NL9301409A - Temperature-measuring device, and linearization circuit suitable for use in such a device - Google Patents
Temperature-measuring device, and linearization circuit suitable for use in such a device Download PDFInfo
- Publication number
- NL9301409A NL9301409A NL9301409A NL9301409A NL9301409A NL 9301409 A NL9301409 A NL 9301409A NL 9301409 A NL9301409 A NL 9301409A NL 9301409 A NL9301409 A NL 9301409A NL 9301409 A NL9301409 A NL 9301409A
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- fet
- branch
- thermistor
- resistor
- capacitor
- Prior art date
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
- G01K7/16—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements
- G01K7/22—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor
- G01K7/24—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor in a specially-adapted circuit, e.g. bridge circuit
- G01K7/25—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor in a specially-adapted circuit, e.g. bridge circuit for modifying the output characteristic, e.g. linearising
Abstract
Description
Inrichting voor het meten van temperatuur en linearise-ringsschakelina geschikt voor toepassina in een deraeliike inrichtingDevice for measuring temperature and linearization circuit suitable for use in a third-party device
De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een inrichting voor het meten van temperatuur, bevattende een lineariseringsschakeling, een stabiele voedingsbron voor het voeden van de lineariser ingsschakeling, welke lineariseringsschakeling een eerste tak heeft bevattende een thermistor die een exponentieel gedrag tussen temperatuur en weerstand vertoont.The present invention relates to a temperature measuring device comprising a linearization circuit, a stable power source for powering the linearization circuit, said linearization circuit having a first branch comprising a thermistor exhibiting an exponential behavior between temperature and resistance.
De onderhavige uitvinding heeft tevens betrekking op een lineariseringsschakeling voor toepassing in een dergelijke inrichting.The present invention also relates to a linearization circuit for use in such an apparatus.
Een inrichting van de in de aanhef genoemde soort is bekend uit het artikel "A simple wide-range thermistor thermometer" in J. Phys. E: Sci. Instrum. 19 (1986) bladzijden 787-789 van M.A. Player. Hierin is de thermistor in een netwerk met speciaal geschakelde brug van Wheatstone opgenomen, met geschakelde waarden zo dat, voor elke 10 °C deelbereik, zowel de netwerkuitgang bij de centrale temperatuur van het deelbereik, als de tempera-tuurgevoeligheid, vaste waarden hebben. Door een groot aantal deelbereiken kan gecompenseerd worden voor de sterke niet-lineariteit in de functionele afhankelijkheid van de thermistorweerstand van de temperatuur.A device of the type mentioned in the opening paragraph is known from the article "A simple wide-range thermistor thermometer" in J. Phys. E: Sci. Instrum. 19 (1986) pages 787-789 of M.A. Player. This incorporates the thermistor into a Wheatstone specially switched bridge network, with switched values such that, for each 10 ° C subrange, both the network output at the central temperature of the subrange and the temperature sensitivity have fixed values. A large number of partial ranges make it possible to compensate for the strong non-linearity in the functional dependence of the thermistor resistance on the temperature.
Op deze manier kan een directe temperatuuruitlezing met een nauwkeurigheid van beter dan 0,5°C over een bereik van 0-100°C gecombineerd worden met de meer gebruikelijke thermistorfunctie van het verschaffen van een gevoelige aanwijzing van kleine temperatuurvariaties. Hoewel een temperatuurstabiliteit van een paar millikelvin over langere tijd hiermee bereikbaar lijkt, is een nadeel van deze inrichting het grote aantal weerstanden verbonden met de deelbereikschakeling.In this way, a direct temperature reading with an accuracy of better than 0.5 ° C over a range of 0-100 ° C can be combined with the more common thermistor function of providing sensitive indication of small temperature variations. Although a temperature stability of a few millikelvin seems to be achievable with this over a longer period of time, a drawback of this device is the large number of resistors connected to the partial range circuit.
Het is onder meer een doel van de uitvinding een inrichting voor het meten van temperatuur te verschaffen waarbij dit nadeel opgeheven wordt. Het is een verder doel van de uitvinding een inrichting voor het meten van temperatuur te verschaffen met een nauwkeurigheid van zelfs kleiner dan 1 mK.It is, inter alia, an object of the invention to provide an apparatus for measuring temperature in which this drawback is eliminated. It is a further object of the invention to provide a temperature measuring device with an accuracy of even less than 1 mK.
