MXPA00006649A - Modular y desmodulador en cuadratura - Google Patents

Abstract

Un modulador (210) y un desmodulador (310) en cuadratura el cual proporciona el nivel requerido de desempeño y a la vez reduce el consumo de energía. En el modulador en cuadratura (210), las señales I y Q son proporcionadas por dos partes de mezcladores. Cada mezclador en un par de mezcladores modula una señal I o Q con el sinusoide de FI en fase o en cuadratura respectivo. Las señales I y Q moduladas de cada par de mezcladores son sumadas. Las señales de los sumadores son proporcionadas a un tercer par de mezcladores y moduladas con los sinusoides de Fr en fase y en cuadratura respectivos. Las señales del tercer par de mezcladores se suman y proporcionan como la señal modulada. Utilizando esta topología de modulador en cuadratura (210), el equilibrio de amplitud y error de fase de la señal modulada se vuelven insensibles al desequilibrio de amplitud y/o error de fase de los divisores en cuadratura utilizados para generar los sinusoides de FI y FR. Además, puesto que los dos primeros pares de mezcladores y los dos sumadores subsecuentes son operados a una frecuencia FI, los requerimientos dedesempeño (por ejemplo, ancho de banda y linealidad) de estos componentes pueden ser asegurados y utilizar a la vez menos energía. El concepto inventivo puede ser adoptado, además, para utilizarse en un desmodulador en cuadratura (310).

Description

MODULADOR Y DESMODULADOR EN CUADRATURA ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN I . Campo de la Invención La presente invención se relaciona con comunicaciones. De manera más particular, la presente invención se relaciona con un modulador y desmodulador en cuadratura mejorado.

II. Descripción de la Técnica Relacionada En muchos sistemas de comunicación modernos, se utilizan la transmisión digital debido a la eficiencia mejorada y a la capacidad para detectar y corregir errores de transmisión. Los formatos de transmisión digitales ejemplares incluyen la inversión de fase binaria (BPSK) , inversión de fase cuaternaria (QPSK) , inversión de fase cuaternaria desviada (OQPSK) , inversión de fase m-aria (m-PSK) , y modulación de amplitud en cuadratura (QAM). Los sistemas de comunicación ejemplares que utilizan transmisión digital incluyen los sistemas de comunicación de acceso múltiple por división de código (CDMA) y los sistemas de televisión de alta definición (HDTV) . El uso de las técnicas CDMA en un sistema de comunicación de acceso múltiple se describe en la Patente Estadounidense No. 4,901,307, titulada "SISTEMA DE COMUNICACIÓN DE ACCESO MÚLTIPLE DE ESPECTRO EXTENDIDO QUE UTILIZA REPETIDORAS DE SATÉLITE O TERRESTRES", y la Patente/ Estadounidense No. 5,103,459, titulada "SISTEMA Y MÉTODO PARA GENERAR FORMAS DE ONDA EN UN SISTEMA DE TELEFONÍA CELULAR CDMA", ambas otorgadas al beneficiario de la presente invención e incorporadas aquí como referencia. Un sistema HDTV ejemplar se describe en la Patente Estadounidense No. 5,452,104, la Patente Estadounidense No. 5,107,345, y la Patente Estadounidense No. 5,021,891, las tres tituladas "MÉTODO Y SISTEMA DE COMPRESIÓN DE IM GENES DE TAMAÑO DE BLOQUE ADAPTABLE", y la Patente Estadounidense No. 5,576,767, titulada "SISTEMA DE CODFIICACION Y DECODFIICACION DE VIDEO INTERCUADRO", las cuatro patentes se otorgaron al beneficiario de la presente invención y se incorporan aquí como referencia. En el sistema CDMA, una estación base se comunica con una o más estaciones remotas. La estación base se localiza típicamente en un lugar fijo. De este modo, el consumo de energía es una consideración menos importante en el diseño de estación base. Las estaciones remotas son típicamente unidades de consumidor, las cuales son producidas en altas cantidades. De este modo, el costo y confiabilidad son consideraciones de diseño importantes debido al número de unidades producidas.

