MXPA04010613A - Controlador pvm con un circuito de reduccion de poder automatico de baja bateria y dispositivo de luz incorporado en el controlador. - Google Patents

Abstract

Se proporciona un controlador para controlar un voltaje aplicado a una carga (500) desde una fuente (100) de energia que incluye un circuito (300) productor de onda cuadrada para conexiones de circuito con la bateria y la lampara. El circuito (300) que produce una onda cuadrada produce una onda cuadrada del ciclo de trabajo variable para controlar la aplicacion de energia a la carga de acuerdo con el ciclo de trabajo de la onda cuadrada en respuesta a un voltaje en la entrada de control. Se conecta un circuito de voltaje variable a la fuente de energia para producir un voltaje variable selectivamente que se suministra a la entrada de control del circuito productor de onda cuadrada para ajustar selectivamente el ciclo de trabajo de la onda cuadrada. Se conecta un circuito (400) de deteccion de voltaje bajo a la fuente de energia y se acopla a la entrada de control del circuito productor de onda cuadrada para producir automaticamente un voltaje que disminuye el ciclo de trabajo de la onda cuadrada cuando el voltaje de bateria disminuye hasta o por debajo de un nivel predeterminado.

Description

CONTROLADOR DE MODULACIÓN DE ANCHO DE PULSO CON CIRCUITO DE REDUCCIÓN DE ENERGÍA AUTOMÁTICO CON BATERÍA BAJA Y DISPOSITIVO DE ILUMINACIÓN QUE INCORPORA EL CONTROLADOR ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona con un circuito de control de PWM (modulación de ancho de pulso) útil en dispositivos energizados por baterías. De manera más especifica, la invención se relaciona con un circuito de control de PWM que tiene características de conservación de batería. La invención se relaciona adicionalmente con una fuente de iluminación energizada por batería que incorpora tal circuito de control de PWM, en donde la batería puede ser una batería recargable.

DESCRIPCIÓN DE LA TÉCNICA RELACIONADA Se conoce el procedimiento de ajustar la energía de salida de una batería que suministra energía un dispositivo, tal como una luminaria, una lámpara de mesa u otra fuente de luz. Considérese, por ejemplo, el contexto de dispositivos de iluminación, un circuito conocido incorpora modulación de ancho de pulso (PWM) para incrementar automáticamente el ciclo de trabajo de la señal que proporciona energía a la lámpara conforme disminuye el voltaje de la batería, y de esta manera el suministro de energía y la intensidad de luz se mantienen constantes. También se conoce el proceso de disminuir manualmente el ciclo de trabajo para reducir la intensidad de la luz conforme disminuye el voltaje de la batería. Los ejemplos de tales circuitos de control se describen en la patente de E.U.A. No. 4,499,525 para Mallory y en la patente de E.U.A. No. 6,040,660 para Schmidt et al., las cuales se incorporan en la presente como referencia. Nótese, que en el caso del primero, la intensidad de luz se mantiene a costa de la conservación de la batería. Sería útil si existiera un dispositivo que permitiera ajustar manualmente la intensidad de luz de una lámpara operada por baterías y la cual redujera automáticamente la energía extraída de la batería para la lámpara conforme el voltaje disminuye con el fin de prolongar la duración de la batería.

DESCRIPCIÓN BREVE DE LA INVENCIÓN Un objetivo de la invención es proporcionar un medio mediante el cual permitir a un usuario ajustar manualmente la intensidad de un dispositivo y cual automáticamente reduce la energía extraída de una fuente de energía al dispositivo conforme disminuye la energía almacenada por la fuente de energía. Un objetivo adicional de la invención es proporcionar un medio para hacer variar la intensidad de luz de una lámpara operada por baterías que puede ser ajustable manualmente, y un medio para reducir automáticamente la energía extraída de la batería por la lámpara conforme disminuye el voltaje de la batería. Los objetivos anteriores y otros se llevan a cabo de acuerdo con la invención al proporcionar un controlador basado en PWM para controlar el voltaje suministrado a un dispositivo desde una mente de energía. El controlador comprende un circuito productor de onda cuadrada que produce una onda cuadrada de ciclo de trabajo variable para aplicar voltaje al dispositivo. Se incluye un circuito de variación de voltaje para producir un voltaje variable de manera selectiva que es suministrado a una entrada de control del circuito productor de onda cuadrada para controlar el ciclo de trabajo de la onda cuadrada de ciclo de trabajo variable. El controlador incluye además un circuito de detección de voltaje bajo que vigila la fuente de energía y que también se acopla a la entrada de control del circuito productor de onda cuadrada; el circuito de detección de voltaje bajo automáticamente produce un voltaje que disminuye el ciclo de trabajo de la onda cuadrada de ciclo de trabajo variable cuando el voltaje de la fuente de energía disminuye por debajo de un nivel predeterminado. En una modalidad adicional de la invención, el controlador de la invención sé proporciona como parte de una lámpara, para controlar el voltaje aplicado a la lámpara desde una batería conectada en un circuito, con la lámpara. En una modalidad secundaria, la lámpara puede estar equipada con un circuito de lámpara fluorescente de cátodo frío (CCFL) separado.