Hiertoe wordt een inrichting van de in de aanhef genoemde soort volgens de uitvinding gekenmerkt doordat de linearingsschakeling verder voorzien is van een tweede tak parallel aan de eerste tak, in welke tweede tak een eerste condensator is opgenomen met een bij ontlading exponentieel gedrag tussen ontladingspanning en tijd, waarbij de exponentiële gedragen van thermistor en eerste condensator dezelfde orde van grootte hebben, en van een eerste vergelijker met een eerste ingang voor de thermis-torspanning verbonden aan de eerste tak en met een tweede ingang voor de eerste condensatorspanning, waarbij de uitgang van de eerste vergelijker althans nagenoeg linear is met de temperatuur van de thermistor. Door het vervangen van de brug door een vergelijker als centrale component van de schakeling en het opnemen van een ontladende condensator, wiens spanning exponentieel in de tijd af-neemt, in de schakeling parallel aan de thermistor, wiens spanning exponentieel afneemt met de temperatuur, wordt de weerstand van de thermistor vergeleken met de ontlaadspan-ning van de condensator. De tijd vanaf het ontladen van de condensator tot het bereiken van de spanning over de thermistor, welk moment zeer nauwkeurig door de vergelijker wordt gedetecteerd, levert de meetparameter die sterk lineair is met de temperatuur van de thermistor. Hierdoor is er geen behoefte aan een groot aantal electrische componenten voor het compenseren van de alineariteit van de thermistor. Daar bovendien de genoemde tijd veel nauwkeuriger kan worden gemeten dan de spanning kan een meet-nauwkeurigheid van beter dan 1 mK bereikt worden.To this end, a device of the type mentioned in the preamble according to the invention is characterized in that the linearization circuit further comprises a second branch parallel to the first branch, in which second branch a first capacitor is incorporated with an exponential behavior between discharge voltage and time upon discharge. the exponential behaves of the thermistor and the first capacitor having the same magnitude, and of a first comparator having a first input for the thermistor voltage connected to the first branch and with a second input for the first capacitor voltage, the output of the the first comparator is at least substantially linear with the temperature of the thermistor. By replacing the bridge with a comparator as the central component of the circuit and incorporating a discharging capacitor, whose voltage decreases exponentially over time, in the circuit parallel to the thermistor, whose voltage decreases exponentially with temperature, the resistance of the thermistor compared to the discharge voltage of the capacitor. The time from the discharge of the capacitor until the voltage across the thermistor, which moment is very accurately detected by the comparator, provides the measurement parameter that is highly linear with the temperature of the thermistor. This eliminates the need for a large number of electrical components to compensate for the thermistor's linearity. Moreover, since the said time can be measured much more accurately than the voltage, a measuring accuracy of better than 1 mK can be achieved.
Een bevoorkeurde uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding wordt gekenmerkt doordat de tweede tak voorzien is van een parallelschakeling van een eerste weerstand met een eerste FET en een tweede weerstand met een tweede FET, waarbij de eerste en tweede FET een complementaire karakteristiek hebben, waarbij de gate van elke FET aan een gemeenschappelijke pulsgenerator is aangesloten, de drain van de eerste en de source van de tweede FET aan de respectievelijke polen van de voedingsbron zijn aangesloten, en de source van de eerste en de drain van de tweede FET verbonden zijn met hun bijbehorende weerstand, en dat de weerstanden met de condensator verbonden zijn. Hierdoor wordt het op- en ontladen van de eerste condensator op nauwkeurige wijze geregeld waarbij de duur van op- en ontladen de meetduur voor het meten van de temperatuur van de thermistor bepaalt.A preferred embodiment of a device according to the invention is characterized in that the second branch comprises a parallel connection of a first resistor with a first FET and a second resistor with a second FET, the first and second FET having a complementary characteristic, the gate of each FET is connected to a common pulse generator, the drain of the first and the source of the second FET are connected to the respective poles of the power source, and the source of the first and the drain of the second FET are connected to their associated resistor, and that the resistors are connected to the capacitor. Hereby, the charging and discharging of the first capacitor is accurately controlled, with the duration of charging and discharging determining the measurement time for measuring the temperature of the thermistor.
Een bevoorkeurde uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding wordt gekenmerkt doordat de thermistor in een deelschakeling van de eerste tak is opgenomen, welke deelschakeling een constante stroombron voor de thermistor vormt. Hierdoor wordt veroorzaakt dat de stroom die door de thermistor loopt steeds constant is, waardoor de spanningsvergelijking door de vergelijker op eenvoudige wijze kan plaatsvinden.A preferred embodiment of a device according to the invention is characterized in that the thermistor is included in a partial circuit of the first branch, which partial circuit forms a constant current source for the thermistor. This causes the current flowing through the thermistor to always be constant, so that the voltage comparison by the comparator can take place in a simple manner.
Om eventuele storingen die over de thermistor staan uit te middelen bevat de inrichting volgens de uitvinding bij voorkeur een inverterende integrator met versterking tussen de thermistor en de vergelijker.The device according to the invention preferably comprises an inverting integrator with amplification between the thermistor and the comparator in order to average out any disturbances which may be present over the thermistor.
Wanneer een inrichting volgens de uitvinding gekenmerkt wordt doordat de lineariseringsschakeling een derde tak heeft parallel aan de eerste en tweede tak, welke derde tak voorzien is van een parallelschakeling van een zesde weerstand met een derde FET en een zevende weerstand met een vierde FET, waarbij de derde en vierde FET een complementaire karakteristiek hebben, waarbij de gate van de derde en vierde FET aan een gemeenschappelijke pulsgenerator zijn aangesloten, de drain van de derde en de source van de vierde FET aan de respectievelijke polen van de voedingsbron zijn aangesloten en de source van de derde en de drain van de vierde FET verbonden zijn met respectievelijk de zesde en de zevende weerstand, en de zesde en de zevende weerstand verbonden zijn met een derde condensator, en van een tweede vergelijker met een eerste ingang voor de derde-condensatorspanning en een tweede ingang voor de instelspanning van een potentiometer die tussen de referentiespanning en aardepotentiaal is geplaatst, en een TTL-logicaeenheid heeft met een eerste ingang voor de uitgang van de eerste vergelijker en een tweede ingang voor de uitgang van de tweede vergelijker simuleert de inrichting een contactthermometer. De uitgang van de TTL-logicaeenheid kan rechtstreeks gebruikt worden om een verwarmingseenheid voor het op constante temperatuur houden van een voorwerp te sturen of om inrichtingen bedoeld om op basis van contactthermometers temperatuur te regelen aan te sturen.When a device according to the invention is characterized in that the linearization circuit has a third branch parallel to the first and second branch, the third branch comprising a parallel connection of a sixth resistor with a third FET and a seventh resistor with a fourth FET, wherein the third and fourth FET have a complementary characteristic where the gate of the third and fourth FET are connected to a common pulse generator, the drain of the third and the source of the fourth FET are connected to the respective poles of the power source and the source of the third and drain of the fourth FET are connected to the sixth and seventh resistors, respectively, and the sixth and seventh resistors are connected to a third capacitor, and from a second comparator to a first input for the third capacitor voltage and a second input for the setting voltage of a potentiometer that is between the reference voltage and ground potential and has a TTL logic unit with a first input for the output of the first comparator and a second input for the output of the second comparator, the device simulates a contact thermometer. The output of the TTL logic unit can be used directly to control a heating unit for keeping an object at a constant temperature or to control devices intended to control temperature based on contact thermometers.
