SEÑALES DE AUDIO DE TELEVISIÓN DE UESTREO ASCENDENTE PARA CODIFICACIÓN
Descripción de la Invención Esta descripción se refiere al procesamiento de señales de audio de televisión y, de manera más particular, a la codificación de señales de audio de televisión para su transmisión.
Antecedentes de la Invención En 1984, los Estados Unidos, bajo los auspicios de la Comisión Federal de Comunicaciones, adoptaron un estándar para la transmisión y recepción de audio de estéreo para televisión. Este estándar es codificado en el Boletín OET-60 de la FCC, y a menudo es llamado el sistema BTSC (después del Comité que lo propuso) o el sistema MTS (Sonido de Televisión de Múltiples Canales) . Antes del sistema BTSC, el audio de televisión de radiodifusión era monofónico, consistiendo de un "canal" o señal única de audio . El audio de estéreo requiere la transmisión de dos canales independientes de audio, y receptores capaces de detectar y recuperar con seguridad ambos de estos canales. Con el fin de cumplir con el requerimiento de la FCC de modo que el estándar de transmisión sea 'compatible' con los conjuntos existentes de televisión monofónica (lo que significa en otras palabras que los receptores mono sean capaces de reproducir una señal adecuada monofónica de audio a partir del nuevo tipo de radiodifusión de estéreo) , el Comité BTSC adoptó un procedimiento que había funcionado para el mundo de la radio FM; las señales estéreo izquierda y derecha de audio son combinadas para formar dos nuevas señales, la señal de suma y la señal de diferencia, las cuales son entonces moduladas para su radiodifusión. Los receptores de televisión monofónica detectan y desmodulan sólo la señal de suma, que consiste de la adición de las señales estéreo izquierda y derecha. Los receptores con capacidad de estéreo detectan y desmodulan las señales de suma y de diferencia, volviéndolas a combinar para extraer las señales originales estéreo izquierda y derecha. Para su transmisión, la señal de suma modula en forma directa el portador auditivo de FM justo como sería una señal monofónica de audio. Sin embargo, primero es modulado el canal de diferencia en un subportador AM situado a 31.769 kHz por encima de la frecuencia central del portador auditivo. La naturaleza de la modulación FM es de manera que el ruido de fondo se aumenta en 3 dB por octavo, y como resultado, debido a que el nuevo subportador es situado más lejos de la frecuencia central del portador auditivo que la señal de suma o la señal mono, el ruido adicional es introducido en el canal de diferencia y por lo tanto, en la señal estéreo recuperada. De hecho, en muchas circunstancias, esta elevación de la característica de ruido hace que la señal de estéreo sea demasiado ruidosa para cumplir con los requerimientos impuestos por la FCC, y de este modo, el sistema BTSC impone un sistema de reducción de ruido en el circuito de la señal de canal de diferencia. Este sistema, que en algunas ocasiones es referido como un sistema de reducción de ruido de dbx-TV (nombrado después de la compañía que desarrolló el sistema) , es el tipo de sistema de compresión-expansión que comprende un codificador y un decodificador. El codificador filtra, de manera adaptiva, la señal de diferencia antes de su transmisión, de modo que su contenido y amplitud de frecuencia, en base a la decodificación, esconderá de manera conveniente ("enmascarará") el ruido capturado durante el proceso de transmisión. El decodificador completa el proceso restaurando la señal de diferencia a su forma original y al hacerlo de este modo asegura que el ruido sea enmascarado en forma auditiva a través del contenido de la señal . El sistema BTSC también define una señal de
' Programación Secundaria de Audio (SAP) , un canal monofónico adicional de información que a menudo es utilizado para llevar la programación en un lenguaje o idioma alternativo, servicios de lectura para una persona ciega u otros servicios . El canal SAP también es susceptible del ruido agregado durante la radiodifusión, y de este modo, el sistema de reducción de ruido dbx-TV es utilizado para codificar y decodificar el canal SAP, así como también, las señales estéreo mencionadas . El sistema BTSC es diseñado para proporcionar señales de audio de una fidelidad razonablemente alta, y como tal, su desempeño puede ser cuantificado con estos parámetros en forma tradicional, los cuales son utilizados para medir la calidad de los sistemas de suministro de audio. En particular, la separación de estéreo es de primera importancia, dado que el suministro del audio de estéreo es la razón principal para el desarrollo del sistema BTSC. Como se observó con anterioridad, con el fin de mantener la compatibilidad hacia atrás con las señales monofónicas existentes de TV, en realidad el sistema BTSC radiodifunde una señal de suma y una señal de diferencia, cada una derivada de las señales originales de audio izquierda y derecha. En el receptor, las señales de suma y diferencia son recombinadas para recuperar y reproducir las señales izquierda y derecha. La recuperación exacta a través del receptor, y de manera particular, la recuperación con una buena separación de estéreo, sucedería si los distintos filtros, tanto en el equipo de radiodifusión como en el equipo de recepción, sobre todo aquellos que comprenden el codificador y decodificador dbx-TV, cumplieran estrechamente con las funciones ideales de transferencia definidas en el documento de los estándares OET- 60, BTSC. Las inexactitudes en estos filtros originan no sólo una deficiente separación de estéreo, sino también la degradación de otros parámetros importantes de audio que incluyen la respuesta de la frecuencia, la distorsión y la exactitud de la amplitud dinámica. La calidad de la señal recuperada SAP, también está en función de la exactitud de los distintos filtros definidos por el estándar BTSC, una vez más, sobre todo aquellos dentro del codificador y el decodificador dbx-TV. Obviamente, debido a que la señal SAP es monofónica, la separación de estéreo no es un problema. Sin embargo, otras características de audio serán degradadas como resultado de las inexactitudes del filtro, justo como será con respecto a las señales de estéreo izquierda y derecha. El estándar BTSC define todos los filtros críticos en términos de sus funciones de transferencia de filtro analógico. Mientras que es posible diseñar, de manera general, un filtro digital de modo que la respuesta de magnitud o fase del filtro digital coincida con la de un filtro analógico, puesto que es bien conocido que la coincidencia de ambas respuestas de amplitud y fase en forma simultánea pueden requerir topologías de filtro que sean prohibitivamente complejas (y costosas) . Sin filtros de compensación, el funcionamiento o desempeño del audio de la señal recuperada podría sufrir en forma dramática. De esta manera hasta ahora, la alternativa ha sido la utilización de filtros digitales más simples y la aceptación del desempeño reducido del audio o la adición de redes adicionales de compensación, normalmente, en la forma de filtros de paso total, para intentar corregir por lo menos algunas de las inexactitudes inevitables de fase. En el último caso, las redes compensatorias agregan complejidad y costo. Además, debido a que ciertos filtros críticos utilizados en el codificador y decodificador dbx-TV son dinámicos por naturaleza, con funciones de transferencia que cambian de momento a momento en función del contenido de la señal, las redes fijas de compensación son necesariamente un compromiso, y no rastrean en forma adecuada los errores de filtro puesto que las distintas señales también cambian con respecto al tiempo.
Sumario de la Invención De acuerdo con un aspecto de la descripción, un codificador de señal de audio de televisión incluye un tomador de muestra o muestreador ascendente que introduce muestras adicionales en una señal de suma con el objeto de incrementar la relación de muestra de la señal de suma. La señal de suma representa la suma de la señal de audio digital de canal izquierdo y la señal de audio digital de canal derecho . En una modalidad, el codificador de la señal de audio de televisión además incluye otro muestreador ascendente que introduce muestras adicionales en una señal de diferencia a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de diferencia. La señal de diferencia representa la sustracción de una de la señal de audio digital izquierda a derecha o de la señal de audio digital de derecha a izquierda de la otra. El codificador también podría incluir una matriz que suma la señal de audio digital de canal izquierdo y la señal de audio digital de canal derecho a fin de producir la señal de suma. La matriz también podría sustraer las señales de audio izquierda y derecha entre si a fin de producir la señal de diferencia. Un filtro digital también podría ser incluido en el codificador para la recepción de la señal de suma muestreada en forma ascendente . El aumento en la relación de la muestra podría ser seleccionado en base a las características del filtro digital. El codificador también podría incluir un compresor que reciba una señal de diferencia muestreada en forma ascendente en la cual el aumento de la relación de la muestra es seleccionada en base a las características del compresor. Las señales de audio de televisión pueden cumplir con los distintos estándares de televisión, tales como el estándar del Comité de Sistemas de Televisión de Radiodifusión (BTSC) , el estándar A2/Zweiton, el estándar EIA-J, u otro estándar similar. De acuerdo con otro aspecto de la descripción, un codificador de señal de audio de televisión incluye un muestreador ascendente que introduce muestras adicionales en una señal de diferencia a fin de incrementar la relación de la muestra de la señal de diferencia. La señal de diferencia representa la sustracción de una de la señal de audio digital de canal izquierdo de una señal de audio digital de canal derecho de la otra. En una modalidad, el codificador de señal de audio de televisión también podría incluir otro muestreador ascendente que introduce muestras adicionales en una señal de suma a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de suma. La señal de suma podría representar la suma de la señal de audio digital de canal izquierdo y la señal de audio digital de canal derecho. El codificador de señal de audio de televisión también podría incluir un compresor que recibe la señal de diferencia muestreada en forma ascendente en la cual el aumento de la relación de la muestra podría ser seleccionado en base a las características del compresor. De acuerdo con otro aspecto de la descripción, un codificador de señal de audio de televisión incluye un muestreador ascendente que introduce muestras adicionales en una señal de programa secundario de audio a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de programa secundario de audio. En una modalidad, el codificador de señal de audio de televisión también podría incluir otro muestreador ascendente que podría introducir muestras adicionales en una versión comprimida de la señal de programa secundario de audio a fin de incrementar la relación de muestra de la señal comprimida de programa secundario de audio . De acuerdo con otro aspecto de la descripción, un codificador de señal de audio de televisión incluye un sumador que adiciona una señal asociada con la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo y una señal de audio digital de canal derecho y una señal asociada con la diferencia entre las señales de audio digital izquierda y derecha. El codificador también incluye un muestreador ascendente que introduce muestras adicionales en una señal de salida del sumador a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de salida. En una modalidad del codificador de señal de audio de, televisión, la señal asociada con la diferencia entre las señales de audio digital izquierda y derecha podría ser modulada de amplitud. De acuerdo con otro aspecto de la descripción, un codificador de señal de audio de televisión incluye un sumador que adiciona : una señal asociada con la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo y una señal de audio digital de canal derecho y asociada con la diferencia entre las señales de audio digital izquierda y derecha, y una señal asociada con un canal de programa secundario de audio . El codificador también incluye un muestreador ascendente que introduce muestras adicionales en una señal de salida del sumador a fin de incrementar