PROCEDIMIENTO PARA PRE—FILTRAR SECUENCIAS DE ENTRENAMIENTO EN UN SISTEMA DE COMUNICACIÓN POR RADIO
CAMPO DE LA INVENCION La invención se refiere a un procedimiento para pre-filtrar secuencias de entrenamiento en un sistema de comunicación por radio, en el cual cuando menos del lado del emisor se utiliza un arreglo de antenas consistente de varios sistemas de antenas . ANTECEDENTES DE LA INVENCION En los sistemas de comunicación por radio, como por ejemplo en los sistemas de radio móviles, para aumentar una capacidad de transferencia de datos, tanto del lado del emisor como del receptor se utilizan varios arreglos de antenas consistentes de varios sistemas de antenas. Ese tipo de sistemas de comunicación por radio son llamados sistemas de comunicación por radio "Múltiple Input Múltiple Output", abreviado "MIMO" (múltiple entrada múltiple salida) . Con la ayuda de algoritmos especiales de procesamiento de señales, una corriente digital de datos de entrada se divide en corrientes parciales de datos y se radian a través de sistemas de antenas de lado de emisión. Gracias a los sistemas de antenas colocados espacialmente pueden derivarse coeficientes
de canal de radio espaciales, que representan las propiedades de los canales de transmisión de radio. Los coeficientes de canal de radio describen por ejemplo un desvanecimiento de la señal (Fading) , una propagación especifica, una atenuación, perturbaciones, etc. en el canal de transmisión de radio . Los coeficientes de canal de radio se utilizan por ejemplo del lado de emisión para el pre-filtrado de las corrientes parciales de datos, para ajustarías óptimamente a la transmisión de radio en lo que respecta a una mayor transmisión de datos o a una mayor calidad de transmisión. Por ejemplo por medio del filtrado previo para cada corriente parcial de datos se realiza un ajuste individual de la potencia de emisión y/o una modulación individual. Los coeficientes de canal de radio solo pueden determinarse de forma muy complicada con un sistema de comunicación de radio MIMO con la ayuda de un estimador de canal . Asi con un número de antenas emisoras TX y un número de antenas receptoras RX se obtienen en total MTX x MRX coeficientes de canales de radio que van a estimarse para MTX x MRX canales de transmisión de radio. En concreto para un sistema de comunicación por radio MIMO con cuatro sistemas de
antenas emisoras y cuatro sistemas de antenas receptoras, se obtienen en total 16 canales de transmisión por radio, que se describen por medio de 16 coeficientes de canales de radio. Una estimación exacta de los coeficientes de canal de radio se realiza en especial en el caso de frecuencias de entrenamiento de longitud mayor de un sistema de comunicación de radio FDD ("Frequency División Dúplex", Dúplex de división de frecuencia, FDD) , que requieren otra vez un número considerable de recursos de transmisión de radio. Del texto "Performance Analysis of MIMO Máximum Likehood Reveivers with Channel correlation, Colored Gaussian Noise, and Linear Prefiltering" , Mario iessling et al., ICC 2003, IEEE International Conference on Comunications , volumen 5, 11.05.2003 -15-05.2003, páginas 3026 a 3030, XP002270467, EE.UU., se conoce un pre-filtrado del lado del emisor de de los símbolos que van a ser emitidos. Por medio del pre-filtrado descrito se obtiene una mejor recepción de los símbolos en lo que respecta a la tasa de errores de bits BER y en lo que respecta a la distancia entre señal y ruido SNR, para lo cual se realiza un pre-filtrado basado en algoritmos estadísticos.
Por el texto "Statistical Prefiltering for MIMIO Systems with Linear Receivers in the Presence of Transmit Correlation", Kiessling, 57th IEEE Semiannual vehicular Technology Conference, VTC 2003, Jeju, Corea del Sur, volumen 1, 22.04.2003-25.04.2003, páginas 267-271, XP002270468, se describe un pre-filtrado del lado de emisión, el cual para calcular sus dimensiones no se requiere un conocimiento de la "Channel State Information, CSI -Información del estado del canal". El pre-filtrado se realiza con la ayuda de valores estadísticos. Por el texto ^Statistical Prefiltering for MMSE and ML Receivers with Correlated MIMO Channels"; Kiessling, WCNC 2003, IEEE Wireless Comunications and Net orking Conference Record, Nueva Orleans, LA, EE.UU., 16.-20.03.2003, volumen 2, páginas 919-.924, XP002270469, se conoce otro prefiltrado basado en valores estadísticos. SUMARIO DE LA INVENCION La tarea de la invención es el realizar una estimación de los coeficientes de canal de radio no costosos y mejorados en lo que respecta la exactitud en un sistema de comunicación por radio, en especiales un sistema de comunicación por radio MIMO.
