MXPA04007704A

MXPA04007704A - Redundancia en incrementos basada en un codigo turbo mejorado.

Info

Publication number: MXPA04007704A
Application number: MXPA04007704A
Authority: MX
Inventors: A Stewart Kenneth
Original assignee: Motorola Inc
Priority date: 2002-02-11
Filing date: 2003-01-21
Publication date: 2004-11-10
Also published as: EP1476946A4; KR20040081785A; TW200304305A; US20030159100A1; CN100471073C; BRPI0307204B1; ZA200405610B; RU2004127246A; AU2003219674A1; JP2005518129A; WO2003069784A1; DE60330753D1; EP1476946B1; US7000173B2; JP4105101B2; CN1692556A; RU2288541C2; TWI222298B; KR100586343B1; BR0307204A

Abstract

Una redundancia en incrementos con base en un codigo turbo mejorado, que incluye un primer paso (102) para perforar una corriente de datos para una primera transmision para proporcionar un grupo de primeras secciones enrejadas no perforadas. El siguiente paso (104) incluye, perforar una corriente de datos de una segunda transmision para proporcionar un grupo de segundas secciones enrejadas no perforadas. Un siguiente paso (106) incluye una redundancia en incrementos combinando la primera y segunda transmisiones de los enrejados para proporcionar primeras y segundas secciones enrejadas no perforadas no adyacentes. El ajuste anterior da como resultado una distribucion uniforme de bits perforados y no perforados para proporcionar menos errores.

Description

REDUNDANCIA EN INCREMENTOS BASADA EN UN CÓDIGO TURBO MEJORADO Campo del Invento La presente invención se refiere de manera general a sistemas de comunicación, y más particularmente a la codificación en un sistema de comunicación codificado por turbo.

Antecedentes del Invento Con frecuencia se utilizan códigos convolucionales en sistemas de comunicación digital para proteger de errores a la información transmitida. Tales sistemas de, comunicación incluyen el estándar IS-95 de Acceso Múltiple de División de Código de Secuencia Directa (DS-CDMA) , el Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM) , y sistemas de comunicación de banda ancha de siguiente generación.. Normalmente en estos sistemas, se codifica en forma convolucional una señal para transmisión que se . encuentra en un vector de código en proceso. En un receptor, un descodificador , tal como un descodificador Viterbi como el que se conoce en la técnica, utiliza una estructura enrejada para llevar a cabo una búsqueda óptima de los bits de la señal transmitida con base en el criterio de probabilidad máxima. Más recientemente, se han desarrollado códigos turbo que llevan a cabo técnicas de codificación convencional. Los códigos turbo están compuestos generalmente de dos o más códigos convolucionales sistemáticos de recursos e intercaladores turbo. De manera correspondiente, la descodificación turbo es iterativa y utiliza un descodi ficador de producción suave para descodificar los códigos convolucionales e individuales. Las .salidas suaves de los descodificadores se utilizan en el procedimiento de descodificación para lograr en forma iterativa los resultados finales proyectados . La figura 1, muestra una revisión general de un codificador turbo típico que está construido con un intercalador y dos códigos constituyentes, los cuales son códigos convolucionales sistemáticos de recurso (RSC) pero también pueden bloquear códigos . Se muestra un codificador turbo el cual ¦ es una concatenación paralela de dos RSCs con un intercalador, n, entre ellos. La salida del codificador turbo es generada mediante la muí tiplexión (concatenación) de los bits de la información sistemática, xs, y bits de paridad, pi y p2, procedentes de dos codificadores. Normalmente, los bits de paridad son perforados de alguna forma para la primera transmisión y combinados para incrementar el rango de código. El mecanismo de perforación ocurre en el bloque de Correspondencia de Rango. En el caso en el que se permiten transmisiones subsecuentes y se pueden combinar en el receptor transmisiones con diferentes perforaciones, la perforación también puede llevarse a cabo en los .bits sistemáticos. Normalmente, los datos' codificados se transmiten a un receptor, el cual utiliza la corrección de error proporcionada normalmente por el código turbo, seguido de la detección de error proporcionada normalmente por un código CRC . Si se detecta un error, el receptor puede solicitar que el transmisor, tal como por ejemplo una estación base, transmita nuevamente los datos utilizando una Solicitud de Repetición Automática (ARQ) . En otras palabras, sino está disponible un receptor para solucionar los bits de datos en el momento, la radio, puede solicitar al transmisor que envié nuevamente ya sea una transmisión idéntica a la primera, o una perforada diferente procedente de la primera transmisión pero codificada con base en el mismo mensaje, (por ejemplo, con base en la misma entrada de secuencias de bits de información para el codificador turbo) . Debido a que este proceso es una forma híbrida de corrección de error acoplada con la retroalimentación de detección de error a través del mecanismo ARQ, es referido comúnmente como una Solicitud de Repetición Automática Híbrida (HARQ) . Dos formas, conocidas de HARQ son la combinación Chase y la Redundancia en Incrementos (IR) . Además, el esquema IR puede ser total ' o parcial. La combinación Chase es una forma simplificada de HARQ en donde el receptor simplemente solicita nuevamente la retransmisión, de la palabra código original. La IR es más complicada ya que proporciona una retransmisión de la palabra código utilizando más o diferentes bits de paridad (que los que se encontraron durante la transmisión previa), disminuyendo el código de rango total combinado. Se puede definir un patrón de repetición o perforación en los bits de paridad, utilizando una matriz de perforación de código clásica, tal como la que se conoce en la técnica, o un algoritmo de correspondencia de rango para mantener el rango de código del canal físico. Sin embargo, los algoritmos de correspondencia de rango previos no mantienen un patrón de perforación homogénea después de la redundancia en incrementos, incluso si se retiene en forma ortogonal (es decir, incluso si cada transmisión contiene bits únicos que no están contenidos en otras transmisiones), presentando de este modo, un rango de error de estructura necesario (FER) . En particular, los algoritmos de correspondencia, de rango existentes proporcionan degradaciones de error diferentes que dependen de la versión de redundancia que se esté utilizando. Además, no existe método para determinar los parámetros de redundancia de HARQ . Lo que se necesita es un codificador turbo mejorado que utilice un esquema de perforación unificado, el cual proporcione un rango de error de cuadro mejorado utilizando una técnica de redundancia en incrementos mediante lo cual las versiones de redundancia ortogonales * están disponibles para transmisión, cuya combinación da como, resultado un patrón de perforación uniforme a través del enrejado del descodificador . También será conveniente proporcionar esta mejoría utilizándo cualquiera de las ' versiones de redundancia disponibles. También podría ser benéfico, proporcionar una técnica para determinar parámetros . de redundancia para proporcionar un codificador turbo con una complejidad de cómputo minimizada .