la relación de muestra asociada con las señales de entrada en el sumador. En una modalidad del codificador de señal de audio de televisión, la señal asociada con el canal de programa secundario de audio podría ser modulada de frecuencia. También, la señal de salida muestreada en forma ascendente del sumador podría ser conectada con un transmisor. El codificador de señal de audio de televisión también podría incluir otro muestreador ascendente que podría introducir muestras adicionales en una señal de salida del primer muestreador ascendente a fin de incrementar la relación de muestra asociada con la señal de salida del sumador. De acuerdo con otro aspecto de la descripción, un producto de programa de computadora que reside en un medio susceptible de ser leído por computadora incluye las instrucciones, que cuando son ejecutadas por un procesador, provocan que el procesador introduzca muestras adicionales en una señal asociada con un canal de programa secundario de audio a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de programa secundario de audio . En una modalidad, el producto de programa de computadora podría incluir instrucciones adicionales para introducir muestras adicionales en una señal de suma a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de suma. La señal de suma podría representar la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo de televisión y una señal de audio digital de canal derecho de televisión. Todavía podrían ser incluidas instrucciones adicionales para introducir muestras adicionales en una señal de diferencia a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de diferencia. La señal de diferencia podría representar la sustracción de una de una señal de audio digital de canal izquierdo de televisión y una señal de audio digital de canal derecho de televisión de la otra. Las instrucciones adicionales podrían ser incluidas para la introducción de muestras adicionales en una señal de salida de un sumador que adiciona una señal asociada con la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo de televisión y una señal de audio digital de canal derecho de televisión y una señal asociada con la diferencia entre las señales de audio digital izquierda y derecha. Incluso más instrucciones podrían ser incluidas para introducir muestras adicionales en una señal de salida de un sumador que adiciona: una señal asociada con la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo de televisión y una señal de audio digital de canal derecho de televisión y asociada con la diferencia entre las señales de audio digital izquierda y derecha, y una señal asociada con el canal de programa secundario de audio . De acuerdo con otro aspecto de la descripción, un producto de programa de computadora que reside en un medio susceptible de ser leído por computadora incluye instrucciones, que cuando son ejecutadas por un procesador, provocan que el procesador introduzca muestras adicionales en una señal de suma a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de suma. La señal de suma representa la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo de televisión y una señal de audio digital de canal derecho de televisión. En una modalidad, el producto de programa de computadora podría incluir instrucciones adicionales para introducir muestras adicionales en una señal asociada con un canal de programa secundario de audio a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de programa secundario de audio . El producto de computadora también podría incluir instrucciones para introducir muestras adicionales en una señal de diferencia a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de diferencia. La señal de diferencia representa la sustracción de una de la señal de audio digital de canal izquierdo de televisión y la señal de audio digital de canal derecho de televisión de la otra. De acuerdo con otro aspecto de la descripción, un método de codificación de señales de audio de televisión incluye la introducción de muestras adicionales en una señal asociada con un canal de programa secundario de audio a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de programa secundario de audio . En una modalidad, el método además podría incluir la introducción de muestras adicionales en una señal de suma a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de suma . La señal de suma podría representar la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo y una señal de audio digital de canal derecho . El método también podría incluir la introducción de muestras adicionales en una señal de diferencia a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de diferencia. La señal de diferencia podría representar la sustracción de una de una señal de audio digital de canal izquierdo y una señal de audio digital de canal derecho de la otra. El método también podría incluir la introducción de muestras adicionales en una señal de salida de un sumador que adiciona una señal asociada con la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo y una señal de audio digital de canal derecho y una señal asociada con la diferencia entre las señales de audio digital izquierda y derecha. El método también podría incluir la introducción de muestras adicionales en una señal de salida de un sumador que adiciona: una señal asociada con la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo y una señal de audio digital de canal derecho y asociada con la diferencia entre las señales de audio digital izquierda y derecha, y una señal asociada con el canal de programa secundario de audio . De acuerdo con otro aspecto de la descripción, un método de codificación de señales de audio de televisión incluye la introducción de muestras adicionales en una señal de suma a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de suma. La señal de suma representa la suma de una señal de audio digital de canal izquierdo y una señal de audio digital de canal derecho. En una modalidad, el método además podría incluir la introducción de muestras adicionales en una señal asociada con un canal de programa secundario de audio a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de programa secundario de audio. El método también podría incluir la introducción de muestras adicionales en una señal de diferencia a fin de incrementar la relación de muestra de la señal de diferencia. La señal de diferencia representa la sustracción de una de la señal de audio digital de canal izquierdo y la señal de audio digital de canal derecho de la otra. Las ventajas y aspectos adicionales de la presente descripción serán aparentes con facilidad para aquellas personas expertas en la técnica a partir de la siguiente descripción detallada, en donde las modalidades de la presente invención son mostradas y descritas, simplemente por medio de ilustración del mejor modo contemplado para poner en práctica la presente invención. Como será descrito, la presente descripción es capaz de otras modalidades distintas, y sus varios detalles son susceptibles de modificación en varios aspectos obvios, todo sin apartarse del espíritu de la presente invención. En consecuencia, las figuras y la descripción serán consideradas como ilustrativas por naturaleza y no como limitantes.
Breve Descripción de las Figuras La Figura 1 es un diagrama de bloques que representa un sistema de transmisión de señal de televisión que es configurado para cumplir con el estándar de señal de audio de televisión BTSC. La Figura 2 es un diagrama de bloques que representa un sistema de recepción de televisión que es configurado para recibir y decodificar las señales de audio de televisión BTSC que son enviadas por el sistema de transmisión de señal de televisión que se muestra en la Figura 1. La Figura 3 es un diagrama de bloques que representa una porción del sistema de transmisión de señal de televisión que se muestra en la Figura 1 que muestrea en forma ascendente las señales de audio para su codificación y modulación antes de su transmisión de acuerdo con las enseñanzas en la presente. La Figura 4 es un diagrama que representa una porción del sistema de transmisión de señal de televisión que se muestra en la Figura 1 que muestrea en forma ascendente las señales de audio para la modulación digital de las señales antes de su transmisión de acuerdo con las enseñanzas en la presente.
Descripción Detallada de las Modalidades Con referencia a la Figura 1, es presentado un diagrama de bloque funcional de un transmisor de señal de televisión compatible BTSC 10, el cual procesa el contenido de audio y de video de una señal de televisión para su transmisión hacia uno o más sitios de recepción. En este diseño de ejemplo, los canales de audio izquierdo y derecho son proporcionados en las líneas respectivas (por ejemplo, alambres conductivos, cables, enlaces comunes, etc.) 12 y 14. Una señal de programa secundario de audio (SAP) que incluye el contenido adicional de información de canal (por ejemplo, los idiomas alternativos, ya sea como señales de audio o subtítulos para la observación de video, etc.) es proporcionado por una línea 16. Una cuarta línea 18 proporciona un canal profesional que es normalmente utilizado por las compañías de televisión de radiodifusión y de televisión de cable. En este diseño de ejemplo, las señales de audio son digitalizadas a través de estas líneas. En forma similar, los contenidos de señal del canal profesional podrían ser contenidos digitales, o en forma alterna, contenidos analógicos. Para transmitir el contenido de video, son proporcionadas señales de canal de video a través de una línea 20 hacia un transmisor 22. Las señales digitales de los canales izquierdo, derecho y SAP son proporcionadas a un codificador BTSC 24, el cual a su vez prepara las señales de audio para su transmisión. Como se mencionó con anterioridad, las señales de suma y diferencia son producidas a partir de las señales de canal izquierdo y derecho a través del codificador BTSC 24. En forma adicional, las señales del canal SAP son procesadas por el codificador BTSC 24. Una etapa de modulación de audio 26 recibe la señal de suma, la señal de diferencia y la señal SAP, todas las cuales son procesadas y las prepara para su transmisión. En forma adicional, las señales que provienen del canal profesional son preparadas para su transmisión a través de la etapa de modulación de audio 26. En este diseño de ejemplo, la etapa de modulación de audio 26 combina y proporciona las cuatro señales al transmisor 22 que recibe las señales de video proporcionadas por la línea 20. Junto con las señales de video, se prefiere que las cuatro señales de audio sean acondicionadas para su transmisión y que sean proporcionadas por ejemplo, a una antena 28 (o un sistema de antenas) , cuando la última sea necesaria para la transmisión de la señal. Varias técnicas de transmisión de señal que son conocidas por una persona experta en la técnica de los sistemas y telecomunicaciones de televisión podrían ser implementadas a través del transmisor 22 y cuando sea necesario mediante la antena 28. Por ejemplo, el transmisor 22 podría ser incorporado en un sistema de televisión de cable (en donde no sea necesaria una antena) , un sistema de televisión de radiodifusión, u otro sistema similar de generación de contenido de audio y video de televisión. Con referencia a la Figura 2, se muestra un diagrama de bloque que representa un sistema de recepción de televisión 30 que incluye una antena 32 (o un sistema de antenas) , si fuera necesario, para la recepción de señales compatibles de radiodifusión BTSC desde los sistemas de transmisión de televisión, tales como el sistema 10 (se muestra en la Figura 1) . De preferencia, las señales recibidas son proporcionadas a un receptor 34, el último tiene la capacidad de detectar y aislar las señales de transmisión de televisión. No obstante, en algunos arreglos el receptor 34 podría admitir señales compatibles BTSC a partir de otra técnica de transmisión de señal de televisión conocida por una persona experta en la técnica de la radiodifusión de señal de televisión. Por ejemplo, las señales de televisión podrían ser proporcionadas al receptor 34 a través de un sistema de televisión de cable o una red de televisión satelital. En base a la recepción de las señales de televisión, el receptor 34 acondiciona las señales (por ejemplo, amplifica, filtra, escala la frecuencia, etc.) y separa las señales de vídeo y las señales de audio de las señales de transmisión. De preferencia, el contenido de video es