La tarea de la invención se soluciona por medio de las características de la reivindicación 1, Otras modalidades se dan en las reivindicaciones dependientes . El pre-filtro de acuerdo con la invención se coloca del lado de emisión antes de un arreglo de antenas, de tal forma que las secuencias de entrenamiento deben ser conducidas para su difusión a través del pre-filtro a los sistemas de antenas que forman los arreglos de antenas . Con la ayuda de las secuencias entrenadoras se realiza la estimación del canal para determinar las propiedades del canal de transmisión de radio, las cuales se describen por medio de correlaciones espaciales . El pre-filtro dependiendo de las correlaciones espaciales tiene unas dimensiones tales que se obtiene un valor de error predeterminado para el algoritmo utilizado para la estimación del canal del lado de recepción. Este valor de error del lado de recepción es predeterminado por ejemplo como el valor de error que se va a minimizar o debe obtenerse un valor de error de error predeterminado por medio de una variación de la longitud de las secuencias entrenadoras . Las propiedades del canal de transmisión de radio se estiman del lado de recepción con la ayuda
de las secuencias de entrenamiento y se transmite al lado de emisión para dimensionar el pre—filtro. Esto es por ejemplo el caso cunado en la dirección ascendente (Uplink) y en la dirección descendente
(Downlink) se utilizan diferentes frecuencias portadoras para la transmisión de radio. O bien las propiedades de canal de transmisión de radio se determinan del lado de emisión dependiendo del procedimiento de transmisión utilizado. Este es por el ejemplo el caso cuando para la transmisión de radio en la dirección ascendente
(Uplink) de una estación móvil a una estación base y en la dirección descendente (Downlink) de una estación base a una estación móvil se utilizan diferentes ranuras de tiempo de una frecuencia portadora. Ya que en este caso las propiedades de canal de transmisión de radio en la dirección ascendente y en la dirección descendente no se diferencian en lo esencial, las propiedades del canal retransmisión de radio del lado de la estación base pueden determinarse directamente y por lo tanto del lado de emisión están disponibles directamente para la estación base. Por medio del pre-filtro conformado de acuerdo con la invención se logra una mejora en la
estimación del canal en comparación con el sistema de comunicación por radio sin pre-filtro. En especial en el caso de un algoritmo utilizado del lado de recepción para formar el valor de error por medios cuadrados "Mean Squared Error", abreviado algoritmo MSE, se logra una mejora en lo que respecta al error cuadrático medio. Además es posible el uso de secuencias de entrenamiento más cortas manteniendo un valor de error predeterminado. Ya que con la ayuda del pre-filtro de acuerdo con la invención pueden acortarse las secuencias de entrenamiento con un valor de error predeterminado, se ahorran recursos de transmisión de radio, los cuales ventajosamente quedan disponibles para la transmisión de la transmisión de datos útiles ("Payload") . Se reduce el gasto y se simplifica la estimación de los coeficientes de canal de radio, ya que por un lado para el pre-filtrado o la estimación del canal principalmente se utiliza información estadística estable de forma prolongada en relación a las relaciones de correlación espaciales para cada canal de transmisión de radio o para cada sistema de antenas . Por otro lado por medio del uso de secuencias de entrenamiento cortas se reduce el costo
de los cálculos realizados para la estimación del canal . El proceso de dimensionar el pre—filtro de r una manera especialmente ventajosa solo se realiza en espacios de tiempo separados entre si debido a los lentos cambios de los coeficientes del canal de radio . Durante la estimación de los coeficientes del canal de radio se consideran las influencias sobre el canal de transmisión de radio, por ejemplo el desvanecimiento ("Fading"). El procedimiento de acuerdo con la invención para el pre-filtrado puede utilizarse adicionalmente a los sistemas de comunicación por radio MIMO, también en el caso de los sistemas de comunicación por radio llamados "Multiple-Imput-Single-Output -Múltiples entradas una salida", abreviado "MISO". En el caso de un sistema de comunicación por radio MISO se utilizan del lado de emisión una pluralidad de sistemas de antenas emisoras, que eventualmente funcionan como arreglo de antenas inteligente, también conocido como "Smart Antenna", mientras que del lado de recepción se utiliza principalmente un único sistema de antenas . El procedimiento de acuerdo con la invención