Breve Descripción de las Figuras Las características de la presente invención, las cuales se consideran como novedosas, se establecen de manera particular en . las reivindicaciones adjuntas. La presente invención, junto, con objetos y ventajas adicionales de la misma, pueden ser mejor comprendidas mediante la referencia a la siguiente descripción, tomada junto con las figuras que la acompañan, en las cuales los números de referencia similares identifican elementos similares, y en donde: La figura 1, muestra un diagrama de bloque simplificado de un codificador turbo, tal como el que se conoce en la técnica anterior; La figura 2, muestra un diagrama de flujo simplificado para una estructura de codificación de la técnica anterior; La figura 3, muestra un diagrama de flujo simplificado de un aparato de codificación, de acuerdo con la presente invención; La figura 4, muestra un diagrama de bloque simplificado de la correspondencia de rango de la figura 3; La figura 5, muestra una representación gráfica simplificada de la perforación de la técnica anterior; La figura 6, muestra una representación gráfica simplificada de perforación de acuerdo con la presente invención; La figura 7, muestra una representación gráfica de la mejoría proporcionada a través de la presente invención; La figura 8, muestra una gráfica de un mapeo de prioridad de bits, de acuerdo con la presente invención; La figura 9, muestra una gráfica para la administración del intercalador de bloque, de acuerdo con la presente invención; La figura 1 , muestra un diagrama de flujo simplificado de un método de acuerdo con la presente invención.