proporcionado a un sistema de procesamiento de video 36 que prepara el contenido de video comprendido en las señales de video para su presentación en una pantalla (por ejemplo, un tubo de rayos catódicos, etc.) asociada con el sistema de recepción de televisión 30. De preferencia, las señales que comprenden el contenido de audio separado son proporcionadas en una etapa de desmodulación 38 que remueve, por ejemplo, la modulación aplicada a las señales de audio a través del sistema de transmisión de televisión 10. Las señales desmoduladas de audio (por ejemplo, la señal de canal SAP, la señal de canal profesional, la señal de suma, la señal de diferencia) se prefiere que sean proporcionadas a un decodificador BTSC 40 que descifra de manera adecuada cada señal. De preferencia, la señal de canal SAP es proporcionada a un decodificador de canal SAP 42 y la señal de canal profesional se prefiere que sea proporcionada a un decodificador de canal profesional 44. Junto con la separación del canal SAP y el canal profesional, una señal de suma desmodulada (es decir, la señal L+R) se prefiere que sea proporcionada a una unidad de desacentuación 46 que procesa la señal de suma en un modo sustancialmente complementario en el procesamiento a través del codificador BTSC 24 (se muestra en la Figura 1) . En base a la desacentuación del contenido espectral de la señal de suma, se prefiere que la señal sea proporcionada a una matriz 48 para la separación de las señales de audio de canal izquierdo y derecho. La señal de diferencia (es decir, L-R) también es desmodulada a través de la etapa de desmodulación 38 y se prefiere que sea proporcionada a un expansor BTSC 50 que es incluido en el decodificador BTSC 40. El expansor BTSC 50 cumple con el estándar BTSC para acondicionar la señal de diferencia. La matriz 48 recibe la señal de diferencia del expansor BTSC 50 y con la señal de suma separa los canales de audio derecho e izquierdo en señales independientes
(identificadas en la figura como "L" y "R" ) . Mediante la separación de las señales, las señales individuales de audio de canal derecho e izquierdo podrían ser acondicionadas y proporcionadas en altavoces separados. En este ejemplo, ambos de los canales de audio izquierdo y derecho son proporcionados en una etapa de amplificación 52 que aplica las mismas ganancias (o diferentes) a cada canal antes de suministrar las señales adecuadas al altavoz 54 para la radiodifusión del contenido de audio de canal izquierdo y a otro altavoz 56 para la radiodifusión del contenido de audio de canal derecho . Como se mencionó con anterioridad, las señales de audio (por ejemplo, de canal izquierdo, canal derecho, canal SAP) se prefiere que sean digitalizadas antes de ser codificadas para su transmisión. En esta implementación digital, son extensivamente utilizados filtros digitales tales como los filtros de respuesta de impulsos finitos (FIR) o los filtros de respuesta de impulsos infinitos (IIR) para codificar y decodificar las señales de audio digital antes de su transmisión y después de su recepción. La recuperación exacta de las señales L y R a través del sistema de recepción, de manera particular, la recuperación con una buena separación de estéreo, podría suceder si los distintos filtros en ambos de los equipos de radiodifusión y recepción, sobre todo aquellos que comprenden el codificador y decodificador BTSC, cumplen con las funciones ideales de transferencia definidas en el documento de los estándares BTSC (OET-60) . Las inexactitudes en estos filtros no podrían originar una deficiente separación de estéreo, aunque podrían provocar la degradación de otros parámetros importantes de audio que incluyen la respuesta de frecuencia, la distorsión y la exactitud de la amplitud dinámica. La calidad de la señal recuperada SAP también está en función de la exactitud de los distintos filtros definidos en el estándar BTSC, una vez más, sobre todo aquellos que se encuentran dentro del codificador y decodificador BTSC. Debido a que la señal SAP es monofónica, la separación de estéreo no es un problema. Sin embargo, otras características de audio podrían degradarse como resultado de las inexactitudes del filtro, en forma similar a la degradación de las señales de estéreo L y R. El estándar BTSC define muchos (sino es que todos) los filtros críticos en términos de las funciones de transferencia de filtro analógico. Como es bien conocido en la técnica, mientras que es generalmente posible diseñar un filtro digital, de modo que la respuesta de magnitud o fase del filtro digital coincida con las de un filtro analógico, la coincidencia de ambas de las respuestas de amplitud y de fase podrían requerir, de manera simultánea, de topologías de filtro prohibitivamente complejas (y costosas), agregándose el tamaño, costo y consumo de energía del conjunto de circuitos resultante. Para evitar la necesidad de estos filtros complejos, las señales de audio digital podrían ser previamente procesadas, de manera que implementaciones de filtro relativamente simples realicen funciones similares a las funciones ideales de transferencia como se describe en el documento de los estándares BTSC (OET-60) . Por ejemplo, mediante la introducción de muestras adicionales en una o más de las señales de audio digital y el incremento de la relación de muestra en forma correspondiente, la magnitud y la fase de los filtros con respecto a la banda de frecuencia de interés podrían proporcionar una mejor coincidencia con las funciones ideales de transferencia. Además, mediante la introducción de muestras adicionales en una señal de audio digital y con lo cual, el incremento de la relación de muestra en forma correspondiente (que se conoce en la técnica como muestreo ascendente) , la señal resultante podría proporcionar una mejor coincidencia para los otros tipos de componentes. Por ejemplo, mediante el incremento de la relación de muestra, una señal de audio digital podría coincidir mejor con las características de entrada de un convertidor de digital-a-analógico (DAC) , un modulador digital, u otro componente o etapa incluida en el sistema de transmisión o recepción de televisión. Con referencia a la Figura 3, las porciones de un codificador BTSC 58 de ejemplo y una etapa de modulación de audio 60 procesan las señales de audio digital a fin de proporcionar señales con relaciones adecuadas de muestra para conseguir en forma potencial las funciones ideales de transferencia descritas en el documento de los estándares BTSC (OET-60) . Las señales digitalizadas de audio de los canales izquierdo, derecho y SAP se prefiere que sean proporcionadas a través de las respectivas líneas 62, 64 y 66 al codificador BTSC 58. De manera específica, se prefiere que las señales que provienen de los canales de audio izquierdo y derecho sean proporcionadas a una matriz 68 que calcula una señal de suma (por ejemplo, L+R) y una señal de diferencia (por ejemplo, L-R) de las señales de audio digital. Normalmente, las operaciones de la matriz 68 son realizadas utilizando un procesador de señal digital (DSP) o técnicas similares de hardware conocidas por una persona experta en la técnica del procesamiento de señal de audio y video de televisión. En forma alterna, las operaciones de la matriz 68 podrían ser parcial o totalmente implementadas con técnicas de software conocidas por una persona experta en la técnica. Una vez producidas, las señales de suma y diferencia (es decir, L+R y L-R) son codificadas para su transmisión. Debido a que el proceso de filtrado dentro del codificador BTSC 58 y la etapa de modulación de audio 60 es proporcionado a través de filtros digitales, las funciones de transferencia que representan las implementaciones de filtro analógico son convertidas del plano-s (dominio de Laplace) al plano-z (dominio discreto) . Esta transformación, conocida como una transformación bilineal se describe en la Patente de los Estados Unidos No. 6, 037,993, que se incorpora como referencia en la presente. Para que coincida, de manera sustancial, el desempeño de las implementaciones analógicas, se prefiere que las respuestas de magnitud y de fase de las implementaciones digitales coincidan aproximadamente con las respuestas ideales proporcionadas por el documento del estándar OET-60. A fin de proporcionar esta coincidencia, las señales de audio digital son muestreadas en forma ascendente para incrementar la relación de muestra de cada señal de audio digital. Como se mencionó con anterioridad, el muestreo ascendente es realizado mediante la introducción de muestras adicionales en una señal digital . Varios tipos de técnicas de muestreo ascendente, que son conocidas por una persona experta en la técnica del procesamiento de señal digital, podrían ser empleadas. Por ejemplo, las muestras de valor cero podrían ser intercaladas entre los pares existentes de muestras de las señales de audio digital y la señal resultante es pasada a través de un filtro de paso bajo. Las técnicas de interpolación también podrían ser implementadas. Por ejemplo, una o más muestras adicionales podrían ser determinadas mediante la interpolación de un punto de datos (o puntos de datos) entre cada par existente de muestras, por ejemplo, utilizando las técnicas de estimación polinomial u otras técnicas similares de estimación. Una vez determinada, la- muestra adicional (o muestras) podría ser introducida entre el par adecuado de muestra en la señal de audio digital . En este diseño de ejemplo, las señales de audio digital de suma, diferencia y SAP son muestreadas en forma ascendente a través de los respectivos muestreadores ascendentes 70, 72 y 74 para introducir muestras adicionales en cada señal digital. En un escenario, cada una de las señales de audio digital podría ser inicialmente muestreada a una relación de 48 KHz. Para mejorar la coincidencia de la magnitud y fase del filtro, los muestreadores ascendentes 70-74 podrían incrementar la relación de la muestra por un factor de cuatro hasta 192 KHz . Este incremento proporciona una coincidencia mejorada de filtro digital con las características ideales de tiempo continuo que se describen en las Prácticas Recomendadas del Sistema BTSC "Sonido de Televisión de Múltiples Canales" de la Asociación Electrónica de Industrias (Boletín del Sistema de Televisión EIA No. 5 de Julio de 1985) que se incorpora como referencia en la presente . La señal de suma muestreada en forma ascendente (es decir, L+R) se prefiere que sea proporcionada a una unidad de acentuación previa 76 que altera la magnitud de los componentes de la frecuencia de selección de la señal de suma con respecto a los otros componentes de frecuencia. La alteración podría ser en un sentido negativo, en el cual, las magnitudes de los componentes de la frecuencia de selección son suprimidas, o la alteración podría ser en un sentido positivo en el cual las magnitudes de los componentes de frecuencia de selección son mejorados. La señal de diferencia muestreada en forma ascendente (es decir, L-R) se prefiere que sea proporcionada a un compresor BTSC 78 que filtra, de manera adaptiva, la señal antes de su transmisión, de manera que cuando sea decodificada, el contenido de amplitud y frecuencia de la señal suprime el ruido impuesto durante la transmisión. De manera esencial, el compresor BTSC 78 genera la señal de diferencia codificada mediante la compresión dinámica, o la reducción del alcance dinámico de la señal de diferencia, de modo que la señal codificada podría ser transmitida a través de un circuito limitado de transmisión de alcance dinámico, y de este modo, un decodificador que recibe la señal codificada podría recuperar, de manera sustancial, todo el alcance dinámico en la señal original de diferencia mediante la expansión de la señal comprimida de diferencia en un modo complementario. En algunos arreglos, el compresor BTSC 78 es una forma particular de un sistema de ponderación de señal adaptiva que se describe en la Patente de los Estados Unidos No. 4, 539,526, la cual se incorpora como referencia en la presente, y que se conoce por ser ventajoso para la transmisión de una señal que tiene un alcance dinámico relativamente grande a través de un circuito de transmisión o medio que tenga un alcance dinámico que depende de la frecuencia y que es relativamente reducido. En forma similar a la señal de diferencia muestreada en forma ascendente, se prefiere que la señal SAP muestreada en forma ascendente sea proporcionada a un compresor BTSC 80. El estándar BTSC define, en forma rigurosa, la