Enige uitvoeringsvoorbeelden van een inrichting en lineariseringsschakeling volgens de uitvinding zullen nu, bij wijze van voorbeeld, aan de hand van de figuren beschreven worden, waarin: fig. 1 een diagram toont van een uitvoeringsvorm van een inrichting en lineariseringsschakeling volgens de uitvinding; fig. 2 een diagram toont van een alternatieve uitvoeringsvorm van een inrichting en lineariseringsschakeling volgens de uitvinding; fig. 3 een grafiek toont van de afhankelijkheid tussen pulslengte duur en temperatuur volgens de inrichting van fig. 1; en fig. 4 een diagram toont van een verdere uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding.Some exemplary embodiments of an apparatus and linearization circuit according to the invention will now be described, by way of example, with reference to the figures, in which: Fig. 1 shows a diagram of an embodiment of an apparatus and linearization circuit according to the invention; Fig. 2 shows a diagram of an alternative embodiment of a device and linearization circuit according to the invention; Figure 3 shows a graph of the dependence between pulse length duration and temperature according to the device of Figure 1; and Fig. 4 shows a diagram of a further embodiment of a device according to the invention.
In fig. 1 wordt een diagram getoond van een inrichting voor het meten van temperatuur. De inrichting bevat een lineariseringsschakeling die gevoed wordt door een stabiele voedingsbron 1 die een spanning Vref levert. Hoewel vele stabiele voedingsbronnen bekend zijn, zal de uitvinding verder beschreven worden aan de hand van een Zener-diode als stabiele voedingsbron, waarbij opgemerkt wordt dat de uitvinding niet beperkt is tot het gebruik van een Zener-diode als stabiele voedingsbron.Fig. 1 shows a diagram of a temperature measuring device. The device includes a linearization circuit which is powered by a stable power supply 1 supplying a voltage Vref. Although many stable power sources are known, the invention will be further described with reference to a Zener diode as a stable power source, it being noted that the invention is not limited to the use of a Zener diode as a stable power source.
De lineariseringsschakeling bevat een eerste tak A met een thermistor 2 met een temperatuurafhankelijke weerstand R^The linearization circuit includes a first branch A with a thermistor 2 with a temperature-dependent resistor R1
Een thermistor is een thermisch gevoelige halfgeleider op basis van keramiek. In tegenstelling tot metalen weerstanden heeft de weerstand van een thermistor een negatieve temperatuurcoëfficiënt. Dit daar er in een halfgeleider meer geleidingselektronen vrijkomen naarmate de temperatuur stijgt. De temperatuur-weerstandrelatie heeft onderstaande vorm:A thermistor is a thermally sensitive semiconductor based on ceramic. Unlike metal resistors, the resistance of a thermistor has a negative temperature coefficient. This is because more conducting electrons are released in a semiconductor as the temperature increases. The temperature-resistance relationship has the following form:
Hierin zijn: R,. = weerstand bij bepaalde temperatuur T in K. [Ω] R0 = stroomloze weerstand bij temperatuur T0 [Ω] β = kalibratiecoëfficiënt [K]Herein are: R ,. = resistance at certain temperature T in K. [Ω] R0 = currentless resistance at temperature T0 [Ω] β = calibration coefficient [K]
De kalibratiecoëfficiënt β heeft in het algemeen een waarde tussen 3000 en 4000 K. De weerstand daalt dan ongeveer 4%/K.The calibration coefficient β generally has a value between 3000 and 4000 K. The resistance then decreases about 4% / K.
De lineariseringsschakeling bevat verder een tweede tak B parallel aan de eerste tak A waarin een eerste condensator 3 met capaciteit Cl, is opgenomen. Tussen de op- en ontlaadstroom Ic en de spanning Vc over de eerste condensator 3 geldt:The linearization circuit further includes a second branch B parallel to the first branch A in which a first capacitor 3 having capacitance C1 is included. Between the charge and discharge current Ic and the voltage Vc across the first capacitor 3:
De tweede tak B is verder voorzien van een parallelschakeling van een eerste weerstand 4 met weerstand Rl, met een eerste veldeffect transistor (FET) 5 en een tweede weerstand 6, met weerstand R2 met een tweede FET 7. De eerste en tweede FET (5,7) hebben een complementaire karakteristiek.The second branch B further comprises parallel connection of a first resistor 4 with resistor R1, with a first field effect transistor (FET) 5 and a second resistor 6, with resistor R2 with a second FET 7. The first and second FET (5 , 7) have a complementary characteristic.
