MXPA00011095A

MXPA00011095A - Transporte de datos digitales ocultos (dhdt).

Info

Publication number: MXPA00011095A
Application number: MXPA00011095A
Authority: MX
Inventors: Chong U Lee
Original assignee: Verance Corp
Priority date: 1998-05-12
Filing date: 1999-04-20
Publication date: 2002-07-02
Also published as: EP1080545A1; EP1080545A4; AU3656999A; JP2002515678A; CA2331898A1; WO1999059258A1

Abstract

Un sistema para incrustar una informacion digital auxiliar (Dí) en una senal primaria digitalmente modificada existente (Xn) para formar una senal digital compuesta no objetable (Cn). Los bits de informacion auxiliar (Dí) modulan una secuencia (125) pseudoaleatoria (por ejemplo, PN) para proporcionar una secuencia de informacion auxiliar (160) que se utiliza para modificar los Bits Menores Perceptualmente Significativos (LPSBs) (180), de muestras de bit multiples sucesivas (120) de la senal primaria. En una modalidad de compensacion de termino cruzado (300, 400, 1000), se determina una correlacion (V) entre la secuencia PN y los bits de la muestra, y se compara con los bits de informacion auxiliar (Dí) para determinar si existe una correspondencia deseada. Los LPSBs en las muestras son activados (360), en caso necesario, para proporcionar la correspondencia deseada. La seleccion de LPSBs para modificar cuenta para un nivel de ruido deseado de la informacion auxiliar (Dí) en la senal primaria (Xn). Los LPSBs pueden ser seleccionados para ser modificados en base a una secuencia PN dispersa (250), para lograr el nivel de ruido deseado y conciliar la presencia de la informacion auxiliar (Dí). La informacion que sera encubierta, puede ser cualquier informacion digital, mientras que la senal primaria es cualquier proceso digitalmente muestreado no comprimido o comprimido, incluyendo, por ejemplo, informacion de audio o video.

Description

TRANSPORTE DE DATOS DIGITALES OCULTOS (DHDT) Campo del Invento La presente invención se refiere a un método y aparato, para transportar datos auxiliares en una señal digital, tal como una señal de audio o video, sin afectar la calidad percibida de la señal. Por ejemplo, la presente invención, es adecuada para usarse el uso con las corrientes de transmisión digital, y con los medios de almacenamiento digital, tales como discos compactos (CDs) y discos videos digitales (DVDs).

Antecedentes del Invento. Los esquemas para comunicación y almacenamiento de datos digitales se han vuelto cada vez más populares, particularmente en el mercado masivo de consumidores para audio digital, video digital, y otros datos. Los consumidores ahora pueden enviar, recibir, almacenar, y manipular el contenido de datos de televisión, audio digital y otros datos, tales como juegos de computadora y otros softwares, datos de almacenamiento de teletipo, datos del tiempo y similares. Se espera que esta tendencia continúe con la integración de los recursos del teléfono, televisión y redes de computadora. Sin embargo, en muchos casos es deseable controlar o supervisar el uso de dichos datos digitales. En particular, los poseedores de los derechos de autor y otros intereses de propiedad, tienen el derecho de controlar la distribución y uso de sus trabajos, incluyendo trabajos de audio, video y literarios. Adicionalmente, en muchos casos es deseable proporcionar datos auxiliares que proporcionan información sobre una señal digital relacionada. Por ejemplo, para una pista de audio musical, sería útil proporcionar datos que indican el nombre del artista, título de la pista, y así sucesivamente. Como un ejemplo adicional, sería útil proporcionar datos para poner en vigor, un sistema de calificación para el contenido de audio/video. En otras ocasiones, los datos auxiliares necesitan estar relacionados con la señal primaria de datos en la cual son transportados. Además, sería deseable si los datos auxiliares pudieran estar incrustados dentro (por ejemplo, y transportados con) el contenido de audio, vídeo digital u otros (denominado "una señal primaria de datos") sin degradar de manera notoria la calidad de la señal primaria de datos. La Patente Norteamericana No. 5,822,360 comúnmente asignada, titulada "Método y Aparato para la Transportación Datos Auxiliar en Señales de Audio", incorporada a la presente descripción como referencia, está patente describe un ejemplo para la creación de un canal oculto o auxiliar en una señal digital primaria de audio, vídeo o de otro tipo, explotando los límites del auditorio humano, o la percepción visual. Con este esquema, un transportador de ruido pseudo aleatorio es modulado por la información auxiliar para proporcionar una señal de espectro amplio que transporta la información auxiliar. La proporción del transportador de la señal de espectro amplio, entonces se le da forma a manera de espectro para simular la forma del espectro de la señal primaria (por ejemplo, audio). La señal de espectro amplio es entonces combinada con la señal de audio para producir una señal de salida que transporta la información auxiliar como ruido aleatorio en la señal de audio. Sin embargo, sería deseable proporcionar datos auxiliares en una señal primaria de datos, usando la señal primaria de datos misma en lugar de transportar bits adicionales en una señal auxiliar de datos separada. En particular, sería deseable proporcionar un sistema para incrustar una pluralidad de bits de información digital auxiliar dentro de una señal primaria digitalmente codificada para formar una señal digital compuesta inobjetable. La señal debe ser inobjetable en el aspecto en que los datos iniciales son imperceptibles para el que las escucha, lo ve o los usa de manera casual, o provisto o proporcionado de otra manera en un nivel de umbral deseado, ya sea imperceptible o no, en la señal primaría de datos. El sistema debe de alterar algunos de los bits del orden inferior de la señal primaria, para insertar los datos digitales ocultos auxiliares. Además, sería deseable que los datos se fueran a ocultar fueran cualesquiera datos digitales concebibles, y que la señal primaria fuera cualquier proceso muestreado digítalmente. Sería deseable, sl los bits de información digital auxiliares pudieran estar incrustados dentro de una señal de información digital y pudieran estar incrustados dentro de una señal primaria existente en cualquier momento, incluyendo, por ejemplo, cuando es creada la señal primaria de datos (por ejemplo, durante una sesión de grabación para una pista de audio), cuando la señal primaria de datos está siendo distribuida (por ejemplo, durante una transmisión, o durante la fabricación de medios de almacenamiento múltiples tales como discos compactos), y cuando la señal primaria de datos está siendo reproducida (por ejemplo, en un reproductor en el hogar de un consumidor). También sería deseable manipular un número mínimo de bits en la señal primaria de datos con el objeto de transportar datos auxiliares. Sería deseable proporcionar, una forma aproximada del espectro de los datos incrustados. Sería deseable proporcionar, esquemas dinámicos y basados perceptuales para los datos incrustados. Sería deseable proporcionar la capacidad de incrustar los datos en el campo comprimido o no comprimido. La presente invención proporciona un sistema que tiene las anteriores y otras ventajas.

Sumario del Invento El sistema, denominado "Transporte de Datos Digitales Ocultos (DHDT)", emplea una señal que contiene información similar al ruido, denominada una secuencia auxiliar de datos, que comprende datos digitales ocultos auxiliares. Los datos digitales auxiliares que van a ser combinados con la señal primaria son una señal digital de bajo nivel. Debido a su bajo nivel, esta señal generalmente es imperceptible para el oyente, o casualmente, suponiendo que la señal primaria tenga un rango dinámico lo suficientemente grande. Por ejemplo, para un audio de CD, el rango dinámico de la señal primaria, es generalmente de dieciseis bits. Sin embargo, para las aplicaciones de alta definición (tales como audio de DVD), el ruido introducido por la manipulación indiscriminada de los bits menos significativos perceptualmente (LPSB), puede ser objetable (por ejemplo, perceptible o de otra manera arriba del nivel deseado). Por lo tanto, podría ser deseable minimizar la manipulación de los LPSBs. La presente invención proporciona mecanismos para minimizar la manipulación de los bits de orden inferior para transportar de manera confiable los datos ocultos. La presente invención también tiene la capacidad de explotar la percepción humana por medio de la manipulación de los bits de orden inferior de las muestras digitales de una señal primaria de datos. La manipulación de los bits de orden inferior generalmente tiene poco o no tiene impacto en la calidad perceptual de la señal primaria de datos (por ejemplo, audio o video). Una señal primaria que comprende audio digital, generalmente es formada a partir de muestras sucesivas, teniendo cada una de dieciseis a veinticuatro bits. Suponiendo que los bits están distribuidos en una anotación de complemento de pares, el bit significativo del orden más alto es el que afecta más el sonido de las muestras. El siguiente bit de orden inferior tiene menos efecto, y así sucesivamente. Los bits de orden inferior, son menos audibles (o visibles para vídeo e imágenes fijas) y por lo tanto pueden ser manipuladas para ocultar la Información digital sin degradar de manera notoria la calidad general de la señal primaria de datos. Estos bits de orden bajo, que tienen un impacto insignificante cuando son perturbados, se les llama bits menos significativos perceptualmente (LPSB). Los LPSBs esencialmente son los bits menos significativos (LSB). Ninguno, algunos o todos de los bits en cada muestra de la señal primaria pueden ser usados como LPSBs. Sin embargo, en la mayor parte de las aplicaciones, el número de LPSBs es mucho menor que el número de bits (K) en cada muestra. Por ejemplo, para una señal de audio típica muestreada digitalmente con dieciseis bits de rango dinámico, se pueden usar uno o dos LPSBs en cada muestra. El número óptimo de LPSBs que se deben usar puede ser determinado por medio de la experimentación para lograr un nivel deseado de perceptibilidad. Además, el número de LPSB manipulado puede variar para cada muestra. Para incrustar de manera segura los datos auxiliares dentro de una señal primaria (por ejemplo, en una onda transportadora), los bits menos significativos perceptualmente, son modulados de manera pseudo-aleatoria. Por ejemplo, una secuencia pseudo-aleatoria puede ser modulada por un bit auxiliar de datos para producir una secuencia auxiliar de datos que es menos probable que sea estractada por una persona no autorizada (por ejemplo, un atacante). Generalmente, si el atacante no conoce la secuencia utilizada en el codificador, el atacante no podrá demodular los datos ocultos, o restaurar la señal primaria. Un extremo del decodificador del sistema, puede tener apoyo para la misma auto-sincronización. Generalmente, la versión de los decodíficadores de la secuencia de PN no será alineada correctamente en el tiempo con la secuencia del codificador PN . El tiempo correcto de alineación es necesario para que el decodificador demodule apropiadamente los datos. Este es análogo al problema de demodulación coherente en un receptor. Por lo tanto, la auto-sincronización es un elemento importante del sistema. Un decodificador puede tener la capacidad para sincronizarse con los datos recibidos en algún caso, por ejemplo, si el decodificador conoce los límites de la estructura. Esto puede ocurrir, por ejemplo, cuando se recuperan estructuras de un DVD u otros medios de almacenaje, en donde el datos son recuperados iniciando en el principio de una estructura. O, el decodificador puede estar provisto con la información de sincronización necesaria por medio de un canal separado, o por otros medios. En estos casos, la capacidad de auto-sincronización en el decodificador no es requerida.