utiliza venta osamente el conocimiento de que en el caso de una propagación al aire libre típico, los canales de transmisión de radio o los sistemas de emisión o recepción asociados a los canales de transmisión de radio están correlacionados espacialmente entre sí. Para esto en especial en el caso de un enlace por línea de vista ("Line of Sight") libre directo, deben determinarse de forma exacta los coeficientes del canal de radio, ya que estos se modifican principalmente en el transcurso de prolongados periodos de observación. BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS Para el mejor entendimiento de la invención a continuación se presenta en forma de ejemplo un típico sistema de comunicación por radio MIMO. La figura 1 muestra un diagrama a bloques de un sistema de comunicación por radio MIMO. DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Una señal de entrada digital IN, que presenta bits secuenciales en serie, llega por el lado de emisión a un transformador serie/paralelo SPW, con cuya ayuda la señal de entrada IN se divide en total MT secuencias de datos Dll, Dl2,.., D1MT para MT subcanales del lado de emisión SU11, SU12, .. SUIM . Cada uno de los MT subcanales
individuales del lado de emisión Süll a SU1MT, para la modulación de las secuencias de datos individuales Dll a D1MT presentan un modulador QMOD, modulándose aqui las secuencias de datos Dll a DlMT con la ayuda de un procedimiento de modulación idéntico. Las secuencias de datos modulados DM11, DM12, .. , DM1MT para ser radiadas llegan a través de un pre-filtro FS a un arreglo de antenas del lado de emisión ANT1Z que consiste de MZ sistemas de antenas individuales All, A12, ..,AlMZ. Con la ayuda de un arreglo de antenas del lado de recepción ANT2Z, que en total presenta MR sistemas de antenas individuales A21, A22, A2MR, se reciben MR secuencias de datos
DZ21, DZ22 , DZ2MR . Estos presentan una fracción de ruido que es representado por un vector de ruido n. Las secuencias de datos MR DZ21 a DZ2MR llegan a un filtro de matriz GE, que forma MT secuencias de datos D21, D22,...,D2MT para MT subcanales del lado de recepción SU21, SU22 , .. , SU2MT . Las secuencias de datos D21 a D2MT llegan a un convertidor serie-paralelo PSW, que forma una señal de salida OUT con bits secuenciales en serie. Las propiedades de los canales de transmisión pueden conjuntarse como coeficientes de canal de radio en una matriz.
A continuación se describirá el pre-filtrado de acuerdo con la invención en forma de ejemplo para un algoritmo utilizado del lado de recepción para formar un valor de error por medio de mínimos cuadrados ("Minimum Mean Squareds Error"), abreviado como algoritmo MMSE . Se parte de la suposición de que las secuencias de entrenamiento del lado de emisión son conducidas de forma ortogonal entre si al pre-filtro del lado de emisión para su procesamiento previo. A continuación se aplican las siguientes abreviaturas : I representa una matriz unitaria, M* representa la matriz compleja conjugada M, MT representa una matriz transpuesta, MH representa una matriz conjugada transpuesta M
(Matriz hermitiana) , [M]¿j representa un elemento de una linea i y una columna j en una matriz M, Vec (M) forma un vector con las columna de la matriz M
® representa un producto de Kronecker, y diag (M) =diag (M) 1 forma una matriz diagonal con elementos x en las diagonales . En el caso de un sistema de comunicación por radio MIMO la transmisión al receptor de una señal
entrenadora a través de un canal de transmisión de ruido con blanco, se modela con la siguiente ecuación :
Ecuación (1) En la cual t es la longitud de la secuencia entrenadora,
MTX es el número de sistemas de antenas del lado de emisión, RX es el número de sistemas de antenas del lado de recepción, S es la matriz de secuencias entrenadoras del lado de emisión con la magnitud TX x Nt,
F es la matriz lineal del pre-filtro del lado de emisión, con la magnitud MTx x MTX, H es la matriz de canal de transmisión de radio con coeficientes de canal de radio correlacionadas, con la magnitud MTX x MRX,