Elke veld-effecttransistor (FET) heeft een source (negatief), een drain (positief) en een gate (stuurspanning). Afhankelijk van de spanning van de gate zal de FET stroom van de drain naar de source geleiden. De gate van elke FET (5,7) is aan een gemeenschappelijke pulsgenerator 8 aangesloten, die bijvoorbeeld een blok-spanning afgeeft. Bijvoorbeeld wordt als pulsgenerator een functiegenerator gebruikt. De drain van de eerste FET (5) en de source van de tweede FET (7) worden aan respectievelijke polen van de voedingsbron (1) aangesloten, waarbij in dit geval de min-pool aan aarde ligt. De source van de eerste FET (5) en de gate van de tweede FET (7) zijn met respectievelijk weerstand 4 en 6 verbonden, welke weerstanden 4,6 op hun beurt met de eerste condensator 3 zijn verbonden.Each field effect transistor (FET) has a source (negative), a drain (positive) and a gate (control voltage). Depending on the voltage of the gate, the FET will conduct current from the drain to the source. The gate of each FET (5,7) is connected to a common pulse generator 8, which, for example, supplies a block voltage. For example, a function generator is used as a pulse generator. The drain of the first FET (5) and the source of the second FET (7) are connected to respective poles of the power source (1), the negative pole in this case being grounded. The source of the first FET (5) and the gate of the second FET (7) are connected to resistors 4 and 6, respectively, which resistors 4,6 are in turn connected to the first capacitor 3.
Wanneer de ingangen (gates) van de FET's 5,7 hoog zijn, dan geleidt de eerste FET 5 en spert de tweede FET 7, waardoor de eerste condensator 3 zich zal opladen tot Vref. Wanneer de ingangen van de FET's, 5,7 laag zijn, waardoor de eerste condensator 3 via tweede weerstand 6 en tweede FET 7 ontlaadt. Als wij aannemen dat de weerstand van de tweede FET 7 bij geleiding RF is dan geldt tijdens het ontladen van de stroom Ic:When the inputs (gates) of the FETs 5.7 are high, the first FET 5 conducts and the second FET 7 blocks, causing the first capacitor 3 to charge to Vref. When the inputs of the FETs, 5.7 are low, the first capacitor 3 discharges through second resistor 6 and second FET 7. If we assume that the resistance of the second FET 7 is conductive RF, then during the discharge of the current Ic:
Uit de vergelijkingen (2) en (3) volgt een differentiaalvergelijking met als oplossing:From equations (2) and (3) follows a differential equation with the solution:
De eerste tak A bevat een deelschakeling waarin de thermistor 2 is opgenomen, welke deelschakeling een constante stroombron voor de thermistor vormt.The first branch A contains a sub-circuit in which the thermistor 2 is included, which sub-circuit forms a constant current source for the thermistor.
In fig. 1 wordt deze deelschakeling gevormd door een tweedraadsysteem, waarbij een eerste operationele versterker 9 via de thermistor 2 negatief teruggekoppeld is en een derde weerstand 10 met weerstand R3 tussen de voedingsbron 1 en de negatieve ingang van 9 gekoppeld is. Bij voorkeur vertoont de operationele versterker 9 een hoge ingangsweerstand resulterend in een lage ingang-stroom.In fig. 1 this sub-circuit is formed by a two-wire system, in which a first operational amplifier 9 is negatively fed back via thermistor 2 and a third resistor 10 with resistor R3 is coupled between the power source 1 and the negative input of 9. Preferably, the operational amplifier 9 exhibits a high input resistance resulting in a low input current.
In fig. 2 wordt deze deelschakeling gevormd door het vierdraadsysteemequivalent van fig. 1 teneinde althans grotendeels te compenseren voor temperatuursafhankelijk-heid van de geleidingsdraden.In FIG. 2, this sub-circuit is formed by the four-wire system equivalent of FIG. 1 to at least largely compensate for temperature dependence of the lead wires.
De eerste operationele versterker 9 zal het verschil over zijn ingangen versterken met een factor die in de buurt van 105 ligt. Door negatieve terugkoppeling over de thermistor 2 zal de eerste operationele versterker 9 zijn ingangen aan elkaar gelijk willen sturen. Daar in dit geval de plus-ingang aan aarde ligt zal de min-ingang ook naar aardepotentiaal gestuurd worden. Door nu de versterking van de eerste operationele versterker 9 op oneindig te stellen, is de deelschakeling als een stroombron met stroom Vref/R3 te interpreteren als de leiding-weerstanden naar de thermistor verwaarloosd worden. Daar de min-ingang als virtuele aarde dient zal op de uitgang van de eerste operationele versterker 9 een spanning V«lt/9 staan die evenredig is met de weerstand van de thermistor 2:The first operational amplifier 9 will amplify the difference across its inputs by a factor close to 105. Due to negative feedback across thermistor 2, the first operational amplifier 9 will want to control its inputs equally. Since in this case the plus input is to earth, the minus input will also be sent to earth potential. By now setting the gain of the first operational amplifier 9 to infinity, the dividing circuit can be interpreted as a current source with current Vref / R3 if the line resistors to the thermistor are neglected. Since the minus input serves as virtual earth, the output of the first operational amplifier 9 will have a voltage V / lt / 9 which is proportional to the resistance of the thermistor 2:
Teneinde eventuele storingen die over de thermistor 2 staan uit te middelen bevat de eerste tak A na de thermistor een inverterende integrator met versterking. In de beschreven uitvoeringsvormen wordt de inverterende integrator gevormd door een tweede operationele versterker 11 bij voorkeur met een hoge ingangsweerstand, een vijfde weerstand 12 met weerstand R5 en een tweede condensator 13 met capaciteit C2. Tussen de thermistor 2 en de inverterende integrator is een vierde weerstand 14 met een weerstand R4 geschakeld, waarbij de vierde weerstand 14 samen met de vijfde weerstand de gelijkstroom-versterkingsfactor van de deelschakeling rond de operationele versterker 11 bepaalt.In order to average out any disturbances which may be on the thermistor 2, the first branch A after the thermistor contains an inverting integrator with amplification. In the described embodiments, the inverting integrator is formed by a second operational amplifier 11, preferably with a high input resistance, a fifth resistor 12 with resistor R5 and a second capacitor 13 with capacitance C2. A fourth resistor 14 with a resistor R4 is connected between the thermistor 2 and the inverting integrator, the fourth resistor 14 together with the fifth resistor determining the DC amplification factor of the dividing circuit around the operational amplifier 11.
