MXPA03006245A - Control de fuga para oscilador local en los procesos de conversion directa. - Google Patents

Abstract

Se presenta un sistema y un metodo para generar una frecuencia de oscilador local (LO) en un receptor o transmisor de frecuencia intermedia (IF) nula. Se recibe una senal desde un oscilador controlador por voltaje (VCO). La senal tiene una frecuencia VCO. La frecuencia VCO se divide entre un numero N para producir una senal que tenga una frecuencia dividida descendente. La senal que tenga la frecuencia VCO luego se mezcla con la senal que tenga la frecuencia dividida descendente para producir una senal de salida que tenga una frecuencia de salida. Se reduce la fuga del oscilador local. De esta forma, el receptor o transmisor puede funcionar en multiples bandas y modos de comunicacion inalambrica y cumple con las especificaciones asociadas.

Description

CONTROL DE FUGA PARA OSCILADOR LOCAL EN LOS PROCESOS DE CONVERSIÓN DIRECTA CAMPO DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona en general con las comunicaciones inalámbricas. Específicamente, esta invención se relaciona con sistemas y métodos para transceptores de conversión directa.

ANTECEDENTES Y TÉCNICA RELACIONADA El campo de las comunicaciones ha experimentado un crecimiento importante debido en gran medida a las capacidades mejoradas de los dispositivos inalámbricos. Los dispositivos inalámbricos emplean ondas de radio para permitir comunicaciones distantes sin las limitaciones físicas de los sistemas con base en cables. La información, tal como por ejemplo, voz, datos, o información de radiolocalización, se transporta mediante ondas de radio transmitidas sobre bandas de frecuencia predeterminadas. La asignación de espectros de frecuencia disponibles se regula para asegurar que muchos usuarios puedan comunicarse sin interferencia indebida . La información que será transmitida desde una fuente hacia un destino rara vez se obtiene en un formato que esté listo para su transmisión por radio. Tipicamente , un transmisor toma una señal de entrada y la formatea para transmisión en una banda de frecuencia predeterminada. La señal de entrada, también denominada como una señal de banda base, modula un portador en la banda de frecuencia deseada. Por ejemplo, un transmisor de radio que recibe una señal de entrada de audio modula una frecuencia portadora con la señal de entrada. Un receptor remoto correspondiente se sintoniza a la misma frecuencia portadora que el transmisor debe recibir y desmodular la señal transmitida. Es decir, el receptor remoto debe recuperar la señal de banda base desde el portador modulado. La señal de banda base se puede presentar directamente a un usuario o se puede procesar adicionalmente antes de ser presentada al usuario. Muchos dispositivos inalámbricos de consumidores, tales como por ejemplo, radios, televisiones y radiolocalizadores únicamente son receptores. Los trans ceptores son dispositivos inalámbricos que integran un transmisor y un receptor en un solo paquete. Los transceptores permiten comunicaciones bidireccionales casi instantáneas.

Ejemplos de transceptores incluyen radios bidireccionales, transmisores-receptores , radiolocalizadores bidireccionales , y teléfonos inalámbricos . Diversos factores de calidad son importantes para valorar la efectividad de un diseño receptor. La sensibilidad determina la capacidad de un receptor para detectar una señal débil. La sensibilidad del receptor debe ser tal que el receptor pueda detectar la señal perceptible mínima (MDS, por sus siglas en inglés) proveniente del ruido de fondo. El ruido representa fluctuaciones aleatorias de voltaje y corriente. La MDS es una medida especifica del receptor de la sensibilidad que incorpora la anchura de banda de un sistema determinado. La selectividad del receptor, por otro lado, indica la protección suministrada a un receptor a partir de la interferencia fuera de canal. Entre mayor sea la selectividad, el receptor podrá rechazar mejor las señales no deseadas. La desensibilización es una reducción en una sensibilidad total del receptor debido a una interferencia de radiofrecuencia (RFI, por sus siglas en inglés) provocada por una persona o bien natural. La desensibilización se presenta cuando una señal de interferencia muy fuerte sobrecarga al receptor- y hace más difícil la detección de señales más débiles. La característica de desensibilización del receptor determina su capacidad para funcionar satisfactoriamente bajo productores de interferencia fuerte, tales como por ejemplo, perturbadores. El factor de ruido es otra medida clave de un desempeño del receptor. El factor de ruido degrada, es decir, aumenta, en cada etapa sucesiva en la trayectoria de recepción. Se pueden aplicar técnicas de amplificación y atenuación dentro de un receptor para alcanzar un factor de ruido aceptable. El ruido, junto con la distorsión, determina la distorsión de señal a ruido (SINAD, por sus siglas en inglés), una proporción en decibeles que describe un desempeño del receptor en presencia de ruido. La distorsión es la presencia de señales no deseadas en la salida de los dispositivos en la trayectoria RF de un receptor. La distorsión puede incluir distorsión armónica, distorsión por in ermodulación y distorsión de modulación cruzada. La distorsión .armónica se presenta cuando la señal de entrada deseada es tan grande que comprime al receptor y típicamente se mide en la salida de banda base como una función de cambio de frecuencia a partir de la señal deseada y como una función de la potencia de la señal deseada. La distorsión de cruce se presenta cuando el componente modulado por amplitud a partir del transmisor (por ejemplo, un teléfono inalámbrico CDMA) se transfiere a otro portador (perturbador) en la salida del dispositivo (salida LNA) . La forma más común de distorsión es la distorsión por intermodulación (IMD, por sus siglas en inglés) . La distorsión por intermodulación es el resultado de dos o más señales que se mezclan conjuntamente para producir una distorsión no deseada adicional dentro de la anchura de banda de señal. Para dos entradas, los productos de intermodulación se presentan en la suma y diferencia de múltiples enteros de las frecuencias originales. Es decir, para dos señales de entrada que tengan frecuencias fi y ±2 , l°s componentes de frecuencia de salida se pueden expresar como mfi ± nÍ2, en donde m y n son números enteros > 1. El orden del producto de intermodulación es la suma de m y n . Los componentes de tercer orden de "dos tonos" (2fi-f2 y 2f2~fi) se pueden presentar a frecuencias cercanas a las señales deseadas o de interferencia y de esta forma no se pueden filtrar fácilmente. Los productos de intermodulación de orden superior tienen menor amplitud; de tal forma que sean menos problemáticos. Los productos perturbadores de intermodulación de segundo orden se pueden generar a frecuencias de banda base si el espaciamiento de tono está dentro de la mitad de la anchura de banda de señal. La Figura 1 es una gráfica que representa los niveles de componentes IMD fundamentales, de segundo orden, y de tercer orden contra el nivel de entrada. Los puntos teóricos en donde los niveles de segundo orden y tercer orden interceptan el fundamental se conocen como el punto de intercepción de segundo orden (IP2 o SOI) y el punto de intercepción de tercer orden (IP3 o TOI) . El IIP2 de un receptor es el punto de intercepción de segundo orden del nivel de entrada. El IIP3 es el punto de intercepción de tercer orden del nivel de entrada. El punto de intercepción de tercer orden y el factor de ruido de un receptor se relacionan directamente con el intervalo dinámico del receptor. El intervalo dinámico define el intervalo de señales que el receptor puede manipular dentro del desempeño especifico del receptor, es decir, la variación sobre la cual el receptor puede producir una salida precisa con SINAD aceptable. Especifreamente , para un receptor de banda base, tal como por ejemplo, un convertidor analógico-digital , la variación dinámica se puede representar como una variación dinámica libre de espurias (SFDR, por sus siglas en inglés) , que varía del ruido mínimo del dispositivo a la señal máxima antes de que se presente la distorsión. La fuga del oscilador local (LO, por sus siglas en inglés) se presenta cuando una señal de LO carece de la entrada receptora. Esta fuga se puede transmitir por las antenas trans ceptoras como emisiones espurias, que pueden interferir con otro dispositivo. Además, la fuga de LO se puede reflejar nuevamente en el receptor mismo y puede desensibilizar al receptor si no se elimina antes de la desmodulación. La fuga perturbadora se presenta cuando una señal perturbadora se fuga hacia una entrada o salida de LO del dispositivo dentro de un receptor. Esta fuga se puede mezclar con la señal perturbadora para producir señales no deseadas, tales como por ejemplo, niveles de señal DC que son proporcionales al componente de modulación por amplitud (A , por sus siglas en inglés) de la señal perturbadora. Las señales perturbadoras ?? se pueden ubicar a cualquier frecuencia dentro de una banda de frecuencia de recepción . El ruido de fluctuación a baja frecuencia (1/f) se provoca por defectos en la unión de emisor-base de los transistores de unión bipolar. Aunque típicamente no es muy importante, puede ser necesario eliminar el ruido de fluctuación y otros ruidos en un receptor con el fin de mantener la integridad de señal en la banda base. El aislamiento es la proporción (en dB) del nivel de potencia aplicado a un puerto de un dispositivo al nivel de potencia resultante en la misma frecuencia que aparece en otro puerto. El aislamiento inverso, que es lo inverso (recíproco) del aislamiento, es un factor de calidad para componentes receptores. El aislamiento inverso es una medida de cuanta energía inyectada en un puerto de salida hace que regrese en la fuente de entrada. Para alcanzar una fuga baja de LO y perturbadora, se desea un aislamiento inverso alto. El punto de compresión 1 dB de un amplificador es una medida del nivel de potencia de salida cuando la ganancia del amplificador es 1 dB inferior a la pequeña ganancia de señal. El punto de saturación de un amplificador es una medida de la capacidad de potencia de salida máxima del amplificador. Estos factores de calidad se ilustran en la Figura 1. Los factores de calidad anteriores y los fenómenos de señal se deben considerar cuando se están diseñando dispositivos de comunicación inalámbrica. De manera más general, el diseño de las comunicaciones inalámbricas se ha regido por el Acceso Múltiple por División de Código (CDMA, por sus siglas en inglés), una forma de comunicaciones de espectro extendido, o banda ancha, en la cual las señales de radio se difunden sobre una anchura de banda muy amplia. Las tecnologías CDMA han sido la base para muchos estándares de modulación, tales como por ejemplo CDMA (IS-95 y CDMA2000) y WCDMA (IMT2000) . Cada uno de estos estándares de modulación o interfaz por aire funciona en muchas bandas de radiofrecuencia, entre las que se incluyen Cellular ( Japan Cellular y US Cellular) , PCS (Sistema de Comunicación Personal en bandas estadounidenses y coreanas), e IMT (Unión Internacional de Telecomunicaciones). Otros estándares de modulación incluyen FM (modulación por frecuencia, IS-19) , GSM (Sistema Global para Comunicaciones Móviles), ÜS-TDMA (IS-136), GPS (Sistema de Posicionamiento Global), LAN inalámbrica (802.11), y Bluetooth.