DESCRIPCIÓN BREVE DE LOS DIBUJOS Los objetivos, ventajas y beneficios adicionales de la invención se volverán evidentes a partir de la siguiente descripción detallada de la invención cuando se considere junto con los dibujos anexos, en los cuales: La figura 1 es un diagrama de bloques de un circuito de control de acuerdo con una modalidad de la invención; La figura 2 es un esquema de circuito, en forma de circuito de bloque parcial que muestra el circuito de control, en el contexto de un controlador de lámpara de acuerdo con una primera modalidad de la invención; La figura 3 es un esquema de circuito en forma de circuito de bloque parcial que muestra el circuito de control de acuerdo con una segunda modalidad de la invención; La figura 4 es un esquema de circuito en forma de circuito de bloque parcial que muestra el circuito de control de acuerdo con una tercera modalidad de la invención; Las figuras 5A y 5B juntas comprenden un esquema de circuito en forma de circuito de bloque parcial que muestra el circuito de control de acuerdo con una cuarta modalidad de la invención; La figura 6 muestra una representación de una lámpara que incluye una lámpara fluorescente de cátodo frío agregado; La figura 7 muestra un esquema de circuito en forma de circuito de bloque parcial que muestra un circuito de lámpara fluorescente de cátodo frío incluida en una modalidad de la invención que se muestra en la figura 6; y La figura 8 muestra un esquema de circuito en forma de circuito de bloque parcial que muestra el circuito de control de acuerdo con una quinta modalidad de la invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN 4 El controlador de modulación de anchura de pulso (PWM) de la presente invención disminuye gradual y automáticamente la intensidad de la salida de una carga, por ejemplo una carga resistiva emisora de luz y de esta manera incrementa la duración de la batería y al mismo tiempo permite que el usuario ajuste manualmente la intensidad de la carga. De acuerdo con la invención, esto se obtiene al convertir la salida de DC (corriente directa) de una batería a una señal PWM controlable y al permitir al usuario ajustar manualmente la anchura de pulso para variar selectivamente la intensidad y detectar continuamente el voltaje de la batería y disminuir el ciclo de trabajo de un controlador PWM conforme disminuye el voltaje de la batería. La figura 1 muestra un diagrama de bloques de tal controlador. Aunque en el controlador se incluya un controlador manual, no se muestra de manera explícita en la figura 1. La figura 1 muestra una fuente 100 de energía que suministra energía a un oscilador 200 de onda triangular. La salida del oscilador 200 de onda triangular se suministra a un generador 300 de onda cuadrada. El generador 300 de onda cuadrada es controlable para ajustar el ciclo de trabajo de una salida de onda cuadrada. El circuito 400 de detección de voltaje bajo vigila la salida de la fuente 100 de energía y proporciona una salida de control al oscilador 300 de onda cuadrada. La salida de control depende de la salida detectada de la fuente 100 de energía y se utiliza para controlar el ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada del oscilador 300 de onda cuadrada. También se proporciona una entrada de control manual (no mostrada) y que controla el ciclo de trabajo de la salida del oscilador 300 de onda cuadrada, a un generador 300 de onda cuadrada; esto se puede proporcionar ya sea directamente al generador 300 de onda cuadrada o a través de un circuito 400 de detección de voltaje bajo. La salida del oscilador 300 de onda cuadrada se proporciona a una carga 500. En muchas aplicaciones, la salida de onda cuadrada del oscilador 300 de onda cuadrada se utilizará para controlar un circuito interruptor (por ejemplo, un transistor configurado para conexión y desconexión) para encender la carga o apagarla, de acuerdo con el ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada y de esta manera variar la intensidad de la carga de acuerdo con el ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada.

La figura 2 muestra un diagrama de circuito de un controlador PWM con una reducción de energía automática de batería baja que utiliza los principios de la invención, de acuerdo con una primera modalidad. Una batería 1, por ejemplo, suministra energía a los circuitos de la invención mediante un interruptor 2 de "encendido/apagado". El comparador 3 se conecta a los resistores 4, 5, 6, 7, y 8 y al capacitor 9 que comprende un oscilador de onda triangular. El comparador 3 tiene una entrada 3a positiva que se conecta a una unión común entre los resistores 4 y 5, el cual forma un divisor de voltaje entre la terminal positiva de la batería 1 y la conexión a tierra (o, de manera correspondiente, en la terminal negativa de la batería). La salida del comparador 3 se retroalimenta a la entrada 3 a positiva por medio del resistor 6 y a la entrada 3b por medio del resistor 8, el cual está conectado, vía un capacitor 9, a tierra. Como un resultado de esta configuración, se desarrolla un voltaje triangular a través del capacitor 9. Este voltaje triangular se suministra a la entrada 10a sin inversión (positiva) de un comparador 10. El comparador 10 tiene una entrada 10b de inversión (negativa) conectada a través de un resistor 13 a una derivación l ia variable manualmente de un potenciómetro 11 conectado entre la terminal positiva de la batería 1 y un recolector 12a de un transistor 12 cuyo emisor 12b se conecta a tierra. En operación, se produce una onda cuadrada de ciclo de trabajo variable, de frecuencia fija en la salida del comparador 10 (es decir, cuando el voltaje en la entrada 10a positiva excede el voltaje de la entrada 10b negativo, se emite un voltaje por el comparador 10, mientras que dicho voltaje no es emitido de alguna otra manera y de este modo se produce una onda cuadrada). El ciclo de trabajo de esta onda cuadrada puede controlarse manualmente utilizando una derivación l ia variable manualmente de un potenciómetro 1 1. La salida de onda cuadrada del comparador 10 después se suministra a través de un resistor 14 dentro de la compuerta de un transistor de efecto de campo (FET) 15. Se puede utilizar un transistor de tipo NPN común en lugar de FET 15. Se puede conectar un resistor 21 de polarización entre la terminal positiva de la batería 1 y el resistor 14 para ajustar el voltaje aplicado a la base de FET 15. Se conecta un capacitor 16 entre el resistor 14 y el FET 15 y tierra. El propósito del capacitor 16 es a reducir la interferencia electromagnética o de radio frecuencia (EMI/RFI). La fuente de FET 15 se conecta a tierra y se conecta una carga 17 (por ejemplo una lámpara) directamente al dren de FET 15. El otro lado de la carga 17 se conecta a la terminal positiva de la batería 1. El circuito que se describe en lo anterior resulta en que "en el momento" de carga que es completamente variable de 0% a 100%. Si " en el momento" de la carga se encuentra en cualquier duración menor de 100%, la energía extraída de la batería 1 por la carga se reduce. Específicamente, en un ciclo de trabajo al 50%, el dren de energía desde la batería se reduce eficazmente en el mismo porcentaje, lo que resulta en un tiempo de funcionamiento utilizable más prolongado con una salida reducida (por ejemplo, en el caso de una lámpara, una salida de energía de candela de haz reducido). De acuerdo con un aspecto adicional de la invención, se puede extender la duración de la batería 1 al reducir automática y continuamente el ciclo de trabajo de la salida PWM del comparador 10 cuando se reduce el voltaje de la batería hasta cierto nivel, por ejemplo 80% de su nivel máximo. Para llevar a cabo esto, se proporciona un circuito de detección de voltaje bajo que gradualmente apaga al transistor 12 cuando el voltaje de batería está disminuido hasta cierto nivel; es decir, conforme el voltaje de batería disminuye por debajo de un nivel predeterminado, el voltaje es suministrado al potenciómetro 11 por el transistor 12 se incrementa gradualmente, como se describe adicionalmente en lo que sigue. En la figura 2, el circuito de detección de voltaje bajo comprende resistores 18 y 19 conectados en serie entre la terminal positiva de la batería 1 y tierra, con un capacitor 20 conectado entre tierra y una terminal 22 común de los resistores 18 y 19. La base del transistor 12 también se conecta a una terminal 22 común. Los valores de los resistores 18 y 19 se seleccionan de manera que cuando el voltaje de la batería 1 disminuye hasta cierto nivel, por ejemplo 80% de su valor nominal, el voltaje de base del transistor 12 se reduce hasta el punto donde el transistor 12 comienza a apagarse. El apagado gradual del transistor 12, incrementa gradualmente el voltaje del brazo desplazable del potenciómetro 11 lo que reduce el ciclo de trabajo de salida en la salida del comparador 10 ( por ejemplo, al incrementar el voltaje umbral del comparador en la entrada negativa 10b) y de esta manera se reduce la potencia de salida a la carga. Conforme el voltaje de batería disminuye a un nivel incluso menor, por ejemplo 10% de su nivel de voltaje nominal, el transistor se apaga completamente y reduce la salida del comparador 10 en un ciclo de trabajo de cero (0).