De electronische werking rond de tweede operationele versterker 11 is analoog aan die rond de eerste operationele versterker 9. Wanneer wij de versterking van de tweede operationele versterker 11 als oneindig groot veronderstellen dan levert de uitgang van de tweede operationele versterker 11 een spanning:The electronic operation around the second operational amplifier 11 is analogous to that around the first operational amplifier 9. If we assume the gain of the second operational amplifier 11 to be infinitely large, the output of the second operational amplifier 11 supplies a voltage:
Hieruit volgt dat Vuit/11 lineair is met de weerstand Rf.. De weerstandswaarden R4en R5 bepalen het temperatuurbereik van de inrichting, en zijn bij voorkeur van hetzelfde type, daar zij dezelfde temperatuurcoëfficiënt dienen te hebben.It follows that Vuit / 11 is linear with the resistance Rf. The resistance values R4 and R5 determine the temperature range of the device, and are preferably of the same type, since they should have the same temperature coefficient.
De lineariseringsschakeling bevat verder een eerste spanningsvergelijker 15 met een eerste ingang voor de thermistorspanning Vuit/11 (vergelijking 6) verbonden aan de eerste tak A en met een tweede ingang voor de eerste condensatorspanning Vc(t) (vergelijking (4)).The linearization circuit further includes a first voltage comparator 15 with a first input for the thermistor voltage Vout / 11 (equation 6) connected to the first branch A and with a second input for the first capacitor voltage Vc (t) (equation (4)).
De eerste spanningsvergelijker 15 zal een ”1" afgeven zolang de spanning van de eerste condensator 3 groter is dan de spanning van de eerste tak A en slaat om wanneer beide spanningen gelijk zijn. De tijd die passeert tussen het omschakelen van de tweede FET 7 en het omslaan van de spanningsvergelijker 15 geeft een pulslengte aan het uitgangssignaal van de vergelijker 15, die de meetpa-rameter voor de temperatuur verschaft.The first voltage comparator 15 will output a "1" as long as the voltage of the first capacitor 3 is greater than the voltage of the first branch A and reverses when both voltages are equal. The time passing between the switching of the second FET 7 and turning the voltage comparator 15 gives a pulse length to the output signal of the comparator 15, which provides the temperature measurement parameter.
De uiteindelijke pulslengte t wordt bepaald door vergelijking (1) in vergelijking (6) in te vullen en met vergelijking (4) te combineren.The final pulse length t is determined by filling in equation (1) in equation (6) and combining it with equation (4).
Dit resulteert in:This results in:
waarin κ1# K2, Κ3, Κ4 en Κ5 constanten zijn.where κ1 # K2, Κ3, Κ4 and Κ5 are constants.
In vereenvoudigde vorm luidt vergelijking (7):In simplified form, equation (7) reads:
waarin A en B constanten zijn.where A and B are constants.
Met andere woorden is de pulslengte linear in 1/T. In fig. 3 is deze berekende lineaire relatie weergegeven door de ononderbroken lijn.In other words, the pulse length is linear in 1 / T. In Fig. 3, this calculated linear relationship is shown by the solid line.
De lineariteit van de schakeling is ook in de praktijk gebleken. Het in fig. 3 door een stippellijn getoonde nagenoeg lineare verloop over een bereik van ongeveer 0° tot 100°C is verkregen door voor de elektronische componenten de volgende waarden te gebruiken: R1 = 1 k Ω (niet kritisch) R2 = 33 k Ω VISHAY type S102K met een temperatuur-R3 = 100 k Ω coëfficiënt van de weerstand beter danThe linearity of the circuit has also been found in practice. The almost linear progression shown in dotted line in Fig. 3 over a range of about 0 ° to 100 ° C is obtained by using the following values for the electronic components: R1 = 1 k Ω (not critical) R2 = 33 k Ω VISHAY type S102K with a temperature R3 = 100 k Ω coefficient of resistance better than
1,5 ppm/K1.5 ppm / K
R4 = 100 k Ω (niet kritisch) R5 = 100 k Ω (niet kritisch)R4 = 100 k Ω (non-critical) R5 = 100 k Ω (non-critical)
Cl = 2 * 10 |iF parallel (polyester condensator ERO) C2 = 6,8 μΐ (tantaal, niet kritisch)Cl = 2 * 10 | iF parallel (polyester capacitor ERO) C2 = 6.8 μΐ (tantalum, not critical)
Tl = BS250 (Siliconix, niet kritisch) T2 = BU711 (geleidingsweerstand 40 m Ω)Tl = BS250 (Siliconix, not critical) T2 = BU711 (conductivity 40 m Ω)
Vergelijker 15 = LM311; Texas Instruments: versterkings- factor tussen 40 en 200 V/mV: 0(105)Comparator 15 = LM311; Texas Instruments: amplification factor between 40 and 200 V / mV: 0 (105)
Operationele versterker 9 = OPA 111 Burr Brown: FET-ingangen voorOperational amplifier 9 = OPA 111 Burr Brown: Front FET inputs
Operationele verwaarloosbare ingangstroom, en laag versterker 11 = ruisniveauOperational negligible input current, and low amplifier 11 = noise level
Thermistor 2 = 20 k Ω bij 20°C; Fenwal Electronics Ine.Thermistor 2 = 20 k Ω at 20 ° C; Fenwal Electronics Ine.
