MXPA01003615A - Metodo y aparato para incluir datos auxiliares en una senal de datos primaria utilizando el procesamiento de frecuencia y dominio de tiempo. - Google Patents
Metodo y aparato para incluir datos auxiliares en una senal de datos primaria utilizando el procesamiento de frecuencia y dominio de tiempo.Info
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 87
- 238000012545 processing Methods 0.000 title claims description 35
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 144
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims abstract description 113
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims abstract description 50
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims abstract description 27
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 18
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 54
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 claims description 19
- 238000004061 bleaching Methods 0.000 claims description 12
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 9
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 9
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 8
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 7
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 claims description 6
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 5
- 238000009795 derivation Methods 0.000 claims 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 abstract 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 37
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 33
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 22
- 230000006870 function Effects 0.000 description 21
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 11
- 230000032258 transport Effects 0.000 description 11
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 9
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 8
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 6
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 5
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 5
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 4
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 3
- OVOUKWFJRHALDD-UHFFFAOYSA-N 2-[2-(2-acetyloxyethoxy)ethoxy]ethyl acetate Chemical compound CC(=O)OCCOCCOCCOC(C)=O OVOUKWFJRHALDD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 2
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 2
- 239000007844 bleaching agent Substances 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 2
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 2
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 2
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 2
- 238000011160 research Methods 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 241000447437 Gerreidae Species 0.000 description 1
- 101100379142 Mus musculus Anxa1 gene Proteins 0.000 description 1
- 241001442654 Percnon planissimum Species 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 238000013475 authorization Methods 0.000 description 1
- 239000003086 colorant Substances 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- GTUJJVSZIHQLHA-XPWFQUROSA-N pApA Chemical compound C1=NC2=C(N)N=CN=C2N1[C@@H]([C@@H]1O)O[C@H](COP(O)(O)=O)[C@H]1OP(O)(=O)OC[C@H]([C@@H](O)[C@H]1O)O[C@H]1N1C(N=CN=C2N)=C2N=C1 GTUJJVSZIHQLHA-XPWFQUROSA-N 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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Abstract
Los datos auxiliares (x(m)) son transportados en subbandas (si (k)) de una -senal de datos primaria (s (t) ) ocultando los datos en forma de ruido coloreado. El ruido coloreado (pci (k)) tiene un espectro que simula al espectro de la senal de datos primaria en cada subbanda (si(k)). Los datos a ser transportados son convertidos primero a una senal de espectro extendido (p (n)) La senal de datos primaria (si (k) ) es analizada (88) para determinar su forma espectral. La misma forma espectral es impartida (94) a la senal de espectro extendido en cada subbanda (pi (k), la cual es entonces combinada (100) con la senal de datos primaria para la transmision. La formacion espectral puede efectuarse utilizando el modelaje de dominio de tiempo (88) y sintesis (94) tal como la codificacion predictiva lineal. Una pluralidad de diferentes flujos de informacion auxiliar (DATOS AUX. A, B, ..., N) puede ser transportada sobre la senal de datos primarios (s (t)) Ajustando la ganancia (287, 297, 307) de los portadores de la senal de espectro extendido individuales y la potencia del ruido coloreado, los flujos de informacion auxiliar pueden ser convertidos a cualquier nivel deseado por debajo o por encima de un umbral de interferencia en la senal de datos primaria (s(t)).
Description
MÉTODO Y APARATO PAPA INCLUIR DATOS AUXILIARES EN UNA SEÑAL DE DATOS PRIMARIA UTILIZANDO EL PROCESAMIENTO DE
FRECUENCIA Y DOMINIO DE TIEMPO
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona con un método y un aparato para incluir (por ejemplo, ocultar) datos en una señal de datos primaria s huésped, y de manera más particular a un esquema para insertar una o más señales de datos, auxiliares en una señal de datos primaria que está siendo comunicada sobre canales existentes. La señal de datos primaria puede incluir una señal electromagnética s acústica, poír ejemplo, que proporciona una representación analógica o digital de los datos ._ También se describen métodos y aparato para recuperar los datos incluidos de los datos primarios, junto con aplicaciones específicas de la invención. Recientemente, se han desarrollado técnicas para incrementar la cantidad de la información que puede ser transportada dentro de un canal de ancho de banda dado. Por ejemplo, las técnicas para comprimir datos digitales para comprimir más datos dentro de un ancho de banda o espacio da almacenamiento dado son bien conocidas . Otro método para comunicar datos adicionales dentro de un ancho de banda dado es identificar áreas donde puede ser transportada información suplementaria con una señal primaria, sin afectar de manera adversa el transporte de la señal primaria en sí. Tales técnicas pueden ser utilizadas en combinación con métodos de compresión conocidos. Una de tales técnicas es el transporte de datos junto con una señal de datos primaria, donde el ancho de banda del canal permanece como está, y la información adicional es empaquetada con los datos primarios, de modo que la información adicional puede ser recuperada sin degradar sustancialmente la calidad de la señal de' datos primaria. Un método para incluir información digital en la señal de datos primaria tal como una señal de audio es descrito en la Patente Estadounidense 5,319,735, titulada "Señalización Incluida.". Esta patente describe la generación de una señal de código que representa una secuencia de símbolo:, de código a ser incluidos, la señal de códigos tiene componentes de frecuencia esencialmente confinados a una banda de señalización preseleccionada que se encuentra dentro de y de menor ancho de banda que la señal de audio. La señal de audio es analizada por frecuencia continuamente sobre una banda de frecuencia que abarca la banda de señalización. La señal del código es filtrada dinámicamente como función del análisis para proporcionar una señal de código modificada con niveles de componentes de frecuencia los cuales, en cada instante en el tiempo, son en esencia despreciablemente pequeños fuera de la banda de señalización. A cada frecuencia dentro de la banda de señalización, los niveles del componente de frecuencia de la señal de código modificada son esencialmente una proporción preseleccionada de los niveles de los componentes de frecuencia de la señal de audio en un intervalo de frecuencia correspondiente. La señal de código modificada es combinada con la señal de audio para proporcionar una señal de audio compuesta. El análisis de frecuencia y la filtración dinámica se efectúa utilizando un banco grande de filtros de paso de banda, lo cual conduce a una implementación más que complicada y cara que puede tener un valor práctico limitado. Adicionalmente, los requerimientos computacionales son multiplicados por el número de filtros de paso de banda. Sería ventajoso proporcionar un esquema más robusto para ocultar datos en una señal de datos primaria. Por ejemplo, sería ventajoso ocultar datos en una señal de datos de audio primaria que tenga componentes de frecuencia por debajo, en o por encima del intervalo audible. Tal esquema permitiría que una pluralidad de flujo de datos diferentes fuera transportada con la señal de datos primaria sin alterar sustancialmente la calidad de la señal de dataos primaria, donde pueden ser proporcionados flujos de datos diferentes a diferentes velocidades de datos y combinarse en cualquier número de formas antes de ser sumados a la señal de datos primaria. Además, diferentes flujos de datos o combinaciones de los mismos también podrían ser sumados a la señal de datos primaria en" un método en "cascada" después de que otros flujos ya han sido sumados a la señal de datos primaria. Los flujos de datos combinados podrán ser proporcionados a diferentes niveles (es decir, con diferentes ganancias) en la señal de datos primaria, y la potencia de los flujos combinados deberá ser ajustable para mantener la combinación a un nivel deseado dentro de la señal de datos primaria. Además, el tipo de información transportada por la señal de datos primaria deberá ser virtualmente ilimitado. Por ejemplo, sería ventajoso permitir que datos que no están completamente relacionados con la señal de datos primaria sean transportados. De manera similar, sería ventajoso permitir que sean transportados datos auxiliares para los datos primarios, tales como datos para efectuar un esquema de protección contra copia que impide que la señal de datos primaria sea copiada sin la autorización apropiada, o de otro modo para controlar el uso del programa u otra información (por ejemplo, video o medios múltiples) que está asociada a la señal de datos primaria. La información que identifica el contenido de la señal de datos primaria, tal como el nombre y/o desarrolladores de un programa de audio o video, o el fabricante o distribuidor de una señal de datos primaria almacenada en medios de origen tales como un disco compacto o una cinta magnética, e información de escrutinio o votación para investigación de mercado o verificación comercial también puede ser ocultado utilizando tal esquema. Además, el esquema deberá permitir ocultar cualquiera de un portador modulado, un portador _ no modulado (por ejemplo, piloto) , o una combinación de ambos en la señal de datos primaria. En particular, la técnica deberá superar limitaciones prácticas, incluyendo cargas de computación, que ocurran con órdenes de Codificación Predictiva Lineal (LPC) de moderados a altos con las técnicas de codificación de Transporte de Datos Ocultos (HDT) basados en el LPC. Cuando el orden de la LPC (N) se incrementa, el modela e de la señal de datos primaria se vuelve más exacta, y los datos auxiliares pueden ser incluidos de manera más precisa, por ejemplo, con un nivel de información espectral más precisos. Sin embargo, la complejidad computacional de la autocorrelación y filtración utilizada en la LPC incrementa la linealidad con N, y la complejidad computacional del análisis LPC utilizando el incremento de recursión de Durbin con N . En consecuencia, sería ventajoso utilizar el procesamiento del dominio de frecuencia y tiempo para proporcionar datos auxiliares en un número de subbandas_ de señal de datos primaria, donde el orden del modelo pueda ser reducido en cada subbanda en relación a una implementacíón de banda completa para el funcionamiento de un modelaje espectral comparable. La técnica de_ dominio y frecuencia y tiempo también proporcionará además un modelaje espectral mejorado de valles espectrales y pisos espectrales profundos en relación a una implementación de banda completa. La presente invención se relaciona con métodos y aparatos para transportar y recuperar información auxiliar oculta en una señal de datos primaria que tiene las ventajas anteriormente mencionadas y otras.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Se proporciona un método para ocultar información auxiliar en subbandas de una señal de datos primaria para la comunicación al receptor. Un portador de ruido pseudoaleatorio es modulado por la información auxiliar para proporcionar una señal de espectro extendido que contiene información en subbandas que corresponden a subbandas de la señal de datos primaria. El portador de ruido pseudoaletorio puede tener un espectro plano, aunque esto no se requiere cuando existe un conocimiento a priori de que el espectro no es plano. La subbandas de la señal de datos primaria son evaluadas para determinar su forma espectral. Una porción portadora de la señal de espectro extendido es formada espectralmente (es decix "coloreada") para simular a la forma espectral de la subbanda correspondiente de la señal de datos primaria. La señal de espectro extendido que tiene la porción portadora formada espectralmente es combinada con cada subbanda de la señal de datos primaria para producir una señal de salida que contiene la información auxiliar como ruido aleatorio en la señal de datos primaria. En una modalidad ilustrada, la señal de salida comprende la suma de la señal de espectro extendido y la señal de datos primaria. Se proporciona un método para recuperar la información auxiliar de la señal de salida, en la cual la forma espectral de la señal de salida es determinada. La señal de salida es entonces procesada, en base a la forma espectral determinada, para aplanar (es decir "blanquear") la porción portadora de la señal de espectro extendido contenido en la señal de salida, si es necesario. La señal de espectro extendido es desmodulada después de que la señal portadora ha sido blanqueada para agrupar o aglomerar la señal de espectro extendido para recuperar la información auxiliar. El paso de evaluar la señal de datos primaria para determinar la forma espectral de cada subbanda puede utilizar el modelaje del dominio de tiempo, tal como la LPC. La LPC es particularmente ventajosa debido a que proporciona una ganancia de predicción que puede ser utilizada, por ejemplo, para reducir la potencia de la señal de datos primaria. En tal modalidad, se proporcionan coeficientes de LPC para utilizarse en la formación espectral del portador de la señal de espectro extendido en cada subbanda. Para determinar la forma espectral de cada subbanda de la señal de salida, para utilizarse en la recuperación de la información auxiliar en un decodificador, pueden derivarse independientemente coeficientes de LPC, contra parte de la forma espectral de la señal de salida. Los coeficientes de LPC de contraparte son utilizados en el procesamiento de la señal de salida para blanquear la porción portadora. De manera ventajosa, este método elimina la necesidad de transmitir los coeficientes de LPC al receptor- La potencia de la señal de espectro extendido puede ser ajustada en cada subbanda antes de combinar esta con la señal de datos primaria. Además, el ajuste de potencia puede ocurrir ya sea antes o después de la formación espectral de la señal de espectro extendido. El ajuste puede ser utilizado, por ejemplo, para llevar la señal de espectro extendido por debajo de un umbral predeterminado en la señal de datos primaria. Por ejemplo, cuando la señal de datos primaria contiene componentes audibles, puede ser deseable hacer la señal de espectro extendido sustancialmente inaudible. Esto puede lograrse proporcionando la señal de espectro extendido a una relación de señal a ruido (SNR) específica de, por ejemplo, -40 dB. Además, la SNR permisible puede ser ajustada para proporcionar un nivel de ruido aceptable (por ejemplo, nivel de interferencia) a través del espectro de la señal de datos primaria. El ajuste también puede ser utilizado para llevar la señal de espectro extendido a niveles de ruido cada vez más grandes en una forma aditiva, de modo que la calidad de las copias sucesivas de una señal de datos primaria registrada se degradará más con cada nueva copia. También es posible ocultar una pluralidad de señales de información ^auxiliar en una o más subbandas de la señal de datos primaria. Para lograr esto, una pluralidad de portadores de ruido pseudoaleatorio son modulados por señales de información auxiliar para proporcionar una pluralidad de señales de espectro extendido. Los portadores, los cuales son formados espectralmente para simular la forma espectral de la señal de datos primaria, son combinados con la señal de datos primaria en las subbandas deseadas para producir la señal de salida. Cada portador puede ser formado espectralmente de manera individual antes de su combinación con la señal de datos primaria. O, los portadores pueden ser formados espectralmente como un grupo antes de la combinación con la señal de datos primaria. En una modalidad híbrida, algunos de los portadores pueden ser formados espectralmente de, manera individual antes de su combinación con la señal de datos primaria, con otros portadores siendo combinados como un grupo antes de ser formados espectralmente y combinados con la señal de datos primaria. Para recuperar la información auxiliar de una señal de salida en la cual una pluralidad de señales de información auxiliar está oculta, se determina la forma espectral de las subbandas de la señal de salida. La señal de salida es procesada, basada en su forma espectral, para blanquear las porciones portadoras de las señales de espectro extendido contenidas en ella. Una J
señal de espectro extendido deseada es modulada después de que la porción portadora ha sido blanqueada. La señal de espectro extendido es agrupada durante la desmodulación para recuperar la información auxiliar contenida en ella. El portador de ruido pseudoaleatorio puede ser generado criptográficamente para proporcionar la comunicación segura de la información auxiliar al receptor. Puede ser proporcionada una clave criptográfica segura tanto en el transmisor como en el receptor para generar el portador de ruido pseudoaleatorio utilizando un algoritmo criptográfico conocido, tal como el estándar de codificación de datos (DES) . Sin la clave apropiada, el portador de ruido pseudoaleatorio particular es necesario para recuperar la información auxiliar en el receptor no puede ser derivada. Otros algoritmos de codificación conocidos, incluyendo los esquemas de clave pública y privada, pueden ser utilizados para codificar el portador de ruido pseudoaleatorio. Se proporciona un aparato para ocultar información auxiliar en subbandas de una señal de datos primaria para la comunicación a un recipiente. El aparato incluye medios para convertir un flujo de datos de la información auxiliar en una señal de espectro extendido que contiene o transporta la información. Los medios son proporcionados para evaluar las subbandas de la señal de datos primaria para determinar su forma espectral. Los medios que responden a los medios de evaluación foiman espectralmente la porción portadora de la señal de espectro extendido para simular la forma espectral de las subbandas de la señal de datos primaria. La señal de espectro extendido que tiene la porción portadora formada espectralmente es combinada con la señal de datos primaria para producir una señal de salida que contiene la información auxiliar como ruido sustancialmente aleatorio en las subbandas de la señal de datos primaria. Opcionalmente, pueden proporcionarse medios para ajustar la potencia de la señal de espectro extendido antes de los medios de combinación, para llevar la señal de espectro extendido a un nivel deseado (por ejemplo, por debajo de un umbral audible o umbral de ruido o interferencia permisible) en la señal de datos primaria. También, pueden proporcionarse, opcionalmente, medios para codificar la información auxiliar utilizando un código de corrección de errores hacia adelante, antes de convertir la información auxiliar en la señal de espectro extendido. Los medios de evaluación comprenden un procesador LPC acoplado para recibir la señal de datos primara y generar los coeficientes de LPC de la misma.
