MXPA97001199A - Metodo y aparatoo para mejorar espacialmente señales estereofonicas y monofonicas - Google Patents

Abstract

Se describe un método y aparato que mejora espacialmente señales estereofónicas sin sacrificar compatibilidad con receptores monofónicos;de conformidad con una modalidad de la presente invención, se implementa un sistema de mejoramiento estereofónico (60b) usando solamente dos amplificadores de operación (51, 52) y dos capacitores (C1 y C2) y pueden interrumpirse entre un modo de mejoramiento espacial y un modo de derivación;en otras modalidades, los sistemas de mejoramiento estereofónicos simplificados se realizan construyendo uno de los canales de salida como la suma del otro canal de salida y los canales de entrada;en otras modalidades, se sintetiza una señal pseudo-estereofónica y se mejora espacialmente de acuerdo a principios de cancelación de diafonía de altavoz estereofónica;en otras modalidades, los mejoramientos espaciales respectivos de señales monofónicas y señales estereofónicas se combinan integralmente en un solo sistema capaz de mezclar de forma continua, los efectos de mejoramiento de ambos.

Description

MÉTODO Y APARATO PORA MEJORAR ESPACIALMENTE SEÑALES ESTEREOFONICAS Y MONOFONICAS ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN 1. - Campo de la Invención. La presente invención se refi ere en genera] a seríal es acúst icas y en particular a un método y sis tema para mejorar seríales acús icas onofónicas y estereofonicas . 2. - Descripción de la técnica relacionada Es imposible Jograr el mismo grado de separación de canel en un sistema estereofónico de dos altavoces típico ?ue el que es posible con un par de audífonos. En tal sistema estereofo ico, las seríales acústicas que llegan al oído ai. oyente desde los altavoces izquierdo y derecho, las cuales están en fase, tienden a a adirse, mientras que aquellas que est n fuera de fase tienden a cancelarse entre si. Este fenómeno, conocido corno diafonía de altavoz, degrada Jas calidades espaciales y direccionaJes percibidas de la imagen ac stica. Ademas, ya que la diafonía de altavoz es una función de la geometría de Jos frentes de onda que interfieren y que resultan de la intersección de las señales acústicas izquierda y derecha, los efectos de diafonia de los altavoces dependen de la local ación del escucha relativa a las posiciones de los altavoces izquierdo y derecho. Esto es, que los efectos de diafonía como se perciben en una local izacion pueden ser diferentes de aquél Jos percibidos en otra local izacion. Esta dependencia posicional de diafonia eleva los llamados "espacios muertos" y "espacios dulces" que experimenta un escucha cuando se mueve a través de un área de escucha. Es teóricamente posible cancelar la diafoma mejorando las señales estereofóni cas como ?na función de las posiciones particulares de los altavoces y la posición dinámica del escucha. En Ja practica, sin embargo, tal canceJacion es imposible de lograr toda vez q?e la disposición particular de los altavoces de un escucha y la posición dinámica de este no pueden ser predecidos. Numerosos sistemas mejoradores estereofó icos han sido descritos recientemente, los cuales intentan compensar esta dependencia posicionaJ de diafonia mejorando (L-R), o diferencia, componente y (L+R), o suma, componente de las señales estereofo icas. Tales sistemas, sin embargo, son relativamente complejos y costosos para implementa se. Ademas, muchos de los sistemas de ine oracion estereofónica convencionales no resuelven efectivamente los aspectos monofó icos de las señales estereofóm cas. Por ejemplo, es deseabJe en que un sistema mejorador estereofonico que retenga compatibilidad con receptores monofomcos, es decir, receptores que reciben únicamente el componente de suma modificada (L*-R) de la señal esi ereofonica. Al recibir únicamente el componente de suma modificada sin la habilidad para extraer los efectos espaciales encodados en la señal de diferencia, da como resultado una degradación no deseable de la imagen acústica onofonica original. Ademas, ya que muchas de las imágenes acústicas grabadas y de transrnicion en el presente incluyen tanto fuentes estereofomcas como monofónicas, también es deseable que un sistema rnejorador estereofóni co no sólo mejore espacial mente las imágenes acústicas onofónicas, sino que también tenga la habilidad para hacer una transición suave y automática entre una mejora de señal estereofónica y una mejora de señal monofonica.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Se describe un método y aparato que mejora espacialmente las señales estereof nicas sin sacrificar la compatibilidad con receptores rnonofomcos. De conformidad con una modalidad de la presente invenci n, un sistema ejorador estereofómco es implementado usando únicamente dos amplificadores de operación y dos capacitores y puede ser interrumpido entre un odo de mejoracion espacial y un modo de sobrepaso. En otras modalidades, los sistemas mejoradores estereofo icos simplificados se realizan construyendo uno de los canales de salida como la suma del otro canal de salida y los canales de entrada. En otras modalidades, una señal pseudo-estereofónica es sintetizada y espacialmente mejorada de conformidad con los principios de cancelación de diafoma de altavoz est reofo ico. También en otras modalidades, las mejoras espaciales respectivas de señales monofónicas y de señales estereofom cas son integralmente cornbi nadas en un solo sistema capaz de mezclar, de una manera continua, los efectos mejoradores de ambos.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La figura la es un diagrama de bloque que ilustra una topología de flujo de señal reticular convencional; La figura lb es un diagrama de bloque que ilustra una topología de flujo de señal aleatoria convencional; La figura 2a ee un diagrama de bloque que ilustra una topología de flujo de señal de invariable de su a convencional; La figura 2b es un diagrama de bloque que ilustra una topología de invariable de suma de un sistema rnejorador estereofonico de conformidad con la presente invenció ,- Las figuras 3a y 3b son diagramas de bloque que ilustran otras topologías de invariable de suma de conformidad con la presente invención; La figura 4 es un diagrama esquemático de un sistema mejorador estereofomco de conformidad con una modalidad de la presente invención; Las figuras 5a, 5b, 6 y 7 son diagramas esquemáticos de sistemas rnejoradores estereofo icos de conformidad con otras modalidades de la presente invención; Las figuras 8a y 8b son diagramas de bloque que ilustran topologías pseudo-estereofónicas convencionales ,- Las figuras Ra y 9b son diagramas de bloque que ilustran topologías ejoradoras pseduo-estereofonicas de conformidad con la presente invención; Las figuras 10a, 10b, lia, llb, 12, 13 y 14 son (Ji gramas de bloque que ilustran las topologías mejoradoras estereotonicas/rnonofoni cas de conformidad con la presente invención; La figura 15 es un diagrama esquem tico que ilustra un filtro de todo paso utilizado en algunas modalidades de la presente invención; Las figuras 16-19 son diagramas esquem ticos de sistemas mejoradores estereofó icos/rnonofonicos de conformidad con la presente invención; y La figura 20 es un diagrama de bloque de una topología par implementar algunas de las topologías estereofómcas/ onofóni cas de la presente invención en un procesador de señal digital.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Debe ser entendido q?e en la descripción detallada que sigue, los componentes comunes a las varias modalidades y figuras dibujadas están apropiadamente etiquetados con las mismas anotaciones. Antes de mencionar aspectos de la presente invención en detalle, es necesario mencionar varios principios subyacentes importantes. Primero, los sistemas mejoradores de audio deben ser simétricos en canal para conservar el centrado de la señal estereofomca original. Es decir, los canales izquierdo y derecho de la señal de audio deben ser idénticamente procesados para q?e una reversión de las entradas en el sistema rnejorador de a?dio no afecten al funcionamiento del sistema. Los sistemas mejoradores de a?dio de canal simétrico son típicamente i plementados usando ya sea una topología reticular o una topología aleatoria. a figura la ilustra el flujo de señal en una topología reticular, en donde L y R representan las señales de entrada de los canales izquierdo y derecho respectivamente, y L' y R' representan las señales de salida izquierda y derecha respectivamente. En tal topología reticular, cada una de las señales de sal ida es una suma de su señal de entrada respectiva por una función de transferencia lineal Sis) y la señal de entrada opuesta por una función de transferencia lineal A(s). Esto es: L'=S(s)L+A(s)R R'=S(s)L+A(s)L Para mantener una simetría de canal , las funciones de transferencia Sis) de los filtros l y 4 deben ser idénticas, y las funciones de transferencia fi(s) de los filtros 2 y 3 deben ser idénticas. La figura lb ilustra el flujo de señal en una topología aleatoria, en donde Jas señales de salida L' y R' son determinadas como sigue: L'=P(s)(L+R)+N(s)(L-R) R'=P(s)(L+R)+N(s)(L-R) (1) Por lo tanto, ?na s?rna de Jas señales de entrada L y R, (L+R), es construida en el elemento de suma 11 y procesada a través de un filtro 14 que tiene una función de transferencia PCs). Una diferencia de las señales de entrada L y R, (L-R) , se construye en el elemento de suma 10 y se procesa a través de un filtro 13 que tiene un función de transferencia N(s). La señal de diferencia procesada es invertida en eJ invertidor 17 y recornbinada con la señal de suma procesada en los elementos de suma 15, 16 para producir canales de salida L' y R Las funciones de transferencia asociadas con Jas topologías reticular y aleatoria de las figuras la y Ib, respectivamente, están relacionadas entre si como sigue: S(s)=P(s)+N(s) y Aís)=P(s)-N(s) Esta relación permite que un si stema mejo rador de audio irnplement ado en una topo l ogía , sea f cilmente converti do a La otra topología. Ademas, es deseable que un sistema mejorador de audio sea invariable de suma para que sea compatible con receptores monofónicos. Una topología invariable de suma es aquella en la que el componente de suma, o (L+R), de Ja señal estereofomca no es alterado para que la suma de las señales de entrada izquierda y derecha L, R sean iguales a Ja suma de las señales de salida izquierda y derecha, L R como se expresa a continuación: L'+R'=L+R (2) La topología reticular de la figura la es invariable de suma, donde las funciones de transferencia Ms) y ACs) se relacionan corno si uen S(s)+A(s)=l La topología aleatoria de la figura lb puede ser hecha invariable de su a constriñiendo la función de transferencia PCs) para que: PCs)=l El solicitante ha descubierto que en algunas instancias una topología invariable de suma como