La figura 3 muestra un diagrama de circuito de acuerdo con una segunda modalidad de la invención. Esta segunda modalidad también incorpora atenuación y apagado automático, similar a la primera modalidad, mientras que se agregan características adicionales de ahorro de energía. En a figura 3, los elementos R1-R5, Al y Cl corresponden, respectivamente, a los elementos 4-8, 3 y 9 y por lo tanto comprenden un oscilador de onda triangular. De manera similar, los elementos R8, R9 y A2 de la figura 3 corresponden, respectivamente, a los elementos 13, 21 y 10 de la figura 2, y por lo tanto comprenden un generador de onda cuadrada que recibe la salida del oscilador de onda triangular como entrada. El transistor Q2 corresponde al transistor 15 de la figura 2 y realiza la misma función. La base del transistor Q2 se alimenta por la salida de un divisor de voltaje formado por lo resistores RIO y Rl l, lo que ayuda a regular el voltaje que es aplicado. Nótese que un interruptor separado de encendido-apagado, el componente 2 en la figura 2 no se muestra en la figura 3 pero se puede colocar intermedio entre una fuente de energía (no mostrada) y el resto del circuito. La diferencia principal entre las modalidades de las figuras 2 y 3 se basa en los circuitos de control los cuales, en la figura 3, se centran alrededor de ICl. En una modalidad preferida, ICl comprende un contador de decaimiento, por ejemplo, un contador de decaimiento 4017B. La relación de ICl con las diversas funciones del circuito se volverá evidente a partir de la discusión que sigue. El contador de decaimiento 4017B se utiliza en lo siguiente para describir el circuito y su funcionamiento; no obstante, una persona experta en la técnica podrá apreciar que se pueden sustituir otros circuitos integrados para el contador de decaimiento 4017B, con las modificaciones apropiadas del circuito, según se necesite. Como se muestra en la figura 3, la entrada al amplificador Al y A2 se controla por el transistor Ql. El transistor Ql se configura con su recolector acoplado al voltaje de batería (posiblemente por medio de un interruptor, como en la figura 2) y su emisor acoplado a un extremo del resistor Rl, a un extremo del resistor R4, a un extremo del resistor R8 y a un extrema del resistor R9. El voltaje de batería también se acopla a la base de Ql por medio del resistor R7. La base se acopla adicionalmente a la terminal 3 de ICl por medio del resistor R6. Al configurarse de esta manera a Ql funciona como un interruptor y está encendido siempre que la terminal 3 de IC1 es baja (es decir, cuando el circuito no está apagado). Esto tiene la función de reducir el consumo de energía en espera cuando se reinicia el IC1; como resultado, cuando se reinicia el IC1, el consumo de energía es del orden de micro amperios. Cuando la terminal 3 de IC1 se activa, o cuando se reinicia IC1 (véase abajo), el transistor Ql se vuelve no conductor, de manera tal que la señal no es transmitida desde el emisor de Ql y la carga de Ll se inactiva. Como fue el caso en la figura 2, en la modalidad de la figura 3 también proporciona un medio mediante el cual se puede llevar a cabo el control manual. En la figura 2, tal medio se puede proporcionar con el potenciómetro 11. En la figura 3, tal medio se proporciona por la combinación de IC1 con los transistores Q3-Q5 y los resistores R12-R17, en una combinación adicional con el interruptor selector SWl . Los resistores R12-R14 se acoplan a los recolectores de los transistores Q3-Q5, respectivamente. Las bases de los transistores Q3-Q5 se acoplan, a través de resistores R17, R15, respectivamente, a las terminales 2, 4 y 7 respectivamente de IC1. En está configuración, bajo el control de IC1, únicamente uno de los transistores será conductor en cualquier momento dado. Como un resultado, se forma un circuito divisor de voltaje por uno de los resistores R12-R14 en combinación con el resistor R8, dependiendo de cual de los transistores Q3-Q5 es conductor. Debido a que los resistores R12-R14 tienen valores diferentes, la salida del divisor de voltaje, el cual proporciona el voltaje umbral del circuito comparador que forma el generador de onda cuadrada que comprende al amplificador A2, varia dependiendo del transistor Q3-Q5 que sea conductor. Un usuario utiliza el interruptor selector SWl para seleccionar el transistor Q3-Q5 que es conductor. En particular, el interruptor selector SWl se acopla entre la fuente de energía (+Vbatt) y la terminal 14 de IC1, el cual representa la entrada de reloj del contador de decaimiento 4017B. La terminal 14 se acopla adicionalmente a tierra por medio de un capacitor C4 y un resistor R19. IC1 funciona al colocar secuencialmente señales activadas en sus 10 terminales de salida. Las terminales 2, 4 y 7 se activan en ese orden, conforme se aplican pulsos de reloj a la terminal 14, como resultado de que un usuario presione secuencialmente el interruptor selector SWl. Cuando se activa una de las terminales, el transistor (Q5, Q4 o Q3) al cual está acoplado conducirá, y el resistor correspondiente (R14.R13 o R12) formará el divisor de voltaje con el resistor R8, como se ha discutido en lo anterior, y de esta manera se varía el voltaje umbral (entrada negativa) al amplificador A2 de una manera definida (y por lo tanto se cambia el ciclo de trabajo de la onda cuadrada de salida de una manera definida). En la figura 3, el transistor Q6 proporciona funcionalidad que corresponde a la del transistor 12 en la figura 2. En particular, el recolector del transistor Q6 se acopla a lo emisores de los transistores Q3-Q5. Al igual que en el caso con el transistor 12 de la figura 2, el transistor Q6 realiza la función de cambiar el ciclo de trabajo de la onda cuadrada de salida suministrada por el amplificador A2, sin importar cual de los transistores Q3-Q5 es el conductor y de está manera proporciona reducción automática de energía. En particular, la base del transistor Q6 se acopla a la fuente de energía vía el resistor R20 y un diodo D3 Zener. También se acopla a tierra vía el resistor R21. El emisor del transistor Q6 también se acopla a tierra. El recolector del transistor Q6, además, se acopla a los emisores de los transistores Q3-Q5, y también se acopla a tierra por medio del capacitor C2. Se acopla adicionalmente a la terminal 15 de IC1 vía diodo D2; esta conexión se discutirá adicionalmente en lo siguiente. Dada la configuración del transistor Q6, cuando el voltaje de suministro de energía está por encima de un nivel predeterminado, ajustable al establecer los valores de los resistores R20 y R21, Q6 se encuentra en un estado conductor. Conforme disminuye el voltaje de suministro de energía por debajo de un nivel predeterminado, Q6 se vuelve cada vez gradualmente menos conductor hasta que en un punto predeterminado, se apaga Q6, por completo (es decir, se vuelve no conductor). Al igual que con el transistor 12 de la figura 2, esto tiene el efecto de incrementar el nivel de voltaje en la entrada negativa al amplificador A2, lo que resulte en un ciclo de trabajo más corto, hasta que el nivel de voltaje se vuelve lo suficientemente alto de manera que el ciclo de trabajo se reduce a cero. El transistor Q6 de esta manera cumple el propósito de suministrar un circuito de detección de voltaje bajo que reduce automáticamente y que finalmente inhibe la salida de la carga Ll (por ejemplo, en el caso en donde la carga Ll es una lámpara, la cual es atenuada gradualmente y finalmente es apagada).

