NL1001231C2 - Chopper amplifier circuit with CMOS switches and amplifier FETs - Google Patents
Chopper amplifier circuit with CMOS switches and amplifier FETs Download PDFInfo
- Publication number
- NL1001231C2 NL1001231C2 NL1001231A NL1001231A NL1001231C2 NL 1001231 C2 NL1001231 C2 NL 1001231C2 NL 1001231 A NL1001231 A NL 1001231A NL 1001231 A NL1001231 A NL 1001231A NL 1001231 C2 NL1001231 C2 NL 1001231C2
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- amplifier
- output
- transistors
- chopper
- switching section
- Prior art date
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 238000007598 dipping method Methods 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 2
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000009833 condensation Methods 0.000 description 1
- 230000005494 condensation Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 239000000243 solution Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/38—DC amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers
- H03F3/387—DC amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/393—DC amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
Titel: Chopperversterker met een geringe offset.Title: Chopper amplifier with a small offset.
De uitvinding heeft betrekking op een chopperversterker met een ingang en een uitgang, welke chopperversterker een verschilversterkersectie omvat met ten minste een tweetal in een verschilconfiguratie gekoppelde transisto-5 ren, een tussen de ingang van de verschilversterkersectie en de ingang van de versterker gekoppelde eerste schakel-sectie en een tweede schakelsectie, waarbij de eerste en de tweede schakelsectie door middel van een kloksignaal synchroon worden geschakeld.The invention relates to a chopper amplifier with an input and an output, which chopper amplifier comprises a differential amplifier section with at least two transistors coupled in a difference configuration, a first switching coupled between the input of the differential amplifier section and the input of the amplifier. section and a second switching section, the first and the second switching section being switched synchronously by means of a clock signal.
10 Een dergelijke chopperversterker is algemeen bekend en is bijvoorbeeld beschreven in het artikel "A CMOS Chopper amplifier" van C.C. Enz et al. in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-22, bladzijde 335-342, juni 1987.Such a chopper amplifier is generally known and is described, for example, in the article "A CMOS Chopper amplifier" by C.C. Enz et al. In IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-22, pages 335-342, June 1987.
15 Dergelijke chopperversterkers vinden vooral toepas sing als gelijkspanningsversterkers voor instrumentatie-doeleinden.Such chopper amplifiers are mainly used as direct current amplifiers for instrumentation purposes.
Het basisschema van een chopperversterker is getoond in figuur la, die een versterker 1 toont, met aan de 20 ingang daarvan een schematisch weergegeven offset- spanningsbron vos· De te versterken ingangsspanning Vin wordt door een eerste schakelsectie 2 periodiek onderbroken en afwisselend wel en niet geïnverteerd aan de verschil ingang van de versterker toegevoerd. De opbouw van de 25 schakelsectie 2 uit vier schakelaars is in figuur lb getoond. Wanneer de schakelspanning φ positief is, zijn de schakelaars die met <p zijn aangeduid geopend en de schakelaars die met φ zijn aangeduid gesloten, wanneer de schakelspanning φ negatief is, zijn de schakelaars die 30 met φ zijn aangeduid geopend en degene die met φ zijn aangeduid gesloten. Vanzelfsprekend kan dit ook gelden bij een omgekeerde polariteit van de schakelspanning. De opbouw van een dergelijke schakelsectie is aan deskundigen op het onderhavige gebied wel bekend en een voorbeeld 1001231.The basic diagram of a chopper amplifier is shown in figure 1a, which shows an amplifier 1, with an input voltage source vos shown schematically at its input. The input voltage Vin to be amplified is periodically interrupted by a first switching section 2 and alternately inverted and not inverted. to the differential input of the amplifier. The construction of the switching section 2 from four switches is shown in figure 1b. When the switching voltage φ is positive, the switches marked with <p are open and the switches marked with φ are closed, when the switching voltage φ is negative, the switches marked with φ are open and the ones marked with φ indicated closed. Obviously, this can also apply with a reverse polarity of the switching voltage. The construction of such a switching section is well known to those skilled in the art and an example 1001231.
2 ervan is bijvoorbeeld in het bovengenoemde artikel van Enz et al. getoond. Aan de uitgangen wordt het versterkte, door de schakelsectie gemoduleerde signaal gedemoduleerd door middel van de schakelsectie 2, die identiek van 5 opbouw is aan de schakelsectie 1 en op dezelfde wijze periodiek met behulp van het kloksignaal φ wordt bestuurd.2 of them is shown, for example, in the aforementioned article by Enz et al. At the outputs, the amplified signal, modulated by the switching section, is demodulated by means of the switching section 2, which is identical in structure to the switching section 1 and is controlled in the same manner periodically by means of the clock signal φ.