aquella mostrada en la figura 2a puede ofrecer una imple entac on as eficiente de un sistema mejorador estereofoni co. En referencia a la figura 2a, la señal derecha R es invertida en el invertidor 21 y combinada con la señal de entrada izquierda L en el elemento de suma 20 para producir una señal de diferencia (L-R), la cual es posteriormente procesada a través de un filtro 22 que tiene una función de transferencia E(s). La señal de diferencia procesada (L-R) es sumada con la señal de entrada izquierda original L en elemento de suma 23 para produci la señal de salida izquierda LA La señal de diferencia procesada (L--R) es invertida en el invertidor 24 y sumada con la señal de entrada derecha original R en el elemento de suma 25 para producir la señal de salida derecha RA La relación entre las señales de entrada L, R y la señales de salida L , R' se pueden expresar como sigue: L'=L+B(s)(L-R) R'=R+B(s)(L-R) (3) La función de transferencia B(s) está relacionada a la función de transferencia fl(s) usada en la topología reticular ilustrada en la figura la como sigue: B(s)=-A(s) (4) El redi poner la relación invariable de suma expresada en la ecuación (2) anterior da: R'=L+R-L' (5) Esta relación ha llevado al solicitante a una topología invariable de suma modificada, como se ilustra en la figura 2b, en donde la señal de salida derecha R' es construida substrayendo la señal de salida izquierda L' de la suma (L+R) de las señales de entrada. De esta manera, la señal de entrada derecha R es invertida en el invertidor 31 y sumada con la señal de entrada izquierda L en el elemento de suma 30. La señal de diferencia resultante (L-R) es procesada por el filtro 32 que tiene la función de transferencia Cs) y recornbinada con la señal de entrada original L en el elemento de suma 33. La señal de salida izquierda L' es invertida en el invertidor 34 y sumada con las señales de entrada derecha R e izquierda L originales en el elemento de suma 35 para producir la señal de salida derecha RA Las ventajas que resultan de Ja topología invariable de suma de la figura 2b se harán aparentes en breve. Debe ser notado que cuando la simetría de canal no es un requerimiento para el sistema mejorador particular, corno es el caso cuando se construyen señales pseudo-estereofom cas desde una señal onofonica, las topologías de las figuras 2a y 2b pueden se ampliadas como se ilustra en las figuras 3a y 3b, respectivamente. Tomando la topología mostrada en la figura 3a, las señales izquierda L y derecha R son combinadas y procesadas en el bloque de función 40, el cual puede implementar ya sea una función lineal o no lineal. Esta señal procesada es añadida a la señal de entrada izquierda I. en el elemento de suma J para producir la señal de salida izquierda L' y substraída desde la señal de entrada derecha R a través del invertidor 43 y el elemento de suma 42 para producir la señal de salida derecha R El procesamiento llevado a cabo por el filtro 40 puede ser cualquier función adecuada de formación de señal de una o ambas señales de entrada L, R. En referencia a la figura 3b, la función de procesamiento del filtro 45 puede ser cualquier función forrnadora de señal adecuada de una o ambas señales de entrada L, R. La señal de salida del filtro 45 esta provista corno la señal de salida izquierda LA mientras que la señal de salida derecha R' es producida substrayendo la señal de salida izquierda L' de la suma (L+R) de las señales de entrada. La topología aleatoria (figura la) es generalmente preferida sobre la topología reticular (figura lb), ya que l a topología aleatoria requiere únicamente dos filtros 13-14, mientras que la topología reticular requiere cuatro filtros 1-4. Sin embargo, el solicitante ha descubierto que la topoLogia reticular permite una implernentacion de circuito mas simple de un sistema rnejorador estéreo oruco. La figura 4 muestra un sistema mejorador estereofonico 50 de conformidad con una modalidad de la presente invención. El sistema mejorador 50, el diseño del cual se opone al de la topología reticular de la figura la, requiere únicamente doe amplificadores de operación 51, 52. La señal de entrada izquierda L esta provista a la entrada positiva del amplificador de operación 51 y a la entrada negativa del amplificador de operación 52 a través del resistor R3, mientras que la señal de entrada derecha R está provista a la entrada positiva del amplificador de operación 52 y en la entrada negativa del amplificador de operación 51 a través del resistor Rl. Los amplificadores de operación 51 y 52, los cuales están configurados como un integrador con fuga, combinan respectivamente las señales de entrada izquierda L y derecha R corno sigue: en donde Ao es la ganancia de la amplificación de la frecuencia baja y TP ee la constante de tiempo de la función de transferencia que determina la frecuencia de disminuci n progresiva del amplificador. Los valores de Ao y T , los cuales son en la modalidad preferida aproxi adamente 3.125 y 600 µs (que corresponden a una frecuencia de 265 Hz), respectivamente, pueden ser- fijados de acuerdo a lo siguiente: ___2_R± °~ Rl R3 X tp=K2 l=K4 ¿ Ya que las mitades superior e inferior del sistema mejorador 50 son simétricas, los valores de los resistores Rl, R2 y el capacitor Cl pueden ser en algunas modalidades iguales a los valores de R3, R4 y el capacitor C2, respectivamente. Los valores para los resistores y los capacitores anteriormente mencionados, pueden variar en modalidades reales, dependiendo de las características de operación de la amplificador de operación seleccionado, las consideraciones de i perancia de ruido y de entrada y las restricciones de costo y tamaño de los capacitores discretos Cl y C2, como es bien entendido en la técnica. En una modalidad preferida, los amplificadores de operación 51 y 52 son amplificadores de operación de grado de audio de bajo ruido como el TL074, disponible de Texas Instruments. En contraste con algunos sistemas mejoradores de audio convencionales, el sistema mejorador 50 de la figura 4 no amplifica o de otra forma altera las porciones de alta frecuencia de la señal de diferencia (L-R), es decir, aquellas porciones sobre aproximadamente 1100 Hz. Corno resul ado, la modalidad de la figura 4 logra un balance superior entre las imágenes acústicas centradas y no centradas en La señal de fuente de lo que lo hacen aquellos sistemas convencionales que proveen mas potencia a las frecuencias altas de la señal de diferencia (L-R). Debe ser también notado q?e la modalidad de La figura 4 no altera la señal de suma (L+R), conservando asi imágenes acústicas monofónicas y reteniendo compatibilidad con receptores monofónicos. Aunque contrario a numerosas enseñanzas anteriores de la cancelación de diafoma que sugieren modificar el componente de suma, el solicitante cree q?e las ventajas acústicas relativamente pequeñas realizadas modificando la señal de suma son preponderadas por los beneficios de la invariable de suma, es decir, retienen compatibilidad rnonofonica. La operación del sistema rnejorador 50 de la figura 4 puede ser también descrita en términos de la topología aleatoria de la figura Ib y las topologías basadas en la invariable de suma de las figuras 2a, 2b. En el caso de una topología aleatoria, las funciones de transferencia N(s) y P(s) est n en la forrna de: N0*stF N{s) =0.5 L y P(s)=0.5 en donde No es la ganancia de la amplificación de la frecuencia baja y Tp es la constante de tiempo que determina la disminución progresiva del amplificador. En la modalidad preferida, los valores correspondientes No y TP deben ser-aproximadamente 7.25 y un TP de aproximadamente 600 JS, respectivamente. El fijar P(s) igual a una mitad asegura una ínvapabilidad de suma, corno se describió anteriormente. El acortamiento virtual entre las entradas de los amplificadores de operación 51 y 52 permite que lae entradas negativas de los amplificadores de operación respectivos 51 y 52 sean conectadas entre sí por medio de un resistor Rll , como se muestra en la figura 5a, dando como resultado la eliminación de un resistor. El sistema mejorador 60a de la figura 5a opera de una manera similar a aquel de la figura 4 y, en consecuencia, aquellos componentes comunes a las modalidades de las figuras 4 y 5a están sirnílarmente etiquetados. El diseño rnae simple del sistema mejorador 60a permite también que las señales de entrada izquierda y derecha estén directamente acopladas a las entradas positivas de los amplificadores de operación 51 y 52, respectivamente. Co o resultado, el sistema de mejoramiento 60a exhibe deseablemente una alta impedancia de entrada. Los resistores R2 y R4 deben ser iguales y los capacitores Cl y C2 deben ser iguales. Los valores de Ao y FP se determinan corno sigue: A =— 0 Rll y tp=i_¿- l Notar que los parámetros Ao y FP pueden ser f cilmente ajustados variando la resistencia del resistor Rll el cual, en algunas modalidades, es un potenciómetro. En otra modalidad, un interruptor SU1 puede ser-añadido en series con el resistor Rll corno se muestra en la figura 5b. El sistema mejorador- resultante 60b puede de esta manera interrumpir entre un modo mejorador, en el cual las señales de entrada izquierda y derecha L, R son mejoradas corno se describió anteriormente para producir señales de salida izquierda y derecha mejoradas LA ' y un modo de desviaci n, en el cual las señales de entrada izquierda y der-echa L, R pasan no modificadas a través del sistema rnejorador 60 y aparecen co o las señales de salida izquierda y derecha LA RA El interruptor S l puede eer cualquier dispositivo de interrupción adecuado. La naturaleza del filtro de bajo paso de los amplificadores de operación 51 y 52 previene deseablemente los cambios instantáneos de voltaje entre las señales de entrada y las señales de salida. De esta manera, cuando se interrumpe entre modos, las señales de salida izquierda y derecha L R' convergir n exponencialmente a sus respectivas señalee de entrada L, R corno una funci n de la constante de tiempo TP resultando asi en transiciones de interrupción suaves entre modos. En consecuencia, las técnicas de interrupción complejas q?e minimizan el ruido de i terrupción, corno las técnicas de interrupción de cruce del eje de cero, son innecesarias. Corno se mencionó anteriormente, las topologías de invariable de suma ilustradas en Las figuras 2a y 2b pueden permitir una implementación de un circuito mejorada de un sistema rnejorador estereofó ico de conformidad con la presente invención. En referencia a la figura 6, el diseño del sistema mejorador 70 esta basado en la topología de invariable de suma ilustrada en la figura 2b. La señal de salida izquierda L' se produce a través del amplificador de operación 71 y sus elementos de reali entacion asociados R21 y C20, los cuales operan como un mtegrador con fuga, desde la suma de las señales de entrada izquierda y derecha (L+R). La señal de salida derecha R' es construida de conformidad con la ecuación (5), es decir, el amplificador de operación 72 suma la señal de salida izquierda L' con la suma de Ja señal de entrada (L+R) para producir la señal de salida derecha R Para asegurar el sumado adecuado en el amplificador de operación 72, los resistores R23 y R24 deben de ser de un valor igual, y los resistores R22 y R25 deben de ser de un vaLor igual. Notar que el diseño de la invariable de suma del sistema mejorador 70 requiere únicamente un capac +or C20, opuesto a los dos capacitores requeridos en las modalidades de las figuras 4 y 5. El interruptor 5U2 permite que el sistema mejorador 70 interrumpa entre la rnejoracion y los modos de mejoramiento y desviación corno se describió previamente con respecto a la figura 5. El sistema rnejorador 70 opera de conformidad con la función de transferencia anteriorment mencionada B(s), en donde =0.5(^-1) (8) Los parámetros Bo y TP se determinan como sigue: «.