Para cumplir con el requerimiento de auto-sincronización, el sistema incrusta una clave de verificación, tal como una Clave de Verificación de Redundancia Cíclica (CRC), que permite que un decodificador se sincronice a sí misma a la secuencia de modulación. Las claves CRC son usadas frecuentemente en los sistemas de comunicación para el control de errores. Sin embargo, en la mayoría de los sistemas, las claves CRC son usadas para revisar si los datos fueron recibidos libres de errores, y no para el propósito de sincronización. En una modalidad de la presente invención, un método para incrustar un bit auxiliar de datos, en una pluralidad de muestras digitales incluye los pasos de: (a) modular una secuencia pseudoaleatoria por medio del bit auxiliar de datos para producir una secuencia de datos auxiliares moduladas de manera pseudo-aleatoria, y (b) incrustar la secuencia de datos auxiliares en la pluralidad de muestras modificando por lo menos un bit menos significativo perceptualmente (LPSB) de cada una de la pluralidad de muestras de acuerdo con la secuencia de datos auxiliares para proporcionar una señal compuesta con el bit de datos auxiliares incrustado en la misma. Cada muestra tiene una pluralidad de bits, y un número de LPSB para reemplazar en cada una de las muestras a cuál es determinada de acuerdo con un nivel de perceptibilidad deseable de la secuencia de datos auxiliares en la señal compuesta.

Se presentan, un método de decodificación correspondiente, y aparatos codificadores y decodificadores.

En una segunda modalidad, un método por incrustar un bit de datos auxiliares en una pluralidad de muestras de una señal compuesta digital incluye los pasos de: (a.1 ) multiplicar un bit menos significativo perceptualmente (LPSB) en cada una de la pluralidad de muestras por una secuencia pseudo-aleatoria para producir una pluralidad correspondiente de valores de multiplicación, y (a.2) el acumular la pluralidad de valores de multiplicación para obtener un valor de correlación. El valor de correlación es la correlación de la secuencia PN y el LPSB. El método incluye un paso adicional de (b) comparar el valor de correlación con un valor del bit de datos auxiliares para determinar una correspondencia entre ellos. Si el paso de comparación (b) indica una correspondencia no deseada, por lo menos uno de los LPSBs es basculado para producir la correspondencia deseada, y la pluralidad de muestras con el por lo menos un LPSB basculado es usada para producir una señal compuesta en donde el LPSB, incluyendo el por lo menos un LPSB basculado, identifica el bit de datos auxiliares. Si el paso de comparación (b) indica una correspondencia deseada, la pluralidad de muestras es pasada a través con los LPSBs asociados sin cambiar para producir una señal compuesta en donde los LPSBs no cambiados identifican el bit de datos auxiliares.

Se presentan un método de decodificación correspondiente, y aparatos codificadores y decodificadores.

También se presentan, una señal de datos incorporada en una onda transportadora. La señal de datos incluye una porción de señal de datos primaría, que comprende una pluralidad de muestras, y una porción de secuencia de datos auxiliares. En una modalidad, el bit de datos auxiliares modula una secuencia pseudo-aleatoria para producir la porción de secuencia de datos auxiliares. La secuencia de datos auxiliares modifica por lo menos un LPSB de cada una de la pluralidad de muestras. Además, el número de LPSBs que es modificado en cada uno de las muestras es determinado de acuerdo con un nivel de perceptibilidad deseado del bit de datos auxiliares en la señal compuesta. En otra modalidad de la señal de datos de la presente invención, un LPSB en cada una de las pluralidades de muestras es multiplicado por una secuencia del pseudo-aleatoria para producir una pluralidad de valores de multiplicación correspondiente. Los valores son acumulados para obtener un valor de correlación, y el valor de correlación es comparado con un valor del bit de datos auxiliares para determinar una correspondencia entre ellos. Por lo menos uno de los LPSBs es basculado para producir la correspondencia deseada.

Breve Descripción De Los Dibujos La Figura 1 ilustra un codificador DHDT general de acuerdo con la presente invención.

La Figura 2 ilustra un codificador DHDT PN disperso de acuerdo con la presente ¡nvención. La Figura 3 ilustra un codificador DHDT general, que implementa un algoritmo de Compensación de Término Cruzado (CTC) de acuerdo con la presente invención . La Figura 4 muestra un valor CTC de ejemplo de acuerdo con la presente ¡nvención. La Figura 5 ilustra un codificador DHDT general de acuerdo con la presente ¡nvención. La Figura 6 ilustra una estructura de datos auxiliares de acuerdo con la presente invención. La Figura 7 ilustra un módulo de auto-sincronización de acuerdo con la presente invención. La Figura 8 ilustra una búsqueda de hipótesis en un decodificador de acuerdo con la presente invención. La Figura 9 ¡lustra en detalle, la búsqueda de hipótesis en un decodificador de acuerdo con la presente invención. La Figura 10 ¡lustra un codificador DHDT con codificaciones de acuerdo con la presente ¡nvención. La Figura 1 1 ilustra un decodificador DHDT de auto-sincronización para usarse con el codificador de la Figura 10 de acuerdo con la presente invención. La Figura 12 ilustra un decodificador DHDT para datos comprimidos de acuerdo con la presente invención.

Descripción Detallada del Invento La presente ¡nvención se refiere a un método y aparato para incrustar datos auxiliares dentro de una señal digital por medio de la modificación de los bits de la señal de datos primaria. En particular, los "bits menos significativos perceptualmente (LPSB)" de la señal de datos primaria, que se describe a continuación con mayor detalle, son perturbados (por ejemplo, modificado) para transportar los datos auxiliares. Generalmente los términos "aleatoria" y "pseudo- aleatoria" son usados de manera intercambiable en la presente invención . La Figura 1 ¡lustra un codificador DHDT general de acuerdo con la presente ¡nvención. Esta figura muestra la incrustación de i uno o más bits de datos auxiliares dentro de una señal primaria. El codificador es mostrado generalmente con el número 100. Los datos auxiliares y los bits de revisión, por ejemplo, ceros o unos, están provistos, uno a la vez, a un modulador 1 15, en donde ellos modulan una secuencia de chips pseudo-aleatoria (por ejemplo, pseudo-ruido o PN) de longitud que N proporcionada por un generador de secuencia PN 125. La salida del modulador 1 15 puede ser considerada como que es una secuencia de datos auxiliares o secuencia de bits de revisión CRC que comprende varios chips PN (por ejemplo, de 50 a 200 o más). El modulador 1 15 puede comprender un agregador de módulo-2. Los datos auxiliares o bits de revisión son designados D¡, en donde i = 1 , 2, ... es un índice de bits para los datos auxiliares y los bits de revisión. Generalmente, un mensaje de datos auxiliares que va a ser incrustado comprenderá muchos bits sucesivos. Por consiguiente, los bits proporcionados al modulador 1 15, pueden ser extractados, uno por uno, desde una estructura de bits de datos auxiliares utilizando técnicas conocidas. La modulación pseudo-aleatoria agrega una medida de seguridad a la secuencia de datos auxiliares debido a que la misma secuencia PN usada en el codificador 100 es necesaria en el decodificador para recuperar los datos auxiliares y los bits de revisión. Esta es una técnica análoga a la técnica del espectro de difusión de secuencia directa, utilizado en las comunicaciones digitales. Las muestras de la señal de datos primaria con bits de resolución K (por ejemplo, bits K por muestra) son proporcionados para la función AND 140, para hacer la función AND con un patrón de bits oculto. Cada muestra, ilustrada generalmente con el número 20, incluye las posiciones de bits 0, 1 K-1 , en donde 0 es el LSB y K-1 es el MSB. Se proporcionan un número de muestras sucesivas para la función AND 140. El patrón de bit oculto, el cual efectúa la función AND con cada una de las muestras sucesivas, comprende 0's para las primeras posiciones L, iniciando con por lo menos un bit menos significativo (LSB), y 1 's para los bits restantes. L es el bit profundo, o número de LPSBs que son usados para transportar los datos auxiliares y los bits de revisión. L puede variar de muestra a muestra. La salida de la función AND 140 en línea 180 comprende muestras ocultas sucesivas con 0's en las primeras posiciones L, y los bits originales no alterados de las muestras de señal de datos primaría en las posiciones restantes (por ejemplo, los bits de muestra que van a ser conservados). La secuencia de datos auxiliares o de bits de revisión contiene una función de combinador 170 por medio de una línea 160 para reemplazar (por ejemplo, modificar) los LPSBs correspondientes de las muestras y combinarlos con los MSBs conservados en la línea 180. En particular, los chips de la secuencia de datos auxiliares o bits de revisión son usados para modificar los LPSBs para cada muestra con el objeto de formar una señal compuesta en una línea 190. Los bits de datos auxiliares ahora se dice que están incrustados dentro de los bits LPSB de la señal compuesta. Los datos auxiliares N y los chips de bits de revisión CRC reemplazan los LPSBs N en las muestras de la señal de datos primaria. Por ejemplo, si L=2 los LPSBs van a ser reemplazados en cada muestra, entonces se requiere que las muestras N/L sean incrustadas en un bit de datos auxiliares simple. Tal y como se ilustra en la muestra 120, la posición del bit en la muestra se asume en un rango de 0 a K-1 , o de 0 a 9, iniciando desde el LPSB. Por ejemplo, supongamos que la primera muestra tiene los bits 1 g0807l 6?5? 13121 1O0, en donde el subíndice indica la posición del bit. Entonces, el patrón de bit oculto proporcionado por la función AND 140 para cada muestra es 1 1 1 1 1 1 1 100. La salida en la línea 180 es 1001001 100 ya que la operación de los AND en los bits Oo, y 1 ? con 0 y 0, respectivamente, produce 0 y 0. Por lo tanto el ocultamiento conserva los bits en las posiciones 2 (L) hasta la 9 (K-1 ). Para cada muestra sucesiva, solamente los bits de la muestra en las posiciones 0 y 1 son reemplazados en la función OR 170. Aunque se supuso que L=2 LPSB en el ejemplo anterior, en un caso general, los chips modulados N son trazados para las muestras N, en donde cada uno de los chips modifica el LPSB en la muestra correspondiente independientemente del número de LPSBs en dicha muestra. La proporción de bits de datos auxiliares, a bits de revisión puede variar con base en el esquema de revisión utilizado, tal y como se explicará a continuación en relación con las Figuras 6 y 7. Observar que el sistema de circuitos mostrado en la Figura 1 , y en las otras Figuras de la presente descripción, tales como la función AND 140, es solamente uno de los medios posibles para implementar la presente ¡nvención. Para lograr los resultados deseados, se pueden utilizar virtualmente cualesquiera técnicas conocidas de hardware, firmware y/o software. La señal compuesta en la línea 190, puede ser para un transmisión digital, almacenada en un medio de almacenamiento, tal como un CD o DVD, o distribuido de otra manera por ejemplo, por una red de computación (tal como Internet), o una red de televisión (incluyendo redes de clave y satélite).