Las bandas de frecuencia se han asignado a diversos modos de comunicaciones. Para transceptores inalámbricos, la banda de frecuencia de recepción PCS estadounidense (RX) es 1930-1990 MHz, y la banda de frecuencia de transmisión asociada (TX) es 1850-1910 MHz. La banda de frecuencia de recepción Celular estadounidense es 869-894 MHz, y la banda de frecuencia de transmisión asociada es 824-849 MHz. De manera similar, las bandas de frecuencia de recepción y transmisión se asignan a Japan Cellular, IMT, y PCS coreano. Los estándares de comunicaciones establecidos en las especificaciones para dispositivos de comunicación inalámbrica se deben cumplir. Por ejemplo, se deben cumplir las especificaciones para emisiones, espurias, sensibilidad, perturbación (intermodulación de dos tonos y desensibilización de un solo tono) , y de banda lateral residual. Las comunicaciones inalámbricas no se deben estandarizar sobre una base internacional o incluso intra-nacional . Las tecnologías existentes han reconocido que un transceptor que puede funcionar en más de una banda, o en más de un modo, ha aumentado su facilidad de transporte. En particular, los micrófonos de banda dual funcionan en dos bandas de frecuencia. Por ejemplo, un micrófono CDMA de banda dual puede funcionar en bandas de frecuencia tanto de 800 MHz (celular estadounidense) como 1.9 GHz (PCS estadounidense) . En una modalidad, si las estaciones base que funcionan en estas dos bandas utilizan el estándar CDMA, entonces una unidad móvil que tiene un micrófono CDMA de banda dual puede obtener servicio desde cualquiera o ambas de estas estaciones base. Además, un micrófono CDMA/FM de modo dual puede funcionar en los modos tanto CDMA como FM. Incluso, dada la multiplicidad actual de los estándares de modulación y las bandas de frecuencia asociadas, los teléfonos de modo dual y banda dual ofrecen a los abonados a lo sumo una compatibilidad limitada con los esquemas de comunicaciones mundiales. La Figura 2 es un diagrama de bloques de alto nivel de un receptor de sub-conversión dual, convencional. El receptor 101 incorpora la arquitectura super heterodina. En particular, una señal RF 11 recibida se transporta junto con una trayectoria de señal RF y se pre-procesa (etapa 1) . La señal RF 13 pre-procesada primero se traduce, o sub-convierte, a una señal 15 que tenga una frecuencia intermedia (IF, por sus siglas en inglés) (etapa 2) . La señal IF 15 luego se sub-convierte nuevamente a una señal de banda base 17, que incluye un componente "en fase" (I) y en fase "de cuadratura" (Q) (etapa 3) . Los componentes de señal de banda base I y Q varían en fase por 90°. Los componentes I y Q luego se envían a otras porciones del receptor 101, tales como por ejemplo el procesador de banda base (etapa 4) para que se procesen adicionalmente . Similarmente, en un transmisor de sobre-conversión dual, las señales de banda base I y Q analógicas se sobre-convierten primero a una señal IF, y la señal IF luego se sobre-convierte a una señal RF transmitida . La Figura 3 ilustra el receptor 101 en mayor detalle. El receptor 101 tiene varios beneficios inherentes. Por ejemplo, el diseño ofrece una excelente sensibilidad y selectividad, una variación dinámica de señal extendida, una planeación de frecuencia flexible, y una variación dinámica inferior y un consumo de corriente para elementos en el receptor 101 después de los filtros IF 70. Además, se puede alcanzar una coincidencia de fase y amplitud entre los canales I y Q 106, 107 más fácilmente debido a que la señal IF está a un intervalo de frecuencia inferior. En vista de estos beneficios, el receptor 101 es bastante adecuado para aplicaciones multi-modo y de banda múltiple, en donde se pueden procesar las señales RF recibidas moduladas en modos múltiples y transportadas en bandas múltiples de frecuencia. Para soportar bandas y modos múltiples de operación, el receptor 101 debe incluir algunos componentes de modo específico. Por ejemplo, en un receptor de banda múltiple, típicamente se requiere una trayectoria de señal RF individual para cada banda de frecuencia. En un receptor multi-modo, se pueden requerir trayectorias de banda base individuales para cada modo dependiendo de los requerimientos de variación dinámica perturbadora. En receptores convencionales tales como por ejemplo, el receptor 101, la trayectoria de señal IF típicamente incluye amplificadores, filtración y circuitería para control automático de ganancia (AGC, por sus siglas en inglés) . Como tal, el receptor 101 puede eliminar el ruido y las perturbaciones de banda fuera de señal y puede compensar la potencia de señal variable y los cambios de ganancia del receptor. En un receptor multi-modo, la filtración de señales IF es de modo específico. Por lo tanto, el receptor 101 tiene un filtro IF 70 por modo. Por ejemplo, un receptor en un teléfono de modo dual incluye dos IF SAW (filtro de onda acústica superficial). Para un receptor que soporta los modos CDMA IX, CDMA 3x, WCDMA, GSM, FM, Bluetooth, y GPS, cuatro de seis de los SAW y 1 filtro LC discreto se pueden requerir en la trayectoria de señal IF. La necesidad de un filtro IF para cada modo es una desventaja significativa del receptor 101. Cada filtro IF aumenta el costo del receptor, el número de partes criticas y el área de plaqueta del receptor. Debido a que cada filtro IF puede tener alta pérdida, también se puede necesitar un pre-amplificador IF o AGC . También son necesarios un oscilador controlado por voltaje IF (VCO, por sus siglas en inglés) y un bucle de enganche de fase (PLL, por sus siglas en inglés) 65 para generar una frecuencia de oscilador (LO) , que se introduzca al mezclador IF 60. Las desventajas adicionales del receptor 101 incluyen la necesidad de una matriz de conmutación o múltiples amplificadores IF y módulos AGC, la necesidad de un filtro de paso de banda RF de baja pérdida (BPF, por sus siglas en inglés) para reducir el ruido de banda lateral no deseado, y la necesidad de mezcladores IF adicionales. De esta forma, la etapa IF de un receptor de sub-conversión dual disminuye el costo, la complejidad de diseño, y el área de plaqueta de circuitos impresos de estos receptores . La Figura 4 es un diagrama de bloques de una sub-conversión directa, o el receptor 200 IF cero. En los receptores de sub-conversión directa, una señal F 201 recibida se sub-convierte directamente a una señal de banda base 225. De manera similar, en una sobre-conversión directa, o el transmisor IF cero, una señal de banda base se sobre-convierte directamente a una señal RF transmitida. En el receptor 200, la señal RF recibida se mezcla con una frecuencia de oscilador local (LO) para producir una señal de banda base. Debido a que esto no incorpora una trayectoria de señal IF, el receptor 200 elimina costo, área de plaqueta, y consumo de potencia asociado con los componentes IF, que incluyen los IF SAW, coincidencia LC y filtros discretos, una pre-amplificación, AGC, mezcladores IF, y el IF VCO y PLL . Además, se presenta menos variación porción a porción y temperatura. El diseño del receptor 200 permite que se presente un mayor procesamiento de señal, tal como por ejemplo, el filtrado de la selectividad del canal en el dominio analógico o digital de banda base vía circuitos integrados, permitiendo que porciones RF y analógicas del receptor 200 sean más genéricas por naturaleza. Debido a que el AGC es digital, se puede requerir calibración simplificada, o incluso ninguna calibración. Para ciertos modos de operación, tales como por ejemplo, GPS, Bluetooth, y GSM, el receptor 200 puede no requerir un filtro RF debido a un fin primario de que el filtro no reduce la modulación de cruce en los modos Cellular CD A y PCS . Sin embargo, el modo GPS puede requerir un filtro RF si las señales GPS moduladas se reciben simultáneamente con otras señales moduladas. A pesar de las ventajas anteriores, la sub-conversión directa no se ha incorporado ampliamente en los teléfonos inalámbricos. La razón consiste en que es muy difícil alcanzar objetivos de diseño del receptor clave mientras que se alcanza una variación dinámica adecuada para el receptor. Los objetivos de diseño para los receptores tales como por ejemplo el receptor 200 incluyen alcanzar factores de ganancia alta y bajo ruido, valores IIP3 y IIP2 altos, y bajo consumo de potencia. Un receptor multi-modo y de banda múltiple puede requerir una variación dinámica muy amplia. Por consiguiente, incluso es más difícil alcanzar estos objetivos de diseño para este receptor . De manera más especifica, la fuga del oscilador local (LO) y la fuga perturbadora en los puertos de LO del mezclador I y Q provocan problemas significativos en los receptores de sub-conversión directa . Para Cellular y PCS, los requisitos de emisiones espurias son particularmente estrictos. Como tal, es necesario un aislamiento inverso mayor. Adicionalmente, en un receptor de sub-conversión directa, la fuga de LO que se refleja nuevamente en el receptor mismo, asi como también, la fuga perturbadora hacia el puerto LO de los mezcladores I y Q, se puede procesar mediante la circuiteria de sub-conversión directa. Como tal, una contra-tensión DC no deseada puede aparecer en la salida del mezclador junto con la señal de banda base deseada, que también puede contener componentes espectrales de banda base. Por consiguiente, la contra-tensión DC se debe eliminar para asegurar que la proporción señal a ruido sea suficientemente alta. En CDMA, la sensibilidad se prueba con un ajuste de señal a un nivel tal que se cumpla una cierta proporción de error de trama (FER, por sus siglas en inglés) . IS-98 especifica que el dispositivo bajo prueba debe cumplir con un nivel de sensibilidad de -104 dBm (potencia de señal) con menos de 0.5% FER. La prueba de intermodulacion se conduce con un ajuste de nivel de señal a -101 dBm (3 dB por arriba de la prueba de sensibilidad) con dos tonos a una desviación relacionada con la señal RF (-43 dBm/tono a desviaciones que generen un producto de distorsión en banda, o típicamente 900 y 1700 kHz) con menos de 1% FER. Dependiendo de la banda de frecuencia, puede haber diferencias en los niveles de potencia probados y las desviaciones de frecuencia para los perturbadores. Para la prueba de desensibilización de tono individual, el nivel perturbador en el puerto RF de los mezcladores I y Q es mayor que el nivel de señal por la desviación 71 dB en >= 900 kHz. La potencia perturbadora puede fugarse al puerto LO y cada mezclador y mezclarse con el nivel perturbador en el puerto RF mezclador para producir un nivel DC que es proporcional a la amplitud del perturbador RF. Típicamente, el perturbador se genera por el enlace directo de una estación base en un sistema inalámbrico competitivo. La potencia perturbadora puede cambiar como una función de la modulación utilizada o desvanecimiento. El peor perturbador puede tener una modulación de amplitud comparable con la anchura de banda de señal deseada. Como tal, el componente AM desciende sobre la parte superior de cualquier energía de señal en la banda base después de la sub-conversión y no se puede eliminar con filtración de banda base. Este problema se agrava a medida que aumenta la perturbación de la señal RF. Si la perturbación de la señal RF aumenta en 10 dB, por ejemplo, la distorsión de banda base aumenta en 20 dB . Esta distorsión de banda base realmente puede ser mayor que una pendiente dos para uno si tanto el aislamiento RF a LO de los mezcladores, que afecta el auto-mezclado de los perturbadores, como los mezcladores IIP2 del RF, que representa los efectos de distorsión de segundo orden, son deficientes. Además, el perturbador y los requisitos de fuga LO para los mezcladores en un receptor de sub-conversión directa son muy exigentes. Debido a que este receptor carece de filtración IF, debe ser necesario aumentar la variación dinámica de los elementos de banda base del receptor en 30 dB o más, dependiendo del grado de filtración analógica de banda base, y la frecuencia porción a porción, y las variaciones de temperatura en la ganancia. Las especificaciones de banda lateral residual para diversos estándares de modulación también se deben cumplir. Debido a que este receptor tiene menor ganancia antes de su etapa de banda base, el ruido de fluctuación en la banda base tiene mayor efecto sobre la capacidad del receptor para procesar las señales moduladas de FM. Por lo tanto, lo que se necesita es un transceptor de conversión directa que pueda modular señales RF en múltiples bandas y múltiples modos.