- *" 0 R20 y tp=R21 C20 Preferiblemente, los valores de Bo y Tp son aproximadamente 3.125 y 600µs, respectivamente. Con excepción de los coacciones anteriormente mencionadas, los valores de los resistores contenidas en el sistema rnejorador 70 pueden variar dependiendo de las características de operación deseadas. Not arque, ya que el capacitor C20 previene que el voltaje en la entrada negativa del amplificador de operación 71 cambie instantáneamente, la continuidad de voltaje de la señal de salida izquierda LA es conservada cuando se interrumpe entre los modos a través del interruptor SU2. De esta forma, cuando el sistema rnejorador 70 es interrumpido del modo de mejoramiento al modo de desviación, el amplificador de operación 71 actúa co o un seguidor de voltaje, con la desviación de voltaje de salida por el voltaje a través de C20. El capacitor C2Q se descargara gradualmente a través de l a combinación par-alela de resistores R20 y R21. Cuando el interruptor SW2 interrumpe del modo de desviación al modo de mejoramiento, el capacitor C20 es car-gado exponencial mente, conservando asi la continuidad de voltaje de la salida y minimizando la energía del impulso de interrupción. Los resistores R20, R21 y el capacitor C20 determinan la constante de tiempo de transe?ntee exponenciales causados cuando se interrumpe entre los modos. La línea 74 sirve principalmente como una derivación para prevenir q?e el acoplamiento parasítico entre las líneas 73 y 75 produzca cualquier efecto residual no deseado en el modo de desviación. Cuando no es necesario, la linea 74 puede ser removida para que el capacitor C20 se descargue únicamente a través de R21. Las modalidades descritas anteriormente con referencia a las figura 4-6 emplean un número mínimo de amplificadores de operación para minimizar el costo de irnplernentación. La distorsión y la fidelidad asociados con el sistema mejorador 70 pueden ser mejorados modificando al sistema rnejorador 70 para que emplee amplificadores de operación que operan únicamente en un modo de invertido. TaL modificación se ilustra en la figura 7 co o el sistema mejorador este reo f nico 80. El amplificador de operación 81 y los resistores R30, R31 invierten la señal de entrada izquierda L, y el amplificador de operación 83 y los resistores R38, R39 invierten la señal de entrada R, en donde R30 - R31 y R38 = R39. El amplificador de operación 84 y los resistores asociados R40-R43 producen la señal de salida der-echa R' de conformidad con la coacción invariable de suma de la ecuación 5. Los resistores R40-R43 deben de tener un valor igual para asegurar el sumado apropiado en el amplificador de operación 84. El amplificador de operación 82 y el capacitor asociado C30 y los resistores R32-R37 producen la señal de salida izquierda L' de conformidad con las ecuaciones 3 y 7, en donde los parámetros Bo y TP , los cuales son preferiblemente 3.125 y 600 µs, respectivamente, dirigen la selección de otros valores componentes corno sigue: R37 R32=R33 2Bn R37 R36- *h R35-R37 Corno se mencionó anteriormente con referencia a otras modalidades, los valores precisos de los componentes empleados en el sistema mejorador 80 pueden variar dependiendo de las características de operación deseadas. Los resistores R32, R33 y R36 están relacionados radiometpcamente a R37. El interruptor SU3 interrumpe al sistema mejorador 80 entre los modos de rnejoradmiento y de desviación. Cuando el SU3 conecta las líneas 85 y 86, el sistema rnejorador 80 entra en el modo de mejoramiento y opera corno se describe anteriormente. Cuando el interruptor W3 conecta la línea 85 a la tierra a tr-aves del resistor R34, el sistema mejorador 80 entra en el modo de desviación. En este modo, el amplificador de operación 82 funciona como un invertidor y provee una señal de salida izquierda L' igual a la señal de entrada izquierda L. Posteriormente, la señal L' y la señal invertida L se cancelan en el amplificador de operación 84 para q?e la señal de salida derecha R' sea igual a la señal de entrada derecha R. El capacitor C30 ayuda a obtener una continuidad de voltaje entre los modos corno se describió anteriormente. Cuando se interrumpe del odo de mejoramiento al de desviación, C30 descarga completamente a tierra a través de la combinación paralela de resistores R36 y R34. Aunque no es necesaria para el funcionamiento del sistema 80, la trayectoria hacia la tierra a través del resistor R34 ayuda a eliminar el acoplamiento parasítico. Cuando la interrupción del modo de desviación al de espacialización ocurre, el C30 carga gradualmente el curso normal de funcionamiento. Las modalidades descritas anteriormente con referencia a las figuras 4-7 son ventajosas sobre sistemas mejoradores anteriores baeadoe en la topología aleatoria ya que los voltajes de los nudos internos de las modalidades de las figuras 4-7 no excederán el voltaje máximo de entrada o el voltaje m ximo de salida. De manera inversa, en los sistemas mejoradores basados en topología aleatoria, los voltajes de señal de suma (L+R) y de diferencaí (L-R) internamente generados pueden ser el doble que las seríales de entrada máxima, requiriendo asi ya sea (1) dividir el régimen de voltaje de las señales de entrada o (2) dividir las señales de suma (L+R) y de diferencia (L-R) por un factor de dos. La alternativa anterior limita indeseablemente el régimen de niveles de señal de entrada compatibles, mientras que esta ultima alternativa reduce alternativa e indeseablemente la señal a la relación de ruido (hasta casi 6 dB). Las modalidades anteriormente descritas pueden ser implementadas fácilmente con un procesador de señal digital. Las frecuencias de polo y cero usadas en las funciones de 11 transferencia anteriores son una fracción pequeña de velocidades de muestra de audio típicas. De esta manera, la transformación bi línea se puede usar para derivar una versión de tiempo discreta. Co o ee bien entendido en la técnica cíe procesamiento de señal digital, la transformación bilmea es una aproximación util que relata el plano-s de la transformación de Laplace a el plano-z de tiempo discreto corno sigue: 21-z -i s=- Ti +z -1 en donde T es el recíproco de la velocidad de rnuest eo de señal. Como un ejemplo, esto se puede aplicar a la función de transferencia B(s) usada en las topologías de invariable de suma corno sigue: Usando una velocidad de muestra de 44.1 lHz y los valores de parámetro descritos anteriormente, la expresión anterior se reduce corno sigue: 1+Z'1 ß(z) =0.057956- 1-0.962908Z 1 Un enfoque eficiente para computar una muestra de datos espacialrnente mejorados se puede obtener usando el flujo de señal ilustrado en la topología de la figura 2a en conjunto con la anteriormente denotada B(z). Debe ser entendido que una topología particular que produzca la eficiencia rnas alta en una ímplenentación an loga no necesariamente produce la irnplernentación digital mas eficiente. Por ejemplo, en las irnplernentaciones an logas, el número de operaciones de inversión y de suma afectan significativamente el costo de írnplernentación, mientras que el número de señales añadidas o invertidas en una operación en particular- tiene únicamente un ligero impacto en el costo de implementacion. En una implementación digital, por otra parte, el numero total de operaciones de suma es una función del numero total de señales asi sumadae, rnenos el número de operaciones de s?rna. Ademas, las negaciones no imponen típicamente costos adicionales. Como resultado, la topología invariable de suma de la figura 2a es probablemente preferible sobre aquella de la figura 2b por la implenentación digital de sistemas mejoradores estereofonicos de conformidad con la preeente invención. Debe ser ademas notado que la implementación de DSP mas económica puede depender de la arquitectura del procesador- de señal digital usado en particular. Sin embargo, una í plenentacion de DSP basada en invariable de suma normalmente sera superior a aquellas basada ya sea en las topologías reticular o aleatoria. Debe ser- entendido, sin embargo, que los diseños de ci cuito basados en cada una de las topologías anteriormente descritas puede ser fácilmente mapeado desde el dominio análogo hacia el dominio digital de tiempo discreto. De conformidad con otras modalidades de la presente invención, se describe un sistema que mejora especialmente no únicamente las señales estereofomcas, eino también las señales onofonicas de una forma similar a aquellos previamente descritos. Un entendimiento completo de estas otras modalidades requiere la apreciación de algunos principios básicos usados en la conversión de señales monofónicas a señales pseudo-estereofónicas. Es bien entendido que una señal pseudo-estereofónica puede ser sintetizada de una señal monofonica (v.gr., una señal en la cual los canales derecho e izquierdo son idénticos) "colocando" espacialmente los sonidos hacia ya sea el canal izquierdo o derecho de una manera selectiva, dependiendo de La frecuencia de la señal de entrada onofonica. Tal síntesis puede ser lograda modificando primero la señal de entrada y posteriormente añadiendo y substrayendo esta señal modificada para y desde, respectivamente, la señal de entrada origina L para producir canales izquierdo y derecho que sean diferentes. Por ejemplo, las figuras 8a y 8b ilustran dos topologías comunes para tal síntesis. Refiriéndose primero a la figura 8a, la señal de entrada monofónica M es enrutada a través de un filtro de todo paso 90 que tiene una función de transferencia C(s). La salida del filtro 90 es alternati amente añadida a, a través del elemento de suma 92, y substraída de, a través del invertidor 91 y el elemento de suma 93, replicas atenuadas de la señal de entrada original M para producir-señales pseudo-estereofonicas izquierda L' y derecha R respectivamente. La relación entre las señaLes de salida L R' y la señal de entrada M se puede expresar corno sigue.