La Figura 2 ¡lustra, el codificador DHDT PN disperso 200 de acuerdo a la presente invención. Los elementos numerados de manera similar en las Figuras, corresponden a otros similares a los mismos. En el codificador 100 de la Figura 1 , los LPSBs (por ejemplo, Oo y 1 ? con L=2), fueron perdidos (por ejemplo, modificado), en cada muestra durante el proceso de codificación. Por consiguiente, el codificador 100 introdujo algún ruido a la señal primaria. En muchos casos, por ejemplo, tal como las grabaciones de audio de máster de alta fidelidad, es deseable no destruir todos los LPSBs originales. La idea detrás del "PN disperso", descrita en la Figura 2, es modificar solamente una fracción de los LPSBs de la señal primaria. Esto tiene el efecto de disminuir el ruido introducido en el codificador. Los LPSBs que van a ser modificados son determinados por la secuencia PN dispersa, cuya distribución puede ser aleatoria. Por ejemplo, solamente el primero, tercero, sexto, séptimo, décimo y así sucesivamente de los LPSBs pueden ser remplazados por datos auxiliares modulados, o bits de revisión CRC. La dispersión es definida como la porción del LPSBs que no es remplazada. Por ejemplo si el 80% de los LPSBs no son remplazados, la dispersión es 0.8. Las estructuras sucesivas de los bits demuestra K de la señal de datos primaria tienen las funciones AND 140 y 240. En la función AND 240, los bits de la muestra son sometidos a la función AND con un patrón de bit oculto para conservar los bits del L hasta el K-1 de cada muestra. En la función AND 240, los bits de muestra son sometidos a la función AND con un patrón de bit oculto para extraer los LPSBs. Los LPSBs, son proporcionados por medio de una línea 120 a un multiplexor convencional (M UX) 215. EL M UX 215 proporciona un bit de salida D correspondiente al bit recibido en cualquiera de las entradas S1 o S2, basado en una señal de control C. La señal de control C es proporcionada por un generador de secuencia PN disperso 250. Un bit 0 ó 1 , en la secuencia PN dispersa selecciona cualquiera de las entradas S-i o S2. Generalmente, en la longitud la secuencia PN dispersa debe de ser mayor que la N . En la función AND 140, los bits de muestra para cada muestra son sometidos a la función AND con un patrón de bit oculto que conserva los bits de muestra del L hasta K-1 , tal como se explicó con relación a la Figura 1 . Los bits de muestra conservados son proporcionados por medio de una línea 255 a una función OR 170. La función OR 170 combina los bits de muestra conservados proporcionados por medio de la línea 255 con la salida del MUX 215 para producir la señal compuesta. Por ejemplo, con L=2, K=10, y los bits de muestra 1001001 1 10, el patrón de bit oculto proporcionado a la función AND 240 es 000000001 1 . Y la salida a la línea 220 es 0000000010. Adicionalmente, el patrón de bit oculto proporcionado a la función AND 140 es 1 1 1 1 1 1 1 100, y la salida en la línea 255 es 1001001 100.

La dispersión del generador de secuencia PN disperso 250, o la fracción de los LPSBs que no son modificados, tienen una responsabilidad directa, en el índice de error de bits (BER) de los datos auxiliares. Específicamente, el BER aumenta con forme aumenta la dispersión. En el caso del límite, con una dispersión de 0.0, los LPSBs de cada muestra sucesiva son remplazados por la secuencia de datos auxiliares, y el BER es cero si la señal compuesta es transmitida a través de un canal claro. En una dispersión de 1 .0, ninguna de las muestras tienen su LPSBs de reemplazado, y no se transmiten datos significativos algunos. Por lo tanto, el diseño del sistema debe del tomar en consideración cualesquiera requerimientos de índice de error de bits. Una dispersión de <0.5 garantiza una transmisión libre de errores de los datos auxiliares en un canal limpio. Esto es, más de la mitad de los LPSBs (los bits que usa el decodificador para decodifícar, son candidatos para la modificación . Sin embargo, en un canal ruidoso, la dispersión puede ser ajustada hasta arriba o debajo de 0.5 para cumplir con los requerimientos de BER. Existen casos especiales, en que la transmisión libre de error de los datos es requerida, especialmente en los casos en donde existe un canal claro. El método PN disperso, puede ser modificado del modo que el codificador de la Figura 2 pueda garantizar que los datos auxiliares han sido incrustados dentro de la señal compuesta sin errores. Específicamente, utilizando las técnicas conocidas de comunicación de datos, los sistemas de circuito de decodificadores tales como el descrito en las Figuras 5, 7, 9 y 1 1 , pueden ser provistos en el codificador (por ejemplo, conectados a la línea 260) de modo que el codificador decodifica la señal compuesta antes de la transmisión, almacenamiento u otro uso, para probar si los datos auxiliares pueden ser decodificados correctamente. Si es así, el proceso de codificación está completo. Sin embargo, si el sistema de circuitos decodificadores del codificador no decodifican correctamente los datos auxiliares, y los bits de revisión CRC de la señal compuesta, la dispersión puede ser disminuida ligeramente en el generador de secuencia PN disperso 250, y el proceso de codificación es repetido para producir una nueva señal compuesta. Este proceso es repetido hasta que los datos auxiliares son decodificados de manera correcta desde la señal compuesta. En este punto, la señal compuesta es adecuada para la transmisión almacenamiento u otro uso. Otra ventaja de la técnica PN dispersa de la presente invención, es que proporciona una seguridad adicional para evitar que un atacante intercepte los datos auxiliares incrustados en la señal de datos primaria. Esto es cierto debido a que si el decodificador no conoce cuales de las muestras son seleccionadas para la modificación, entonces el decodificador no puede restaurar la señal compuesta a la señal primaria. En algunos casos, es deseable que la señal compuesta decodificada sea diferente de la señal primaria original de modo que cualquier intento de un atacante pueda ser detectado comparando la señal compuesta decodificada con la señal primaria original . Una implementación de ejemplo del generador de secuencia PN disperso 250 de acuerdo con la presente invención es el siguiente. Un generador de número aleatorio con un rango de salida de 0 a 1 .0 puede ser usado como una perilla de dispersión (Por ejemplo, ajuste), ajustando un valor del umbral. Cada número aleatorio es acoplado con uno de los LPSBs, por ejemplo, un umbral de 0.9 corresponde a una dispersión de 0.9 suponiendo una Función de Probabilidad de Densidad uniforme (PDF). Es decir, solamente las muestras que corresponden a un número aleatorio con un valor de 0.9 a 1 .0 se permite que sean modificadas del modo que los datos auxiliares modulados, o los chips de bit de revisión CRC se correlacionan más con la secuencia TN de datos dispersos. La Figura 3, ilustra un codificador DHDT general 300 que implementa el algoritmo de Compensación de Termino Cruzado (CTC) de acuerdo con la presente invención. Para aplicaciones prácticas es deseable cambiar el numero mínimo de bits de muestra de señal primaria para lograr una degradación mínima de la señal primaria. Algunas veces, el incrustar los datos auxiliares, y los bit de revisión CRC en los LPSBs puede introducir una cantidad perceptible de ruido dentro de la señal compuesta. El ruido perceptible es causado por la perturbación de la señal primaria en el codificador, cuando los datos auxiliares son incrustados, lo cual esencialmente agrega ruido a la señal primaria. Sí el codificador solamente agrega la cantidad mínima de ruido necesaria para transmitir un dato auxiliar, o un bit de revisión CRC, puede ser posible hacer una señal compuesta perceptualmente no diferente de la señal primaría. Por ejemplo, para una señal de audio o video compuesta, un usuario típico no puede oír o ver diferencia alguna debido a los datos auxiliares. La Compensación de Término Cruzado (CTC), extiende el concepto del PN disperso (modificando de manera dispersa los LPSBs para minimizar la potencia del ruido), explicado con relación a la Figura 2. Específicamente, con el CTC, se calcula la cantidad mínima de energía de señal que necesita ser agregada a la señal primaria de modo que el decodificador decodifica los datos auxiliares y los bits de revisión CRC correctamente, todo el tiempo. Por lo tanto, la técnica de CTC puede garantizar una transmisión libre de error de los datos auxiliares a través de un canal claro (por ejemplo, si la señal compuesta reside en un medio tal como un DVD o CD) con modificaciones mínimas a la señal primaria. En algunos casos la codificación CTC, la corriente de datos primarios no se necesita ser perturbada como se transmiten los datos auxiliares desde sus LPSBs, ya proporcionan la correlación deseada . Como el decodifícador no tiene conocimiento de cuales LPSBs fueron perturbados originalmente, el CTC hereda las propiedades de seguridad de la PN dispersa.