SUMARIO DE LA INVENCIÓN Las modalidades expuestas muestran sistemas y métodos novedosos y mejorados para generar una frecuencia de oscilador local (LO) en un dispositivo de comunicación inalámbrica de conversión directa. En una modalidad, el sistema incorpora un oscilador controlador por voltaje (VCO) , un divisor, y un mezclador. El divisor tiene una entrada y una salida producidas al dividir una señal de entrada. La entrada del divisor se acopla funcionalmente al VCO. El mezclador tiene una primera entrada mezcladora acoplada funcionalmente al VCO, una segunda entrada mezcladora acoplada funcionalmente a la salida del divisor, y una salida. La salida del mezclador proporciona la frecuencia LO a un desviador de fase y un segundo divisor en paralelo. En otras modalidades, el sistema incorpora un VCO, un primer divisor, un segundo divisor, y un mezclador. El primer divisor tiene una entrada y una salida producidas al dividir una señal de entrada. La entrada del primer divisor se acopla funcionalmente al VCO . El segundo divisor tiene una entrada y una salida producidas al dividir una señal de entrada. La entrada del segundo divisor se acopla funcionalmente a la salida del primer divisor. El mezclador tiene una primera entrada de mezclador acoplada funcionalmente a la salida del primer divisor, una segunda entrada del mezclador acoplada funcionalmente a la salida del segundo divisor y un salida . En otra modalidad, el sistema incorpora un generador de LO, un mecanismo para selección de banda de frecuencia, y un mecanismo para selección de configuración. El generador de LO tiene una o más configuraciones, e incluye un mezclador configurado para mezclar una frecuencia VCO con una versión dividida descendente de la frecuencia VCO. Cada configuración se asocia con una banda de frecuencia de señales RF y produce una señal de salida cuya frecuencia se asocia con la banda de frecuencia de las señales RF . El mecanismo para selección de banda de frecuencia se configura para seleccionar una banda de frecuencia de señales RF. El mecanismo para selección de configuración se dispone para que seleccione una configuración asociada con la banda de frecuencia seleccionada de las señales RF.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las características, objetivos y ventajas de las modalidades expuestas se harán más evidentes a partir de la descripción detallada mostrada más adelante cuando se tome en conjunto con los dibujos en donde los números de referencia se utilizan de manera consistente en todas las figuras, y en donde: la Figura 1 es una representación gráfica de los puntos de saturación y compresión, y los puntos de intercepción de segundo orden y tercer orden. La Figura 2 es un diagrama de bloques de alto nivel de un receptor de conversión dual convencional . La Figura 3 es un diagrama de bloques de un receptor de conversión dual convencional. La Figura 4 es un diagrama de bloques de alto nivel de un receptor de conversión directa.