L'=M(0.5+C(s)) R'=M(0.5-C(s)) en donde C(s) es una función de transferencia de todo paso de La formula siguiente: Q,?, í »__ ) ?____) (l+ít,)(l+st2) (l+*tn) Típicamente, las constantes de tiempo Ti -Tn ocurrir n naturalmente en implernentaciones actuales en pares conjugados complejos. La constante Co determina la "profundidad" del efecto pse?do-estereofómco. Este efecto es maximizado cuando Co es igual ya sea a 0.5 o -0.5. En estos valor-es de Co , ciertas frecuencias aparecerán exclusi amente en uno de los canales de salida. El signo de Co es hasta cierto punto arbitrario, ya que el revertir el signo es casi equivalente a cambiar- las salidas de canal L' y R' de la figura 8a. El numero de puntos de cruce, esto es, el numero de frecuencias particulares en el cual las energías en los canales izquierdo y 2 b derecho son iguales, se determina por el orden de C(s). Notar que el elemento de ganancia 94 de la figura 8a no es esencial, sino que ha sido incluido para auxiliar a entender las modalidades de la presente invención que posteriormente se mencionaran. Esto permite también que la topología de la figura 8a satisfaga el siguiente criterio.

LJR'=M lo que implica que la topología sera la invariable de suma si la señal de entrada M es construida sumando de las señales de entrada izquierda L y derecha R. La topología ilustrada en la figura 8b, la cual opera de una forma idéntica a aquella de la topología de la figura 8a, puede suministrar una ímplernentacion rnas económica en ciertos casos. Las topologías pse?do-estereofóm cas ilustradas en Las figuras 8a y 8b padecen de un par de desventajas. Si se escoge Co para lograr la profundidad máxima, es decir, igual a ya sea 0.5 ó -0.5, el contraste entre los canales izquierdo y derecho puede ser muy extremo y llevar al fenómeno de "sordera en un oído". Este fenómeno indeseable puede ser minimizado aumentando el orden de la función de transferencia de filtro de todo paso Cts). Sin embargo, tal remedio da corno resultado ?n costo de irnplernentacion más alto. Este fenómeno de sordera en un oído puede ser minimizado reduciendo simplemente el valor de Co para proveer- una distribución rnas acústicamente admi í ble de la señal de entrada. Sin embargo, reducir Co causara una disminución en la diferencia de fase entre los canales izquierdo y derecho, y por lo tanto, disminuirá el carácter espacioso percibido de la imagen acústica. Fn otras palabras, reducir Co permite i deseablemente q?e la diafo ia del altavoz cancele la energía fuera de fase en las frecuencias bajas. De conformidad con la presente invención, el solicitante ha descubierto que el fenómeno de sordera en un oído puede ser minimizado, sin disminuir el carácter espacioso significativamente, en una de dos formas. En el primer enfoque, una función de transferencia C(s) modificada puede ser irnplernentada, en donde C(s) es redefini o como: para que: t" ¿ en donde tp y tz son reales, positivos y permanecen en la misma escala de frecuencia baja como lo hace el tp usado en los sistemas rnejoradores estereofónicos anteriormente descritos. La función de transferencia modificada C'(s) exhibe una amplificación de frecuencia baja y, dominando la salida, permite una mayor separaci n entre canales para frecuencias bajas que para frecuencias mas altas. Aunque se Logran resultados satisfactorios, un enfoque tal resulta indeseablemente en una discrepancia de nivel de potencia rnas grande entre la señal de entrada rnonofonica M y las señales de salida pseduo-estereofonicas LA A Debe ser notado que pre escalar la señal de entrada mono f nica M no provee una solución efectiva por razones que serán aparentes posteriormente. En el segundo y preferido alcance, una de las topologías de síntesis pseudo- estereofom ca ilustradas en las figuras 8a y 8b puede ser caer- en forrna de cascada con los sistemas mejoradores estereofóm cos descritos anteriormente de conformidad con la presente invención, como se ilustra en la figura 9a. En esta topología mejoradora estereofonica/ onofónica, el filtro 100 crea el canal izquierdo pseudo-estereofo co en la línea 103 mientras que el invertí dor L01 y el elemento de suma 102 crean el canal derecho pseudo -estereofo i co en la línea 104. Un sistema rnejorador estereofomco 107 mejora estas señales de canal pseudo-estereofonicas para producir una señal de salida izquierda y derecha L" y R' en las líneas 105 y 106, respectivamente. El sistema 107 puede ser cualquiera de los sistemas mejoradores estereofom cos previamente descritos de conformidad con la presente invención. Notar que ya que cada una de las modalidades previamente descritas de sistemas mejoradores estereofomcos son simétricas de canal, la asignaci n de canal particular al sistema 107 es arbitraria. Debe ser entendido que aunque la porción pseudo-estereofom ca de la topología de la figura 9a esta basada en la topología de la figura 8b, en otras modalidades puede estar basada en la topología de ia figura 8a. Ueando la relación de invariable de suma R' = L + R -LA l topología nejoradora est ereofom ea/rnonofoni ca de la figura 9a puede ser simplificada a aquella de la figura 9b, en la que la función de transferenci D(s) representa la función mejoradora llevada a cabo por el sistema 107 de la topología de la figura 9a. Las salidas L' y R' est n relacionadas con la entrada M corno sigue: I'=AÍ(0.5+C(.s)_D(s)) R'=M(0.5-C(s)D(s)) D(s) se define como sigue: D+stp D(s) = 1 +st, (9) en donde Do es la ganancia DC de D(s). La función de transferencia D(s) puede estar relacionada a la función de transferencia B(s) utilizada en modalidades anteriores como sigue: (í)=l+2fi(s) y de esta manera Arl +2*o Se concl uye que la señal de ent rada ono fón i ca M esta relacionada a las señal es de sa l i da izquierda L ' y derecha R ' corno si gue : LJM(0-5 +C(s)(l +2B(s))) ? = (0.5 -C(S)(1 +2_B(J))) Ya que la señal de diferencia pseudo-estereofónica (L-R) tiende a ser mas sensible a la amplificación excesiva de la frecuencia baja de lo que lo hace una señal de diferencia estereofonica (L-R) típica, la amplificación asociada con un sistema rnejorador- pseudo-estereofonico debe ser en cierta forma inferior q?e aquella de un sistema mejorador estereofóni co puro corno aquellos descritos anteriormente. El solicitante ha escogido Do para que sea igual a un poco rnas de la mitad de 2Bo+l, es decir, aproximadamente 4.5. La constante de tiempo tp es, como se menciono anteriormente, aproximadamente igual a 600 µs. El orden particular de la función de transferencia C(s) incluye un intercambio entre la calidad de sonido superior (de orden mas alto) y el costo de implementación (de orden rnas bajo). En una modalidad preferida que será descrita brevemente, C(s) ee implernentada de forrna que tenga tres polos y ceros, un orden que el solicitante cree que obtiene un compromiso satisfactorio entre el mejoramiento de sonido y el costo de irnplernentación. Las constantes de tiempo preferidas para los tres polos y ceros son 46µs, 67µs y 254µs, respectivamente, las cuales son rea Les. El solicitante ha descubierto que un valor-de 0.2 para la constante Co da como resultado un intercambio óptimo entre la separación profunda y una sutileza poco profunda. En aplicaciones de audio típicas, la naturaleza de la señal recibida (es decir, ya sea estereofonica o monofomca) ee comunmente desconocida. En algunos casos, corno en las transmisiones de radio FM, la señal recibida puede variar entr-e una naturaleza estereofónica y rnonofor ca. De esta manera, sería deseable proveer un mecanismo capaz no sólo de mejorar tanto las señales este reo fon icas y rnonofonicas, sino también de interrumpir suavemente entre tales modos. De conformidad con la presente invención, un sistema de síntesis pseudo-estereofonico 131 puede caer en forma de cascada con el sistema rnejorador estereofo ico 126 corno se ilustra en la topología de la figura 10a. Debe ser entendido que el sistema rnejorador esf ereofoni co 126 puede ser cualquiera de los sistemas rnejoradores estereofómcos previamente descritos. En donde la señal de entrada es de una naturaleza rnonofónica, v.gr., donde la señal de entrada izquierda L es id ntica a la señal de entrada derecha R, la topología de la figura 10a operara en una forrna idéntica a aquella de la topología de la figura 9a. La ganancia de un elemento de ganancia variable 121 puede se variada entre cero y una unidad en respuesta a una señal de control externa (no mostrada) corno una señal de mezcla este reo fon ica recibida desde un decodi fi cador estéreo fónico FM o un ci cuito de detección de fuente estéreo fónica o incluso un control de usuario. Cuando el elemento de ganancia 121 es programado para tener una ganancia de cero, la porción de síntesis pseudo-estereofonica 131 es efectivamente desactivada para que la operación de la topología de la figura 10a sea determinada únicamente por el sistema mejorador estereofónico 126. De esta rnaner-a, el elemento de ganancia variable 121 permite el control dinámico de la profundidad del efecto de síntesis pseudo-estereofonico. Notar que es posible, con la elección apropiada de parámetros, fijar la ganancia del elemento de ganancia vapabLe 121 a una unidad para todas Las fuentes de señal. En la practica, la mayoría de las fuentes estereofónicas contienen suficiente información de canal fuera de fase para encubrir efectivamente el efecto pseudo-eetereofonico, mientras que cualquier componente rnonofomco presente se beneficiara del efecto pseudo-estereofónico. De esta manera, si una señal estereofóni ca contiene rnuy poca información espacializada, es decir, una señal de di ferencia (L-R) mínima, el componente pseudo-estereofomco dominara al componente estereof orneo. Asi, para tal señal estereofomca, el efecto pseudo-estereofonico mejorara espacialmente la imagen acústica correspondiente. En donde el elemento de ganancia variable 120 tiene una ganancia de unidad, las entradas y salidas de la topología de la figura 10a pueden ser relacionadas entre si como sigue: L'=L+_B(j)(L-?)+C(j)(l*2ß(j))(L+R) R'=R-B(s)(L-R)-C(s)(l +2B(s))(L+R) (10) Si el elemento de ganancia variable 121 se usa para interrumpir din micamente entre modos, es decir, entre activar y desactivar una porci n de síntesis peeudo-estereofo ica 131, se necesitara to ar ciertas medidas para asegurar un ruido de i nterrupcion bajo. Por ejemplo, Ja ganancia del elemento de ganancia variable 121 debe ser variada a una velocidad tal que no se introduzca energía de aita frecuencia significativa en las señales acústicas. En la topología de Ja figura JOa, tanto las señales de entrada pseudo-estereofónicas (sintetizadas desde una señal de entr-ada rnonofómca a través de la porción 131) y las señales de entrada estereofóni cas son filtradas a través del sistema rnejorador estereofom co 126 y, de esta manera, son procesadas de conformidad con los mismos parámetros previamente descritos asociados con la función de transferencia B(s). Ya que, sin embargo, las señales pseudo-estereofo i cas generadas de señales monofomcas son diferentes de las señales estereofómcas puras, sería ventajoso que cada una de tales señales fuera espacial ente mejorada de conformidad con diferentes parámetros, simultáneamente haciendo posible una mezcla de los dos efectos de mejoramiento. De esta manera, de conformidad con otra modalidad de la presente invención, un sistema de síntesis pseudo-estereofomca 140 cae en forma de cascada hacia las líneas de salida 143, 1444 del sistema rnejorador estereofóni co 126 como se ilustra en la topología de la figura 10b. En esta topología, los parámetros rnejoradores estereofomcoe y por lo tanto el efecto mejorador espacial del circuito mejorador estereofonico 126 afectará úni amente señales estereofoni cas recibidas en Linea de entrada 141, 142 (ya que las señales rnonofomcas no contienen un componente de diferencia (L-R), las señales de entrada rnonofónicas recibidas en la línea 141, 142 pasan sin modificar a través de un sistema mejorador- este reo fónico 126).. Estas señales de entrada rnonofonicas no modificadas son procesadas en el sistema de síntesis pseudo-estereofomca 140 mediante un filtro 47 que tiene una función de transferencia de C(s)D(s), en donde C(s) y D(s) sintetizan y mejoran eepacialmente, respectivamente, la señal pseudo-estereo fónica. La topología de la figura 10b opera, en todos los dernas aspectos, de una for-ma idéntica a aquella de la topología de la figura 10a. En donde el elemento de ganancia