstroom lc en de spanning Vc over de eerste condensator 3 geldt: U-C'·^ (3The linearization circuit further includes a second branch B parallel to the first branch A in which a first capacitor 3 with capacitance C1 is included. Between the charging and discharging current lc and the voltage Vc across the first capacitor 3 holds: U-C '· ^ (3

De tweede tak B is verder voorzien van een parallelschakeling van een eerste weerstand 4 met 20 weerstand R1, met een eerste veldeffect transistor (FET) 5 en een tweede weerstand 6, met weerstand R2 met een tweede FET 7. De eerste en tweede FET (5, 7) hebben een complementaire karakteristiek.The second branch B further comprises parallel connection of a first resistor 4 with resistor R1, with a first field effect transistor (FET) 5 and a second resistor 6, with resistor R2 with a second FET 7. The first and second FET ( 5, 7) have a complementary characteristic.

Elke veld-effecttransistor (FET) heeft een toevoerelektrode, hierna ook wel aangeduid als source (negatief), een afvoerelektrode, hierna ook wel aangeduid als drain (positief) en een stuurelektrode, hierna ook wel aangeduid als gate (stuurspanning). Afhankelijk van de spanning van de gate zal de FET stroom 25 van de drain naar de source geleiden. De gate van elke FET (5, 7) is aan een gemeenschappelijke pulsgenerator 3 aangesloten, die bijvoorbeeld een blokspanning afgeeft. Bijvoorbeeld wordt als pulsgenerator een functiegenerator gebruikt. De drain van de eerste FET (5) en de source van de tweede FETEach field effect transistor (FET) has a supply electrode, hereinafter also referred to as source (negative), a drain electrode, hereinafter also referred to as drain (positive), and a control electrode, hereinafter also referred to as gate (control voltage). Depending on the voltage of the gate, the FET will conduct current from the drain to the source. The gate of each FET (5, 7) is connected to a common pulse generator 3, which supplies, for example, a block voltage. For example, a function generator is used as a pulse generator. The drain of the first FET (5) and the source of the second FET

(7) worden aan respectievelijke polen van de voedingsbron (1) aangesloten, waarbij in dit geval de min-pool aan aarde ligt. De source van de eerste FET (5) en de drain van de tweede FET (7) zijn met respectievelijk 30 weerstand 4 en 6 verbonden, welke weerstanden 4, 6 op hun beurt de eerste condensator 3 zijn veibonden.(7) are connected to respective poles of the power supply (1), in this case the minus pole is grounded. The source of the first FET (5) and the drain of the second FET (7) are connected to resistors 4 and 6, respectively, which resistors 4, 6 in turn are the first capacitor 3.

Wanneer de ingangen (gates) van de FET’s 5, 7 hoog zijn, dan geleidt de eerste FET 5 en spert de tweede FET 7, waardoor de eerste condensator 3 zich zal opladen tot Vrel. Wanneer de ingangen van de FETs, 5, 7 laag zijn, ontlaadt de eerste condensator 3 via tweede weerstand 6 en tweede FET 7. Als wij aannemen dat de weerstand van de tweede FET 7 bij geleiding RF is dan geldt tijdens het ontladen van de 35 stroom lc: I - Vcft) (3) c “ R2 + RfWhen the inputs (gates) of the FETs 5, 7 are high, the first FET 5 conducts and the second FET 7 blocks, causing the first capacitor 3 to charge to Vrel. When the inputs of the FETs, 5, 7 are low, the first capacitor 3 discharges through second resistor 6 and second FET 7. If we assume that the resistance of the second FET 7 at conduction is RF, then during the discharge of the 35 current lc: I - Vcft) (3) c "R2 + Rf

Uit de vergelijkingen (2) en (3) volgt een differentiaalvergelijking met als oplossing: 40 Vc(t) = Vref · e(Cl · (R2 + RF)) <4)From equations (2) and (3) follows a differential equation with the solution: 40 Vc (t) = Vref · e (Cl · (R2 + RF)) <4)

De eerste tak A bevat een deelschakeling waarin de thermistor 2 is opgenomen, welke deelschakeling een constante stroombron voor de thermistor vormt.The first branch A contains a sub-circuit in which the thermistor 2 is included, which sub-circuit forms a constant current source for the thermistor.