Además, en algunas aplicaciones tales como un sistema de comunicación móvil CDMA, el consumo de energía es crítico debido a la naturaleza portátil de la estación remota. Usualmente se hacen intercambios entre el funcionamiento, costo y consumo de energía en el diseño de las estaciones remotas . En la transmisión digital, los datos digitalizados se utilizan para modular un sinusoide portador utilizando uno de los formatos listados anteriormente. Las formas de onda moduladas son procesadas adicionalmente (por ejemplo filtradas, amplificadas y convertidas ascendentemente) y transmitidas al dispositivo de destino. En el dispositivo de destino, la señal de FR transmitida es recibida y desmodulada por un receptor. Un diagrama de bloques de un transmisor ejemplar 100 de la técnica anterior que se utiliza para la modulación en cuadratura de las señales QPSK, OQPSK, y QAM se ilustra en la FIGURA 1A. El transmisor 100 puede ser utilizado en la estación base o en la estación remota. Dentro del modulador en cuadratura 110a del transmisor 100, las señales en fase (I) y cuadratura (Q) son proporcionadas a los mezcladores 112a y 112b, los cuales modulan las señales con los sinusoides de frecuencia intermedia (Fl) en fase y en cuadratura, respectivamente. El divisor en cuadratura 114 recibe el sinusoide Fl (Fl LO) y proporciona los sinusoides Fl en fase y en cuadratura que son aproximadamente iguales en amplitud y 90 grados fuera de fase uno con respecto al otro. Las señales I y Q moduladas de los mezcladores 112a y 112b son proporcionadas al sumador 116 y combinadas. En muchas aplicaciones, la señal del sumador 116 es proporcionada al mezclador 118, el cual convierte ascendentemente la señal a la frecuencia deseada con el sinusoide con frecuencia de radio (FR) (FR LO) . Aunque no se muestra en la FIGURA 1A por simplicidad, puede interponerse la filtración y/o amplificación entre las etapas sucesivas de los sumadores y mezcladores. La señal modulada del mezclador 118 es proporcionada al filtro 130, el cual filtra las imágenes indeseables y las señales espurias. La señal filtrada es proporcionada al amplificador (AMP) 132 el cual amplifica la señal para producir la amplitud de la señal requerida. La señal amplificada es encaminada a través del duplexor 134 y transmitida desde la antena 136 al dispositivo de destino . Un diagrama de bloques de un modulador en cuadratura directo ejemplar 110b se muestra en la FIGURA IB. Con el modulador en cuadratura directo 110b, las señales I y Q son proporcionadas a los mezcladores 152a y 152b, los cuales modulan las señales con los sinusoides FR en fase y en cuadratura, respectivamente. El divisor en cuadratura 154 recibe el sinusoide de FR directo (FR LO directo) y proporciona los sinusoides en fase (I LO) y en cuadratura (Q LO) , los cuales son aproximadamente iguales en amplitud y 90 grados fuera de fase uno con respecto al otro. Las señales I y Q moduladas de los mezcladores 152a y 152b son proporcionadas al sumador 156 y combinadas para proporcionar la señal modulada. El modulador en cuadratura 110a efectúa la modulación utilizando un proceso de dos pasos por lo gue la modulación en cuadratura se efectúa a una frecuencia Fl y se convierte ascendentemente a la frecuencia FR deseada. El modulador en cuadratura 110a ofrece varias ventajas. Primero, el divisor de cuadratura 114 puede ser diseñado y manufacturado de manera más fácil para satisfacer la especificación requerida a la frecuencia Fl más baja. Segunda, el diseño de los dos sinusoides (Fl LO y FR LO) ofrece flexibilidad en plan de la frecuencia y simplificación de la filtración. El modulador en cuadratura directo 110b efectúa las mismas funciones que el modulador en cuadratura 110a. Sin embargo, el modulador en cuadratura directo 110b efectúa la modulación directamente a la frecuencia FR deseada utilizando un proceso de un solo paso, eliminando por lo tanto el paso de conversión ascendente. La simplicidad en el diseño del modulador 110b es compensada por los requerimientos de desempeño del divisor de cuadratura 154. En particular, es mucho más difícil diseñar y manufacturar un divisor en cuadratura 154 que tenga el equilibrio de amplitud requerida y la fase en cuadratura a la frecuencia FR mayor. Un método para generar sinusoides en fase de cuadratura a la frecuencia