voorafgaand aan kalibiatie gedurende 10 weken verouderd bij 90°Caged for 10 weeks at 90 ° C prior to calibration
Spanningsbron 1= REF.01:10V ; Burr Brown, maximale span- ningsvariatie van 50 ppm per 1000 uur en temperatuurcoëfficiënt van de spanning van 5 ppm/K.Voltage source 1 = REF.01: 10V; Burr Brown, maximum voltage variation of 50 ppm per 1000 hours and voltage temperature coefficient of 5 ppm / K.
Met de bovengenoemde waarden, nemen de constanten A en B van vergelijking (8) respectievelijk de waarden 8,73 en 2310 aan.With the above values, the constants A and B of equation (8) assume the values 8.73 and 2310, respectively.
Wanneer de aldus opgewekte pulslengte, in dit geval maximaal 2 seconden, van de vergelijker 15 gemeten wordt met een voor tijdmeting, normaal gebruikelijke resolutie van 1 με wordt een meetnauwkeurigheid van beter dan 1 mK gehaald bij een stabiliteit van tenminste een paar maanden. Deze nauwkeurigheid is aanzienlijk beter dan bij de bekende inrichtingen in dezelfde prijsklasse voor het meten van temperatuur gebaseerd op thermistoren.When the pulse length thus generated, in this case a maximum of 2 seconds, of the comparator 15 is measured with a time measurement, normally customary resolution of 1 με, a measurement accuracy of better than 1 mK is obtained with a stability of at least a few months. This accuracy is considerably better than with the known devices in the same price range for measuring temperature based on thermistors.
De bovengegeven waarden zijn uitsluitend bij wijze van voorbeeld gegeven, en afhankelijk van het gewenste meetbereik en meetnauwkeurigheid kunnen de waarden naar wens ingesteld worden.The above values are given by way of example only, and depending on the desired measuring range and measuring accuracy, the values can be set as desired.
Vanwege een zo hoog mogelijke temperatuurstabi-liteit zijn bij voorkeur de eerste condensator, de tweede weerstand, de derde weerstand en de tweede FET tempera-tuurstabiel. De waarde van de eerste weerstand wordt bij voorkeur zodanig gekozen dat gedurende het geleiden van de eerste FET de eerste condensator volledig opgeladen wordt, en de voedingsbron niet te veel belast wordt. Teneinde een voor meting geschikte korte ontladingsduur van de eerste keur een hoog vermogen FET, daar de geleidingsweerstand van deze FET's klein is.Because of the highest possible temperature stability, the first capacitor, the second resistor, the third resistor and the second FET are preferably temperature stable. The value of the first resistor is preferably chosen so that during the conducting of the first FET, the first capacitor is fully charged, and the power source is not overloaded. In order to ensure a short discharge duration of the first color suitable for measurement, a high power FET, since the conductivity of these FETs is small.
De uitgang van de vergelijker 15 kan niet alleen als meetparameter voor de temperatuur dienen, maar tevens als ingang voor een regeleenheid die een pulsbreedte gemoduleerd signaal afgeeft dat direct een verwarmingseen-heid voor het op constante temperatuur houden van een voorwerp kan sturen.The output of comparator 15 can serve not only as a temperature measurement parameter, but also as an input to a control unit which outputs a pulse width modulated signal which can directly control a heating unit for keeping an object at a constant temperature.
In fig. 4 is een uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding weergegeven die een dergelijke regeleenheid voor het direct sturen van een verwarmings-eenheid vervangt. Deze uitvoeringsvorm bevat een derde tak C en een TTL logicaeenheid 15''. De derde tak C is analoog aan de tweede tak B en bevat een pulsgenerator 8' die gelijk is aan pulsgenerator 8, een derde FET 5' en een zesde weerstand 4', een zevende weerstand 6' en een vierde FET 71, een derde condensator 31 en een tweede vergelijker 15'. Een ingang van de vergelijker 15' is bestemd voor de condensator (3') spanning en een andere ingang van de vergelijker 15' is verbonden met de instelspanning van een potentiometer 16 die tussen de referentiespanning 1 en aardepotentiaal is geplaatst. Doordat aan weerszijden van loper van de potentiometer 16 dezelfde temperatuurcoëfficiënt geldt, is de nauwkeurigheid van de schakeling goed. De tweede vergelijker 15' levert een tijdpuls af die logisch vergeleken wordt en een 1 oplevert als de temperatuur hoger is dan de instelspanning en een logische nul als de omgekeerde situatie zich voordoet.Fig. 4 shows an embodiment of a device according to the invention which replaces such a control unit for directly controlling a heating unit. This embodiment includes a third branch C and a TTL logic unit 15 ''. The third branch C is analogous to the second branch B and contains a pulse generator 8 'equal to pulse generator 8, a third FET 5' and a sixth resistor 4 ', a seventh resistor 6' and a fourth FET 71, a third capacitor 31 and a second comparator 15 '. An input of the comparator 15 'is for the capacitor (3') voltage and another input of the comparator 15 'is connected to the bias voltage of a potentiometer 16 placed between the reference voltage 1 and ground potential. Because the same temperature coefficient applies on both sides of the runner of the potentiometer 16, the accuracy of the circuit is good. The second comparator 15 'delivers a time pulse that is logically compared and produces a 1 if the temperature is higher than the bias voltage and a logic zero if the inverse situation occurs.