Descripción Detallada del Invento La presente invención proporciona ün método y aparato para un codificador turbo que soporta redundancia Chase y en incrementos (IR) como una forma para combinar ARQ, utilizando un esquema de perforación único, unificado. En particular, la presente invención utiliza una técnica de correspondencia de rango mejorada para una perforación. La naturaleza de la correspondencia de rango asegura una perforación regular distribuida a lo largo del enrejado codificado asegurando un buen desempeño del código. El método de perforación de la presente invención, tiene la ventaja de la facilidad de implementación, asi como la retención de la ortogonalidad en la adaptación de cualquier versión de redundancia seleccionada sin incrementar los errores de cuadro . En aplicación, la característica de Acceso de Paquete de Enlace Descendente de Alta Velocidad (HSDPA) del Proyecto de Sociedad de Tercera Generación (3GPP) UTRA (Acceso Radio Terrestre U TS) o el Sistema de Acceso Múltiple de División de Código de Banda Ancha (WCDMA) , presentan una modulación y codificación de adaptación y detallan un esquema ARQ-hibrido con base en métodos de Redundancia en Incrementos (IR) aplicado a un código-turbo de rango de 1/3. La presente invención define el Canal de Enlace Descendente Compartido de Alta Velocidad (HS-DSCH) que codifica la modulación utilizando redundancia en incrementos en el equipo del usuario (UE) , tal cómo un aparato de radio comunicación celular. La presente invención, describe un método especifico para aplicar IR a HSDPA. Los métodos IR son conocidos en la técnica y han sido aplicados antes a sistemas tales como los Datos Mejorados para Evaluación GSM (EDGE) . Sin embargo, el problema de HSDPA ' es . novedoso, ya que todos los posibles rangos de codificación deben ser soportados y, únicamente bajo ciertas condiciones o en algunos casos, tales cómo retransmisiones de tamaño igual, existe el potencial de transmisiones ortogonales. Además, la presente invención permite un cambio en el rango de codificación final de acuerdo con la memoria del símbolo codificado disponible o Ubicaciones Métricas Suaves (SMLs) disponibles para el .proceso HARQ . Asimismo, a diferencia de la presente invención, los sistemas ^anteriores , tales como EDGE, utilizaron códigos convolucionales en lugar de códigos turbo y soportaron un diferente número de versiones de redundancia. La presente invención proporciona un esquema de "perforación IR' flexible aplicable específicamente a HSDPA. En particular, el esquema de perforación de la presente invención soporta un grupo variable de posibles versiones de redundancia utilizando una ¦ implementación novedosa de una técnica de perforación . de correspondencia-rango . Las implementaciones de la técnica anterior para correspondencia-rango, aunque proporcionan patrones de perforación ortogonales en corrientes de bits de paridad ¡individual, , no dan como resultado un esquema de perforación con patrón uniforme (y ortogonal) en el compuesto de las transmisiones de paridad. Esto da como resultado un FER incrementado para la versión utilizada de redundancia diferente. La presente invención toma en cuenta estos problemas reteniendo la ortogonalidad entre las í versiones de redundancia y proporciona un espaciamiento uniforme (es decir, secciones enrejadas no perforadas separadas en forma equitativa) a lo largo de los enrejados combinados IR compuestos. Esto puede incluir la perforación de paridad y bits sistemáticos. Además, tal como se describirá más adelante, la presente invención proporciona un método para seleccionar parámetros de redundancia. La figura 2 muestra el modelo de codificación de canal de referencia existente para el Acceso de Paquete de Enlace Descendente de Alta Velocidad (HSDPA) de acuerdo con los protocolos de la especificación 3GPP de la sección 4.2, "Technical Specification Group Radio' Access Network; uítiplexing and Channel Coding (FDD) (Reléase 1999)", TS 25.212 v3.5.0 (2000-12), la cual está incorporada a la presente invención como referencia. Los' datos ingresan desde un solo bloque de transporte. Para esta corriente, se agrega una revisión de redundancia cíclica (CRC) 202, y posteriormente se segmenta 204 la corriente para producir bloques de código NCB 206. La funcionalidad detallada de estos bloques del .200 al 206 se presenta en el TS 25.212. En este punto, cada uno de los bloques de código se somete en forma individual a la codificación del 1 canal 208 y a la correspondencia de rango 210 de acuerdo con la perforación ' y redundancia en incrementos utilizada. Posteriormente los bloques se someten a una segmentación de canal físico 212, intercalado 214 y mapeo de canal ¡físico 216, e'n donde se producen los canales físicos del 1 al K. La figura 3, muestra un modelo de codificación de canal del codificador turbo HSDPA de acuerdo con la presente invención. Las primeras cuatro operaciones (concatenación de bloque de transporte 200, adhesión CRC 202, segmentación de bloque de código 204, y codificación de canal 208) proceden de acuerdo con los protocolos 3GPP anteriormente descritos. Preferentemente, la codificación del canal 208 procede de acuerdo con un codificador de canal operable para codificar una corriente de datos de entrada en bits sistemáticos y bits de paridad en una función de codificación turbo de rango de 1/3. Además, . las últimas tres etapas (segmentación de canal físico 312, (símbolo) intercalado 314, y mapeo de canal físico 316) también proceden en forma similar a los protocolos 3GPP, con la excepción de la operación en los símbolos, en lugar de bits . La presente invención surge en el selector de versión de redundancia 309, bloque de redundancia de correspondencia de rango/ incremento 310, y el mapeador/ intercalador de prioridad de bits opcional 311, tal como se detalla en la figura 4. La funcionalidad de HARQ utiliza dos etapas de correspondencia-rango. El bloque de correspondencia 310, coteja el número de bits en la salida del codificador del canal 208 con él número total de bits de los canales físicos HS-DSCH a través de la perforación o repetición de bits sistemáticos, paridad 1 y paridad' 2, de entrada, y se controla mediante la versión de redundancia (RV) . El algoritmo de correspondencia de rango se . aplica en forma diferencial a un diferente grupo de bits de entrada sistemáticos y de paridad, dependiendo de los parámetros de la versión de redundancia. El bloque de correspondencia de rango 310 perfora una corriente de datos (que puede incluir bits de paridad y sistemáticos) para una primera transmisión para proporcionar un . grupo de primeras secciones enrejadas no perforadas y perforaciones en la corriente de datos. Se acopla un selector de versión de redundancia 309 al bloque de correspondencia de rango 310 y proporciona al mismo, parámetros de co respondencia de rango. El bloque de correspondencia de rango 310 proporciona una redundancia en incrementos para combinar-, la primera y segunda transmisiones de los enrejados de corrientes de datos para proporcionar primeras y segundas secciones enrejadas no perforadas no adyacentes . La primera etapa de correspondencia de rango 316, coteja el número de bits de entrada con el número de bits temporaleas disponibles en el equipo del usuario. Si el número de bits temporales disponibles en el equipo del usuario es mayor o igual al número de bits producidos en el codificador del canal 208, entonces todos los bits pueden ser almacenados y es transparente la primera etapa de correspondencia de rango. Sin embargo, si el número de bits temporales disponibles en el equipo del usuario es menor al número de bits producidos en el codificador del canál 208, como es normal,, entonces ocurre una perforación de modo q e el número de bits de salida del codificador coincide con la capacidad de regulación temporal disponible en el equipo del usuario, representada ; mediante la etapa del regulador 317. - La segunda etapa de correspondencia de rango 318, coteja el número de bits producidos en la primera etapa de correspondencia de rango 316 con el número de bits disponibles en el canal físico HS-DSCH. Se utiliza la misma técnica básica para la primera etapa de correspondencia de rango. Sin embargo, comparada con la primera etapa de correspondencia de rango, el algoritmo de correspondencia de rango, puede utilizar diferentes valores para los parámetros de correspondencia 'de rango, dependiendo de los parámetros RV : s, el cual puede tener el valor de 0 ó 1 para distinguir las transmisiones autodescodificables (1) y no autodescodificables (0) , y el parámetro RV r (rango de 0 a rmaxr el cual es el número máximo de versiones de redundancias soportadas por , el sistema de comunicaciones) , el cual cambia la variable de error inicial ei„i. Por ejemplo, el número de bits antes de la segunda correspondencia de rango puede denotarse como' Nsys para los bits sistemáticos, Npi para los bits de paridad 1, y Np2 para los bits de paridad 2, respectivamente. El número de bits de canal físico disponibles por intervalo de tiempo de transmisión (TTI) es Naata. Se utiliza la separación de bits y se determinan los parámetros de correspondencia de rango tal como se indica · a continuación. Para Ndata = Nsys + Npl + Np2, la perforación se lleva a cabo en la segunda etapa' de correspondencia de rango 318. El número de bits sistemáticos transmitidos en una retransmisión es N t,sys = min{Nsys Ndata) para una transmisión de un tipo auto-descodif icable (s = 1) y N t,sys = max{Ndata - (Npl + Np2) , 0 } en el caso de no auto-descodificable, por e j emplo , s = 0. Para Ndata > Nsys + Npl + Np2, la repetición se lleva a cabo en la segunda etapa de correspondencia- de rango. Se logra un rango de repetición similar en todas las corrientes de bits ajustando el número de bits sistemáticos transmitidos a El lugar disponible para los bits de paridad en una transmisión es: para , los bits de paridad 1 y paridad 2, respectivamente.