In figuur 1 wordt deze deelschakeling gevormd door een tweedraadsysteem, waarbij een eerste 45 operationele versterker 9 via de thermistor 2 negatief teruggekoppeld is en een derde weerstand 10 met weerstand R3 tussen de voedingsbron 1 en de negatieve ingang van 9 gekoppeld is. Bij voorkeur vertoont de operationele versterker 9 een hoge ingangsweerstand resulterend in een lage ingangstroom.In figure 1 this sub-circuit is formed by a two-wire system, wherein a first 45 operational amplifier 9 is negatively fed back via thermistor 2 and a third resistor 10 with resistor R3 is coupled between the power source 1 and the negative input of 9. Preferably, the operational amplifier 9 exhibits a high input resistance resulting in a low input current.

In figuur 2 wordt deze deelschakeling gevormd door het vierdraadsysteemequivalent van figuur 1 teneinde althans grotendeels te compenseren voor temperatuursafhankelijkheid van de geleidingsdraden.In Figure 2, this sub-circuit is formed by the four-wire system equivalent of Figure 1 in order to at least largely compensate for temperature dependence of the lead wires.

50 De eerste operationiele versterker 9 zal het verschil over zijn ingangen versterken met een factor die in de buurt van 10s ligt. Door negatieve terugkoppeling over de thermistor 2 zal de eerste operationele versterker 9 zijn ingangen aan elkaar gelijk willen sturen. Daar in dit geval de plus-ingang aan aarde ligt zal de min-ingang ook naar aardepotentiaal gestuurd worden. Door nu de versteiking van de eerste operationele versterker 9 op oneindig te stellen, is de deelschakeling als een stroombron met stroom V^f/RS te 55 interpreteren als de leidingweerstanden naar de thermistor verwaarloosd worden. Daar de min-ingang als virtuele aarde dient zal de uitgang van de eerste operationele versterker 9 een spanning Vure staan die evenredig is met de weerstand van de thermistor 2: 192544 4 νΛ·.> (5)50 The first operational amplifier 9 will amplify the difference across its inputs by a factor close to 10s. Due to negative feedback across thermistor 2, the first operational amplifier 9 will want to control its inputs equally. Since in this case the plus input is to earth, the minus input will also be sent to earth potential. By now setting the choke of the first operational amplifier 9 to infinity, the dividing circuit can be interpreted as a current source with current Vf / RS if the line resistances to the thermistor are neglected. Since the minus input serves as virtual earth, the output of the first operational amplifier 9 will have a voltage Vure proportional to the resistance of the thermistor 2: 192544 4 νΛ ·.> (5)

Teneinde eventuele storingen die over de thermistor 2 staan uit te middelen bevat de eerste tak A na de 5 thermistor een inverterende integrator met versterking. In de beschreven uitvoeringsvormen wordt de inverterende integrator gevormd door een tweede operationele versterker 11 bij voorkeur met een hoge ingangsweerstand, een vijfde weerstand 12 met weerstand Rs en een tweede condensator 13 met capaciteit C2. Tussen de thermistor 2 en de inverterende integrator is een vierde weerstand 14 met een weerstand R4 geschakeld, waarbij de vierde weerstand 14 samen met de vijfde weerstand de gelijkstroom-versterkings-10 factor van de deelschakeling rond de operationele versterker 11 bepaalt.In order to average out any disturbances which may be on the thermistor 2, the first branch A after the thermistor contains an inverting integrator with amplification. In the described embodiments, the inverting integrator is formed by a second operational amplifier 11, preferably with a high input resistance, a fifth resistor 12 with resistor Rs and a second capacitor 13 with capacitance C2. A fourth resistor 14 with a resistor R4 is connected between the thermistor 2 and the inverting integrator, the fourth resistor 14 together with the fifth resistor determining the DC amplification factor of the dividing circuit around the operational amplifier 11.