FR que tiene el desempeño requerido se describe en la Patente Estadounidense No. 5,412,351, titulada "RED DE OSCILADOR LOCAL DE CUADRATURA", incorporada aquí como referencia. Un diagrama de bloques de la red del oscilador local en cuadratura 170 como se describe en la Patente Estadounidense No. 5,412,351 se muestra en la FIGURA 1C. Dentro de la red del oscilador local en cuadratura 170, el sinusoide de Fl es proporcionado al divisor de cuadratura 172 el cual proporciona los sinusoides de Fl en fase en cuadratura. El sinusoide de Fl en fase es proporcionado a los mezcladores 176a y 176d y el sinusoide de Fl en cuadratura es proporcionado a los mezcladores 176b y 176c. De manera similar, los sinusoides FR se proporcionan al divisor de cuadratura 174, el cual proporciona los sinusoides de FR en fase y en cuadratura. Los sinusoides en fase FR se proporcionan a los mezcladores 176b y 176d y los sinusoides FR de cuadratura se proporcionan a los mezcladores 176a y 176c. Los mezcladores 176a y 176b mezclan las dos señales de entrada y proporcionan las señales convertidas ascendentemente al sumador 178a el cual combina las señales para proporcionar el sinusoide directo en fase (I LO) . De manera similar, los mezcladores 176c y 176d mezclan las dos señales de entrada y proporcionan las señales convertidas ascendentemente al sumador 178b, el cual combina las señales para proporcionar el sinusoide directo en cuadratura (Q LO) . Los sinusoides directos en fase y en cuadratura pueden ser proporcionados a los mezcladores 152a y 152b, respectivamente, como se muestra en la FIGURA IB. Idealmente, los sinusoides en fase y en cuadratura de un divisor de fase, son iguales en amplitud y está 90 grados fuera de fase uno con respecto al otro. A la frecuencia FR, esto es difícil de lograr. Para los divisores en cuadratura 172 y 174 ideales (sin desequilibrio en la amplitud y sin error de fase) , los sinusoides en fase (I LO) y en cuadratura (Q LO) son exactamente iguales en amplitud y están 90 grados fuera de fase uno con respecto al otro. Cada sinusoide comprende un solo tono a la diferencia de frecuencias (fFR-fFI) y ningún otro término de mezclado. El I LO y el Q LO pueden expresarse como: I LO (t) =cos (Ofs-oOfi) t Q LO (t ) =sen {?FR-?FI) t di Aunque la red del oscilador local en cuadratura 170 en la FIGURA 1C esta configurado para producir sinusoides a la diferencia de frecuencia (ÍFR-ÍFI) , la red 170 también puede ser reconfigurada para producir sinusoides a la suma de frecuencias (ÍFR+ÍFI) • La red del oscilador local en cuadratura 170 genera sinusoides en fase en cuadratura, los cuales tienen un desempeño mejorado sobre los sinusoides generados por otros divisores de cuadratura de la técnica anterior. En particular, la red del oscilador local en cuadratura 170 reduce substancialmente la sensibilidad de los sinusoides de salida al desequilibrio en la amplitud y/o error de fase en los divisores en cuadratura 172 y 174. El desequilibrio de la amplitud y/o error de fase en los divisores de cuadratura 172 y 174 no afecta substancialmente el equilibrio de la amplitud y la fase en cuadratura de los sinusoides de salida. En su lugar, el desequilibrio de la amplitud y el error de fase de los divisores en cuadratura 172 y 174 se manifiesta en sí como señales espurias las cuales pueden ser filtradas. Por ejemplo, un desequilibrio de amplitud de ? genera una salida de un divisor en cuadratura 172 ó 174 y da como resultado los sinusoides I LO y Q LO, los cuales pueden expresarse como: I_ _LO ( t ) = = ( 1 +r eos (?FR- -?F? ) t+ ( ? eos (?FR+?F? ) t 2 Q. _LO ( t ) = = d + Ar sen (?FR- -?F? ) t+ ( Ar sen ( COFR+COFI ) t (2) Como se utiliza en esta especificación, un desequilibrio de amplitud de ? denota que uno de los sinusoides de salida de un divisor en cuadratura tiene una amplitud de 1 y el ot.ro sinusoide de salida tiene una amplitud de (1+?) . De la ecuación (2), cada salida de la red 170 comprende el sinusoide deseado y una señal espuria. La señal espuria tiene una amplitud de la mitad del error de amplitud (?/2) y se localiza en 2fF? del sinusoide deseado. Esa señal espuria es pequeña en amplitud y puede ser filtrada. De manera más importante, nótese que los 'sinusoides de salida deseado de la red 170 están aún equilibradas en amplitud y en fase en cuadratura entre sí.

