KR940002109B1 - Low pass filter having low capacity capacitance - Google Patents
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Abstract
Description
제1도는 종래의 저역통과필터의 구성도.1 is a block diagram of a conventional low pass filter.
제2도는 제1도의 저역통과필터를 개량한 종래의 구성도.2 is a conventional block diagram of an improvement of the low pass filter of FIG.
제3도는 본 발명에 따른 저역통과필터의 구성도.3 is a block diagram of a low pass filter according to the present invention.
제3a도는 본 발명에 따른 전압분배수단의 일실시예.Figure 3a shows one embodiment of the voltage distribution means according to the present invention.
제3b도는 본 발명에 따른 전압분배수단의 다른 실시예.3b is another embodiment of a voltage distribution means according to the present invention.
제3c도는 본 발명에 따른 저역통과필터의 다른 실시예.3c is another embodiment of a low pass filter in accordance with the present invention.
제3d도는 본 발명에 따른 저역통과필터의 또다른 실시예.3d is another embodiment of a low pass filter in accordance with the present invention.
제3e도는 제3도의 상세회로도.3e is a detailed circuit diagram of FIG.
본 발명은 저역통과필터에 관한 것으로, 특히 캐패시터를 사용하는 저역통과필터에 관한 것이다.The present invention relates to a low pass filter, and more particularly, to a low pass filter using a capacitor.
집적회로화가 가능한 저역 통과필터에는 여러가지 종류가 있으며, 이들의 공통적인 문제는, 사용주파수가 수 ㎑ 이하에서 신호처리를 해야하는 경우에 캐패시터의 용량을 증가시켜야 하기 때문에, 캐패시터의 용량증가에 필연적으로 수반되는 캐패시터 면적의 증가가 집적회로상에서 불리하다는 점이다. 이를 개선하기 위한 기술이 IEEE Transaotions on Consumer Electronics, Vol. 35, No.4, Nov.1989. P.727에 개시된 바 있다. 제1도를 참조하면, 상기 논문에 제시된 저역통과필터는 입력전압 Vi를 입력하는 트랜스 컨덕턴스증폭기(1)의 출력을 각각 저항 R1 및 R2를 통하여 연산증폭기(2)로 입력한다. 연산증폭기(2)의 출력전압 Vo는 반전단으로 궤환되며, 비반전단과 접지사이에 개폐시터 C가 연결되어 있다. 이러한 종래의 저역통과필터에 있어서는 상기 연산증폭기(2)의 출력오프셀전압이 상기 저항들의 비에 따라 변하기 때문에, 상기 캐패시터 C의 용량을 크게 줄이기가 곤란하다. 따라서, 캐패시터의 크기를 축소하는데 한계가 있다. 이는 상기 연산증폭기(2)의 반전단 및 비반전단에 각각 연결된 저항 R1 및 R를 통하여 입력 바이어스전류가 흐르게 되어, 그러한 입력 바이어스전류를 커버할 만큼의 최소한의 캐패시터용량이 필요함에 의한 결과이다.There are many types of low pass filters that can be integrated circuits, and their common problem is that the capacity of the capacitor must be increased when signal processing is performed at a frequency of several Hz or less, so that the capacity of the capacitor is inevitably increased. Increasing the capacitor area becomes disadvantageous on integrated circuits. Techniques for improving this are described in IEEE Transaotions on Consumer Electronics, Vol. 35, No. 4, Nov. 1989. As disclosed in P.727. Referring to FIG. 1, the low pass filter presented in the paper inputs the output of the transconductance amplifier 1 for inputting the input voltage Vi to the operational amplifier 2 through the resistors R1 and R2, respectively. The output voltage Vo of the operational amplifier 2 is fed back to the inverting stage, and the open / close sheet C is connected between the non-inverting stage and the ground. In such a conventional low pass filter, since the output off-cell voltage of the operational amplifier 2 changes according to the ratio of the resistors, it is difficult to greatly reduce the capacity of the capacitor C. Therefore, there is a limit in reducing the size of the capacitor. This is a result of input bias current flowing through the resistors R1 and R connected to the inverting and non-inverting ends of the operational amplifier 2, respectively, so that a minimum capacitor capacity is required to cover such input bias current.