La Figura 5 es un diagrama de bloques de un receptor de conversión directa. La Figura 6 es un diagrama de bloques de un sistema para generar una frecuencia de oscilador local de acuerdo con una modalidad de la presente invención . La Figura 7 es un diagrama de bloques de un sistema para generar una frecuencia de oscilador local de acuerdo con una modalidad de la presente invención. La Figura 8 ilustra una modalidad de un transmisor IF nulo.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LÁ INVENCIÓN La Figura 4 es un diagrama de bloques de alto nivel de un receptor de sub-conversión directa 200 de acuerdo con una modalidad de la presente invención. El receptor 200 comprende una trayectoria de señal RF 210, un sub-convertidor directo 220, y un procesador de banda base 230. La trayectoria de señal RF 210 recibe señales RF 201. Las señales RF 201 pueden comprender señales moduladas en múltiples modos y transportadas en múltiples bandas de frecuencia. La trayectoria de señal RF 210 puede incluir un mecanismo de selección para seleccionar entre diversos modos y diversas bandas. Adicionalmente , la trayectoria de señal RF 210 puede incluir amplificadores o filtros para preparar las señales RF 201 para un procesamiento adicional. Estas señales preparadas se designan como señales RF 215 pre-procesadas en la Figura 4. El sub-convertidor directo 220 recibe las señales RF pre-procesadas 215 desde la trayectoria de señal RF 210 y sub-convierte estas señales a señal 225 de banda bases. El procesador de banda base 230 puede realizar un procesamiento posterior sobre las señales de banda bases 225, tales como por ejemplo, cancelación DC, filtración coincidida y perturbadora, decimación muestral, control automático de ganancia, medición de la potencia de señal (indicador de la intensidad de la señal recibida RSSI), agrupación, des intercalación, corrección de errores, y descodificación en los datos digitales o corrientes de audio. La información procesada luego se puede encaminar hacia un destino adecuado, tal como por ejemplo, un mecanismo de salida en un dispositivo inalámbrico, que puede incluir una pantalla, altavoz, o un puerto de datos. Se debe observar que el procesador de banda base 230 también se puede utilizar por un transmisor que es el complemento del receptor 200. La Figura 5 ilustra el receptor 200 con mayor detalle. Una antena 301 interconecta al receptor 200 con las señales RF entrantes. La antena 301 también puede difundir señales RF desde un transmisor acoplado a la antena 301. Las antenas múltiples se pueden utilizar para separar bandas en operación o para aislar modos de operación simultáneos entre si. La interfaz 305 puede aislar las señales RF recibidas a partir de señales RF transmitidas de tal forma que el receptor 200 y un transmisor ambos puedan utilizar la antena 301. La interfaz 305 puede comprender uno o más duplexores 312. El duplexor 312 filtra las señales en la banda de recepción de entrada. Adicionalmente , el duplexor 312 separa las señales en la banda de recepción de entrada de las señales de una banda de transmisión de salida. Se pueden emplear múltiples duplexores 312 si se requieren múltiples bandas de operación por parte de un receptor particular o aplicación de transceptor. Como se muestra en la Figura 5, un duplexor 312 puede procesar señales moduladas en los modos CDMA, FM, e IMT, asumiendo que las bandas de operación asociadas todas se ajustan dentro de una banda del duplexor 312. La interfaz 305 también puede comprender uno o más conmutadores 314 y filtros de pasabanda 316. El conmutador 314 selecciona entre operaciones de recepción y transmisión. Por ejemplo, el conmutador 314 puede corresponder a los modos GSM o Bluetooth, en los cuales las señales no se reciben y se transmiten simultáneamente. El Filtro de pasabanda 316 filtra señales GPS en la banda de recepción de entrada. Debido a que se reciben señales GPS, y no se transmiten, no será necesario emplear un duplexor. Otros filtros de pasabanda 316 se pueden incluir en el receptor 200 para otros modos exclusivos de recepción análoga. Un amplificador de bajo ruido (LNA, por sus siglas en inglés) 320 se acola a la interfaz 305 y amplifica las señales RF recibidas. El LNA 320 se puede seleccionar para proporcionar un factor de ruido mínimo en la banda de recepción, aunque una ganancia suficientemente alta para minimizar las contribuciones de factor de ruido provenientes de las etapas posteriores en el receptor 200. La ganancia de LNA 320 se puede controlar mediante un control de ganancia LNA 324. La potencia de transmisión puede fugarse en el receptor 200 a partir de la interfaz 305. Por ejemplo, el duplexor 312 puede no filtrar por completo la potencia de transmisión. De esta forma, LNA 320 puede requerir de una alta compresión y un punto de intercepción de tercer orden. LNA 320 se acopla con un filtro de pasabanda RX (BPF) 330. BPF 330 también rechaza las señales del transmisor que quedan fuera de la banda de recepción. Se debe observar que BPF 330 puede no ser necesario en alqunas modalidades de la presente invención. Por ejemplo, como se observó anteriormente, las señales moduladas en el modo GSM pueden no ser recibidas ni transmitidas simultáneamente si no se soportan proporciones de datos en GPRS (General Packet Radio Service) . La Figura 5 representa una trayectoria de señal RF que incluye un duplexor 312, un LNA 320 y un BPF 330. Sin embargo, múltiples trayectoria de señal RF se pueden incluir en el receptor 200. Cada trayectoria de señal puede corresponder a una o más bandas de frecuencia de operación particular del receptor 200. Por ejemplo, el receptor 200 puede incluir trayectorias de señal Cellular, PCS, IMT, y GSM respectivas. Cada trayectoria RF puede incluir, según sea necesario, un duplexor, conmutador, y/o filtro de pasabanda, un LNA, un BPF, y mezcladores I y Q. Adicionalmente, la recepción GPS simultánea mientras que está operando con otros modos puede requerir de una generación LO por separado, amplificadores de banda base, filtros pasabajos analógicos, convertidores analógicos-digitales , procesamiento digital I/Q, y desmodulación. El mecanismo de selección 310 conmuta entre diferentes trayectorias de señal RF que dependen de las bandas de frecuencia en operación activas en un momento determinado. El mecanismo de selección 310 puede comprender un dispositivo para selección de banda acoplado a, por ejemplo, diversos duplexores y BPF. El mecanismo de selección 310 también se puede acoplar a mezcladores de canal I y Q 340A, 340B. Por ejemplo, para las señales recibidas en la banda Cellular estadounidense, el mecanismo de selección 310 puede conmutar a un duplexor 312, un LNA 320, y un BPF 330 que conjuntamente filtran y amplifican adecuadamente las señales recibidas. La salida de BFP 330 se acopla a una entrada de los mezcladores de canal I y Q 340?, 340B. En una implementación de ejemplo, BPF 330 puede tener una salida diferencial (no mostrada) para conectarse a entradas diferenciales (no mostradas) de los mezcladores 340A, 340B. Por consiguiente, las terminales de salida positiva y negativa de BPF 330 se pueden acoplar a las terminales de entrada positiva y negativa del mezclador 340?, y con las terminales de entrada positiva y negativa del mezclador 340B. Este arreglo de trayectoria de señal diferencial reduce el acoplamiento LO y TX en la trayectoria de señal RF y aumenta el rechazo del modo común de los perturbadores modulados por amplitud (nivel de intercepción de entrada de segundo orden superior en las entradas del mezclador) . De esta forma, se mejora el aislamiento y el rechazo perturbador en el receptor 200. Alternativamente, un transformador se puede acoplar a una salida asimétrica del BPF 330. El transformador puede convertir la señal asimétrica a una señal diferencial, que se puede acoplar a entradas diferenciales de los mezcladores 340A, 340B. Como se muestra en la Figura 5, un oscilador local (LO) 350 se acopla a los amplificadores separadores 351A, 351B. Los amplificadores separadores 351A, 351B se acoplan a una segunda entrada 342A del mezclador 340? y a una segunda entrada 342B del mezclador 340B, respectivamente. Los amplificadores separadores 351A, 351B pueden tener salidas diferenciales si los mezcladores I y Q 340?, 340B tienen entradas diferenciales. En algunas modalidades,. puede no ser necesario que los amplificadores separadores se incluyan en el diseño del receptor 200. LO 350 puede comprender un generador de frecuencia que puede generar señales de salida a diversas frecuencias. Por ejemplo, LO 350 puede dar salida a una primera señal y una segunda señal que está desfasada de la primera señal en 90°. LO 350 puede incluir un bucle de enganche de fase (PLL) , un oscilador controlado por voltaje (VCO) , un mecanismo de mezclado de frecuencias, y un mecanismo desfasador. LO 350 puede incluir un selector de banda 354 que controla LO 350 dependiendo de una frecuencia de operación de las señales RF recibidas. En una modalidad de ejemplo, LO 350 utiliza trayectorias diferenciales para mitigar la fuga de LO y el ruido que se acopla hacia y desde las trayectorias de señal en los puertos RF del mezclador I y Q. Cada mezclador 340A, 340B mezcla una señal RF recibida proveniente del BPF 330 con una señal recibida de LO 350 en la segunda entrada 342A, 342B de los mezcladores 340A, 340B. El proceso de mezclado multiplica las señales con untamente. De esta forma, los mezcladores 340A, 340B sub-convierten directamente las señales RF recibidas a las señales de banda base I y Q. En una implementación de ejemplo, los mezcladores 340A, 340B tienen una ganancia asociada que se puede ajustar mediante el control para ganancia del mezclador 341A, 341B. Después de la sub-conversión, las señales I y Q se procesan junto con las trayectorias de señal respectivas 365A, 365B. La trayectoria de señal I 365A es representativa de ambas trayectorias de señal, y puede incluir un amplificador 360A, un filtro anti-alias 370A, y un convertidor analógico-digital de canal I (ADC, por sus siglas en inglés) 380A. El amplificador 360A se acola a la salida del mezclador 340?. Después del procesamiento y la conversión analógica-digital a lo largo de las trayectorias de señal respectivas, los datos de canal I digital 382 y los datos de canal Q 385 se pueden procesar adicionalmente . En algunas modalidades, las señales I y Q se pueden procesar a lo largo de las trayectorias en modo especifico de operación. En otras modalidades, las trayectorias de señal 1 y Q se pueden compartir entre modos. El receptor 200 puede contener módulos Bluetooth específicos. El sub-convertidor directo Bluetooth 390 y el procesador de banda base Bluetooth 395, como se muestra en la Figura 5, pueden ser funcional y estructuralmente similares a las estructuras descritas anteriormente. Sin embargo, debido a que Bluetooth puede funcionar concurrentemente con otros modos de operación, tales como por ejemplo, CDMA, el sub-convertidor directo Bluetooth 390 y el procesador de banda base 395 se pueden implementar como módulos Bluetooth dedicados . De manera similar, GPS puede operar concurrentemente y requerir una trayectoria de señal de banda base por separado y una circuiteria para generación de LO. La Figura 6 ilustra el sistema 400 para generar una frecuencia de oscilador local de acuerdo con una modalidad de la presente invención. Se debe observar que el sistema 400 se puede incorporar en receptores transmisores o transceptores inalámbricos. Por ejemplo, el sistema 400 se puede incorporar en el receptor 200 como LO 350 en la Figura 5. El sistema 400 comprende un bucle de enganche de fase (PLL) 410, un filtro de bucle 401, un mezclador 450, y un oscilador controlado por voltaje (VCO) 420, y un conmutador 440. El conmutador 440 se puede configurar para que tenga múltiples posiciones. En la Figura 6, el conmutador 440 es un conmutador de contacto que tiene tres posiciones. En una primera posición (1-2), descrito en la presente como "alimentación directa" el conmutador 440 acopla el VCO 420 a la entrada del divisor 430. En una segunda posición (2-3), "retroalimentación" , el conmutador 440 acopla la salida del mezclador 450 a la entrada del divisor 430. En una tercera posición (1-3), "desvio", el conmutador 440 acopla el VCO 420 a la salida del mezclador 450 y la salida del mezclador 450 se inhabilita. Aunque el sistema 400 se muestra para que contenga un conmutador, en otras modalidades, el sistema 400 no necesita contener un conmutador. Por ejemplo, el VCO 420 se puede acoplar directamente al divisor 430. La posición del conmutador 440 se puede controlar mediante un mecanismo de control (no mostrado), tal como por ejemplo, una selección de banda, que depende de la banda de frecuencia de las señales RF recibidas. El VCO 420 puede comprende una salida asimétrica VCO que es externa a un chip que incluye el receptor transmisor o transceptor asociado. ün VCO externo puede tener mejor ruido en fase que un VCO integrado dentro de un ASIC (circuito integrado de aplicación especifica) . Sin embargo, un VCO integrado puede ser suficiente dependiendo de las necesidades de perturbación inherentes en una banda de operación determinada. Para un VCO 420 externo, PLL 410 se puede acoplar directamente a VCO 420. Adicionalmente, PLL 410 se puede' acoplar a la salida del mezclador 450 si PLL 410 se integra dentro del sistema 400. PLL 410 recibe una señal a una frecuencia .405 de referencia para crear separaciones de canal discreto dentro de cada banda de operación. La modalidad mostrada en la Figura 6 incluye un conmutador de entrada PLL 445. El conmutador 445 puede acoplar PLL 410 a VCO 420, a la salida del mezclador 450, o a la salida del divisor 430. Como se conoce bien en la técnica, PLL 410, el filtro de bucle 401, y VCO 420 cooperan con untamente para dar salida a una señal que tenga una frecuencia VCO. La frecuencia VCO puede ser superior o inferior a la frecuencia de las señales recibidas o transmitidas. El divisor 430 puede comprender un divisor de frecuencia que da salida a una señal cuya frecuencia es una versión dividida descendente de una señal de entrada. Por ejemplo, el divisor 430 puede dividirse entre un número entero N, en donde el valor de N puede ajustarse mediante una señal de control. El VCO 420 se acopla a una primera entrada del mezclador 450. Con base en la posición del conmutador 440, como se describió anteriormente, una segunda entrada del mezclador 450 se puede acoplar, a través del divisor 430, al VCO 420 (alimentación directa) , la salida del mezclador 450 ( etroalimentación) , o un circuito abierto (desviación) . El mezclador 450 puede comprender un mezclador de Banda Lateral Individual (SSB, por sus siglas en inglés), o un mezclador para rechazo de imágenes, que da salida únicamente a un producto mezclador primario. Un mezclador SSB minimiza los productos mezcladores no deseados en la salida mezcladora. Específicamente, un mezclador SSB proporciona una salida de frecuencia que es ya sea la suma de dos frecuencias de entrada (la banda lateral superior, o USB) o la diferencia de las dos frecuencias de entrada (la banda lateral inferior, o LSB) . Un mezclador SSB superior retiene la banda lateral superior y cancela la SSB inferior. Por el contrario, un mezclador SSB inferior retiene la banda lateral inferior y cancela la banda lateral superior. El mezclador 450 se puede configurar para que funcione entre modos USB y LSB que dependen de una señal control acoplada al mezclador 450. El sistema 400 también puede incluir un segundo divisor 470 para crear señales LO de cuadratura 490. El segundo divisor 470 puede subdividir una frecuencia de entrada entre un entero M, y puede consistir de conmutaciones alternantes. Cuando el divisor 470 consta de dos conmutaciones alternantes, la primera conmutación alternante puede sacar de tiempo el flanco ascendente de la señal de entrada, mientras que la segunda conmutación alternante saca de tiempo el flanco descendente. Las salidas respectivas de las conmutaciones alternantes pueden estar 90° fuera de fase. Como tal, cada conmutación alternante puede conducir diferencialmente cualquiera de los mezcladores I y Q 340A, 340B. En otras modalidades, los amplificadores separadores 351A, 351B se pueden colocar entre el segundo divisor 470 y los mezcladores I y Q 340?, 340B. Cuando M=2, es decir, el segundo divisor 470 se divide entre 2, el segundo divisor 470 funciona como un desfasador de banda amplia que tiene utilidad, cuando se utiliza junto con el divisor 430, para una amplia variedad de frecuencias. El segundo divisor 470 puede generar señales de LO para el mezclador I y Q para bandas Cellular estadounidenses y japonesas. El desfasador 460 se puede incluir en el sistema 400 en paralelo con el segundo divisor 470. Alternativamente, el sistema 400 puede incluir únicamente el desfasador 460. El desfasador 460, que puede comprender una red LCR o elementos activos, se puede acoplar a la salida del mezclador 450. El desfasador 460 puede recibir una señal de entrada y producir señales de salida LO en cuadratura 480. En el caso de un receptor, cada señal en cuadratura se puede mezclar con las señales RF recibidas para sub-convertir las señales RF a los componentes de banda base I y Q. En una modalidad de ejemplo, el desfasador 460 se opera para bandas de operación superiores del PCS (estadounidense o coreano) e IMT . De acuerdo con una modalidad de la presente invención, el valor de N para el divisor 430, la posición del conmutador 440, y el modo del mezclador 450 se pueden variar para generar una amplia gama de frecuencias de LO. Además, el valor de M para el segundo divisor 470 se puede variar. Aunque se puede generar una amplia gama de frecuencias de LO, el VCO 420 necesita sólo operar en una variación de sintonización relativamente estrecha. Por consiguiente, el sistema 400 se puede implementar en un receptor transmisor o transceptor de banda múltiple y multi-modo inalámbrica.

