MXPA00000535A - Metodos y aparatos para la demodulacion conjunta de señales en canales adyacentes en sistemas digitales para las comunicaciones - Google Patents

Abstract

Se describen los método y aparatos para recibir señales de canales adyacentes, en donde los efectos de la interferencia en los canales adyacentes se reducen al mínimo a través de la demodulación conjunta de las señales de canales adyacentes. Un canal asociado con cada señal y cada banda de frecuencia correspondiente se estima y se utiliza para formar métricas de ramales unidos para la estimación de la secuencia conjunta. En una modalidad ejemplar, un procesador de banda base recibe muestras de la banda base correspondiente a cuando menos una frecuencia de la portadora, y luego demodula de manera conjunta cuando menos dos flujos de información correspondientes a diferentes frecuencias de las portadoras dependiendo de las muestras recibidas de la banda base. En otra modalidad, un estimador del canal conjunto recibe cuando menso dos flujos de muestras de banda base, cada flujo correspondiente a una diferente banda de frecuencia y el medio de las cuando menos dos señales de información que fueron transmitidas en diferentes bandas de frecuencia.

Description

MÉTODOS Y APARATOS PARA LA DEMODULACIÓN CONJUNTA DE SEÑALES EN CANALES ADYACENTES EN SISTEMAS DIGITALES PARA LAS COMUNICACIONES ANTECEDENTES La presente invención se refiere a las comunicaciones digitales y, en particular, a la demodulación de las señales de canales adyacentes en sistemas digitales de comunicaciones . 10 Una consideración principal en cualquier sistema digital de comunicación es la anchura de banda de canal necesaria para transmitir información. En general, los sistemas digitales están diseñados para utilizar la anchura de banda del canal con tanta eficiencia como sea posible. Por ejemplo, en los sistemas que utilizan multiplexaje por división de frecuencia, la eficiencia espectral máxima se obtiene espaciando los canales de frecuencias muy cercanos entre si en un espectro disponible. El espaciamiento minimo de la portadora esta limitado en la práctica, no obstante, por la interferencia de canales adyacentes. Como se muestra en la Figura 1, la interferencia de los canales adyacentes esta definida como la interferencia resultante cuando las frecuencias de la portadora están separadas tan cerca entre si que las señales de información moduladas en las portadoras correspondientes se superponen en el espectro de frecuencia. En la Figura 1, la primera y segunda señales moduladas s_, s? teniendo el primero y segundo anchos de'* banda Bl, B2 se transmiten utilizando la primera y segundas frecuencias de portadora fl f f2, respectivamente. El espaciamiento de la portadora, o canal, ? entre la primera y segunda frecuencias de portadora fi , f2 es tal que la primera y segunda señales moduladas Sj, S2 se superponen en una zona de interferencia INT. En la práctica, el espaciamiento minimo permisible de la portadora es una función de las anchuras de banda de las señales de información, las limitaciones prácticas asociadas con el filtraje del receptor y la modulación de señal y los esquemas de codificación utilizados. Cualquier mejoramiento en el diseño que proporcione una supresión incrementada de la interferencia de canales adyacentes puede utilizarse ventajosamente para incrementar la capacidad del sistema, relajar los requisitos de codificación y diseño de modulación o mejorar la calidad de la señal. En sistemas convencionales, la interferencia de canales adyacentes es suprimida en diferentes formas. Por ejemplo, en ciertos sistemas celulares de radio, la interferencia de canales adyacentes se evita mediante los esquemas de asignación de canales en los que los canales inmediatamente adyacentes entre si en frecuencia son asignados a diferentes células espaciales. En consecuencia, la separación fisica ^¡¡H^; reduce la interferencia mutua entre canales adyacentes. Un sistema asi se describe, por ejemplo, en IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 43, noviembre de 1994, S. Colestaneh, "The effect of ACI on the capacity of FDMA 5 cellular systems", que se incorpora en la presente como referencia. En otros sistemas de comunicaciones (por ejemplo, los sistemas por satélite y de radio móvil terrestre) , no obstante, puede no ser posible la supresión de la interferencia en canales adyacentes por separación 10 fisica de los canales adyacentes. Un enfoque tradicional, alternativo, se describe en S. Sampei y M. Yokoyama, "Rejection Method of Adjacent Channel Interference for Digital Land Mobile Communications", The Transactions of the IECE of Japan, vol. E 69, No. 5, pp. 15 578-580, mayo de 1986, que se incorpora en la presente como referencia. El método mencionado muestra que, durante la demodulación de una señal de portadora determinada, se utiliza un filtro de pasa banda centrado en una portadora adyacente para extraer una señal de canal adyacente (ACS) en 20 la portadora adyacente. La señal extraída entonces se utiliza para estimar la envolvente y la portadora de la señal del canal adyacente y para detectar de manera coherente la señal del canal adyacente. La señal del canal adyacente detectada entonces se forman en la forma de onda, 25 y la portadora y envolvente del canal adyacente estimadas se ^¿^^^;, ,,y^^^^£i„^^,. .^, .,. -'- | ^^^^^^^^^^^^^^^^ ^ ?k ^^t. imprimen en la señal resultante. En teoría, el proceso descrito proporciona una señal de canal adyacente reconstruida en su frecuencia de portadora. La señal reconstruida puede entonces pasar a través de un filtro de pasa banda centrado en la portadora de interés y sustraído de la señal recibida para eliminar la interferencia del canal adyacente. Este método tiene algunas limitaciones, no obstante. Por ejemplo, el procesamiento de la señal analógica utilizando filtros y mezcladores adiciona costo y tamaño no deseables a un radio receptor, y dado que los componentes analógicos varian con el proceso de fabricación, estos receptores ofrecen un rango de funcionamiento relativamente impredecible. Además, la sustracción de una señal a la frecuencia de radio requieren reconstrucción de la portadora y alineamiento del tiempo altamente precisos, conforme un error tan pequeño como medio ciclo en la radio frecuencia puede causar que la señal del canal adyacente se duplique en lugar de disminuir. Además, este uso de la portadora del canal adyacente (fase y frecuencia) y la envolvente (amplitud) implícitamente supone que los canales de radio no son dispersivos. Sin embargo, en múltiples sistemas inalámbricos prácticos (por ejemplo, D-AMPS y GSM), la tasa de símbolos es suficientemente alta que el medio de transmisión de radio debe ser modelado para incluir dispersión por tiempo que da origen a ecos de la señal. Asi, la técnica propuesta no siempre es práctica para uso en muchas aplicaciones en la actualidad. De acuerdo con otro enfoque convencional, los parámetros de demodulación, como puede ser los coeficientes del filtro de ecualización de realimentación lineal o de decisión se adaptan para reducir al minimo el ruido y la interferencia del canal adyacente, véase, por ejemplo, IEEE Transactions on Communications, vol. COM-42, diciembre de 1994, B. R. Petersen, "Suppression of Adjacent-Channel, Co-channel, and Intersymbol Interference by Equalizers and Linear Combiners". De otra manera, es posible utilizar las técnicas de modulación en fase continua (CPM) espectralmente eficientes, para reducir los efectos de a interferencia del canal adyacente. Véase, por ejemplo, IEEE Transactions on Communications, vol. COM-34, noviembre de 1986, V. K. Var a y S. C. Gupta, "Performance of partial response CPM in the presence of ACI and Gaussian noise". Como ya se señaló, no obstante, la reducción al minimo o el impedimento de interferencia de canales adyacentes utilizando los sistemas antes descritos ofrece solo mejoramiento marginal con respecto a la eficiencia espectral, y los mecanismos de supresión actuales son inadecuados para aplicaciones amplias. Asi, hay una necesidad de métodos mejorados y aparatos para reducir significativamente el impacto de la interferencia de canales adyacentes.