La técnica CTC explicada en la solicitud de Patente Norteamericana número 08/805,732, presentada el 25 de febrero de 1997, asignada comúnmente y todavía pendiente, titulada " Ajuste de Potencia de Compensación de Término Cruzado de Datos Auxiliares Incrustados de una Señal de Datos Primaria", incorporada a la presente descripción como referencia puede ser adaptada para usarse con la presente invención. La cantidad mínima de energía de la señal para garantizar la decodificación correcta de los datos auxiliares, y los bits de revisión CRC puede ser determinada de la manera siguiente. Considerar el caso de la transmisión de un bit de datos simple digital auxiliar. El codificador modula una secuencia PN en las muestras N. Suponiendo que la secuencia PN decodificador está alineada correctamente con la secuencia TN del codificador, el decodificador puede demodular datos significativos. Este proceso de demodulación comprende una acumulación de muestras N junto con alguna lógica de decisión. Suponer adicíonalmente, que L=1 LPSB que el rango posible de los valores acumulados son -N a +N (En donde N es nuevamente la longitud de la secuencia PN moduladora) y el decodificador tiene sus límites de decisión localizados en 0. Esto supone que los bits de datos auxiliares con valores binarios de 0 a 1 son asignados a los valores -1 y 1 , respectivamente, para los cálculos del CTC. Sl los valores binarios de 0 y 1 son usados para el CTC, entonces el rango posible para los valores acumulados son de O a +2N Otras variaciones podrán ser apreciadas por aquellos expertos en el arte. Entonces, suponiendo que se usaron valores de -1 y +2, un valor acumulado que es negativo puede representar que un binario 0 fue transmitido como bit de datos auxiliares, mientras que un valor positivo puede representar que un binario 1 fue transmitido como datos auxiliares o bit de revisión. La Compensación de Término Cruzado utiliza este hecho para manipular el numero mínimo de LPSBs. El codificador DHDT 300 de la Figura 3 utiliza el CTC. La señal de datos primaria , Xn la cual comprende muestras de bits K sucesivas, es proporcionada a una función AND 240 para obtener el LPSBs. El subíndice "N" designa el número de muestras como por ejemplo, n=1 .2, ... Cada bit del Xn es procesado sucesivamente por el codificador 300. Se proporciona un patrón de bit oculto apropiado a la función AND 240 con el objeto de obtener los LPSBs en cada muestra. Al lado del codificador, el valor de correlación cruzado entre la secuencia aleatoria PNi proveniente del regulador de secuencia aleatoria 125 y los LPSBs de la señal primaría son medidos. La salida del multiplicador 1 15 es acumulada en un acumulador 330 con el objeto de obtener un término V de relación cruzada. En el bloque/decisión 340, se hace una determinación con respecto a si V, el valor acumulado sobre N LPSBs corresponde (Por ejemplo, tiene el mismo signo o polaridad) que los datos auxiliares \th o el bit de revisión CRC, D¡, por ejemplo, i=1 , 2, ... Si es así, el codificador no necesita manipular los LPSBs para incrustar los datos auxiliares, y la señal compuesta será la misma que la señal primaría. En este caso, el control emite un comando a una función de selección (por ejemplo multiplexor) 395 para "pasar a través de" los bits de muestras no cambiados de la línea 350 a la línea 370, para ser combinados a los MSBs conservados en la línea 380 para formar la señal compuesta. Sin embargo, si el control 340 detecta que las señales de V y D¡ no tienen la correspondencia deseada (o más específicamente, (a) D¡ es mayor que el punto medio del rango posible de V, y V es menor que el punto medio, o (b) D¡ es menor que el punto medio, y V es mayor que el punto medio), entonces el control 340 comanda una función 360 para bascular ( | v | /2) + 1 de los LPSBs para producir la correspondencia deseada. Por ejemplo, con V=4, los tres bits son basculados. "Basculamiento", significa en la presente descripción, activar un LPSBs desde 0 a 1 , o desde 1 a 0. Una vez que los LPSBs son manipulados en el bloque 360, estos son suministrados al selector de función 395 por medio de la trayectoria 365 a la línea 370, para ser combinados con los MSBs conservados en la línea 380 para formar la señal compuesta. El procesamiento continua entonces para la siguiente muestra de la señal primaria . En cada muestra, los bits que son elegibles para ser basculados en el bloque 360 pueden ser revisados primero, antes del basculamiento, para ver si el basculamiento ayuda a producir la correlación deseada. A continuación se explica la forma en que uno y mas bits (por ejemplo, LPSBs) pueden ser útiles en la producción de la correlación correcta. El codificador debe de bascular suficientes LPSBs pasa hacer posible que el decodificador decodifíque el bit de datos auxiliares correcto de la señal compuesta recibida. La selección de los LPSBs puede ser aleatoria (por ejemplo, pseudo aleatorias), o pueden ser seleccionados para minimizar todavía mas los artefactos perceptibles (por ejemplo, auditivos o visibles) en la señal de datos primaría de acuerdo con la secuencia PN dispersa específica elegida. La ventaja del CTC, es que es posible manipular una computación directa de los LPSBs sin el método reiterativo del PN disperso solo. La Figura 4. ilustra un valor CTC de ejemplo, V, de acuerdo con la presente invención para determinar los LPSBs que ayudan a producir la correlación deseada. Se ilustra una correlación de ejemplo obtenida por medio de la correlación del bit de datos auxiliares modulado con los LPSBs de la señal primaria. El valor de correlación 400, indicado como V puede ser de un rango de -N a +N. Un valor de correlación deseado de 410 el cual es positivo, tal como un valor +1 415, implica que el decodificador decodificará de manera correcta los bits de datos auxiliares pretendidos. A la inversa, un valor de correlación no deseado 420 el cual es negativo, tal como el valor de ejemplo V 425, implica que el decodificador no decodificará los datos auxiliares o el bit de revisión transmitidos sin algunas modificaciones a los LPSBs (por ejemplo, en la función 360 de la Figura 3). Frecuentemente, un conjunto de LPSBs tendrá de manera natural la correlación deseada para decodificar los bits de datos auxiliares transmitidos. Sin embargo, en otras ocasiones, Los LPSBs no tendrán la correlación deseada. Con objeto de ilustración, en el Ejemplo que se muestra a continuación, el valor de correlación V, se supone que es negativo para la muestra actual. Por lo tanto, actualmente tiene una correlación que no decodificará los datos auxiliares pretendidos. Con las técnica CTC de la presente invención, el codificador 300 (por ejemplo, bloque 360) busca los LPSBs "útiles" que pueden ser basculados para producir la correlación positiva deseada. Para determinar, si un LPSB ayudará a producir la correlación deseada, el codificador 300 puede bascular simplemente los LPSBs, volver a calcular la correlación y determinar sí la correlación es mayor que la anterior. Otro método, es hacer la comparación en una base de muestra a muestra, multiplicando primero el bit y'th, de la secuencia PN del generador 125 (j = 1 a N) con el bit de datos auxiliares, D¡. Este producto, Z, es lo que los LPSB transmitidos deberían ser para la correlación deseada. Si el LPSB \th no es igual a Z, entonces el LPSB \th puede ser activado para mover el valor de correlación V en la dirección positiva, por ejemplo, hacia la correlación deseada.