variable es programado a una ganancia unitaria, las entradas y salidas de la topología de la figura 10b pueden ser relacionadas entre si como sigue: L'=L+B(s)(L-R) +C(5)D(s)(L+?) RjR-B(s)(L~R)-C(s)D(s)(L+R) (11) En una implementacion preferida, D(s) ee de la formula descrita en la ecuaci n 9, en donde Do y TP son aproximadamente 4.5 y 600 µs, respectivamente. Las topología de las figuras 10a y 10b pueden ser modificadas para operar de conformidad con topologías estilo aleatorio corno se ilustra en las figuras lia y llb, respectivamente. La topología de la figura lia usa el misino filtro mejorador 167, que tiene una función de transferencia de N(s), en procesar señales tanto estereofoni cas como pseudo-ostereofom cas. Esto es, que al igual que la topología de la figura 10a, la topología de la figura lia usa Los mismos parámetros para mejorar espacial ente tanto Las señales estereofóm cas como pseudo-estereofóni cas. La función N(s) es de la fórmula previamente descrita con respecto a la figura lb. El filtro pseudo-estereo ónico 164 opera de conformidad con l a función de traneferencia previamente descrita C(e) multiplicada por un factor de 2. Asumiendo que la ecuación 8 permanezca valida, la relación entre las entradas y salidas de la topología de la figura lia se puede expresar de conformidad con la ecuación 10. De una forma similar a las topologías de las figuras 10a y 10b, el elemento de ganancia variable 121 puede ser controlado ya sea manual o automáticamente para acomodar-una variedad de tipos de señales de entrada, o programado a ganancia de unidad y aún manejar la mayoría de las señales de entr-ada rnonofónicas y estéreofónicas. La topología de la figura llb, una versión modificada de la topología de la figura lia, utiliza parámetros mejoradores espaciales distintos para señales estereofomcas y pseudo-estereofómcas en una forma einilar a aquélla descrita con respecto a la topología de la figura 10b. En la topología de la figura llb, a diferencia de aquella de la figura lia, i a señal pseudo-estereofoni ca es sintetizada y mejorada espacialmente por el filtro 147 de conformidad con las funciones de transferencia C(s) y D(s), respectivamente, y sumada con la señal estereofonica mejorada gener-ada por el filtro 167 de conformidad con la función de transferencia N(s). De nuevo, las funciones de transferencia C(s), D(s) y N(s) son de las formulas respectivas previamente descritas. Notar que estas topologías son ventajosamente invariables de suma sin importar la natur-aleza asimétrica de la función de transferencia pseudo-estereofónica C(s). Debe ser también notado que toda vez q?e las señales de entrada rnonofonicas no contienen un componente de diferencia (L-R), cuando una señal rnonofonica tal es provista corno una entrada a las topologías de las figuras lia y llb, la trayectoria de la señal de diferencia (L-R) (creada por el elemento de surna 160) no contendrá ninguna señal . De esta manera, el acoplamiento de la señal de suma (L+R) a la trayectoria de señal de diferencia a través del filtro 164 y el elemento de surna 166 es vital en la construcción de la señal de salida izquierda LA Ya que las topologías anteriores son invariables de surna, pueden ser modificadas para operar de conformidad con las topologías de invariable de suma de las figuras 3a y 3b, resultando asi en írnplementac iones mas simplificadas y rnas efectivas en costos. Ademas, el solicitante ha descubierto que una simplificación mayor puede ser lograda programando la constante de tiempo de polo de la función de transferencia D(s) igual a aquélla de la función de transferencia B(s). De esta manera, la función de transferencia D(s) no necesita ser explicitarnente irnplementada proveyendo ventajosamente a la vez parámetros mejoradores distintos para las señales est ereofómcas y pseudo -estereofónicas. De esta manera, el filtro que de otra forma tendría C(s) D(s) inpl ementadas únicamente necesitaría ahora una implemen+ación de C(s), permitiendo así la eliminación del capacitor determinador de un polo. Notar que esta simpl ficación da corno resultado la eliminación de un elemento de retraso en implementaciones digitales. Las topologías simplificadas resultantes derivadas de las topologías de Las figuras lia y llb se ilustran en las figuras 12 y 13, respectivamente. En la topología de la figura 12, los elementos de suma 208 y 209 junto con el invertidor 210, simulan el estilo de la topología invariable de suma de la figura 3a. El elemento de suma 200, el elemento de ganancia variable 210, el filtro 202 tienen una función de ransferencia C(s), y eL elemento de ganancia 205, construye la señal pseudo-estereofonica. La magnitud de la salida de señal desde el filtro 202 determinara, en un grado significativo, la magnitud de la síntesis pseudo-estereofónica en aquellas frecuencias significativamente sobre el polo de la función de transferencia B(s), es decir, significa ivamente sobre 265 Hz. La magnitud de la salida de señal desde el elemento de ganancia 205 determinara la magnitud de la síntesis pseudo-estereofonica en DC. De esta manera, el efecto de la función de transferencia D(s) previamente descrita es emulado por la adición de señales en los elementos de suma 204 y 207. La constante Do de la función de transferencia emulada D(s) ee preferiblemente aproximadamente 4.5 y puede ser programada como sigue: en donde G205 es la ganancia del elemento de ganancia variable 205. En donde el elemento de ganancia 201 es programado a unidad, las señales de salida izquierda L' y derecha R' de la topología de la figura 12 están relacionadas a las señales de entrada izquierda L y derecha R de conformidad con la ecuaci n (11). Notar que en la topología de la figura 12 es posible controlar la ganancia en cualquier punto a lo largo de una trayectoria de señal dada y lograr resultados id nticos. Par-a implernentaciones análogas típicas, las entradas de una red de surna son usualmente multiplicadas por algún factor de ganancia. De esta manera, existen varias formas de asegurar que la magnitud de las señales provistas a los elementos de suma 204 y 207 desde el filtro 202 sean independientemente ajustables; por Lo que el utilizar el elemento de ganancia 205 es una de tales formas. La porción rnejoradora eetereofomca de la topología de ia figura 12 opera en una forma similar a aquella de la topología de las figuras 2a. De esta manera, los valores de forrna de par metro para las funciones de transferencia B(s) y Cts) son preferiblemente como se menciono anteriormente. La topología de la figura 13 opera de una manera casi idéntica a aquella de la figura 12 con una notable excepción. El invertidor 229 y los elementos de surna 227 y 228 estan configurados para imitar la topología de estilo invariable de suma de la figura 3b. De esta manera, rnas que la función del elemento de surna 227, los componentes dentro del bloque 45 de La topología de la figura 13 operan en una forrna idéntica y llevan a cabo la misma función que aquéllos componentes en el bloque 40 de la topología de la figura 12. Cuando se desea tener constantes de tiempo de polo de mejoramiento distintas para cada una de las síntesis pseudo-esterefonicas y las funciones mejoradoras de señal estsreofónicas, las topologías de las figuras 12 y 13 se pueden modificar elimi ando la trayectoria de señal que pasa a través del elemento de ganancia 205 y alterando el filtro 202 para tener una función de transferencia C(s)D(s). Las topologías de las figuras 12 y 13 pueden ser adernás simplificadas, y de esta forma irnplementadas a un costo reducido, sacrificando ligeramente el atributo espacial de la señal pseudo-estereofomca. Tal topología simplificada se ilustra en la figura 14 en donde el papel de los filtros 246, 247 y el elemento de surna 248 puede ser llevado a cabo en irnplernentaciones análogas por un solo amplificador de operación configurado corno un integrador con fuga corno, por ejemplo, el amplificador de operación 51 del sistema mejorador esterofómco 50 de la figura 4. Las señales de salida izquierda L' y derecha R' y las señales de entrada L y R en la topología de ia figura 14 están relacionadas entre sí como se expresa por la ecuación 11, en donde el elemento de ganancia 241 es programado a unidad. Sin embargo, la función de transferencia D(s) emulada tendrá la fórmula: donde G243, el elemento de ganancia 243, debe ser enos que unidad. Como resultado, el régimen de Do es restringido como si ue: B0+l=D0=l (12) En donde G243 es cero, D(e) lograra un mejoramiento en la frecuencia ba a máxima. En consecuencia, en donde G243 es i ual a unidad, no habrá un mejoramiento de frecuencia ba a. G2-43 debe ser elegido para que: 4L '243 Aunque las aplicaciones diferentes pueden requerir-valores de parámetro ligeramente diferentes, G243 preferiblemente sera cero para efectuar la profundidad máxima posible la cual, a su vez, implica que Do debe ser aproximadamente 4.125. La forrna preferida y los valor-es de parámetro asociados para las funciones de transferencia B(s) y C(s) son como se menciono previamente. De una forma similar a aquella de las topologías de las figuras 12 y 13, las señales provistas a los elementos de suma 244 y 245 pueden ser escaladas independientemente. Tmpleinentando las topologías mejoradores esterefónicas/rnonofonicas anteriormente descritas, requerirá en las modalidades reales un filtro de todo paso co o el filtro de todo paso de fres polos convencional 250 ilustrado en la figura 15. El filtro de todo paeo 15 incluye tres filtros de todo paso de un solo polo que caen en forma de cascada 251, 252 y 253. Aislando cada polo a una etapa separada minimiza la sensibilidad a la variación componente. Notar que el pri er filtro 251 debe ser diseñado para que R50 = R51. El filtro 251 tendrá una función de transferencia H(s) y una constante de tiempo de polo asociada t: H(S) =J^ DC E t ~R52-C40 Los filtros 252 y 253 operaran también de conformidad con la función de transferencia anteriormente descrita H(s) cuando las constantes de tiempo asociadas t sean determinadas en una forma similar. En las modalidades preferidas del sistema mejorador esterofonico/rnonofómco que siguen, Los filtros de un solo polo individuales 251-253 deben eer configurados de conformidad con técnicas bien conocidas para que el fil ro de tres polos resultante 250 tenga constantes de tiempo de polo de 46 µs, 67 µs y 254 µs. Debe ser entendido que un filtro que utiliza secciones de segundo orden o de orden rnas alto, pueden ser-usadas para reducir el numero de amplificadores de operación necesarios. Ademas, las secciones de filtro de segundo orden permiten los pares conjugados de polo complejos. Sin embargo, tales secciones de filtro de segundo orden o de orden rnas alto son nas sensibles a la variación de componente. La modalidad preferida de la presente invención se ilustra en la figura 16. La operación del sistema rnejorador esterofónico/ onofónico 260 esta basada en la topología de la figura 13 y, en consecuencia, la descripción de la topología de la figura 13 es igualmente aplicable al sistema 260. Notar que con la excepción de loe amplificadores de operación 256 del filtro de todo paso 250, cada uno de los amplificado es de operación en el sistema 260 de la figura 16 operan en un modo invertido por razones mencionadas previamente. La señal de entr-ada izquierda L es invertida por el amplificador de operación 270 y los resistores asociados R60 y R61, mientras que la señal de entrada derecha es invertida por- el amplificador de operación 272 y los resistores asociados R70 y R71. Estas dos señales invertidas son escaladas y sumadas en el amplificador de operación 273 para extraer el componente de señal rnonofómca el cual es posteriormente retrasado por ei filtro de todo paso 250 para producir una señal pseudo-eetereofóm ca. Cuando el interruptor 5U5 conecta la salida del filtro 250 a la linea 278, la señal pseudo-estereofomca es sumada con la señal de entrada izquierda invertida L y la señal de entrada derecha no invertida R en el nudo común a los resistores R62-R64. Cuando el interruptor SU4 conecta las líneas 276 y 277, esta señal de suma es filtrada por paso inferior por el capacitor C50 de conformidad con la función de transferencia B(s). Esta señal filtrada se suma con la señal de entrada izquierda invertida L y la señal pseudo-estereofóni ca (sintetizada por el fil ro 250) en el amplificador de operación 271 para producir la salida de la señal de salida izquierda L.