+++ En implementaciones de ejemplo, el sistema 400 incluye trayectorias de señal diferencial. Por ejemplo, la salida de VCO 420, y las entradas y salidas del mezclador 450 y el divisor 430 pueden ser diferenciales. Como tal, la energía de LO I y Q radiada y conducida que se acopla a la trayectoria de señal RF en el sistema de incorporación del dispositivo inalámbrico 400 se puede minimizar. Un microprocesador (no mostrado) en un dispositivo inalámbrico que incluye el sistema 400 puede determinar una banda de frecuencia aplicable para las señales RF. Con base en la banda seleccionada, un mecanismo de selección de configuración, tal como por ejemplo, la selección de banda 354 en la ' Figura 5, puede seleccionar una configuración en el sistema 400 que se asocia con la banda de frecuencia seleccionada. Como tal, las señales de control adecuadas para ajusfar el valor de N para el divisor 430, la posición del conmutador 440, el modo del mezclador 450, y el valor de M para el segundo divisor 470 se pueden generar en el sistema 400. La Tabla 1 muestra configuraciones de ejemplo para el sistema 400 cuando se implementa en un contexto receptor. VCO 420 se controla para que opere de aproximadamente 1600 hasta 1788 MHz. VCO 420 puede ser una fuente principal de ruido radiado y conducido en un dispositivo inalámbrico. Como se ilustra en la Tabla 1, las variaciones de frecuencia VCO son distintas a partir de las variaciones de frecuencia de recepción RF asociadas. De esta forma, las siguientes configuraciones minimizan los efectos de ruido VCO en un dispositivo inalámbrico.

Banda de Variación de Valor Mezclador Posición del Variación de Frecuencia Frecuencia Divisor N SSB Conmutador/ Frecuencia RF de Recepción Segundo Valor M RX VCO (MHz) RF (MHz) Divisor US PCS 1930 a 1990 8 USB Alimentación 1716 a 1769 directa US 869 a 894 inhabilitado inhabilitado Desvio y 1738 a 1788 Cellular dividir entre 2 Japan 832 a 870 inhabilitado inhabilitado Desvio y 1664 a 1740 Cellular dividir entre 2 IMT 2110 a 2170 4 USB Alimentación 1688 a 1736 directa PCS 1840 a 1875 8 USB Alimentación 1635 a 1651 coreano directa Tabla 1. Configuración para control de LO para el recept sub-conversión directa de banda múltiple Consistente con la presente invención, se pueden preparar otras configuraciones para optimizar la variación de tiempo y la frecuencia central del VCO 420 para diferentes variaciones de frecuencia de recepción y para diferentes técnicas de diseño, tales como por ejemplo, implementaciones VO externas o VCO integradas. Los divisores adicionales se pueden incluir en el sistema 400 para proporcionar estas configuraciones. El divisor 430 y el mezclador 450 pueden producir derivaciones de LO no deseadas que caen fuera de la banda de recepción deseada. Sin embargo, la salida del mezclador 450 suprimirá estas derivaciones. Además, los puertos 342?, 342B de los mezcladores I y Q 340A, 340B (véase la Figura 5) pueden incluir resonadores, que también pueden suprimir estas derivaciones. Las trayectorias de señal RF también pueden tener múltiples respuestas BPF de RF que pueden rechazar productos perturbadores en las mismas frecuencias que las derivaciones de LO. Como se analizó, el segundo divisor 470 puede crear señales de LO en cuadratura 480. Los mezcladores I y Q 340A, 340B reciben las señales de LO en cuadratura 480, que se pueden hacer pasar mediante los separadores 351A, 351B, como entradas. Como tal, las variaciones en fase en la resistencia de carga y la capacitancia de los mezcladores I y Q 340A, 340B pueden dar surgimiento a errores sistémicos. Sin embargo, los requerimientos de coincidencia en fase se pueden cumplir mediante la implementación de los mezcladores I y Q 340A, 340B sobre el mismo chip. De esta forma, las especificaciones de banda lateral residual para un receptor se pueden cumplir. Puede ser necesaria una coincidencia de amplitud entre los canales I y Q. Los procedimientos para coincidencia de amplitud de ejemplo incluyen calibrar la ganancia de canal I y Q a través de una compensación de ganancia analógica o digital. Para alcanzar una compensación de ganancia analógica (no mostrada) , un mecanismo para detección de potencia independiente o cambiable se puede acoplar a cada uno de los canales I y Q para medir el indicador de intensidad de señal recibida (RSSI) de los canales y el cambio de la ganancia por consiguiente. ün ASIC puede almacenar valores de calibración para los canales I y Q. Mediante una interfaz de bus digital entre el ASIC y el mecanismo para detección de potencia, los valores se pueden inmovilizar, y la ganancia se puede compensar. Para alcanzar una compensación de ganancia digital (no mostrada) , la trayectoria de banda base puede incluir un multiplicador digital después del ADC que multiplica las señales I y Q conjuntamente. De esta forma, los valores de calibración almacenados en un ASIC se pueden inmovilizar, y la ganancia de canal I y Q se puede compensar por consiguiente. En otra modalidad (no mostrada) , una trayectoria de señal especifica GPS se puede incluir en un receptor o transceptor inalámbrico. Las señales moduladas GPS se reciben únicamente en una frecuencia. Por lo tanto, un receptor sólo necesita sintonizar a una frecuencia GPS. En particular, la trayectoria especifica GPS puede tener un PLL y VCO exclusivamente para las señales GPS. El VCO, que puede estar sobre placa o fuera de placa, puede operar a 3150.84 MHz, o dos veces la frecuencia GPS.