Para ¡lustrar con un ejemplo significativo, asumir que los LPSBs de las muestras sucesivas 101 1 , la secuencia PN-i es 0101 , y el Di es 1 , con un valor de + 1 . Entonces la salida del multiplicador 115 es 0, 0, 0 y 1 , con valores de -1 , -1 , -1 , y +1 , respectivamente, y V=-2. El control 340 determina que -2 y +1 tienen signos diferentes, indicando una correlación no deseada, y emite instrucciones a la función 360' de activar, por ejemplo, dos de los primeros tres LSBs, para producir LPSBs de 01 1 1 . La salida del multiplicador 1 15 ahora es 1 101 , V=+2, y el control 340 determina que +2 y +1 tienen los mismos signos, y se proporcionan los nuevos primeros dos LPSBs (01 ) por medio de la línea 365 para remplazar a los primeros LPSBs originales (10) en las muestras correspondientes, en la línea 370. Si el ejemplo anterior fue cambiado de modo que D¡=0, con un valor de -1 , entonces el control 340 determinaría de que -2 y -1 tienen los mismos signos, indicando una correlación deseada, y dando instrucciones al selector 395 de pasar las nuestras con los LPSBs 101 1 a través de la señal compuesta por medio de la línea 350. Tal y como se explicó anteriormente, el nivel cero de la Figura 4 es mas generalmente el punto medio del rango posible de V. La Figura 5, ilustra un decodificador DHDT general 500 de acuerdo con la presente invención. La señal compuesta (CN) proporcionada, por ejemplo, por los codificadores de las Figuras de la 1 a la 3, puede ser recibida (por ejemplo, como Cn') en el decodificador 500 por medio de la señal de transmisión, a partir de un medio de almacenamiento, por medio de una red de computación o similar. Para decodificar los datos auxiliares y los bits de revisión, primero son extractados los LPSBs de las muestras, en una función AND 240 ocultando correctamente a cada una de las muestras sucesivas de la señal compuesta. A continuación los LPSBs son multiplicados con la secuencia PN PNi proporcionado del generador de frecuencia 125, el cual corresponde a un generador de secuencia PN utilizado por los codificadores de las Figuras del 1 a la 3. El valor de correlación entonces es calculado en un acumulador 530 para producir el valor de V, el cual es proporcionado a un aparato de decisión 540, para determinar el bit de datos auxiliares. Los datos auxiliares o el bit de revisión se determina que son 1 si V'= 0, o si -1 si V'<0, en donde cero es el valor de decisión del umbral en este ejemplo, nuevamente, el valor del punto medio de V diferente a cero puede ser usado. Los datos auxiliares o bits de revisión de codificados pueden ser almacenados en una memoria intermedia 550, la cual puede ser una memoria intermedia CRC cuando son usados los bits de revisión CRC, y procesados por una función de revisión CRC 560, que se discutirá adicionalmente en relación con la Figura 1 1 . Cada uno de los bits es procesado sucesivamente por los componentes que son anteriores a la memoria intermedia 550, luego almacenados en la memoria intermedia para obtener una estructura de bits tal como la estructura 600 de la Figura 6. El proceso de decodlficación es repetido hasta que existen bits de datos auxiliares suficientes para formar el vector (por ejemplo, estructura) de datos auxiliares y bits de revisión recuperados, D'. El decodificador debe de estar sincronizado con el codificador para recuperar D' correctamente. Específicamente, las secuencias de difusión del codificador y el decodificador deben estar alineadas en el tiempo. El decodificador revisa para ver si está alineado en el tiempo con los datos auxiliares codificados por la prueba de hipótesis. Para mantener la sincronización, tal y como se explicó, una clave CRC se adjunta a los datos auxiliares. Observar que mientras las claves CRC son explicadas en el presente ejemplo, se puede utilizar cualquier esquema de patrón de sincronización o bit de revisión . El decodifícador es sincronizado correctamente, cuando el block de datos recibido más los bits CRC recibidos coinciden con los valores CRC computados. Si la sincronización del decodificador y el codificador está apagada para una o más muestras, los datos decodificados serán aleatorios, y los valores CRC recibidos y computados no coincidirán. De una manera ventajosa, el decodificador no necesita saber cuales muestras son modificadas cuando se utiliza el PN difuso. Esta es una característica de seguridad, ya que la secuencia PN difusa utilizada en el codificador puede ser descartada. Cuando una muestra que tiene datos no incrustados es decodificada haciéndola demodular una secuencia PN en un decodificador, los datos de bit de revisión que la acompañan indicarán que los datos incrustados no están presentes. El decodifícador, tampoco necesita saber en ninguna modalidad, cuales LPSBs son modificados cuando usa los esquemas PN dispersos o PN no dispersos. La Figura 6, ilustra la estructura del marco de datos auxiliares D antes de ser agregados a la señal primaria de acuerdo con la presente invención. En un codificador, los bits de revisión CR 620, son anexados a los bits de datos auxiliares 610 para formar la estructura de datos D, para propósitos de sincronización en el decodificador. Las indicaciones Di se refieren, al bit ith de D. La característica de autosincronización del HDT digital, es realizada revisando el CRC de los datos recuperados con el CRC incrustado. Se supone que el decodificador conoce la longitud de la estructura D. Si el CRC calculado no coincide con el CRC que fue incrustado dentro de los datos, entonces es probada una nueva hipótesis tal y como se explicará a continuación. La Figura 7, ilustra un módulo de autoslncronización 700 de acuerdo con la presente invención. El diagrama de bloque de la Figura 7, ilustra la elaboración de pruebas de la hipótesis para determinar si el decodifícador está sincronizado con el codificador. Primero, los bits CRC de la parte de la información auxiliar recibida de D' se computarizan en una función CRC 710. Posteriormente, los bits CRC computarizados son revisados con los bits CRC adjuntos de Dn' en un bloque de decisión 730, para determinar si los dos valores son los mismo. Si así es, el decodificador es sincronizado adecuadamente con el codificador, tal como se muestra en el bloque 750, y es válida la información auxiliar 610. Por consiguiente, tal como se menciona adicionalmente en relación con la Figura 9, se ajusta una señal de sincronización. Por otra parte, tal como se muestra en el bloque 740, el decodificador no está sincronizado y la información auxiliar 610 no es válida. Por lo tanto, se ajusta la señal de sincronización, y la elaboración de pruebas de la hipótesis debe continuar. Un método alternativo para validar el bloque de información, es computarizar el CRC del bloque completo de la información auxiliar y los bits de revisión CRC, y verificar que se obtenga un resultado de cero. Un resultado de cero indica que el decodificador está sincronizado. La Figura 8 ilustra una búsqueda de hipótesis en un decodificador de acuerdo con la presente invención. La búsqueda de hipótesis puede considerarse como una ventana de análisis de deslizamiento 810, sobre el LPSBs regulado 850, los cuales son recuperados de un número de muestras de la señal de compuesto recibida. Cada bit está representado como almacenado en una celda, por ejemplo, 820, 822, ... en un regulador 800. Cada compensación de la ventana de análisis 810, es un posible candidato para la elaboración de pruebas de la hipótesis. Aquí, la ventana se extiende sobre bits N, lo cual es el número de chips en la secuencia PN para producir una información auxiliar o un bit de revisión. Para cada posición de la ventana de análisis de deslizamiento 810, los bits CRC computarizados son comparados con los bits CRC adjuntos para determinar si existe una coincidencia. La ventana 810 puede cambiarse por un bit, por ejemplo, a la derecha, para cada comparación hasta que se encuentre una coincidencia. La Figura 9, ilustra la búsqueda/elaboración de pruebas de la hipótesis con detalle en el decodifícador de acuerdo con la presente invención. El decodificador de auto-sincronización 900 realiza la elaboración de pruebas de la hipótesis en compensaciones posibles sucesivas hasta que se encuentre una coincidencia. Si una prueba de la hipótesis falla (por ejemplo, no coinciden los bits CRC computarizados con los recibidos)), el decodificador va hacia la siguiente compensación posible. Para revisar una hipótesis determinada, el decodíficador de auto-sincronización 900, regula los bits N de LPSBs procedentes de la ventana de análisis normal en un regulador 910, en donde N es el tamaño de la ventana de análisis 810. La Hipótesis 1 es regulada en el regulador 910 del regulador más grande 800, que contiene los LPSBs. El módulo decodifícador 940, representa el decodificador 500 que se muestra en la Figura 5, desde antes de que el multiplicador 1 15 lo haga e incluye el regulador 550. El módulo decodificador 940, produce la estructura de información auxiliar y de bits de revisión recuperada, D', la cual es proporcionada a un módulo de auto- sincronización 960 para determinar si el decodifícador está sincronizado. Si el decodificador no está sincronizado, y la señal=0 sincronizada, un módulo 990 determinan la siguiente ventana de análisis de información para utilizarse, por ejemplo, deslizando hacia abajo la ventana por un bit. Se prueba una nueva hipótesis, tal como se muestra en el módulo 995, deslizando la ventana de análisis por un bit. Por ejemplo, si el decodificador de auto-sincronización 900 no se sincroniza con la Hipótesis 1 , entonces se revisará la siguiente Hipótesis 2. Si el decodificador está sincronizado, la señal=1 sincronizada, y el decodificador saltan hacia delante una ventana de análisis (bits-N), para, tal como se muestra en la función 998, decodificar la información auxiliar en el mismo. La Figura 10, ilustra un codificador DHDT con codificación de acuerdo con la presente invención. Se muestra una implementación de ejemplo específica, la cual es útil, por ejemplo, para las claves de codificación incrustadas en una señal primaria, tal como una señal de audio. Se debe apreciar que la presente ¡nvención puede estar adaptada a una variedad de sistemas de señalización incrustados (incluyendo video y otras) y no está restringida a aplicaciones en audio. Un codificador 1000, utiliza dos secuencias pseudo-aleatorias, como secuencias moduladas. Se moduló una secuencia PNi de un generador de secuencia 125, con una longitud de ejemplo de 200 chips, a través de los LPSBs de muestras de 16 bits. Una secuencia PN2 de un generador de secuencia 1010, es una secuencia pseudoaleatoria que codifica la información auxiliar Di en un modulador/codificador 1015. La codificación es una capa adicional de seguridad para esta ¡mplementación del sistema DHDT. Con este esquema, un atacante se enfrenta a la difícil tarea de realizar una búsqueda exhaustiva para cubrir la secuencia de modulación, en donde el número de búsquedas requeridas es el producto del número de posibles valores de PNi , y el número de posibles valores de PN2. Por ejemplo, para una longitud PN-i de 200 chips, y una longitud PN2 de 50 chips, el número de búsquedas requerido es de 2200x250 (=1075). La Figura 10 muestra un decodificador DHDT operando en muestras de audio de 16 bits. Un diseño hipotético podría especificar que sean codificados 25 bits de información auxiliar en 10,000 muestras de audio de 16 bits. Suponiendo que la proporción de bits de información auxiliar a los bits de revisión es de 1 : 1 , aunque esto es únicamente un ejemplo, existen 25 bits de revisión, para un total de 50 bits de información auxiliar y de revisión. Tal como se muestra en el bloque 1030, las 10,000 muestras de audio de 16 bits, pueden ser formadas en 50 estructuras, cada una con 200 LPSBs. Ya que este ejemplo emplea CTC, únicamente necesita ser unificado el número mínimo de LPSBs para producir la correlación correcta. Este ejemplo, únicamente utiliza el bit menos significativo (posición de bit 0, o L=1 ) de cada muestra, para encubrir la información auxiliar. Los LPSBs son correlacionados con la secuencia PNi multiplicando los LPSBs y la secuencia PNi en un multiplicador 1 15, y el resultado es acumulado en un acumulador 330. El valor de correlación-transversal, V, posteriormente se compara contra el bit de información auxiliar o de revisión en una función de control/decisión 340. El bit de información auxiliar o revisión es asignado al valor binario 1 si éste es un 1 , ó -1 si éste es un 0. Si el valor correlacionado, V, tiene el mismo signo que el bit de información auxiliar o de revisión, entonces los LPSBs en su estado actual, producirán la correlación deseada, y el control 340, manda al selector 395 a pasar a través de los LPSBs no cambiados, esto es, el LPSB no necesita ser modificado para llevar el bit de información auxiliar o de revisión, ya que el decodificador decodificará correctamente el bit de información auxiliar o de revisión transmitido. Sin embargo, si ocurre V para ser de signo opuesto como el bit de información auxiliar o de revisión, el control 340 manda una función 360 para manipular un cierto número de bits en las muestras para producir la correlación deseada. Es útil para el decodificador, activar únicamente LPSB que ayudarán a producir la correlación deseada. Estos LPSBs son llamados LPSBs "provechosos", mencionados anteriormente. Se puede mostrar, que activando un LPSB "provechoso", el valor de correlación V se moverá hacia la correlación deseada por 2. Por lo tanto, para obtener un valor de correlación de 0, el codificador necesita activar bits | v | / 2. Sin embargo, un valor de correlación de 0 no corresponde a ningún bit auxiliar transmitido, ya que el detector del valor de umbral está en un valor de correlación de 0. Por lo tanto, es deseable activar bits | V | / 2 + 1 en función 360, cuando V no tiene el mismo signo que el bit de información auxiliar o revisión como se determinó en el control 340. Cuando se pueden activar más de un bit para lograr la correlación deseada, es posible activar cada uno de estos bits. O, se puede utilizar un proceso aleatorio (por ejemplo, secuencia PN dispersa) u otro proceso de selección, para seleccionar entre los bits potenciales para activación. En la Figura 10, ocurre el procesamiento para cada bit de información auxiliar y de revisión CRC. En el ejemplo del codificador DHDT anterior, la información auxiliar fue incrustada en un tamaño de ventana de 10,000 muestras. El decodificador correspondiente necesita de modular 10,000 muestras para obtener los 50 bits (25 bits de información auxiliar + 25 bits de revisión CRC). Una vez que se obtienen estos 50 bits, el decodifícador puede revisar para ver si está sincronizado con el codificador. El decodificador puede requerir hasta 2x10,00-1 muestras de LPSBs para sincronizar, ya que se garantiza que un tamaño de ventana de 10,000 muestras se encontrará dentro de las 2x10,000-1 muestras. Por lo tanto, es necesario regular 2x10,000=20,000 muestras para el escenario del peor caso. La Figura 1 1 ¡lustra un decodificador DHDT de auto-sincronización, de acuerdo con la presente invención . Por ejemplo, el decodificador puede ser utilizado con el codificador de la Figura 10. Cada bit es procesado en forma sucesiva a través de los componentes que son previos al regulador 550. El decodificador de auto-sincronización 1 100 realiza los siguientes pasos de sincronización: 1. Se regulan 2x10,000 muestras de LPSBs; 2. Se decorrelacionan (mediante multiplicación y acumulación) 200 muestras a la vez, se detectó el valor de umbral para producir un bit en un bloque de decisión 540, y se cambia el bit en el regulador 550; 3. Se repite el paso 2 cincuenta veces para llenar el regulador CRC; 4. Se decodifica con la secuencia PN2 del generador 1010 en el decodificador 1 160, y se revisa el resultado CRC para cada una de las 50 versiones cambiadas de la información auxiliar y de revisión de 50 bits para una coincidencia CRC en la función de revisión CRC 560; 5. Si no se encuentra coincidencia, se cambia un bit en el regulador LPSB 1030 y se va al paso 2; 6. Repetir el paso 5 hasta que se encuentre una coincidencia; y 7. Registrar la sincronización de referencia de modo que ya no se requiera la elaboración de pruebas de la hipótesis. La sincronización de referencia indica una distancia de cambio de bit relativa al arranque del grupo de LPSBs que son decorrelacionados a la vez. Por ejemplo, con un grupo de 200 LPSBs decorrelacíonados a la vez, la sincronización de referencia puede ser un valor entre 0 y 199. 8. Después de que se ha determinado una sincronización de referencia para un primer grupo de LPSBs, se pueden proporcionar componentes apropiados, por ejemplo, en la función de revisión 560, para almacenar y recuperar la sincronización de referencia para el siguiente grupo sucesivo de LPSBs cuando se realizan los pasos del 4 al 7 anteriores, para acelerar el proceso de sincronización. El decodificador 1 100 realiza los pasos anteriores. La Figura 12 ilustra un codificador DHDT para los datos comprendidos de acuerdo con la presente ¡nvención. El codificador 1200 incluye una función de desempacado y demultiplexlón 1210, para obtener parámetros de compresión, muestras de frecuencia empacadas, e información de asignación de bit procedente de una corriente de bit comprimida. Las muestras de frecuencia empacada, son proporcionadas a una función de desempaque 1220, donde son desempacadas en muestras de frecuencia con una profundidad de bit fija. Las muestras de frecuencia con una profundidad de bit fija, se proporcionan a un codificador DHDT tal como se describió anteriormente, tal como el codificador 300 de la Figura 3. Los codificadores 100 y 200 de las Figuras 1 y 2, respectivamente, también pueden ser utilizados. La información codificada que comprende muestras de frecuencia no empacada, se proporciona desde el codificador DHDT 300 hasta una función de empaque 1230 para el empacado. Las muestras de frecuencia empacadas son multiplexadas y reempacadas en una función 1240, para proporcionar una corriente de bit comprimida codificada por DHDT con la información auxiliar incrustada en la misma. Generalmente, los mismos principios que DHDT aplica para las muestras Moduladas Codificadas de Pulsación (PCM), pueden ser aplicados a los esquemas de campo comprimido. En el campo comprimido, la señal de información primaría normalmente es representada por sus muestras de campo de frecuencia, en la forma de coeficientes de transformación (tales como coeficientes de transformación espacial) o coeficientes de sub-banda. Los LPSBs de estas muestras de frecuencia pueden ser manipuladas de acuerdo con el caso para las muestras de tiempo PCM . Suponiendo que el sistema de compresión haya realizado una asignación de bit óptima para cuantifícar las muestras de frecuencia, cada LSB podría contener una cantidad casi igual de información perceptualmente significativa. Por lo tanto, la distorsión introducida mediante el proceso DHDT, naturalmente sigue el efecto de encubrimiento perceptual.