El amplificador de operación 275 substrae la señal de salida izquierda L' de la suma de las señalee de entrada izquierda L y der-echa R. Los interruptores SU4 y S I5 permiten q?e el sistema 260 opere en uno de tres modos posibles. Si el interruptor S I4 conecta la línea 272 a la tierra a través de resistor R65, el 4< fiLtro mejorador esterofonico, v.gr, La función B(s), es desactivada. Cuando el interruptor SUS conecta la linea 278 a la tierra, desactivando asi la función de síntesis pseudo-estereofónica del filtro 250, v.gr., función C(s), el sistema 260 operara en un modo de desviación. De esta forma, las señales de entrada izquierda L y derecha R parecen inrnodif icadas corno señales de salida izquierda L' y der-echa R respectivamente. Por otra parte, si el interruptor SU4 conecta la linea 277 a la linea 276, el filtro rnejorador esterofonico B(s) es desactivado. El modo de operación del sistema 260 depender ahora de la posición del interruptor SU5. Si el interruptor SU5 conecta ahora la línea 278 a la tierra, desactivando asi a función de síntesis pseudo-estereofonica C(s), el sistema 260 opera únicamente en un modo únicamente esterofónico. Sin embargo, si el interruptor SUS conecta el filtro 250 a la linea 278, desactivando así la función de síntesis pseudo-estereofoni ca C(s), el sistema 260 opera en un modo esterofónico/monofónico doble y mejorara espacial ente ambos t pos de señales de entrada. Corno se mencionó con respecto al sistema 80 de La figura 7, la interrupción entre los modos de ejoramiento de desviación y esterofoni co/nonofoni co a través del interruptor SW4 exhibe un ruido de interrupción relativamente bajo debido a la función de filtro de ba o paso del capacitor C50. La interrupción del interruptor SW5 puede causar una discontinuidad en las señales de salida. Sin embargo, tal discontinuidad es tolerable en la mayoría de aplicaciones, toda vez que la ganancia de la señal peeudo-estereofomca en la linea 278 es ligeramente baja comparada con aquella de las señales esterefomcae. En aplicaciones en donde tal discontinuidad es inaceptable, la discontinu dad puede ser minimizada usando técnicas de interrupción bien conocidas de cruce del eje de cero, o reemplazando al interruptor SU5 con un elemento de ganancia variable controlado por una señal de rampa de interrupción. La selección de valores apropiados para los componentes contenidos en el sistema 260 puede variar dependiendo de la aplicación en particular, las características de operación deseadas y los tiempos de componentes usados. Notar, sin embargo, q?e las siguientes coacciones deben satisfacerse para descubrir los beneficios del sistema 260. Primero, los resistores asociados con los amplificadores de operación de suma/inversión 270, 272 y el amplificador de operación de salida 271 deben ser elegidos para que: R60=R61 R70=R71 R75 = R76=R77=R78 Después , el resi stor R69 y el capac itor C50 deben ser elegi dos pa ra que el producto de sus valores sea corno s i gue : 4xp(2B0+KlD0)=R69 C50 Después de seleccionar un vaior apropiado para e l resi stor R69 , los val ores de resistor restantes asociados con el ampli ficador de operación 271 se determi nan corno si gue : RUQ R62=R63=— 2Bo R69 -=*, R68 R66=R69 Los resistores asociados con los ampl i fi cadores de operación 273 deben satisfacer l as si guientes relaciones : R72=R73 en donde K_ debe ser elegida para que Ki ? Co. En una modalidad preferida, Ki es igual a 0.4. Al igual que en la mayoría de los circuitos análogos rnultietapas, la ganancia de una trayectoria de señal dada puede ser independientemente controlada en cada etapa. Como consecuencia, existe siempre cierta cantidad de flexibilidad en relación a q?e ganancia ocurre, y en dónde. El coeficiente Ki es de un grado tal de libertad q?e puede ser elegido corno sea conveniente. La coacción anterior en Ki es recomendada por propósitos de régimen de señal dinámica para prevenir que la salida del amplificador de operación 273 se sature con señales de entrada m ximas en ambos canales de entrada. En otra modalidad, un sistema esterofom co/rnonofónico 280 es descrito e ilustrado posteriormente en la figura 17, el cual opera de conformidad con la topología de la figura 14. En consecuencia, la descripción anterior con respecto a la topología de la figura 14 es igualmente aplicable al sistema esterofónico/rnonofónico 280, en donde las señales de salida izquierda L' y derecha R' están relacionadas con las señales de entrada izquierda L y derecha R de conformidad con la ecuación U. La función de transferencia D(s) emulada tiene la formula anteriormente mencionada con referencia a la topología de la figura 14, en donde Do está fijada a un valor m ximo para que: ¿ V1 La porción mejoradora estereofonica del sistema 280 es llevada a cabo por los amplificadores de operaci n 293, 294 , y sus respectivos capacitor asociado C60 y resistores R86-R9L, y de esta manera irnplementa ia función de transferencia B(s) de una forrna idéntica al sistema mejorador esterofonico 70 je la figura 6. El mejoramiento pseudo-esterofonico se combina con el mejoramiento esterofónico sumando la señal peeudo-estereo f nica con la señal de entrada izquierda L antes de que el mejoramiento esterofónico sea llevado a cabo, corno se menciono posteriormente. El amplificador de operación 290 y los resistores asociados R80-R81 suman y posteriormente escalan por un medio las señales de entrada izquierda L y derecha R para extraer el componente monofomco (L + R) de la fuente de entrada. Notar que los resistores R80 y R81 deben de ser de un valor igual. Esta señal de suma es filtrada por el filtro 250 de acuerdo con la función de transferencia C(s) para sintetizar una señal pseudo-estereofóm ca. Esta señal pseudo-estereofómca es posteriormente sumada con la señal de entrada izquierda L por el amplificador de operación 292 y los resistores asociados R82-R85. La ganancia de señal de entrada izquierda a través del amplificador de operación 292 es unidad, mientras que la ganancia de la señal pseudo-estereofomca sintetizada a través del amplificador de operación 292 puede ser ajustada de conformidad con la profundidad deseada del efecto pseudo-esterofónico. En consecuencia, los valores para los resistores R82-R85 deben ser elegido como sigue: 2C - R83 - R84 ° R82 R85 El sistema 280 incluye dos interruptores SU4 y SU5 , q?e permiten que el sistema 280 interrumpa, de una forma idéntica a aquella del sistema 260 de la figura 16, en re modos de rnejoracion de desviación, mejoracion estoreofoni ca únicamente y rnejoración estereofomca/ onofoni ca. De esta manera, cuando el interruptor SU5 conecta la linea 295 a La tierra, el odo de operación del sistema 280 se determina por ia posición del interruptor SU4. Si el interruptor SU4 conecta la lineas 296 y 297, el sistema 280 opera en el modo esterefónico únicamente. Si el interruptor SU4 conecta las Lineas 296 y 298, el sistema 280 opera en el modo de desviación. El sistema 280 opera en el modo esterofonico/ ono fónico cuando el interruptor SU4 conecta las lineas 296, 297 y el interruptor SU5 conecta la línea 295 a la salida del filtro 250. Corno se mencionó anteriormente con referencia a modalidades anteriores, ios valores de los componentes contenidos en el sistema 280 pueden variar dependiendo del diseño, componente y consideraciones de rendimiento. Sin embargo, las siguientes coacciones deben ser satisfechas para descubrir los beneficios de la modalidad de la figura 17: R80=R81 t =R87-C60 p 0 R86 R88=R89 R90=R91 El diseño mas simple y el costo de inplernentación rnas bajo del sistema 280 comparado con el sistema 260, se logra usando tanto los modos de inversi n como de no inversión de los amplificadores de operación en los mismos. Aunque el utilizar arnboe modos de los amplificadores de operaci n co o tal pueden afectar adversamente la calidad del sonido, cualquier degradación tal en la calidad acústica sera ligera y buena dentro de los requerimientos de rendimiento de muchas aplicaciones. La topología de la figura 14 se puede implernentar