COMPENDIO DE LA INVENCIÓN La presente invención cumple con las necesidades antes descritas y otras proporcionando una estructura de radio receptor novedosa. En una modalidad ejemplar, un receptor para la estimación de la secuencia de probabilidad máxima estima en forma conjunta los parámetros de canales adyacentes y deseados y detecta en forma conjunta los bits deseados y adyacentes. Como resultado, el funcionamiento del sistema con respecto a la interferencia de canales adyacentes y la capacidad se mejora significativamente en comparación con los sistemas de la técnica anterior. En una modalidad ejemplar, el procesador de banda base recibe una señal de banda base que incluye el primero y segundo componentes de la señal, en donde el primer componente de la señal corresponde a una primera señal de información transmitida en una primera banda de frecuencia y el segundo componente de la señal corresponde a una segunda señal de información transmitida en una segunda banda de frecuencia. El procesador de banda base ejemplar también incluye un procesador de métrica conjunta para calcular una métrica conjunta dependiendo de la señal de la banda base recibida. Por conveniencia, la métrica conjunta proporciona ^^ É^^^.^^^^^.?A^^^^ información relacionada con la primera y segunda señales de información, y un procesador de estimación de la secuencia dentro del procesador de banda base proporciona estimados de la primera y segunda señales de información con base en la métrica conjunta. Como resultado, los estimados exactos de las señales deseadas y adyacentes pueden ser obtenidos de manera eficiente y precisa, y los efectos de la interferencia del canal adyacente pueden reducirse significativamente . Lo antes descrito y otras características de la presente invención se explican en adelante con referencia a las modalidades ejemplares mostradas en los dibujos anexos. Los expertos en la técnica apreciarán que las modalidades se proporcionan para propósitos de ilustración y que se contemplan en la presente numerosas variaciones.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 representa interferencia de canales adyacentes entre señales moduladas utilizando dos las frecuencias de portadora adyacentes. La Figura 2 representa un sistema de radio comunicaciones en el que pueden ser utilizadas las enseñanzas de la presente invención. La Figura 3 representa un procesador de banda base convencional .

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La Figura 4 representa un procesador de banda base de acuerdo con la presente invención. La Figura 5 representa una modalidad ejemplar del procesador de banda base de la Figura 4. La Figura 6 representa un estimador de canal adyacente ejemplar de acuerdo con la presente invención. La Figura 7 representa la generación ejemplar de R-parámetros utilizados en el estimador de canal adyacente de la Figura 6. La Figura 8 representa un procesador de la métrica, ejemplar, de acuerdo con la presente invención. La Figura 9 representa una modalidad alternativa del procesador de banda base de la Figura 4.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN La Figura 2 representa un sistema de radio comunicaciones 200 en el que pueden ser utilizadas las enseñanzas de la presente invención. Como se muestra, el sistema de radio 200 incluye un primer radio transmisor 202 teniendo una primera antena transmisora 206, un segundo radio transmisor 204 teniendo una segunda antena transmisora 208 y un radio receptor. El radio receptor incluye una antena receptora 210, un procesador de radio frecuencia 211 y un procesador de banda base 218. El procesador de radio frecuencia 211 incluye un fraccionador de potencia 212, un primer procesador de radio 214 y un segundo procesador de radio 216. Una salida del primer radio transmisor 202 se acopla a la primera antena transmisora 206 y una salida del segundo radio transmisor 204 se acopla a la segunda antena transmisora 208. La antena receptora 210 se acopla a una entrada del fraccionador de potencia 212 y una salida del fraccionador de potencia 212 se acopla a las entradas el primero y segundo procesadores de radio 214, 216. Las salidas del primero y segundo procesadores de radio 214, 216 se acoplan a las entradas del procesador de banda base 218. Durante el funcionamiento, el primer transmisor 202 transmite una primera señal de información (modulada en una primera frecuencia de portadora fi ) desde la primera antena transmisora 206, y el segundo transmisor 204 transmite una segunda señal de información (modulada en una segunda frecuencia de portadora f2) desde la segunda antena transmisora 208. Las señales transmitidas llegan al radio receptor después de pasar a través de un medio de propagación (por ejemplo, un radio canal móvil) . Tanto las señales transmitidas, como el ruido son recibidos en la antena receptora 210. La señal recibida es procesada por el procesador de radio frecuencia 211 para producir una pluralidad de señal de banda base correspondientes a las diferentes frecuencias de portadora fl f f2.

Especificamente, el fraccionador de potencia 212 divide la señal recibida y proporciona una copia a cada uno de los procesadores de radio 214, 216. El primer procesador de radio 214 amplifica, mezcla, filtra, muestrea y cuantifica la señal para extraer una primera señal de banda base fi correspondiente a la primera frecuencia de portadora fi, y el segundo procesador de radio 216 amplifica, mezcla, filtra, muestrea y cuantifica la señal para extraer una segunda señal de banda base s2 correspondiente a la segunda frecuencia de portadora f2. Las señales de banda base resultantes sl f s2 se proporcionan al procesador de banda base 218 para la demodulación de las señales de información transmitidas. Aunque para propósitos de ilustración se proporciona una arquitectura de procesador de radio frecuencia especifica, los expertos en la técnica apreciarán que es posible utilizar otras arquitecturas conocidas (por ejemplo, la digitalización de banda ancha seguida por canalización digital) . Además, es posible utilizar un solo transmisor para transmitir en ambas frecuencias de portadora f f2. La Figura 3 representa un demodulador de dos canales convencional 300 que puede ser incluido en el procesador de banda base 218 de la Figura 2. Como se muestra, el demodulador de dos canales 300 incluye un primer demodulador de una sola señal 302 y un segundo demodulador de una sola señal 304. la primera señal de banda base recibida fi, correspondiente a la primera frecuencia de portadora fi, esta acoplada a una entrada del primer demodulador de una sola señal 302 y el primer demodulador de una sola señal 302 proporciona una primera señal detectada sd. La segunda señal de banda base recibida s2, correspondiente a la segunda frecuencia de portadora f , esta acoplada a una entrada del segundo demodulador de una sola señal 304, y el segundo demodulador de una sola señal 304 proporciona una segunda señal detectada sa. Durante el funcionamiento, la primera señal de banda base recibida Si es procesada por el primer demodulador de una sola señal 302 utilizando las técnicas bien conocidas para determinar los parámetros del canal y los bits de información transmitidos en la primera frecuencia de portadora . De la misma manera, la segunda señal de banda base recibida f2 es procesada por el segundo demodulador de una sola señal 304 para determinar los parámetros del canal y los bits de información transmitidos en la segunda frecuencia de portadora f2. Lo que es importante, la demodulación de las dos señales de información esta completamente desacoplada, y el demodulador convencional es susceptible a los efectos de interferencia de canales adyacentes como ya se describió. La Figura 4 representa un demodulador de dos canales 400 -_-__S-i&--,-.r.-.