La mayoría de los sistemas de compresión prevalecientes, para audio, o video o imágenes, tienden a utilizar técnicas de campo de frecuencia para reducir la información perceptualmente redundante procedente de la señal que está siendo comprimida. Por lo tanto, la mayoría de las corrientes de bit comprimidas pueden ser esparcidas y decodificadas en un grupo de parámetros que incluyen un grupo de muestras de frecuencia o coeficientes de transformación. Los ejemplos son muestras de sub-banda en codificación de audio MPEG, coeficientes de transformación TDAC en codificación de audio AC-3 o AAC, y coeficientes DCT en codificación de imagen y video JPEG y MPEG. Estas representaciones pueden ser generalizadas como "muestras de frecuencia". Otros tipos de compresión que puede ser acomodada con la presente invención, incluyen compresión/expansión (por ejemplo, ley-mu, ley-A), representación del punto de flotación, PCM diferencial, casos de codificación predecibles, y cuantificación de vector. En un esquema de compresión generalizado, un grupo de muestras de señal no comprimidas se representan mediante un grupo de muestras de frecuencia, las cuales son cuantificadas de acuerdo con los criterios perceptuales para almacenamiento y transmisión eficiente. La proporción entre el número de muestras de frecuencia requeridas para representar el número de muestras de señal, están usualmente fijas, por ejemplo, en una. Sin embargo, el número de muestras de frecuencia realmente seleccionado para la transmisión, puede ser menor, ya que algunas de las muestras de frecuencia perceptualmente no importantes, a menudo no son transmitidas. Esto puede ser fácilmente determinado extrayendo la información y asignación de bit contenida en la corriente de bit comprimida. Las muestras de frecuencia que no son transmitidas, normalmente tienen cero bits asignados, o de otra manera están indicados como ceros (por ejemplo, una longitud de carrera está indicada por una serie de ceros). En esencia, a partir de la corriente de bit comprimida, se puede extraer una representación binaria de las muestras de frecuencia, con un aumento de información que indica el número de bits asignados, rango dinámico de la muestra de frecuencia, o el factor de escala necesario para restaurar la muestra de frecuencia a su valor completo. Una vez que la representación binaría de las muestras de secuencia son extractadas, entonces el proceso de incrustación de la señal de Transporte de Información Encubierta Digital no es diferente al proceso que aplica para las muestras de señal de campo no comprimidas, por ejemplo, representación PCM de campo de tiempo. Una diferencia práctica, es que para algunas muestras de frecuencias, no existen suficientes bits asignados para permitir los bits LPSB. Sí, por ejemplo, se asignaron cero bits para una muestra de frecuencia, no existe bit LPSB que pueda ser activado y muestra de frecuencia que pueda ser saltada. En un esquema de compresión bien diseñado, todos los bits menos significativos en las muestras de frecuencia son casi igualmente importantes, en el sentido perceptual. Además, puede no ser necesaria la forma espectral extra ya que la asignación y cuantificación de bit proporcionada por la compresión, debe tener incorporada la forma espectral perceptual. Sin embargo, en general todas las técnicas aplicables al DHDT de campo no comprimido deben ser aplicables al DHDT de campo comprimido. Después de la incrustación de DHDT, las muestras de frecuencia modificadas deben ser empacadas nuevamente para conformar con el formato de corriente de bit original. En la mayoría de los casos, esto no debe requerir una re-cuantificación, únicamente un re-empaquetado. Este proceso será específico para la técnica de compresión utilizada. Algunos esquemas de compresión pueden requerir decodificacíón de longitud variable, tal como código Huffman, y se deben tomar medidas específicas si el tamaño de la corriente de bit comprimida debe permanecer sin cambio. La mayoría de los esquemas de compresión producen inherentemente una corriente de bit de longitud variable, y el formato de corriente de transporte subsecuente normalmente se acomoda al tamaño de la corriente de bit. Un beneficio implicado con la aplicación de DHDT en la corriente de bit comprimida, puede ser una auto-sincronización ligeramente más fácil en el decodifícador. Esto es real ya que la estructura de la armadura o la estructura del paquete presente en el formato de corriente de bit comprimida, puede hacer que sea más fácil para el decodifícador, determinar el límite de la estructura utilizado en la codificación del DHDT.

Son posibles varias alternativas y mejoras para la presente invención. En una primera variación, se proporcionan múltiples capas de DHDT digital, por ejemplo, información auxiliar. Una mejora deseable de HDT digital, es la adición de capas que utilicen secuencias PN diferentes para que se pueda encubrir información auxiliar diferente o independiente en la señal de información primaria para decodificadores diferentes, o para el mismo decodifícador con secuencias PN de decodificacíón diferente. CTC puede ser utilizado para la incrustación de múltiples capas de información digital auxiliar sobre una señal central de información primaria. Sin embargo, si las capas son codificadas en forma de serie, es posible que la codificación de la segunda capa después de la primera capa, pueda comprometer la integridad de (por ejemplo, causar errores en) la primera capa, ya que cuando se codifica la primera capa, únicamente se introduce la mínima cantidad de energía para incrustar el bit de información auxiliar. Cualquier perturbación ligera, por ejemplo, agregar otra capa en la parte superior de la primera capa, puede comprometer la integridad de la primera capa. Por lo tanto, cuando se codifican capas múltiples, es deseable optimizar las capas en conjunto, por ejemplo, al mismo tiempo. Se presenta un método para unir CTC para el caso de codificación de dos capas de información auxiliar (capa A y capa B) en una señal común de información primaria. Las capas A y B tienen diferentes secuencias PN, designadas PNIA y PN1 B, respectivamente. Aplicando CTC a múltiples capas, es similar al caso de una sola capa. Para optimizar la unión de las capas, se ejecutan los siguientes pasos para cada bit de información auxiliar (D,): 1 ) Utilizar dos bits de información auxiliar independiente para modular PN?A y PN-| B para formar PN?A' y PN? B\ respectivamente. 2) Correlacionar los LPSBs con PN1 A' y PN1 B' para formar los valores CTC de escala para la Capa A y la Capa B, CTCA y CTCB, respectivamente. Nuevamente, los valores CTC están dentro del rango de -N hasta N, en donde N es la longitud PN. 3) CTCA y CTCB son evaluados para determinar los siguientes pasos. Existen cuatro posibles casos: • Caso 1 : CTCA > 0 y CTCB > 0. Los LPSBs de la señal primaria tienen la correlación deseada tanto con PN I A' como con PN? B' — no se necesita procesamiento adicional para dicha estructura. Saltarse al Paso 6. • Caso 2: CTCA > 0 y CTCB <= 0. PN1 A' tiene la correlación deseada con los LPSBs de la señal primaría, pero PN? B' no. Ajustar F (número de bits para complemento) = | CTCB | / 2 + 1.

Proceder al Paso 4. • Caso 3: CTCA <= 0 y CTCB > 0. De manera similar al Caso 2, PN?B' tiene la correlación deseada con los LPSBs de la señal primaria, pero PN-?A' no. Ajustar F = | CTCA I / 2+1 . Proceder al Paso 4.

• Caso 4: CTCA <= 0 y CTCB <= 0. Ni PN?A' ni PN1 B' tienen la correlación deseada con los LPSBs de la señal primaria.

Ajustar F = (Max( | CTCA I , I CTCB | )) / 2+ 1 . Proceder al Paso 4. 4) Ajustar PNSimilar = PN1 A' ? PN? B'. Este ancho de bit exclusivo de la operación OR, producirá una secuencia (PNSimilar) que tiene 1 's en donde los bits en las secuencias PN?A' y PN -I B' son diferentes y 0's en donde los bits son similares. 5) En este punto en el procesamiento, uno o más de los valores CTC son negativos, esto es, una de las capas es correlacionada en forma negativa con los LPSBs de la señal primaria (de aquí en adelante referida simplemente como LPSBs'). Ahora la meta es modificar ubicaciones adecuadas en los LPSBs, con el objeto de producir el valor CTC deseado tanto para la Capa A como para la Capa B. Una metodología adecuada es modificar los LPSBs, de modo que CTCA y CTCB estén incrementadas en forma unida. Los elementos en PNSimilar que son 0, proporcionan posiciones adecuadas en donde LPSBs puede ser modificado para incrementar en forma unida CTCA y CTCB. Se debe volver a mencionar que los elementos de PNSimilar que son 0, corresponden a los elementos en PNI A' y PN-?B' que son similares. Designar las ubicaciones en donde el PNSimilar es 0 como un índice Adecuado. Por ejemplo, si PNSimilar e {10, 0-? , 02, 03, 1 , 05, ..., 1 N-3, 0N-2, 0N-I }, entonces el Índice Adecuado e {1 , 2, 3, 5 N-2, N-1 }. Posteriormente, se deben examinar los elementos candidatos en LPSBs que pueden incrementar en forma unida CTCA y CTCB. Las posiciones de estos elementos están definidas por el índice Adecuado. En el ejemplo anterior, elegir por ejemplo, en forma aleatoria, del índice Adecuado un candidato, por ejemplo, PNSimilar [3], correlacionar el LPSB [3] con el PN1A' [3] (o equivalentemente PN? B' [3]). Si la correlación es positiva, entonces no se puede hacer nada con este elemento LPSBs que incrementa en forma unida CTCA y CTCB; proceder a la siguiente locación adecuada para la optimización de la unión. Sin embargo, si la correlación es negativa, entonces se debe modificar el elemento de LPSBs, de modo que resultará una correlación positiva. En el caso en donde PN es binario, la activación del bit LPSBs daría como resultado la correlación deseada. Cada momento en que un elemento de LPSBs es modificado de tal forma, son incrementados CTCA y CTCB, y por lo tanto contribuye con la correlación deseada. Este proceso (de modificar los LPSBs) se repite F veces, para asegurar que los LPSBs tienen la correlación deseada con PN?A' PN-|B', o de manera equivalente para asegurar que CTCA y CTCB ambos son positivos. 6) Realizado. La correlación deseada ha sido lograda para la Capa A y la Capa B. El esquema anterior puede ser extendido a casos de más de dos capas, o casos en donde las secuencias PN son diferentes a las binarias.

En una segunda variación, se proporciona un decodifícador interactivo en el codificador. Un método aún más primitivo que CTC y los métodos PN de Dispersión para modificar bits, es tratar de manera interactiva modificar los bits con el objeto de decodificar adecuadamente. El codificador modifica interactivamente los bits menores hasta que los decodifica adecuadamente. Este método interactivo, selecciona al azar bits para modificación. En una tercera variación, se proporciona HDT Digital formado de manera espectral. En la práctica, algunos LPSBs necesitan ser manipulados para garantizar la adecuada correlación con el símbolo deseado para transmisión. Como un resultado del pequeño número de bits necesarios para manipulación, existe una rica población (por ejemplo, grande) de combinaciones de bits que se pueden utilizar para garantizar la correlación adecuada con el bit auxiliar deseado. Para disminuir la distorsión introducida por DHDT, la población de combinaciones puede ser analizada para ver cuál combinación maximiza la claridad de la señal primaria. Para implementar esto, para una señal de información primaria que comprende datos de audio, por ejemplo, cada combinación es analizada para ver si produce una forma espectral similar a la forma espectral de la señal primaria. Para medir esta similitud, se puede utilizar el error de escuadra promedio en el campo de frecuencia. La coincidencia más cercana posteriormente es seleccionada para transmisión. También son posibles otros métodos de análisis menos exhaustivos.