operación deseada de la unidad de acentuación previa 76 y los compresores BTSC 78 y 80. De manera específica, el estándar BTSC proporciona funciones y/o principios de transferencia para la operación de cada componente incluido, por ejemplo, en el compresor BTSC 78 y las funciones de transferencia son descritas en términos de representaciones matemáticas de filtros analógicos idealizados. Estas características de los compresores BTSC 78 y 80 (y los componentes asociados) podrían ser utilizadas para definir el muestreo ascendente de sus señales de entrada. Después del procesamiento a través de la unidad de acentuación previa 76 y los compresores BTSC 78 y 80, se prefiere que las señales muestreadas en forma ascendente sean proporcionadas a una etapa de modulación de audio 60 para su combinación antes de la transmisión. La etapa de modulación de audio 60 recibe la señal de suma, la señal de diferencia y la señal SAP, todas son muestreadas en forma ascendente y además, procesadas. En forma adicional, en algunos arreglos (no se muestran aquí), las señales que provienen del canal profesional también se prefiere que sean proporcionadas a una etapa de modulación de audio 60. En este ejemplo, la señal de suma muestreada en forma ascendente es recibida a través de la etapa de modulación de audio 60 y es sumada con la señal de diferencia muestreada en forma ascendente. Antes de la suma, se prefiere que la señal de diferencia sea proporcionada a un modulador de amplitud 82, el cual modula la amplitud de la señal de diferencia. Por ejemplo, la señal de diferencia podría ser modulada en base a una forma de onda portadora con una frecuencia que es el doble de la frecuencia de sincronización horizontal de video, FH (por ejemplo, 2 * 15.734 KHz) que se utiliza a través del sistema de transmisión 10. De preferencia, la señal de diferencia modulada de amplitud es proporcionada a un sumador 84 que adiciona esta señal con la señal de suma del codificador BTSC 58. El sumador 84 también adiciona estas dos señales con una señal que tiene una frecuencia que es equivalente a la frecuencia de sincronización horizontal de video (FH) utilizada por el sistema. Para identificar la señal de salida del sumador 84, la señal de salida es referida como una señal compuesta. La etapa de modulación de audio 60 también recibe la señal SAP muestreada en forma ascendente que proviene del compresor BTSC 80. A continuación, la etapa de modulación de audio 60 muestrea en forma ascendente la señal (es decir, introduce muestras adicionales) hasta una relación más alta de muestra para preparar la señal para su modulación de frecuencia. En algunos arreglos, el muestreador ascendente 86 podría muestrear en forma ascendente la señal a través de un factor de dos a fin de proporcionar una relación de muestra de 384 KHz. Esta señal SAP muestreada en forma ascendente tiene la relación adecuada de muestra para un modulador de frecuencia 90, el cual realiza la modulación de frecuencia de una señal portadora con una señal SAP muestreada en forma ascendente. Por ejemplo, una señal portadora con una frecuencia central de cinco veces FH (5 x 15.734 KHz) podría ser modulada de frecuencia a través de la señal SAP muestreada en forma ascendente. En algunos arreglos, está modulación de frecuencia podría ser limitada hasta una desviación máxima de 10 KHz. Una vez que sea modulada de frecuencia, la señal de salida del modulador de frecuencia 90 es combinada con una versión de la señal compuesta producida por el sumador 84. Antes de la combinación de la señal compuesta (es decir, las señales combinadas de suma y diferencia muestreadas en forma ascendente) salida desde el sumador 84, la señal compuesta es muestreada en forma ascendente a través de un muestreador ascendente 92. En este ejemplo, el muestreador ascendente 92 incrementa la relación de muestra de la señal compuesta por un factor de dos. Continuando con este ejemplo, la relación de muestra de la señal compuesta es incrementada de 192 KHz hasta una relación de muestra de 384 KHz . Mediante el incremento de la relación de muestra de la señal compuesta, la señal podría ser directamente sumada con la señal SAP modulada de frecuencia que es salida a partir del modulador de frecuencia 90. En este diseño de ejemplo, un sumador 94 agrega la señal compuesta muestreada en forma ascendente que proviene del muestreador ascendente 92 y la señal SAP modulada de frecuencia que es salida a través del modulador de frecuencia 90. Aunque ausente en este arreglo, otra porción de la etapa de modulación de audio 60 también podría modular, de manera adecuada, las señales que son proporcionadas a partir del canal profesional. En algunos arreglos, estas señales del canal profesional son combinadas con otras señales (por ejemplo, las señales de suma (L+R), las señales de diferencia
(L-R) y las señales SAP) antes de su transmisión. En forma alterna, las señales que provienen del canal profesional podrían ser transmitidas por separado de las otras señales utilizando una o más metodologías conocidas por una persona experta en la técnica de la transmisión y recepción de señal . Antes del envío de la señal de salida desde el sumador 94 (es decir, la señal compuesta de la señal de suma
(L+R) , la señal de diferencia (L-R) y la señal SAP) al transmisor 22, además, la señal podría ser muestreada en forma ascendente a fin de proporcionar una señal compuesta adecuada a uno o más componentes en el transmisor. Por ejemplo, el transmisor 22 podría incluir un convertidor de digital-a-analógico (DAC) que opera con relativamente pocos bits de resolución y en relaciones de muestra relativamente altas. Como es bien conocido en la técnica, las relaciones particulares de señal-a-ruido podrían ser conseguidas y mantenidas con muy pocos bits de resolución si el DAC funcionara con un aumento en la relación de muestra. Con el fin de mejorar la relación de señal-a-ruido, el ancho de banda de la frecuencia de la señal necesitaría permanecer sustancialmente equivalente en forma independiente de este incremento en la relación de muestra. En este ejemplo, a fin de proporcionar un aumento en la relación de muestra a un DAC incluido en el transmisor 22, el muestreador ascendente 96 incrementa la relación de muestra a través del muestreo ascendente de la señal de salida del sumador 94. El muestreador ascendente 96 podría incrementar la relación de muestra, por ejemplo, en 3 MHz para coincidir con la relación de muestra necesaria por el DAC. Junto con el muestreo ascendente de la señal de salida del sumador 94, podrían implementarse técnicas de conformado de ruido (por ejemplo, sigma-delta, etc.) en combinación (o separado) del muestreo ascendente para mejorar las relaciones de señal-a-ruido. Mediante la introducción de muestras adicionales en la señal de salida del sumador 94, se prefiere que el muestreador ascendente 96 proporcione una señal digital compuesta (que incluye las señales de audio digital) a un DAC de baja resolución en el transmisor 22. Por ejemplo, los DACs económicos que tienen de diez a veinte bits de resolución y operan con relaciones de muestra relativamente altas (por ejemplo, más grandes de 192 KHz) podrían ser utilizados por el transmisor. Asimismo, cantidades considerables de DACs de baja resolución y de una alta relación de muestra (para aplicaciones de video) se encuentran disponibles en el mercado del circuito integrado de aplicación específica
(ASIC) . Además, mediante la utilización de DACs de una alta relación de muestra, es mejorado el filtrado posterior a la conversión debido a que es preservado el contenido adicional espectral (múltiplos de octavos de frecuencia) . Junto con el muestreo ascendente, la salida del sumador 94 prepara las señales de audio digital para uno o más DACs incluidos en el transmisor 22, el procesamiento adicional podría ser realizado por otros tipos de componentes y porciones de un transmisor. Con referencia a la Figura 4 , una porción de una etapa de modulación de audio de ejemplo 98 es mostrada y se prefiere que sea proporcionada con las mismas señales del codificador BTSC 58 como la etapa de modulación de audio 60. En forma similar a la etapa 60, se prefiere que la etapa de modulación de audio 98 incluya muestreadores ascendentes y sumadores para incrementar la relación de muestra de la señal de suma (L+R) , la señal de diferencia (L-R) , la señal SAP y la señal compuesta correspondiente producida a través de los sumadores . Mediante el incremento de las relaciones de muestra, las señales digitales que comprenden el contenido adecuado de magnitud y fase se prefiere que sean proporcionadas para el filtrado digital y otras funciones de procesamiento tales como la conversión de digital-a-analógico . El muestreo ascendente también podría preparar una señal compuesta de audio digital (por ejemplo, que incluya las señales de suma, diferencia y de canal SAP) para un modulador digital que procesa la señal compuesta para su transmisión. Por ejemplo, el transmisor 22 podría incluir un modulador digital que funcione, de manera eficiente, si se proporcionara una señal auditiva modulada de frecuencia (es decir, la porción de una señal de canal de televisión que incluye la información de audio) con una frecuencia central de 4.5 MHz . Para proporcionar una señal compuesta adecuada al modulador digital, se prefiere que la etapa de modulación de audio 98 realice el proceso de las señales que provienen del codificador BTSC 58 en un modo similar. Las señales adecuadas son muestreada en forma ascendente y son moduladas (en forma similar a la etapa de modulación de audio 60) . A continuación, las señales adecuadas son combinadas en una señal compuesta a través del sumador 100 (en forma similar al sumador 94 que se muestra en la Figura 3) . De preferencia, la señal compuesta de salida del sumador 100 es proporcionada a un muestreador ascendente 102 que incrementa la relación de muestra de la señal introduciendo muestras adicionales en la señal digital . Como se mencionó con anterioridad, estas muestras introducidas podrían ser determinadas mediante la interpolación de las muestras existentes de señal o mediante la introducción de otros valores de muestra (por ejemplo, las muestras de valor cero) , u otra metodología similar conocida en la técnica. En este diseño de ejemplo, el muestreador ascendente 102 incrementa la relación de muestra hasta 3 MHz
(en forma similar al muestreador ascendente 96 que se muestra en la Figura 3) . Para preparar la señal compuesta de audio digital para el modulador digital, se prefiere que la salida muestreada en forma ascendente del muestreador ascendente 102 sea proporcionada a otro muestreador ascendente 104 a fin de incrementar adicionalmente la relación de la muestra de señal. En este ejemplo particular, el muestreador ascendente 104 incrementa la relación de muestra (por ejemplo, hasta 10 MHz) que es impuesto por las características (por ejemplo, la resolución, el ancho de banda, etc.) del modulador digital incluido en el transmisor. Después de incrementar la relación de muestra hasta una cantidad adecuada, se prefiere que la señal compuesta sea proporcionada a un modulador de frecuencia 106 que modula la frecuencia de un portador auditivo de 4.5 MHz con la señal compuesta. Como es conocido por una persona experta en la técnica del procesamiento de señal, podrían implementarse varios esquemas de interpolación en los codificadores BTSC y las etapas de modulación de audio descritas con anterioridad. Por ejemplo, las señales de audio podrían ser inicialmente muestreadas en 192 KHz, con lo cual se elimina la necesidad de los muestreadores ascendentes 70, 72 y 74 (mostrados en la Figura 3) . En forma alterna, una relación inicial de muestreo de 384 KHz además reduce la necesidad de algunos otros muestreadores ascendentes. Además, los ajustes de la relación de muestra podrían estar basados en muchos factores tales como: el procesamiento del ancho de banda del medio de implementación, la relación de entrada disponible de la muestra, el consumo de energía, los requerimientos de funcionamiento, el costo y la disponibilidad DAC. En forma adicional, mientras que los muestreadores ascendentes y sumadores descritos con anterioridad son distribuidos en codificadores BTSC y en las etapas de modulación de audio, estos dispositivos u otros dispositivos similares que realizan estas operaciones podrían ser distribuidos en un modo diferente o podrían ser situados en su totalidad en un codificador o en una etapa de modulación de audio.