„«<_-,*_J construido de acuerdo con la presente invención. Como se muestra, el demodulador de dos canales 400 incluye un demodulador de multiseñal, conjunto 402 recibiendo la primera y segunda señales de banda base Si, s2 como entrada y proporcionando la primera y segunda señales detectadas s<_, sa como salida, durante el funcionamiento, ambas señales de banda base s_, s2 se utilizan para demodular conjuntamente cada señal de información transmitida como se describe más adelante. Se debe señalar aqui que la solución proporcionada por la presente invención (es decir, la demodulación conjunta de las señales de información transmitidas en bandas de frecuencia adyacentes) es notablemente diferente de los sistemas tradicionales proporcionando demodulación conjunta de las señales de información de co-canal transmitidas en una banda común. La demodulación conjunta de las señales de co-canal utilizando una sola señal de banda base se describe, por ejemplo, en IEEE Proceedings on Communications, vol. 142, No.2, abril de 1995, S. W. ales, "Technique for Co-channel interference suppression in TDMA mobile radio Systems" y en Proceedings of IEEE International Conference on Communications, (ICC) , 1995, P. A. Ranta, "Co-Channel Interference Canceling Receiver for TDMA Mobile Systems". No obstante, la demodulación conjunta de las señales de co-canal es relativamente sencilla de llevar a cabo dado que las señales de co-canal ocupan la misma banda SK_ de frecuencia y por tanto no requieren corrección de símbolos que depende del espaciamiento entre portadoras. Además, en sistemas asi solo se emplea un solo procesador de radio. Por el contrario, la presente invención se dirige a 5 los métodos y aparatos para la demodulación conjunta de las señales de información transmitidas en múltiples bandas de frecuencia. La Figura 5 representa una modalidad ejemplar de un demodulador de multiseñal construido de acuerdo con la presente invención. Como se muestra, los dos demoduladores de canal 500 incluyen un estimador de canal 502, un procesador de métrica conjunta 504 y un procesador de la estimación de la secuencia 506. La primera señal de banda base recibida Si esta acoplada a una primera entrada del procesador de métrica conjunta 504 y a una primera entrada del estimador de canal 502. La segunda señal de banda base recibida s2 esta acoplada a una segunda entrada del procesador de métrica conjunta 504 y a una segunda entrada del estimador del canal 502. El estimador del canal 502 proporciona cuatro estimados de parámetros de canal DSCP-B1, ASCP-B1, DSCP-B2, ASCP-B2 que están acoplados a cuatro entradas correspondientes del procesador de métrica conjunta 504. Los cuatro estimados de los parámetros del canal corresponden a la respuesta de la señal deseada en la primera banda Bl, la respuesta de la señal adyacente en la primera banda Bl, la respuesta de la señal deseada en la segunda banda B2 y la respuesta de la señal adyacente en la segunda banda B2, respectivamente. El espaciamiento de la portadora ? esta acoplado a una entrada adicional del procesador de métrica conjunta 504, y una métrica conjunta Mt proporcionada por el procesador de la métrica conjunta 504 esta acoplada a una entrada del procesador para la estimación de la secuencia 506. el procesador de la estimación de la secuencia 506 proporciona la primera y segunda señales detectadas Sd, sa como salida, donde para propósitos de ilustración se supone que la señal de información transmitida en la primera frecuencia de portadora fi es la señal deseada y la señal de información transmitida en las segunda frecuencia de portadora f2 es la señal adyacente (es decir, la señal interferente en la primera banda Bl) . Durante el funcionamiento, las métricas conjuntas se desarrollan en el procesador de métrica 504 como se describe con mayor detalle más adelante. Por conveniencia, las métricas conjuntas pueden incorporar múltiples portadoras asi como antenas múltiples. Las métricas conjuntas utilizan estimados del coeficiente de la derivación del canal para señales deseadas (es decir, en banda) e interferentes. Los estimados de la derivación del canal se proporcionan por medio del estimador del canal 502. La métrica conjunta resultante Mt se proporciona al procesador de estimación de secuencia 506, y el procesador de la estimación de la secuencia 506 proporciona estimados de las secuencias de información deseadas y adyacentes sd. sa. Especificamente, el procesador para la estimación de la secuencia 506 realiza estimación de secuencia de probabilidad máxima (MLSE) con en la métrica conjunta Mt. Por conveniencia, la estimación de la secuencia de probabilidad máxima proporciona un algoritmo de detección óptima en presencia de interferencia entresimbolos (ISI) y ruido blanco Gaussiano auditivo (AWGN) . En la modalidad ejemplar, la estimación de la secuencia de probabilidad máxima se realiza en una forma recursiva, por ejemplo, utilizando el algoritmo de Viterbi que se describe en Proceedings of the IEEE, vol., 61, marzo de 1973, G.D. Forney, "The Viterbi Algorithm", que se incorpora en la presente como referencia. De otra manera, la complejidad del procesador para la estimación de la secuencia de probabilidad máxima puede reducirse empleando un ecualizador Viterbi, de estado reducido, sub-óptimo. También es posible utilizar otras técnicas de ecualización sub-óptima conocidas. Véase, por ejemplo, IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 16, 45, agosto de 1996, J. Wu y H. Aghva i, "A New Adaptive Equalizer with Channel Estimator for Mobile Radio Communications", que se incorpora en la presente como referencia. Otro procesamiento puede seguir al procesador de estimación de la secuencia 506. Por ejemplo, la deintercalación, decodificación y conversión a lenguaje 5 hablado por lo común sigue la estimación de la secuencia en sistemas digitales celulares. En este caso, el procesador de la estimación de la secuencia 506 también puede proporcionar información suave relacionada con la confiabilidad o probabilidad de valores de bits reales. Cuando la codificación e intercalación es a través de bandas de frecuencia, es posible utilizar decodificación conjunta empleando las salidas de 506. Para el proceso de estimación de canal realizado por el estimador de canal 502, las secuencias de datos pueden ser insertadas periódicamente en las secuencias de información transmitidas en los transmisores 202, 204. Estas secuencias de datos, comúnmente denominadas secuencias de sincronización, son conocidas en el receptor, y se utilizan diferentes secuencias para la señal deseada y cada señal adyacente. Por tanto, la estimación del canal puede realizarse utilizando secuencias de sincronización y otros parámetros conocidos. En general, es posible utilizar estimación de mínimos cuadrados (el método más común y eficaz en presencia de ruido blanco aditivo Gaussiano) para estimar los parámetros del canal. Más adelante se describe ¡¡lÉÉaaiaitáÉai un esquema de estimación de canal conjunto novedoso. En la descripción se supone que los estimados del canal obtenidos durante la transmisión de las secuencias de sincronización se mantienen constantes durante transmisión posterior de las secuencias de información (hasta la transmisión de las próximas secuencias de sincronización) . Sin embargo, es posible adaptar los estimados del canal utilizando métodos de estimación de canal adaptables, conocidos. Véase, por ejemplo, G. E. Bottomley y S. Chennakeshu, "Adaptive MLSE equalization forms for wireless Communications", Virginia Tech' s Fifth Symposium on Wireless Personal Communications, mayo 31-junio 2 de 1995, que se incorpora en la presente como referencia. Además, si no se proporcionan secuencias de sincronización, es posible emplear las técnicas conocidas para la estimación ciega del canal. Los expertos en la técnica apreciarán que el siguiente esquema de estimación de canal adyacente es un esquema que puede ser utilizado en el método de demodulación conjunta mostrado por la presente invención. Para proporcionar los estimados de canal se modelan ciertas características de los transmisores 202, 204 y los procesadores de radio 214, 216. Por