En una cuarta variación, se proporciona señalización de estructura fija. Si se logra la sincronización de estructura entre el codificador y el decodificador a través de algunos otros medios, entonces el codificador y decodifícador pueden designar un bit fuera de cada estructura de muestras de la señal de información primaría como un "bit de información". La posición del bit de información puede variar de una estructura a otra. La sincronización de la posición del bit entre el codificador y decodificador, puede ser controlada mediante un número pseudo-aleatorio, por ejemplo, el cual es generado a través de un registrador de cambio de retroalimentacíón lineal sembrado con un polinominal primitivo. En una quinta variación, se proporciona la selección LPSB dinámica. En general, el LSB en una muestra de un valor grande (señales de audio o video u otras, en una representación de campo, ya sea comprimida o no comprimida), es menos importante de manera perceptual que el mismo LSB en una muestra de valor pequeño. Por lo tanto, la selección LPSB puede ser realizada en forma dinámica determinando el rango dinámico del valor de la muestra, tal como el valor o número absoluto de bits necesarios. Por ejemplo, se puede proporcionar un detector de rango para determinar si LPSB debe ser 0 bits (sin LSBs), 1 bit (un LSB), 2 bits (dos LBSs) o más, para cada muestra. El decodificador tendrá la capacidad de determinar. esto, tan bien sin información lateral alguna debido a que rango dinámico de la muestra no es alterado después de la codificación DHDT. Por supuesto, se debe aplicar un límite adecuado para que estén disponibles un número adecuado de LPSBs para codificar información DHDT aún a través de secciones de amplitud baja de la señal. En una sexta variación, se proporciona la selección LPSB con base perceptual. Después de que los LPSB son determinados mediante un método fijo o un método dinámico, como el anterior, es posible una adaptación adicional seleccionando de manera inteligente cuál de los LPSBs elegidos serán modificados con el objeto de codificar información DHDT con menos cantidad de distorsión perceptual. Un método es hacer que los LPSBs que pertenecen a valores de muestra grandes, sean elegidos en forma más frecuente para modificación. Para el ejemplo que se encuentra a continuación, se debe asumir que no existe un bit de LPSB por muestra, por ejemplo, el bit menos significativo, por lo tanto la modificación es la misma que la activación del bit LPSB, por ejemplo, desde 0 hasta 1 , o desde 1 hasta 0. Si, para una muestra s(k), la frecuencia PN dispersa 0 < SPN(k) < 1 indica la resistencia de selección o la probabilidad de activación de su LPSB (por ejemplo, 0 significa que no hay activación, 1 significa una alta probabilidad de activación), entonces la probabilidad de activación puede ser modificada adicionalmente a través del rango dinámico de la muestra DR(k). DR(k) puede ser una función del valor absoluto de la muestra s(k), como un resultado de la detección de rango. Posteriormente, la secuencia PN dispersa modificada MSPN(k), puede ser una función de SPN(k) y DR(k). Por ejemplo, MSPN(k) = SPN(k) * DR(k). Una alternativa es MSPN(k) = alfa*SPN(k) + beta*DR(k), en donde alfa y beta son parámetros para el pesado de los dos valores. Por supuesto, un alto valor de MSPN(k) no siempre activaría LPSB(k), ya que la activación real depende de la medida CTC y del valor LPSB(k) por sí mismo. En una séptima variación, se proporciona una forma espectral aproximada. En la ausencia de procesamiento de adaptación adicional, la señal incrustada agregada a la señal central a través de la modificación LPSB, tiene un espectro blanco. Al conocer que dicho ruido de adición que está formado similar al espectro de señal central es menos perceptible que un ruido blanco adicional, entonces se pueden tomar pasos adicionales para formar aproximadamente la señal incrustada. Un método, es tener la parte de adquisición de la señal incrustada de la información de fase de la señal central. Esto se puede lograr de manera aproximada, incrementando la probabilidad de que la modificación LPSB se agregue cuando el valor de muestra es positivo, y se reste cuando el valor de muestra es negativo. Por ejemplo, suponiendo que la muestra s(k) está en un formato binario de complemento de dos. Si s(k) > 0 y LPSB(k) = 0, se debe activar el LPSB(k) a 1 , por ejemplo, agregar 1 a s(k). Para ilustrar, si s(k) = 01002 (4-?0), en donde los suscriptores denotan números binarios y decimales, respectivamente, cambiarlos a 0101 (5?o)- Si s(k) < O y LPSB(k) = 1 , se debe activar el LPSB(k) a O, por ejemplo, restar 1 de s(k). Para ilustrar, si s(k) = 1 1012 (-3?0), cambiarlo a 1 1002 (-4?o). En todos los otros casos, saltarse LPSB(k), y moverse al siguiente candidato indicado por el PN disperso o la secuencia PN dispersa modificada. El ejemplo anterior realiza una decisión difícil basada en el signo de s(k), pero si es necesario, se puede incorporar una decisión probabilística más suave. Se pueden realizar modificaciones apropiadas a las modalidades ilustradas en las figuras, para ¡mplementar las variaciones anteriores. Por ejemplo, para la selección LPSB dinámica, se puede proporcionar un detector de rango que determina el rango de la señal primaria, y proporciona una modificación adecuada del patrón de bit encubierto. Para la selección LPSB con base perceptual, se puede proporcionar una función que determine el valor (por ejemplo, magnitud de cada muestra), y por consiguiente, se puede modificar la probabilidad de activación de bits (por ejemplo, en la Figura 3). Para la formación , espectral aproximada, se puede proporcionar una función que determine si el valor de la muestra original es positivo o negativo, ajustando posteriormente y de manera consiguiente los LPSBs. Los valores de las muestras contiguas (por ejemplo, en una estructura) también pueden ser considerados en el ajuste de los LPSBs de una muestra normal.

Aunque se ha descrito la presente invención con relación a varias modalidades específicas, los expertos en el arte apreciarán que se pueden realizar numerosas adaptaciones y modificaciones a la misma, sin salirse del espíritu o alcance de la presente ¡nvención, tal como se establece en las Reivindicaciones.

Claims

R E I V I N D I C A C I O N E S Habiendo descrito la presente ¡nvención, se considera como novedad y, por lo tanto, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes REIVINDICACIONES:

1 . Un método para incrustar un bit de información auxiliar en una pluralidad de muestras digitales, que comprende los pasos de: (a) modular una secuencia pseudo-aleatoria a través del bit de información auxiliar, para proporcionar una secuencia de información auxiliar modulada en forma pseudo-aleatoria; y (b) incrustar la secuencia de información auxiliar en dicha pluralidad de muestras, modificando por lo menos un bit menor perceptualmente significativo (LPSB) de cada pluralidad de muestras de acuerdo con la secuencia de información auxiliar, para proporcionar una señal compuesta con el bit de información auxiliar incrustado en el mismo, en donde: cada muestra comprende una pluralidad de bits; y se determina un número de dichos LPSBs para modificar en cada una de las muestras, de acuerdo con un nivel de perceptibilidad deseado de la secuencia de información auxiliar en la señal compuesta.

2. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: cada muestra comprende una pluralidad de bits; y se determina el número de dichos LPSBs en las muestras para modificar de acuerdo con la secuencia de información auxiliar, de acuerdo con una proporción de error de bit deseada del bit de información auxiliar.

3. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: en dicho paso de modulación, dicha secuencia de pseudo-rango comprende una pluralidad N de chips que son modulados por medio de dicho bit de información auxiliar; y en dicho paso de incrustación, una parte de chip de la secuencia de información auxiliar modifica un LPSB correspondiente de las muestras.

4. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: en dicho paso de incrustación, la secuencia de información auxiliar está incrustada en muestras seleccionadas en forma dispersa.

5. El método, tal como se describe en la Reivindicación 4, caracterizado además porque comprende el paso adicional de: proporcionar una secuencia pseudo-aleatoria dispersa para determinar dichas muestras seleccionadas en forma dispersa.

6. El método, tal como se describe en la Reivindicación 5, caracterizado además porque: la secuencia pseudo-aleatoria dispersa se proporciona en un nivel de dispersión deseado para proporcionar una potencia de ruido de la secuencia de información auxiliar en la señal compuesta, en un nivel deseado.

7. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: las muestras contienen información de audio; y se determina un número de dichos LPSBs para modificar en cada una de las muestras, de modo que la secuencia de información auxiliar se proporcione en un nivel de audibilidad deseado en la señal compuesta.

8. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: las muestras contienen información de video; y se determina un número de dichos LPSBs para modificar en cada una de las muestras, de modo que la secuencia de información auxiliar se proporcione en un nivel de visibilidad deseado en la señal compuesta.

9. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque comprende los pasos adicionales de: proporcionar por lo menos un bit de revisión de acuerdo con la información auxiliar; modular la secuencia pseudo-aleatoria a través de por lo menos un bit de revisión para proporcionar por lo menos una secuencia de bit de revisión modulada en forma pseudo-aleatoria; y incrustar la secuencia de bit de revisión en una segunda pluralidad de muestras, modificando por lo menos un bit menor perceptualmente significativo (LPSB) de cada una de la segunda pluralidad de muestras con una parte de la secuencia de bit de revisión, para proporcionar dicha señal compuesta con la secuencia de bit de revisión incrustada en la misma; en donde: la secuencia de bit de revisión está adaptada para ser utilizada por un decodificador en sincronización con dicha secuencia pseudo-aleatoria.

10. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: se determina el número de dichos LPSBs en las muestras para modificar de acuerdo con la secuencia de información auxiliar, de acuerdo con un valor de muestras.

11 . El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: se determina el número de dichos LPSBs en las muestras para modificar de acuerdo con la secuencia de información auxiliar, de acuerdo con un rango dinámico de las muestras.

12. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: se determina el número de dichos LPSBs en una corriente de muestras para modificar de acuerdo con la secuencia de información auxiliar, de acuerdo con un valor de por lo menos una muestra contigua de la muestra de corriente.

13. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque comprende los pasos adicionales de: desempacado de una primera corriente de bits comprimida para recuperar las muestras para utilizarse en dicho paso (a); y empacar las muestras con la secuencia de información auxiliar incrustada en la misma, para proporcionar la señal compuesta como una segunda corriente de bits comprimida.

14. El método, tal como se describe en la Reivindicación 1 , caracterizado además porque: se incrustan capas múltiples de información auxiliar en dicha pluralidad de muestras de la señal compuesta.

15. Un método para decodificar un bit de información auxiliar incrustado en una pluralidad de muestras de una señal compuesta digital recibida desde un codificador, modulando dicho bit una secuencia pseudo-aleatoria en el codificador para proporcionar una secuencia de información auxiliar modulada en forma pseudo-aléatoria que modifica por lo menos un bit menor perceptualmente significativo (LPSB) de cada una de la pluralidad de muestras, comprendiendo los pasos de: (a) en un decodificador, multiplicar la secuencia de información auxiliar por una secuencia pseudo-aleatoria correspondiente a la secuencia pseudo-aleatoria utilizada en el codificador para proporcionar valores de multiplicación correspondientes; (b) acumular los valores de multiplicación correspondientes para obtener un valor de correlación; (c) comparar dicho valor de correlación con un valor de decisión de valor de umbral; y (d) asignar un valor al bit de información auxiliar de acuerdo con dicho paso (c); en donde: cada muestra comprende una pluralidad de bits; y se determinó un número de dichos LPSBs que es modificado en cada una de las muestras de acuerdo con un nivel de perceptibilidad deseado de la secuencia de información auxiliar en la señal compuesta.