En este ejemplo, los codificadores BTSC y las etapas de modulación de audio son implementados con componentes de hardware (y podrían ser manufacturados por ejemplo, como un circuito integrado único, y un conjunto de chips, un circuito híbrido o un circuito con componentes discretos) , sin embargo, en algunos arreglos una o más porciones de operación de los codificadores BTSC y/o etapas de modulación de audio podrían ser implementados en software o una combinación de ambos. Un listado de ejemplo del código que realiza algunas de las operaciones de los codificadores BTSC y las etapas de modulación de audio se presenta en el apéndice A. De preferencia, el código de ejemplo es proporcionado en el lenguaje Verilog, el cual en general es un lenguaje de descripción de hardware que es utilizado por los diseñadores electrónicos para describir y diseñar chips y sistemas antes de su fabricación. Éste código puede ser almacenado y recuperado a partir de un dispositivo de almacenamiento (por ejemplo, RAM, ROM, unidad de disco duro, CD-ROM, etc.) y podría ser ejecutado en uno o más procesadores de uso general y/o procesadores especializados tales como un DSP dedicado. Mientras que los ejemplos previos descritos utilizan codificadores y decodificadores compatibles con los estándares BTSC, el muestreo ascendente de las señales de audio digital podría ser implementado en codificadores y decodificadores que cumplan con otros estándares de audio de televisión. Por ejemplo, los codificadores y/o decodificadores diseñados para los estándares asociados con A2/Zweiton (actualmente utilizados en partes de Europa y Asia) , podrían incorporar el muestreo ascendente para incrementar las relaciones de muestra de las señales de audio digital. En forma similar, los codificadores y decodificadores que implementan los estándares asociados con la Asociación Industrial de Dispositivos Electrónicos de Japón (EIA-J) podrían implementar las metodologías de muestreo ascendente descritas con anterioridad. Una cantidad de implementaciones ha sido descrita. Sin embargo se entenderá que podrían realizarse varias modificaciones. En consecuencia, otras implementaciones se encuentran dentro del alcance de las siguientes reivindicaciones.
APÉNDICE A /******************************************************************************** Codificador Estéreo Compatible BTSC. Ancho de Banda: DC - 15 Khz Alcance Dinámico: Aproximadamente 80 dB. Nota: Para esta versión de código, el error de fase de conmutación elantera de 30hz o hsync debe ser limpiado antes de llegar a este módulo, o será modulado el piloto y el portador de diferencia. Este módulo btsc es el nivel superior del Codificador de Estéreo BTSC. Este diseño toma las entradas de audio de canal izquierdo y derecho y las codifica en el formato utilizado para el sonido de televisión de múltiples canales. El diseño se realiza de acuerdo con el Boletín OST No. 60. El diseño es sincrónico y corre en un reloj de 49.152Mhz. La velocidad de datos de las entradas izquierda y derecha es de 48kHz. La relación de datos de la salida compuesta es de 192kHz. La notación 'Q' utilizada a través de este documento significa la ubicación del punto binario del número. Por ejemplo, un valor de Q23 significa que el punto binario es situado a 23 lugares de la derecha. En forma equivalente, esto significa que el número entero representa el número actual multiplicado por 2?23.
************************************************************************* module btsc_encoder(ilClk, ~" ilnReset, ilRightLeftEn, il6Right, il. eft, il-SAP, ilHS nc, wlflxOutEn, olnterpSxOut) ; input ilCU; // 9.1S2Mhz. input ilnReset; //Asynchronaus Bystem reset input ilRightliBftEnj //4ßKhz clock enablee Eor left and right. input [15:0] il6Right; //Q15 Right input samples 0-BKhz input [15:0] ilSLeft; //Q1S Left input samples ß4BKhz input [15:0) ilGS?P; //Q1S SAP.input -ampies (SíßKhS-input ilHSync; //Horizontal sync pulses. output wlßxOutEn; //Clock enable for output samplee output [17.0) olnterpBxsut; //Q17 3.072 HHz composite output -ampies //Sum Channel Signáis wire [16 ¡0] wpsumln //Q15 Left+Right reg [1610) rrll77SSuummUUpp:sampled; //Q15 Upsampled suro Signal wire 120 :0) ww2211SSuummF-'ii:xedPreemph; //Q15 Sum Pixed Pre-e phasis sign.al reg [16 ¡0] rrll77SSuummFFii:xe-U?reemphuim //Q15 Limited Sum Cbannel Fixed Pre-Emphasis signal wire [18 : 0J wwll99SSuummBBaa;ndlimited; //Q15 Sum Bandlimited signal reg [15 :0] rrllSSS?uummBBaa;ndlimitedDelayl; reg [15 :0) rrllS6SSuummBBaa:pdlimitedDelay2; //Difference Channel Main Signáis wire [16:0] wl7DiffIn; //Q15 Left-Eight reg [16 :0] rl7Di££Upsample ; //Q15 wire [24 :0] w25DiffFixedPreetnph; //Q15 wire [22 :0] w23Di££VariableGaip; //Ql* reg [20 -.0) w21Di££VariableGainI>im; //Q1? wire [2B: D] w29DiffSpecCompj //Q1S reg [15: 0] wl6Dif£SpecCompLim; //Q1S wire [17 :0] ]8DífCBandlimited; //OÍS //Difference Channel Modulation wire [23:0] w24Dif£Phase; //Phase of difference carrier wire [23:0) w24Di££PhaseLSBs; wire [23:0] w24£>i££Erxor; //LUT error o£ diff carrier wire [23:0] w24DiffCarrierIntrp; wire [23:0] w24Di£fCarrier; //Q23 [23 :Ó) w24DiffModulated; //Q22 //Diff Gain Control Signáis wire [1B:0] wlSDiffGainCtrlBandpass; //Q17 then Q1J - Includes a shift of 4 as part of 1/0.06249 wire 123:0) w24DÍ££GainCtrlS<?uare; //Q13 reg [21:0) r22DiffGainCtrlClip; //Q13 wire [21:0] w22Dif£GainCtrllntegrator; //Q13 wire [47:0) w 8Dif£GainCtrlIntegratorPDS; //Q40 wire [23:0] w24Di££GainCtrlSgrt; //Q20 reg [20:0] r21Dif£A; //Q16 Gain Control Feedback eignal //Diff Spectral Control Signáis wire [19:0] w20DiffSpecCtrlBandpass; //Q17 wire [23:0] w24Di£fSpecCtrlSquare; //Q19 reg ¡19:0) r20DiffSpecCtrlClip; //Q19 wire ¡22:0] w23DiffSpecCtrlIntegrator; //Q22 wire [47:0] w4BDi££SpecCtrllntegratorPos; //Q4B wire [23:0] w24Di££SpecCtrlSgrt; //Q24 - also represents *b' in Q19 wire [23:0] w24JDiffB; //Q17 Spectral Control Feedback signal 'b' wíre [25:0] u26Di££BPlusClQ19¡ //019 Used in Spectral Copreesion Coefficient Calculation wire [20:0] w21Dif£BPlusCl; //Q15 Used in Spectral Co preeeion Coefficient Calculatio [ac bit.always positive) wire [23:0] w24Dif£BTimesCl; //Q15 wire [23:0] w24Dif£BTimeeClPlusl; //Q1S Used in Spectral Compreesion Coefficient Calculation wire [23:0] w24Dif£BTimeeC2¡ wire [23:0] w24Dif£BTimesC2PlusC3; //Q15 Used ia Spectral Compreseioa Coefficient Calculation wire [2 10) w24Dif-BTimesNegC3; wire ¡23:0] w24DiffBTimeeNegC3PlusHegC2¡ //Q15 Used in ?pectral Compreesion Coefficient Calculation wire ¡22:0] w23Dif£B0; //Q16 wire [22:0] w23Dif£Bl; //Q16 wire (22:0) w23DiffAl; I Qie //SAP Channel Main Signáis reg [15 : 0] rlSSAPUpsampled; //Q1S wire [22 : 0] W23 SAPFixedFreemph; //Q1S wire [22 : 0] w23SAPVariableGain; //Q14 reg [20 : 0] w21SAPVariableGainLim¡ //Q14 wire [2B : 0] w29SAP?pecComp; //QJS reg [15 : 0] wl6SAPSpecCompI?im; //Q15 wire [17: 0) wlBSAPBandlimited; //Q1S //SAP Gai'n Control Signáis wire [18:0] wl9SAPGainCtrlBandpaes //Q17 then Q13 Includes a shiEt o£ 4 as part o£ 1/0.06249 gi wire [23:0] w24SAPGainCtrlSguare; //Q13 