Ñ es la matriz de ruido medido del lado de recepción antes de un filtro de ruido "Noise-Whitening" , con la magnitud MRX x Nt,
N como matriz de ruido del lado de recepción con ruido blanco después de un filtro de ruido "Noise-Whitening", con la magnitud MRX x Nt,
Rññ como matriz de covarianza de ruido estimada de acuerdo con la ecuación (5), Y como matriz de secuencia entrenadora medida con ruido del lado de recepción, con la magnitud MRX x Nt . En el caso de secuencias entrenadoras ortogonales la matriz de secuencia entrenadora del lado de emisión S cumple con la siguiente condición de una matriz de transformación de Fourier discreta, abreviado matriz DFT :
Ecuación (2) La matriz de ruido IV es separada en vectores de columnas, siendo:
Ecuación (3) Asi se obtiene la matriz de covarianza de ruido Rññ mencionada en la ecuación (1) como valor esperado E con 1 < i < Nt:
Ecuación (4) La matriz de covarianza de las columnas de
la matriz de ruido N mencionada en la ecuación para el ruido blanco de Gauss toma el valor de matriz unitaria I. A continuación se considera la estimación los coeficientes del canal de radio utilizando algoritmo MMSE del lado de recepción y utilizando pre-filtro que se considera ya conocido. Para esto la ecuación (4) se modifica a forma de representación vectorial:
Y = X.h+n Ecuación (5) siendo h, n, y los vectores de las columnas . Si los vectores de columnas h, n presentan las matrices de covarianza Rhh y Rnn/ entonces se realiza la estimación lineal del canal MMSE del vector de columnas h correspondientemente a un a la ecuación conocida por el texto "Fundamentáis of statistical signal processing" volumen 1 (teoría de estimación), Kay S.M., Prentice Hall, 1993. Se obtiene como valor estimado para el vector de columna h:
Ecuación (6) Con Rhh como matriz de covarianza del vector de columna h y con Rnn como matriz de covarianza del vector de columna n. Como se mostrará a continuación, la matriz X es una función de la matriz de covarianza Rhh. En el caso del ruido blanco la matriz de covarianza Rnn asociada al vector de columna n corresponde a la matriz unitaria I. Por el texto "Fading correlation and its effect on t e capacity of multielement antenna systems", Shiu, Fowschini, Gans, Kahn, IEEE Transactions on Communications, vol . 48, no. 3, páginas 502-513, marzo 2000, se conoce un modelo simplificado de un canal de transmisión de radio MIMO correlacionado . Aquí se aplica por ejemplo tanto para la correlación del lado de emisión como del lado de recepción de los sistemas de antenas o de los canales de transmisión de radio para la matriz del canal de transmisión de radio H: H=AHHWB Ecuación (7) AAH=RRX Ecuación (8)
BB —R Ecuación (8) En la cual : AAH es la raiz de la matriz, definida a través de RRX, BBH es la raiz de la matriz, definida a través de RTXÍ Hw es la matriz de transmisión de radio compleja con variables de Gauss de una varianza unitaria, magnitud MTX x MRX, H es la matriz de canal de transmisión de radio con coeficientes de canal de radio correlacionados, magnitud MTX x MRX, RRX es la matriz de correlación normalizada del lado de recepción prolongadamente estable con coeficientes de canal de radio, magnitud MTX x RX, y RTX es la matriz de correlación normalizada del lado de emisión prolongadamente estable con coeficientes de canal de radio, magnitud MTX x
MRX, Utilizando el modelo de canal anterior, se obtiene:
(Ecuación 10) Con el modelo de canal dado se obtiene un valor error medio cuadrático e ("Mean Squared Error", MSE)
Ecuación (11) Aqui se abrevió la huella (o "Trace") con tr Bajo la suposición de que del lado de emisión o de recepción se encuentran informaciones estadísticas acerca de los coeficientes de canal de radio, que se consideran en la ecuación (11) con Rtx o RRX/ se puede realizar el desarrollo de un pre-filtro lineal F considerando un error mínimo e. A continuación se considera una sobreposición aditiva de ruido blanco de Gauss y se deriva una solución cerrada para el algoritmo MMSE. Aquí se aplica:
Ecuación (12) Siendo Nc la potencia del ruido. De aquí se obtiene el valor del error e :
Ecuación ( 13 ) . En base a esta ecuación a continuación se desarrolla el pre-filtro de acuerdo con la invención