De elektronische werking rond de tweede operationele versterker 11 is analoog aan die rond de eerste operationele versterker 9. Wanneer wij de versterking van de tweede operationele versterker 11 als oneindig groot veronderstellen dan levert de uitgang van de tweede operationele versterker 11 een spanning: 15 (6)The electronic operation around the second operational amplifier 11 is analogous to that around the first operational amplifier 9. If we assume the amplification of the second operational amplifier 11 to be infinitely large, the output of the second operational amplifier 11 supplies a voltage: 15 (6 )

Hieruit volgt dat Vujni lineair is met de weerstand R,. De weerstandswaarden R4 en R5 bepalen het temperatuurbereik van de inrichting, en zijn bij voorkeur van hetzelfde tyupe, daar zij dezelfde temperatuur-coëfficiënt dienen te hebben.It follows that Vujni is linear with the resistor R 1. The resistance values R4 and R5 determine the temperature range of the device, and are preferably of the same type, since they should have the same temperature coefficient.

20 De lineariseringsschakeiing bevat verder een eerste spanningsvergelijker 15 met een eerste ingang voor de thermistorspanning Vujn1 (vergelijking 6) verbonden aan de eerste tak A en met een tweede ingang voor de eerste condensatorspanning Vc(t) (vergelijking (4)).The linearization circuit further includes a first voltage comparator 15 with a first input for the thermistor voltage Vujn1 (equation 6) connected to the first branch A and with a second input for the first capacitor voltage Vc (t) (equation (4)).

De eerste spanningsvergelijker 15 zal een ”1” afgeven zolang de spanning van de eerste condensator 3 groter is dan de spanning van de eerste tak A en slaat om wanner beide spanningen gelijk zijn. De tijd die 25 passeert tussen het omschakelen van de tweede FET 7 en het omslaan van de spanningsvergelijker 15 geeft een pulslengte aan het uitgangssignaal van de vergelijker 15, die de meetparameter voor de temperatuur verschaft.The first voltage comparator 15 will output a "1" as long as the voltage of the first capacitor 3 is greater than the voltage of the first branch A and turns around when both voltages are equal. The time passing between switching the second FET 7 and switching the voltage comparator 15 gives a pulse length to the output of comparator 15, which provides the temperature measurement parameter.

De uiteindelijke pulslengte t wordt bepaald door vergelijking (1) in vergelijking (6) in te vullen en met vergelijking (4) te combineren.The final pulse length t is determined by filling in equation (1) in equation (6) and combining it with equation (4).

30 Dit resulteert in: t = l<! - Kj, In (K3 · e ~K4 + (7) waarin K1( K2, K3, K4 en Kg constanten zijn.30 This results in: t = l <! - Kj, In (K3e ~ K4 + (7) where K1 (K2, K3, K4 and Kg are constants.

35 In vereenvoudigde vorm luidt vergelijking (7): t-A-f (8) waarin A en B constanten zijn.35 In simplified form, equation (7) is: t-A-f (8) in which A and B are constants.

40 Met andere woorden is de pulslengte lineair in 1/T. In figuur 3 is deze berekende lineaire relatie weergegeven door de ononderbroken lijn.In other words, the pulse length is linear in 1 / T. In Figure 3, this calculated linear relationship is represented by the solid line.

De lineariteit van de schakeling is ook in de praktijk gebleken. Het in figuur 3 door een stippellijn getoonde nagenoeg lineaire verloop over een bereik van ongeveer 0° tot 100°C is verkregen door voor de elektronische componenten de volgende waarden te gebruiken: 45 R1 = 1 k Ω (niet kritisch)The linearity of the circuit has also been found in practice. The almost linear course shown in dotted line in Figure 3 over a range of about 0 ° to 100 ° C is obtained by using the following values for the electronic components: 45 R1 = 1 k Ω (not critical)

R2 = 33 k Ω met een temperatuuicoëfficiënt van de weerstand beter dan 1,5 ppm/KR2 = 33 k Ω with a resistance temperature coefficient better than 1.5 ppm / K