en un diseño aun más simple, permitiendo el atenuado de las señales de entrada. De conformidad con otra modalidad de la pr-esente invención, un sistema me ora o esterofomco/monofómco 300a se describe posteriormente y se ilustra en ia figura 18, el cual requiere únicamente cuatro amplificadores de operación. Las señales de entrada I. y R son escaladae por un factor K2 - La selección de un valor apropiado para K2 incluye la consideración de dos factores corno se describirá brevemente. La porción pseudo-eetereofo ica del sistema 300a esta formada por amplificadores de operación 310 y 311 y sus resistores R100-R108 y capacitores C70-C71 asociados. El amplificador de operación 310 suma primero las señales de entrada izquierda L y derecha R, extrayendo asi al componente monofomco, y despuee filtra eeta s?rna de conformidad con un filtro de todo paso de un solo polo. El amplificador de operación 311 forrna el núcleo de ?n filtro de todo paso de segundo orden, ei cual divi e también la señal de surna por un factor I+K3. Aunque depende en cierta forrna de Jas frecuencias de polo, el valor de K3 debe estar generalmente cercano a la unidad para minimizar la sensibilidad a la variación componente. Los amplificadores de operación 312 y 313 forman la porción de mejoramiento estereofo ico dei sistema 300a y operan de una forma similar al sistema mejorador- esterofónico 70 de la figura 6. Los resistores R109-R113 permiten que Do vane entre Bo + 1 y 1. El resistor Rll iguala la atenuación de la trayectoria de señal de suma con el resto del circuito. El sistema 300a incluye dos interruptores SU4 y SUS que permiten que el sistema 300a opere ya sea en un modo de desviación, de mejoramiento únicamente estéreofónico o de mejoramiento estereofom co/inonofóm co, como ee describió previamente con respecto a los sistemas 260 y 280. La selección de los valores componentes del sistema 300a ee regida por- loe requerimientos de aplicación y los tipos componentes. Los factores K2 y K3 pueden ser seleccionados para minimizar la sensibilidad componente del filtro de todo paso de segundo orden, asi corno para ajustar el nivel de atenuado de la señal completo. Estos dos factores son constreñidos corno sigue: En una moda l idad pre feri da , K2 y K3 son iguales a 0 . 667 y 0 . 25 , respecti amente . Los val ores component es usados en la porción pseudo-este reofóm ca deben sati s facer l as siguientes coacciones : K R107 =AT, R103=R104 R108 x,=-R103C70 1 2 R106-C71=— (t2+t3) ^3 Las constantes de tiempo ti , t2 y T3 pueden ser cualquier permutación de constantes de tiempo recomendadas para los polos de función C(s). Los valores componentes usados en la porción de mejoramiento estereofónico deben satisfacer- las . . t -R114-C73 siguientes coacciones: p R109 1 R110 £j R114 =(B0+l-Do)(l-^) Rlll R114 R112 Rll 4 =( 0-1)(1-^) R113 R115=R116 R117=R118 RJ19 l C Los resistores R110-R113 proveen mas flexibilidad de la que puede ser necesaria para un grupo dado de parámetros. Por ejemplo, si se desea un valor máximo de Do, entonces debe omitirse RUI. Por otra parte, si se desea Do igual a 1, entonces debe omitirse Rll 3. El grupo completo se muestra para efectos de generalidad. Debe observarse que el sistema 300a reduce lae señales de entrada en todos los modos de operación, incluyendo derivación. De esta manera, la suma de señales de salida L' y R' sera la surna de señales de entrada L y R multiplicadas por- algún factor constante. Debe observar-se que la mayoría de los sistemas y topologías descritas anteriormente pueden modificarse par-a tener una ganancia diferente de la unidad asegurando que las trayectorias de señal L y R tengan una disminución o ganancia equivalentes. Dichas modificaciones serán evidentes a los expertos en la materia después de la lectura de esta descripción. El sistema 300a de la figura 18 puede ser modificada para no tener disminución de señal comprometiendo ligeramente la función de transferencia de mejoramiento estereofónica B(s). La estructura resultante, englobada co o sistema de mejoramiento eetereofom co/rnonofónico 300b, se ilustra en la figura 19. El sistema 300b es idéntico a, y opera en la misma manera que, el sistema 300a de la figura 18 excepto por la supresión del resistor R119 y la adición de resistores R120-R121. Para asegurar ganancia de unidad en el modo de derivación y no disminución en los modos de mejoramiento solo estereofonico y este reo fónico/rnono fónico, debe cumplirse la siguiente restricción: R109 R120 = R110 R121 El sistema 300b opera de conformidad a una función de transferencia de mejoramiento modificada B'ts) que forma la función de transferencia B(s) definida previamente corno sigue: ?w R?21 en donde K¿ es de un valor tal que: Aunque es deseable para el factor de error K¿, que sea tan pequeño como sea posible, la reducción al mínimo de K¿, debe ser balanceada con practicabí lidad de aumentar al máximo los resistoree R111-R113 o reduciendo al mínimo loe resistores R120-R121. El solicitante ha encontrado que un valor de 0.1 para K¿, es realizado rnuy fácilmente y produce una calidad de sonido vi rtualnente mdistintinguible de los sistemas que operan sin dicho factor de error. Este resultado puede verificarse objetivamente considerando que el factor de error K4 comprende una porción significativa de la función de transferencia de B'(s) solamente a frecuencias rnas altas y, aun entonces, constituyen solamente una pequeña fracción de la potencia de señal de salida. Todos los sistemas estereofonico/monofomco anteriormente descritos pueden ser distribuidos en el dominio de procesamiento de señal digital de tiempo discreto usando la transformación bilineal mencionada antes. Una implernentacion digital es muy util para permitir a un usuario ajustar dinámicamente los valores parámetro. A manera de ejemplo, la antropología de la figura 12 puede ser implernentada digitalmente como sigue. La figura 20 ilustra un diagrama de flujo de datos completo para una ímplernentación de SP en base a ia topología de ia figura 12. El cuadro 320 forma un filtro de todo paso de tres etapas, que es equivalente a la función de transferencias C(s) normalizada para una unidad de ganancia de magnitud. El cuadro 321 efectúa la función de transferencia B(s). El factor multiplicador ge calcula el factor Co que no esta presente en el bloque 320 del filtro de todo paso. Sinilarmente, el factor multiplicador g« es escalado por Co . Observe q?e las multiplicaciones de ganancia pueden re-arreglarse en el flujo de señal sin afectar la funcionalidad. En la irnplernentacion preferida loe factores ultipl icadores deben elegirse co o sigue: 91 = -0.991495 g2 = 0.894378 93 = -0.392830 g« = 1.440000 g5 = 0.200000 gß = 0.057956 g? = 0.962908 De esta manera, esta irnplementacion requiere solamente 7 coeficientes multiplicadores y solamente 5 elementos de almacenamiento de demora. Observe que la arquitectura del DSP particular usado puede requerir modificaciones al diagrama de flujo de señal de la figura 20. Por ejemplo, si el DSP usa aritmética de punto fijo con un tamaño de palabra pequeño, podría requerirse escalamiento para evitar saturación en ios nodos tales como en la salida del cuadro 321 y la salida del sumador 322. En arquitecturas en las cuales la superaciones de acumulación de multiplicación son tan económicas para implementarse como una simple adición o multiplicación, puede ser ventajoso re-arreglar las operaciones de multiplicación para igualarse con operaciones de adición. Dichos resultados, así como la i mpl rnentación DSP de modalidades especificas de la presente invención son bien entendidas en la técnica. Aunque se han mostrado y descrito modalidades particulares de la presente invención, sería obvio para el experto en la materia que pueden hacerse cambios y modificaciones sin apartarse de esta invención en sus aspectos rnas amplios y por lo tanto, las reivindicaciones anexas abarcan dentro de su alcance todos los cambios y modificaciones mencionadas ya que caen dentro del verdadero espíritu y alcance de esta invención.