상기 제1도의 저역통과필터가 가지는 문제점을 해결하기 위한 종래의 다른 저역통과필터의 구성이 제2도에 도시되어 있다. 제2도에 도시된 바와같이, 연산증폭기(2)의 비반전단으로부터 트랜스컨덕턴스증폭기(1)의 반전단으로의 궤환경로를 부가하였다. 궤환함으로써 설정되는 입력전압 Vi와 출력전압 Vo와의 관계는 Vo=([R1×gm)/(R1+R2)]×VI)/(sC+[R1/(R1+R2)]×gm)로 나타낸다. 상기 식에서 s는 라플라스 변수이며, gm는 트랜스컨덕턴스증폭기(1)의 트랜스컨덕턴스값을 표시한다. 상기 식으로부터 알 수 있듯이, 저항값 R1과 R2의 관계식으로써 캐패시턴스 C의 값을 줄일 수는 있으나, 저항 R2에 흐르는 전류가 출력전압에 영향을 주게 된다. 또한 R1과 R2를 줄이면, 트랜스컨덕턴스증폭기(1)의 부하구동능력이 커야하나, 이는 상대적으로 gm의 값을 크게 할 수 없도록 한다. 반대로 상기 저항값들을 크게하면, 상기 제1도와 관련하여 설명한 바와 같이 연산증폭기(2)의 출력 오프셀전압이 커진다. 결과적으로 제2도와 같이 구성된 저역통과필터에 있어서는 캐패시터의 크기를 줄이는 면에서는 제1도의 경우보다 개선된 점이 있으나, 원하지 않는 한계들을 수반하고 있는 것이다.The configuration of another conventional low pass filter for solving the problem of the low pass filter of FIG. 1 is shown in FIG. As shown in FIG. 2, a path environment path from the non-inverting end of the operational amplifier 2 to the inverting end of the transconductance amplifier 1 was added. The relationship between the input voltage Vi and the output voltage Vo set by feedback is expressed by Vo = ([R 1 x gm) / (R 1 + R 2)] × VI) / (sC + [R 1 / (R 1 + R 2)] × gm). Where s is the Laplace variable and gm represents the transconductance value of the transconductance amplifier 1. As can be seen from the above equation, the relationship between the resistance values R1 and R2 can reduce the value of the capacitance C, but the current flowing through the resistor R2 affects the output voltage. In addition, if R1 and R2 are reduced, the load driving capability of the transconductance amplifier 1 should be large, but this makes it relatively impossible to increase the value of gm. On the contrary, when the resistance values are increased, the output off-cell voltage of the operational amplifier 2 increases as described with reference to FIG. As a result, the low pass filter configured as shown in FIG. 2 has an improvement over the case of FIG. 1 in terms of reducing the size of the capacitor, but has undesirable limitations.
따라서 본 발명의 목적은 캐패시터의 크기를 줄일 수 있는 저역통과필터를 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a low pass filter capable of reducing the size of a capacitor.
본 발명의 다른 목적은 출력 오프셀전압의 변동없이 캐패시터의 크기를 줄일 수 있는 저역통과필터를 제공함에 있다.Another object of the present invention is to provide a low pass filter capable of reducing the size of a capacitor without a change in output off-cell voltage.
상기 본 발명의 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 입력전압에 비반전단이 열결되고, 출력전압이 출력이 연결된 연산증폭기와, 상기 출력전압에 일전극이 접속된 캐패시터와, 상기 캐패시터의 타전극에 출력과 반전단이 연결된 트랜스 컨덕턴스증폭기와, 상기 연산증폭기의 출력과 상기 트랜스 컨덕턴스증폭기의 비반전단 사이에 연결된 전압감쇄수단과, 상기 트랜스컨덕턴스의 출력으로부터 상기 연산증폭기의 반전단으로 연결된 궤환경로로 구성됨을 특징으로 한다.In order to achieve the object of the present invention, the present invention, the non-inverting terminal is connected to the input voltage, the output voltage is connected to the output of the output capacitor, a capacitor having one electrode connected to the output voltage, and the other electrode of the capacitor A transconductance amplifier having an output and an inverting stage connected thereto, a voltage attenuation means connected between the output of the operational amplifier and a non-inverting stage of the transconductance amplifier, and a feedback path connected from the output of the transconductance to the inverting stage of the operational amplifier. It is characterized by.
이하 본 발명을 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 제3도는 본 발명에 따른 저역통과필터의 구성을 보여준다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings. 3 shows a configuration of a low pass filter according to the present invention.