ICl comprende además una entrada de reinicio en la terminal |5. La terminal 15 se conecta al recolector del transistor Q6 por medio del diodo D2, como se menciona en lo anterior. Se conecta adicionalmente a la terminal 10 de ICl vía el diodo DI y a tierra vía el resistor R18. Finalmente, se conecta al voltaje de suministro de energía vía el capacitor C3. Cuando ICl recibe una señal de reinicio en la terminal 15, avanza a un estado inicial (que se discute adicionalmente después) el cual corresponde a la colocación del circuito en un modo de conservación de energía ("en suspensión temporal"). Por lo tanto, conforme el transistor Q6 gradualmente se inactiva, el voltaje en su recolector se incrementa hasta que alcanza un nivel tal que se genera una señal de reinicio en la terminal 15, enviando al circuito en su modo de conservación de energía. Las señales de reinicio se pueden generar en la terminal 15, en dos vías además para el momento en el que el voltaje de suministro de energía se vuelve demasiado bajo. En primer lugar, el capacitor C3 (junto con el resistor R18) provoca que esto suceda en el encendido. En segundo lugar, el usuario puede provocar, mediante el uso del interruptor selector, una salida alta en la terminal 10 (la cual es la siguiente terminal, en secuencia, para activación después de las terminales 2, 4, 7), cuando se reinicia el ICl, se apaga la carga Ll. Esto es debido a que, ante el reinicio, la terminal 3 se activa (lo cual también es el estado de encendido inicial de la terminal 3) y Ql no transmite un voltaje en su emisor, como se discute en lo anterior. En una implementación ejemplar de la modalidad de la figura 3, con la carga Ll constituida por una lámpara y un conjunto de atenuación automático para comenzar cuando el voltaje de suministro de energía disminuye por debajo de 80% de su valor nominal, los resistores y capacitores mostrados pueden tener los siguientes valores: Rl: 56 ?O R2: 56 ?O R3: 56 ?O R4: 2.2 ?O R5: 56 Kfí R6: 10 ?O R7: 10 LQ 11 R8: 10 ?? R9: 2.2 ?? RIO: 1 ?O Rl l : 220 Kn R12: 12 Kfi R13: 7.5 K_Q R14: 1 ?O R15: 10 O R16: 10 ?O R17: 10 KLQ R18: 56 ?O R19: 56 ?O R20: 2.7 Kfi R21 : l Kn a : ?.? ? C2: 10 µ? G3: 0.1 µ? C4: 100 µ? Nótese que, según sea el caso con el circuito de la figura 2, los FET se pueden intercambiar por BJT, BJT del tipo NPN los cuales se pueden intercambiar por los BJT del tipo PNP y los FET de canal N se pueden intercambiar por los FET de canal P, con los cambios con comitantes en los circuito anexos. Además, aunque la figura 3 se muestra únicamente tres pares de transistores/resistores que proporcionan un nivel definido de salida (es decir, Q3 y R12, Q4 y R13, y Q5 y R14), se puede proporcionar cualquier cantidad deseable de tales pares. La figura 4 muestra un diagrama de circuito de acuerdo con una tercera modalidad de la invención. Esta tercera modalidad también incorpora la atenuación y apagado automáticos, similar a la primera modalidad, mientras que agregan las características adicionales de ahorro de energía. De manera similar a la segunda modalidad, la tercera modalidad también incorpora niveles de energía definidos múltiples. 12 En la figura 4, los componentes comunes con la figura 3 se les ha proporcionado etiquetas de referencia idénticas. Según sea el caso en la figura 3, los resistores R1-R5, el capacitor Cl y el amplificador Al forman un oscilador de onda triangular. La salida de onda triangular se suministra a la entrada positiva del amplificador A2, según sea el caso en la figura 3, el amplificador A2 se configura con el resistor R9, como un comparador. Se suministra un voltaje umbral a la terminal negativa del amplificador A2 para establecer un ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada del amplificador A2, el cual se suministra, por medio del resistor RI O a una terminal de control del transistor Q2. Nuevamente, se activa una carga Ll cuando el transistor Q2 se vuelve conductor y se inactiva cuando Q2 se vuelve no conductor. Q2 se vuelve conductor o no conductor dependiendo del voltaje de control suministrado desde el amplificador A2 vía el resistor RIO. Q6 se forma el núcleo de un circuito de vigilancia de voltaje bajo y funciona de una manera similar a la manera en que funciona en la figura 3. Nuevamente, el control del circuito se centra alrededor de un circuito integrado, IC1, el cual es preferiblemente un contador de decaimiento, por ejemplo un contador de decaimiento 4017B. Al igual que en el caso anterior, el contador de decaimiento 4017B se utilizará en lo siguiente para describir el circuito y su funcionamiento; no obstante, un experto en la técnica puede apreciar que otros circuitos integrados pueden sustituir al contador de decaimiento 4017B, con las modificaciones apropiadas del circuito, según se necesite. El voltaje umbral en la entrada negativa del amplificador A2 se forma por un circuito divisor de voltaje que comprende los resistores R23-R25. Los diodos D4 y D5 se interponen como se muestra en la figura 4, con el fin de proporcionar aislamiento de las salidas de la terminales 2 y 3 del IC1, las cuales se acoplan respectivamente, a los resistores R24 y R23. R23 y R24 tienen valores de resistencia diferentes, que resultan en salidas divisores de voltaje diferente, dependiendo de cual de las terminales 2 y 3 está activa en un momento particular. El voltaje umbral se acopla a la entrada negativa del amplificador A2 y al resistor R26. En la figura 4, se interpone un interruptor selector SW1 selector entre la fuente de energía (Vbatt) y las entradas a los amplificadores Al y A2 para habilitar la 13 entrada (terminal 13) del ICl y el resistor R27, el cual se conecta al recolector del transistor Q6. Si el interruptor selector SW1 se implementa como un botón para oprimir, en una modalidad ejemplar, entonces la energía no se suministra a través de las entradas Al y A2, excepto cuando se oprime el botón para oprimir y se mantiene (es decir, en esta modalidad ejemplar, el botón debe mantenerse oprimido para la carga Ll que se proporcione con energía). Esto es, el transistor Q2 permanece en su estado "apagado" (no conductor) cuando el botón no se mantiene oprimido. El ICl se muestra configurado en un modo activador de borde descendente. Esto es, la entrada de CLOCK (reloj) en la terminal 14 se conecta directamente a la fuente de energía (al igual que la terminal 16, la entrada de energía) de manera que se mantiene en un nivel alto. La entrada ENABLE (habilitar) en la terminal 13 es tal que el ICl se habilita cuando la entrada a la terminal 13 es baja y se inhabilita cuando es alta (es decir, si la terminal 13 se utiliza únicamente como una entrada de ENABLE (habilitación), ICl se habilita siempre que la entrada a la terminal 13 se mantenga baja, la cual, en el caso de 4017B, se puede realizar simplemente al no proporcionar entrada a la terminal 13, como se muestra en la figura 3). Por lo tanto, cuando la señal de entrada a la terminal 13 realiza la transición de alto a bajo, cuando la entrada a la terminal 14 se mantiene alta, la terminal 13 actúa como una entrada de reloj, que se activa cuando la señal de entrada avanza a un nivel bajo. La entrada a la terminal 13 se configura, como se muestra, con el capacitor C5 y el resistor R22 acoplado a tierra en paralelo. En una modalidad alternativa, el ICl se puede utilizar en su modo de activación de borde ascendente, como en la figura 3, en donde se utiliza la terminal 14 como la entrada de reloj; realizando los cambios concomitantes en los circuitos los cuales serán evidentes para los expertos en la técnica. Como se ha discutido en relación con la figura 3, las terminales 3, 4 y 7 son salidas del ICl. Como un contador de decaimiento, el ICl tiene diez salidas, las cuales se activan secuencialmente conforme se aplican los pulsos de reloj. La terminal 3 representa la salida alta inicial, ante la activación u otra condición de reinicio, como se discutirá en lo siguiente. La terminal 4 representa la salida uno de pulso de reloj posterior a una salida de 14 la terminal 3 alta, y la terminal 7 representa la salida dos de los pulsos de reloj posterior a una salida de terminal 4 alta. La terminal 15 del IC1 es una entrada de RESET (reinicio) la cual, cuando recibe una señal alta, coloca al IC1 en su estado inicial (es decir, con la terminal 3 alta). En la figura 4, la terminal 15 se acopla a la fuente de energía vía el capacitor C3, a tierra vía el resistor R18 y a la terminal 7 vía el diodo D2. Cuando se conecta inicialmente a la fuente de energía, la terminal 15 recibe un pulso de voltaje breve, proporcionado vía el resistor R18 y el capacitor C3, el cual reinicia ICl. De manera similar, también se induce una condición de reinicio cuando la terminal 7 se vuelve alta. Cuando la terminal 3 se vuelve alta, la salida de la terminal 3 se alimenta a través de un divisor de voltaje formado por los resistores R23 y R25 (con el diodo D4 interpuesto en medio) y el voltaje dividido se proporciona a la entrada negativa del amplificador A2 como el voltaje umbral. No obstante, al menos que el interruptor selector SW1 se mantenga abajo, no se suministra energía al amplificador A2, de manera que el transistor Q2 no es controlado de manera que conduzca, y la carga Ll permanece apagada. Cuando el interruptor selector se presiona y se mantiene oprimido, Icl no avanza al siguiente estado de salida (es decir, la terminal 2), sino que la energía es aplicada a los amplificadores Al y A2, y la energía se aplica a la carga Ll bajo el control del transistor Q2, el cual es controlado por la salida de onda cuadrada del amplificador A2, en la medida en que el interruptor selector SW1 se mantiene oprimido. Cuando el interruptor selector SW1 es liberado, ICl se incrementa, y la terminal 2 se vuelve una salida alta. El voltaje umbral al amplificador A2 después se suministra como la salida del divisor del voltaje formado por los resistores R24 y R25 (con él diodo D5 interpuesto en medio); dado que los resistores R23 y R24 tiene valores de resistencia diferentes, como se discute en lo anterior, el voltaje producido por el divisor de voltaje cuando la terminal 2 está alta, es diferente del voltaje producido por el divisor de voltaje cuando la terminal 13 está alta. No obstante, no se suministra energía a los amplificadores, de manera que la carga Ll permanece inactivada. Cuando el interruptor selector SW1 es presionado después y se mantiene en está posición, nuevamente se suministra energía a los amplificadores y finalmente a la carga Ll. 15 Dado que el voltaje producido por el divisor de voltaje cuando la terminal 3 está alta, es diferente del producido cuando la terminal 2 está alta, los voltajes umbral suministrados al amplificador A2 son diferentes dependiendo de si la terminal 2 o la terminal 3 están altas. Por lo tanto, el ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada del amplificador A2 cuando la terminal 2 está alta es diferente del ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada del amplificador A2 cuando la terminal 3 está alta. En consecuencia, las salidas de carga Ll serán diferentes en estos dos casos. Si Ll es una lámpara, esto corresponde a niveles diferentes de brillantes. Cuando se libera el interruptor selector, después de una condición de terminal 2 alta, el ICl se incrementa al siguiente estado de salida (no mostrado). Este siguiente estado de salida no se conecta a ninguna parte del circuito. Como un resultado, cuando el interruptor selector SW1 es presionado y se mantiene oprimido, el voltaje umbral suministrado al amplificador A2 será cero, y el ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada del amplificador A2 será de 100%. En este caso, la carga Ll se mantiene activada en su nivel de intensidad más alto en la medida en que el interruptor selector SW1 se mantiene oprimido. Cuando el interruptor selector SW1 se libera nuevamente, el ICl se incrementa al siguiente estado de salida, el cual activa a la terminal 7, y de esta manera envía un pulso de reinicio a la terminal 15 y remida al ICl de regreso a su estado inicial (terminal 3 alta). El tiempo entre la terminal 3 que se vuelve alta y el ICl de reinicio está en el orden de nanosegundos. Nótese que la implementación que se muestra en la figura 4 constituye tres niveles de intensidad; no obstante, se pueden utilizar salidas adicionales del ICl, junto con resistores de valores diversos y diodos conectados al resistor R25 (con lo que se incrementa el número de ramas del divisor de voltaje) para proporcionar niveles de voltaje