La Tabla .1 resume la elección de parámetro resultante para la segunda etapa de correspondencia de rango 318. El parámetro a en la Tabla 1 se elige de modo que a = 2 para paridad 1 y a = 1 para paridad 2. Tabla 1 Parámetros de Segunda Etapa de Correspondencia de Rango en donde Nsys es el número de bits sistemáticos, Npi es el número de bits de paridad 1, Np2 es el número de bits de paridad 2, Nt/Sys es el número de bits sistemáticos transmitidos, Nt,Pi es el número de bits de; paridad 1 transmitidos, y Nt,p2 es el número de bits de paridad 2 transmitidos . En la técnica anterior, se calcula el parámetro de correspondencia de rango e±n± para cada corriente de bits de acuerdo con el parámetro de variación ei„ r, r e{0,l} utilizando eini (r) = { [Xi - r : ¦ efflinus -l]modopiüS}+l en el caso de perforación, por ejemplo, Ndata = Nsys + Npl + ' Np2, y eini (r) = { [Xi - (2 · s + r) ¦ eminus-l ] modopiU3 } + 1 para la repetición, por ejemplo, Ndatá > Nsys + •Wpi + NP2. Aunque la variación de r no da como resultado patrones de perforación mutuamente ortogonales, su compuesto no da como resultado un esquema de perforación , con patrón uniforme tal como se muestra en el ejemplo de la figura 5. En el escenario mostrado en la figura 5, ambas transmisiones son autodescodificables con los bits de la palabra código de Paridad 1, de la primera transmisión qué consiste de la 4a, 10a, 16a, ... secciones enrejadas y aquellas de la segunda transmisión que consisten ' de la 3a, 9a, 15a, ...secciones. El enrejado combinado IR con base en las primeras dos transmisiones, se refiere por lo tanto a la 3a, 4a, 9a, 10a, 15a, 16a, ... etapas en el enrejado. En la práctica, este agrupamiento no uniforme de bits perforados y no perforados da como resultado un FER superior. En contraste, en la presente invención, se calcula ß ?± para cada corriente de bits de acuerdo con el parámetro de valriación e±ni r, r e {0,1} utilizando eini (r) = { [Xi - (r ¦ ep2us/2 ) -1 ] modOpius } + 1 en el caso de perforación, por ejemplo, Ndata -Wsys + Npl + Np2r y eini (r) = { [X±- ( (s +2 -r) · eplus / 4 ) - 1 ] modoplus } + 1 para repetición, es decir, Ndata > NSYS + Npi + Np2. En su forma más general, en donde r e {0, · · ·, rmax -1} y rmax es el número" total de versiones de redundancia permitidas por variación r, entonces se calcula e ni para cada corriente de bits de acuerdo con el parámetro de variación eini r, r e {0, · · ·, rmax -1}, utilizando eini (r) = { [Xi - {r-eplus / rmáx) -1 ] modoplus } +1 en el caso de perforación y/o repetición, y eini (r) ={ [Xi- ( (s +2 · r) · epjus/ (2 · rmax) ) -1 ] modopJl¡s} +1 asi mismo, en el ; caso de perforación y/o repetición. En otras palabras, las ecuaciones de correspondencia de rango pueden ser elecciones de modo que se utilicen cualquiera de una de las ecuaciones para cotejar el rango para tanto el caso de perforación (por ejemplo, ?/data = Nsys + Npi + NP2 ) como el caso de repetición (por ejemplo, Ndata > Nsys + Npl + Np2) , o una de las ecuaciones se elige para cotejar el rango para perforación y la otra ecuación para cotejar el rango para repetición. El patrón de perforación resultante, se retiene ortogonalmente entre versiones de redundancia del mismo valor, aunque ahora está separado de manera uniforme a través de los enrejados combinados IR compuestos, tal como se muestran en el ejemplo de los enrejados de paridad de la figura ' 6, lo cual da como resultado un FER mejorado con respecto al de los enrejados de la figura 5. La presente invención aplica tanto a bits de paridad como a bits sistemáticos. La figura 7, muestra la técnica dé perforación mejorada proporcionada de la presente invención. Se simularon los esquemas tanto de la técnica anterior como de la variación de correspondencia de rango propuesta einll utilizando técnicas conocidas, a través de un canal de ruido Gaussiano blanco de adición (AWGN) . utilizando modulación BPSK con una longitud de palabra de código de 960 y Ninfo = 720, y utilizando dos transmisiones. Las curvas 60 y 62 representan el FER del método de perforación de la técnica anterior antes de la primera y segunda transmisiones, respectivamente.