16. El método, tal como se describe en la Reivindicación 15, caracterizado además porque en dicha señal compuesta, la secuencia de información auxiliar está incrustada en muestras seleccionadas en forma dispersa, comprendiendo el paso adicional de: identificar las muestras seleccionadas en forma dispersa; en donde dicho paso (a) es receptivo a dicho paso de identificación.

17. El método, tal como se describe en la Reivindicación 16, caracterizado además porque: en dicha señal compuesta, la secuencia de información auxiliar está incrustada en dichas muestras seleccionadas en forma dispersa, de acuerdo con una secuencia pseudo-aleatoria dispersa en el codificador; y dicho paso de identificación comprende el paso adicional de generación de una secuencia pseudo-aleatoria de dispersión correspondiente a la utilizada en el codificador para determinar dichas muestras seleccionadas en forma dispersa.

18. El método, tal como se describe en la Reivindicación 17, caracterizado además porque: la secuencia pseudo-aleatoria dispersa no se necesita en el decodificador para decodificar el bit de información auxiliar.

19. El método, tal como se describe en la Reivindicación 15, caracterizado además porque se proporciona por lo menos un bit de revisión de acuerdo con el bit de información auxiliar que está incrustado en una segunda pluralidad de muestras, de la señal compuesta digital, modulando dicho bit de revisión la secuencia pseudo-aleatoria en el codificador para proporcionar una secuencia de bit de revisión modulado en forma pseudo-aleatoria que modifica por lo menos un bit menor perceptualmente significativo (LPSB) de cada una de la segunda pluralidad de muestras, comprendiendo los pasos adicionales de: la secuencia de bit de revisión está adaptada para ser utilizada por un decodifícador en sincronización con dicha frecuencia pseudo-aleatoria. (e) multiplicar la secuencia de bit de revisión por la secuencia pseudo-aleatoria en un decodifícador para proporcionar valores de multiplicación correspondientes; (f) acumular los valores de multiplicación correspondientes de dicho paso (e) para obtener un valor de correlación; (g) comparar dicho valor de correlación de dicho paso (f) con el valor de decisión del valor de umbral; y (h) asignar un valor para el bit de revisión de acuerdo con dicho paso (g); (i) utilizar el valor de dicho paso (h) para sincronizar la secuencia pseudo-aleatoria en el decodifícador con la secuencia pseudo-aleatoria en el codificador.

20. Un método para incrustar un bit de información auxiliar en una pluralidad de muestras de una señal compuesta, que comprende los pasos de: (a.1 ) multiplicar un bit menor perceptualmente significante (LPSB) en cada una de las pluralidades de muestras por una secuencia pseudo-aleatoria para proporcionar una pluralidad correspondiente de valores de multiplicación; (a.2) acumular la pluralidad de valores de multiplicación para obtener un valor de correlación; y (b) comparar dicho valor de correlación con un valor de bit de información auxiliar para determinar una correspondencia entre los mismos; en donde: si dicho paso de comparación (b) indica una correspondencia no deseada, por lo menos uno de los LPSBs es activado para proporcionar la correspondencia deseada, y la pluralidad de muestras con el por lo menos un LPSB activado se utiliza para proporcionar una señal compuesta en donde los LPSBs, incluyendo por lo menos un LPSB activado, identifica el bit de información auxiliar.

21 . El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque dicho paso de comparación indica una correspondencia no deseada, comprendiendo el paso adicional de: seleccionar en forma pseudo-aleatoria el por lo menos un LPSBs para activación.

22. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque dicho paso de comparación indica una correspondencia no deseada, que comprende los pasos adicionales de: activación de por lo menos alguno de los LPSBs en interacciones sucesivas para mejorar la correspondencia entre el valor de correlación y el valor de bit de información auxiliar.

23. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque se proporciona una segunda pluralidad de muestras de la señal compuesta, comprendiendo los pasos de: proporcionar por lo menos un bit de revisión de acuerdo con el bit de información auxiliar; (c.1 ) multiplicar un bit menor perceptualmente significativo (LPSB) en cada una de la segunda pluralidad de muestras por la secuencia pseudo-aleatoria para proporcionar una pluralidad -correspondiente de valores de multiplicación; (c.2) acumular la pluralidad de valores de multiplicación de dicho paso (c.1 ) para obtener un valor de correlación asociado; y (d) comparar dicho valor de correlación asociado con un valor del bit de información de revisión para determinar una correspondencia entre ellos; en donde: si dicho paso de comparación (d) indica una correspondencia deseada, la segunda pluralidad de muestras se pasa a través con los LPSBs asociados sin cambio, para proporcionar una señal compuesta en donde los LPSBs sin cambio identifican el bit de información de revisión; y si dicho paso de comparación (d) indica una correspondencia no deseada, por lo menos uno de los LPSBs es activado para proporcionar la correspondencia deseada, y la segunda pluralidad de muestras con por lo menos un LPSB activado, se utiliza para proporcionar una señal compuesta en donde los LPSBs, incluyendo por lo menos un LPSB activado, identifican el bit de revisión; y el por lo menos un bit de revisión está adaptado para ser utilizado por un decodificador en sincronización con dicha secuencia pseudo-aleatoria.

24. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque: múltiples capas de información auxiliar, se incrustan en dicha pluralidad de muestras de la señal compuesta.

25. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque: el bit de información auxiliar se lleva en muestras seleccionadas en forma dispersa.

26. El método, tal como se describe en la Reivindicación 25, caracterizado además porque comprende el paso adicional de: proporcionar una secuencia pseudo-aleatoría dispersa para determinar dichas muestras seleccionadas en forma dispersa.

27. El método, tal como se describe en la Reivindicación 26, caracterizado además porque: se proporciona la secuencia pseudo-aleatoria dispersa en un nivel de dispersión deseado para proporcionar una potencia de ruido del bit de información auxiliar en la señal compuesta en un nivel deseado.

28. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque dicho paso de comparación (b) indica una correspondencia no deseada, que comprende el paso adicional de: determinar un número de LPSBs para activarse en cada muestra, para proporcionar la correspondencia deseada de acuerdo con dicho valor de correlación.

29. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque dicho paso de comparación (b) indica una correspondencia no deseada, que comprende el paso adicional de: determinar los LPSBs específicos para activarse en cada muestra, para proporcionar la correspondencia deseada de acuerdo con un valor de las muestras.

30. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque dicho paso de comparación (b) indica una correspondencia no deseada, que comprende el paso adicional de: determinar los LPSBs específicos para activarse en una corriente de las muestras, para proporcionar la correspondencia deseada de acuerdo con un valor de por lo menos una muestra contigua de la muestra normal.

31 . El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque dicho paso de comparación (b) indica una correspondencia no deseada, que comprende el paso adicional de: determinar los LPSBs específicos para activarse en cada muestra para proporcionar la correspondencia deseada de acuerdo con un rango dinámico de las muestras.

32. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque: si dicho paso de comparación (b) indica una correspondencia deseada, la pluralidad de muestras se pasa a través con los LPSBs asociados sin cambio, para proporcionar una señal compuesta en donde los LPSBs sin cambio identifican el bit de información auxiliar.

33. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque comprende los pasos adicionales de: desempacar una primera corriente de bits comprimida para recuperar las muestras para utilizarse en dicho paso (a); y empacar las muestras con los LPSBs activados para proporcionar la señal compuesta en la forma de una segunda corriente de bits comprimida.

34. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque: se seleccionan los LPSBs específicos en las muestras para activarse de acuerdo con una forma espectral de las muestras.

35. El método, tal como se describe en la Reivindicación 20, caracterizado además porque: se seleccionan los LPSBs específicos en una normal de las muestras para activarse de acuerdo con una forma espectral de por lo menos una muestra contigua de la corriente normal.

36. Un aparato para incrustar un bit de información auxiliar en una pluralidad de muestras digitales, que comprende: (a) un modulador para modular una secuencia pseudoaleatoria mediante el bit de información auxiliar, para proporcionar una secuencia de información auxiliar modulada en forma pseudoaleatoria; y (b) medios para incrustar la secuencia de información auxiliar en dicha pluralidad de muestras, modificando por lo menos un bit menor perceptualmente significativo (LPSB) de cada una de las pluralidades de muestras de acuerdo con la secuencia de información auxiliar, para proporcionar una señal compuesta con el bit de información auxiliar incrustado en las mismas, en donde: cada muestra comprende una pluralidad de bits; y se determina un número de dichos LPSBs para modificarse en cada una de las muestras, de acuerdo con un nivel de perceptibilidad deseado de la secuencia de información auxiliar en la señal compuesta.

37. Un aparato para decodificar un bit de información auxiliar incrustado en una pluralidad de muestras de una señal compuesta digital recibida de un codificador, modulando dicho bit una secuencia pseudo-aleatoria en el codificador para proporcionar una secuencia de información auxiliar modulada en forma pseudo-aleatoria que modifica por lo menos un bit menor perceptualmente significativo (LPSB) de cada una de la pluralidad de muestras, comprendiendo: (a) medios para generar una secuencia pseudo-aleatoria correspondiente a la secuencia pseudo-aleatoria utilizada en el codificador; (b) un multiplicador para multiplicar la secuencia de información auxiliar por la secuencia pseudo-aleatoria proporcionada por dicho medio de generación (a) para proporcionar valores de multiplicación correspondientes; (c) un acumulador para acumular los valores de multiplicación correspondientes para obtener un valor de correlación; (d) medios para comparar dicho valor de correlación con un valor de decisión de valor de umbral; y (e) medios para asignar un valor al bit de información auxiliar de acuerdo con dicho medio de comparación (d); en donde: cada muestra comprende una pluralidad de bits; y se determinó un número de dichos LPSBs el cual es modificado en cada una de las muestras de acuerdo con un nivel de perceptibilidad deseado de la secuencia de información auxiliar en la señal compuesta.

38. Un aparato para incrustar un bit de información auxiliar en una pluralidad de muestras de una señal compuesta digital, que comprende: " (a.1 ) Un multiplicador para multiplicar un bit menor perceptualmente significativo (LPSB) en cada una de la pluralidad de muestras por una secuencia pseudo-aleatoria, para proporcionar una pluralidad correspondiente de valores de multiplicación; (a.2) un acumulador para acumular la pluralidad de valores de multiplicación para obtener un valor de correlación; y (b) medios para comparar dicho valor de correlación con un valor de bit de información auxiliar para determinar una correspondencia entre ellos; en donde: si dicho medio de comparación (b) indica una correspondencia deseada, la pluralidad de muestras pasa a través con los LPSBs asociados sin cambio para proporcionar una señal compuesta en donde los LPSBs sin cambio identifican el bit de información auxiliar; si dicho medio de comparación (b) índica una correspondencia no deseada, por lo menos uno de los LPSBs es activado para proporcionar la correlación deseada, y una señal compuesta en donde los LPSBs sin cambio identifican el bit de información auxiliar; y la pluralidad de muestras con el por lo menos un LPSB activado, se utiliza para proporcionar una señal compuesta en donde los LPSBs, incluyendo el por lo menos un LPSB activado, identifican el bit de información auxiliar.