Een alternatief voor deze derde tak C vormen commercieel verkrijgbare programmeerbare timer/counters die gebaseerd zijn op kristaloscillatoren met transistor-output.An alternative to this third branch C are commercially available programmable timer / counters based on crystal oscillators with transistor output.
In beide gevallen zijn er dus twee pulsen waarbij het instelpunt vertaald is in een eerste puls (A) met lengte evenredig met de in te stellen temperatuur, die vergeleken moet worden met de lengte van de temperatuuraf-hankelijke tweede puls die de eerste vergelijker 15 af geeft. Is de eerste puls langer dan de tweede puls (B), dan moet de temperatuur hoger: de schakeling geeft een logische 1 af, en andersom. Dit is te realiseren door middel van een TTL-logicaeenheid 17 met de functionaliteit van (A XOR B) AND B. Dit is dezelfde logische schakeling als nodig om de functionaliteit van een contact-thermome-ter te simuleren: temperatuur hoger dan contact, schakeling ligt aan aarde (logische 0), temperatuur lager dan geen contact (logische 1).In both cases, therefore, there are two pulses where the set point is translated into a first pulse (A) of length proportional to the temperature to be set, which is to be compared to the length of the temperature-dependent second pulse that the first comparator 15 gives. If the first pulse is longer than the second pulse (B), the temperature must be higher: the circuit gives a logic 1, and vice versa. This can be achieved by means of a TTL logic unit 17 with the functionality of (A XOR B) AND B. This is the same logic circuit as necessary to simulate the functionality of a contact thermometer: temperature higher than contact, circuit is connected to earth (logic 0), temperature lower than no contact (logic 1).
De inrichting van fig. 4 is dus te vergelijken met een contactthermometer, en de uitgang van TTL logica-eenheid 17 kan direct gebruikt worden om een verwarmings-eenheid te sturen.The arrangement of Fig. 4 is thus comparable to a contact thermometer, and the output of TTL logic unit 17 can be used directly to control a heating unit.
Hoewel de inrichting volgens de uitvinding beschreven aan de hand van de gegeven voorbeelden al een voldoend lineair verloop tussen pulslengte en de inverse van de temperatuur verschaft kan deze lineariteit door bijvoorbeeld geschikte software verbeterd worden. Een andere manier om de schakeling nog meer te lineariseren is door de aarde van de ontladende condensator 3 op te tillen naar een spanning k*Vref. De optimale lineariteit wordt verkregen door de k-afhankelijke afgeleide dt/dT bij 270 K gelijk te stellen aan die van 350 K. De basisspanning van de condensator 3 zou dan -0,018*Vref zijn in plaats van 0. In fig. 3 is de oorspronkelijke relatie samen met de gelineariseerde (onderbroken lijn) weergegeven. De grootte van de componenten zijn hier zo gekozen dat de maximale pulslengte 2 seconden bedraagt. De waarden van de componenten zijn hierbij zoals boven aangegeven.Although the device according to the invention described on the basis of the examples given already provides a sufficiently linear variation between pulse length and the inverse of the temperature, this linearity can be improved by, for example, suitable software. Another way to linearize the circuit even more is by raising the ground of the discharging capacitor 3 to a voltage k * Vref. The optimal linearity is obtained by equating the k-dependent derivative dt / dT at 270 K with that of 350 K. The base voltage of capacitor 3 would then be -0.018 * Vref instead of 0. In Fig. 3 the original relationship along with the linearized (dashed line). The size of the components is chosen here so that the maximum pulse length is 2 seconds. The values of the components are as indicated above.