reg (21 : 0) r22SAPGainCtrlCli ; //Q13 wire [21: 0] w ..2..2SAP ,G„ainCtrlInteg arator; //Q13 wira [47: 0] w4BSAPGainCtrlIntegratorPos; //Q40 wire [23 :0] w24SAPGainCtrlSqrt; //020 reg [20 : 0] r21SAPA; //Q16 Gain Control Feeüback signal 'a' //SAP Spectral Control Signáis wire [19: 0] w20SAPSpecCtrlBapdpass; //Q17 wire [23 : 0] w24SAP?pecCtrlSquare ; //Q19 reg [19 : 0] r2ÓSAPSpecCtrlClip¡ //Q19 wire [22 : 0] w23SAPSpecCtrllntegrator¡ //Q22 uixa [47 : 0] w48SAPS?ecCtrlIntegratsrPos //Q48 wirß [23 : 0] w24SAPSpecCtrlSqrt ; //Q24 - also represents 'b' in Q19 wira [23 : 0] W24SAPB; //Q17 Spectral Control Feedback eignal 'b1 wire (25 : 0) W26SAPBP1USC1Q.9; //Q19 Used in Spectral Compreesion Coefficient Calculation wire [20 : 0] W21SAPBP1USC1 ; //Q15 Ueed in Spectral Compression Coefficient Calculation(no bit. alwaye positi wire [23 : 0] w24SAPBTimesCl ¡ //Q15 wire [23 : 0] w24SAPBTimeeClPlusl ; //Q15 Used in Spectral Coropreesion Coefficient Calculation wire [23 : 0) w24SAPBTimesC2 ; wire [23 : 0] w2 SAPBTimesC2PlusC3 ; //Q15 Used in Spectral Compreesion"Coefficient Calculation wire [23 : 0] w24SAPBTimeeNegC3 ; wire [23 : 0] w24SAPBTimeeNegC3PlueNegC2 ," //Q15 Used in Spectral Compression Coefficißnt Calculation wire [22 : 0] W23SAPB0; //Q16 wire [22 : 0] «2 SAPB1 ; //Q16 wire [22 : 0] W23SAPA1 ; //Q16 reg [15 : 0] composi e; //Q14 Composite output signal (sum + pilot + modulated diff) reg outep; //Output signifyipg composite data is ready reg rlcoslut2In; wire wl2?0utEn; //Enables 2x ipterpolator output (3B4 kHz) wire wlBxOutEn; //Enables Bx interpolator output (3.072 MHz) wire [27 : 0] wSBFMPhase , w28FMPhaseDelta; wire (17:0) wlBlnterpBxOut; // Encoder Output at Fsamp « 3.072 MHz wire [23 :0] pltintrp; //Q15 Gain Control Square signal, Pilot Interpolation eignal wire 123 : 0) pilot; // Pilot signal, Diff Interpolation eignal wire [23 : 0] w24FMPhasel?SBs ; wire [23 :0] w2 FHPhaeeErr; wire [23 :0] w24FMIntrp; wire [23 :0] w24FMCarrier; // Unfiltered SAP wire [17 : 0) wlBFMCarrierFilt; // Filtered SAP wire [27 : 0] pltphaee; //Phase of pilot carrier wire [23: 0] pltphaselsbs; //LSBs of pilot and diff phases • wire [23 : 0] plterr; //1/U error of pilot and di£f carriers wire 123 : 0) pltcarrier; //Q23, Q23 Pilot and diff carriers wire [3 : 0] multsel; //Selects the multiplier inputs wire [1:0) diveel; //Selecte the divider inputs wire [17 :0] wlBDoutl, wlBDout2; // outputs of two channel 2x interpolator wire [17 : 0] wlBInterpßOut; // Composite output of Bx interpolator wire [15 : 0) wl6LeftHPF, wlßRightHPF; // Input HPF outpute wire wlHPFOutEn; // Output enable for Input HPF reg 123 : 0] r24pltcarrier; //Q23, Q23 Pllot and diff carriers reg (23 : 0) r24plterr; //LUT error of pilot and diff carriers reg [23 :0] r24pltphaselsbs; //LSBs of pilot and diff phases reg [15 : 0] rl6I,eítHPF0ut, rl6RightHPFOut; // TESTESTTEST locations //reg [17:0) rlBSAPBandlimited; //Clipped SAP audio input to interpolate2 parameter pltmag = 24'd419430; //Q22 Magnitude of pilot signal(o.l) //The following constante are used to calcúlate the spectral compression coefficients parameter cl 24'dS4294? //Q21 Conetant 1 parameter clqlS - 2?'dl3574; //Q19 Constant 1 //parameter c2 « -24'd274.20; //Q21 Conetant 2 //para etar c3 - -24,d2070277; //Q21 Constant 3 //parameter c3gl5 - -24'd3234B; //Q15 Constant 3 parameter c2 24'hFF94E4; //Q21 Constant 2 parameter c3 « 24'hE06BFB; //Q21 Constant 3 parameter C3ql5 24'hFF81A4; //Q1S Conetant 3 parameter nc2 * 24'd27420; //Q21 Negative of Constant 2 pazameter nc2ql5 » 24'd428; //Q1S Negative of Constant 2 parameter nc3 « 24'd2070277; //Q21 Hegative of Constant 3 //assign wl7Diff!n « {il6Left[15),il6Left} - (ilßRight [15) , il6Right); //aesign wpsumln = (il6Left[15],iie eft) + jil6Right[15], il6Rightj; assign w 7DiffIn - {rl6I,ef_HPF0ut[15),rl6LeftHPF0ut) - {rlßRightHPFOut [15] , rl6RightHPFOut) ; assign wl7Sum!n = {rl6 eftHPF0u I15],rl6 eftHPF0utj + { l6RightHPF0ut [15] , rlßRightHPFOut) ; assign w24DiffPhase » ( (pltphaee [26:25] + l'hl) , pltphase[24 :3] ) ; aseign w4ßDi£fSpecCtrlIntegratorPoe - w23DiffSpecCtrlIptegrator[22] 7 0 : (w23Di££SpecCtrlIntegrator[21:0j, assign w48DiffGainCtrlIntegratorPos « w22Di££GainCtrllntegrator[21) 7 0 : {w22Di£fGainCtrl-ntegrator[20:0j , aasign w4BSAPSpecCtrlIntegratorPoe - w23SAP?pecCtrlIntegrator [22] ? 0 t (w23SAPSpecCtrlIntegrator[21:0] , 26' assign w4BSA->GainCtrlIntegratorFos » w22?APGainCtrllntegrator[21] ? 0 : (w22SAPGaipCtrl?ntegrator[20:0) , 27' aesign w24Di£fB . (2'd0, w24DiffSpecCtrlSqr [23 :2] ) ; //b(Q17) , w24Dif£SpecCtrlSqrt(Q19) positive assign w2GDi££BPlusClQ19 (w24DiffB,2'd?) + Clql9j //All three in Q19 assign w21Di££BPlusCl > w26DiffBPlU5ClQ19124:4] //Change to Q15 and remove eign bit. assign w24DiffBTimesClPlusl • w24DiffBTimesCl t 32768; //Ali three in Q15 assign w24Dif fBTimesC2PlusC3 • w24DiffBTimeeC2 + c3ql5; //All three in Q15 assign w24DiffBTimesNegC3PlusHegC2 w24Di££BTimesNegC3 + nc2qlS; //All three in Q1S aesign W24SAPB • {2'dO, w24SAPSpecCtrlSqrt[23:2] }; //b(Q17), w24SAPSpecCtrlSgtt(Q19) bo poeitive ass gn w26SAPBPlusClQ19 » {w24SAPB,2'd?) + clql9; //All three in Q15 aesign w21SAPBPlusCl - W26SAPBP1USC1019 [2 :4] ; //Change to Q15 and remove sign bit. assign w24SAPBTimesClPlusl o w24SAPBTimesCl + 32768; //All three in Q1S assign w24SAPBTimesC2PlueC3 « w24SAPBTimesC2 + c3ql5; //All three in Q1S aesign w24SAPBTimesNegC3PlusNegC2 =» w24SAPBTimeeNegC3 + nc2ql5; //All three in Q15 assign olnterpß?Out » wlßlnterpBOut; timer timer (.clk (i Clk) , //System Clock (49.152MH=) .resetN (ilnReset) , //Asynchronous Global Reeet .dregclear (wlDHegClear) , //Cleare D registers upon global reset .khz4B (ilRightLeftEp) , //Extemally Created 48kHs pulses .khzl92 (wlFiltEn) , //Internally Created 192kH? pulses .multen (multen) , //Multiplier Enable . ultsel {multsel). //Multiplier Input Select . sqrtenl (sqrtenl) , //Square Root Module Enable 1 .sqrten2 (sqrten2) , //Square Root Module Enable 2 . iven (diven) , //Divider Enable .divsel (divsel) , //Divider Input Select .encomposite (encomposite} , //Composite Register Enable .clearlr (clearlr) , //Clear Left and Right Registers -coslutsel (coslutsel) , //Coeint
Input Select .rllnterp20ut (wl2xOutEn) , .rlInterpBOut (wlBxOu En) ) SOSIVCom S0S1 {.ilClfc (ilClk) , .ilStart ( lFiltEn) , .ÜDRegClear (wlDRegClear) , .il7Data!nl (rl7SumUpsampled) , .or21DataOutl (w21SumFixedPreemph) , .il7DataIn2 (rnsutrfi?edPree phLim) , .orlSDat_Out2 (wl9SumBandlimited) , . 17DataIn3 (rl7Di£fupsaro?led) , ,or25DataOut3 (w25DiffFixedPreemph) , .i20DataIn4 ((wiaPiffBapdlimited, 2'b?)), // .i20DataIn4 (i21Feedback[19:0)), ,orl9Dataout4 (wlSDiffGainCtrlBandpase) , .i22Data!n5 (r22Dif£GainCtrlClip) , .or22DataOutS (w22Di£fGainCtrlIntegrator) , .i20DataInS {(wlßPiffBandlimited, 2'b?J), // .i20Data!n6 (i21Feedback[19:OJ), .orZODataOute (w20DíffSpecCtrlBandpaes) , .i23DataIn7 ((r20DiffSpecCtrlClip, 3'bO}), .or23DataOut7 (w23DiffSpecCtrlIntegrator) , .i22DataIn8 ((w2_DiffVariableGainLim, l'boj), .or-9DataOut8 (w29Di£fSpecCsmp) , .Í1BBO_08 (w23Di££B0[22:5)), -ÜBBI JB (w23DiffBl[22:S)), . ilBAl~0ß (w23Di££Al[lB:l)), .il6Data!n9 (wl6Di££SpecCompl>im) , . orlßDataOutS (wlßDiffBandlimited) , .iX6Data!pl0 (rl6SAPUpeampled) , . or23DataOutlO (w23SAPFixedPreemph) , .i20Data?nll ((wlBSAPBandlimited, 2 'boj), .orl9DataOutll (wl9SAPGainCtrlBandpase) , .i22DataInl2 (r22SAPGainCtrlClip) , ,or22DataOutl2 (w22SAPGainCtrlIntegrator) , .i20DataIn!3 (¡wlBSAPBandlimited, 2'b?j), .or20DataOutl3 (w20SAPSpecCtrlBandpass) , .i23DacaInl4 ({r20SAPSpecCtrlClip, 3'b?)), .or23DataOuti4 (w23SAPSpecCtrl!ntegrator) , .i22DataInlS ({w21SAPVariableGainLim, 1'b?JJ, .or29DataOutl5 (w29SAPSpecComp) , .ilBB0_15 (w23SAPBÓ[22:Sj), .Í1BB1_1S (W23SAPB1 (22 -.5) ) , .ÜBAl^lS (w23SAPAl[18:l)), .il6DataInl6 (wldSAPSpecCompl.im) , ,orlSDataOutl6 (wlBSAPBandlimi ed) ) ;