R3 = 100 k Ω R4 = 100 k Ω (niet kritisch) R5 = 100 k Ω (niet kritisch) 50 C1 = 2 * 10 pF parallel (polyester condensator) C2 = 6,8 pF (tantaal, niet kritisch) T1 = BS250 (niet kritisch) T2 = BU711 (geleidingsweerstand 40 m Ω)R3 = 100 k Ω R4 = 100 k Ω (non critical) R5 = 100 k Ω (non critical) 50 C1 = 2 * 10 pF parallel (polyester capacitor) C2 = 6.8 pF (tantalum, non critical) T1 = BS250 (not critical) T2 = BU711 (conductivity 40 m Ω)

Vergelijker 15 = versterkingsfactor tussen 40 en 200 V/mV: 0(105) 55 Operationele versterkers 9 en 11 = FET-ingangen voor verwaarloosde ingangsstroom, en laag ruisniveauComparator 15 = Gain between 40 and 200 V / mV: 0 (105) 55 Operational Amplifiers 9 and 11 = FET inputs for neglected input current, and low noise level

Thermistor 2 = 20 k Ω bij 20°C; voorafgaand aan kalibratie gedurende 10 weken verouderd bij 90°CThermistor 2 = 20 k Ω at 20 ° C; aged for 10 weeks at 90 ° C prior to calibration

5 1925445 192544

Spanningsbron 1 = maximale spanningsvanatie van 50 ppm per 1000 uur en temperatuurcoefficiënt van de spanning van 5 ppm/K.Voltage source 1 = maximum voltage change of 50 ppm per 1000 hours and temperature coefficient of the voltage of 5 ppm / K.

Met de bovengenoemde waarden, nemen de constanten A en B van vergelijking (8) respectievelijk de waarden 8,73 en 2310 aan.With the above values, the constants A and B of equation (8) assume the values 8.73 and 2310, respectively.

5 Wanneer de aldus opgewerkte pulslengte, in dit geval maximaal 2 seconden, van de vergelijker 15 gemeten wordt met een voor tijdmeting, normaal gebruikelijke resolutie van 1 ps wordt een meet-nauwkeurigheid van beter dan 1 mK gehaald bij eenstabiliteit van ten minste een paar maanden. Deze nauwkeurigheid is aanzienlijk beter dan bij de bekende inrichtingen in dezelfde prijsklasse voor het meten van temperatuur gebaseerd op thermistoren.When the pulse length thus worked up, in this case a maximum of 2 seconds, of the comparator 15 is measured with a time measurement, normally customary resolution of 1 ps, a measuring accuracy of better than 1 mK is obtained with a stability of at least a few months. . This accuracy is considerably better than with the known devices in the same price range for measuring temperature based on thermistors.

10 De bovengegeven waarden zijn uitsluitend bij wijze van voorbeeld gegeven, en afhankelijk van het gewenste meetbereik en meetnauwkeurigheid kunnen de waarden naar wens ingesteld worden.10 The above values are given by way of example only, and depending on the desired measuring range and measuring accuracy, the values can be set as desired.

Vanwege een zo hoog mogelijke temperatuurstabiliteit zijn bij voorkeur de eerste condensator, de tweede weerstand, de derde weerstand en de tweede FET temperatuurstabiel. De waarde van de eerste weerstand wordt bij voorkeur zodanig gekozen dat gedurende het geleiden van de eerste FET de eerste condensator 15 volledig opgeladen wordt, en de voedingsbron niet te veel belast wordt. Teneinde een voor meting geschikte korte ontladingsduur van de eerste keur een hoog veimogen FET, daar de geleidingsweerstand van deze FETs klein is.Because of the highest possible temperature stability, the first capacitor, the second resistor, the third resistor and the second FET are preferably temperature stable. The value of the first resistor is preferably chosen such that during the conducting of the first FET, the first capacitor 15 is fully charged, and the power source is not overloaded. In order to ensure a short discharge duration of the first color suitable for measurement, a high yielding FET, since the conductivity of these FETs is small.