ejemplo, los símbolos de información por lo común pasan a través de filtro de información de impulso antes de la transmisión. Las formas del impulso con frecuencia se seleccionan de manera que la señal transmitida tenga un espectro de potencia compacto, y los impulsos por lo común se extienden más que un intervalo de simbolo (es decir, la formación del impulso de respuesta parcial) . En los procesadores de radio 214, 216, los filtros del receptor por lo común se seleccionan de modo que estos recolecten la energía de la señal. Si el radio canal, o medio se modela como otro filtro, entonces la señal de banda base recibida puede ser expresada, en general, como una convolución de los símbolos de información que se transmiten en la banda de frecuencia correspondiente con los efectos totales de las formas del impulso del transmisor tx, la respuesta del medio g y los filtros del receptor rx como sigue: Señal recibida = símbolos transmitidos ® (tx <S> g ® rx) (1) donde ® indica la operación de convolución. Como se señaló antes, los símbolos de sincronización, las formas de impulso transmitidas, y los filtros del receptor son conocidos en el receptor. No obstante, la respuesta del medio g cambia con el entorno y, por tanto, se estima dinámicamente para que los símbolos de información puedan ser estimados con mayor precisión. De esta manera, la ecuación (1) puede ser más convenientemente escrita de modo que los términos conocidos estén agrupados y el término desconocido g este separado como sigue: -^' ¿i"*«*.¿ÍSP ÍS" Señal recibida = [símbolos transmitidos <8> (tx ® rx)] <8> g) (2) Con el fin de facilitar la explicación de la invención, las muestras separadas por el simbolo de banda base resultantes de la convolución de las formas de impulso transmitidas tx y los filtros del receptor rx están designadas en adelante como los parámetros R, y las muestras resultantes de la convolución de los parámetros R con los símbolos sincronización en la banda base están designados en adelante como los parámetros X. Observe que todos los parámetros se obtienen en la banda base dado que las señales Si, s2 proporcionadas como entrada para el demodulador de multiseñal 500 son señales de banda base. Como resultado, las rotaciones basadas en el espacíamiento de la portadora ? (que es conocida o estimada en el receptor) se utilizan para tener replicas locales de las señales deseadas y adyacentes y los parámetros correspondientes. Esta rotación se describe con mayor detalle más adelante. La figura 6 representa una modalidad ejemplar de un estimador de canal conjunto 600 que puede ser utilizada para realizar el estimador de canal 502 de la figura 5. como se muestra, el estimador de canal conjunto 600 incluye un procesador del parámetro X 602 teniendo el primero y segundo dispositivo de rotación 606, 608 y cuatro dispositivos del parámetro R, r2?, rll r r22, r?2. El estimador del canal conjunto 600 también incluye el tercero y cuarto dispositivos de rotación 610, 612, un estimador de mínimos cuadrados adyacentes combinados 614 y el primero y segundo acopladores 616, 618. los bits de sincronización para la primera señal de banda base Si se proporcionan para una entrada de primer dispositivos de rotación 606 y para el segundo dispositivo para los parámetros R, ru. Los bits de sincronización para la segunda señal de banda base s2=_ se proporciona al tercer dispositivo del parámetro R, r22, y a una entrada de segundo dispositivo de rotación 608. El espaciamiento de la portadora ? se envía a una segunda entrada del primer dispositivo de rotación 608, y una salida del primer dispositivo de rotación 606 esta acoplada a una entrada del primer dispositivo de parámetro R, r2?. el espaciamiento de la portadora ? también se envía a una segunda entrada del segundo dispositivo de rotación 608, y una salida del segundo dispositivo de rotación 608 esta acoplada a una entrada del cuarto dispositivo del parámetro R, ri2. El primer parámetro de, X x2? enviada por el primer dispositivo del parámetro de R, r2? esta acoplado a una entrada del tercer dispositivo de rotación 610, y un cuarto parámetro X, x12 producido por el cuarto dispositivo del parámetro R, r12 está acoplado a una entrada del cuarto dispositivo de rotación 612. el segundo y tercer parámetros X, xu, X x22, producidos por el segundo y tercero dispositivos del parámetro R, rll r R r22, respectivamente, están acoplados a las entradas del estimador de mínimos cuadrados conjuntos, combinado 614. El espaciamiento de la portadora ? y una cuenta de derivación L (correspondiente al número de coeficientes de canal, o derivaciones, utilizado para modelar las respuestas del medio) están acoplados a las entradas del tercer dispositivo de rotación 610. un resultado del tercer dispositivo de rotación 610 es acoplado a una entrada del estimador de mínimos cuadrados conjuntos, combinados 614. El espaciamiento de la portadora ? y la cuenta de derivación L también se proporcionan como entradas para el cuarto dispositivo de rotación 612. una salida del cuarto dispositivo de rotación 612 se acopla a una entrada del estimador de mínimos cuadrados conjuntos, combinados 614. El estimador de mínimos cuadrados conjuntos, combinados 614 recibe la primera y segunda señales de banda base sl f s2 y proporciona los estimados g_, g2 de la primera y segunda respuestas del medio (correspondiente a la primera y segunda señales transmitidas, respectivamente) . El primer estimado de la respuesta del medio g? esta acoplado al primer acoplador 616 que produce dos estimados del parámetro del canal DSCP-B1, DSCP-B2 para la señal deseada sd. El segundo estimado de la respuesta del medio g2 esta acoplado al segundo acoplador 618 que produce dos estimados del parámetro del canal ASCP-Bl, ASCP-B2 para la señal adyacente sa • Durante el funcionamiento, los parámetros X se obtienen localmente en el receptor (en la unidad 602) utilizando el conocimiento previo de los bits de sincronización para ambas señales, las formas de impulsor transmisión, las características del filtro del receptor y el espaciamiento de la portadora ?. Por tanto, los parámetros X representan señales generadas localmente en cada banda, menos los efectos de las respuestas del medio. En otras palabras, las respuestas del medio se suponen inicialmente como funciones delta teniendo amplitud 1, d(t) . Dado que los por lo común en el receptor se utilizan filtros fijos y conocidos (una práctica común, por ejemplo, en la industria de las comunicaciones inalámbricas) , y dado que los demás componentes de los parámetros X también son conocidos y fijos, los parámetros X pueden ser calculados una vez y almacenados en un lugar de memoria en el receptor. Así, en el tiempo real no es necesario calcular los parámetros X y la complejidad de la estructura del receptor puede ser reducida. No obstante, si se desconocen las respuestas del filtro de receptor, estas pueden ser estimadas periódicamente y los estimados utilizados para actualizar periódicamente los parámetros R y los parámetros X. ^^f^^H^^wiiiteiw^flftm Como se muestra en la figura 6, los bits de sincronización (conocidos localmente) correspondientes a las señales de banda base Sj, s2 se fraccionan para proporcionar dos copias de cada uno. Una copia de los bits de sincronización para la primera señal de banda base S es girada por el espaciamiento de la portadora ? en la primera unidad de rotación 606. así mismo, una copia de los bits de sincronización para la segunda señal de información s2 es girada por el espaciamiento de la portadora ? en la segunda unidad de rotación 608. las cuatro copias resultantes de los bits de sincronización entonces pasan a través de los dispositivos del parámetros R (dentro de la unidad del parámetro R 604) para generar los cuatro parámetros de X, X21. xii x22 X12. Los expertos en la técnica apreciarán que la tasa de muestreo puede estar espaciada por símbolos o espaciada en fracciones. Observe que el primer parámetro, X x2i representa una versión