El GPS VCO luego se puede acoplar a, y sub-dividir entre, un divisor (dividiendo entre 2) para generar una frecuencia de LO para una sub-conversión directa de las señales GPS RF . Aunque una trayectoria de señal GPS RF por separado se puede proporcionar en un receptor, la trayectoria de banda base GPS puede estar separada o compartida con señales moduladas de acuerdo con otros estándares de modulación. Cuando se separa, el procesamiento de banda base de las señales GPS se puede presentar concurrentemente con el procesamiento de banda base de otras señales moduladas. Cuando se comparte, se pueden alcanzar ahorros en la corriente y el área de plaqueta. Debido a que Bluetooth puede operar concurrentemente con otros modos de operación, tales como por ejemplo CDMA, se puede incluir un generador VCO y LO por separado en un receptor o transceptor para ayudar a generar una frecuencia de LO para la sub-conversión directa de las señales Bluetooth. La Figura 7 ilustra un sistema 500 alternativo para generar una frecuencia de oscilador local. El sistema 500 comprende un PLL 570, un filtro de bucle 560, una banda múltiple VCO 501, un divisor VCO 520, un mezclador SSB 540, un divisor SSB 530, y un divisor RX 550. El VCO de banda múltiple 501, PLL 570, y el filtro de bucle 560 cooperan conjuntamente para dar salida a una frecuencia VCO en los intervalos de frecuencia variable. La selección de banda 510 determina una variación de frecuencia aplicable para VCO 501 de múltiples bandas. El divisor VCO 520 se acopla al VCO 501 de banda múltiple. El divisor VCO 520 puede subdividir la frecuencia VCO mediante un entero P, tal como por ejemplo, 2. La salida sub-dividida del divisor VCO 520 se acopla a la entrada del divisor SSB 530. El divisor SSB 530 puede sub-dividir la frecuencia de salida del divisor VCO 520 entre un entero, tal como por ejemplo, 2. La salida del divisor SSB 530 y la salida del divisor VCO 520 se acoplan a las entradas respectivas del mezclador SSB 540. El mezclador SSB 540 mezcla las señales conjuntamente. Dependiendo de que el mezclador SSB 540 esté o no en operación como un mezclador USB o un mezclador LSB, la suma o la diferencia de las señales de entrada se da salida por parte del mezclador 540. Por lo tanto, el divisor VCO 520, el divisor SSB 530, y el mezclador SSB 540 actúan conjuntamente como un multiplicador de frecuencia fraccional. La salida del mezclador 540 se acopla a la entrada del divisor RX 550. El divisor RX 550 puede sub-dividir la señal de entrada entre un entero, tal como por ejemplo, 1 ó 2. Al variar la banda de frecuencia del VCO 501 de banda múltiple, asi como también, el modo del mezclador SSB 540, y los valores del divisor VCO 520, el divisor SSB 530, y el divisor RX 550, una amplia gama de frecuencias de LO se pueden generar por parte del sistema 500. La Tabla 2 ilustra configuraciones de ejemplo para el sistema 500 que hace al sistema 500 adecuado para la implementación en un receptor inalámbrico de múltiples bandas.

Banda de Variación de Valor Valor Mezclador Valor Variación de Frecuencia Frecuencia de Divisor Divisor SSB Divisor Frecuencia RX RF Recepción RF (MHz) veo SSB RX VCO (MHz) US PCS 1930 a 1990 2 2 USB 1 2573 a 2653 US 869 a 894 2 2 USB 2 2317 a 2384 Cellular Japan 832 a 870 2 2 USB 2 2219 a 2320 Cellular IMT 2110 a 2170 2 2 USB 1 2813 a 2893 PCS 1840 a 1875 2 2 USB 1 2453 a 2500 coreano 10 Tabla 2. Configuraciones control de LO para el receptor de sub-conversión directa de banda múltiple Son posibles otras configuraciones en el sistema 500. Por ejemplo, el sistema 500 puede incluir un conmutador de desvio multiplicador 580 acoplado al divisor 550, VCO 501 y RX de múltiples bandas. Cuando el conmutador se cierra, el VCO 501 de banda múltiple se puede correr 2 veces o 4 veces, a la frecuencia de operación de las señales recibidas. El divisor RX 550 luego puede dividir respectivamente la frecuencia de salida VCO entre 2 ó 4 para generar la frecuencia de LO deseada. Específicamente, para generar señales de LO del mezclador I y Q celular, el VCO 501 puede correrse 4 veces a la frecuencia de recepción, y el divisor RX 550 puede dividirse entre 4. Sin embargo, la sintonización puede ser más problemática debido a la amplia variación de operación del VCO 501 de banda múltiple. Se debe apreciar que el sistema 500 puede acoplar directamente el VCO 501 de banda múltiple al divisor RX 550, y que el conmutador para desvio multiplicador 580, el divisor SSB 530, el mezclador SSB 540, y el divisor VCO 520 se pueden eliminar del sistema 500. Adicionalmente , el sistema 500 puede incluir un conmutador (no mostrado) acoplado al VCO 501 de banda múltiple y una entrada 545 del mezclador SSB 540. Cuando el conmutador se cierra, el mezclador SSB 540 puede mezclar la frecuencia VCO con una versión sub-dividida de la frecuencia VCO. Como tal, el sistema 500 puede generar señales de LO del mezclador I y Q de una forma similar a la empleada en el sistema 400 anterior. La Figura 8 ilustra una modalidad de una sobre-conversión directa, del transmisor 600, IF nulo. El transmisor 600 incluye el sistema 602, que genera una frecuencia de oscilador local. El sistema 602 es similar al sistema 400 anterior, aunque se construye específicamente y se puede operar en un transmisor de sobre-conversión directa inalámbrica. El sistema 602 comprende un PLL 610, un filtro de bucle 601, primero y segundo mezcladores SSB 645, 650, un VCO 620, un conmutador de entrada PLL 641, conmutadores de LO 640? y 640B, y un segundo divisor 670. Los requerimientos de ruido en fase para un transmisor son menos exigentes que aquellos para un receptor, que deben cumplir con requerimientos de perturbación. Por lo tanto, el VCO 620 se puede integrar más fácilmente en un transmisor o transceptor ASIC. En otras modalidades, sin embargo, el VCO 620 se puede implementar fuera de placa. El VCO 620, el filtro de bucle 601, el PLL 610, y el oscilador de referencia 605 cooperan conjuntamente para producir una frecuencia de salida VCO. El conmutador de entrada PLL 641 puede acoplar selectivamente PLL 610 a VCO 620, a una salida del divisor 630, o a la salida del primer mezclador SSB 645. como tal, la fuente de entrada para PLL 610 se puede conmutar a partir de VCO 620 para ya sea una señal en la salida del divisor 630 o una señal en la salida del primer mezclador SSB 645. De esta forma, cuando se genera una frecuencia RF deseada, se puede presentar una búsqueda a esa frecuencia. Los conmutadores 640A, 640B cada uno tienen dos posiciones. Las posiciones adicionales son posibles en otras modalidades. En otras implementaciones , los conmutadores 640A, 640B no necesitan ser incluidos. En la posición de alimentación directa del conmutador 640A, el conmutador 640A acopla VCO 620 a una entrada del primer mezclador SSB 645. En la posición de retro-alimentación, el conmutador 640A acopla la salida del mezclador SSB 645 al puerto de LO del mezclador SSB 645. En la posición de alimentación directa del conmutador 640B, el conmutador 640B acopla el VCO 620 a una entrada del segundo mezclador SSB 650. En la posición de retro-alimentación, el conmutador 640B acopla la salida del mezclador SSB 650 al puerto de LO del mezclador SSB 650. El VCO 620 se acopla a una entrada del divisor 630. El divisor 630 sub-divide la frecuencia de salida VCO entre un entero N. El divisor 630 produce una primera y segunda señal de salida. La primera salida del divisor 630 se acopla al primer mezclador SSB 645. La segunda salida del divisor 630 se acopla al segundo mezclador SSB 650. Las señales en la primera y segunda salidas del divisor ambos son versiones sub-divididas de la frecuencia de entrada, aunque difieren en fase a 90°. Cuando el conmutador 640? está en la posición de alimentación directa, el primer mezclador SSB 645 mezcla la frecuencia de salida VCO con la versión sub-dividida sacada por el divisor 630. De manera similar, el segundo mezclador SSB 650 mezcla la frecuencia de salida VCO con la versión sub-dividida sacada entre el divisor 630. Las salidas del primero y segundo mezcladores SSB 645, 650, son idénticas en frecuencia y difiere en fase por 90°. Las salidas del primero y segundo mezcladores SSB 645, 650 son frecuencias de LO transmisoras del sistema 602.