Het aan de ingang van de versterker aanwezige offset-signaal v0s en de l/f-ruis van de versterker worden alleen door de tweede schakelsectie gemoduleerd en kunnen door 10 middel van een laagdoorlaatfilter eenvoudig uit het signaal dat aan de uitgang van de tweede schakelsectie aanwezig is worden verwijderd. Hiertoe is het wel noodzakelijk dat de frequentie van de chopperschakelsecties aanzienlijk hoger is, dan de hoogste in het uitgangssignaal 15 van de chopperversterker gewenste signaalfrequentie. Een bezwaar van de bekende chopperversterker is dat aan de uitgang ervan een extern laagdoorlaatfilter met een afsnij frequentie van enkele honderden Herz nodig is om het choppersignaal te onderdrukken. Een dergelijk filter is, 20 in verband met de benodigde hoge capaciteitswaarde van de condensator in het filter, niet te integreren.The offset signal v0s present at the input of the amplifier and the l / f noise of the amplifier are only modulated by the second switching section and can simply be removed from the signal present at the output of the second switching section by means of a low-pass filter. has been removed. To this end it is necessary that the frequency of the chopper switching sections is considerably higher than the highest signal frequency desired in the output signal of the chopper amplifier. A drawback of the known chopper amplifier is that at its output an external low-pass filter with a cut-off frequency of several hundred Hz is required to suppress the chopper signal. Due to the required high capacitance value of the capacitor in the filter, such a filter cannot be integrated.
De uitvinding beoogt de bekende versterker verder te verbeteren en voorziet daartoe in een versterker van voornoemde soort, met het kenmerk, dat de ten minste twee, in 25 de verschilconfiguratie gekoppelde transistoren belast zijn met een stroomspiegelconfiguratie en dat de tweede schakelsectie is ingericht om de stroomspiegelconfiguratie te schakelen.The object of the invention is to further improve the known amplifier and to that end it provides an amplifier of the above-mentioned type, characterized in that the at least two transistors coupled in the difference configuration are charged with a current mirror configuration and that the second switching section is arranged around the current mirror configuration to switch.
De volgens de uitvinding voorgestelde configuratie 30 heeft als eerste voordeel, dat de in de stroomspiegel aanwezige offsetspanning onderdrukt wordt. Een verder voordeel is, dat volgens een voorkeursuitvoeringsvorm van de uitvinding de mogelijkheid wordt geboden om het laagdoorlaatf ilter dat, zoals bovenstaand beschreven is, nood-35 zakelijk is om de geschakelde offsetspanning en ruis te onderdrukken, op te nemen in de geïntegreerde schakeling 1001231.The first advantage of the configuration proposed according to the invention is that the offset voltage present in the current mirror is suppressed. A further advantage is that, according to a preferred embodiment of the invention, it is possible to include in the integrated circuit 1001231 the low-pass filter which, as described above, is necessary to suppress the switched offset voltage and noise.
3 zelf waarvan ook de transistoren van het verschilpaar, die bij voorkeur als CMOSFet's zijn uitgevoerd, deel uitnaken. De voor de condensator, die deel uitnaakt van dit filter, benodigde capaciteitswaarde kan dan namelijk aanzienlijk 5 lager kan zijn dan bij de chopperversterkerconfiguratie met de chopperschakelsectie aan de uitgang daarvan, zodat deze condensator in geïntegreerde vorm te realiseren is .3 of which also the transistors of the difference pair, which are preferably designed as CMOSFets, form part. The capacitance value required for the capacitor, which forms part of this filter, can then be considerably lower than in the chopper amplifier configuration with the chopper switching section at the output thereof, so that this capacitor can be realized in integrated form.
Opgemerkt wordt dat er naast chopperversterkers van de bovenbeschreven soort ook een soort chopperversterker 10 bestaat, die bekend is onder de naam "autozero"-versterker configuratie. Dergelijke versterkers zijn beschreven in het artikel "A Micropower CMOS-Instrumentation Anplifier" van M. Degrauwe et al. in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-20, No. 3, bladzijde 805-807, juni 1985. 15 Bij een autozero-configuratie is geen filter nodig, maar dergelijke schakelingen hebben het bezwaar van een geringe stabiliteit en een niet voldoende onderdrukken van de off set spanning in het geval van "dippen" van de uit-gangsspanning, hetgeen het gebruik van een dergelijke ver-20 sterker als comparator uitsluit. Ten slotte wordt de onderdrukking van de offsetspanning bij een autozero-configuratie nadelig beïnvloed door ladingsinjectie. Een en ander is beschreven in de inleiding van het bovengenoemde artikel van Enz et al.It should be noted that in addition to chopper amplifiers of the type described above, there is also a type of chopper amplifier 10 known under the name "autozero" amplifier configuration. Such amplifiers are described in the article "A Micropower CMOS Instrumentation Anplifier" by M. Degrauwe et al. In IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-20, No. 3, page 805-807, June 1985. 15 An autozero configuration does not require a filter, but such circuits have the drawback of poor stability and insufficient suppression of the offset voltage in the event of "dipping" the output voltage, which precludes the use of such an amplifier as a comparator. Finally, the offset voltage suppression in an autozero configuration is adversely affected by charge injection. This is described in the introduction to the aforementioned article by Enz et al.