Las curvas 64 y 66 representan el FER para el método . de perforación de la presente invención después de la primera y segunda transmisiones, respectivamente. Tal como se puede apreciar a partir de los resultados de simulación, existe una mejoría de aproximadamente 0.2 a 0.3dB en el desempeño de FER de la presente invención con respecto a la técnica anterior después de dos transmisiones. En "vista de lo anterior, la presente invención proporciona, una mejoría útil con respecto a la técnica anterior sin incremento en complejidad. En una modalidad preferida, la presente invención, también proporciona un método y aparato para seleccionar parámetros s y r optimizados con base en el esquema de redundancia elegido (Chase, IR Parcial, o IR Total), haciendo referencia nuevamente al selector de versión de redundancia 309 de la figura 3. La selección de la versión de redundancia depende del esquema de redundancia que esté siendo utilizado. Normalmente, se espera que se soporten tres esquemas en el HSDPA: Chase, Redundancia en Incrementos Parciales (IR) e IR Total. Para cada esquema de redundancia se utilizan los siguientes métodos para calcular s, s e {0,1} y r, r e {0,1,2, ..., rraax -1}. Si se utiliza el esquema de redundancia Chase, s = 1 y r = 1 para- todas las transmisiones. Si se utiliza un esquema de redundancia IR parcial, un primer paso incluye calcular el número posible de versiones de redundancia únicas como en donde Wp i representa el número de bits de paridad en la salida del codificador turbo procedente de la corriente de paridad ith, Nt_p_i representa el número de bits de paridad que serán transmitidos a partir de la corriente de paridad ith y P es el número de corrientes de paridad. Asimismo, si rN > rmáx entonces rN = rmax. En el siguiente paso, para el índice de transmisión, n, de 1, 2, ... , rn, su ajuste = 1 y r = n-1. Si n > rw, se reajusta n a 1 y se repite él paso anterior . Si se utiliza un esquema de redundancia IR Total, un primer paso incluye calcular el número posible de versiones de redundancia únicos como: 1 rN = mm ?? * IR BR en donde BR es el rango de código base, R es el rango de código de transmisión, y k e i son enteros positivos. Se debe observar que k e i se eligen de modo que las transmisiones k sean exactamente iguales a los bloques de salida y (sistemáticos y de paridad) procedentes del codificador turbo. Asimismo, si rN > rmax entonces N - En un siguiente paso de ajuste de parámetro, para el índice de transmisión n = 1 , se ajusta s = 1, r = 0, y Nt = Ntransr o el índice de transmisión n a partir de 2, ..., rN, .se repiten los subpasos restantes de: a) un primer subgrupo se ajusta a Nt = Nt + Ntrans, b) en un siguiente subgrupo, si ^N'=~BR NI>'^ entonces se ajusta flag = 1 y (N, = N, - —xNvs) en donde Nsys es el número de BR bits sistemáticos generados a través del codificador turbo. De lo contrario se ajusta flag = 0, c) en un siguiente subpaso, si ( (Nt = Nsys) & (flag = 1)) entonces se ajusta s = 1. De lo contrario se ajusta s = 0, d) en un siguiente subpaso, . se ajusta r = r +1, e) en un siguiente subpaso, si n > rN, se ajusta n a 1 y se repite el paso de ajuste de parámetro. Los esquemas anteriores seleccionan en forma automática el parámetro (s) auto-descodif icable y la versión de redundancia (r) del esquema de Redundancia en Incremento es adoptado por 3GPP. Se eligen los valores con base en el esquema de redundancia seleccionado previamente, el cual incluye Chase, IR Parcial, e IR Total y puede utilizarsé junto . con cualquier modulación de adaptación y esquema de codificación (AMCS) suponiendo la sincronización entre el Nodo B y UE . De lo contrario, los parámetros (s) y (r) pueden ser transmitidos al UE utilizando . uno de siguientes dos esquemas, a) especificar de manera explícita el valor de "s" y "r" y transmitir estos valores utilizando el Canal de Control Compartido de Alta Velocidad (HS-SCCH) o (b) ajustar una tabla de valores "s" y "r" y comunicar la tabla al inicio de la llamada a UE a través de la señalización de nivel superior. La entrada específica en la tabla se señala posteriormente a través de HS-SCCH en cada transmisión. En una modalidad por separado, en donde rmax no es necesariamente conocido, entonces se puede definir e ni tal como se indica a continuación eini (r) = { [Xi - ( .(r) ¦ epius) -1] modOpius}+l en donde f{r) =bin2dec (fliplr ( dec2bin ( r- 1 ) ) ) /2[1°VC>] en donde "bin2dec" denota la conversión de binario a decimal, "dec2bin" denota la conversión de decimal a binario, y "fliplr" denota la reversión de orden de bits de la secuencia binaria... En una modalidad preferida, la presente invención proporciona un mapeador de prioridad de bits (311 que se refiere nuevamente a la figura 3) acoplado al bloque de correspondencia de rango. El mapeador de prioridad de bits es para mapear los bits sistemáticos para la colocación de una mayor conflabilidad en la constelación de modulación, lo cual mejora de manera adicional el desempeño de IR. El mapeo de prioridad de bits (BPM) se basa en la utilización de una .diferente conflabilidad de bits ofrecida mediante constelaciones de orden superior (16-QAM o mayor) . Es bien sabido que las partes sistemáticas de una palabra de código turbo son de mayor importancia para el .desempeño del descodificador que las partes de paridad. Lo que sigue naturalmente, es que el desempeño del sistema puede ser mejorado en forma adicional mediante la colocación de bits sistemáticos ,<en ubicaciones de mayor cónf iabilidad si se utiliza una constelación de orden superior. Para lograr esto se utiliza un intercalador simple (referencia 311 de la figura 3) de tamaño Nrow x Ncoi . Los números- de filas y columnas se determinan a partir de : Nrow = log2 (M) Ncoi - Ntrans / Nrow en donde M es el tamaño de modulación (orden i de constelación) y Ncrans es el número de bits codificados y correspondidos en rango que serán transmitidos. Por ejemplo, Nr0w = log2(16) = 4 en el caso de 16-QAM. En el caso de codificador turbo general se separa una palabra de código en una corriente sistemática y corrientes de paridad denotadas mediante xs,kf i rkr p2rk en donde k e { 1 N-trans) r o en el cáso preferido una corriente sistemática y corriente de paridad combinada denotada mediante xs,k Y xP,k (ver. figura 1) . Los datos se leen en el intercalador fila por fila, y fuera del intercalador