La salida del segundo mezclador SSB 650 se acopla al segundo divisor 670. El segundo divisor 670 puede sub-dividir una frecuencia de entrada entre un entero M. El segundo divisor 670 produce una primera y segunda señal de salidas. La primera y segunda señales de salida están en cuadratura. Las salidas del segundo divisor 670 son frecuencias de LO del transmisor del sistema 602. Al variar los valores de N y M, el modo de los mezcladores SSB 645, 650, y las posiciones de los conmutadores 640A, 640B, el sistema 602 puede generar una amplia gama de frecuencias de LO del transmisor. De esta forma, el sistema 602 es adecuado para la implementación en transmisores de sobre-conversión directa tales como por ejemplo, el transmisor 600. La Tabla 3 lista configuraciones de ejemplo asociadas con bandas de operación del transmisor. Las configuraciones adicionales se pueden preparar de forma que sean consistentes con las enseñanzas de la presente invención. Como se describió anteriormente, una banda de frecuencia deseada se puede seleccionar via un mecanismo para selección de banda de frecuencia, y una configuración asociada se puede seleccionar via un mecanismo para selección de configuración.

Banda de Variación de Valor Mezclador Posición del Variación de Frecuencia Frecuencia Divisor N SSB Conmutador/ Frecuencia RF de Segundo Valor M TX VCO (MHz) Transmisión Divisor RF (MHz) 5 US PCS 1850 a 1910 4 USB Alimentación 1480 a 1528 directa US 824 a 849 8 USB Alimentación 1465 a 1509 Cellular directa y dividir entre 2 Japan 887 a 925 4 USB Alimentación 1419 a 1480 Cellular directa y dividir entre 2 IMT 1920 a 1980 4 USB Alimentación 1536 a 1584 directa PCS 1750 a 1775 4 USB Alimentación 1400 a 1424 coreano directa Tabla 3. Configuración para control de LO para el transmisor de sobre-15 conversión directa de banda múltiple En otra modalidad (no mostrada) , el sistema 602 puede generar una frecuencia de LO de transmisión al mezclar la frecuencia de LO de recepción para un receptor con una frecuencia de LO de desviación fija. Este enfoque reconoce que los siguientes estándares de modulación tienen una desviación de frecuencia fija entre los canales TX y RX, como se muestra en la Tabla 4.

Tabla 4. Desviación TX en relación con la frecuencia de canal RX Específicamente, la circuitería para generación de LO del sistema 602 (PLL 610, filtro de bucle 601, primero y segundo mezcladores SSB 645, 650, VCO 620, y conmutadores 640A, 640B) pueden generar una frecuencia de LO de recepción. ün segundo oscilador, que es un LO de desviación fija, se puede acoplar a una entrada de cada uno del primero y segundo mezcladores SSB 645, 650. Por consiguiente, el primer mezclador SSB 645 y el segundo mezclador SSB 650 pueden mezclar la frecuencia de LO de recepción con el LO de desviación para producir la frecuencia de LO de transmisión. Sin embargo, se debe apreciar que el LO de recepción puede generar salidas espurias. De esta forma, el filtrado fuera de placa dentro de un transmisor o transceptor puede requerir cumplir con la especificación de fuga espuria conducida para la banda de recepción. Esta filtración puede rechazar el producto de derivación en la frecuencia de recepción . El transmisor 600 puede emplear la frecuencia de LO generada por el sistema 602 para transmitir señales RF . El procesador de banda base 608 puede ser externo al transmisor 600, como se muestra en la Figura 8, o se puede integrar dentro de un transcpetor que comprende el transmisor 600. El procesador de banda base 608 proporciona un par de señales de salida. Cada señal de salida se puede implementar como una ganancia equilibrada o diferencial. Las dos salidas representan las señales analógicas de banda base I y Q para cada modo, y se proporcionan como trayectorias de señal por separado de tal forma que la modulación en cuadratura de las señales se pueda realizar en etapas posteriores del transmisor 600. En una implementación de ejemplo, el transmisor 600 incluye tres salidas RF . Dos de las salidas pueden corresponder a las bandas de señal PCS o IMT, y la otra puede corresponder a las bandas Cellular. Para las salidas PCS RF, un primer mezclador RF 651 se acopla al mezclador SSB 645 y una primera salida de banda base del procesador de banda base 608. El primer mezclador RF 651 sobre-convierte la señal de banda base directamente a la frecuencia RF deseada. ün segundo mezclador RF 653 se acopla al mezclador SSB 650 y una segunda salida de banda base del procesador de banda base 608. El segundo mezclador RF 653 sobre-convierte la señal de banda base directamente a la misma frecuencia RF como en la salida del primer mezclador RF 651. Las salidas del primero y segundo mezcladores RF 651, 653 están en cuadratura con la diferencia en fase relativa de las señales de LO utilizadas para sobre-convertir las señales de banda bases. Las señales RF en cuadratura luego se acoplan a un sumador de señal 660 que combina las dos señales en cuadratura en una señal individual. Las entradas del sumador de señal 620 se pueden equilibrar para que correspondan a las salidas equilibradas de cada uno del primero y segundo mezcladores RF 651, 653. La salida del sumador de señal 660 también puede ser una señal equilibrada para minimizar la interferencia de señal proveniente de las fuentes de ruido en modo común. La salida del sumador de señal 620 se puede acoplar simultáneamente a dos cadenas amplificadoras . Ambas cadenas amplificadoras se pueden configurar para que funcionen en la banda de transmisión PCS . Como se muestra en la Figura 8, una primera cadena amplificadora puede incluir los amplificadores AGC 662 y 664. Una segunda cadena amplificadora 670 puede incluir los amplificadores AGC 662 y 666. Para la salida Cellular RF, un tercer mezclador RF 652 se acopla a la primera salida del segundo divisor 670 y una primera salida de banda base del procesador de banda base 608. El tercer mezclador RF 652 sobre-convierte la señal de banda base directamente a la frecuencia RF deseada. ün cuarto mezclador RF 654 se acopla a la segunda salida del segundo divisor 670 y una segunda salida de banda base del procesador de banda base 608. El cuarto mezclador RF 654 sobre-convierte la señal de banda base directamente a la misma frecuencia RF que la salida del tercer mezclador RF 652. Las salidas del tercero y cuarto mezcladores RF 652, 654 están en cuadratura debido a la diferencia en fase relativa de las señales de LO utilizadas para sobre-convertir las señales de banda bases. Las señales RF en cuadratura luego se acopla a un sumador de señal 670 que combina las dos señales en cuadratura en una señal individual. Las enfadas del sumador de señal 670 se pueden equilibrar para que correspondan a las salidas equilibradas de cada uno del tercero y cuarto mezcladores RF 652, 654. La salida del sumador de señal también puede ser una señal equilibrad para minimizar la interferencia de señal proveniente de las fuentes de ruido en modo común . La salida del sumador de señal 670 se puede acoplar a una tercera cadena amplificadora. La tercera cadena amplificadora se puede configurar para que funcione en la banda de transmisión Cellular. Como se muestra en la Figura 8, la tercera cadena amplificadora puede incluir los amplificadores AGC 672 y 674. El transmisor 600 se puede configurar de tal forma que únicamente una cadena amplificadora sea funcional en cualquier momento. Como tal, cuando el transmisor 600 se configura para que transmita en una banda de frecuencia particular, únicamente la cadena amplificadora que soporta esa banda de frecuencia puede ser funcional. La cadena amplificadora inactiva se puede sub-energizar mediante circuitos de control (no mostrados) con el fin de conservar potencia. Se debe apreciar que las tres cadenas amplificadoras mostradas en la Figura 8, y otras de estas cadenas amplificadoras, también pueden incluir, o se pueden acoplar con, filtros de transmisión, aisladores, o diplexores de acuerdo con métodos bien conocidos en la técnica. La descripción detallada anterior se refiere a los dibujos anexos que ilustran modalidades de ejemplo de la presente invención. Son posibles otras modalidades y se pueden realizar modificaciones a las modalidades sin apartarse del espíritu y alcance de la invención. Por ejemplo, muchos de los dispositivos anteriores se pueden acoplar indirectamente entre si de tal forma que los dispositivos estén separados por dispositivos intermedios, tales como por ejemplo, filtros o amplificadores. Además, las enseñanzas de la presente invención se pueden aplicar a estándares de modulación y bandas de operación desarrolladas en el futuro. Por lo tanto, la descripción detallada no pretende limitar la invención. De preferencia, el alcance de la invención se define por las reivindicaciones anexas.