Un error de fase de f en una salida del divisor de cuadratura 172 ó 174 da como resultado sinusoides I LO y Q LO los cuales pueden expresarse como: I LO ( t ) = 1 + cos(f) eos (?FR-?F?) t« 2 2 1 + cos(f) CO S ( OFR+COFI ) t« 2 2 1 + sen(^) sen (?FR-?FI) t« Q LO ( t ) = 1 + cos(f) sen (?FR-?F?) t« 2 2 1 + cos(^) sen (?FR+?F?) t» + 2 2 sen(^) eos (?FR+?F?) t* 2 (3) Como .se utiliza en esta especificación, un error de fase f denota la fase del sinusoide en cuadratura es (90°±f) con respecto a la fase al sinusoide en fase. De la ecuación (3), nótese que el error de fase f resulta en cada salida de la red 170 que comprende el sinusoide deseado y las señales espurias que tienen amplitudes de [1/2-cos (f) /2] y [sen(f)/2] y se localizan a 2fF? del sinusoide deseado. Para un error de fase pequeño f, las señales espurias son pequeñas en amplitud. Además, las señales espurias pueden ser filtradas puesto que se localizan a 2fF? del sinusoide deseado. Cada salida de la red 170 también comprende un componente de cuadratura pequeño del sinusoide deseado que tiene una amplitud de sen(f)/2. Este componente de cuadratura causa una ligera rotación en la fase del sinusoide de salida. Sin embargo, puesto que los sinusoides de salida en fase y en cuadratura comprenden componentes en cuadratura gue tienen la misma amplitud [sen(f)/2], la diferencia de fase de 90 grados entre los sinusoides de salida se mantiene. Aunque la red del oscilador local de cuadratura 170 proporciona el desempeño requerido, una desventaja principal es el consumo de energía. Nótese en la FIGURA 1C que los cuatros mezcladores 176 y ambos sumadores 178 operan a una frecuencia FR. Para lograr el desempeño del circuito requerido (por ejemplo, ancho de banda y linealidad) a la frecuencia FR, esos circuitos son desviados por una corriente alta. Para algunas aplicaciones, tales como un sistema de comunicación CDMA, el consumo de energía es un parámetro de diseño crítico. Existe una necesidad en la industria de proporcionar un modulador y desmodulador en cuadratura que proporcione el nivel requerido de desempeño mientras que reduzca al mínimo el consumo de energía.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención es un modulador y desmodulador en cuadratura mejorado, el cual proporciona el nivel reguerido de desempeño y que a la vez, reduce al mínimo el consumo de energía. En el modulador en cuadratura de la presente invención, las señales I y Q son proporcionadas a dos pares de mezcladores. Cada par en un par de mezcladores modula una señal I o Q con el sinusoide de Fl en fase o en cuadratura respectivo. Las señales I y Q moduladas de cada par de mezcladores se suman. Las señales de los sumadores son proporcionadas a un tercer par del mezclador y moduladas con el sinusoide de FR en fase y en cuadratura respectivo. Las señales del tercer par de mezcladores se suman y proporcionan como la señal modulada. Un objeto de la presente invención es proporcionar un modulador en cuadratura con desempeño mejorado. En la presente invención, los sinusoides de Fl en fase y en cuadratura y los sinusoides de FR en fase y en cuadratura son proporcionados por dos divisores en cuadratura. Cada uno de los dos divisores en cuadratura produce sinusoides en fase y en cuadratura, los cuales pueden tener desequilibrio de amplitud y/o error de fase. Utilizando la topología del modulador en cuadratura de la presente invención, el equilibrio de amplitud y fase en cuadratura de la señal modulada se vuelve insensible al desequilibrio de amplitud y/o error de fase de los divisores en cuadratura. Esto da como resultado un desempeño mejorado del modulador en cuadratura y a la vez, relaja los requerimientos de los divisores en cuadratura. Otro objeto de la presente invención es proporcionar un modulador en cuadratura, el cual utiliza la cantidad mínima de energía y a la vez proporciona el nivel requerido de desempeño. En el modulador en cuadratura de la presente invención, los primeros dos pares de mezcladores y los dos sumadores subsecuentes son operados a la frecuencia de Fl . A la frecuencia Fl, los requerimientos de desempeño del circuito (por ejemplo, ancho de banda y linealidad) de esos componentes pueden ser asegurados y a la vez utilizar menor energía. Es otro objeto más de la presente invención proporcionar un modulador en cuadratura donde la frecuencia central de la señal modulada no está a la misma frecuencia que la frecuencia de los sinusoides de Fl o los sinusoides de FR. Esta característica reduce los problemas asociados con la superposición transparente sinusoidal de los sinusoides de Fl o FR sobre la salida de la señal modulada. El concepto inventivo de la presente invención puede ser adoptado, además, para utilizarse como un desmodulador en cuadratura. En esta modalidad, la señal de FR es proporcionada a dos mezcladores los cuales convierten descendentemente la señal de FR con los sinusoides de FR en fase y en cuadratura. La señal de cada mezclador es proporcionada a un par de mezcladores los cuales desmodulan la señal con los sinusoides de Fl en fase y en cuadratura. Las señales desmoduladas del par de mezcladores correspondientes son proporcionadas a un sumador, el cual combina las señales para proporcionar la señal de banda base I o Q desmodulada. El desmodulador en cuadratura proporciona señales desmoduladas, las cuales tienen amplitud equilibrada y en cuadratura entre sí y a la vez reduce al mínimo la sensibilidad al desequilibrio de amplitud y error de fase causados por los divisores en cuadratura utilizados para generar los sinusoides de Fl y FR en fase y en cuadratura. Además, el consumo de energía se reduce al mínimo debido a que cuatro de los mezcladores y dos de los sumadores son operados a frecuencia Fl .