localmente generada de la primera señal de banda base como se recibe, desplaza, filtra y muestrea en la segunda banda B2, sin el efecto de la respuesta del medio g_ correspondiente. De la misma manera, el segundo parámetro X, xu representa una versión generada localmente de la primera señal de banda base como se recibe, filtra y muestrea en la primera banda Bl, sin el efecto de la respuesta del medio gi correspondiente. El tercer parámetro X, x22 representa una versión generada localmente de la segunda señal de banda base como se recibe, desplaza, filtra y muestrea en la segunda banda B2, sin el efecto de la respuesta del medio g2 correspondiente. Por último, el cuarto parámetro X X?2 representa una versión generada localmente de la segunda señal de banda base como se recibe, filtra, y muestrea en la primera banda Bl, sin el efecto de la respuesta del medio g2 correspondiente . Como se muestra, el tercero y cuartos dispositivo de rotación 610, 612 se utiliza para girar el primero y cuarto parámetros de X, x2?, X12 dependiendo del espaciamiento de la portadora ? y el número de cuentas de derivación del medio L. El estimador de mínimos cuadrados conjuntos, combinados 614 entonces estima la primera y segunda respuestas del impulso del medio g?, g2 para el primero y segundos trayectos de transmisión de la señal utilizando las siguientes ecuaciones : fl) C2) *?? <-_-2) *£ g < l) x ( t?~U e3Mr (3) «) (1) xn (n~l) e ']aít + . ^ Cl» *„<«-« (4> - & donde si y s2 representan las señales localmente generadas (estimadas) en la primera y segunda bandas de frecuencias Bl, B2, respectivamente, g_ y g2 representan las respuestas del medio separadas por las muestra correspondientes al primero y segundo trayecto de la transmisión de la señal, respectivamente, L representa el número de derivaciones utilizadas para modelar las respuestas del medio, n es el índice del periodo de la muestra y t es el periodo de la muestra. Aunque el número de derivaciones L se muestra como igual para ambas respuestas del medio en las ecuaciones (3) y (4), se apreciará que no es necesario que sea igual el número de derivaciones para ambas respuestas del medio. Por conveniencia, el estimador de mínimos cuadrados 614 obtiene las respuestas del medio conjuntamente reduciendo al mínimo la diferencia cuadrada entre la primera y segunda señales recibidas S? (n) , s2 (n) y la primera y segunda señales modeladas s? (n) , s2 (n) . Es posible obtener una función de costo de mínimos cuadrados combinados utilizando una suma ponderada de las diferencias cuadradas resultantes. Una vez que se estima las derivaciones de las respuestas del medio, la primera y segunda respuesta del medio gl r g2 se acoplan con los parámetros R en el primero y segundo acopladores 616, 618, respectivamente, para obtener los estimados de la derivación del canal totales para cada señal en ambas bandas de frecuencia Bl, B2. La figura 7 representa un procesador de parámetro R ejemplar 702 que puede ser utilizado para proporcionar los cuatro parámetros de R r2?, rn, r22, r12 en la modalidad de la CajjAagjakasJ figura 6. como se muestra, el procesador del parámetro R 702 incluye un primer filtro de recepción de la banda 2 710, un primer filtro de recepción de la banda 1 704, un segundo filtro de recepción de la banda 2 708, un segundo filtro de recepción de la banda 1 y un primero y segundo dispositivos de rotación 714, 712 (en donde banda 1 y banda 2 indican la primera y segunda banda de frecuencia Bl, B2, respectivamente) . El primer filtro de recepción de la banda 2 710 recibe un impulso de transmisión de la banda 1 P(t) correspondiente a la forma del impulso de transmisión utilizada en el primer transmisor) y, en respuesta, genera una salida que se acopla al primer dispositivo de rotación 714 mediante un muestreador. Una salida del primer dispositivo de rotación 714 representa el primer parámetro de R, r21. El primer filtro de recepción de la banda 1 704 también recibe el impulso de transmisión de la banda 1 P(t), y una salida muestreada del primer filtro de recepción de la banda 1 704 representa el segundo parámetro de R, ru. El segundo filtro de recepción de la banda 2 708 recibe un impulso de transmisión de la banda 2 P(t)e3Wt (correspondiente a la forma del impulso de transmisión utilizada en el segundo transmisor) y, en respuesta, genera una salida que se acopla al segundo dispositivo de rotación 712 mediante un muestreador. Una salida del segundo dispositivo de rotación 712 representa el tercer parámetro de R r22. el segundo filtro de recepción de la banda 1 706 también recibe el impulso de transmisión de la banda 2 P {t ) e:?wt, y una salida muestreada del segundo filtro de recepción de la banda 1 706 representa el cuarto parámetro de R, r 2. Así, el primer parámetro de R, r2í se obtiene pasando (y luego muestreando) la forma del impulso transmitida en la primera banda Bl a través del primer filtro de recepción de la banda 2 710 y girando las muestras resultantes por el espaciamiento de la portadora ? en el primer dispositivo de rotación 714. el segundo parámetro de R, rn se obtiene pasando (y luego muestreando) la forma del impulso transmitida en la primera banda Bl a través del primer filtro de recepción de la banda 1 704. de la misma manera, el tercer parámetro de R, r22 se obtiene pasando (y luego muestreando) la forma del impulso transmitida en la segunda banda B2. a través del segundo filtro de recepción de la banda 2 708 y girando las muestras por el espaciamiento de la portadora ? en el segundo dispositivo de rotación 712. el cuarto parámetro de R, ri2 se obtiene haciendo pasar (y luego muestreando) la forma del impulso transmitida en la segunda banda B2 a través del segundo filtro de recepción de la banda 1 706. Aunque el esquema de estimación del canal adyacente se describe con respecto al esquema de demodulación de multiseñal conjunta ideado por la presente invención, los expertos en la técnica apreciarán que el esquema de estimación del canal adyacente también puede ser utilizado para realizar otras técnicas de demodulación de multiseñal y una sola señal. También observe que para sistemas que emplean antenas de recepción múltiple, el enfoque de la estimación de canal adyacente puede ser duplicado para cada antena o elemento de antena. La figura 8 representa un procesador de la métrica 800, ejemplar, que puede ser utilizado para establecer el procesador de la métrica conjunta 504 de la figura 5. como se muestra, el procesador de la métrica 800 incluye un generador de la secuencia de bits deseada, local 802, un generador de la secuencia de bits adyacentes, local, 804, el primero y segundo dispositivo de rotación 806, 808, cuatro filtros 810, 812, 814, 816, el primero y segundo dispositivos de la magnitud cuadrada 818, 820 y cinco dispositivos sumadores 813, 815, 816, 819, 822. la primera y segunda señales de banda base s_, s2 están acopladas a las entradas positivas del tercero y cuarto dispositivos sumadores 817, 819, respectivamente. El primer estimado del parámetro del canal DSCP-B1 (para la señal deseada en primera banda Bl) esta acoplado a una entrada del primer filtro 210, y el segundo estimado del parámetro del canal ASCP-Bl (para la señal adyacente en la primera banda Bl) esta acoplado a una entrada del segundo filtro 812. el tercer estimador del parámetro del canal ASCP-B2 (para la señal adyacente en la segunda banda B2) esta acoplado a una entrada del tercer filtro 814, y el cuarto estimado del parámetro del canal DSCP-B2 (para la señal deseada en la segunda banda B2) esta acoplado a una entrada del cuarto filtro 816. La salida del generador de la secuencia de bits deseada, local, 802 se acopla a una segunda entrada del primer filtro 810 y a una primera entrada del segundo dispositivo de rotación 808. una salida del generador de secuencia de bits adyacentes, local 804 se acopla a una primera entrada del primer dispositivo de rotación 806 y a una segunda entrada de tercer filtro 814. el espaciamiento