De uitgang van de vergelijker 15 kan niet alleen als meetparameter voor de temperatuur dienen, maar tevens als ingang voor een regeleenheid die een pulsbreedte gemoduleerd signaal afgeeft dat direct een 20 verwarmingseenheid voor het op constante temperatuur houden van een voorwerp kan sturen.The output of the comparator 15 can serve not only as a temperature measuring parameter, but also as an input to a control unit which outputs a pulse width modulated signal which can directly control a heating unit for keeping an object at a constant temperature.

In figuur 4 is een uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding weergegeven die een dergelijke regeleenheid voor het direct sturen van een verwarmingseenheid vervangt. Deze uitvoerinsgvorm bevat een derde tak C en een TTL logicaeenheid 15". De derde tak C is analoog aan de tweede tak B en bevat een pulsgenerator 8' die gelijk is aan pulsgenerator 8, een derde FET 5' en een zesde weerstand 4', 25 een zevende weerstand 6' en een vierde FET 7', een derde condensator 3' en een tweede vergelijker 15'. Een ingang van de vergelijker 15' is bestemd voor de condensator (3') spanning en een andere ingang van de vergelijker 15' is verbonden met de instelspanning van een potentiometer 16 die tussen de referentie-spanning 1 en aardepotentiaal is geplaatst. Doodat aan weerszijden van loper van de potentiometer 16 dezelfde temperatuurcoêfficiënt geldt, is de nauwkeurigheid van de schakeling goed. De tweede vergelijker 30 15' levert een tijdpuls af die logisch vergeleken wordt en een 1 oplevert als de temperatuur hoger is dan de instelspanning en een logische nul als de omgekeerde situatie zich voordoet.Figure 4 shows an embodiment of a device according to the invention which replaces such a control unit for directly controlling a heating unit. This output form includes a third branch C and a TTL logic unit 15 ". The third branch C is analogous to the second branch B and includes a pulse generator 8 'equal to pulse generator 8, a third FET 5' and a sixth resistor 4 ', 25 a seventh resistor 6 'and a fourth FET 7', a third capacitor 3 'and a second comparator 15' An input of the comparator 15 'is for the capacitor (3') voltage and another input of the comparator 15 "is connected to the bias voltage of a potentiometer 16 placed between the reference voltage 1 and ground potential. Since the same temperature coefficient applies on either side of the runner of the potentiometer 16, the accuracy of the circuit is good. The second comparator 30" a time pulse that is logically compared and produces a 1 if the temperature is higher than the set voltage and a logic zero if the inverse situation occurs.

Een alternatief voor deze derde tak C vormen commercieel verkrijgbare programmerbare timer/counters die gebaseerd zijn op kristaloscillatoren met transistoroutput.An alternative to this third branch C are commercially available programmable timer / counters based on crystal oscillators with transistor output.

In beide gevallen zijn er dus twee pulsen waarbij het instelpunt vertaald is in een eerste puls (A) met 35 lengte evenredig met de in te stellen temperatuur, die vergeleken moet worden met de lengte van de temperatuurafhankelijke tweede puls die de eerste vergelijker 15 afgeeft. Is de eerste puls langer dan de tweede puls (B), dan moet de temperatuur hogen de schakeling geeft een logische 1 af, en andersom. Dit is te realiseren door middel van een TTL-logicaeenheid 17 met de functionaliteit van (A XOR B) AND B. Dit is dezelfde logische schakeling als nodig om de functionaliteit van een contact-thermometer te simuleren: 40 temperatuur noger dan contact, schakeling ligt aan aarde (logische 0), temperatuur lager dan geen contact (logische 1).Thus, in both cases there are two pulses where the set point is translated into a first pulse (A) of length proportional to the temperature to be set, which is to be compared to the length of the temperature-dependent second pulse that the first comparator 15 delivers. If the first pulse is longer than the second pulse (B), the temperature must rise, the circuit gives a logic 1, and vice versa. This can be achieved by means of a TTL logic unit 17 with the functionality of (A XOR B) AND B. This is the same logic circuit as necessary to simulate the functionality of a contact thermometer: 40 temperature even more than contact, circuit is to ground (logic 0), temperature lower than no contact (logic 1).