25 De bezwaren van de bekende autozero-configuratie kun nen weliswaar verminderd worden door gebruik te maken van een verschilversterker met een hulpingang met een lage gevoeligheid, zoals eveneens beschreven is in het artikel van Enz et al. en in het artikel van Degrauwe et al., of 30 door gébruik te maken van een operationele hulpversterker, waarmee een zogenaamde chopper-gestabiliseerde operationele versterker wordt verkregen. Een dergelijke configuratie vindt men in de vele commercieel verkrijgbare operationele versterkers, zoals de typen ICC 7650, TCC 2652C, 35 LMC 668, etc. Ook deze schakelingen vertonen echter het 10 01 231.The drawbacks of the known autozero configuration may be mitigated by using a differential amplifier with a low sensitivity auxiliary input, as also described in the article by Enz et al. And in the article by Degrauwe et al. , or by using an operational auxiliary amplifier, whereby a so-called chopper-stabilized operational amplifier is obtained. Such a configuration is found in the many commercially available operational amplifiers, such as types ICC 7650, TCC 2652C, LMC 668, etc. However, these circuits also show 10 01 231.
4 bezwaar van instabiliteit en van een onjuiste offset-condensatie in het geval de uitgangsspanning "dipt".4 objection to instability and incorrect offset condensation in case the output voltage "dips".
De uitvinding en de verdere voordelen daarvan zullen in het hiernavolgende nader beschreven worden aan de hand 5 van uitvoeringsvoorbeelden onder verwijzing naar de tekening. Hierin toont: figuur la een schematische weergave van het principe véin een chopperversterker; figuur lb een nadere detaillering van een chopper-10 schakelsectie; figuur 2 een schema van een eerste uitvoeringsvorm van de chopperversterker volgens de uitvinding; figuur 3a een schema van een tweede uitvoeringsvorm van de chopperversterker volgens de uitvinding; 15 figuur 3b een aantal in de schakeling van figuur 3a voorkomende signaalspanningen; en figuur 4 een schema van een derde uitvoeringsvorm van de chopperversterker volgens de uitvinding.The invention and the further advantages thereof will be described in more detail below with reference to embodiments with reference to the drawing. Herein: figure 1a shows a schematic representation of the principle of a chopper amplifier; Figure 1b shows a further detail of a chopper-10 switching section; figure 2 shows a diagram of a first embodiment of the chopper amplifier according to the invention; Figure 3a shows a diagram of a second embodiment of the chopper amplifier according to the invention; Figure 3b shows a number of signal voltages occurring in the circuit of figure 3a; and figure 4 shows a diagram of a third embodiment of the chopper amplifier according to the invention.
In de figuren 2-4 zijn overeenkomstige onderdelen 20 aangegeven met een zelfde verwijzingscijfer, echter voorafgegaan door respectievelijk het cijfer 2, 3 of 4. Verder is de chopperschakelaar in alle figuren met hetzelfde symbool aangegeven als in figuur 1 en wordt op de in de inleiding beschreven wijze aangestuurd door een klok-25 spanning φ. Opgemerkt wordt, dat alhoewel in de beschreven uitvoeringsvoorbeelden transistoren als CMOSFet's zijn uitgevoerd, toepassing van bipolaire transistoren ook mogelijk is.In Figures 2-4, corresponding parts 20 are indicated with the same reference numerals, however, preceded by the numbers 2, 3 or 4 respectively. Furthermore, the chopper switch is indicated in all figures with the same symbol as in Figure 1 and is indicated in the introduction. described in the manner driven by a clock-25 voltage φ. It is noted that although transistors are embodied as CMOSFets in the described embodiments, the use of bipolar transistors is also possible.