Los medios para formar espectralmente la porción portadora comprenden un filtro LPC que responde a los coeficientes de LPC. Se proporciona un aparato para recuperar la información auxiliar de subbandas de la señal de salida que contiene la señal de datos primaria y la señal de espectro extendido combinadas. Este aparato incluye medios para " determinar la forma espectral de las subbandas de la señal de salida. Se proporcionan medios para procesar la señal de salida, en base a la forma espectral determinada por los medios de determinación, para blanquear la porción portadora de la señal de espectro extendido contenida en la señal de salida. Se proporcionan medios para desmodular la señal de espectro extendido después de que la porción portadora ha sido blanqueada para obtener y agrupar la señal de espectro extendido y recuperar la información auxiliar de cada subbanda . Cuando la formación espectral se efectúa utilizando la codificación predictiva lineal en el codificador, el decodificador puede comprender un procesador LPC acoplado para recibir la señal de salida y generar los coeficientes de LPC de la misma. De manera ventajosa, los coeficientes de LPC pueden ser derivados en el decodificador independientemente del codificador, de modo que no existe necesidad de comunicar los coeficientes del codificador al decodificador. Para blanquear la porción portadora de_ la señal de espectro extendido, el decodificador puede comprender un filtro LPC que responda a los coeficientes de LPC derivados localmente. El uso de tal filtro de LPC proporciona la ganancia de predicción ventajosa anteriormente mencionada . Se proporciona un decodificador para recuperar información auxiliar transportada por una señal de espectro extendido que está oculta como ruido coloreado en subbandas de una jeñal de datos primaria. La señal de espectro extendido incluye un portador que tiene una forma espectral que simula la forma espectral de las subbandas de la señal de datos primaria. Se proporcionan métodos para determinar la forma espectral de la señal de datos primaria. El portador es procesado en base a la forma espectral determinada por los medios de determinación, para blanquear el portador. Se proporcionan medios para desmodular el portador blanqueado para recuperar la señal de espectro extendido. La señal de espectro extendido es recuperada es agrupada, y a continuación desmodulada para recuperar la información auxiliar. El blanqueado del portador en cada subbanda puede lograrse utilizando técnicas LPC.
El decodificador puede ser diseñado para recuperar una deseada de una pluralidad de señales de información auxiliar transportadas por portadores respectivos de la señal de espectro extendido. Todos los portadores serán formados espectralmente para simular la forma espectral de las señales_ de datos primaria. Los medios desmoduladores en el decodificador incluirán medios para seleccionar uno deseado de los portadores para la desmodulación para permitir la recuperación de una de las señales de información auxiliar correspondientes. Por cada señal de información, se proporciona un desmodulador separado (y un codificador de corrección de errores hacia adelante o FEC, si es necesario) . Los componentes para remover la forma espectral (es decir, el "circuito blanqueador") pueden ser compartidos por todas las señales de información auxiliar en el decodificador. La invención también proporciona un decodificador que es implementado utilizando un receptor inclinado. Tal decodificador es particularmente útil para decodificar señales recibidas de un codificador de espectro extendido de ruido blanco básico, es decir, un codificador que proporciona información auxiliar en subbandas de una señal de datos primaria como ruido blanco (sin color) . Los medios blanqueadores del decodificador crean interferencia intersímbolo en la señal de espectro extendido. El receptor inclinado recibe la señal de datos primaria de los medios blanqueadores. El receptor inclinado desmodula la señal de datos primaria recibida para recuperar la señal de espectro extendido con interferencia intersímbolo reducida. La señal de espectro extendido recuperada es agrupada para recuperar la información auxiliar. Los medios blanqueadores en la modalidad del receptor inclinado pueden comprender un procesador LPC acoplado para recibir la señal de datos primaria y generar coeficientes de LPC de la misma. Se proporciona un filtro LPC de orden N para recibir la señal de datos primaria. El filtro LPC es sensible a los coeficientes de LPC para blanquear el espectro de la señal de datos primaria. El receptor inclinado comprende N bifurcaciones o "dedos", donde cada dedo procesa una multitrayectoria diferente de la señal de espectro extendido cuando se desmodula la señal de datos primaria recibida, recuperando por lo tanto la señal de espectro extendido con interferencia intersímbolo reducida para obtener la información auxiliar de la misma. En esta modalidad, el receptor inclinado puede comprender además medios sensibles en los coeficientes de LPC para cambiar dinámicamente los pesos de las bifurcaciones del receptor inclinado .
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La FIGURA 1 es un diagrama de bloques de alto nivel del sistema de transporte de datos ocultos de la presente invención; La FIGURA 2 es un diagrama de bloques que ilustra un modelo de un canal de transmisión típico; La FIGURA 3 es un diagrama de bloques de un codificador de _ transporte de datos ocultos de ruido blanco básico; La FIGURA 4 es un diagrama de bloques de un decodificador de transporte de datos ocultos de ruido blanco básico; La FIGURA 5 (a) es un diagrama de bloques de alto nivel de un codificador LPC de subbanda que proporciona formación espectral, a continuación ajuste de potencia de la información auxiliar a ser oculta en una señal de datos primaria; La FIGURA 5 (b) es un diagrama de bloques de alto nivel de un codificador de LPC de subbanda que proporciona ajuste de potencia, a continuación la formación espectral de la información auxiliar a ser oculta en una señal de datos primaria;
La FIGURA 5(c) es un diagrama de bloques detallado del codificador de la FIGURA 5(b); La FIGURA 5 (d) es un diagrama de bloques de una función de control de potencia para utilizarse con los codificadores de la FIGURA 5(a)-5(c); La FIGURA '7 : a ) es un diagrama de bloques de alto nivel de un decodificador para recuperar la salida de información oculta por los codificadores de las
FIGURAS 5(a)-5(c), con desmodulación PN en el dominio de banda completa; La FIGURA 6 (b) es un diagrama de bloques detallado del decodificador de la FIGURA ß(a); La FIGURA 6(c) es un diagrama de bloques de alto nivel de una modalidad alternativa de un decodificador para recuperar la salida de información oculta por los codificadores de las FIGURAS 5(a)-5(c), con desmodulación PN en el dominio de la subbanda; La FIGURA 6(d) es un diagrama de bloques detallado del decodificador de la FIGURA 6(c); La FIGURA 7 es un diagrama de bloques de un decodificador de transporte de datos ocultos que utiliza un receptor inclinado; La FIGURA 8 es una modalidad en serie para ocultar una pluralidad de señales de información auxiliar en una señal de datos primaria;
La FIGURA 9 es una modalidad paralela para ocultar una pluralidad de señales de información auxiliar en una señal de datos primaria; y La FIGURA 10 es un diagrama de bloques de un decodificador para decodificar simultáneamente una pluralidad de diferentes señales de información auxiliar incluidas en una señal de datos primaria.
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN La presente invención crea un canal oculto dentro de un canal físico diseñado para transportar una señal de dato primaria sin interferir de manera inaceptable con la señal de datos primaria. La modulación subsecuente de la señal de datos primaria para la transmisión es relativamente irrelevante. Las técnicas de modulación de AM, FM, y multinivel bien conocidas tales como la inversión de fase de cuadratura (QPSK) , modulación de altitud de cuadratura (QAM) , y otras técnicas de modulación conocidas tales como la inversión -de fase binaria (BPSK), pueden ser utilizadas para transmitir la señal de datos primaria después del procesamiento de acuerdo con la presente invención para transportar información auxiliar oculta. La información auxiliar" puede comprender cualesquier datos deseados que puedan o no tener una relación con la señal de datos primaria. Por ejemplo, datos de texto, datos de control, y otros datos no relacionados pueden ser transportados en una señal de datos primaria. Además, o de manera alternativa, pueden ser transportados datos que identifiquen a la señal de datos primaria y/o su contenido, datos de investigación de mercado y verificación comercial, así como datos de protección contra copia. La presente , invención no se limita de ninguna manera al tipo de datos que pueden ser ocultos o de otro modo transportados en la señal de datos primaria, ni al tipo de señal de datos primaria utilizada. Por ejemplo, la señal de datos primaria puede incluir una señal de audio electromagnética que tenga componentes de frecuencia que se encuentren por debajo, en, y/o por encima del intervalo audible. Sin embargo, la señal de datos primaria no se limita a una señal de audio, y puede transportar o contener cualquier tipo de información, incluyendo datos de video, datos múltiples, Internet y similares. La invención también puede extenderse para utilizarse con ondas acústicas, incluyendo señales ultrasónicas. De manera preferible, se utiliza una señal similar al ruido aleatorio como portadora para la información auxiliar a ser ocultada, puesto que el ruido aleatorio es más fácil de tolerar que el ruido correlacionado . El ruido pseudoaletorio es utilizado típicamente en un sistema de comunicación de espectro extendido. Tal sistema es utilizado de acuerdo con la presente invención para transmitir de manera confiable datos a una SNR deseada de, por ejemplo, -40dB. Es necesaria una ganancia de procesamiento, es decir una relación entre el ancho de banda de la señal y la velocidad de señalización, para superar una SNR baja. Por lo tanto, en un sistema de espectro extendido típico la velocidad de información es muy baja, típicamente de 100 bits por segundo sobre un canal de video con un ancho de banda de 6 MHz. Un portador pseudoaleatorio (PN) utilizado en un sistema de espectro extendido tiene un espectro de banda ancha. De este modo, la SNR requerida es difícil de mantener en valles espectrales de la señal de datos primaria a menos que la ganancia de procesamiento sea mucho mayor. Para superar este problema, el espectro de PN es formado de manera adaptable al espectro de la señal de datos primaria. Esta técnica permite que la información auxiliar sea oculta en una señal de datos primaria a velocidades de datos razonablemente altas.
La formación adaptable del espectro de PN de acuerdo con la presente invención para generar una señal portadora de "ruido coloreado" puede lograrse, por ejemplo, haciendo pasar ruido de PN blanco a través de un filtro LPC derivado de la señal de datos primaria. La secuencia de ruido de PN sirve como la señal portadora que es formada por el filtro LPC para igualar dinámicamente el espectro de la señal de datos primaria. De manera ventajosa, puede ser calculado un filtro LPC inverso casi perfecto en un receptor puesto que la señal de ruido inyectada en sí tendrá una forma espectral similar a la de la señal de datos primaria. Un beneficio de emplear un filtro LPC es el aplanamiento o efecto "blanqueador" de la señal de interferencia, en este caso la señal de datos primaria. El proceso de proyección lineal remueve la parte predecible de la señal, de modo que la predicción residual tiene un espectro relativamente plano. Este tipo de ruido mejora significativamente el funcionamiento de la codificación FEC que puede ser utilizada para la información auxiliar para reducir la probabilidad de errores en el receptor. Otro beneficio de una modalidad LPC es que la distorsión de canal de transmisión también puede ser compensada por el filtro LPC a través del proceso de blanqueado. En efecto, el filtro LPC inverso en el receptor actúa como un ecualizador automático para el filtro combinado formado por el filtro LPC de transmisión y el filtro del canal. Un beneficio más de la LPC es que proporciona una ganancia de predicción útil, por ejemplo, en la reducción de la potencia de la señal de datos primaria.' En una modalidad más, el procesamiento del dominio de frecuencia (tal como la codificación de la subbanda) se utiliza con el modelaje y síntesis del dominio de tiempo (tal como el análisis y síntesis de LPC) . En particular, una señal de datos auxiliar se divide en subbandas correspondientes, por ejemplo, por medio de un banco de filtros de análisis, y se efectúa la formación espectral y/o ajuste de potencia de las muestras de datos auxiliares. Posteriormente, las muestras de datos auxiliares formadas espectralmente y/o ajustadas en potencia son combinadas con muestras de datos de la primera señal de datos en las subbandas respectivas para proporcionar muestras de subbandas combinadas. Las muestras de subbandas combinadas son procesadas por un banco de filtro de síntesis para obtener una señal de banda completa combinada que comprende la señal de datos primaria y la señal de datos auxiliar.