umbral adicionales (y en correspondencia, ciclos de trabajo y niveles de intensidad). Por ejemplo, un cuarto nivel de intensidad puede estar disponible si la terminal 4 (la siguiente salida alta después de la terminal 2) se conecta a un resistor y un diodo conectado al resistor R25 y la terminal 15 se conectan, por medio del diodo D2, a la terminal 10, en vez de a la terminal 7. Además, dos o más de los circuitos integrados del mismo tipo que ICl pueden colocarse en 16 cascada (y sus salidas conectadas de manera similar al divisor de voltaje) para proporcionar incluso más niveles de voltaje umbral. Como se menciona en lo anterior, Q6 nuevamente forma el núcleo de un circuito de detección de bajo voltaje junto con los resistores R20, R27 y R28, el capacitor C2 y el diodo Zener D3. Como es el caso en la modalidad de la figura 3, cuando el interruptor selector SW1 se mantiene abajo, el nivel de voltaje de la fuente de energía se detecta por el circuito formado por estos componentes. En la medida en que el nivel de voltaje de la fuente de energía está por encima de la caída de voltaje del emisor-base del transistor Q6 y el valor de la caída de voltaje a través de diodo D3, el transistor Q6 permanecerá en su estado "activado" (conductor) y el voltaje en su recolector será cercano a cero. Como tal, el voltaje del colector conectado a la entrada negativa del amplificador A2 vía el diodo D6, no influirá en el voltaje umbral que es suministrado al amplificador A2. Dado que el voltaje de la fuente de energía disminuye, no obstante, el transistor Q6 comienza a apagarse y por lo tanto su voltaje colector se incrementará. Como es el caso en Ja modalidad de la figura 3, esto incrementará gradualmente el voltaje umbral y como consecuencia, disminuirá el ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada del amplificador A2. Finalmente, conforme el voltaje de la fuente de energía continúa disminuyendo, el transistor Q6 a su vez se apagará completamente, y su voltaje colector mantendrá entonces el voltaje umbral en el amplificador A2 de manera que el ciclo de trabajo de la onda cuadrada de salida será cero. En este caso, la carga Ll se apagará. Se hace notar que se proporciona un capacitor C4 entre la fuente de energía y tierra. El capacitor C4 sirve como un filtro de ruido y agrega estabilidad al circuito. En una implementación ejemplar de la modalidad de la figura 4 con la carga Ll constituida por una lámpara, los resistores y capacitores que se muestran pueden tener los siguientes valores: R1 : 56 KÍ1 R2: 56 ?? R3: 56 ?O R4: 2.2 ?O R5: 56 ?? 17 R9: 1 ?O RIO: 1 O R18: 56 ?O R20: 2.2 ?? 22: 56 ?? R23: 10 ?O R24: 15 ?O R25: 15 ?O R26: 10 ?O R27: 2.2 KÍ2 R28: 2.2 ?O Cl : 0.1 µ? C2: 1 µ? C3: 0.1 µ? C4: 100 F C5: 100 pF Las figuras 5A y 5B muestran una cuarta modalidad de la invención. El circuito que se muestra en la figura 5A es similar, y opera de un modo similar al circuito que se muestra en la figura 4; por lo tanto se omitirá una descripción detallada de la figura 5 A. En particular, la figura 5 A difiere de la figura 4 únicamente en los siguientes aspectos: (1) la adición de resistores Rl l, R29 y R38; (2) la adición del capacitor C6; y (3) un cambio en la ubicación del diodo D6. La figura 5A también muestra de manera explícita una batería Bl como la fuente de energía que suministra Vbatt e incluye nodos etiquetados A y B, etiquetas las cuales se usan en relación con la figura 5B. Los cambios entre la tercera y cuarta modalidades, como se discute en lo anterior, existen en parte, para acomodar un circuito de cargado. El circuito de cargado se muestra en la figura 5B y se conecta a los nodos A y B en la figura 5A, como se ha indicado. Se proporciona una fuente de voltaje en el conector de recarga RC. Los ejemplos de tal fuente de voltaje incluyen un adaptador AC (corriente alterna) y un enchufe para conectarse a un encendedor de cigarros en un vehículo. Los resistores R30 y R31, los 18 cuales alternativamente se pueden implementar en forma de un resistor único que tenga las características deseadas (por ejemplo, en una implementación ejemplar, R30 y R31 son 3 resistores W de 56 O, lo que proporciona un total de 28 O, 6W para la combinación), se utilizan para limitar el voltaje y la corriente (en la implementación ejemplar, la corriente disponible resultante es de aproximadamente 300 mA). La corriente resultante se suministra al emisor del transistor Q7, y la salida se toma del colector de Q7, a través del diodo D9, a la batería Bl (en la figura 5 A) para cargar la batería Bl . El diodo D9 tiene el propósito de evitar que la corriente fluya de regreso al cargador cuando no se conecta a una fuente de cargado. El resistor R32 conecta una terminal de la combinación de R30 y R31 con la base del transistor Q7. El transistor Q7 se "enciende" a través del resistor R33 y el transistor Q8. Cuando el transistor Q8 está "encendido", el transistor Q7 permite que la carga fluya entre su emisor y el colector. El transistor Q8 se encuentra en la polarización de "encendido" vía el resistor R34 y se encuentra en la polarización "apagado" cuando el transistor Q9 se encuentra "encendido". El transistor Q9 "enciende" y "apaga" por la combinación del resistor variable VR1 y el diodo Zener D8. Cuando se alcanza un voltaje de batería deseado por la batería Bl, el diodo Zener D8 se polariza y existe un voltaje de suficiente el cual se encuentra presente en el resistor variable VR1 para "encender" al transistor Q9. A su vez, el transistor Q8 es "apagado" y la corriente de salida del cargador se reduce a un nivel requerido para mantener el voltaje deseado en la batería Bl. El resistor R35 y el capacitor C7 sirven para proporcionar estabilidad y evitar oscilación, la combinación del resistor R37 y el diodo D7 sirve par evitar la operación de la carga Ll (véase la figura 5A) durante el procedimiento de carga. En una implementación ejemplar de la modalidad de las figuras 5A y 5B, cuando la carga Ll es una lámpara, los diversos resistores y capacitores adquieren los siguientes valores: Rl : 56 O R2: 56 ?? R3: 56 ?O R4: 2.2 ?O R5: 56 K_Q R9: 1 ?O RIO: 1 ?O RIO: 220 ?? R18: 56 ?O R20: 2.2 ?O R22: 56 ?O R23: 56 ?O R24: 100?O R25: 100 ?O R26: 10 ?? R27: 2.2 ?O R28: 2.2 ?O R29: 22 ?O R30: 56 ?O R31: 56 ?O