In de in figuur 2 getoonde uitvoeringsvorm zijn de 30 P-kanaal CMOSFet's Q1 en Q2 in een verschilconfiguratie geschakeld, waarbij de source-elektrodes met elkaar zijn verbonden en via een stroombron 24 gekoppeld zijn met de positieve voedingsspanningslijn V+. De gate-elektrodes van de transistoren Q1 en Q2 zijn via een chopperschakel-35 sectie 22 verbonden met een te versterken ingangsspan- ning Vin. De drain-elektrodes van de transistoren Q1 en Q2 1001231.In the embodiment shown in Figure 2, the 30 P-channel CMOSFet's Q1 and Q2 are switched in a difference configuration, the source electrodes being connected to each other and coupled via a current source 24 to the positive supply voltage line V +. The gate electrodes of transistors Q1 and Q2 are connected via a chopper switch section 22 to an amplifiable input voltage Vin. The drain electrodes of transistors Q1 and Q2 1001231.
5 zijn belast met een stroomspiegel bestaande uit een tweetal N-kanaal MOSFet's Q3 en Q4, waarvan de gate-elektrodes met elkaar zijn gekoppeld en waarvan de source-elektrodes ook met elkaar en met een negatieve voedingsspannings-5 lijn v- zijn verbonden. De drain-elektrode van transistor Ql is gekoppeld met de drain-elektrode van transistor Q3, terwijl de drain-elektrode van transistor Q2 verbonden is met die van transistor Q4. Verder zijn de drain-elektrodes van de transistoren Ql en Q2 verbonden met een 10 tweetal ingangen van een chopperschakelsectie 23. Een eerste uitgang van deze schakelsectie is verbonden met de beide gate-elektrodes van de transistoren Q3 en Q4 en de tweede uitgang is verbonden met een ingangsklem (gate-elektrode) van een laagdoorlaatfiltersectie bestaande uit 15 een N-kanaal CMOS transistor Q5 en een tussen de drain- elektrode en de gate-elektrode daarvan gekoppelde "Miller" capaciteit 28. De source-elektrode van de transistor Q5 is verbonden met de negatieve voedingsspanningslijn V- en de drain-elektrode ervan is via een stroombron 27 verbonden 20 met de positieve voedingsspanningslijn V+. De drain-elektrode vormt tevens de uitgang van de versterker.5 are charged with a current mirror consisting of two N-channel MOSFet's Q3 and Q4, the gate electrodes of which are coupled together and whose source electrodes are also connected to each other and to a negative supply voltage line v-. The drain electrode of transistor Q1 is coupled to the drain electrode of transistor Q3, while the drain electrode of transistor Q2 is connected to that of transistor Q4. Furthermore, the drain electrodes of transistors Q1 and Q2 are connected to two inputs of a chopper switching section 23. A first output of this switching section is connected to both gate electrodes of transistors Q3 and Q4 and the second output is connected to an input terminal (gate electrode) of a low-pass filter section consisting of an N-channel CMOS transistor Q5 and a "Miller" capacitance 28 coupled between the drain electrode and its gate electrode. The source electrode of the transistor Q5 is connected the negative supply voltage line V- and its drain electrode are connected via a current source 27 to the positive supply voltage line V +. The drain electrode also forms the output of the amplifier.
Door de maatregelen die zijn toegepast in het uit-voeringsvoorbeeld volgens figuur 2 wordt de ingangs-spanning Vin op een conventionele wijze "gechopped" toege-25 voerd aan de ingangen van respectievelijk de transistoren Ql en Q2. De transistor Q3, die de transistor Ql belast is, afhankelijk van de stand van de schakelsectie 23 (<p of q>) afwisselend als transistor en als diode geschakeld, terwijl de transistor Q4, die de transistor Q2 belast, 30 afwisselend als diode en als transistor is geschakeld. De stroomspiegel bestaande uit de transistoren Q3 en Q4 wordt zodoende door middel van de schakelsectie 23 afwisselend "rechtdoor" of "gekruist" met de uitgangen van de transistoren Ql en Q2 gekoppeld. Op deze wijze wordt de 35 offsetspanning in de stroomspiegel onderdrukt.Due to the features employed in the embodiment of FIG. 2, the input voltage Vin is applied in a conventional manner "chopped" to the inputs of transistors Q1 and Q2, respectively. The transistor Q3, which loads the transistor Q1, is switched alternately as a transistor and as a diode depending on the position of the switching section 23 (<p or q>), while the transistor Q4, which charges the transistor Q2, alternately as a diode and if transistor is switched. The current mirror consisting of transistors Q3 and Q4 is thus alternately coupled "straight" or "crossed" through the switching section 23 to the outputs of transistors Q1 and Q2. In this way, the offset voltage in the current mirror is suppressed.
1001231.1001231.