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las características, objetos y ventajas de la presente invención se volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta a continuación, cuando se tome en conjunto con los dibujos, en los cuales caracteres de referencia similares identifican todo lo correspondiente y donde: La FIGURA 1A es un diagrama de bloques de un transmisor ejemplar de la técnica anterior, el cual es utilizado para la modulación en cuadratura de las señales QPSK, OQPSK, y QAM; La FIGURA IB es un diagrama de bloques de un modulador en cuadratura directo ejemplar de la técnica anterior; La FIGURA 1C es un diagrama de bloques de la red del oscilador local en cuadratura de la técnica anterior; La FIGURA 2 es un diagrama -de bloques de un modulador en cuadratura ejemplar de la presente invención, el cual se utiliza para la modulación en cuadratura de las señales QPSQ, OQPSK, QAM, y varios otros formatos de modulación, incluyendo la modulación de frecuencia (MF) ; y La FIGURA 3 es un diagrama de bloques de un modulador en cuadratura ejemplar de la presente invención, el cual se utiliza para la desmodulación en cuadratura de QPSK, OQPSK, QAM, y varios otros formatos de modulación, incluyendo el de MF.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS Refiriéndose a las figuras, se utilizó un diagrama de bloques de un modulador en cuadratura ejemplar 210 de la presente invención para la modulación en cuadratura de QPSK, OQPSK, QAM, y varios otros formatos de modulación, incluyendo el de MF, como se ilustra en la FIGURA 2. El modulador en cuadratura 210 puede ser incorporado en cualquier sistema de transmisión, tal como los sistemas de transmisión CDMA. Dentro del modulador en cuadratura 210, la señal I (I IN) es proporcionada a los mezcladores 212a y 212c y la señal Q (Q IN) es proporcionada a los mezcladores 212b y 212d. En la modalidad ejemplar, la señal Q IN está en cuadratura (desfase de 90 grados) con respecto a la señal I IN. Los mezcladores 212a y 212b también reciben el sinusoide de Fl en fase y los mezcladores 212b y 212c también reciben el sinusoide de Fl en cuadratura. Cada mezclador 212 modula la señal de entrada respectiva con el sinusoide respectivo -para producir una señal I o Q modulada respectiva. Las señales I y Q moduladas de los mezcladores 212a y 212b, respectivamente, son proporcionadas al sumador 214a y combinadas. Las señales I y Q moduladas de los mezcladores son 212c y 212d, respectivamente, son proporcionadas al sumador 214b, el cual sustrae la señal Q modulada de la señal I modulada. La diferencia efectuada por el sumador 214b también puede lograrse sumando las des entradas del sumador 214b e invirtiendo la señal Q al mezclador 212d o invirtiendo el sinusoide en fase al mezclador 212d. Las señales de los sumadores 214a y 214b son proporcionadas a los mezcladores 216a y 216b, respectivamente. Los mezcladores 216a y 216b también reciben los sinusoides de FR en fase y en cuadratura, respectivamente, del divisor de cuadratura 232 y convierten ascendentemente las señales de entrada con los sinusoides respectivos. Las señales convertidas ascendentemente de los mezcladores 216a y 216b son proporcionadas al sumador 218, el cual combina las señales para proporcionar la señal modulada. Aunque no se muestra en la FIGURA 2 por simplicidad, puede proporcionarse filtración y/o amplificación entre etapas sucesivas de los mezcladores y sumadores para proporcionar el acondicionamiento deseado de la señal. El divisor en cuadratura 230 recibe el sinusoide de Fl (Fl LO) y proporciona los sinusoides de Fl en fase y en cuadratura, los cuales son aproximadamente iguales en amplitud y están fuera de fase 90 grados uno con respecto a otro. De manera similar, el divisor en cuadratura 232 recibe el sinusoide de FR (FR LO) y proporciona los sinusoide de FR de fase y en cuadratura, los cuales son aproximadamente iguales en amplitud y están 90 grados fuera de fase uno con respecto al otro. Los divisores en cuadratura 230 y 232 pueden ser implementados en muchas modalidades. Por ejemplo, el divisor en cuadratura puede ser implementado como un elemento grabado sobre un tablero de circuitos utilizando líneas de transmisión acopladas (como se describe en la Patente Estadounidense No. 5,412,351 mencionada anteriormente) , una estructura de ilkinson, u otras técnicas distribuidas que son conocidas en la técnica. El divisor en cuadratura -cambien puede ser implementado utilizando elementos concentrados, tales como un acoplador híbrido el cual se encuentra comercialmente disponible. El divisor en cuadratura también puede ser implementado utilizando un circuito cerrado en fase donde el error de fase y/o desequilibrio de amplitud de los sinusoides en fase y en cuadratura se reducen al mínimo por medio de un circuito de retroalimentación. En la modalidad preferida, los divisores en cuadratura 230 y 232 son implementados utilizando dispositivos activos. Un diseño ejemplar de un divisor en cuadratura que utiliza dispositivos activos se describe en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 08/862,094, titulada "DIVISOR DE FASE ACTIVO", presentada en Mayo 22, 1997, otorgada el beneficiario de la presente invención e incorporada aquí como referencia. De manera similar, los mezcladores 212 y 216 pueden ser implementados en muchas modalidades. El mezclador puede ser implementado como un mezclador de un solo equilibrio o de doble equilibrio utilizando diodos en la forma conocida en la técnica. De manera alternativa, el mezclador puede ser implementado con un multiplicador celular de Gilbert que utiliza dispositivos activos. En general, el mezclador puede ser implementado utilizando cualguier dispositivo no lineal y la filtración apropiada. Por lo tanto, pueden contemplarse varias impregnaciones de los mezcladores 212 y 216 y estar dentro del alcance de la presente invención. Los sumadores 214 y 218 pueden ser implementados con elementos sumadores pasivos (tales como redes resistivas) o circuitos activos (tales como amplificadores de suma). En la modalidad preferida, los sumadores 214 y 218 son incorporados dentro de los mezcladores 212 y 216, respectivamente, mediante un diseño apropiado de los mezcladores 212 y 216. Por ejemplo, los mezcladores 212 y 216 pueden ser implementados con multiplicadores celulares de Gilbert y las salidas de corriente de un par correspondiente de multiplicadores se conectan juntas para proporcionar la salida combinada. La implementación de un par de mezcladores (por ejemplo, 212a y 212b) y un sumador (por ejemplo, 214a) utilizando un par de multiplicadores celulares de Gilbert se describe en la Patente Estadounidense No. 5,412,351 mencionada anteriormente. Para los divisores en cuadratura ideales 230 y 232 que no tienen desequilibrio de amplitud ni error de fase, la salida modulada del modulador en cuadratura 210 puede expresarse como: M(t) = Icos ( ?FIt) eos { ?FRt) tlsen ( ?FIt) sen { ?FRt) + sen { ?F?t) eos { ?FRt) -Qcos ( ?FIt ) sen ( ?FRt) (4) Icos { ?FR-?FI) t-; sen ( oFR~?FIt) .

Nótese que las señales I y Q son moduladas a la diferencia de frecuencias (fFR - fFI) . El modulador en cuadratura 210 también puede ser configurado para producir una señal m dulada a la suma de frecuencias ( fFR + fFI) . Esto puede lograrse proporcionando un sinusoide en fase o en cuadratura respectivo a cada mezclador 212 y 216 y la combinación apropiada de las señales I y Q moduladas {por ejemplo, sonando las señales o haciendo la diferencia} por cada sumador 214 y 218. El desempeño del modulador en cuadratura 210 de la presente invención puede cuantificar el desequilibrio de amplitud y error de fase introducido por los divisores en cuadratura 230 y 232. Para un desequilibrio de amplitud de ? y una salida del divisor de cuadratura 230 o 232, la señal modulada puede expresarse como: M (t) — I eos { coFR-?FI) t+ I — I eos { ?FR-?FIt) + (5; Q\ 1 -+-—J sen ( £y i,-íyFI/> t+ ?í — j sen ( ?FR-?FIt) De la ecuación (5), la señal modulada comprende señales espurias que tienen una amplitud de la mitad del error de amplitud (?/2) y se localiza en 2?FI de la señal deseada. Un error de amplitud de ? en el divisor en cuadratura 230 da como resultado una señal espuria de -Q (?/2) sen (?F?+?F?) t en ei componente en cuadratura de la señal modulada y un error de amplitud de ? en el divisor de cuadratura 232 da como resultado una señal espuria se Q (?/2) sen (?F?+?F?) t . Esta distinción es denotada por el término ~+ en la ecuación (5) . Las señales espurias son pequeñas en amplitud (?/2) y pueden ser filtradas puesto que se localizan en 2fFI de la señal deseada. De manera más importante, los componentes deseados a la diferencia de frecuencias estarán aún desequilibrados en amplitud y en cuadratura entre sí.