Las variaciones del esquema de codificación se obtienen proporcionando ajuste de potencia antes o después de la formación espectral. También se proporcionan estructuras de decodificador compatibles para el esquema de procesamiento del dominio de frecuencia y dominio de tiempo de la presente invención. La señal combinada es procesada por un banco de filtros de análisis para obtener las muestras combinadas en las diferentes subbandas. Se efectúan los pasos de ajuste y formación espectral que son inversos a los pasos efectuados en el codificador. Las muestras de datos auxiliares son entonces recuperadas de las muestras combinadas. En una modalidad, las muestras de datos auxiliares son recuperadas de cada subbanda individualmente. En otra modalidad, las muestras de datos auxiliares son recuperadas de la señal de datos combinada recibida como una señal de banda completa. El término "banda completa" se utiliza para designar todo el espectro de una señal, mientras que el término "subbanda" es utilizado para designar únicamente una porción del espectro de una señal. La FIGURA 1 ilustra el sistema de transporte de datos ocultos (HDT) de la presente invención en forma simplificada. Una señal de datos primaria es 'alimentada vía la terminal 10 a un codificador 14 que incluye un codificador HDT 16 y un circuito sumador 18. El codificador HDT 16 recibe vía la terminal 12 datos auxiliares que van a ser datos en la señal de datos primaria. La señal de datos primaria s(t) es analizada por el codificador HDT 16 para determinar el requerimiento de formación espectral. Los datos auxiliares x(m) alimentados vía la terminal 12 son modulados para producir una señal de ruido coloreado d(t) la cual es entonces sumada a la señal de datos primaria s(t) en el sumador 18 antes de la transmisión. La potencia de la señal de d(t) es ajustada para que sea una fracción pequeña de la potencia en s(t) . La señal combinada y(t) = s(t) + d(t) es transmitida vía un transmisor 22 sobre un canal designado de manera general como '20. El transmisor puede modular y(t) sobre un portador tal como una onda sinusoidal. Además, aunque se ilustra un canal inalámbrico en la FIGURA 1, también puede ser utilizado un canal alámbrico, (por ejemplo, cable eléctricamente conductor o cable fibroóptico) . La invención también es aplicable a señales electromagnéticas registradas (por ejemplo, sobre medios magnéticos u ópticos o similares, tales como cintas y discos compactos y similares) .
Un receptor 24 produce una réplica de la señal transmitida, denotada como y' (t) = s' (t) + d' (t) . El receptor puede incluir un desmodulador si y(t) fue modulada sobre un portador en un transmisor. Puesto que la señal de datos primaria s' (t) enmascara los datos auxiliares, los datos auxiliares d' (t) son ocultados y no interfieren con la señal de datos primaria. Por ejemplo, si la señal de datos primaria incluye componentes de audio, los usuarios que escuchen la señal escucharán un audio normal s' (t) y no percibirán la presencia de d' (t) . Para componentes diferentes a los de audio en la señal de datos primaria, puede ser determinado un nivel umbral de interferencia aceptable para la aplicación específica y definida por la relación de señal a ruido, por ejemplo. Este nivel de umbral puede ser determinado en base a criterios cualitativos y/o cuantitativos. Por ejemplo, para una transmisión de satélite, un nivel de interferencia aceptable puede ser medido de acuerdo a un tiempo de adquisición de la señal o porcentaje de errores. Para una transmisión de televisión analógica, un nivel de transferencia aceptable puede ser medido de acuerdo a la calidad de imagen de video. El decodificador HDT 26 recuperará la señal digital auxiliar x (m) como x' (m) de la señal recibida y'(t).
El transmisor 22, el receptor 24 y el medio de propagación a través del cual se comunican son referidos colectivamente como el canal 20. Este canal puede ser virtualmente cualquier cosa capaz de transportar o almacenar una señal de datos primaria, utilizando cualquier forma de ~ transmisión analógica o digital incluyendo, por ejemplo, emisión por AM o FM, transmisión de satélite, teléfono celular y otras transmisiones de radio móviles, televisión por cable, cinta de cásete, disco compacto, la Internet, redes de computadora, redes de telefonía y similares. Además, la transmisión puede ser en un formato comprimido o no comprimido. La Figura 2 es un modelo del canal de transmisión 20. El canal 20 es modulado simplemente en este ejemplo por un filtro de canal lineal 30 (H(z)), con un ruido aditivo g(t) referido como "ruido de canal". Aquí, el ruido de canal es sumado a la salida del filtro del canal lineal 30 vía un sumador 32. El canal puede ser alternativamente no lineal. Se espera que el filtro del canal H(z) tenga una característica de paso bajo nominal con un ancho de banda suficientemente ancho para pasar la señal de datos primaria con una buena calidad. La salida del canal de transmisión es y' (t) = s' (t) + d' (t) + g(t) . Los componentes s' (t) y d' (t) son las respuestas del canal a la entrada s(t) y d(t), respectivamente. La FIGURA 3 ilustra un codificador HDT de ruido blanco que permite que la información auxiliar sea transportada sobre una señal de datos primaria como ruido no coloreado (es decir, sin información espectral del portador de espectro extendido) . El uso de ruido no coloreado para transportar la información auxiliar proporciona un funcionamiento menor que el que puede ser obtenido utilizando el ruido coloreado, como se describe con mayor detalle más adelante en relación con las FIGURAS 5 (a) y 6. Sin embargo, el codificador 16 proporciona una implementación eficiente. El codificador 16 recibe la entrada de la señal de datos primaria s(t) vía la terminal 40. Esta entrada es sumada a la información auxiliar, la cual está en forma de una señal de espectro extendido, vía un circuito sumador 52. La entrada de la señal de datos primaria puede ser combinada con la señal de espectro extendido que transporta o contiene la información auxiliar utilizando cualquier circuito de combinación de señal conocido. La información auxiliar es alimentada vía la terminal 42 a un codificador FEC 44, como es sabido en la técnica. Los datos codificados por FEC son entonces multiplicados con una salida de secuencia de ruido pseudoaleatorio de un generador de secuencia pseudoaleatorio convencional 48 vía un multiplicador 46. El generador de PN 48 puede basarse, por ejemplo, en el circuito de registro de desviación de retroalimentación u otro circuito de clave y generador bien conocido. A la salida del generador de PN (n) puede por ejemplo, tomar valores de +1 o -1. En este ejemplo, el espectro de potencia a largo plazo de PN(n) es plano (es decir, "blanco"), aunque la presente invención puede ser adaptada para utilizarse cuando PN(n) no sea plano. La salida del multiplicador 46 es una secuencia de PN modulada, p(n) . Normalmente, la velocidad de muestreo o "velocidad de microcircuito" de PN(n) es mucho mayor que la velocidad de símbolos de la salida z(l) del codificador FEC 44. De este modo G>>1, donde G = n/1 es la ganancia de procesamiento ("relación de dispersión"). El procesamiento de la señal de x(m) a p(n) ilustrado en la FIGURA 3 comprende la modulación del espectro extendido de secuencia directa convencional. La secuencia de PN modulada, p(n), es la entrada a un convertidor de digital a analógico (D/A) 50, que convierte la señal a su forma analógica d(t) para la combinación con la señal de datos primaria, la cual es entonces comunicada sobre un canal al decodificador de la FIGURA 4. La FIGURA 4 ilustra un decodificador donde la señal de datos primaria que transporta la información auxiliar es alimentada vía una terminal 60 a un convertidor de analógico a digital (A/D) 62. La señal de datos primaria es también enviada directamente vía la línea 72 al circuito de procesamiento convencional el cual puede incluir un desmodulador, filtro, amplificador, y similar (no mostrado) . El ruido que contiene la información auxiliar está a un nivel en la señal de datos primaria de salida, la cual es suficientemente baja para evitar la interferencia con la señal de datos primaria. De este modo, la información auxiliar está "oculta" o imperceptible, en la señal de datos primaria; esto existe, pero no interferirá con" el procesamiento convencional de la señal de datos primaria." Por ejemplo, si la señal de datos primaria incluye componentes de audio, la información auxiliar puede ser proporcionada a un nivel sustancialmente inaudible. De manera similar, si la señal de datos primaria incluye componentes de video, la información auxiliar puede ser .proporcionada a un nivel sustancialmente invisible. El convertidor A/D 62 digitaliza la señal de entrada para la combinación en el multiplicador 64 con la misma secuencia pseudoaleatoria PN(n), utilizada en el codificador. A la secuencia pseudoaleatoria es proporcionada por un generador de secuencia N 66, el cual es el mismo que el generador de secuencia de PN 48 encontrado en el codificador. La multiplicación efectuado por el circuito 64 desmodula la señal de espectro extendido, la cual es entonces agrupada en una forma convencional por el circuito de integración y descarga 68. La salida agrupada z' (1) comprende la información auxiliar codificada por FEC. Esta información es decodificada por el decodificador FEC 70 para producir la información auxiliar recuperada x' (m) . La cantidad de ruido que puede ser sumada a la señal de datos primaria sin exceder un umbral de " interferencia puede incrementarse utilizando una señal de ruido coloreado en lugar de la señal de ruido blanca proporcionada por el codificador de la FIGURA 3. La FIGURA 5 (a) es un diagrama de bloques de alto nivel de un codificador de ruido coloreado que ~~ utiliza la LPC de Ir? subbanda y proporciona información espectral, a continuación el ajuste de potencia de la información auxiliar a ser ocultada en la señal de datos primaria. Este codificador es referido como codificador SBLPC (LPC de la subbanda) en oposición con el codificador FBLPC (LPC de banda completa) , en el cual el procesamiento ocurre en una sola banda. En muchos casos, la LPC de la subbanda puede proporcionar un modelaje más completo de la señal de audio primario con menos requerimientos computacionales. El ahorro computacional del SBLPC es significativo para órdenes de LPC de moderados a altos, el cual es el caso cuando es necesario un buen modelaje espectral. Por ejemplo, el SBLPC es muy adecuado para modular espectralmente la señal de datos primaria que comprende música u otro audio con muchos componentes tonales en su espectro. Para lograr el mismo funcionamiento del modelaje espectral del FBLPC con un orden del modelo de 256, por ejemplo, el SBLPC necesita únicamente un orden de modelo de 8 en cada una de las 32 bandas, por ejemplo, 256/32=8. Sin embargo, a tal orden del FBLPC mayor, la recursión de Durbin domina el cálculo
(por ejemplo, 256x256=65,536 cálculos para el FBLPC en comparación con únicamente 8x8=64 cálculos para cada una de las 32 subbandas para el SFBLPC) . En este ejemplo, el SBLPC es 32 veces más rápido que el FBLPC. Además, los procesos de autocorrelación y filtración utilizados en la predicción y síntesis también son beneficiados por la remoción lineal del orden del modelo de banda completa al orden del modelo de subbanda, por ejemplo 256/32=8. Aunque el cálculo del banco de filtros para el SBLPC requiere cálculos significativamente elevados, existen algoritmos de bancos de filtros rápidos que satisfacen este requerimiento. Otra ventaja del SBLPC es el modelaje mejorado de los valles- espectrales profundos y sus pisos espectrales de la señal de datos primaria puesto que cada subbanda es tratada independientemente. Otra ventaja más del SBLPC es que muchos de los parámetros de codificación, incluyendo la constante de control de potencia y el orden de la LPC, pueden ser optimizados por cada subbanda. El codificador ilustrado analiza la información de la señal de datos primaria en el dominio digital para determinar su espectro, colorea los datos auxiliares con el mismo espectro, y combina los datos de audio con los datos auxiliares coloreados digitalmente antes de que la señal combinada sea convertida de nuevo al dominio analógico. Sin embargo, esta implementación es simplemente un ejemplo de una modalidad preferida. El procesamiento puede ser efectuado- en cualquier dominio digital o analógic_, y las señales pueden ser transportadas como señales de digitales a analógicas dependiendo de los requerimientos particulares del sistema utilizando la invención. De este, modo, la prohibición de convertidores A/D y D/A en las FIGURAS 5(a)-5(c) y 6(a)-6(d) no significa que sugiera que el procesamiento deba tomar lugar como se muestra. Refiriéndose nuevamente a la FIGURA 5 (a), la señal de datos primaria es alimentada al codificador vía la terminal 80. Un convertidor- A/D convierte la señal de datos primaria analógica a una forma digital s (n) . La señal digital s (n) es entonces procesada por un banco de filtro -de análisis de banda L 115 para proporcionar las muestras de datos si(k) en cada iésima subbanda, y proporciona la función de análisis LPC 88, función de estimación y control de potencia 96, y un sumador 100. Cada señal de la subbanda si(k) representa la señal designada de la banda de frecuencia de la señal de entrada s (n) . Además, la señal de la subbanda puede ser " submuestreada con el tiempo puesto que representa una señal de ancho de banda limitado, en un banco de filtro muestreado críticamente, tal como un banco de filtros MPEG o banco de Filtros de Cancelación de Alteración de Designación de Datos del Dominio de Tiempo (TDAC) , como se utiliza en el estándar de compresión de audio Dolby' AC-3, la relación de submuestreo es la misma que el número de subbandas. Por ejemplo, si existen 32 subbandas, cada señal de la subbanda es submuestreada por 32, de modo que la tasa computacional cae en 32 para esa subbanda, aunque existen ahora 32 de tales subbandas que procesar. Aún si el orden de la LPC N es el mismo para cada subbanda, y la cantidad total de cálculos no cambia, el orden de la LPC efectivo (equivalente de banda completa) ahora se ha incrementado ventajosamente a 32xN. Los datos auxiliares x (m) a ser transportados con la señal de datos primaria s(t) son alimentados a un codificador FEC 86 vía la terminal 82 para la integridad de datos generando por lo tanto el símbolo codificado z(l) . Nótese que se" asume que uh modulador BPSK es parte del codificador FEC 86. Los bits de salida del codificador FEC son por lo tanto también símbolos. Sin embargo, pueden ser utilizados esquemas de modulación diferentes al BPSK. La relación entre el número de bits de información y el número de símbolos codificados es R=m/1, donde la "m" representa la tasa de muestreo para x (m) y "1" es la tasa de muestreo de z(l) . Por otra parte, cuando se utilizan con paréntesis, m y 1 son los Índices de muestreo para x (m) y z(l), respectivamente. El generador de secuencia de PN 92 suministra al portador de PN PN(n), el cual, por ejemplo puede tomar valores de +1 o -1. El PN(n) tiene un espectro de potencia a largo plazo, blanco. El PN(n) es multiplicado por z(l) en un multiplicador _90 para generar la secuencia de PN modulada p(n), la cual es proporcionada _a un banco de filtros de análisis de banda L 121 que corresponde al banco de filtros 115. De manera alternativa, puede ser utilizado un solo banco de filtros de análisis sobre una base de tiempo compartido para s (n) y p(n) . En cada subbanda, el espectro plano de la señal modulada por PN P?(k) experimenta información espectral en un filtro de síntesis LPC 94 de acuerdo a los coeficientes de LPC {aii, al2, .... a?Nl} y el orden del modelo x de cada iésima subbanda. El orden del modelo puede hacerse variar en cada subbanda para proporcionar resultados óptimos. De manera alternativa, puede ser utilizado el mismo modelo para cada subbanda. El orden del modelo óptimo para cada subbanda puede ser determinado en base a un intercambio entre la complejidad computacional y la exactitud del modelaje espectral. La formación espectral es aplicada haciendo pasar la señal modulada PN a través de un filtro de banda L 94, donde cada iésima subbanda, i=l,...,L, tiene la respuesta, I/Ai ( z) , donde Ai(z) = 1 -(aj.iz-1 + al2z~2 + ... + a?n?z"Nl) y las aij son los coeficientes de un filtro LPC de orden x para cada subbanda. Los coeficientes del filtro LPC utilizados para la formación espectral se conforman de los coeficientes derivados de cada subbanda de la señal de datos primaria por medio de un circuito de análisis LPC 88. El análisis LPC puede emplear cualquier método conocido para analizar un espectro de señal, tal como la recursión de Levison-Durbin. El orden Nx para el análisis LPC para cada iésima subbanda se hace tan grande como sea necesario para modelar exactamente el espectro de la señal de datos primaria. Por ejemplo, un orden de entre aproximadamente 5 y 50 deberá ser adecuado para el análisis LPC. Sin embargo, el orden Nx puede depender del ancho de banda de la señal. De este modo, por ejemplo, para anchos de banda de telefonía típicos, N? puede ser de aproximadamente 10. Los "coeficientes del filtro de LPC son actualizados tan frecuentemente como sea necesario par seguir las variaciones de frecuencia y amplitud de la señal de datos primaria. Además, el número de subbandas puede variar. LPC=32, por ejemplo, proporciona un funcionamiento adecuado. La salida del filtro de síntesis LPC 94 es una secuencia de ruido coloreado modulada PC?(k) en cada iésima subbanda. La potencia del ruido se ajusta en cada subbanda vía un circuito que estima y controla la potencia 96 y el multiplicador 98 a un nivel deseado. Por ejemplo, donde se desea tener la información auxiliar transportada sobre la señal de datos primaria dentro de una potencia de ruido específica, la potencia de ruido se ajusta hacia abajo, por debajo del nivel especificado.