Claims (11)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL9301409A NL192544C (en) | 1993-08-13 | 1993-08-13 | Apparatus for measuring temperature and linearization circuit suitable for use in such an apparatus. |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL9301409 | 1993-08-13 | ||
| NL9301409A NL192544C (en) | 1993-08-13 | 1993-08-13 | Apparatus for measuring temperature and linearization circuit suitable for use in such an apparatus. |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL9301409A true NL9301409A (en) | 1995-03-01 |
| NL192544B NL192544B (en) | 1997-05-01 |
| NL192544C NL192544C (en) | 1997-09-02 |
Family
ID=19862759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL9301409A NL192544C (en) | 1993-08-13 | 1993-08-13 | Apparatus for measuring temperature and linearization circuit suitable for use in such an apparatus. |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| NL (1) | NL192544C (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3309525A1 (en) | 2016-10-13 | 2018-04-18 | Yeditepe Universitesi | Analog circuit for wide range sensor linearization optimal in uniform norm |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2160844A1 (en) * | 1971-12-08 | 1973-07-19 | Messgeraete Werk Lauda Dr R Wo | BRIDGE CIRCUIT FOR TEMPERATURE CONTROL AND TEMPERATURE MEASUREMENT |
| DE2544591A1 (en) * | 1975-08-06 | 1977-04-14 | Degussa | Linearising circuit for measuring probes - uses summing amplifier with decade selector switch for matching non:linear characteristics |
| US4267468A (en) * | 1979-04-23 | 1981-05-12 | Motorola, Inc. | Temperature sensing circuit |
| SU994933A2 (en) * | 1980-08-15 | 1983-02-07 | Научно-Исследовательский И Проектный Институт По Комплексной Автоматизации Нефтяной И Химической Промышленности | Frequency pulse temperature converter |
| SU1278623A1 (en) * | 1985-04-25 | 1986-12-23 | Предприятие П/Я Р-6028 | Temperature instrument transducer with frequency output |
-
1993
- 1993-08-13 NL NL9301409A patent/NL192544C/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2160844A1 (en) * | 1971-12-08 | 1973-07-19 | Messgeraete Werk Lauda Dr R Wo | BRIDGE CIRCUIT FOR TEMPERATURE CONTROL AND TEMPERATURE MEASUREMENT |
| DE2544591A1 (en) * | 1975-08-06 | 1977-04-14 | Degussa | Linearising circuit for measuring probes - uses summing amplifier with decade selector switch for matching non:linear characteristics |
| US4267468A (en) * | 1979-04-23 | 1981-05-12 | Motorola, Inc. | Temperature sensing circuit |
| SU994933A2 (en) * | 1980-08-15 | 1983-02-07 | Научно-Исследовательский И Проектный Институт По Комплексной Автоматизации Нефтяной И Химической Промышленности | Frequency pulse temperature converter |
| SU1278623A1 (en) * | 1985-04-25 | 1986-12-23 | Предприятие П/Я Р-6028 | Temperature instrument transducer with frequency output |
Non-Patent Citations (5)
| Title |
|---|
| C. RAMESHU E.A.: "A SIMPLE, WIDE-RANGE, LINEAR THERMISTOR-BASED TEMPERATURE INDICATOR", INTERNATIONAL JOURNAL OF ELECTRONICS, vol. 62, no. 2, February 1987 (1987-02-01), LONDON (GB), pages 229 - 241 * |
| DATABASE WPI Week 8347, Derwent World Patents Index; AN 83-826004 * |
| DATABASE WPI Week 8730, Derwent World Patents Index; AN 87-212823 * |
| I.Y. YANKOV E.A.: "LINEAR TEMPERATURE-TO-TIME PERIOD CONVERTERS USING STANDARD THERMISTORS", MEASUREMENT SCIENCE AND TECHNOLOGY, vol. 1, no. 11, November 1990 (1990-11-01), BRISTOL GB, pages 1168 - 1171 * |
| SUNDQVIST: "SIMPLE, WIDE-RANGE, LINEAR TEMPERATURE-TO-FREQUENCY CONVERTERS USING STANDARD THERMISTORS", JOURNAL OF PHYSICS E. SCIENTIFIC INSTRUMENTS, vol. 16, no. 4, April 1983 (1983-04-01), BRISTOL GB, pages 261 - 264 * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3309525A1 (en) | 2016-10-13 | 2018-04-18 | Yeditepe Universitesi | Analog circuit for wide range sensor linearization optimal in uniform norm |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NL192544B (en) | 1997-05-01 |
| NL192544C (en) | 1997-09-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5116136A (en) | Temperature measurements using thermistor elements | |
| US5481199A (en) | System for improving measurement accuracy of transducer by measuring transducer temperature and resistance change using thermoelectric voltages | |
| EP1235348A1 (en) | Hysteresis circuit | |
| US6232618B1 (en) | Sensor with temperature-dependent measuring resistor and its use for temperature measurement | |
| NL9202003A (en) | CALIBRATION SYSTEM FOR A FREQUENCY VARYING TEMPERATURE SENSOR. | |
| US6340816B1 (en) | Pyroelectric detector with feedback amplifier for enhanced low frequency response | |
| NL8401690A (en) | TEMPERATURE CONTROLLED ELECTRONIC DEVICE. | |
| US5406137A (en) | Circuit arrangement for evaluating the signal of a capacitive measuring sensor | |
| US5862170A (en) | Temperature measurement method using temperature coefficient timing for resistive or capacitive sensors | |
| NL9301409A (en) | Temperature-measuring device, and linearization circuit suitable for use in such a device | |
| KR950027402A (en) | Electric capacity measuring device | |
| US6725166B1 (en) | Flow pickup circuit | |
| NL8104560A (en) | CONTROL CIRCUIT FOR A HEAT CONTACT FIXING DEVICE. | |
| JP4809837B2 (en) | How to operate a heat loss pressure sensor with resistance | |
| EP0983491B1 (en) | Pyroelectric detector feedback amplifier with low frequency response | |
| SU1001285A1 (en) | Device for heat protection of installation | |
| JP2569878B2 (en) | Temperature sensor circuit disconnection detection method | |
| JPH0642223Y2 (en) | Magnetic detection circuit | |
| JP2000329513A (en) | Driving circuit for physical quantity detecting element and rotation angle sensor | |
| White | The linearisation of resistance thermometers | |
| RU2699931C1 (en) | Device for measuring temperature fields | |
| JPH02120620A (en) | Heater temperature control circuit | |
| KR850000355B1 (en) | Temperature compensation for transducer components | |
| EP0472779B1 (en) | Analog function generator with electronic linear components | |
| JP3819185B2 (en) | Flow velocity measuring device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A1C | A request for examination has been filed | ||
| V1 | Lapsed because of non-payment of the annual fee |
Effective date: 20000301 |