Un error de fase de f en una salida del divisor en cuadratura 230 o 232 da como resultado la señal modulada que puede ser expresada como: / Icos(f) M (t) = eos { ?FR-?FI) t< 2 + 2 / Icos(f) eos { ?FR-?FI) t» + 2 + 2 Isen(f) sen ( ?FR-?FI) t< Isen(f) sen { ?FR-?FI) t < + sen { ?FR-?FI) t» Q | gcos() 2 2 - Q - Qc s(f) (6) sen { ?FR-?FI) t»¡ + 2 2 ßsen(^) eos ( ?FR-?FI) t< Qsen(f) eos { ?FR-?FI) t< En la ecuación (6), algunos términos son denotados por la designación ± y un término es denotado por la designación + . El signo superior de esas designaciones denota el signo del término asociado con un error de fase f en el divisor de cuadratura 230 y el signo inferior denota el signo del término asociado con un error de fase f en el divisor de cuadratura 232. De este modo, un error de fase f en cualquier divisor en cuadratura 230 y 232 causa las mismas señales espurias. Sin embargo, el signo de algunas señales espurias es diferente dependiendo de si el error de fase f es del divisor de cuadratura 230 ó 232. Pueden hacerse varias observaciones a partir de la ecuación (6) . Primera, nótese que el error de fase f da como resultado la señal modulada que comprende cuatro componentes espurios que tienen amplitudes de [1/2-cos(f)/2] y [sen(f)/2] y se localiza en 2fF? de la señal deseada. Para el error de fase pequeño f, estas señales espurias son pequeñas en amplitud. Además, esas señales espurias pueden ser filtradas puesto que se localizan a 2fFI de la frecuencia de la señal deseada. La señal modulada también comprende componentes de cuadratura espurios pequeños de las señales deseadas que tienen una amplitud de sen(f)/2. Esos componentes en cuadratura espurios pueden causar una ligera rotación en la fase de los componentes I y Q en la señal modulada. Sin embargo, puesto que esos componentes en cuadratura espurios tienen la misma cantidad de amplitud y están en cuadratura entre sí, el equilibrio de amplitud y fase de cuadratura de los componentes I y Q se mantienen. Una aplicación ejemplar del modulador en cuadratura 210 es para los sistemas de comunicación CDMA, los cuales están diseñados para operar en la banda de servicio de comunicación celular y/o personal (PCS) . En la modalidad ejemplar, el sinusoide de Fl se genera utilizando un circuito cerrado en fase y se fija a una frecuencia nominal de 130 MHz. Puede observarse con facilidad que pueden ser utilizados sinusoides de Fl de otras frecuencias y estar dentro del alcance de la presente invención. En la modalidad ejemplar, el modulador en cuadratura 210 está configurado para producir la señal modulada a la diferencia de frecuencias (fR - fF?) . Sin embargo, el modulador en cuadratura 210 también puede ser reconfigurado para producir la señal modulada a la suma de frecuencia (fFR + fFI) y esto está dentro del alcance de la presente invención. El modulador en cuadratura 210 puede ser diseñado para operar en la banda celular (824 MHz a 849 MHz) o la banda PCS (1850 MHz a 1910 MHz) ., En la modalidad ejemplar, la frecuencia del sinusoide de FR se selecciona de modo que sea la frecuencia de salida deseada F0 más la frecuencia Fl del sinusoide de Fl (F0 + fF?) • Esto da como resultado la señal modulada a la frecuencia de salida deseada f0. Un diagrama de bloques de un desmodulador en cuadratura ejemplar 310 de la presente invención que se utiliza para la desmodulación en cuadratura de QPSK, OQPSK, QAM, y varios otros formatos de modulación, incluyendo el de MF, se ilustra en la FIGURA 3. El desmodulador en cuadratura 310 puede ser incorporado en cualquier sistema receptor, tales como aquéllos para los sistemas de comunicación CDMA. Dentro del modulador en cuadratura 310, la señal de FR recibida es proporcionada a los mezcladores 312a y 312b. Los mezcladores 312a también reciben el sinusoide de FR en fase, convierten descendentemente la señal de FR, y proporcionan la señal convertida descendentemente a los mezcladores 314a y 314b. De manera similar, los mezcladores 312b también reciben el sinusoide de FR en cuadratura, convierten descendentemente la señal de FR, y proporcionan la señal convertida descendentemente a los mezcladores 314c y 314d. Los mezcladores 314b y 314c también reciben el sinusoide de Fl en fase y los mezcladores 314a y 314b también reciben el sinusoide de Fl en cuadratura. Cada mezclador 314 desmodula la señal de entrada con el sinusoide de Fl respectivo. Las señales desmoduladas de los mezcladores 314b y 314d son proporcionadas al sumador 316a, el cual combina la señal para proporcionar la salida I. Las señales desmoduladas de los mezcladores 314a y 314c son proporcionadas al sumador 316b el cual sustrae la señal del mezclador 314c de la señal del mezclador 314a para proporcionar la salida Q. El divisor en cuadratura 320 recibe el sinusoide de FR ( FR LO) y proporciona los sinusoides de FR en fase y en cuadratura, los cuales son aproximadamente iguales en amplitud y están 90 grados fuera de fase uno con respecto al otro. De manera similar, el divisor en cuadratura 322 recibe el sinusoide de Fl (FR LO) y proporciona los sinusoides de Fl en fase y en cuadratura, los cuales son aproximadamente iguales en amplitud y están 90 grados fuera de fase uno con respecto al otro. Los mezcladores 312 y 314, los sumadores 316, y los divisores en cuadratura 320 y 322 pueden ser diseñados en implementados en la forma descrita anteriormente. Como se estableció anteriormente, pueden interponerse filtros y/o amplificadores entre las etapas sucesivas de los mezcladores y los sumadores para proporcionar el acondicionamiento deseado de la señal. El modulador y desmodulador en cuadratura de la presente invención puede ser implementado utilizando muchas modalidades, algunas de las cuales se describieron anteriormente. En la modalidad preferida, el modulador y desmodulador en cuadratura son implementados dentro de un circuito integrado que sirve para la aplicación (ASIC) utilizando dispositivos activos. Los dispositivos activos pueden ser resistores de unión bipolar (DJT) , transistores bipolares de heterounión (HBT) , transistores de efecto de campo semiconductores de óxido de metal (MOSFET) , transistores de efecto de campo de arseniuro de galio (GaAsFET) , dispositivos de canal P, u otros dispositivos semiconductores activos. La descripción anterior de las modalidades preferidas se proporcionó para permitir a cualquier experto en la técnica hacer o utilizar la presente invención. Las diferentes modificaciones a esas modalidades serán fácilmente evidentes a aquellos expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos aquí pueden ser aplicados a otras modalidades en el uso de una facultad inventiva. De este modo, la presente invención no pretende ser limitada a las modalidades mostradas aquí, sino de acuerdo al más amplio alcance consistente con los principios y características novedosas descritas aquí. Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims (37)

1. REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones . 1. Un modulador en cuadratura, caracterizado porque comprende: un primer divisor en cuadratura para recibir una primer sinusoide y proporcionar un primer sinusoide en fase y un primer sinusoide en cuadratura; un segundo divisor en cuadratura para recibir un segundo sinusoide y proporcionar un segundo sinusoide en fase y un segundo sinusoide en cuadratura; un primer mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el primer sinusoide en fase, el primer mezclador también recibe una primera señal de datos y proporciona una primera señal modulada; un segundo mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el primer sinusoide en cuadratura, el segundo mezclador también recibe una segunda señal de datos y proporciona una segunda señal modulada; un tercer mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el primer sinusoide en cuadratura, el tercer mezclador también recibe la primera señal de datos y proporciona una tercera señal modulada; un cuarto mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el primer sinusoide en fase, el cuarto mezclador también recibe la segunda señal de datos y proporciona una cuarta señal modulada; un primer sumador .conectado al primer y segundo mezcladores ; un segundo sumador conectado al tercer y cuarto mezcladores,- un quinto mezclador conectado al primer sumador y al segundo divisor en cuadratura, el quinto mezclador recibe el segundo sinusoide en fase y proporciona una quinta señal modulada; un sexto mezclador conectado al segundo sumador y al segundo divisor en cuadratura, el sexto mezclador recibe el segundo sinusoide en cuadratura y proporciona una sexta señal modulada; y un tercer sumador conectado al quinto y sexto mezcladores, el tercer sumador proporciona una señal modulada resultante.
2. 2. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la primera y segunda señal de datos comprenden señales I y Q, respectivamente .
3. 3. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los divisores en cuadratura se implementan con dispositivos activos . .
4. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque el dispositivo activo comprende MOSFET.
5. 5. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque los dispositivos activos comprenden transistores bipolares.
6. 6. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los divisores en cuadratura comprenden capacitores de desplazamiento de fase.
7. 7. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los mezcladores son implementados con multiplicadores celulares de Gilbert.
8. 8. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque los multiplicadores celulares de Gilbert comprenden MOSFET.
9. 9. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque los multiplicadores celulares de Gilbert comprenden transistores bipolares.
10. 10. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque los sumadores se implementan por medio de salidas de acoplamiento cruzado de los multiplicadores celulares de Gilbert .
11. 11. El modulador en cuadratura de conformidad con " la reivindicación 1, caracterizado porque los divisores en cuadratura, mezcladores y sumadores se implementan utilizando dispositivos activos.
12. 12. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los divisores en cuadratura, mezcladores y sumadores se implementan con un ASIC.
13. 13. El modulador -en cuadratura de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la señal modulada resultante es una señal QPSK modulada.
14. 14. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la señal modulada resultante es una señal OQPSK modulada.
15. 15. El modulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la señal modulada resultante es una señal QAM modulada.
16. 16. Un modulador, caracterizado porque comprende: un primer divisor en cuadratura para recibir una primer sinusoide y proporcionar un segundo sinusoide y un tercer sinusoide; un segundo divisor en cuadratura para recibir un cuarto sinusoide y proporcionar un quinto sinusoide y un sexto sinusoide; un primer mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el segundo sinusoide, el primer mezclador también recibe una primera señal de datos y proporciona una primera señal modulada; un segundo mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el tercer sinusoide, el segundo mezclador también recibe una segunda señal de datos y proporciona una segunda señal modulada; un tercer mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el primer sinusoide, el tercer mezclador también recibe la primera señal de datos y proporciona una tercera señal modulada; un cuarto mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el segundo sinusoide, el cuarto mezclador también recibe la segunda señal de datos y proporciona una cuarta señal modulada; un primer sumador conectado al primer y segundo mezcladores; un segundo sumador conectado al tercer y cuarto mezcladores; un quinto mezclador conectado al primer sumador y al segundo divisor en cuadratura, el quinto mezclador recibe el quinto sinusoide y proporciona una quinta señal modulada; un sexto mezclador conectado al segundo sumador y al segundo divisor en cuadratura, el sexto mezclador recibe el sexto sinusoide y proporciona una sexta señal modulada; y un tercer sumador conectado al quinto y sexto mezcladores, el tercer sumador proporciona una señal modulada resultante.
17. 17. El modulador de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el segundo y tercer sinusoides está a 90 grados fuera de fase.
18. 18. El modulador de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el quinto y sexto sinusoides están 90 grados fuera de fase. ,
19. 19. El modulador de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el segundo, tercero, quinto, y sexto sinusoides se seleccionan de modo que la señal modulada resultante sea una diferencia de frecuencia del primer y cuarto sinusoides.
20. 20. El modulador de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el segundo, tercero, quinto, y sexto sinusoides se seleccionan de modo que la señal modulada resultante sea una suma de frecuencia del primer y cuarto sinusoides.
21. 21. Un método para modular en cuadratura señales, caracterizado porque comprende: modular una primera señal de datos con primeros sinusoides en fase y en cuadratura para proporcionar un primer par de señales moduladas; modular una segunda señal de datos con los primeros sinusoides en fase y en cuadratura para proporcionar un segundo par de señales moduladas; combinar pares selectivos del primer par de señales moduladas y el segundo par de señales moduladas para proporcionar un par de señales combinadas; convertir ascendentemente el par de señales combinadas con segundos sinusoides en fase y en cuadratura respectivos para proporcionar un tercer par de señales moduladas; y combinar el tercer par de señales moduladas para proporcionar una señal modulada resultante.