En otras aplicaciones, puede ser deseable fijar la potencia de ruido por encima de un nivel umbral de interferencia que nc interfiera con la señal de datos primaria. Por ejemplo, en un esquema de protección contra copia para un medio de almacenamiento (por ejemplo, cintas de audio digital o DAT, o disco compacto) , puede ser deseable sumar una señal de ruido para audio digital en la señal de datos primaria cada vez que se haga una copia. Después de un número dado de copias, el ruido acumulativo degradará audiblemente la calidad del registro. De manera alternativa, puede ser deseable introducir una cantidad predeterminada de interferencia a una señal de datos primaria. En este caso, el circuito de estimación y control de la potencia 96 será ajustado para -introducir la cantidad deseada del ruido, (la cual puede estar por encima del umbral de interferencia) a cada subbanda de la señal de datos primaria. Por cada salida del cuadro pseudoaleatorio del filtro 94, la potencia promedio de la señal de datos primaria s^k) y la potencia promedio en pC?(k) son medidas por el circuito para estimar y controlar la potencia 96. Una señal de escalamiento apropiada fx(k) por cada iésima subbanda es aplicada a la p_±(k) correspondiente vía el multiplicador 98 para mantener la potencia de la señal de salida de dj.(k) al nivel de potencia deseada en cada subbanda, tal como por debajo de un umbral de interferencia. Para llevar la información auxiliar por debajo de un nivel de interferencia, la relación de la información auxiliar a la información de la señal de datos primaria es típicamente de 1:1,000 en potencia (-30 dB) en una aplicación de audio. La señal de ruido de PN coloreada ajustada en potencia de dx(k) es sumada a la señal de datos primaria correspondiente Si(k) vía el sumador 100 para producir señales de salida combinadas y?(k) por cada iésima subbanda. Las señales de la subbanda de salida yx(k) son montadas en un bando de filtro de síntesis de banda L 117 para proporcionar las muestras combinadas de banda completa y(n), las cuales pueden ser convertidas a una señal analógica y(t) vía un convertidor D/A 102, para la transmisión o almacenamiento en lugar de la señal de datos primaria s(t) . De manera alternativa, en las modalidades de las Figuras 5(a)-5(c), la señal primaria s (n) puede ser sumada a y(n) directamente en lugar de ser sumada al dominio de la subbanda vía los sumadores 100o, 100?, ...,100L_!. Nótese que pueden ser utilizadas diferentes técnicas de composición de frecuencia en lugar de los bancos de filtros de análisis 115, 121, a la vez que pueden ser utilizadas diferentes técnicas en lugar del banco de filtros de síntesis 117. Por ejemplo, los bancos de filtros de paso de banda, bancos de filtros de subbanda muestreados críticamente tales como el banco del filtro modulado casinusoidal utilizado en el estándar MPEG, o TDAC utilizado en el AC-3 o estándares de Codee (codificador-decodificador) de Audio Avanzados (AAC) ) , FFT con ventanas, etc., son todos buenos candidatos. Las técnicas LPC aquí descritas también pueden ser generalizadas a cualquier modelaje de dominio de tiempo que requiera la estimación de parámetros adaptables, o aún una cascada de operaciones de modelaje. De manera general, un banco de filtros de análisis de subbanda recibe una señal de entrada de banda completa y divide o descompone la señal en múltiples bandas de frecuencia. Cada banda tiene un ancho de banda más estrecho de la señal de entrada de banda completa. Los anchos de banda de cada subbanda pueden ser los mismos o diferentes. Además, cada banda puede tener una tasa de muestreo menor que la señal de entrada de banda completa. Un banco de filtros de síntesis de subbanda recibe las señales de cada una de las subbandas separadas y las combina para recuperar una señal de banda completa que corresponde a la banda completa de la señal de entrada. Haciendo pasar la secuencia de PN modulada p(n) través del mismo banco de filtros de análisis utilizado para la señal de datos primaria, se proporciona compatibilidad entre un codificador LPC de banda completa y un codificador LPC de subbanda. Es decir, que las señales de datos primarias y auxiliares pueden ser codificadas o decodificadas con cualquier combinación de procesamiento de banda completa o subbanda. Si esta compatibilidad no es requerida, la secuencia de PN p(n) puede ser generada y modulada en el dominio de la subbanda. Por ejemplo, en la modalidad de la Figura 5 (a) puede ser modificada proporcionando al multiplicador 90 como una pluralidad de multiplicadores L entre el banco de filtros de análisis 121 y el filtro de síntesis LPC 94. Cada multiplicador recibiría una secuencia de PN de subbanda correspondiente del generador de PN 92. La Figura 5 (b) es un diagrama de bloques d alto nivel de un codificador HDT de ruido coloreado que utiliza LPC de subbanda y que proporciona ajuste de potencia, a continuación la formación espectral de la información auxiliar. El codificador está adaptado particularmente para utilizarse con una seña"l de audio primaria, pero puede ser utilizado con otros tipos de datos también. Aquí, P?(k) es ajustado por potencia en cada iésima subbanda antes de ser formado espectralmente. El circuito de análisis LPC 88 proporciona los coeficientes (ax?, al2,.../aiN ) a un filtro de predicción LPC 104 y el filtro de síntesis LPC 94. El filtro de predicción LPC 104 implementa la función de transformación Ax(z) por cada iésima subbanda, la cual es esencialmente el inverso del espectro de sx(k) . La entrada de la señal e datos primaria filtrada (designada como r_(k)), que tiene la función de transferencia Si(z)A1(z), donde Sj.(z) es la transformación de z de s?(k), es proporcionada entonces a una función de control de potencia 101. La Figura 5 (d) es un diagrama de bloques de una función de control de potencia para utilizarse con los codificadores de las Figuras 5(a)-5(c). La función de control de potencia 101 incluye una función de estimación de la amplitud promedio 91, un multiplicador 93, y un limitador 95. La función de estimación de la amplitud promedio 91 recibe la entrada de la señal de datos primaria filtrada (por ejemplo, predicción residual de la subbanda) rx(k) y estima la amplitud promedio en cada subbanda, en particular, determinando la raíz cuadrada de la amplitud de rj.(k) como sigue, donde SX es el número de muestras en la iésima subbanda, y la suma es sobre NS, muestras :
NS, ?O- ))2 También pueden ser utilizadas otras técnica para estimar la potencia. La amplitud promedio estimada es entonces multiplicada por un valor SNR en el multiplicador 93 para proporcionar una señal de ajuste de amplitud fx(k) para la iésima subbanda. La SNR es una relación deseada de la información auxiliar a la información de la señal de datos primaria (por ejemplo, -30 dB) . La señal de ajuste de amplitud es proporcionada a una función limitadora opcional 95 la cual limita la señal de ajuste a un valor inferior mínimo. Limitando la señal de ajuste a un mínimo, diferente de cero, el nivel inferior, es posible codificar datos HDT a través de porciones silenciosas de una señal de datos de audio primaria . Refiriéndose nuevamente a la Figura 5 (b) , la señal de ajuste de amplitud fj.(k) es combinada con la señal de datos auxiliares Pi( ) en un multiplicador 98 para proporcionar una señal de datos auxiliares ajustada en potencia q?(k) en cada subbanda al filtro de síntesis LPC 94 para la formación espectral de acuerdo con los coeficientes de LPC {aj.?, ax2,...,alN } en cada subbanda. Finalmente, la señal de ruido de PN ajustada en potencia y espectralmente d¿(k) es sumada a la señal de datos primaria Sj.(k) en cada subbanda correspondiente vía el sumador 100 para proporcionar la señal de salida combinada y?(k) . La señal de salida combinada yx(k) es procesada por un banco de filtros yx(k) de banda L 117 para obtener la señal combinada de banda completa y(n), la cual puede ser adicionalmente procesada por el convertidor D/A como se discutió. La Figura '5 (c) es un diagrama de bloques detallado del codificador de la Figura 5 (b) . Aquí, se muestran las señales individuales en cada subbanda. Por ejemplo, las muestras de la señal de datos primaria en cada subbanda, s0(k), s?(k),..., sL-?(k) son salidas del banco de filtros de análisis 106 y se proporcionan a las funciones de análisis LPC correspondientes 88o, 88?, .. , 88L-? y los filtros de predicción LPC 104o, 104?, .. , 104L_?, respectivamente. Las subbandas están numeradas de 0 hasta L-1. Las secuencias de la señal de la subbanda s0(k) hasta sL-?(k) pueden tener una tasa de muestreo diferente a la de la señal primaria s (n) . Cuando el banco de filtros de análisis 106 es un banco de filtros muestreado críticamente, la tasa de muestreo de la secuencia de la señal de la subbanda es L veces menor que la de la señal primaria, preservando de este modo el número total de muestras que entran y salen del banco de filtros. De manera ventajosa, la disminución de la tasa de. muestreo de la secuencia de señales de la subbanda disminuye las necesidades de procesamiento computacional dentro de cada subbanda . Las funciones de análisis LPC 880, 881,...,
88 -I calculan los conjuntos respectivos de coeficientes de filtros LPC {ao, ao2, ... , aoNQ} , { &\ , a-2, ... , alN?} , ... , {a(L-iji,
3(1,-1)2.- ••• a(L_i)N }, los cuales son proporcionados a los filtros de predicción respectivos 104o, 104?, ... , 104-?, y los filtros de síntesis LPC 940, 94i,..., Los filtros de predicción 104o, 104?, ... ,
104L-? proporcionan muestras de señales de datos primarias filtradas respectivas (por ejemplo, residuos de predicción de subbanda) r0(k), r?(k),..., r_?(k) para las funciones de control de potencia respectivas 101o, 101?, . - . , 101t,_?, las cuales a su vez proporcionan señales de ajuste de amplitud respectivas f0(k), f?(k),..., f-?(k) a los multiplicadores respectivos 98o, 98?, ... , 981,-1. En los multiplicadores, las señales de ajuste de amplitud respectivas son multiplicadas con las secuencias de ruido coloreadas, moduladas, correspondientes p0(k),
P?(k),..., PL-?( ) para proporcionar las señales de datos auxiliares de subbanda ajustadas en potencia correspondientes q0(k), q?(k),..., q-?(k), a los filtros de aíntesis correspondientes.
Las funciones de control de potencia 101o, lO-i, ... , 101 -?, miden la potencia de la RMS promedio (raíz cuadrada media) en r0(k), r?(k),..., rt.-?(k) para producir las señales de amplitud de subbanda correspondientes fo(k), fi ( k) , ... , fL-? (k) , las cuales representan las amplitudes promedio de r0(k), r?(k),..., -tL-?(k) respectivamente, durante un periodo de tiempo breve. En los filtros de síntesis, las señales de datos auxiliares aplicadas en potencia son filtradas para proporcionar la potencia ajustada correspondiente y las señales de ruido de PN formadas espectralmente do(k), d?(k),..., dt.-?(k) a los sumadores 100o, 100?, ... , 100L-? correspondientes, los cuales a su vez proporcionan señales de salida combinadas correspondientes yo(k), y?(k),..., y?,-?(k) al banco de filtros de síntesis de banda L 117. Las señales de ruido de PN do(k), dx(k),..., d_?(k) adquieren la formación espectral fina que estaba presente en las secuencias de señales de subbanda s0(k), s?(k), ..., sL_!(k) . Nótese que los diferentes componente de procesamiento en cada subbanda pueden ser implementados utilizando componentes físicos de computación, instrucciones fijas y/o programas y sistemas de programación compartidos independientes.
De manera ventajosa, las modalidades de las Figuras 5 (b) y 5 (c) son comparadas con el procesamiento efectuado en un decodificador de la presente invención. Además, efectuando el ajuste de potencia antes de la formación espectral, la señal de datos auxiliar puede ser alisada debido a que las transiciones entre .los cuadros de las muestras de datos se reducirán. Un ejemplo de diseño de audio hipotético, pero práctico, que implementa el codificador de las Figuras 5(a)-5(c) puede utilizar una velocidad de datos de entrada de 7.5 bits por segundo (m = 7.5 Hz) para la información auxiliar alimentada vía la terminal 82. La velocidad del codificación FEC puede ser R = 1/2 (1 = 15 Hz) , y la ganancia de procesamiento (relación de dispersión) puede ser de G = 2,000 (33 dB) . La velocidad de muestreo pseudoaleatoria (frecuencia del microcircuito integrado) es de n = 30 kHz. El orden de predicción de la LPC en cada iésima subbanda es ni = 10, con n = 32 subbandas. El orden LPC de banda completa equivalente es por lo tanto de 320, indicando una alta exactitud de modelaje, pero los requerimientos computacionales se reducen significativamente debido a que es utilizado un orden de modelo de solo 10 en cada subbanda. Se asume que el canal tiene al menos 15 kHz de ancho de banda con distorsiones de frecuencia menores.