Claims (28)

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN REIVINDICACIONES

1.- Un sistema para mejorar una imagen acústica que comprende primero y segundo canales de entrada, dicho sistema comprende, medios para procesamiento de dichos primero y segundo canales de entrada para producir un primer canal de salida; y medios para combinar dicho primer canal de salida y dicho primero y segundo canal de entrada para producir- un segundo canal de salida, en donde dichos primero y segundo canales de salida son indicativos de ?na señal especi lmente mejorada.

2.- El sistema de conformidad con la reivindicación 1 caracterizado porque los medios para combinar comprenden un circuito de suma, dicho circuito de suma substrae dicho primer canal de salida de una suma del primero y segundo canales de entrada mencionados para producir dicho segundo canal de sal ida.

3.- El sistema de conformidad con la reivindicación 1 caracterizado porque los medios para combinar comprenden un circuito de surna, dicho circuito sumador surna el primer canal de salida mencionado con el primero y segundo canales de entrada invertidos, respecti amente, para producir el segundo canal de salida mencionado.

4.- El sistema de conformidad con la reivindicación 2 caracterizado porque los medios para procesamiento comprenden un integ ador.

5.- El sistema de conformidad con la reivindicación 4 caracterizado porque dicho integrador comprende, un primer amplificador de operación que tiene primera y segunda terminales de entrada y una terminal de salida, dicha primera terminal de entrada del primer amplificador de operación acoplados para recibir el primer canal de entr-ada, la segunda terminal de entrada de dicho primer amplificador de operación acoplado para recibir el segundo canal de entrada, dicha terminal de salida del primer amplificador de operación provee el primer canal de salida mencionado; y una red de realimentación acoplada entre la terminal de salida y la segunda terminal de entrada del primer amplificador de operación.

6.- El sistema de conformidad con la rei indicación 5, caracterizado porque dicho circuito sumador- comprende un segundo amplificador de operación que tiene primera y segunda terminales de entrada y una terminal de salida, dicha primera terminal de entrada del segundo amplificador de operación acoplado para recibir dicho primero y segundo canal de entrada, dicha segunda terminal de entrada del segundo amplificador de operación acoplado para recibir el primer canal de salida mencionado, dicha terminal de salida del segundo amplificador de operación provee dicho segundo canal de salida.

7.- El sistema de conformidad con la reivindicación 1 caracterizado además porque dichos medios para procesamiento comprenden, medios para sumar el primero y segundo canales de entrada para producir una señal suma; medios para desviar la fase de dicha señal de suma utilizando un filtro de todo paso para producir una señal de suma mejorada; medios para combinar La señal de suma mejorada con el primer canal de entrada para producir una señal intermedia; y medios para filtrar- la señal intermedia mencionada usando un filtro de paso bajo para producir el primer canal de salida.

8.- El sistema de conformidad con la reivindicación 7 caracterizado porque dichos medios para sumar y dichos medios para desviar la fase comprenden, un primer amplificador de operación q?e tiene terminales de inversión y de no inversión acoplados cada uno para recibir el primero y el segundo canales de entrada y tiene una terminal de salida; y un segundo amplificador de operación que tiene terminales de inversión y de no inversión acopladas a dicha terminal de salida del primer amplificador de operación, dicho segundo amplificador de operación provee la señal de suma mejorada mencionada en una terminal de salida de la rnisrna.

9.- El sistema de conformidad con la reivindicación 8 caracterizado porque dichos medios para combinar la señal de suma mejorada mencionada con el primer canal de entrada comprenden un tercer amplificador de operación que tiene una terminal de no inversión acoplado para recibir dicho primer canal de entrada y dicha señal de suma mejorada y tiene una terminal de inversión acoplada para recibir dicho segundo canal de entrada, el tercer amplificador de operación mencionado provee dicho primer canal de salida en una terminal de salida de la rnisrna.

10.- El sistema de conformidad con la rei indicación 9, caracterizado porque dichos medios para combinar el primer canal de salida y el primero y segundo canales de entrada comprenden un cuarto amplificador de operación que tLene una terminal de no inversión acoplada para recibir el primero y el segundo canales de entrada y tiene una terminal de inversión acoplado para recibir el primer canal de salida, dicho cuarto amplificador de operación provee el segundo canal de salida en una terminal de salida del mismo.

11.- El sistema de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado ademas porque comprende un primer capacitor q?e tiene una primera placa acoplada a la terminal de no inversión del primer amplificador de operación y tiene una segunda placa acoplada a un primer nodo, el primer capacitor-facilita un filtro de todo paso de primer orden.

12.- El sistema de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado ademas porque comprende una red de realimentación acoplada entre dicha terminal de inversión y dicha terminal de salida del segundo amplificador de operación, dicha red de alimentación ínple entando un filtro de todo paso.

13.- El sistema de conformidad con la r-e? ?nd? cación 12, caracteri ado porque dicha red de alimentación irnplementa un segundo filtro de todo paso.

14.- El sistema de conformidad con la reivindicación L2, caracterizado ademas porque dicha red de realirnentacion cornpr-ende, un resistor que tiene un primer extremo acoplado a la terminal de no inversión del segundo amplificador de operación; un primer capacitor que tiene una primera placa acoplada al primer extremo de dicho resistor; y un segundo capacitor que tiene una placa acoplada a una segunda placa del primer capacitor y tiene una segunda placa acoplada al segundo extremo de dicho resistor y a dicha terminal de salida del segundo amplificador de operación.

15.- El sistema de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado ademas porque comprende una r-ed de realimentación que comprende, un primer resistor acoplado entre dicha segunda terminal de entrada y salida del tercer amplificador de operación; y un capacitor acopiado en paralelo con dicho primer resistor.

16.- el sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado ademas porque dichos medios para procesamiento comprenden, medios para sumar el primero y segundo canales de entrada para producir una señal de suma; medios para desviación de fase de dicha señal de suma p>ara producir una señal de suma mejorada; y medios para combinar la señal de suma mejorada mencionada con dicho primer canal de entrada y dicho segundo canal de entrada para producir el primer canal de salida mencionado.

17.- Un método para mejorar espacialrnente una señal de entrada de dos canales que puede ser ya sea una señal rnonofonica o una señal estereofónica, dicho método comprende los pasoe de, crear ?na señal surna desde dicha señal je entrada; desviar la fase de dicha señal de fase usando un filtro de todo paso para crear una señal de suma mejorada; combinar dicha señal de surna mejorada con dicha señal de entrada para producir una señal intermedia mejorada; y rnejorar dicha señal intermedia mejorada usando un circuito de mejoramiento esterofónico invariante de surna para producir una señal de salida mejorada.

18.- El método de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado ademas por-que dicho paso de comb mar-comprende combinar dicha señal de suma mejorada con dicho primer canal de la señal de entrada para producir dicha señal intermedia mejorada.

19.- El método de conformidad con la reivi dicación 17, caracterizado ademas porque dicho paso de combinación comprende combinar dicha señal de suma mejorada con dicho primer canal de la señal de entrada y combinar dicho segundo canal de la señal de entrada para producir la señal intermedia mejorada mencionada.

20.- El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque dicha señal de suma mejorada se suma con dicho primer canal de la señal de entrada y se substrae del segundo canal de dicha señal de entrada para producir la señal intermedia mejorada mencionada.

21.- El método de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado ademas porque comprende el paso de crear una señal de diferencia a partir de dicha señal de entrada, en donde la señal de suma mejorada se combina con dicha señal de diferencia para producir dicha señal intermedia mejorada.

22.- Un método para mejorar espacial mente una señal de entrada de dos canales que puede ser ya sea una señal rnonofómca o una señal estereofóm ca, dicho método comprende los pasos de, mejorar la señal de entrada usando un circuito de mejoramiento estereofónico de suma invariante para producir una señal mejorada estereofo i ca de dos canales; crear una señal de surna a partir de dicha señal de entrada; desviar la fase de la señal de suma para crear una señal de suma mejorada; y combinarla señal de suma mejorada con la señal estereofónica mejorada de dos canales para producir una señal de salida de dos canales.

23.- El método de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado además porque el paso de combinación comprende sumar dicha señal de surna mejorada con el pprner canal de la señal estereofomca mejorada para producir un primer canal de dicha señal de salida y substraer dicha señal de suma mejorada de un segundo canal de la señal estereofónica mejorada para producir una segundo canal de dicha señal de salida.

24.- El método de conformidad con la reivindicación 22, caracter zado ademas porque el paso de mejoramiento comprende crear una señal de diferencia de dicha señal de entrada, dicha señal estereofónica mejorada de dos canales siendo creada a partir de dicha diferencia de señal usando el circuito de mejoramiento estereofonico invariante de suma.

25.- Un método para mejorar una señal de entrada que comprende primero y segundo canales de entrada para producir-una señal de salida espacialrnente mejorada que comprende primero y segundo canales de salida, dicho m todo cornpr-ende los paeos de, generar una señal de surna en respuesta al primero y segundo canales de entrada; generar una señal de diferencia en respuesta a dicho primero y segundo canales de entrada; mejorarla señal de suma usando un primer filtro para producir una señal de surna mejorada; mejorar la señal de diferencia usando un segundo filtro para producir una señal de diferencia mejorada; sumar la señal de suma mejorada y dicha señal de diferencia mejorada para producir una señal intermedia; su arla señal intermedia con la señal de suma para producir dicho primer canal de salida; y substraer dicha señal intermedia de la señal de suma mencionada para producir el segundo canal de salida.

26.- El método de conformidad con la reivi dicación 25, caract rizado porque dicho primer filtro comprende un filtro de todo paso.

27.- El método para mejorar una señal de entrada que comprende el primero y segundo canales de entrada para producir una señal de salida especialmente mejorada que comprende el primero y segundo canales de salida, dicho método compr-ende los pasos de, generar una señal de suma en respuesta al primero y segundo canales de entrada; generar una señal de diferencia en respuesta al primero y segundo canales de entrada; mejorar la señal de suma usando un primer filtro para producir una sefíaL de suma mejorada; sumar dicha señal de suma mejorada y dicha señal de diferencia para producir una primera señal intermedia; mejorar la primera señal intermedia usando un segundo filtro para producir una segunda señal intermedia; sumar dicha segunda señal intermedia con dicha señal de suma para producir el primer canal de salida mencionado; y substraer dicha segunda señal de suma para producir el segundo canal de salida mencionado.

28.- El método de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque dicho primer filtro comprende un filtro de todo paso.