mult muíti (.clk (ilClk) , .ilReset (wlDRegClear) , .en (multen) , .inputsel (multeel) , .inla (w24DiffCarrier) , .inlb ((wl8Dif£Bandlimited[16:0) 7'hO}), " .outl (w24Di£fModulated) , //Diff Chanpel Modulation .in2a ( {w20Di££?pecCtrlBandpaes, b?}). .in2b (( 2ODiffSpecCtrlBandpaes, 'bO}) , .out2 (w24DiffSpecCtrlSquare) , //Spectral Control Squaring
.in a ((wl9DiffGainCtrlBandpaee, 'bO)) , .in3b ({wl9Pi£fGainCtrlBandpass, 'b?)) ( .DUt3 (w24DiffGainCtrlSquare) , //Gain Control Squaring
.in4a (r24pltphaselEbs) , . in4b (r24plterr) , .out4 (pltintrp) , / ///Pilot Carrier Interpolation . in5a (r24pltcarrier) , .inSb (pltmag) , .outs (pilot) , / ///Pilot Modulation .ipSa (w24Di££B) , .in6b (cl), .outß (w24DiffBTimesCl) , //BO Coefficient Multiplication .in7a (w24DiffB) , .in7b (c2J. .out7 (w24DiffBTimesC2) , //Bl Coefficient Multiplication .inBa (w24DiffB) , .inßb (nc3). .outB (w24DiffBTimeeNegC3) , //Al Coefficient Multiplication
.in9a (w24DiffPhaseLSBs) , .inSb (w24DiffError) , .out9 (w24Di£fCarrierlntrp) ) ; //Diff Carrier Interpolation mult multz (.clk (ilClk) , . ilReeet (wlDRegClear) , .en (multen) , . inputsel (multsel) , // . inlp (w24DiffCarrier) , // .inlb ( (wlBDiffBandlimite [16: OJ, 7-ho)), // .outl (w24DiffModulated) , //Diff Channel Modulation .in2a ((w20SAPSpecCtrlBandpass, 4'b?)), . in2b ({w20SAPSpecCtrlBandpass, 4'bD)), .out2 (w24SAPSpecCtrlSquare) , //Spectral Control Squaring .ip3a ( (wlBSAPGainCtrlBandpase , 5'b?)), .in3b ({wlBSAPGainCtrlBandpass, S'boj), .out3 (w24SAPGainCtrlSquare) , //Gain Control Squaring // .in4a (pltphaselsbs) , // .in4b (plterr) , // .out4 (pltintrp) , //Pilot Carrier Xntenolation // .in5a (pltcarrier) , // ,in5b (pltmag) , // .out5 (pilot), //Pilot Modulation .in6a (W24SAPB) , .in6b (cl), .out6 (w24SAPBTimesCl) , //BO Coefficient Multiplication -in7a (W24SAPB) , .in7b (C2), .out7 (w24SAPB7imßeC2) , //Bl Coafficient Multiplicaron .inßa (W24SAPB) , .inflb (nc3) , .outB (w24SAPBTimesNegC3) ) ; //Al Coefficient Multiplication II .in9a (W24DÍÍEPhaseLSBe) , // .in9b (w24Di££Error) , // .out9 (w24Di£fCarrierIptrp) ) ¡ //Diff Carrier Interpolation sqrt eqrtl (.clk (ilClk) , .ilReset (wlDRegClear) , .enl (eqrtenl) , .din (w48Di£fSpecCtrlIntegratorPas) , .doutl (w24Di£fSpecCtrlSqrt) , //Spectral Control Square Root .en2 (eqrten2) , .din2 (w48DifIGainCtrllntegratorPos) , . out2 (w24DiffGainCtrlSqrt) ) ; //Gain Control Square Root sqrt sgrt2 (.clk (ilClk) , .ilReBet (wlDRegClear) , .enl (eqrtenl) , .dinl (w48SAPSpecCtrllntegratorPos) , . doutl (w24SAPSpecCtrlSqrt) , //Spectral Control Square Root .en2 (eqrten2) , .din2 (w48SAPGainCtrlIntegratorPos) , .dout2 (w24SAPGainCtrlSqrt) ) ,- //Gain Control Square Root div divl (.clk (ilClk) , .ilReset (wlDRegClear) , .en (diven) , .inputsel (divsel) , .num (w25DiffFixedPreemph [24 : 1) ) , . deno l (r21DiffA) , .doutl (w23Dif fVariableGain) , //Gain Control Divide .num2 (W24DÍÍ fBTimeeClPlusl) , .denom2 (w21Di££BPlusCl) , .dout2 (w23Dif fBO) , //BO Coe£ficient Divide .nuro3 (w24Dif£BTimeeC2PlusC3 ) , .denom3 (w21DiffBPlusCl) , .dout3 (W23Dif£Bl), //Bl Coefficient Divide .num4 (W24D1£ £BT-mesNegC3PlustJegC2) , .denom4 (w21Dif ÍBPlusCl) , .dout4 (w23Dif£A1) ) ; //Al Coefficient Divide div div2 {.clk (ilClk), . iIReeet (wlDRegClear) , . en (diven) , .inputael (divsel) , .numl (( (2{w23SAPFixedPreemph[22))), w23SAPFixedPreemph[22:l] }) , //Wasting two bit: -denoml (r21SAPA) , .doutl (w23SAPVariableGain) , //Gain Control Divide .num2 (w24SAPBTimesClFlusl) , .denom2 (w21SAPBPlusCi) , . dout- (W23SAPB0) , //BO Coefficient Divide .num3 (w24SAPBTimesC2PlueC3) , . enop? (w21SAPBPlusCl) , .úout3 (W23SAPB1), //Bl Coefficient Divide .num4 (w24SAPBTimesHegC3PlusHegC2) , . enom4 (w21SAPBPlueCl) , \dout4 (W23SAPA1)); //Al Coefficient Divide coslut coslutl (.inputsel (coslutsel), //Cosine Lookup Table -phaseinl lpltphase[27:4]). .anglellsbe (pltphaselebs) , .errl (pl err) , .intrpl (pltintrp) , . coeoutl (pltcarrier) , .phasein? (w24DiífPhase) , .angle2lsbs (w24DiffPhasetiSBs) , •err2 [w24DiffError) , . intrp2 |w24DiffCarriermtrp) , . cosoutZ (w24DiffCarrier) ) ; coslut coslut2 { .inputsel (rlcoslut2In) , //Cosine Lookup Table . haseinl (w2BFMPbase[27:4]), . anglellsbs (w24FMPbaeeJ-SBe) , .errl (w24FMPhaseErr) , . intrpl (w24FMIntrp) , .CO?OUtl (w24FMCarrder) , . phaeein2 0, .angle2lsbs (>. .err2 0. . intr?2 0, .COSOUt2 0); SAPFMMod SAPFMMod (.iclk (ilClk), .ireeetn (ilnReeet) , .ikhz3B4 (wl2xOutEn) , .iSAPAudio (wlBDoutl) , .iphasein (w28FMPhaseDelta) , .iLSBs (w24FMPhaeet.SBs) , .iErr lw24FMPhaseErr) , .olntrp (w24FMIntrp) , . ophaseout (w28FMPhase));
pilot pilotl (.clk (ilClk) , .reeetN (ilnReset) , .khz4B (ilRightLeftEn) , .khzl92 ( lFiltEn) , .hsync (ilHSync) , .phaeeout (pltphase) , .FMPhaseDelta (w2BFMPhaseDelta) ) ; Interpolate2 lnterpolate2 ( .iclk (ilClk) , . iReset (ilnBeset) , .iNewData (outen) , .iFIFORead (wl2x0utEn) , .oReadyForData {) , .ÍD1N1 [{composite, 2'b??)), //{composite, 2'b??) .ÍDIN2 (wlBSAPBandlipiited) , //{wlBSAPBandlimited[15:0] , 2 boo)
.oDOU l (wlSDoutl) , .OD0UT2 (wlBDout2), .oSEI?_I (wlSEl,_I) j ; InterpolateS Interpolateßl ( . iCliK (ilClk) , .iP.ESET (ilnReset) , .iND (w!2x0utEn) , .ÍDIN (wlBDout2 + wlßFMCarrierFilt) , // wlBDout2 +. wlBFMi .ODOUT (wiainterpßout). .iFIFOREAD (wlßxOutEp) ) ; SAPFilt SAPFilt (.iCL (ilClk) , .iRESET (ilnReset) , .iND (wi2x?utEn) , .iDIN (w24FMCarrier [2 :6] ) -oDOUT (wlBFMCarrierFilt) , .wlRFD ()}; lighpase higbpass (.iCLK (ilClk) , .itaz.iB (ilRightLeftEn) , -iRESET (ilnReset), .iLeft (ilßLeft), .iRight (il6Rigbt), .oLeftHPF (wlßLeftHPF) , .oRightHPF (wl6RigbtHPF), .oHPFOutEn (wlHPFOutEn) ) ¡ /********************************************************************************