66
De transistor Q5 heeft samen met de condensator 28 tot doel de door choppen gemoduleerde componenten van de offsetspanning en de ruis te onderdrukken. Doordat dit filter intern in de operationele versterker, waarvan de 5 transistoren Q1-Q4 ook deel uitmaken, kan worden opgenomen, wordt de bandbreedte van de totale versterker niet beïnvloed. Bij conventionele chopperversterkers met een extern filter is dit wel het geval. Een voorbeeld zal dit verduidelijken.Transistor Q5, together with capacitor 28, is designed to suppress chop-modulated offset voltage and noise components. Since this filter can be included internally in the operational amplifier, of which the 5 transistors Q1-Q4 are also part, the bandwidth of the entire amplifier is not affected. This is the case with conventional chopper amplifiers with an external filter. An example will clarify this.
10 Wanneer wordt aangenomen dat een operationele ver sterker, waarvan de versterker volgens figuur 2 deel uit-maakt, een bandbreedte B heeft, dan moet, indien bijvoorbeeld de chopfrequentie 100 kHz is, om deze met een factor 100 te onderdrukken aan de uitgang van de versterker een 15 extern laagdoorlaatfilter worden geplaatst met een afsnij-frequentie van 1 kHz, zodat in feite de overall bandbreedte van de versterker plus filter slechts 1 kHz is.If it is assumed that an operational amplifier, of which the amplifier according to figure 2 forms part, has a bandwidth B, if, for example, the chop frequency is 100 kHz, it must be suppressed by a factor of 100 at the output of the amplifier an external low-pass filter can be placed with a cut-off frequency of 1 kHz, so that in fact the overall bandwidth of the amplifier plus filter is only 1 kHz.
Bij de versterker volgens de uitvinding vindt het filteren van het chopsignaal in het inwendige van de ver-20 sterker plaats en heeft derhalve een veel geringere invloed op de overall bandbreedte van de gehele versterker, omdat het filteren plaatsvindt binnen het circuit waarvan de versterking uiteindelijk door middel van terugkoppeling wordt vastgelegd.In the amplifier according to the invention, the filtering of the chop signal takes place in the interior of the amplifier and therefore has a much smaller influence on the overall bandwidth of the entire amplifier, because the filtering takes place within the circuit whose amplification is ultimately feedback is recorded.
25 De offsetspanning aan de ingang van de transistor Q5, die schematisch is aangegeven met Vos2 wordt niet door het choppen onderdrukt, maar behoeft niet storend te zijn.The offset voltage at the input of transistor Q5, which is schematically indicated by Vos2, is not suppressed by chopping, but need not be disturbing.
Deze offsetspanning is typisch 10 mV. Bij een gewenste resterende offsetspanning, teruggerekend naar de ingang 30 van de versterker, ter grootte van 1 μν, moet de versterking van de trap bestaande uit de transistoren Qi-Q4 groter zijn dan 10.000. Dit is te realiseren door lage drainstramen voor de transistoren Q1-Q4 te kiezen en door de kanaallengte ervan groot te kiezen. Een door de 35 stroombron 24 geleverde stroom van 200 nA en een 10 01 23 1 .This offset voltage is typically 10 mV. At a desired offset voltage remaining, recalculated to the amplifier input 30, the size of 1 μν, the gain of the stage consisting of transistors Qi-Q4 should be greater than 10,000. This can be achieved by choosing low drain currents for the transistors Q1-Q4 and by choosing its channel length large. A current of 200 nA supplied by the current source 24 and a 10 01 23 1.
7 kanaal lengte van 100 μχη maken het mogelijk de gewenste versterkingswaarde te bereiken.7 channel length of 100 μχη make it possible to achieve the desired gain value.
De rimpelspanning aan de uitgang van de versterker, dat wil zeggen het gemoduleerde offsetsignaal na integra-5 tie, wordt gegeven doorThe ripple voltage at the output of the amplifier, i.e. the modulated offset signal after integration, is given by
Vo, rip = vosl — — 7rrchop'-m waarin 10 vosi = de offsetspanning van de verschilversterker- trap STml = transconductantie van de verschilversterker-trap fchop = de chopfrequentie 15Vo, rip = vosl - - 7rrchop'-m where 10 vosi = the offset voltage of the differential amplifier stage STml = transconductance of the differential amplifier stage fchop = the chop frequency 15
Uit het bovenstaande blijkt dat om een kleine rimpel-spanning te verkrijgen vanzelfsprekend een kleine waarde voor Vosl gewenst is; daarnaast zijn een lage waarde voor gm, een hoge chopfrequentie en een grote integratieconden-20 sator gewenst. Een lage gm kan men verkrijgen door de drainstroom en de waarde w/L te verlagen, dit laatste betekent dat het gewenst is dat de kanaallengte L groot is ten opzichte van de kanaalbreedte w. Dit zijn dezelfde eisen die, zoals bovenstaand beschreven, gesteld worden om 25 een geringe restoffset te verkrijgen. Typisch kan een waarde voor gmi ter grootte van 0,3 μΑ/V worden bereikt.From the above it appears that in order to obtain a small ripple voltage, a small value for Vosl is of course desirable; in addition, a low value for gm, a high chop frequency and a large integration capacitor are desired. A low gm can be obtained by lowering the drain current and the value w / L, the latter means that it is desirable that the channel length L is large with respect to the channel width w. These are the same requirements, as described above, to obtain a low residual offset. Typically, a value for gmi of 0.3 μΑ / V can be achieved.