de la portadora ? se acopla a una segunda entrada de cada uno de los dispositivos de rotación 806, 808 y las salidas del primero y segundo dispositivos de rotación 806, 808 están acoplados a las segundas entradas del segundo y cuarto filtros 812, 816, respectivamente. Las salidas del primero y segundo filtros 810, 812 están acopladas a las entradas positivas del primer dispositivo sumador 813, y una salida del primer dispositivo sumador 813 se acopla a una entrada negativa del tercer dispositivo sumador 817. las salidas del tercero y cuarto filtros 814, 816 se acoplan a las entradas positivas del segundo dispositivo sumador 815, y una salida del segundo dispositivo sumador 815 se acopla a una entrada negativa del cuarto dispositivo sumador 819. las salidas del tercero y cuarto dispositivos sumadores 817, 819 se acoplan a las entradas de los dispositivos de magnitud al cuadrado 818, 820, respectivamente, y las salidas del primero y segundo dispositivos de magnitud al cuadrado 818, 820 se acoplan a las entradas positivas del quinto dispositivo sumador 822. la salida del quinto dispositivo sumador 822 representa la métrica conjunta total Mt. Durante el funcionamiento, los bits deseados y adyacentes, hipotéticos, se generan en el generador de secuencia de bits deseada, local 802 y el generador de la secuencia de bits adyacente, local 804, respectivamente. Para generar un estimado en la primera señal de información como se recibe en la primera banda de frecuencia Bl (correspondiente a la primera frecuencia de portadora f ) , se aplica una rotación a los bits adyacentes de acuerdo con el espaciamiento del canal ? en la primera unidad de rotación 806. en la primera banda de frecuencia Bl, el procesador de radio 214 se ajusta para recibir la señal deseada. No obstante, debido al espaciamiento de canal cercano, los componentes de las señales adyacentes también pueden aparecer en la primera banda Bl, creando un efecto de interferencia con respecto a la señal deseada.

# Los bits deseados, generados y los bits adyacentes girados pasan a través del primero y segundo filtros 810, 812, respectivamente. Los parámetros para el primero y segundo filtros 810, 812 (es decir, los parámetros del canal de a señal deseada para el DSCP-Bl de la banda 1 y los parámetros del canal de la señal adyacente para el ASCP-Bl de la banda 1 (se obtienen, por ejemplo, a través de la unidad de estimación del canal conjunto 600 como ya se describió. El primero y segundo filtros 810, 812 de esta manera simulan el efecto de los canales deseados y adyacentes en la primera banda Bl. los resultados del primero y segundo filtros 810, 812 son adicionados al primer adicionador 813 para obtener una versión estimada de la primera señal transmitida, y la versión estimada es sustraída (en el tercer dispositivo sumador 817) de la señal recibida real en la primera banda Bl . la magnitud cuadrada de la diferencia entonces se calcula en el primer dispositivo de magnitud cuadrada 818 para obtener una primera métrica del ramal (Métrica 1) . Para generar un estimado de la segunda señal en la segunda banda de frecuencia B2 (correspondiente a la segunda frecuencia de portadora f2) se aplica una rotación a los bits deseados de acuerdo con el espaciamiento del canal ? en el segundo dispositivo de rotación 808. en la segunda banda B2, el procesador de radio 216 se ajusta para recibir la señal adyacente. No obstante, debido al espaciamiento del canal cercano, los componentes de la señal deseados también pueden aparecer en la segunda banda B2, creando un efecto de interferencia con respecto a la señal adyacente. Los bits adyacentes, generados y los bits deseados, girados pasan a través del tercero y cuarto filtros 814, 816, respectivamente. Los parámetros del tercero y cuarto filtros 814, 816 (es decir, los parámetros del canal de la señal adyacente para el ASCP-B2 de la banda 2 y los parámetros del canal de la señal deseada para el DSCP-B2 de la banda 2) se obtienen por ejemplo a través de la unidad de estimación del canal conjunta 600. El tercero y cuarto filtros 816, 814 simulan asi el efecto de los canales adyacente y deseado en la segunda banda B2. Los resultados del tercero y cuarto filtros 816, 814 son adicionados en el segundo dispositivo sumador 815 para obtener una versión estimada de la segunda señal transmitida, y la versión estimada se sustrae (en el cuarto dispositivo sumador (19) de la señal recibida real en la segunda banda B2. la magnitud cuadrada de la diferencia entonces se calcula en el segundo dispositivo de la magnitud cuadrada 820 para obtener una segunda métrica de ramal (Métrica 2) . La primera y segunda métricas de ramal (métrica 1 y 2) son adicionadas en el quinto dispositivos sumador 822 para obtener la métrica del ramal total Mt. Las métricas de los ramales pueden ser ponderadas antes de la adición, por ejemplo para tomar en cuenta las diferencias en los niveles de ruido. En sistemas que emplean antenas múltiples, las métricas de las antenas adicionales pueden ser ponderadas y combinadas. La métrica del ramal total Mt se proporciona al procesador de estimación de la secuencia 506 como ya se describió. Los expertos en la técnica apreciarán que son posibles muchas otras variaciones en la métrica. Por ejemplo, una forma "Ungerboeck parcial" puede ser utilizada, como se describe en el documento de G.E. Bottomley y S. Chennakeshu incorporada como referencia en lo anterior. Así mismo, es posible utilizar métrica de distancia Euclidiana. Aunque las modalidades han sido descritas con respecto a dos señales de información y dos señales de banda base, los expertos en la técnica apreciarán que la invención es aplicable a cualquier número de señales de información y frecuencias de portadora. Observe, que dos señales adyacentes pueden ser demoduladas conjuntamente utilizando solo una señal de banda base, correspondiente a solo una de las dos portadoras. Así, mismo, la presente invenció puede ser aplicada a la demodulación de señales de co-canal y de canales adyacentes. Un demodulador de multiseñal alternativo, de acuerdo con la presente invención, puede ser construido extendiendo la métrica modificada descrita por G. Ungerboeck en IEEE Transactions on Communications, vol. COM-22,, mayo 1974, "Adaptive Maximum-Likelihood Receíver for Carrier-Modulated Data-Transsmision Systems", que se incorpora en la presente como referencia. De acuerdo con la presente invención, este demodulador alternativo utiliza filtros de receptor que coinciden con las respuestas totales del canal (reflejando el efecto de las formas del impulso de transmisión y las respuestas del medio) . Por ejemplo, los filtros del receptor que coinciden con las formas del impulso de transmisión (fijas) pueden ser utilizados en combinación con filtros de segunda etapa que se basan en las respuestas de medio estimadas para la detección óptima. La figura 9 representa un demodulador de dos canales, alternativo, 900. Como se muestra, el demodulador de dos canales 900 incluye un estimador del canal 902, el primero y segundo filtros coincidentes con el medio 904, 906 y un dispositivo de computación para el parámetro S 908, un procesador de la métrica modificada, extendida 910 y un procesador de la estimación de la secuencia 912. La primera señal de banda base s_ se acopla a una entrada del primer filtro que coincide con el medio 904 y a una primera entrada del estimador de canal 902. la segunda señal de banda base s2 se acopla a una entrada del segundo filtro que coincide con el medio 906 y a una segunda entrada del estimador del canal 902. La primera salida del estimador del canal 902 se acopla a una segunda entrada del primer filtro que coincide con el medio 904 y a una segunda entrada del dispositivo para la computación el parámetro S 908. Una segunda salida del estimador del canal 902 se acopla a una segunda entrada del segundo filtro que coincide con el medio 906 y a una primera entrada del dispositivo para el cálculo del parámetro S 908.