De inrichting van figuur 4 is dus te vergelijken met een contactthermometer, en de uitgang van TTL logicaeenheid 17 kan direct gebruikt wonden om een verwarmingseenheid te sturen.The arrangement of Figure 4 is thus comparable to a contact thermometer, and the output of TTL logic unit 17 can directly use wounds to control a heating unit.

Hoewel de inrichting volgens de uitvinding beschreven aan de hand van de gegeven voorbeelden al een 45 voldoend lineair verloop tussen pulslengte en de inverse van de temperatuur verschaft kan deze Ineariteit door bijvoorbeeld geschikte software verbeterd worden. Een andere manier om de schakeling nog meer te iineariseren is door de aarde van de ontladende condensator 3 op te tillen naar een spanning k'V^,. De optimale lineariteit wordt verkregen door de k-afhankelijke afgeleide dt/dT bij 270 K gelijk te stellen aan die van 350 K. De basisspanning van de condensator 3 zou dan -0,018Vre, zijn in plaats van 0. In figuur 3 is 50 de oorspronkelijke relatie samen met de gelineariseerde (onderbroken lijn) weergegeven. De grootte van de componenten zijn hier zo gekozen dat de maximale pulslengte 2 seconden bedraagt. De waaiden van de componenten zijn hierbij zoals boven aangegeven.Although the device according to the invention described on the basis of the examples given already provides a sufficiently linear variation between pulse length and the inverse of the temperature, this Inearity can be improved by, for example, suitable software. Another way to linearize the circuit even more is by raising the ground of the discharging capacitor 3 to a voltage kV. The optimal linearity is obtained by equating the k-dependent derivative dt / dT at 270 K with that of 350 K. The base voltage of capacitor 3 would then be -0.018Vre, instead of 0. In Figure 3, 50 is the original relationship along with the linearized (dashed line). The size of the components is chosen here so that the maximum pulse length is 2 seconds. The ranges of the components are as indicated above.

Claims

192544 6

1. Temperature measuring device comprising a linearization circuit, a stable power source for powering the linearization circuit, said linearization circuit having a first branch including a thermistor exhibiting an exponential behavior between temperature and resistance, a second branch parallel to the first branch, in which second branch is included a first capacitor having an exponential behavior between discharge voltage and time upon discharge, the exponential behaves of theimistor and first capacitor having the same magnitude, and of a first comparator connected to a first input for the thenmistor voltage on the first branch and with a second input for the first capacitor voltage, characterized in that the thermistor is included in a partial circuit of the first branch, which partial circuit forms a constant current source for the thermistor.

Device according to claim 1, characterized in that the sub-circuit is a four-wire system.

3. Device according to claim 1, characterized in that the dividing circuit is formed by a first operational amplifier which has negative feedback via the thermistor and a third resistor on the side of the power source.

Device according to claim 3, characterized in that the third resistance is temperature stable.

Device according to any one of claims 1 to 4, characterized in that the first branch between the thermistor and the comparator contains an inverting integrator with amplification.

6. Device as claimed in claim 5, characterized in that the first branch between the thermistor and the integrator 20 contains a fourth resistor and the integrator is built up from a second operational amplifier which has negative feedback via a parallel connection of a fifth resistor and a second capacitor. is.

Device according to any one of the preceding claims, characterized in that the linearization circuit has a third branch parallel to the first and second branch, the third branch comprising a parallel connection of a sixth resistor with a third FET and a seventh resistor with a fourth FET, the third and fourth FET having a complementary characteristic, with the control electrodes of the third and fourth FET connected to a common pulse generator, the drain electrode of the third and the supply electrode of the fourth FET at the respective poles of the power source are connected and the supply electrode of the third and the discharge electrode of the fourth FET are connected to the sixth and the seventh resistors, respectively, and the sixth and the seventh resistors are connected to a third capacitor, and from a second comparator to a first input for the third * capacitor voltage and a second input of the set voltage of a potential ometer placed between the reference voltage and ground potential, and having a TTL logic unit with a first input for the output of the first comparator and a second input for the output of the second comparator.

Linearization circuit suitable for use in a device according to any one of the preceding claims. Hereby 6 sheets drawing