Claims (52)

1. NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito el presente invento, se considera como una novedad y, por lo tanto, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes REIVINDICACIONES : 1. Un método para generar una frecuencia de oscilador local (LO) en un dispositivo de comunicación inalámbrica de conversión directa de banda múltiple, el método comprende: recibir una señal, proveniente de un oscilador controlado por voltaje (VCO), que tiene una frecuencia VCO; dividir la frecuencia VCO entre un número N para producir una señal que tenga una frecuencia sub-dividida; y mezclar la señal que tenga la frecuencia VCO con la señal que tenga la frecuencia sub-dividida para producir una señal de salida que tenga una frecuencia de salida.
2. 2. El método según la reivindicación 1, en donde la frecuencia de salida es la frecuencia de LO.
3. 3. El método según la reivindicación 1, que comprende además dividir la frecuencia de salida entre un número M para producir la segunda frecuencia de salida.
4. 4. El método según la reivindicación 1, que comprende además desviar la fase de la señal de salida .
5. 5. El método según la reivindicación 1, en donde la frecuencia VCO se divide entre un número N cuando se recibe una señal de control.
6. 6. El método según la reivindicación 1, en donde el dispositivo incluye un receptor.
7. 7. El método según la reivindicación 6, en donde la frecuencia de salida es la frecuencia de LO para el receptor, que comprende además mezclar la señal de salida con una señal que tenga una frecuencia de desviación para producir una frecuencia de LO para un transmisor.
8. 8. El método según la reivindicación 1, en donde el dispositivo incluye un transmisor.
9. 9. Un método para generar una frecuencia de oscilador local (LO) en un dispositivo de comunicación inalámbrica de conversión directa de banda múltiple, el método comprende: recibir una señal, proveniente de un oscilador controlado por voltaje (VCO), que tiene una frecuencia VCO; dividir la frecuencia VCO entre un número N para producir una señal que tenga una frecuencia sub-dividid ; dividir la frecuencia sub-dividida entre un número M para producir una segunda señal que tenga una frecuencia sub-dividida adicional; y mezclar la señal que tenga la frecuencia VCO con la segunda señal que tenga la frecuencia sub-dividida adicional para producir una señal de salida que tenga una frecuencia de salida.
10. 10. El método según la reivindicación 9, que comprende además sub-dividir la frecuencia de salida entre un número P.
11. 11. El método según la reivindicación 9, en donde el VCO es un VCO de banda múltiple.
12. 12. ün método para generar una frecuencia de oscilador local (LO) en un dispositivo de comunicación inalámbrica de conversión directa de banda múltiple, el método comprende: configurar un generador de LO para que tenga una o más configuraciones, cada configuración está asociada con al menos una banda de frecuencia de las señales RF y que produce una señal de salida cuya frecuencia está asociada con al menos una banda de frecuencia de las señales RF, y mezclar una frecuencia VCO con una versión sub-dividida de la frecuencia VCO; seleccionar una banda de frecuencia de las señales RF; y seleccionar una configuración asociada con la banda de frecuencia seleccionada de las señales RF.
13. 13. El método según la reivindicación 12, que comprende además controlar el generador de LO con base en la selección.
14. 14. Un sistema para generar una frecuencia de oscilador local (LO) en un dispositivo de comunicación inalámbrica de conversión directa de banda múltiple, el sistema comprende: un oscilador controlado por (VCO) ; un divisor que tenga una entrada y una salida producidas al dividir una señal de entrada, la entrada del divisor está acoplada funcionalmente al VCO; y un mezclador que tenga una primera entrada de mezclador acoplada funcionalmente con el VCO, una segunda entrada del mezclador acoplada funcionalmente con la salida del divisor, y una salida.
15. 15. El sistema según la reivindicación 14, en donde la salida del mezclador proporciona la frecuencia de LO.
16. 16. El sistema según la reivindicación 14, en donde el VCO es externo a un circuito integrado que incluye el dispositivo.
17. 17. El sistema según la reivindicación 16, en donde el VCO tiene una salida asimétrica.
18. 18. El sistema según la reivindicación 14, en donde el VCO se integra en un circuito integrado que incluye el dispositivo.
19. 19. El sistema según la reivindicación 14, en donde el VCO funciona por debajo de una frecuencia de las señales RF.
20. 20. El sistema según la reivindicación 14, en donde el VCO funciona por arriba de una frecuencia de las señales RF.
21. 21. El sistema según la reivindicación 14, en donde el VCO funciona a frecuencias entre 1600 y 1788 Hz.
22. 22. El sistema según la reivindicación 14, en donde el VCO se acopla funcionalmente a un bucle de enganche de fase (PLL), que comprende además un segundo PLL y un segundo VCO para las señales recibidas cuando en un modo GPS, el segundo VCO que opera a dos veces la frecuencia de las señales GPS recibidas .
23. 23. El sistema según la reivindicación 22, que comprende además un tercer PLL y un tercer VCO para las señales recibidas en un modo Bluetooth.
24. 24. El sistema según la reivindicación 14, en donde el mezclador incluye un mezclador de banda lateral individual (SSB).
25. 25. El sistema según la reivindicación 24, en donde el mezclador SSB es un mezclador SSB de lado baj o .
26. 26. El sistema según la reivindicación 24, en donde el mezclador SSB es un mezclador SSB de lado alto.
27. 27. El sistema según la reivindicación 14, en donde la salida del mezclador se acopla funcionalmente a un bucle de enganche de fase (PLL), en donde el PLL está dentro de un circuito integrado que incluye el dispositivo.
28. 28. El sistema según la reivindicación 14, en donde la entrada del divisor se acopla selectivamente al VCO.
29. 29. El sistema según la reivindicación 28, en donde un conmutador se acopla selectivamente a la entrada del divisor para el VCO.
30. 30. El sistema según la reivindicación 29, en donde el conmutador se controla mediante un control de conmutación con base en una banda de las señales RF.
31. 31. El sistema según la reivindicación 14, en donde la entrada del divisor se acopla selectivamente a la salida del mezclador.
32. 32. El sistema según la reivindicación 14, en donde la salida del mezclador se acopla selectivamente al VCO.
33. 33. El sistema según la reivindicación 14, que comprende además un desviador de fase que tiene una entrada acoplada a la salida del mezclador, el desviador de fase tiene una salida que produce señales en cuadratura.
34. 34. El sistema según la reivindicación 33, en donde el desviador de fase comprende un desviador de fase activo.
35. 35. El sistema según la reivindicación 14, que comprende además un segundo divisor que tiene una entrada acoplada f ncionalmente a la salida del mezclador y una salida producida al dividir una señal de entrada.
36. 36. El sistema según la reivindicación 35, en donde el segundo divisor divide entre 2.
37. 37. El sistema según la reivindicación 35, en donde el segundo divisor da salida a una primera señal y una segunda señal, la primera señal que está 90 grados fuera de fase de la segunda señal.
38. 38. El sistema según la reivindicación 37, en donde la primera señal conduce uno de un mezclador I y Q en el dispositivo.
39. 39. El sistema según la reivindicación 14, en donde: el dispositivo incluye un receptor, en donde : una banda de las señales F recibidas es PCS estadounidense, y en donde: el VCO funciona entre las frecuencias de 1716 MHz y 1769 MHz, el divisor divide entre 8, y el mezclador es un mezclador SSB de lado alto .
40. 40. El sistema según la reivindicación 14, en donde: el dispositivo incluye un receptor, en donde : una banda de las señales RF recibidas es IMT, y en donde: el VCO funciona entre las frecuencias de 1688 MHz y 1736 MHz, el divisor divide entre 4, y el mezclador es un mezclador SSB de lado alto.
41. 41. El sistema según la reivindicación 14, en donde el dispositivo se incluye en un transceptor de comunicación inalámbrica.
42. 42. El sistema según la reivindicación 14, en donde el dispositivo incluye un transmisor.
43. 43. El sistema según la reivindicación 42, en donde: una banda de señales RF transmitidas es PCS estadounidense, y en donde: el VCO funciona a las frecuencias entre 1480 MHz y 1528 MHz, el divisor divide entre 4, y el mezclador es un mezclador SSB de lado alto .
44. 44. El sistema según la reivindicación 42, que comprende además una primera cadena amplificadora configurada para que funcione en una primera banda de frecuencia de transmisión, la cadena amplificadora se acopla funcionalmente a un sobre-convertidor.
45. 45. El sistema según la reivindicación 14, en donde el dispositivo incluye un receptor, y comprende además un LO desviado acoplado a una tercera entrada del mezclador, en donde la salida del mezclador proporciona una frecuencia de LO para un transmisor.
46. 46. El sistema según la reivindicación 14, en donde la primera entrada del mezclador y la salida del mezclador son diferenciales.
47. 47. El sistema según la reivindicación 14, en donde el dispositivo incluye un receptor que incorpora trayectorias de señal diferencial.
48. 48. Qn sistema para generar una frecuencia de oscilador local (LO) en un dispositivo de comunicación inalámbrica de conversión directa de banda múltiple, el sistema comprende: un oscilador controlado por voltaje (VCO) ; un primer divisor que tiene una entrada y una salida producidas al dividir una señal de entrada, la entrada del primer divisor se acopla funcionalmente al VCO; un segundo divisor que tiene una entrada y una salida producidas al dividir una señal de entrada, la entrada del segundo divisor se acopla funcionalmente a la salida del primer divisor; y un mezclador que tiene una primera entrada del mezclador acoplado funcionalmente a la salida del primer divisor, una segunda entrada del mezclador acoplada funcionalmente a la salida del segundo divisor, y una salida.
49. 49. El sistema según la reivindicación 48, que comprende además un tercer divisor acoplado funcionalmente a la salida del mezclador.
50. 50. El sistema según la reivindicación 48, en donde el VCO es un VCO de banda múltiple.
51. 51. Un sistema para generar una frecuencia de oscilador local (LO) en un dispositivo de comunicación inalámbrica de conversión directa de banda múltiple, el sistema comprende: un generador de LO que tiene una o más configuraciones, cada configuración está asociada con al menos una banda de frecuencia de las señales RF y que produce una señal de salida cuya frecuencia está asociada con al menos una banda de frecuencia de las señales RF, y un mezclador configurado para mezclar una frecuencia VCO con una versión sub-dividida de la frecuencia VCO; y un mecanismo para selección de configuración arreglado para seleccionar una configuración asociada con una banda de frecuencia seleccionada de señales RF.
52. 52. El sistema según la reivindicación 51, en donde el generador de LO se controla con base en el mecanismo para selección de configuración.