Los resultados del primero y segundo filtros que coinciden con el medio 904, 906 se acoplan a la primera y segunda entradas del procesador de la métrica modificada, extendida 910. El espaciamiento de la portadora ? y el impulsor de transmisión P(t) se acoplan a la primera y cuarta entradas del dispositivo para el cálculo del parámetro S 908, y los cuatros parámetros S Su, s21, s22, S12 producidos por el dispositivo para el cálculo del parámetro S 908 se acoplan a las entradas adicionales del procesador de la métrica modificada, extendida 910. un resultado del procesador de la métrica modificada, extendida 910 se acopla a una entrada del procesador para la estimación de la secuencia 911, y el primero y segundo resultados del procesador para la estimación de la secuencia 912 representan la primera y segunda señales detectadas Sd, sa . En el funcionamiento, la primera y segunda respuestas del medio g?, g2 se obtienen por la unidad de estimación del canal como ya se describió. Los parámetros de la respuesta del medio entonces se utilizan para establecer filtros que coinciden con el medio, variantes en el tiempo para demodulación óptima. Los cuatro parámetros de S Su , s2? , s22, s?2, que representan el efecto global de los filtros del transmisor, las respuestas del medio, los filtros del receptor y los filtros que coinciden con el medio en las bandas Bl, B2 se obtienen utilizando el reconocimiento previo de las formas del impulso de transmisión, el espaciamiento de la portadora ? y las respuestas del medio estimadas. El primer parámetro de S su representa el efecto global del filtro del transmisor en la primera banda Bl, la respuesta del medio para la primera señal transmitida, el filtro del receptor en la primera banda Bl, y el primer filtro que coincide con el medio. El segundo parámetro de S s2? representa el efecto global del filtro del transmisor en la segunda banda B2, la respuesta del medio girada para la segunda señal, el filtro del receptor en la primera banda Bl y el primer filtro que coincide con el medio. El tercer parámetro de S s22 representa el efecto global del filtro del transmisor en la segunda banda B2, la respuesta del medio para la segunda señal transmitida, el filtro del receptor en la segunda banda B2 y el segundo filtro que coincide con el medio. El cuarto parámetros de S S?2 representa el efecto global del filtro del transmisor en la primera banda Bl, la respuesta del medio girada para la primera señal, el filtro del receptor en la segunda banda B2 y el segundo filtro que coincide con el medio. Los resultados de los filtros que coinciden con el medio y los parámetros de S se utilizan para calcular métricas de ramales modificadas, extendidas Mi, M2 en el procesador de la métrica modificada 910 de acuerdo con las siguientes ecuaciones : |d; 2a.(? -ß.ttco> -»£-„•«<"» - .1(0) -2Sá-??(u)) donde z y z2 son los resultados de los filtros que coinciden con el medio, dn y an son los bits deseados y adyacentes generados localmente, "*" indica la operación de conjugación, dn y aE son las versiones giradas de los bits deseados y adyacentes generados localmente, Re{x} representa la parte real de {x}, y n es el índice del periodo del simbolo. La métrica total MT se obtiene sumando las métricas de los ramales Mi, M2. la métrica total se proporciona al procesador para la estimación de la secuencia 912 para la estimación de los bits de información deseados y adyacentes.

Quienes cuenten con habilidades en la técnica apreciarán que la presente invención es aplicable cuando se emplea en el receptor diversidad o arreglos de antena en fase. En estos sistemas se proporciona una pluralidad de señales recibidas, correspondientes a diferentes antenas o haces. Las diferencias entre lo qu&4f$ recibe y lo que se espera en cada antena puede ser utilizado para formar métricas de ramal en un proceso de estimación de secuencia común. Las señales de la antena pueden ser combinadas, por ejemplo, formando métricas (magnitudes al cuadrado) para cada antena y sumandos las métricas para formar una métrica de ramal combinada. Véase, por ejemplo, Báckstróm et al, patente estadounidense No. 5,191,598, publicada el 2 de marzo de 1993, la cual se incorpora en la presente como referencia. También es posible utilizar otros métodos de combinación de antenas. Véase, por ejemplo, G. E. Bottomley y K. Jamal, "Adaptive arrays and MLSE equalization", Proceedings of the 45th IEE Vehicular Technology Conference (VTC 95) Chicago, 25-28 de Julio de 1995, la cual se incorpora en la presente como referencia. Aunque la invención ha sido ilustrada con respecto a un sistema mixto FDMA/TDMA, los expertos en la técnica apreciarán que la invención es aplicable a cualquier sistema que incluya un componente FDMA (es decir, múltiples portadoras) . Además, la presente invención puede ser realizada en sistemas que incluyan acceso múltiple por división de código de secuencia directa (DS-CDMA) , salto de frecuencia, ultiplexaje por división de frecuencia ortogonal (OFDM) y otros componentes. Además, aunque la invención ha sido descrita con respecto al método de demodulación de la estimación de la secuencia de máxima probabilidad (MLSE) , se puede aplicar también a otros métodos de demodulación conocidos. Por ejemplo, es posible utilizar ecualización de realimentación de decisión (DFE)o ecualización lineal (LE). Además, es posible utilizar otros métodos de estimación de canal para proporcionar los estimados de los parámetros de los canales DSCP-Bl, ASCP-Bl, DSCP-B2, ASCP-B2 que se emplean en los sistemas de demodulación antes descritos. Véase, por ejemplo, la solicitud de la patente estadounidense serie No. 08/901,693, presentada en la misma fecha con la presente y titulada "métodos y aparatos para cancelar señales de canales adyacentes en sistemas digitales de comunicaciones", la cual se incorpora en la presente en su entereza como referencia. Los expertos en la técnica apreciarán que la presente invención no se limita a las modalidades ejemplares específicas que han sido descritas en la presente para propósitos de ilustración. Por tanto, el alcance de la invención se define por las cláusulas que están anexas a la presente, en lugar de la descripción anterior y todos los 4G equivalentes que son consistentes con el significado de las cláusulas están comprendidas e x l presente.