El codificación puede utilizarse BPSK, con x(m), z(l), PN(n), y p(n) como señales binarias, x (m) = {0, 1}, z(l) = {-1, +1}, PN(n) = {-1, +1}, y p(n) = {-1, +1}. El codificación FEC genera dos muestras de z(l) por cada muestra de entrada de x (m) . Ellas pueden no ser muestras adyacentes puesto que puede ser empleado un intercalador dentro del codificación FEC. Un cuadro de PN se define como un grupo de, por ejemplo, 2000 microcircuitos integrados de PN (muestras) de PN(n). Por cada muestra de z(l), son multiplicados 2000 microcircuitos integrados de PN(n) en el cuadro de PN con z(l) . Es decir, que los signos de 2000 muestras en el cuadro de PN son cambiados si z(l) = -1. La señal de PN modulada por BPSK resultante, p(n), tiene un espectro de ruido blanco. La formación espectral deseada se obtiene haciendo pasar P?(k) a través de l/A-(z) para producir Pi(k) en el codificador de la FIGURA 5 (a) , o haciendo pasar qx(k) a través de l/ ^z) para producir dx(k) en el codificación de las FIGURAS 5 (b) y 5 (c) . Aunque la señal de datos primaria en el ejemplo de diseño anterior es más fuerte que las señal de ruido
(por ejemplo, en 30 dB) , la ganancia de procesamiento es muy alta. Con R = 1/2 y G = 2,000, la ganancia de procesamiento efectiva es de 4,000 (36 dB) . La energía en bit disponible sobre la densidad de error (Eb/No) es 36 - 30 = 6 dB, la cual es muy adecuada para la señalización BPSK. Los parámetros específicos anotados en el ejemplo anterior son para propósitos de ilustración únicamente. Pueden ser utilizados otros parámetros en una implementación particular, como será apreciado por aquellos expertos en la técnica. La FIGURA 6 (a) es un diagrama de bloques de alto nivel de un decodificador para recuperar la salida de información oculta por los codificadores de las FIGURAS 5(a)-5(c), con desmodulación PN en el dominio de banda completa. El decodificador es un decodificador de LPC de subbanda donde la formación espectral es efectuada por una combinación de las descomposición del dominio de frecuencia y el modelaje del dominio de tiempo que se asemejan estrechamente al codificador de LPC de subbanda de las FIGURAS 5 (b) y 5(c), pero que pueden utilizarse con cualquiera de los codificadores de las FIGURAS 5(a)-5(c) . La señal recibida y' (t) es recibida en una terminal 110 y convertida a una señal digital y' (n) en un convertidor A/D 112. De y' (n) , el banco de filtros de análisis 108 produce secuencias de señal de subbanda y'i(k) por cada iésima subbanda. Por cada subbanda, la función de análisis LPC 116 estima los coeficientes de LPC utilizados en el codificador. Los coeficientes de LPC resultantes { a r ??, a'l2, ..., a'-H } son proporcionados al filtro de predicción de LPC 114, el cual filtra y'j.(k) para producir los residuos de la predicción de subbanda r'-(k). Este residuo, r'x(k), se aproxima mucho al residuo de predicción de subbanda r'j.(k) en el codificador. La función de control de potencia 101 calcula la potencia RMS promedio en el residuo de predicción de subbanda r'-(k) como se discutió en relación con la función 91 de la FIGURA 5 (d) , y proporciona el valor de control de potencia de la subbanda (por ejemplo, la señal de ajuste de amplitud) f'a(k) para cada subbanda a un divisor 113. El divisor 113 normaliza la potencia promedio en r'x(k) para producir valores residuales de predicción de subbanda normalizados en potencia (por ejemplo, ajustados en amplitud), p'?(k), los cuales son proporcionados al banco de filtros de síntesis 117. E banco de filtro de síntesis 117 funde r'x(k) en un residuo de predicción de banda completa y" (n) . El bloque de selección 128 proporciona información de direccionamiento al generador de PN 118 el cual a su vez, proporciona una secuencia de PN PN(n) que es correlacionada con el residuo de predicción y" (n) en un multiplicador 120. El resultado de la correlación es proporcionado a un circuito de integración y descarga formado por un sumador 122 (con i como índice de descarga) y un conmutador 124. Un resultado de la integración de cada M muestras de correlación es proporcionado al decodificador FEC 126, el cual decodifica la señal de datos auxiliares x' (m) de los símbolos estimados z' (1) . M es la longitud (por ejemplo, el número de muestras; del símbolo. La FIGURA 6 (b) es un diagrama de bloques detallado del decodificador de la FIGURA 6 (a). De manera general, para deshacer la formación espectral y el ajuste de potencia aplicado en el codificador y recuperar la señal de PN modulada ?(n), el decodificador debe tener los coeficientes del filtro LPC utilizados en el codificador. Sin embargo, esos coeficientes no necesariamente son transmitidos por el codificador, aunque el orden de la LPC Nx en cada subbanda puede ser fijado y conocido por el decodificador. En su lugar, el decodificador puede efectuar su propio análisis LPC sobre los componentes de la señal recibida y'o(k), y'?(k),..., y'?.-?(k) en cada subbanda utilizando funciones de análisis LPC correspondientes 116o, 116?,..., 116L-?, para estimar el filtro LPC. Los coeficientes derivados de la estimación, por ejemplo, {a'0?, a' Q2, ... , a'ot,0 } , (a'j], a - 2 , . .. , a - } , {a' (L-l)l/ a (L-i)2, ;' (L-DI^.J } , son alimentados a los filtros de predicción LPC correspondientes 114o, 114?, ... , 114L-?, que son inversos de los filtros de síntesis LPC correspondientes en el codificador, por ejemplo, los filtros 940, 94?,..., 94L_? en la Figura 5 (c) . Puesto que y'o(k), y'?(k),..., y'L-?(k), son buenas réplicas de yo(k), Y?(k),..., yr-?(k), respectivamente, son los componentes dominantes en cada subbanda de la señal recibida y, debido al proceso de promediación incluido en el análisis LPC (que proporciona una ventana de análisis amplia) , los coeficiente de LPC estimados pueden ser muy cercanos a los coeficientes de LPC utilizados en el codificador. Una vez que los coeficientes para los filtros de predicción LPC 114o, 114?,..., 114L-?, por ejemplo Ai' (z) = [1 - (a'xiz-1, a'l2z"2, ... , a'iNlz"Nl)] han sido encontrados, las muestras y'o(k), y'?(k),..., y'?,-?(k) de la señal recibida, y' (n) , son filtradas en los filtros 1140, 114?, ..., 114 -?, respectivamente, para producir los residuos r'o(k), r'?(k),..., r'L-?(k), los cuales son divididos en los valores de control de potencia de la subbanda, o señales de ajuste de amplitud, f'0(k), f'?(k),..., f'L-?( ) para obtener las secuencias de ruido coloreado moduladas, p'o(k), p'?(k),..., p'L-?(k) respectivamente. Las muestras p'o(k), p'?(k),..., p'L-?(k), son réplicas cercanas a los valores correspondientes utilizados en el codificador, por ejemplo p0(k), p?(k),..., PL-?(k), puesto que la influencia combinada de los filtros de síntesis LPC 1/Ai(z) y la respuesta del canal H(z) para cada subbanda es cancelada por los filtros de predicción LPC A'x(z) . Como se discutió en relación con las FIGURAS 2-4, el efecto del ruido de canal recibido, g' (n) , puede ser ignorado en gran medida debido a una alta ganancia de procesamiento. A' (z) remueve mucha de la redundancia en los componentes de la subbanda y'o(k), y'?(k),..., y'?,-?(k), de modo que esos componentes tendrán un espectro blanco, plano. Adicionalmente, la potencia de los componentes de la subbanda y'o(k), y'?(k),..., y'L-?(k) es disminuida por una ganancia de predicción típicamente grande de los filtros LPC A'i(z). En consecuencia, y' (k) + (g)' (k) se convierte en una interferencia de ruido blanco para p' (k) en cada subbanda, la cual en sí tiene un espectro de ruido blanco. Los pasos restantes para recuperar los datos auxiliares de las secuencias de ruido coloreados moduladas p' (k) son similares a aquéllos utilizados por el desmodulador de espectro extendido de las FIGURAS 4 y 6 (a) . Refiriéndose aún a las FIGURA 6(b), la misma secuencia de PN sincronizada para la secuencia de PN utilizada en el codificador es multiplicada por y"(n), utilizando el generador de PN 118 y el multiplicador 120. Se proporciona un circuito de selección 128 para seleccionar una desviación del microcircuito integrado de PN deseada y/o la secuencia de PN en sí. Al circuito de integración y descarga que comprende el sumador 122 (con el índice de suma de descarga i) y un conmutador 124 agrupa y recupera z r (1) e integra mucha de la potencia en s" (n) +g' (n) , donde s" (n) es el componente de interferencia de la señal de datos primaria (por ejemplo, audio) y g' (n) es el componente de interferencia de ruido de canal. En la modalidad ejemplar ilustrada, la propiedad de correlación de la secuencia de PN permite una suma constructiva de todos los M=2000 microcircuitos integrados en p(n) (por ejemplo, salida del multiplicados 90 en la FIGURA 5 (a) para producir z' (1) . En este ejemplo, el conmutador 124 es conmutado a una velocidad de 15 Hz, y z' (1) tiene una SNR de aproximadamente 3 dB (2:1), la cual es suficientemente alta para un decodificador FEC simple con R=l/2 para decodificar de manera confiable x' (m) a 7.5 BPS. La relación de señal a ruido (siendo la señal z')l)L es mejorada por la ganancia de procesamiento G=n/1. Finalmente, el decodificador FEC 126 efectúa la corrección de errores necesaria para producir una estimación confiable de los datos auxiliares x' (m) . La FIGURA 6 (c) es un diagrama de bloques de alto nivel de una modalidad alternativa de un decodíficador para recuperar la información oculta producida por los codificadores de las FIGURAS 5(a)-5(c), con la desmodulación PN en el dominio de la subbanda. Esta modalidad contrasta con los decodificadores de las FIGURAS 6 (a) y 6 (b) , donde se efectúa la descorrelación de PN en el dominio de banda completa. Aquí, la secuencia de PN PN(n) proporcionada por el generador 118 es descompuesta en frecuencia por un banco de filtros de análisis de banda L 121 a las secuencias portadoras de PN de subbanda PNj.(k) = i=l,..., L, las cuales están correlacionadas con las secuencias de ruido coloreado desmoduladas correspondientes (por ejemplo, valores residuales de predicción de subbanda) p'x(k) en un multiplicador 120. Recuérdese que k es el índice de la secuencia de subbanda, i es el número de la subbanda, y n es el índice de la muestra de banda completa. Los resultados de las correlaciones son integrados sobre k muestras en un sumador 123. La salida de tales L sumas son acumuladas por el conmutador 124 para producir el valor del símbolo estimado zJ (1) . M = KxL es la longitud del símbolo. Finalmente, el decodificador FEC 126 produce la señal de datos auxiliar decodificada x' (m) . La FIGURA 6 (d) es un diagrama de bloques detallado del decodificador de la FIGURA 6(c). Las secuencias portadoras PN de la subbanda pN0(k), pN?(k),..., pNt,-?(k), están correlacionadas con los valores residuales de predicción de subbanda correspondientes po(k), p?(k),..., P?-?(k) en los multiplicadores respectivos 120o (k), 120?(k),..., 120 -?(k). Además, el sumador 123 de la FIGURA 6(c) se muestra comprendiendo la suma de 123o, 1 3?, ... , 123-?, que suman las salidas respectivas de los multiplicadores 1200(k), 120?(k),..., 120 _?(k), y un sumador 125 que suma las salidas de los sumadores 123o, 123?, ..., 123 -? sobre las L subbandas. Nótese que, con los decodificadores de las FIGURAS 6(a)-6(d), los diferentes componentes del procesamiento en cada subbanda pueden ser implementados utilizando componentes _ físicos de computación, instrucciones fijas, y/o programas y sistemas de programación compartidos o independientes. Además, es posible transmitir los coeficientes de LPC utilizados en el codificador para decodificar información lateral con y' (t) en lugar de derivar los coeficientes de LPC en el decodificador.
La FIGURA 7 ilustra una modalidad de un decodificador que utiliza un receptor inclinado. Este decodificador es útil en la decodificación de información auxiliar de una señal de datos primaria producida por un codificador de ruido blanco del tipo ilustrado en la FIGURA 3. Aunque una señal de ruido blanco no coloreado es más audible para un nivel de potencia dado que una señal de ruido coloreado con formación espectral adecuada, el funcionamiento de la señalización de ruido blanco (por ejemplo de acuerdo a lo proporcionado por el codificador de la FIGURA 3) puede ser mejorado significativamente por una combinación de un filtro LPC y un receptor inclinado. Esto es logrado utilizando una potencia de ruido mucho más baja que en el caso del ruido coloreado, y dependiendo de la ganancia de predicción de LPC en el receptor para reducir la potencia de interferencia de la señal de datos primaria. Sin embargo, el filtro de predicción A-(z) por cada iésima subbanda formará la señal de ruido blanqueando a la vez el espectro de la EM primaria. Esta interferencia intersímbolo introducida por A- (z) es superada por un receptor inclinado designado de manera general como 142 en la FIGURA 7, el cual trata cada coeficiente de Aj.(z) como un componente de trayectoria múltiple.