De chopfrequentie kan niet te hoog gemaakt worden, omdat de resterende offset, die wordt veroorzaakt door ladings-injectie, lineair afhankelijk is van de chopfrequentie, 30 zoals beschreven in het bovenstaand genoemde artikel van Enz et al. Wanneer men streeft naar een resterende offset van 1 μν, is de chopfrequentie beperkt tot ongeveer 10 kHz.The chop frequency cannot be made too high, because the residual offset caused by charge injection is linearly dependent on the chop frequency, as described in the above-mentioned article by Enz et al. When aiming for a residual offset of 1 μν, the chop frequency is limited to about 10 kHz.
Met een initiële offset vosl ter grootte van 10 mV, 35 een gm van 0,3 μΑ/ν, een fChop van 10 kHz en een integra-tiecondensator van 20 pF, zal de rimpel aan de uitgang on- 10 0 1 23 1 .With an initial offset vosl of 10 mV, 35 gm of 0.3 μΑ / ν, an fChop of 10 kHz and an integration capacitor of 20 pF, the output ripple will be 10 0 1 23 1.
δ geveer 5 mV zijn. wanneer men aanneemt dat de voedingsspanning 5V is, heeft de versterker een dynamisch bereik van 60 dB.δ about 5 mV. assuming the supply voltage is 5V, the amplifier has a dynamic range of 60 dB.
Ten opzichte vein de bekende chopperversterkers en 5 autozero-versterkers heeft de bovenstaand beschreven chopperversterker volgens de uitvinding het voordeel dat er geen externe componenten nodig zijn, dat het benodigde chipoppervlak aanzienlijk kleiner is dan bij chopper-gestabiliseerde operationele versterkers, dat er geen 10 grote hersteltijd is na dippen aan de uitgang en ten slotte dat er geen stabiliteitsproblemen optreden.Compared to the known chopper amplifiers and 5 autozero amplifiers, the above-described chopper amplifier according to the invention has the advantage that no external components are required, that the required chip area is considerably smaller than with chopper-stabilized operational amplifiers, that there is no large recovery time. is after dipping on the output and finally that no stability problems occur.
Indien de rimpelspanning aan de uitgang toch nog ongewenst hoog is, kan een versterkerschakeling met de in figuur 3a getoonde configuratie uitkomst bieden. Deze ver-15 sterkerschakeling is grotendeels gelijk aan die volgens figuur 2, met als verschil, dat tussen de uitgang van de versterkersectie bestaande uit de transistoren Q1-Q4 en de ingang van de filtersectie bestaande uit de transistor Q5 en condensator 38 een derde chopperschakelsectie 35 is op-20 genomen die wordt bestuurd door middel van een in figuur 3b getoonde klokspanning <P2·If the ripple voltage at the output is still undesirably high, an amplifier circuit with the configuration shown in Figure 3a may offer a solution. This amplifier circuit is largely the same as that according to Figure 2, with the difference that between the output of the amplifier section consisting of transistors Q1-Q4 and the input of the filter section consisting of transistor Q5 and capacitor 38, a third chopper switching section 35 has been recorded which is controlled by a clock voltage <P2 shown in Figure 3b
Het uitgangssignaal Va aan de uitgang van de tweede schakelsectie 35 wordt afwisselend, bij het omschakelen van de schakelsectie 35, toegevoerd aan de condensator 39 25 of aan de condensator 39', die elk met een aansluiting verbonden zijn met een uitgang van de schakelsectie 35 en met hun andere aansluiting aangesloten zijn op de negatieve voedingsspanningslijn V-. Het signaal Va verkrijgt hierdoor de vorm van een driehoekspanning, zoals getoond 30 in figuur 3b, die ook het kloksignaal φι voor de schakel-secties 33 en 34 toont alsmede het kloksignaal cp2 voor de schakelsectie 35. De spanning va wordt bemonsterd op het moment dat deze het niveau van de gemiddelde spanning van va kruist. Het bemonsteren door middel van het klok-35 signaal φ2 geschiedt met de helft van de chopfrequentie cpi om op het schakelmoment gelijke spanningen op de 10 0 1 23 1 .The output signal Va at the output of the second switching section 35 is alternately supplied, when the switching section 35 is switched, to the capacitor 39 or to the capacitor 39 ', each of which is connected to an output of the switching section 35 and with their other terminals connected to the negative supply voltage line V-. The signal Va hereby takes the form of a triangular voltage, as shown in Figure 3b, which also shows the clock signal φι for the switching sections 33 and 34 as well as the clock signal cp2 for the switching section 35. The voltage va is sampled at the moment that it crosses the level of the mean voltage of va. Sampling by means of the clock-35 signal φ2 takes place at half the chop frequency cpi at the switching moment with equal voltages at the 10 0 1 23 1.