R32:470Kfí R33: 1 ?? R34: 10?O R35: 470 ?O R36: 10 ?O R37: 4.7 ?? R38:4.7K-Q VR1: 10 ?O C1: 0.1 µ? C2: 10 nF C3:0.1 µ? C4: 100 nF C5: 0.1 µ? C6: 2200 pF C7: 0.1 µ? 20 La figura 8 muestra un diagrama de circuito que implementa una quinta modalidad de la invención. Esta modalidad se centra alrededor de un circuito integrado, IC8, el cual preferiblemente es un circuito temporizador, por ejemplo el circuito temporizador 555 que se muestra en la figura 8. En esta modalidad, el IC8 sustituye a los circuitos amplificadores de generación de forma de onda en las modalidades previas y actúa como un generador de onda cuadrada controlada cuya salida controla el flujo de corriente a través de la carga L8 (el cual, en una modalidad, puede ser una lámpara). En particular, el circuito temporizador IC8 en la figura 8 está arreglado como un circuito oscilador de funcionamiento libre y sus salidas se toman desde la terminal 3 a través del resistor R88 al transistor Q83, el cual controla el flujo de corriente a través de la carga L8. El transistor Q83 se muestra en la figura 8 constituido de un transistor bipolar, pero alternativamente se puede implementar como un transistor de efecto de campo. La salida del circuito del temporizador IC8 es una onda cuadrada cuyo ciclo de trabajo, en parte, está determinado por el voltaje en la terminal 5, la entrada de voltaje de control al circuito temporizador IC8. Este voltaje es controlable manualmente mediante el uso del resistor variable VR8 (el cual se puede acoplar a una perilla, un control deslizable o similar, para control por parte del usuario): Los transistores Q81 y Q82, junto con sus resistores y capacitores circundantes, se distribuyen para formar un circuito de detección de batería baja. Cuando el voltaje de la batería B8 disminuye por debajo del umbral del diodo Zener ZD8, un transistor Q81 comienza a apagarse, con lo que se reduce el voltaje hacia la red divisora de voltaje formada por el resistor R82, el resistor variable VR8 y el resistor R817. Esto, a su vez, reduce la entrada de voltaje control en la terminal 5 del circuito temporizador IC8, lo que resulta en un ciclo de trabajo reducido de la onda cuadrada de salida en la terminal 3. Conforme disminuye el voltaje de la batería, el voltaje en la terminal 5 se aproxima a cero, y por lo tanto el ciclo de trabajo de la onda cuadrada de salida será cero. Esto apaga efectivamente el circuito y de esta manera ahorra la batería impidiendo su agotamiento total. El transistor Q82 tiene el propósito de "suspender" al transistor Q81 de manera más abrupta, lo que hace este proceso de apagado menos lineal. 21 El lado izquierdo de la figura 8 consiste de un circuito de cargado de batería regulado por voltaje. Este circuito de cargado de batería comprende transistores Q84, Q85 y Q86, así como componentes circundantes. Se obtiene un voltaje de entrada (de cargado) a partir de la conexión P8 de DC (corriente directa). El voltaje de salida de este circuito de cargado de batería es una función del voltaje producido por el divisor de voltaje constituido de ios resistores R814 y R815, este voltaje se utiliza para encender y apagar al transistor Q85. Se obtiene una carga continua y lenta constante a través del resistor R813 y el diodo D81. Los circuitos de detección de voltaje bajo descritos en la tarea llevan a cabo los objetivos de la invención. En primer lugar, la energía de carga se reduce automáticamente a un nivel inferior conforme se descarga la batería, en lo que incrementa el "tiempo de funcionamiento". En segundo lugar, se evita que la batería se descargue completamente, lo cual puede evitar que la batería se recargue completamente a su valor nominal, en caso de utilización de una batería recargable. Como se discute en lo anterior, una lámpara puede estar constituida mediante la utilización de cualquiera de las modalidades de circuito de control descritas en lo anterior mediante el uso de elementos de iluminación apropiados como la carga Ll . La figura 6 muestra una modalidad adicional de dicha lámpara, que incluye una lámpara fluorescente de cátodo frío adicional (CCFL). Como se muestra en la figura 6, además de la lámpara Ll, existe un CCFL L2. El CCFL L2 se enciende y apaga utilizando un interruptor SW2, el cual, en una modalidad preferida, es un interruptor de tipo de botón para oprimir, pero el cual puede comprender cualquier otro interruptor apropiado. La figura 7 muestra una modalidad de un circuito que soporta la modalidad que se muestra en la figura 6. Como se muestra la batería Bl se conecta al circuito de lámpara (Ll) (es decir, una de las modalidades descritas en lo anterior) pero se conecta adicionalmente para proporcionar energía de DC a través del interruptor SW2. Cuando se oprime el interruptor SW2 (o se acciona de alguna otra manera) de manera que enciende al CCFL, se suministra energía DC al inversor Inl, el cual la convierte en una señal de AC de baja corriente, de alto voltaje de frecuencia relativamente elevada. La lámpara L2 es un CCFL. Los CCFL típicamente se llenan con un gas que se activa para emitir luz a un 22 voltaje que se encuentra entre 180V y 800V. El inversor Inl actúa para proporcionar tal voltaje a un nivel bajo de corriente (en una implementación, la corriente se mide a 325 mA). Aunque la figura 7 muestra un interruptor SW2 interpuesto entre la batería Bl y el inversor Inl, el cual es la modalidad preferida, el interruptor SW2 alternativamente se puede interponer entre el inversor Inl y el CCFL L2. Las modalidades ilustradas y discutidas en esta especificación se pretende únicamente que describan a aquellos expertos en la técnica la mejor manera conocida por los inventores para elaborar y utilizar la invención. Nada en esta especificación debe considerarse como limitante del alcance de la presente invención. Las modalidades de la invención descritas en lo anterior se pueden modificar o se pueden variar y se pueden agregar u omitir elementos, sin apartarse de la invención, como se apreciará por aquellos expertos en la técnica en base en las enseñanzas anteriores. Por lo tanto debe entenderse que, dentro del ámbito de las reivindicaciones y sus equivalentes, la invención se puede llevar a la práctica de una manera diferente a la descrita específicamente.