La^ FIGURA 7 ilustra tal decodificador que utiliza un filtro de predicción LPC que comprende un analizador LP 136 y un filtro LPC 138 junto con un receptor inclinado 142. El número de bifurcaciones o "dedos" del receptor inclinado (Nrr ) debe asemejarse aproximadamente al orden del filtro LPC i en cada iésima subbanda. Cada dedo incluye un multiplicador 146 que recibe a secuencia de PNi(k) del generador de PN 140 y el banco de filtros de análisis 121, y un peso de bifurcación formado a partir de un multiplicador 147 que multiplica la salida del multiplicador respectivo 146 por un peso de bifurcación respectivo. El decodificador ilustrado utiliza una estrategia de combinación simple que literalmente suma toda la energía de cada dedo en un combinador 140 para cada subbanda. Esto se logra ajustando los pesos de bifurcación a 1, por ejemplo, a"0 = 1, a" i = 1, a" = 1 , . . . , a"Nl = 1, para cada iésima subbanda. Puede ser implementada una estrategia de combinación más óptima, la cual cambia dinámicamente los pesos sobre cada dedo dependiendo de los coeficientes de LPC. Por ejemplo, un término constante a" 0 puede ser ajustado a 1, a" i puede ser ajustado igual al coeficiente de LPC a'i, a"2 puede ser ajustado igual al coeficientes de LPC a'2, y así sucesivamente, donde los coeficientes de LPC a'i, a' 2,..., a'N son los coeficientes calculados localmente por el analizador- LPC 136 por cada iésima subbanda. Antes del combinador 150, las salidas ponderadas por cada dedo son integradas y descargadas utilizando circuitos 148 que corresponden a los componentes 122 y 124 de la FIGURA 6. La salida del combinador 150, la cual combina las salidas de los circuitos 148 a través de todas las L subbandas, es decodificada en el decodificador FEC 152, asumiendo que los datos de información auxiliar originales fueron codificados por FEC. A señal de datos primaria recibida en la terminal 130, que incluye la información auxiliar como ruido blanco, es enviada vía la línea 134 para el procesamiento convencional. Las técnicas de la presente invención pueden ser utilizadas para comunicar una pluralidad de señales de información auxiliar diferentes sobre la misma señal de datos primaria. Una modalidad de un codificador para lograr esto se ilustra en FIGURA 8. La FIGURA 8 muestra una modalidad en "cascada" donde la señal de datos primaria es alimentada vía la terminal 220. Un primer codificador 222 incluye un codificador HDT 226 que suma una primera entrada de la señal de información auxiliar vía la terminal 224 a subbandas respectivas de una señal de datos primaria vía el combinador 228. La salida del codificador 22 es comunicada sobre un canal 230 a otro codificador 232. Este codificador puede ser idéntico al codificador 222, y suma una segunda entrada de la señal de información auxiliar vía la terminal 234 a una o más de las subbandas de la señal de datos primaria la cual ya contiene la primera señal de información auxiliar. La salida del codificador 232 es comunicada vía el canal 240 a un codificador subsecuente 242, el cual puede ser idéntico a los codificadores 222 y 232. El codificador 242 recibe una tercera señal de información a auxiliar vía la terminal 244, y suma ésta a una o más de las subbandas de la señal de datos primaría que ya incluye la primera y segunda señales de información auxiliar. La salida del codificador 242 es comunicada vía el canal 250. De manera ventajosa, pueden ser transportados tipos específicos de información en subbandas específicas de la señal de datos primaria. Por ejemplo, una subbanda puede transportar o contener información con" respecto al título de un registro de audio, mientras que otra subbanda puede contener o transportar información con respecto al fabricante, y así sucesivamente. Cualquier número de señales de información auxiliar pueden ser combinadas utilizando codificadores en cascada como se ilustra en la FIGURA 8. Cada codificador HDT 226 puede incluir un control de potencia
(tal como el componente 96 ilustrado en la FIGURA 5 (a)) para controlar individualmente el nivel de potencia en el cual cada señal de información auxiliar es sumada a la señal de datos primaria. La FIGURA 9 ilustra un ejemplo donde son procesadas señales de información auxiliar por separado para proporcionar señales de espectro extendido correspondientes, las cuales son combinadas para la formación espectral como un grupo en cada subbanda de la señal de datos primaria. La señal de datos primaria es alimentada vía la termina 260 a un convertidor A/D opcional 262, proporcionada a un banco de filtros de análisis, y el espectro en cada subbanda es analizado por el analizador LPC 264. Una primera señal de información auxiliar (o grupo de señales) (por ejemplo, DATOS AUX. A) es alimentada al codificador FEC opcional 248 via la terminal 280. Los datos AUX. A pueden ser un flujo individual o una combinación de flujos individuales, y pueden comprender datos y/o información de sincronización. Aunque cada flujo será modulado sobre un portador de espectro extendido, también puede ser transportado un portador no modulado, por ejemplo, como una señal piloto. Tal señal piloto es útil para varios propósitos de sincronización en un decodificación, incluyendo la adquisición y seguimiento, sincronización del desmodulador, sincronización de la secuencia de PN y/o sincronización FEC. La señal alimentada en la terminal 280 es convertida a un formato de espectro extendido utilizando el generador de PN 284 y el multiplicador 286, y proporcionada a un banco de filtros de análisis 121A para ser descompuesta en frecuencia en una pluralidad de subbandas. Una segunda señal de información auxiliar (por ejemplo, DATOS AUX. B) , que también puede comprender una combinación de diferentes flujos de datos, es alimentada al codificador FEC opcional 292 vía la terminal 290, convertida a un formato de espectro extendido por el generador de PN 294 y el multiplicador 296, y proporcionada al banco de filtros de análisis 121B- Una Enésima señal de información auxiliar (por ejemplo, DATOS AUX. N) , que puede comprender una combinación de diferentes flujos de datos, es alimentada al codificador FEC opcional 302 vía la terminal 300, convertida a una señal de espectro extendido por el generador de PN 304 y el multiplicador 306, proporcionada entonces al banco de filtros de análisis I21N. La segunda y Enésima señales de espectro extendido son combinadas en un combinador 298, y esas son combinadas con la primera señal de espectro extendido en el combinador 288. El uso de "N" para designar el número de señales de espectro extendido no deberá ser confundido con el uso de Nx en otra parte para designar el orden de modelo de LPC para la iésima subbanda . ~ Los generadores de PN 284, 294 y 304 pueden operar todos a la misma o velocidades diferentes. Por ejemplo, si los datos alimentados a las terminales 280, 290 y 300 son proporcionadas a diferentes velocidades, los generadores de PN pueden ser proporcionados a diferentes velocidades como medios para distinguir las señales de información auxiliar en un decodificador. Si todos los generadores de PN operan a la misma velocidad, entonces su secuencias de PN preferiblemente serán todas ortogonales unas con respecto a otras para facilitar la distinción de los diferentes flujos de datos de entrada en el decodificador, de acuerdo con las técnicas de desmodulación de espectro extendido bien conocidas. Puede proporcionarse una etapa de ganancia variable después de cualquiera o todos los multiplicadores 286, 296 y 306 para ajustar la ganancia de la señal de espectro extendido correspondiente en cada trayectoria. Tales etapas de ganancia 287, 297 y 307 se ilustran en la FIGURA 9. La ganancia de cualquier trayectoria puede ser ajustada en base a las ganancias de cualesquíer otras trayectorias, para proporcionar las diferentes señales de información auxiliar a los niveles deseados en la señal de datos primaria. La asignación de la ganancia de la señal combinada total entre las señales de información auxiliar en cada trayectoria es proporcionada por un analizador de ganancia y el procesador de control 309 que fija y mantiene una fuerza de señal relativa entre los múltiples flujos y puede ajustar independientemente las etapas de ganancia apropiadas 287, 297 y/o 307 para ajustar la ganancia en cada trayectoria, similar a la función de control de potencia 101 en las FIGURAS 5 (a) y 5 (b) . Se proporciona una entrada de control 310 para permitir el ajuste manual o dinámico de la fuerza de señal relativa entre los flujos de datos. Por ejemplo, puede efectuarse un ajuste manual tras la instalación del aparato. De manera alternativa, o además de un ajuste manual, puede proporcionarse un control dinámico durante la operación del sistema. Las señales de espectro extendido ajustadas en ganancia, combinadas del combinador 288 son formadas espectralmente en el filtro de síntesis LPC 266 para simular la forma espectral de la señal de datos primaria. El ruido coloreado resultante producido en cada subbanda es combinado con la subbanda correspondiente de la señal de datos primaria en el combinador 268, proporcionado a continuación a un banco de filtro de síntesis 117 para la conversión de una señal de banda completa. La conversión D./A para la señal de banda completa es proporcionada (si es necesario) en el convertidor 270. Además, en lugar del análisis LPC y la filtración como se ilustra en la FIGURA 9, puede utilizarse cualquier otra técnica de formación espectral adecuada, tal como la codificación de subbanda o filtración de paso de banda. Opcionalmente, puede utilizarse un circuito de control de potencia (no mostrado) , tal como un circuito de estimación y control de potencia 96 de la FIGURA 5 (a) puede ser utilizado en el codificador de la FIGURA 9 para controlar la potencia de todas las señales de información auxiliar como un grupo en la salida del filtro de síntesis LPC 266. Tal circuito de control de potencia permitirá que las señales de información auxiliar combinadas sean sumadas a la señal de datos primaria a un nivel deseado, por ejemplo, a un nivel particular por debajo o por encima de un umbral de interferencia aceptable. Las señales combinadas por cualquiera de los codificadores ilustrados en las FIGURAS 8 y 9 pueden ser recuperadas utilizando un decodificador del tipo ilustrado en las FIGURAS 6 (a)-6(d). El decodificador de las FIGURAS 6(a)-6(d) incluye un control de selección 128 que proporciona al generador de PN 118 con la secuencia de PN necesaria para recuperar una de las señales de información auxiliar deseadas. Por ejemplo, si se desea recuperar la información auxiliar alimentada a la terminal 290 de la' FIGURA 9, el control de selección 128 de la FIGURA 6 (a) proporcionará al generador de PN 118 la información necesaria para generar la secuencia pseudoaleatoria PN2, la cual es la secuencia' producida por el generador 294 en el codificador de la FIGURA 9. La FIGURA 10 muestra una modalidad donde los decodificadores de las FIGURAS 6(a)-6(d) son modificados para decodificar simultáneamente una pluralidad de señales de información auxiliar que es transportada por la señal de datos primaria. De manera más particular, el codificador recibe, vía la terminal 320, la señal de datos primaria que tiene las señales de información auxiliar ocultas en ella como ruido coloreado. Si es necesario, la señal de entrada y' (t) es convertida al dominio digital por un convertidor de A/D 322. La señal resultante y' (n) es blanqueada utilizando cualquier técnica disponible tal como el análisis y predicción de LPC de acuerdo a lo mostrado por los elementos 114 y 116 en las FIGURAS 6(a)-6(d), proporcionando bancos de filtro de paso de banda para filtrar la frecuencia dentro del ancho de banda de los datos de la señal primaria, o por otra formación espectral de esquema de filtración adecuados. El decodificador de la FIGURA 10 incluye una pluralidad de etapas 332, 342, 352, cada una de las cuales recibe la señal de entrada blanqueada y" (n) . Cada etapa incluye un generador de PN (326, 336, 346) para recuperar una de la pluralidad de señales de información auxiliar. Los generadores PN pueden diferenciar entre las señales utilizando cualquiera de una variedad de técnicas. Por ejemplo, puede ser utilizada una secuencia de PN diferente por cada señal de información auxiliar o podrían utilizarse velocidades de PN diferente para diferenciar las señales. Si se utiliza la misma velocidad de PN para las diferentes señales de información auxiliar, entonces las secuencias de PN utilizadas serán preferiblemente todas ortogonales todas con respecto a otra para facilitar la diferenciación y recuperación de la señal. La salida de la secuencia de PN de cada generador de PN es alimentada a un multiplicador respectivo 328, 338, 348 que también recibe la señal de datos primaría blanqueada y" (n) . La salida resultante de cada multiplicador es alimentada a un desmodulador de espectro extendido respectivo 330, 340 y 350 que produce la señal de información auxiliar correspondiente. De manera más particular, la etapa 332 produce la señal de información auxiliar "A" recuperada utilizando la secuencia de PN PN (A) , la etapa 342 produce la señal de información 342 "B" utilizando la secuencia de PN(B) y la etapa 352 produce la señal de información auxiliar "N" utilizando la secuencia de PN(N) . Los desmoduladores 330, 340 y 350 pueden comprender cualquier desmodulador de espectro extendido adecuado, tal como el equivalente de los componentes "integrado y de descarga" 122 y 124 mostrados en la FIGURA 6 (a). Cualquier procesamiento adicional requerido de las señales producidas por los desmoduladores, tales como la decodificación FEC, serán proporcionadas en una forma convencional. Los varios otros codificadores y decodificadores ilustrados en las figuras pueden ser modificados de manera similar para manejar múltiples flujos de datos incluidos en una señal de datos primaria. Por ejemplo, el codificador de la FIGURA 3 puede ser provisto con una pluralidad de etapas, cada una comprendiendo un generador de PN separado 48, el multiplicador 46 y si es necesario, el convertidor A/D 50, para enviar diferentes flujos de información auxiliar al combinador 52. Cualquier conversión A/D requerida podría ser proporcionada alternativamente después del combinador. El codificador de la FIGURA 4 seria provisto con una pluralidad de etapas correspondientes, cada una de las cuales tiene un generador de PN 66, un multiplicador 64 y la etapa de integración y descarga 68 para recuperar las diferentes señales de información auxiliar transportadas con la señal de datos primaria. Cualesquier componentes de ganancia y control de potencia necesarios también serán incluidos en las diferentes etapas del codificador para proporcionar las señales de información auxiliar en los niveles deseados dentro de la señal de datos primaria. Como se observa, la presente invención proporciona métodos y aparatos para transportar información auxiliar en virtualmente cualquier tipo de señal de datos primaria. La información auxiliar es transportada con el ruido coloreado, el cual es formado espectralmente para simular la forma espectral de la señal de datos primaria. La formación espectral puede ser proporcionada por cualquier número de medios, incluyendo las técnicas de filtración LPC y de codificación de subbanda. Pueden ser utilizados generadores de PN para proporcionar la información auxiliar en forma de señales de espectro extendido que son posteriormente formadas espectralmente. Adicionalmente, en cualquiera de las modalidades discutidas aquí, la señal de espectro extendido puede ser además ajustada en potencia, ya sea antes o después de ser formada espectralmente. Además, para proporcionar la transmisión segura de la información auxiliar, los generadores de PN pueden ser puestos en clave criptográficamente, de modo que la secuencia de PN de la contraparte no podrá ser generada en un decodificador sin la clave criptográfica correspondiente. Además, se ha discutido una aplicación específica de protección contra copia de señales de audio. En particular, se utilizaron el procesamiento de dominio de frecuencia y tiempo para proporcionar datos auxiliares en un número de subbandas de una señal de datos primaria, donde el orden del modelo del proceso del dominio de tiempo puede ser reducido en cada subbanda en relación a una implementación de banda completa para el funcionamiento del modelaje espectral comparable con requerimientos computacionales reducidos. Además, la técnica de dominio de frecuencia y tiempo proporciona un modelaje espectral mejorado de valles espectrales y pisos espectrales profundos en relación a una implementación de banda completa. Aunque la invención ha sido descrita en relación con varias modalidades específicas," será apreciado por aquellos expertos en la técnica, que pueden hacerse numerosas adaptaciones y modificaciones a éstas sin apartarse del alcance y espíritu de la invención como se expone en las reivindicaciones.
Por ejemplo, pueden ser utilizadas subbandas que son las mismas o diferentes en ancho de banda. Además, pueden utilizarse FBLPC y SBLPC juntos en diferentes puntos en la cadena de distribución de la señal de datos primaria. Por ejemplo, para una señal de datos primaria que comprende audio, el SBLPC puede ser utilizado al momento del registro del audio, por ejemplo, en un estudio del registro, mientras que el FBLPC es utilizado más tarde, por ejemplo, en una instalación de manufactura donde un disco compacto de la pista de audio es manufacturado, o una estación de emisión donde la pista de audio es emitida en una señal de radio o televisión. Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por el solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.