9 condensatoren 39 en 39' te hebben. Wanneer φ2 dezelfde frequentie als cpi zou hebben, zou de spanning gedurende de eerste periode van va hoger zijn dan die van de tweede, vanwege de eindige uitgangsimpedantie van de eerste trap.9 capacitors 39 and 39 '. If φ2 had the same frequency as cpi, the voltage during the first period of va would be higher than that of the second, due to the finite output impedance of the first stage.
5 Dit veroorzaakt geen offsetspanning, omdat deze in de tweede periode wordt opgeheven, maar zal wel een extra rimpelspanning aan de uitgang veroorzaken.5 This does not cause offset voltage, because it is canceled in the second period, but it will cause an additional ripple voltage at the output.
Door het bemonsteren ontstaan signaalpieken (spikes) aan de uitgang, die een relatief hoge spanning kunnen 10 hébben maar een geringe energie-inhoud bezitten. Een laag-doorlaatfilter bestaande uit de weerstand 40 en de condensator 48 die zijn aangebracht rond de transistor Q5, kan deze pieken meer dan voldoende onderdrukken.Sampling produces signal peaks (spikes) at the output, which can have a relatively high voltage but have a low energy content. A low-pass filter consisting of the resistor 40 and the capacitor 48 arranged around the transistor Q5 can more than sufficiently suppress these peaks.
Figuur 4 toont een derde uitvoeringsvorm waarbij de 15 schakeling volgens de uitvinding naast een verschilingang ook een verschiluitgang bezit. Dit kan voor bepaalde toepassingen gewenst zijn. De opbouw van deze schakeling toont grote overeenkomst met die van de figuren 2 en 3, maar verschilt daarvan doordat de drain-elektrode van elk 20 van de transistoren Q1 en Q2 belast is met een volledige stroomspiegel respectievelijk bestaande uit de transistoren Q3 en Q4 en de transistoren Q3' en Q4'. De drain-elektrodes van de transistoren Q3 en Q3' vormen de uitgang van de versterker en deze uitgangen worden afwisselend door 25 middel van de schakelsectie 43 geschakeld tussen de uit-gangsklem 51 en de uitgangsklem 52. Met elk van deze uit-gangsklemmen kan weer een filtersectie verbonden zijn, bestaande uit een transistor Q5 en Q5' en een condensator 48 en 48*. De schakeling volgens figuur 4 heeft 30 dezelfde voordelen als die volgens de figuren 2 en 3.Figure 4 shows a third embodiment in which the circuit according to the invention has a difference output in addition to a difference input. This may be desirable for certain applications. The structure of this circuit is very similar to that of Figures 2 and 3, but differs in that the drain electrode of each of the transistors Q1 and Q2 is charged with a full current mirror consisting of the transistors Q3 and Q4 and the transistors Q3 'and Q4'. The drain electrodes of the transistors Q3 and Q3 'form the output of the amplifier and these outputs are alternately switched between the output terminal 51 and the output terminal 52 by means of the switching section 43. With each of these output terminals connected to a filter section, consisting of a transistor Q5 and Q5 'and a capacitor 48 and 48 *. The circuit of Figure 4 has the same advantages as those of Figures 2 and 3.
Het zal deskundigen duidelijk zijn dat binnen het kader van de uitvinding diverse variaties in de getoonde schakelingen mogelijk zijn, zo kunnen bijvoorbeeld de transistoren Q1 en Q2 als cascode-configuraties zijn uit-35 gevoerd en kunnen ook de stroomspiegels een meer corrplexe configuratie hébben dan de getoonde basisvorm van een 10 01 23 1 .It will be clear to those skilled in the art that, within the scope of the invention, various variations in the circuits shown are possible, for example, the transistors Q1 and Q2 can be constructed as cascode configurations and the current mirrors can also have a more complex configuration than the shown basic shape of a 10 01 23 1.