22. 22. El método de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque los pasos de modulación y combinación se seleccionan para proporcionar la señal modulada resultante a una diferencia de frecuencias del primer y segundo sinusoides.
23. 23. El método de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque los pasos de modulación y combinación se seleccionan para proporcionar la señal modulada resultante a una suma de frecuencias del primer y segundo sinusoides.
24. 24. El método de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque la señal modulada resultante es una señal QPSK modulada.
25. 25. El método de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque la señal modulada resultante es una señal OQPSK modulada.
26. 26. Un método para modular en cuadratura señales CDMA, caracterizado porque comprende: modular una primera señal de datos con primeros sinusoides en 'fase y en cuadratura para proporcionar un primer par de señales moduladas; modular una segunda señal de datos con los primeros sinusoides en fase y en cuadratura para proporcionar un segundo par de señales moduladas; combinar pares selectivos del primer par de señales moduladas y el segundo par de señales moduladas para proporcionar un par de señales combinadas; convertir ascendentemente el par de señales combinadas con segundos sinusoides en fase y en cuadratura respectivos para proporcionar un tercer par de señales moduladas; y combinar el tercer par de señales moduladas para proporcionar una señal modulada resultante.
27. 27. Un desmodulador en cuadratura, caracterizado porque comprende: un primer divisor en cuadratura para recibir una primer sinusoide y proporcionar un primer sinusoide en fase y un primer sinusoide en cuadratura; un segundo divisor en cuadratura para recibir un segundo sinusoide y proporcionar un segundo sinusoide en fase y un segundo sinusoide en cuadratura; un primer mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el primer sinusoide en fase, el primer mezclador también recibe una señal de entrada y proporciona una primera señal desmodulada; un segundo mezclador conectado al primer divisor en cuadratura para recibir el primer sinusoide en cuadratura, el segundo mezclador también recibe la señal de entrada y proporciona una segunda señal desmodulada; un tercer mezclador conectado al segundo divisor en cuadratura para recibir el segundo sinusoide en cuadratura, al primer mezclador para recibir la primera señal desmodulada, el tercer mezclador proporciona una tercera señal desmodulada; un cuarto mezclador conectado al segundo divisor en cuadratura para recibir el segundo sinusoide en fase, y al primer mezclador para recibir la primer señal desmodulada, el cuarto mezclador proporciona una cuarta señal desmodulada; un quinto mezclador conectado al segundo divisor en cuadratura para recibir el segundo sinusoide en fase y el segundo mezclador para recibir la segunda señal desmodulada, el quinto mezclador proporciona una quinta señal desmodulada; un sexto mezclador conectado al segundo divisor en cuadratura para recibir el segundo sinusoide en cuadratura y al segundo mezclador para recibir la segunda señal desmodulada, el sexto mezclador proporciona una sexta señal desmodulada; un primer sumador conectado al cuarto y sexto mezcladores, para recibir la cuarta y sexta señales desmoduladas, el primer sumador proporciona una salida en fase; y un segundo sumador conectado al tercer y quinto mezcladores, para recibir la tercera y quinta señales desmsduladas, el segundo sumador proporciona una salida en cuadratura.
28. 28. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque los divisores en cuadratura se implementan con dispositivos activos.
29. 29. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque los dispositivos activos comprenden MOSFET.
30. 30. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque los dispositivos activos comprenden transistores bipolares .
31. 31. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque divisores en cuadratura comprenden capacitores de desplazamiento de fase.
32. 32. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque los mezcladores se implementan con multiplicadores celulares de Gilbert.
33. 33. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 32, caracterizado porque los multiplicadores celulares de Gilbert comprenden MOSFET.
34. 34. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 32, caracterizado porque los multiplicadores celulares de Gilbert comprenden transistores bipolares.
35. 35. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 32, caracterizado porque los sumadores se implementan por medio de salidas de acoplamiento cruzado de los multiplicadores celulares de Gilbert.
36. 36. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque los divisores en cuadratura, mezcladores y sumadores se implementan utilizando dispositivos activos.
37. 37. El desmodulador en cuadratura de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque los divisores en cuadratura, mezcladores y sumadores se implementan con un ASIC. RESUMEN DE LA INVENCIÓN Un modulador (210) y un desmodulador (310) en cuadratura el cual proporciona el nivel requerido de desempeño y a la vez reduce al mínimo el consumo de energía. En el modulador en cuadratura (210), las señales I y Q son proporcionadas por dos pares de mezcladores. Cada mezclador en un par de mezcladores modula una señal I o Q con el sinusoide de Fl en fase o en cuadratura respectivo. Las señales I y Q moduladas de cada par de mezcladores son sumadas. Las señales de los sumadores son proporcionadas a un tercer par de mezcladores y moduladas con los sinusoides de FR en fase y en cuadratura respectivos. Las señales del tercer par de mezcladores se suman y proporcionan como la señal modulada. Utilizando esta topología de modulador en cuadratura (210), el equilibrio de amplitud y error de fase de la señal modulada se vuelven insensibles al desequilibrio de amplitud y/o error de fase de los divisores en cuadratura utilizados para generar los sinusoides de Fl y FR. Además, puesto que los dos primeros pares de mezcladores y los dos sumadores subsecuentes son operados a una frecuencia Fl, los requerimientos de desempeño (por ejemplo, ancho de banda y linealidad) de estos i componentes pueden ser asegurados y utilizar a la vez menos energía. El concepto inventivo puede ser adoptado, además, para utilizarse en un desmodulador en cuadratura (310) .