columna por columna . Para llevar a cabo el mapeo de prioridad, toda la corriente de bits sistemáticos procedentes del codificador turbo se lee en primer lugar (código en forma de bloque y .posteriormente de izquierda a derecha) , seguido de bits de alternación combinados procedentes de las dos corrientes de paridad. Los bits de palabra de códigos sistemáticos 700 se leen en forma de bloque 1 de código y posteriormente de izquierda a derecha en la formación BPM. Una vez que se han leído todos los bits de palabra de código sistemáticos, los bits de alternación combinados procedentes de las dos corrientes de paridad se leen, continuando a partir de los bits de la palabra de código sistemática que están a la izquierda, nuevamente en forma de bloque de código y posteriormente de izquierda a derecha. En el caso de IR total en donde no forman parte los bits sistemáticos de la palabra de código de transmisión, únicamente los bits de la palabra de pódigo de paridad llenarán la formación. La formación BPM es una secuencia de símbolos QAM o vectores de bits (un vector de cuatro bits en el caso, de 16-QAM y un vector de dos bits en el caso de QPSK) determinado mediante las columnas de la formación BPM, leídos en i secuencia de izquierda a derecha. De manera conveniente, esto da cómo resultado que los bits sistemáticos sean mapeados en primeras filas del mapeador de bits seguido de un mapeo subsecuente de bits de paridad. El intercalado se determina en la misma forma que los intercaladores internos de código turbo, tal como se describe en la sección 4.2.3.2.3.1 de •la publicación "Technical Speci fication Group Radio Access Network; Multiplexing and Channel Coding (FDD) (Reléase 1999)", TS 25.212 v 3.5.0 (2000-12), la cual está incorporada a la presente invención como referencia. El mapeo del símbolo depende del tipo ; de modulación y el número de bits sistemáticos y de paridad utilizado en la transmisión. Como un ejemplo, si se utiliza un rango de código efectivo de 3/4 y una modulación 16- QAM , cada símbolo QAM comprende tres bits sistemáticos y un bit de paridad, mientras que ; si se utiliza la misma i versión con un 'rango j de código de 1/2 y una modulación de 16- QAM , cada símbolo QAM comprende entonces dos bits sistemáticos y dos bits de paridad. La figura 8 :' ilustra el proceso de distribución de bits para 16- QAM y el rango de 1/2, en donde S representa bits sistemáticos y P representa bits de paridad. En la práctica, el intercalador de la presente invención es un intercalador de bloque de símbolo de tamaño 16x30. La operación de intercalado procede leyendo la secuencia de símbolos de entrada {y Pri) en el intercalador' fila por fila comenzando con la columna 0 de la fila 0 y continuando con la columna 30 de la fila 16, tal como se muestra en la figura 9. El siguiente paso incluye llevar a cabo una permuta Inter-columna utilizando el siguiente patrón de permuta {0, 20, 10, 5, 15, 25, 3, 13, 23, 8, 18, 28, 1, 11, 21, 6, 16, 26, 4, 14, 24, 19, 9, 29, 12-, 2, 7, 22, 27, 17}, el cual proporciona una distribución más homogénea y por lo tanto más recomendable. Al permutar las columnas, se asegura que no se niegue la sección de sub-bloque del enrejado cuando se lee únicamente una parte de una fila para formar la palabra de código transmitida. El último paso es leer los símbolos de salida, columna por columna. Haciendo referencia nuevamente a la figura 3, la segmentación del canal físico 312 procede de acuerdo con el protocolo 3GPP de la sección 4.2.10 del TS 25.212, incorporado a la presente invención como referencia, pero con una modificación. En lugar de aplicar el algoritmo en bits como en la sección 4.2.10, se aplica en la salida de los símbolos QAM/vectores de bits procedentes del BPM descrito anteriormente. Después de la segmentación del canal 312, (segundo) se aplica el intercalado 314, tal como se describe en la sección 4.2.11 del TS 25.212, nuevamente con una modificación. En este caso, en lugar de aplicar el infeercalador en los bits que comprende cada canal físico, se aplica en los valores de los símbolos? QAM o índices de símbolos de cada canal físico, los cuales son producidos a partir de la segmentación del canal físico 312. Finalmente y en forma similar, se aplica el mapeo del canal físico 314 descrito en la sección 4.2.12 del . TS 25.212, nuevamente con la substitución de los símbolos de datos QAM por bi t s . La figura 10, muestra un diagrama de flujo que resume el método 100 de perforación mejorada para la redundancia en incjrementos con base en el código turbo, de acuerdo con la presente invención. Un primer paso 102 del método incluye perforar una corriente de datos de una primera transmisión para proporcionar un grupo de primeras secciones enrejadas no. perforadas. Un siguiente paso 104 incluye perforar una corriente de datos para una segunda transmisión para proporcionar un grupo de segundas secciones enrejadas no perforadas. Esto puede aplicarse a bits de paridad y sistemáticos. Un siguiente paso 106 incluye redundancia en incrementos combinando la primera y segunda transmisiones de los enrejados para proporcionar primeras y segundas secciones enrejadas no perforadas no adyacentes. Preferentemente, esto proporciona secciones enrejadas perforadas y no perforadas con patrón uniforme en el patrón enrejado combinado. Un siguiente paso incluye producir las transmisiones del código turbo, para descodificar en un descodi f i cador ' turbo , para obtener la información contenida dentro del código turbo, y proporcionar la información a un usuario a través de una interfase' de usuario tal como un altavoz, pantalla y similar, o ' paira almacenar en un dispositivo de almacenamiento de datos . Aunque la presente invención ha sido descrita e ilustrada en la . descripción y figuras anteriores, quedará entendido que la presente descripción es únicamente a manera de ejemplo y que los expertos en la técnica pueden realizar numerosos cambios y modificaciones, sin apartarse del amplio alcance de la presente invención. Aunque la presente invención encuentra uso particular en radioteléfonos celulares portátiles, podría aplicar para cualquier dispositivo de comunicación inalámbrica de dos direcciones, i incluyendo localizadores, organizadores electrónicos y computadoras. La invención de los solicitantes debe limitarse únicamente a las reivindicaciones adjuntas.