Claims (86)
1. Un método para transportar información auxiliar en subbandas de una señal de datos primaria, caracteri.zado porque comprende los pasos de: (a) modular un portador de ruido pseudoaleatorio por la información auxiliar para proporcionar una señal de espectro extendido que contiene la información sobre una porción portadora de la misma en una pluralidad de subbandas que corresponde a las subbandas de _la señal de datos primaria; (b) evaluar la señal de datos primaria en la subbandas de la misma utilizando el modelaje del dominio de tiempo para obtener una aproximación de su forma espectral; y (c) utilizar la síntesis de dominio de tiempo que es sensible al modelaje del dominio de tiempo para proporcionar la porción portadora de la señal de espectro extendido en subbandas de la misma, con una forma espectral la cual simula la forma espectral de la señal de datos primaria en las subbandas correspondientes de la misma, produciendo por lo tanto una señal de ruido que contiene la información auxiliar a ser transportada en la subbandas de la señal de datos primaria.
2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque: la señal de datos primaria con la información auxiliar contenida en ella es proporcionada a una señal de banda completa para la transmisión a través de un canal de comunicación.
3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque: la señal de ruido tiene una potencia ajustada, de modo que es proporcionada a un nivel deseado en las subbandas de la primera señal de datos; y la señal de ruido ajustada en potencia es combinada con la señal de datos primaria para producir una señal de salida combinada que contiene la información auxiliar como ruido en subbandas de la misma.
4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque: ~ el portador de ruido pseudoaleatorio es -modulado por la información auxiliar para proporcionar la señal de espectro extendido de banda completa; y la señal de espectro extendido de banda completa es descompuesta en frecuencia para proporcionar la señal de espectro extendido que contiene la información sobre la porción portadora de la misma en subbandas de la misma.
5. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque: el portador de ruido pseudoaleatorio tiene diferentes componentes de frecuencia que son modulados por componentes de frecuencia correspondientes de la información auxiliar para proporcionar la señal de espectro extendido que contiene la información sobre una porción portadora de la misma en subbandas de la misma.
6. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque: el portador de ruido pseudoaleatorio es generado criptográficamente para proporcionar la comunicación segura de la información auxiliar a un receptor.
7. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque: el modelaje del dominio de tiempo comprende la codificación predictiva lineal (LPC) para proporcionar coeficientes de LPC para utilizarse durante el paso de uso.
8. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque: el modelaje del dominio de tiempo utiliza un filtro de LPC de orden Na por cada iésima_ subbanda de la señal de datos primaria; y los órdenes del filtro de LPC Nx no son todos los mismos.
9. Un método para recuperar la información auxiliar de una señal de datos primaria recibida que contiene la señal de ruido de la. reivindicación 1, catacterizado porque comprende los pasos de: (d) evaluar la señal de datos primaria recibida en subbandas de la misma utilizando el modelaje del dominio de tiempo para aproximar su forma espectral; (e) procesar la señal de datos primaria recibida, en base a la forma espectral aproximada determinada por las subbandas de la misma, para blanquear la señal de ruido contenida en ella; y (f) desmodular la señal de ruido blanqueada en las subbandas de la señal de datos primaria recibida para recuperar la información auxiliar.
10. El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque: el -modelaje del dominio de tiempo en el paso de evaluación (d) comprende la codificación predictiva lineal (LPC) para proporcionar coeficientes de LPC para utilizarse durante el paso de blanqueado (e) .
11. El método de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque: el modelaje del dominio de tiempo en el paso de evaluación (d) utiliza un filtro de LPC de orden Nx por cada iésima subbanda de la señal de datos primaria; y los órdenes del filtro de LPC Nx no son todos los mismos.
12. El método de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque: los coeficientes de LPC utilizados durante el paso de blanqueado (e) se derivan de la señal de datos primaria recibida independientemente de una derivación de los coeficientes de LPC por el modelaje del dominio de tiempo en el paso de evaluación (b) .
13. El método de conformidad con la reivindicación 9, que comprende la señal de datos primaria recibida es proporcionada como una señal de banda completa, caracterizado por el paso adicional de: descomponer en frecuencia la señal de datos primaria recibida para proporcionar la señal de datos primaria recibida en subbandas de la misma.
14. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque comprende los pasos adicionales de: restablecer la señal de datos primaria recibida descompuesta en frecuencia con la señal de ruido blanqueado contenida en ella a una señal de banda completa; y desmodular la señal de ruido blanqueada en la señal de banda completa restablecida para recuperar la información auxiliar.
15. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque: la señal de datos primaria recibida descompuesta en frecuencia comprende la suma de la señal de ruido y la señal de datos primaria en subbandas de la misma .
16. El método de conformidad con la reivindicación 1, donde una pluralidad de señales de información auxiliar son transportadas sobre las subbandas de la señal de datos primaría, el método se caracteriza porque comprende los pasos adicionales de: modular una pluralidad de portadores de ruido pseudoaleatorio por las señales de información auxiliar correspondientes para proporcionar una pluralidad de señales de espectro extendido en diferentes subbandas que corresponden a las subbandas de la señal de datos primaria; proporcionar a los portadores una forma espectral para simular la forma espectral de la señal de datos primaria en subbandas de la misma; y combinar los portadores con la señal de datos primaria para producir una señal de salida que contiene señales de información auxiliares como ruido en las subbandas de la señal de datos primaria.
17. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque: cada uno de los portadores es formado espectralmente de manera individual antes de su combinación con la señal de datos primaria.
18. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque: los portadores son formados espectralmente como un grupo antes de su combinación con la señal de datos primaria .
19. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque: al menos uno de los portadores es formado espectralmente de manera individual antes de su combinación con la señal de datos primaria, y al menos los otros dos portadores son formados espectralmente como un grupo antes de su combinación con la señal de datos primaria.
20. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque: los portadores son combinados con la señal de datos primaria, de modo que al menos uno de los portadores es combinado con la señal de datos primaria después de que la señal de datos primara ha sido ya combinada con al menos otro de los portadores.
21. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque comprende el paso adicional de: proporcionar al menos uno de un portador de ruido pseudoaleatorio modulado o no modulado como señal piloto para utilizarse en la sincronización de una función del receptor^
22. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque comprende el paso adicional de: ajustar la ganancia de al menos uno de los portadores antes de su combinación con la señal de datos primaria.
23. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque: un grupo de los portadores tiene una potencia ajustada, de modo que el grupo es proporcionado a un nivel deseado en la señal de datos primaria.
24. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque: se determina la ganancia de al menos un primero de los portadores; y una ganancia de la menos un segundo de los portadores se ajusta en respuesta a la ganancia determinada para al menos un primer portador.
25. El método de conformidad con la reivindicación 24, caracterizado porque: un grupo de al menos un primer y segundo portadores tiene una potencia ajustada, de modo que el grupo es proporcionado a un nivel deseado en la señal de datos primaria.
26. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque: al menos dos de los portadores se proporcionan a velocidades de datos diferentes.
27. Un método para recuperar la información auxiliar de la señal de salida de la reivindicación 16, caracterizado porque comprende los pasos de: evaluar la señal de salida para aproximar su forma espectral en subbandas de la misma; procesar la señal de salida, en base a la forma espectral aproximada determinada de la misma para blanquear el ruido; y desmodular una señal de espectro extendida deseada después de que el ruido ha sido blanqueado para recuperar la información auxiliar contenida en las subbandas .
28. El método de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque: una pluralidad de las señales de espectro extendido son desmoduladas de manera sustancialmente simultánea de la señal de salida.
29. Un aparato para transportar información auxiliar en subbandas de una señal de datos primaria para la comunicación a un receptor, caracterizado porque comprende : medios para convertir un flujo de datos de información auxiliar en una señal de espectro extendido que contiene la información en una pluralidad de subbandas que corresponden a subbandas de la señal de datos primaria; primeros medios para evaluar la señal de datos primaria en subbandas de la misma utilizando el modelaje del dominio de tiempo para obtener una aproximación de su forma espectral; un sintetizador del dominio de tiempo sensible al medio de evaluación para proporcionar una porción portadora de la señal de espectro extendido con una forma espectral en subbandas de la misma, que simula la forma espectral de la señal de datos primaria en las subbandas correspondientes de la misma, produciendo por lo tanto una señal de ruido que contiene la información auxiliar a ser transportada en las subbandas de la, señal de datos primaria.
30. El aparato de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque comprende además: medios para proporcionar la señal de datos primaria como una señal de banda completa para la transmisión a través de un canal de comunicación.
31. El aparato de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque comprende además: medios para proporcionar la señal de ruido con una potencia ajustada, de modo que la señal de ruido es proporcionada a un nivel deseado en subbandas de la señal de datos primaria.
32. El aparato de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque comprende además: medios para modular el portador de ruido pseudoaleatorio por la información auxiliar para proporcionar la seña] de espectro extendido con una señal de espectro extendido de banda completa; y medios para descomponer en frecuencia la señal de espectro extendido de banda completa para proporcionar la señal de espectro extendido que contiene la información sobre la porción portadora de la misma en subbandas de la misma.
33. El aparato de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque: el portador de ruido pseudoaleatorio tiene diferentes componentes de frecuencia que son modulados por componentes de frecuencia correspondientes de la información auxiliar para proporcionar la señal de espectro extendido que contiene la información sobre una porción portadora de la misma en subbandas de la misma.
34. El aparato de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque: el -portador de ruido pseudoaleatorio es generado criptográficamente para proporcionar la comunicación segura de la información auxiliar al receptor.
35. El aparato de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque: los primeros medios de evaluación comprenden un procesador de codificación predictivo lineal (LCP) acoplado para recibir la señal de datos primaria y generar coeficientes de LPC de la misma; y el sintetizador del dominio de tiempo comprende un filtro de LPC sensible a los coeficientes de LPC.
36. El aparato de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque: el procesador de LPC utiliza un orden Nx por cada iésima subbanda de la señal de datos primaria; y los órdenes Nx no son todos^ los mismos.
37. Un aparato para recuperar información auxiliar de una señal de datos recibida que contiene una señal de ruido proporcionada por el aparato de la reivindicación 29, caracterizado porque comprende: segundos medios para evaluar las subbandas de la señal de datos recibida utilizando el modelaje del dominio de tiempo para aproximar su forma espectral; el procesador del dominio de tiempo para procesar una señal de datos primaria recibida en subbandas, en base a la forma espectral determinada de la misma, para blanquear la señal de ruido contenida en ella; y medios para desmodular la señal de ruido blanqueada en subbandas para recuperar el flujo de datos de la información auxiliar.
38. El aparato de conformidad con la reivindicación 37, caracterizado porque: el modelaje del domino de tiempo utilizado por los segundos medios de evaluación comprende la codificación predictiva lineal (LPC) para proporcionar coeficientes de LPC para ser utilizados por el procesador del dominio de tiempo en el blanqueo de la señal de ruido.
39. El aparato de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque: el modelaje del domino de tiempo utilizado por los segundos medios de evaluación utiliza un filtro de LPC del orden Nx por cada iésima subbanda de la señal de datos primaria; y los órdenes del filtro de LPC Nx no son todos los mismos.
40. El aparato de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque: los coeficientes de LPC proporcionados por los segundos medios de evaluación son derivados de la señal de datos primaria recibida independientemente de una derivación de los coeficientes de LPC por los primeros medios de evaluación.
41. El aparato de conformidad con la reivindicación 37, que comprende la señal de datos primaria recibida es proporcionada por una señal de banda completa, caracterizado porque además: medios para descomponer en frecuencia la señal de datos primaria recibida para proporcionar la señal de datos recibida en subbandas de la misma.
42. El aparato de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque comprende además: medios para restablecer la señal de datos primaria recibida descompuesta en frecuencia con la señal de ruido blanqueado contenida en ella a una señal de banda completa; y medios para desmodular la señal de ruido fJP blanqueada en la señal de banda completa restablecida 5 para recuperar la información auxiliar.
43. El aparato de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque: ágk la señal de datos primaria recibida en frecuencia comprende la suma de la señal de ruido y la 10 señal de datos primaria en subbandas de la misma.
44. El aparato de conformidad con la reivindicación 29, que comprende una pluralidad de señales de información auxiliares son transportadas sobre subbandas de la señal de datos primaria, caracterizado 15 porque comprende además: medios para desmodular una pluralidad de portadores de ruido pseudoaleatorio por unas correspondientes de las señales de información auxiliar para proporcionar una pluralidad de señales de espectro 20 extendido en diferentes subbandas que corresponden a las subbandas de la señal de datos primaria; medios para proporcionar los portadores con una forma espectral para simular la forma espectral de la señal de datos primaria en subbandas de la misma; y medios para combinar los portadores con la señal de datos primaria para producir una señal de salida que contiene señales de información auxiliar como ruido en subbandas de la señal de datos primaria.
45. El aparato de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque: cada uno de los portadores es formado espectralmente de manera individual antes de su combinación con la señal de datos primaria.
46. El aparato de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque: los portadores son formados espectralmente como un grupo antes de su combinación con la señal de datos primaria .
47. El aparato de conformidad con la reivindicación 44, caracterizado porque: al menos uno de los portadores "es formado espectralmente de manera individual antes de su combinación con la señal de datos primaria; y al menos los otros dos portadores son formados espectralmente como un grupo antes de su combinación con la señal de datos primaria.
48. El aparato de conformidad con la reivindicación 44, caracterizado porque: los portadores son combinados con la señal de datos primaria de modo que al menos uno de los portadores es combinado con la señal de datos primaria antes de que la señal de datos primaria haya sido combinada con al menos uno de los portadores.
49. El aparato de conformidad con la reivindicación 44, caracterizado porque comprende además: medios para proporcionar al menos un portador de ruido pseudoaleatorio modulado o no modulado como una señal piloto para utilizarse en la sincronización de una función del receptor.
50. El aparato de conformidad con la reivindicación 44, caracterizado porque comprende además: medios para ajustar la ganancia de al menos uno de los portadores antes de su combinación con la señal de datos primaria.
51. El aparato de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque: un grupo de portadores tiene una potencia ajustada, de modo que el grupo es proporcionado a un nivel deseado en la so.ial de datos primaria.
52. El aparato de conformidad con la reivindicación 44, caracterizado porque: es determinada una ganancia de al menos uno de los primeros portadores; y una ganancia de al menos uno de los portadores es ajustada en respuesta a la ganancia determinada para al menos uno de los primeros portadores.
53. El aparato de conformidad con la reivindicación 52, caracterizado porque: un grupo de al menos el primer y segundo portadores tiene una potencia ajustada, de modo que el grupo es proporcionado a un nivel deseado en la señal de datos primaria.