10 stroomspiegel. Ook zijn variaties in de configuratie van het laagdoorlaatfilter mogelijk, zolang maar verzekerd blijft dat de benodigde capaciteitswaarde zo gering is, dat deze geïntegreerd kan worden.10 current mirror. Variations in the configuration of the low-pass filter are also possible, as long as it is ensured that the required capacity value is so small that it can be integrated.
10 0 1 23 1 .10 0 1 23 1.
Claims (8)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL1001231A NL1001231C2 (en) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | Chopper amplifier circuit with CMOS switches and amplifier FETs |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL1001231 | 1995-09-18 | ||
| NL1001231A NL1001231C2 (en) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | Chopper amplifier circuit with CMOS switches and amplifier FETs |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL1001231C2 true NL1001231C2 (en) | 1997-03-20 |
Family
ID=19761589
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL1001231A NL1001231C2 (en) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | Chopper amplifier circuit with CMOS switches and amplifier FETs |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| NL (1) | NL1001231C2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002001711A1 (en) * | 2000-06-28 | 2002-01-03 | Infineon Technologies Ag | Frequency-compensated multistage amplifier arrangement and method for operating a frequency-compensated amplifier arrangement |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4392112A (en) * | 1981-09-08 | 1983-07-05 | Rca Corporation | Low drift amplifier |
| DE3304814A1 (en) * | 1983-02-11 | 1984-08-16 | SGS-ATES Deutschland Halbleiter Bauelemente GmbH, 8018 Grafing | Differential amplifier |
| US5206602A (en) * | 1992-04-30 | 1993-04-27 | Hewlett-Packard Company | Biomedical amplifier circuit |
-
1995
- 1995-09-18 NL NL1001231A patent/NL1001231C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4392112A (en) * | 1981-09-08 | 1983-07-05 | Rca Corporation | Low drift amplifier |
| DE3304814A1 (en) * | 1983-02-11 | 1984-08-16 | SGS-ATES Deutschland Halbleiter Bauelemente GmbH, 8018 Grafing | Differential amplifier |
| US5206602A (en) * | 1992-04-30 | 1993-04-27 | Hewlett-Packard Company | Biomedical amplifier circuit |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| W. OSWALD J. MULDER: "DUAL TONE AND MODEM FREQUENCY GENERATOR WITH ON-CHIP FILTERS AND VOLTAGE REFERENCE", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. SC-19, no. 3, NEW YORK US, pages 379 - 388 * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002001711A1 (en) * | 2000-06-28 | 2002-01-03 | Infineon Technologies Ag | Frequency-compensated multistage amplifier arrangement and method for operating a frequency-compensated amplifier arrangement |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Bakker et al. | A CMOS nested-chopper instrumentation amplifier with 100-nV offset | |
| US8531238B2 (en) | Multi-stage fully differential amplifier with controlled common mode voltage | |
| JP4422408B2 (en) | Bias circuit to maintain a constant value of transconductance divided by load capacitance | |
| US20100060352A1 (en) | Auto-correction feedback loop for offset and ripple suppression in a chopper-stabilized amplifier | |
| JP3272380B2 (en) | High performance operational amplifier and amplification method | |
| JPS6315765B2 (en) | ||
| EP1252633B1 (en) | A switched-opamp technique for low-voltage switched-capacitor circuits | |
| NL9000326A (en) | AMPLIFIER CIRCUIT. | |
| EP0286347B1 (en) | Balanced output analog differential amplifier circuit | |
| US4672239A (en) | Sample-and-hold circuit arrangement | |
| US4068182A (en) | Direct-coupled cascade amplifier with automatically adjusted quiescent output signal level | |
| US4884039A (en) | Differential amplifier with low noise offset compensation | |
| NL1001231C2 (en) | Chopper amplifier circuit with CMOS switches and amplifier FETs | |
| JPH02219314A (en) | Completely differential filter fitted with changener capacitor using cmos operation amplifier not having common mode feedback | |
| EP0655831B1 (en) | High performance transconductance operational amplifier, of the CMOS integrated type | |
| US4603308A (en) | Temperature stable oscillator | |
| US20170241807A1 (en) | Readout circuit | |
| KR970001309B1 (en) | Operational amplifier with junction field effect transistors as input transistor pair | |
| CN115865082A (en) | Analog signal processing circuit and DC offset voltage elimination method | |
| JPS6221052Y2 (en) | ||
| KR880014734A (en) | amplifier | |
| JP3217806B2 (en) | Light detection circuit | |
| TWI844178B (en) | Analog signal processing circuit and DC offset voltage elimination method | |
| Fan et al. | Capacitively-coupled chopper amplifiers | |
| JP2022128018A (en) | Amplification device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PD2B | A search report has been drawn up | ||
| VD1 | Lapsed due to non-payment of the annual fee |
Effective date: 20000401 |