para diferentes escenarios de propagación. Aqui por un lado, por medio del pre-filtrado del lado de emisión o por el ajuste óptimo de las secuencias entrenadoras al canal de transmisión de radio, se hace posible una mejor estimación de los coeficientes de canal de radio y por otro lado en el caso de un valor de error e predeterminado es posible acortar las secuencias entrenadoras del lado de emisión . ? continuación se realiza la descomposición del valor propio con los valores propios Z\RX y ?t?. Para lo cual se aplica:
Ecuación (14) En la cual RRX es la matriz de correlación del lado de recepción, RTX es la matriz de correlación del lado de emisión,
VRX representa los vectores propios (VRi, VR2,..., v"RX,MRX, de la matriz de correlación RRX del lado de recepción, V½ representa los vectores propios (VTi, ½/-/
VT ,MTXÍ de la matriz de correlación RTX del lado
de emisión, ARX representa los valores propios (AR1, AR2, ARX/MRX) de la matriz de correlación ¾x del lado de recepción, y ATX representa los valores propios (?G?, ¾T2 -;¾TX,H¾) de la matriz de correlación ¾? del lado de emisión . Un valor propio ( i=l , MIX) con el vector propio asociado VTi (i=l , MTX) se designa como el llamado "modo propio prolongado" del canal de transmisión de radio, ya que aqui se describen propiedades a largo plazo en relación a la correlación. Un valor propio mayor en relación a la potencia media que va a ser transmitida se caracteriza asi con un modo propio elevado. La matriz de secuencias entrenadoras S del lado de emisión y los vectores propios de lado de emisión V1¾ pueden describirse en forma de columnas:
Ecuación (15) El pre-filtro de acuerdo con la invención se describe por medio de:
Ecuación (16) Siendo F£ la matriz diagonal, a través de la cual las potencias reemisión se asignan a los modos propios o a las secuencias entrenadoras que se van a ser transmitidas. Asi para el pre-filtro se aplican las secuencias entrenadoras :
Ecuación (17) Esta ecuación describe por un lado una asignación de potencia a las secuencias entrenadoras, que se realiza con la ayuda del vector F£ y por otro lado la formación de haces, que se realiza en las secuencias entrenadoras con la ayuda de vectores propios VTx* de la matriz de correlación del lado de emisión RTX. Para una secuencia entrenadora sk se emite una secuencia detectores reemisión datos en la matriz ¾ a través de las antenas emisoras. Aplicándose:
para toda k. Ecuación 18
La ecuación (18) puede interpretarse como formación de haces de una secuencia entrenadora s¾ con un vector propio ?^, estando asignada a la secuencia entrenadora s¾, una potencia €>k. De la ecuación (13) se obtiene el valor de error e :
Ecuación (19) Con la matriz diagonal F£, para la asignación de potencia emisora se obtiene para el valor de error e :
Ecuación (20) A continuación en un primer ejemplo de realización se considera la correlación de los sistemas de antenas o de los canales de transmisión de radio tanto del lado de emisión como también del lado de recepción. Una minimización del valor de error e a partir de la ecuación (2) se realiza con la ayuda del pre—filtro del lado de emisión. Bajo la condición previa de una limitación de la potencia se presenta
como problema de optimización:
Ecuación (21) en la cual la condición secundaria de la limitación de potencia se determina por medio de p:
Ecuación (22) La minimización del valor de error se realiza observando la condición secundaria mediante procedimientos numéricos de cálculo y optimización. A continuación en un segundo ejemplo de realización se considera principalmente la correlación del lado de emisión de los sistemas de antenas o de los canales de transmisión de radio. Este ejemplo describe el escenario típico en un sistema de comunicación por radio celular con un arreglo de antenas emisoras independiente. En una secuencia indicada en forma de matriz de los elementos de la matriz diagonal ±:
Ecuación (23) con la condición adicional de que todos los elementos de la matriz diagonal 3?f sean mayores a 0. Esto puede asegurarse por ejemplo con un procedimiento iterativo . A continuación en un tercer ejemplo de realización se considera principalmente una correlación de sistemas de antenas del lado de recepción. Se obtiene que todos los elementos de la matriz diagonal Fe, tienen la misma magnitud. Aplicándose :
* = 9 / Mas I
Ecuación (24) En este caso especial tiene lugar principalmente una transmisión no direccional sin formación de haces .