Los siguientes limitadores ayudan a proteger la salida compuesta del exceso de modulación del portador auditivo. La especificación para el canal de suma es un máximo de desviación de 25kHz del portador auditivo. Su magnitud es limitada aquí a 1.05 de este máximo (26.25kHz). Existe un margen adicional para evitar la distorsión en las señales que podría exceder el máximo. Este valor puede ser ajustado para coincidir con las necesidades de la aplicación. Si no fuera aceptable que excediera el máximo de 25kHz en lo absoluto, entonces un valor en cierto modo menor de 1 debe ser utilizado debido a que el filtro del límite de banda dará salida en forma potencial a una señal cuyos picos se exceden aquellos de la señal limitada que está siendo filtrada. Aunque el problema aquí es que serán limitadas algunas grandes señales válidas que no modularían en exceso al portador auditivo. Por lo tanto, se experimentarían mediciones de distorsión y separación armónica. El valor de 1 para el canal de diferencia corresponde con su desviación máxima permisible de 50kHz. Este valor podría ser ajustado, en forma potencial, con las mismas relaciones como es listado para el canal de suma. ********************************************************************************/
//This limlts the diff signal to 1 (0 dB) (0x7FFF) always G> (w29Di£f SpecComp) if (w29DiffSpecComp [2B) & (w29Diff SpecComp [27 :15) l« 13 'hlFFF) ) wl6Dif£SpecCompJ-im <« 16 'hBOOO ; elea i£ (-w29Dif f SpecCom [2B] fc (w29DiffSpecComp[27 :15) 1= 13 'hOOOO) ) wl6Di££SpecCompUm <•= 16 'h7FFF; else wl6Di£fSpecComp_>lm <= w29Diff SpecComp [15 : 0] ; //This limits the SAP signal to 1 (0 dB) (0x7FFF) always F (w29SAPSpecComp) if (w29SAPSpecCom t28] & (w29SAPSpecComp [27 : 15) 1- 13 'hlFFF) ) wl6SAPSpecCompI,im <- 16 'hBOoO; else if (~w29S?PSpecComp [28] fc (w29SA_>SpecComp [27 :151 != 13 'hOOOO) ) wieSAPSpecComp im <« 16 'h7FFF; else wl6SAPSpecCompbim <« w29SAPSpecComp [15 :0) ; //Limit to 1.0625 going from Q15 to Q15 (< 0X087FF) always 0 (w21SumFixedPreemph) if (w21SumFixedPreemph [20) && (w21SumFixe?iPreemph [19:11] < 9 ' bllll 0111 1) ) rl7SumFixedPreemph-,im e» 17'hl_7B00 ; • ~ else if (-w21SumFixedPreempb [20] && [w21SumFixedPreemph [19 : ll] > 9 'b0000 1000 0) ) rl7SumFixedPraerophLim <» 17 'h0_B7FF; ~ ~ elee rl7SumFixedPreemph-,im <« w21SumFixedPreemph [16 : 0) ; /********************************************************************************
El . siguiente mínimo no permite que el resultado spcsqr pase a 0 ó -1 al integrador. Esto provocaría valores ridiculamente bajos (y erróneos) para b. Esto obliga a que el valor mínimo sea un bitio único Q23, el cual es de una magnitud muy pequeña. A menos que la precisión sea incrementada aquí, los valores de los coeficientes bO, bl y al nunca serán excedidos en una magnitud de 32, aunque su alcance dinámico se los permita, de manera potencial. Ya sea la reducción de su alcance dinámico o el incremento de la precisión optimiza esto. ********************************************************************************/ always ß (w24Di£f SpecCtrlSquare) if ( (w24Dif f SpecCtrlSquare -» 24'hoo_0000) || (w24DiffSpecCtrlSquare[23) )) r20Di££SpecCtrlClip <« 20'h0_000?; else if (w24Dif£SpecCtrlSquare » 24'h07_lEB8) //Clip to 0.B9 r20DiffSpecCtrlClÍp <«. 20'h7_lEBB; ~ else r20Di£fSpecCtrlClip <» w24D?ffSpecCtrlSguare[19:0] ; alwaye ß(w24SAPSpecCtr3Square) i£ ( (w24SAPSpecCtrlSquare »» 24'h00_0000) || (w24SAPSpecCtrlSquare[23] ) ) r20SAPSpecCtrlClip <:» 20'h0_0001; else if (w24SAPSpecCtrlSquare > 24'h07_lEB8) //Clip to 0.B9 r20SAPSpecCtrlClip 5» 20'h7_lEBB; else r20SAPSpecCtrlClip <» w24SAJ?SpecCtrlSquare[19:0] ; alwaye ®(w24Di£fGainCtrlSquare) if ((w24Dif£GainCtrlSquare »- 24'h00_0000) || (w24Dif fGainCtrlSquare [23] ) ) r22DiffGainCtrlClip «« 22'h00_00(íl; else if (w24Di£fGainCtrlSquare a 24'dl843200) // Clip to 225 r22DiffGainCtrlClip <» 22"dl843200; elee r22Di££GainCtrlClip <- w24DiffGainCtrlSquare[21:0) ; always S (w24SAPGainCtrlSquare) if 1 (w24SAPGainCtrlSquare == 24'hO0__O00O) || (w24SAPGainCtrlSquare[23) ) ) r22SAPGainCtrlClip <- 22'hOO_O?'?l; else if (w24SAPGainCtrlSquare > 24'dlB43200) // CHp to 225 r22S?PGainCtrlClip <- 22'dlB43200¡ elee r22SAPGainCtrlClip <= w24SAPGainCtrlSquare[21:0] ; 10 always ß(w23Dif£VariableGain) if (w23Dif£VariableGain[22) £ (w23Dif£VariableGain [21:20] 1« 2 'bll)) w21DiffVariableGain_.im <» 21'hlOOOOO; else if (-w23DiffVariableGain[22) & (w23DiffVariableGain[21:20) ¡= 2'bOO)) w21DiffVariableGainbim <« 21'hOFFFFF; else v-)21DiffVariableGainl,im <=> w23Di££VariableGain[20:0] ; always ß(w23SAPVariableGain) if (w23SAPVariableGain(22] fc (w23SAPVariableGain(21:20] !« 2'bll)J u31SAPVariableGainLim <» 21'hlOOOOO; elee if (-w23SAPVariableGain[22J fc (w23S?PVariableGain[21:20) !» 2'bOO)) w21SAPVariableGainLim <- 21'hOFFFFF; else w21SAPVariableGainLim <» w23SAPVariableGain[20:0] ; always T(w24Dif£GainCtrlSqrt [23 :4] ) if (w24Di£fGainCtrlSqrt[23:15) »= 0) 15 r21Dif£A -« 21'hBOO; elee r21DiffA <=> {l'bO, w24DiffGainCtrlSqrt[23:4) ) ; always S (w24SAPGainCtrlSqr [23 : 4) ) if (w24SAPGainCtrlSqrt(23:lSj «= 0) r21SAPA <- 21'hBOO; else r21?AJ?A <» {l'bO, w24SAPGainCtrlSqrt[23:4]}; /********************************************************************************
La señal compuesta está constituida de tres señales: la señal piloto de 15.734kHz, el canal principal (o canal de suma), y el canal de diferencia modulada. Estos tres son sumados en el siguiente bloque 'always' siempre')- El registrador compuesto de 16 bits tiene un formato Q14. Por lo tanto, su alcance dinámico , es de +/-2(en Q14) . Las magnitudes de las tres señales que constituyen ryn la señal compuesta son establecidas de manera que un valor de +/-l(en Q14) corresponda con una desviación del portador auditivo de 50 kHz. El canal de diferencia modulada (w24DiffModulated) es establecido para una desviación máxima de 50kHz o 1 (en Q14) . La señal de suma (sbl) es escalada para un valor máximo de una desviación de 25kHz o 0.5 (en Q14) . La señal piloto es escalada para una desviación máxima de 5kHz o 0.1 (en Q14)
Señal Desviación Valor Salida Magnitud relativa Máxima, Compuesto (Q14) Eval Br en las entradas L+R, L-R 24DiffModulated 50KHz +/-1 +/-3V OdB sbl 25KHz +/-0.5 +/-1.5V OdB 25 piloto 5KHz +/-0.1 +/-0.3V n/a **Para la calibración del SRD-1, una señal de entrada 100%EIM será salida un canal de suma con la magnitud de +/-1.5V en la tabla de evaluación. ********************************************************************************/ always ?fposedge ilClk) begin rl7Dif f?psampled <» clearlr ? 0 : (ilRightLeftEn ? w!7Di£fln : rl7Diff?psampled) ; //?psampling rl7SumUpeampled :- clearlr ? 0 : (ilR.ghtLef tEn 7 wpsumln : rl7SumUpsampled) ; //?psampling rl6SAPUpsampled <= clearlr ? 0 : (ilRightLeftEn ? Í16SAP : rl6SAPUpeampled) ; //Upsampling rl6SumBandlimitedDelayl «« epcomposite ? wl9SumBandlimited[17:2] : rl6SumBandlimitedDelayl¡ rl6SumBandlimitedDelay2 <» encomposite ? rl6SumBandlimitedDelayl : rl6SumBapdlimitedDelay2; rlcoslut2In e« l'bO; r24pltcarr er <= pltcarrier; r24plterr <» plterr; r24pltphaselsbs «» pltphaselsbs; composite <= encomposite 7 (pilo [23: 8) + w24DiffModulated[23:8) + rl6SumBandlimitedDelay2) : composite
//composite <- encomposite ? (pilot [23 :B]) : composite; //Added SAP at baseband temporarily just to make sure nothing gets optimiied out in synthesis // composite <- encompoeite 7 (pilot [23: 8] + w24Dif fModulated [23 :8] + rl6SumBandlimitedDelay2 -t wlB?APBandlimited[17:2]) : composite; outen a encomposite;
if (wlHPFOutEn =» 1) begin riebeftHPFOut Í- wl6LeftHPF¡ rl6RightHPFOut «= wl6RightHPF¡
end endmodule