Claims

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito la presente invención, se considera como novedad y por lo tanto, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES

1. Un método para mejorar la redundancia en incrementos con base en el código turbo, en donde el método comprende los pasos de: perforar una corriente de datos para una primera transmisión para proporcionar un grupo de primeras secciones enrejadas no perforadas; perforar una corriente de datos de una segunda transmisión para proporcionar un grupo de segundas secciones enrejadas no perforadas; y proporcionar redundancia de incrementos combinando la primera y segunda transmisión de los enrejados para proporcionar primeras y segundas secciones enrejadas no perforadas no adyacentes.

2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el paso de combinar proporciona un patrón de perforación compuesto que tiene un patrón uniforme con secciones enrejadas no perforadas.

3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los pasos de perforación proporcionan cada uno un grupo de primeras y segundas ' secciones enrejadas no perforadas ortogonales respectivas.

4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los pasos de perforación incluyen cada uno un subpaso de correspondencia de rango de cada corriente de bits, utilizando un parámetro de correspondencia de rango definido a través de las ecuaciones eAni . (r) ={ [X±- (r · eplus/ rmax) -1 ] modoplus} +1 y elni (r) ={ [X±- ( (s+2 ¦ r) ¦ eplus/ (2 ¦ rmax) ) - 1 ] /nodop2us } +1 . en donde r e{0, rmax -1} y rmax es el número total de versiones de redundancia permitidas variando r, en donde e±ni se calcula para cada corriente de bits de acuerdo con el parámetro de variación ein r, s es 0 ó 1 dependiendo de si : la . transmisión es no autodescodif icable ? o autodescodif icable, respectivamente, epius Y ^minus se eligen de acuerdo con la tabla ; en donde a = 2 para la paridad 1 y a = 1 para paridad 2, Nsys es el número de bits sistemáticos, Npl es el número de bits de paridad 1, Np2 es el número de bits de paridad 2, Nt,Sys es el número de bits sistemáticos transmitidos, Ntrpl es el número de bits de paridad 1 transmitidos, y N es el número de bits de paridad 2 transmitidos, y en donde las ecuaciones de correspondencia de rango se seleccionan de un grupo que consiste de: elegir cualquiera de una de las ecuaciones para correspondencia de rango tanto para el caso de perforación (por ejemplo, Ndata < Nsys + Npl + Np2) como para el caso de repetición (por ejemplo, Ndata > Nsys + Npi + N i y elegir una de las ecuaciones de correspondencia de rango para perforación y otra ecuación de correspondencia de rango para repetición .

5. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los pasos de perforación incluyen cada uno un subgrupo de correspondencia de rango de. cada corriente de bits, utilizando un parámetro de correspondencia de rango definido mediante las ecuaciones eini (r) ={ [Xi- (r- eplus / 2 ) -1 ] modoplus} + 1 en .el caso de perforación, es decir, Nda ta = Nsys + Np l + Np2 f y eini (r) ={ [Xi- ( (2 · s+ r) · epIus/4) - 1 ] modoplus } +1 para repetición, es decir, Nda ta > Nsys + Np l + NP2, en donde r es el parámetro de variación eini, s es 0 ó 1 dependiendo si la transmisión es no autodescodificable o autodescodificable, respectivamente, ' y r fluctúa de 0 .a rmax para variar la variable de error inicial eini, y Xi, <5pius, y sminus, se eligen de acuerdo con la tabla en donde OÍ = 2 para la paridad 1 y = 1 para paridad 2, Nsys es el número de bits sistemáticos, Npl es el número de bits de paridad 1, Np2 es el número de bits de paridad 2, Nt/Sys es el número de bits sistemáticos transmitidos, Nt,pi es el número de bits de paridad 1 transmitidos, y Nt,P2 es el número de bits de paridad 2 transmitidos.

6. El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque comprende además un paso para seleccionar un esquema de redundancia, en donde: si se elige la redundancia Chase, se ajusta s ¡ . i - 1 y r = 1 para todas las transmisiones; si se elige una redundancia IR parcial, se llevan a cabo los subpasos de: calcular el número posible de versiones de redundancia única como en donde Np i representa el número de bits de paridad en la salida del codificador turbo procedente de la corriente de paridad ith , Nt_p_i representa el número de bits de paridad que serán transmitidos a partir de la corriente de paridad ith , y P es el número de corrientes de paridad, en donde si rN > rmax entonces rN = rmax; y para el índice de transmisión n, a partir de 1, 2, ..., rN, se ajusta s = 1 y r - n-1, y en donde si n > rN, se ajusta n a 1 y se repite este subpaso; y si se elige redundancia IR total, se llevan a cabo los pasos de: a) calcular el número posible de versiones de redundancia única como rN = min] —X k = X! R BR en donde BR es el rango de código base, R es el rango de código de transmisión, y k e i son enteros positivos elegidos de modo que las transmisiones k sean exactamente iguales a los bloques de salida sistemáticos y de paridad i, en donde si rN > rmax entonces rN = rmax; b) para el índice de transmisión n = 1, ajustar s = 1, r = 0, y Nt = Ntrans, y c) para el índice de transmisión n a partir de 2, ..., rN, repetir los subpasos de: ajustar Nt = Nt + Ntrans; ajustar señal = 0; si (N,= —xNs,s) entonces ajustar señal = 1 y <N =N -—?? ) en donde Nsys es el número de ' ' BR S>"} bits sistemáticos generados mediante el codificador turbo; ajustar s = 0; si ( (JVt = Nsys) & (flag = 1)) entonces ajustar el símbolo s = 1 ; ajustar r = r +1; y si n > rN, ajustar n a 1, y repetir el paso b) .

7. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además el paso de mapear la prioridad de bits de los bits sistemáticos para colocar la mayor conflabilidad en una constelación de modulación.

8. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el paso .de mapeo incluye proporcionar un intercalador de tamaño NrowxNcol , en donde Wrow=log2 (M) y en donde M es el tamaño de modulación y Ntrans es el ' número de bits codificados y correspondidos en rango que serán transmitidos en las filas superiores de la formación, las cuales tienen mayor futilidad que las filas inferiores de la formación, y en donde los datos se leen en el intercalador fila por fila comenzando con las filas superior, llenando primero el intercalador con todos los bits sistemáticos, seguido de los bits de paridad y se leen los datos del intercalador columna por columna .

9. El método de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque el intercaladór tiene un tamaño de 16x30, y en donde el paso de mapeo incluye llevar a cabo una permuta intercolumna utilizando el siguiente patrón de permuta { 0, 20, 10, 5, 15, 25, 3, 13, 23, 8, 18, 28, 1, 11, 21, ' 6, 16, 26, 4, 14, 24, 19, 9, 29, 12, 2, 7, 22, 27, 17}.

10. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además el paso de transmitir un grupo de parámetros dirigiendo una secuencia de versión de redundancia de incremento seleccionada que puede operar en los pasos de perforación, incluyendo el paso de transmisión uno de los grupos que consisten de: especificar de manera explícita los parámetros de versión de redundancia y transmitir estos parámetros utilizando un canal de control, y transmitir inicialmente una tabla de parámetros de versión de redundancia y posteriormente seleccionar una entrada a la tabla como un medio para identificar los parámetros de versión de redundancia.