Claims (34)

23 REIVINDICACIONES

1. Un circuito de control para una carga, caracterizado porque comprende: un generador de onda cuadrada que produce una salida de onda cuadrada, un ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada es controlable por una entrada de control del generador de onda cuadrada, la salida de onda cuadrada se acopla a la carga; y un circuito de detección de bajo voltaje para vigilar el nivel de voltaje de una fuente de energía y proporcionar una señal de control a la entrada de control del generador de onda cuadrada, y de esta manera disminuir el ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada cuando el nivel de voltaje de la fuente de energía disminuya por debajo de un nivel predeterminado.

2. Un circuito control de lámpara basado en modulación de ancho de pulso (PWM), caracterizado porque comprende: un generador de onda cuadrada para producir una salida de onda cuadrada, un ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada es controlable por una entrada de control del generador de onda cuadrada, la salida de onda cuadrada se acopla a la lámpara; y un circuito de detección de voltaje bajo para vigilar el nivel de voltaje de una fuente de energía y proporcionar una señal de control a la entrada de control del generador de onda cuadrada y de esta manera disminuir el ciclo de trabajo de la salida de onda cuadrada cuando el nivel de voltaje de la fuente de energía disminuye por debajo de un nivel predeterminado.

3. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 1 o con la reivindicación 2, caracterizado porque el generador de onda cuadrada comprende un circuito comparador que tiene un nivel umbral establecido por la entrada de control.

4. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque comprende además: un oscilador de onda triangular que produce una señal de onda triangular, en donde la señal de onda triangular se proporciona como entrada al generador de onda cuadrada para comparación con el nivel umbral por el circuito comparador. 24

5. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 1 o la reivindicación 2, caracterizado porque comprende además: un medio de control manual para hacer variar la entrada de señal de control a la entrada de control del generador de onda cuadrada.

6. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el medio de control manual comprende un potenciómetro.

7. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el medio de control manual comprende: una pluralidad de transistores; una pluralidad de medios resistores, que corresponden en número a la pluralidad de transistores, cada uno tiene un valor diferente y cada uno se acopla a una pluralidad de transistores diferentes; y un interruptor selector acoplado para seleccionar uno o ninguno de la pluralidad de transistores que van ha ser conductores.

8. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque comprende además: un circuito integrado acoplado a un interruptor selector, en donde uno o ninguno de la pluralidad de transistores está habilitado para conducir por una salida del circuito integrado generado en respuesta al uso del interruptor selector.

9. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque el circuito integrado comprende un contador de decaimiento.

10. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque el circuito integrado incluye una entrada de reinicio acoplada al reinicio del circuito integrado ante cualquiera de encendido, voltaje de fuente de energía bajo y uso del interruptor selector para apagar la carga, en donde el reinicio del circuito integrado resulta en que se interrumpe la energía a la carga y el circuito de control entra en un modo de conservación de energía.

11. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el medio de control manual comprende: un interruptor selector; y 25 un circuito integrado acoplado al interruptor selector para hacer variar la señal de control introducida a la entrada de control del generador de onda cuadrada entre una pluralidad de niveles separados.

12. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque el medio de control manual comprende ademas: por lo menos resistores de dos niveles, cada uno tiene una primera terminal acoplada a una salida diferente correspondiente del circuito integrado, cada resistor de nivel tiene una resistencia entre si de los otros resistores de nivel; y un resistor común que tiene una terminal acoplada a una segunda terminal de cada uno de los resistores de nivel con otra terminal acoplada a tierra; en donde un punto en el cual los resistores de nivel se acoplan al resistor común también se acoplan a la entrada de control del generador de onda cuadrada, y en donde los controles de circuito integrado del nivel de la señal del control entran a la entrada de control del generador de onda cuadrada al seleccionar una salida acoplada a uno de los resistores de nivel o a ninguno de los resistores de nivel.

13. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque comprende además: cierta cantidad de diodos en número igual a por lo menos dos resistores de nivel; en donde cada uno de los resistores de nivel se acopla al resistor común por medio de uno de los diodos.

14. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque el circuito integrado incluye una entrada de reinicio acoplada para reiniciar el circuito ante cualquiera del encendido, un voltaje de fuente de energía bajo y el uso del interruptor selector para apagar la carga, en donde el modo de reinicio resulta en que se interrumpe la energía a la carga y el circuito integrado entra a un estado inicial.

15. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 1 o la reivindicación 2, caracterizado porque el circuito de detección de bajo voltaje comprende un transistor de control, en donde el transistor de control se apaga gradualmente conforme el nivel de voltaje de la fuente de energía disminuye por debajo del nivel predeterminado. 26

16. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 1 o la reivindicación 2, caracterizado porque comprende además: un medio de interrupción para el cual se proporciona una salida de onda cuadrada y de esta manera se controla la aplicación de energía a la carga.

17. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el medio de conmutación comprende un transistor.

18. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 1 o la reivindicación 2, caracterizado porque comprende además un transistor acoplado al generador de onda cuadrada y arreglado de manera que permite e interrumpe la entrada al generador de onda cuadrada.

19. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque comprende además: un circuito integrado que tiene una salida acoplada al transistor para controlar al transistor para permitir la interrupción de la entrada al generador de onda cuadrada.

20. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque comprende además: un interruptor selector acoplado al circuito integrado; en donde el circuito integrado incluye una entrada de reinicio; en donde la entrada de reinicio se conecta de manera que el circuito integrado se reinicia cuando se presenta por lo menos una condición de energía baja, una condición de encendido o una condición de apagado manual.

21. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque, cuando se reinicia el circuito integrado, la salida del circuito integrado acoplada al transistor provoca que el transistor interrumpa la entrada al generador de onda cuadrada.

22. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 1 o la reivindicación 2, caracterizado porque la fuente de energía comprende una batería. 27

23. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 1 o la reivindicación 2, caracterizado porque la fuente de energía comprende una batería recargable.

24. El circuito de control de conformidad con la reivindicación 1 o la reivindicación 2, caracterizado porque el generador de onda cuadrada comprende un circuito temporizador.

25. Una lámpara dotada de energía de tipo DC, caracterizada porque comprende el circuito de control de conformidad con la reivindicación 2 y que comprende además: una lámpara fluorescente de cátodo frío, controlada independientemente del circuito de control de conformidad con la reivindicación 2.

26. La invención de conformidad con la reivindicación 1 o la reivindicación 2, caracterizada porque el nivel predeterminado es menor de 100%.

27. La invención, de conformidad con la reivindicación 26, caracterizada porque el nivel predeterminado es menor o igual a aproximadamente 80%.

28. Un método para controlar una carga, caracterizado porque comprende las etapas de: producir una onda cuadrada de ciclo de trabajo variable controlable para controlar la aplicación de energía a la carga, de acuerdo con el ciclo de trabajo de la onda cuadrada; y detectar en que momento el voltaje de una fuente de energía disminuye a un nivel predeterminado y ante tal detección producir automáticamente un voltaje que disminuya el ciclo de trabajo de la onda cuadrada utilizada para controlar la aplicación de energía a la carga.

29. El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque comprende además la etapa de: controlar manualmente el ciclo de trabajo de la onda cuadrada para controlar la intensidad de la carga. 28

30. El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque la etapa de producir la onda cuadrada de ciclo de trabajo variable controlable comprende las etapas de: proporcionar una onda triangular de f ecuencia fija; y comparar la onda triangular con un voltaje umbral y de esta manera producir la onda cuadrada.

31. El método de conformidad con la reivindicación 30, caracterizado porque el voltaje que disminuye el ciclo de trabajo de la onda cuadrada, producido por la etapa de detección, determina el voltaje umbral.

32. El método de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porque comprende además la etapa de: ajustar manualmente el voltaje que disminuye el ciclo de trabajo de la onda cuadrada, producida por la etapa de detección, de manera que ajuste manualmente el voltaje umbral.

33. El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque el nivel predeterminado es menor de 100%.

34. El método de conformidad con la reivindicación 33, caracterizado porque el nivel predeterminado es menor o igual a aproximadamente 80%.