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Claims (1)

1. REIVINDICACIONES En un receptor, un procesador de banda base que contiene: el medio para recibir muestras de banda base correspondientes a cuando menos una frecuencia de portadora; y el medio para demodular conjuntamente cuando menos dos flujos de información dependiendo de las muestras de la banda base, en donde cada uno de los cuando menos dos flujos de información corresponde a una frecuencia de portadora diferente. El procesador de banda base de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el medio para demodulación conjunta consiste en: el medio para estimar coeficientes de canal dependiendo de las muestras de la banda base; el medio para calcular métricas de ramales adyacentes dependiendo de los coeficientes del canal estimados y las muestras de la banda base; el medio para la estimación de la secuencia para estimar conjuntamente los cuando menos dos flujos de información dependiendo de las métricas de los ramales conjuntas. El procesador de banda base de acuerdo con la reivindicación 2, en donde el medio para estimar los \ * coeficientes de canal es un estimador de canales conjuntos Un método para procesar en un receptor, comprende los pasos de: recibir muestras de la banda base correspondientes a cuando menos una frecuencia de portadora; y demodular conjuntamente cuando menos dos flujos de información dependiendo de las muestras de la banda base, donde cada uno de los cuando menos dos flujos de información corresponde a una frecuencia de portadora diferente. EL método de acuerdo con la reivindicación 4, en donde el paso de demodulación conjunta consisten en los pasos de: estimar coeficientes de canal dependiendo de las muestras de la banda base; calcular las métricas de ramales conjuntas dependiendo de los coeficientes de canales estimados y las muestras de la banda base; y estimar de manera conjunta los flujos de información dependiendo de las métricas de ramales conjuntas El método de acuerdo con la reivindicación 5, en donde el paso de estimar los coeficientes del canal consiste en el paso de estimar los coeficientes del canal utilizando estimación de canal conjunta. Un radio receptor que comprende : cuando menos un elemento antena para recibir una señal de radio y proporc?ßliar una señal de antena correspondiente; un procesador de radio acoplado a cuando menos un elemento antena para procesar la señal de la antena a fin de proporcionar cuando menos un flujo de muestras de la banda base correspondiente a una frecuencia de la portadora de radio; un demodulador conjunto acoplado a un procesador de radio para procesar el cuando menos un flujo de muestras de la banda base para detectar cuando menos dos flujos de información, cada flujo de información correspondientes a una diferente radio frecuencia. El radio receptor de acuerdo con la reivindicación 7, donde el demodulador conjunto comprende: el medio para estimar coeficientes del canal dependiendo del cuando menos un flujo de muestras de la banda base; el medio para calcular métricas de ramales conjuntas dependiendo de los coeficientes de canales estimados y cuando menos un flujo de muestras de la banda base; y el medio para la estimación de la secuencia para estimar de manera conjunta los cuando menos dos flujos de información dependiendo de las métricas de ramales conjuntas. Un método para recibir señales de radio, comprende los pasos de: recibir una señal de radio en cuando menos un elemento antena para proporcionar cuando menos una señal de antena; procesar la cuando menos una señal de antena para proporcionar cuando menos un flujo de muestras de la banda base correspondiente a una frecuencia de portadora de radio; demodular conjuntamente cuando menos dos flujos de información dependiendo del cuando menos un flujo de muestras de la banda base, en donde cada uno de los flujos de información corresponde a una radio frecuencia diferente. 10, El método de acuerdo con la reivindicación 9, en donde el paso de demodulación conjunta comprende los pasos de: estimar los coeficientes del canal dependiendo del cuando menos un flujo de muestras de la banda base; calcular métricas de ramales conjuntas dependiendo de los coeficientes de canal estimados y cuando menos un flujo de muestras de la banda base; y estimar de manera conjunta secuencias de símbolos de información dependiendo de las métricas de ramales conjuntas . 11 Un estimador de canal conjunto, comprende: el medio para recibir cuando menos dos flujos de muestras de la banda base, cada flujo de muestras de la banda base correspondiente a una banda de frecuencia diferente; el medio para estimar de manera conjunta, dependiendo de los cuando menos dos flujos de muestras de la banda base, respuestas del medio para cada una de las cuando menos dos señales de información, en donde cada una de las señales de información es transmitida en una banda de frecuencia diferente. El estimador del canal conjunto de acuerdo con la reivindicación 11, en donde el medio para estimar de manera conjunta comprende el medio para compensar los efectos resultantes del espaciamiento de la banda de frecuencia. Un procesador de la banda base del receptor, comprende: un nodo de entrada para recibir una señal de banda base que incluye una primera señal de información transmitida en una primera banda de frecuencia y una segunda señal de información transmitida en una segunda banda de frecuencia; un procesador de métrica conjunta acoplado a un nodo de entrada para calcular una métrica conjunta dependiendo de la señal de la banda base, en donde la métrica .-.¿?rJt ^l??? conjunta proporciona información relacionada con la primera y segunda señales de información; y un procesador para la estimación de la secuencia para estimar la primera y segunda señales de información dependiendo de la métrica conjunta. 14. El procesador de radio de banda base de acuerdo con la reivindicación 13, además comprende un estimador de canal para calcular estimados de canales correspondientes a la primera y segunda señales de información como se recibe en una banda de frecuencia correspondiente a la señal de la banda base. 15. El procesador de radio de la banda base de acuerdo con la reivindicación 14, en donde el estimador de canal es un estimador de canal conjunto. 16. Un estimador de canal conjunto para uso en un sistema de radio comunicaciones, en donde la primera y segunda señales de información son transmitidas en la primera y segunda bandas de frecuencia, respectivamente, a un receptor que incluye filtraje de recepción, el estimador de canal conjunto comprende: un primer nodo de entrada para recibir una primera señal de banda base correspondiente a la primera banda de frecuencia; un segundo nodo de entrada para recibir una segunda señal de banda base correspondiente a la segunda banda de frecuencia; un procesador de parámetros proporcionando estimados de efectos de filtraje resultantes de los filtros de transmisión y de recepción; un estimador conjunto para calcular, dependiendo de la primera y segunda señales de banda base y los estimados de los efectos de filtraje, respuestas del medio correspondientes a los trayectos de transmisión de la señal; y un acoplador para calcular, dependiendo de las respuestas del medio, estimados del canal para cada una de la primera y segunda señales de información como se recibe en cada una de la primera y segunda bandas de frecuencia.