54. El método de conformidad con la reivindicación 44, caracterizado porque: al menos dos de los portadores se proporcionan a velocidades de datos diferentes.
55. Un aparato para recuperar la información auxiliar de la señal de salida de la reivindicación 44, caracterizada porque comprende: segundos medios para evaluar la señal de salida para aproximar su forma espectral en subbandas de la misma; medios para procesar la señal de salida, en base a la forma espectral aproximada determinada de la misma, para blanquear el ruido; y medios para desmodular una señal de espectro extendido después de que el ruido ha sido blanqueado par recuperar la información auxiliar contenida en las subbandas.
56. El aparato de conformidad con la reivindicación 55, caracterizado porque: una pluralidad de las señales de espectro extendido son desmoduladas de manera sustancialmente simultánea de la señal de salida.
57. Un decodificador para recuperar información auxiliar transportada por una señal de espectro extendida que es transportada como ruido en subbandas de una señal de datos primaria, la señal de espectro extendida incluye un portador que tiene una forma espectral, la cual simula la forma espectral de la información contenida en subbandas de la señal de datos primaria, el codificador se caracteriza porque comprende: medios para evaluar las subbandas de la señal de datos primaria utilizando el modelaje del dominio de tiempo para aproximar la forma espectral de la señal de datos primaria; un procesador de dominio de tiempo para procesar la señal de datos primaria, en base a la forma espectral determinada de la misma, para blanquear el portador de espectro extendido contenido en las subbandas; y medios para desmodular el portador blanqueado para recuperar la información auxiliar de las subbandas.
58. El decodificador de conformidad con la reivindicación 57, caracterizado porque: los medios de evaluación comprenden un procesador de codificación predictíva lineal (LPC) acoplado para recibir la señal de datos primaria y generar los coeficientes de LPC de la misma; y el procesador del dominio de tiempo comprende un filtro de LPC sene-ible a los coeficientes de LPC.
59. El decodificador de conformidad con la reivindicación 57, caracterizado porque: una pluralidad de señales de información auxiliar es transportada sobre portadores respectivos de la señal de espectro extendido, todos los portadores tienen una forma espectral la cual simula la forma espectral de la información de la señal de datos primaria; y los medios desmoduladores incluyen medios para seleccionar al menos un portador deseado para la modulación para permitir la recuperación de al menos una señal de información auxiliar correspondiente.
60. El decodificador de conformidad con la reivindicación 57, caracterizado porque: una pluralidad de señales de información auxiliar son transportadas sobre portadores respectivos de la señal 'de espectro extendido, todos los portadores tienen una forma espectral la cual simula la forma espectral de la información de la señal de datos primaria; y los medios desmoduladores incluyen medios para desmodular de manera sustancialmente simultánea una pluralidad de portadores para permitir la recuperación sustancialmente simultánea de las señales de información auxiliar.
61. El decodificador de conformidad con la reivindicación 57, caracterizado porque: primeros medios de descomposición de frecuencia para proporcionar la señal de datos primaria en subbandas de la misma; medios de evaluación sensibles a los medios de descomposición de frecuencia; y segundos medios de descomposición de frecuencia para proporcionar el portador de la señal de espectro extendido en una pluralidad de subbandas correspondientes a las subbandas de la señal de datos primaria; donde la forma espectral de las subbandas del portador simula la forma espectral de las subbandas correspondientes de la señal de datos primaria.
62. El decodificador de conformidad con la reivindicación 58, caracterízado porque: el modelaje del dominio de tiempo utilizado por los medios de evaluación utilizan un filtro de LPC de orden N- por cada iésima subbanda de la señal de datos primaria; y los órdenes del filtro de LPC Nj. no son todos los mismos.
63. El decodificador de conformidad con la reivindicación 57, caracterizado porque: los coeficientes de LPC proporcionados por los medios de evaluación se derivan independientemente de la señal de datos primaria recibida.
64. El decodificador de conformidad con la reivindicación 57, donde la señal de datos recibida es proporcionada como una señal de banda completa, caracterizado porque comprende además: medios para descomponer en frecuencia de la señal de datos primaria recibida para proporcionar la señal de datos primaria recibida en subbandas de la misma .
65. El decodificador de conformidad con la reivindicación 64, caracterizado porque comprende además: medios para restablecer la señal de datos recibida descompuesta en frecuencia con la señal de ruido blanqueada contenida en ella a una segunda banda de ruido completa; y medios para desmodular la señal de ruido blanqueado en la señal de banda completa restablecida para recuperar la información auxiliar.
66. El decodificador de conformidad con la reivindicación 64, caracterizado porque: la señal de datos primaria recibida descompuesta en frecuencia comprende la suma de la señal de ruido y la señal de datos primaria en subbandas de la misma . '
67. Un decodificador para recuperar información auxiliar transportada por una señal de espectro extendido transportada como ruido en subbandas de una señal de datos primaria, caracterizado porque comprende : ' medios para blanquear un espectro de la señal de datos primaria, los medios blanqueadores crean interferencia intersímbolo en la señal de espectro extendido; y un receptor inclinado para recibir y desmodular la señal de datos primaria de los medios blanqueadores; donde : el receptor inclinado tiene una pluralidad de dedos para procesar diferentes multitrayectorias de la señal de espectro extendido cuando se desmodula la señal de datos primaria recibida, recuperando por lo tanto la señal de espectro extendido con interferencia intersímbolo reducida para obtener la información auxiliar de la misma; y formas espectrales de subbandas de una porción portadora de la señal de espectro extendida aproximadas a las formas espectrales correspondientes de las subbandas correspondientes de la señal de datos primaria.
68. El decodificador de conformidad con la reivindicación 67, caracterizado porque los medios blanqueadores comprenden: un procesador de codificación predictiva lineal (LPC) acoplado para recibir la señal de datos primaria y generar coeficientes de LPC de la misma; y un filtro de LPC de orden Nj. por cada iésima subbanda de la señal de datos primaria, el filtro LPC recibe la señal de datos primaria y responde a los coeficientes de LPC para blanquear el espectro de la señal de datos primaria; el receptor inclinado comprende Nrr dedos por cada iésima subbanda de la señal de datos primaria, donde Nrr es aproximadamente igual al orden del filtro de LPC para la iésima subbanda correspondiente.
69. El decodificador de conformidad con la reivindicación 67, caracterizado porque los medios blanqueadores comprenden: un analizador de subbanda acoplado para recibir y estimar el espectro de la señal de datos primaria; y un filtro de subbanda sensible al espectro estimado por el analizador de subbanda.
70. El decodificador de conformidad con la reivindicación 67, caracterizado porque cada uno de los dedos tiene un peso asociado, el receptor inclinado comprende además: medios para ajustar individualmente los pesos de los dedos del receptor inclinado.
71. El decodificador de conformidad con la reivindicación 70, caracterizado porque: los pesos de los dedos del receptor inclinado son ajustables dinámicamente.
72. El decodificador _ de conformidad con la reivindicación 71, caracterizado porque: los pesos son ajustables dinámicamente en respuesta a los coeficientes generados por los medios blanqueadores .
73. El decodificador de conformidad con la reivindicación 67, donde la señal de datos primaria es recibida en el decodificador como una señal de banda completa, caracterizado porque comprende además: medios para descomponer en frecuencia la señal de datos primaria recibida para proporcionar la señal de datos primaria en subbandas k de la misma.
74. El decodificador de conformidad con la reivindicación 67, caracterizado porque comprende además: medios para descomponer la frecuencia de la señal de espectro extendido transportada como ruido en subbandas que corresponden a las subbandas de la señal de datos primaria para proporcionar una pluralidad de señales de espectro extendido de subbanda para ser utilizadas por el receptor inclinado.
75. Una señal de datos incorporada en una onda portadora, caracterizada porque comprende: una porción de señal de datos primaria que tiene una pluralidad de subbandas de la misma; y una porción de señal de ruido que comprende un portador de señal de espectro extendido, la porción de señal de ruido es transportada en las subbandas de la señal de datos primaria; donde: el portador de la señal de espectro extendido transporta información auxiliar, y tiene una forma espectral en subbandas de la misma que simula la forma espectral de la señal de datos primaria en subbandas correspondientes de la misma; donde el portador de la señal de espectro extendido se obtiene: modulando un portador de ruido pseudoaleatorio por la información auxiliar; evaluando la señal de datos primaria en subbandas de la misma, utilizando el modelaje del dominio de tiempo para obtener una aproximación de su forma espectral; y utilizando la sintesis del dominio de tiempo que es sensible al modelaje del dominio de tiempo para proporcionar el portador de la señal de espectro extendido en subbandas de la misma con una forma espectral, la cual simula la forma espectral de la señal de datos primaria en las subbandas correspondientes de la misma.
76. La señal de datos de conformidad con la reivindicación 75, caracterizada porque: la porción de la señal de ruido comprende una pluralidad de portadores de señal de espectro extendido obtenidos modulando una pluralidad de portadores de ruido pseudoaleatorio correspondiente por señales de información auxiliar correspondiente; la pluralidad de portadores de la señal de espectro extendido son proporcionados en diferentes subbandas de la porción de la señal de ruido que corresponden a las subbandas de la señal de datos primaria; y la sintesis del dominio de tiempo que es sensible al modelaje del dominio de tiempo se utiliza para proporcionar la pluralidad de portadores de la señal de espectro extendido en subbandas de la misma con formas espectrales correspondientes, las cuales simulan la forma espectral de la señal de datos primaria en la subbanda correspondiente de la misma.
77. Un método de decodificación para recuperar información auxiliar transportada por una señal de espectro extendido que es transportada como ruido en subbandas de una señal de datos primaria, la señal de espectro extendido incluye un portador que tiene una forma espectral la cual simula la forma espectral de la información contenida en las subbandas de la señal de datos primaria, caracterizado porque comprende los pasos de: evaluar las subbandas de la señal de datos primaria utilizando el modelaje de dominio de tiempo para aproximar la forma espectral de la señal de datos primaria; efectuar el procesamiento del dominio de tiempo de la señal de datos primaria, en base a la forma espectral determinada de la misma, para blanquear el portador de espectro extendido contenido en las subbandas; y desmodular el portador blanqueado para recuperar la información auxiliar de las subbandas.
78. El método de conformidad con la reivindicación 77, caracterizado porque: en el paso de evaluación, el procesador de codificación predictivo lineal (LPC) acoplado para recibir la señal de datos primaria y generar coeficientes de LPC de la misma; y el procesador del dominio de tiempo utiliza la filtración de LPC sensible a los coeficientes de LPC.
79. El método de conformidad con la reivindicación 77, caracterizado porque: una pluralidad de señales de información auxiliar son transportadas sobre portadores respectivos de la señal de espectro extendido, todos los portadores tienen una forma espectral la cual simula la forma espectral de la información de la señal de datos primaria; y en el paso de desmodulación, se selecciona al menos un portador deseado para la desmodulación para permitir la recuperación de al menos una señal de información auxiliar correspondiente.
80. El método de conformidad con la reivindicación 77, caracterizado porque: una pluralidad de señales de información auxiliar son transportadas sobre portadores respectivos de la señal de espectro extendido, todos los portadores tienen una forma espectral la cual simula la forma espectral de la información de la señal de datos primaria; y en el paso de desmodulación, una pluralidad de los portadores son desmodulados de manera sustancialmente simultánea para permitir la recuperación sustancialmente simultánea de las señales de información auxiliar.
81. El método de conformidad con la reivindicación 77, caracterizado porque comprende ei paso adicional de: utilizar la primera descomposición de frecuencia para proporcionar la señal de datos primaria en subbandas de la misma; donde el paso de evaluación es sensible a la descomposición de la frecuencia; y utilizar la segunda descomposición de frecuencia para proporcionar el portador de la señal de espectro extendido en una pluralidad de subbandas correspondientes a las subbandas de la señal de datos primaria; donde la forma espectral de las subbandas del portador simula la forma espectral de las subbandas correspondientes de la señal de datos primaria.
82. El método de conformidad con la reivindicación 78, caracterizado porque: el modelaje del dominio de tiempo utilizado por el paso de evaluación utiliza un filtro de LPC de orden Nj. por cada iésima subbanda de la señal de datos primaria; y los órdenes del filtro de LPC x no son todos los mismos.
83. El método de conformidad con la reivindicación 77, caracterizado porque: los coeficientes de LPC proporcionados por el paso de evaluación se derivan independientemente de la señal de datos primaria recibida.
84. El método de conformidad con la reivindicación 77, donde la señal de datos primaria recibida es proporcionada como una señal de banda completa, caracterizado porque comprende el paso adicional de: descomponer la frecuencia de la señal de datos primaria recibida para proporcionar la señal de datos primaria recibida en subbandas de la misma.
85. El método de conformidad con la reivindicación 84, caracterizado porque comprende además los pasos de: restablecer la señal de datos primaria recibida descompuesta en frecuencia con la señal de ruido blanqueada contenida en ella a una señal de banda completa; y desmodular la señal de ruido blanqueado en la señal de banda completa restablecida para recuperar la información auxiliar.
86. El método de conformidad con la reivindicación 84, caracterizado porque: la señal de datos primaria recibida descompuesta en frecuencia comprende la suma de la señal de ruido y la señal de datos primaria en subbandas de la misma .
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| MXPA01003615A true MXPA01003615A (es) | 2002-08-30 |
Family
ID=22615439
Family Applications (1)
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Country Status (7)
| Country | Link |
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| US (1) | US6154484A (es) |
| EP (1) | EP1121765A1 (es) |
| JP (1) | JP2002527984A (es) |
| AU (1) | AU6512999A (es) |
| CA (1) | CA2346092A1 (es) |
| MX (1) | MXPA01003615A (es) |
| WO (1) | WO2000022745A1 (es) |
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1999
- 1999-10-08 CA CA002346092A patent/CA2346092A1/en not_active Abandoned
- 1999-10-08 EP EP99953120A patent/EP1121765A1/en not_active Withdrawn
- 1999-10-08 AU AU65129/99A patent/AU6512999A/en not_active Abandoned
- 1999-10-08 MX MXPA01003615A patent/MXPA01003615A/es not_active IP Right Cessation
- 1999-10-08 JP JP2000576553A patent/JP2002527984A/ja active Pending
- 1999-10-08 WO PCT/US1999/023564 patent/WO2000022745A1/en not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1121765A1 (en) | 2001-08-08 |
| CA2346092A1 (en) | 2000-04-20 |
| US6154484A (en) | 2000-11-28 |
| WO2000022745A1 (en) | 2000-04-20 |
| AU6512999A (en) | 2000-05-01 |
| JP2002527984A (ja) | 2002-08-27 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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| PD | Change of proprietorship |
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|
| MM | Annulment or lapse due to non-payment of fees |