본 발명의 저역통과필터는, 비반전단으로 입력전압 Vi를 받는 이득 A인 연산증폭기(21)와, 상기 연산증폭기(21)의 반전단에 공통으로 접속된 반전단을 가지는 트랜스 컨덕턴스증폭기(23)와, 상기 연산증폭기(21)의 출력단과 상기 트랜스 컨덕턴스증폭기(23)의 비반전단 사이에 위치한 전압감쇄수단(22)과, 상기 트랜스 컨덕턴스증폭기(23)의 출력단(12)과 상기 연산 증폭기(21)의 출력단(11) 사이에 연결된 캐패시터(24)로 구성되며, 출력전압 Vo는 상기 연산증폭기(21)의 출력단(11)에서 검출된다. 상기 전압감쇄 수단(22)은, 전술한 종래기술에서 저항들에 의한 출력 오프셀전압의 변동을 방지하고 입력 바이어스전류의 유동을 억제하기 위한 것임에 유의하기 바란다.The low pass filter of the present invention is a transconductance amplifier 23 having an operational amplifier 21 having a gain A receiving an input voltage Vi as a non-inverting stage and an inverting stage commonly connected to an inverting stage of the operational amplifier 21. And voltage attenuation means 22 located between the output terminal of the operational amplifier 21 and the non-inverting terminal of the transconductance amplifier 23, the output terminal 12 of the transconductance amplifier 23 and the operational amplifier 21. It is composed of a capacitor 24 connected between the output terminal 11 of), the output voltage Vo is detected at the output terminal 11 of the operational amplifier 21. Note that the voltage attenuation means 22 is for preventing the fluctuation of the output off-cell voltage caused by the resistors and suppressing the flow of the input bias current in the above-described prior art.
전압감쇄수단(22)의 실시예에 관하여는 제3a 및 제3b도에 도시하였다. 제3a도를 참조하면, 입력노드(31)과 출력노드(32) 사이에 연결된 저항 RA와, 출력노드(32)와 접지사이에 직렬 연결된 저항 RB 및 기준전압원 Verf로 구성되어 있다. 이는 저항에 의한 전압 분배회로이다. 상기 출력노드(32)는 제3도에서 트랜스컨덕턴스증폭기(23)의 비반전단에 연결된다. 따라서 트랜스컨덕턴스증폭기(23)의 비반전단으로의 입력바이어스전류의 변동을 적게 하기 위해서는, 상기 저항 RA가 저항 RB에 비하여 상대적으로 커야한다. 한편, 제3b도의 전압감쇄수단에서는 트랜스컨덕턴스증폭기(33)를 사용한 예이다. 상기 트랜스컨덕턴스증폭기(33)의 비반전단은 기준 전압원 Vref에 연결되고 반전단은 출력노드(34)에 연결되어 있다. 상기 출력노드(34)는 저항 RC를 통하여 입력전압 Vo에 연결되어 있다. 상기 저항 RC는 제3a도의 저항 RB와 거의 동일한 크기를 가지는 것으로 이해하기 바란다. 이와같은 구성은 저항의 크기가 출력전압의 변동에 영향을 주지 않으므로 이상적일 수 있으나, 트랜스 컨덕턴스증폭기(33)의 선형영역이 축소되기 때문에, 소신호 처리에만 이용될 수 있을 것이다.An embodiment of the voltage damping means 22 is shown in FIGS. 3A and 3B. Referring to FIG. 3A, a resistor RA is connected between the input node 31 and the output node 32, a resistor RB and a reference voltage source Verf connected in series between the output node 32 and the ground. This is a voltage divider circuit by a resistor. The output node 32 is connected to the non-inverting end of the transconductance amplifier 23 in FIG. Therefore, in order to reduce the variation of the input bias current to the non-inverting stage of the transconductance amplifier 23, the resistance RA must be relatively larger than the resistance RB. On the other hand, in the voltage reducing means of FIG. 3B, the transconductance amplifier 33 is used. The non-inverting end of the transconductance amplifier 33 is connected to the reference voltage source Vref and the inverting end is connected to the output node 34. The output node 34 is connected to the input voltage Vo through a resistor RC. It is to be understood that the resistor RC has substantially the same size as the resistor RB of FIG. 3A. Such a configuration may be ideal because the size of the resistor does not affect the variation of the output voltage, but may be used only for small signal processing since the linear region of the transconductance amplifier 33 is reduced.
상술한 전압감쇄수단(22)의 실시예들은 다른 형태로도 구현할 수 있음에 유의하기 바란다.Note that the above-described embodiments of the voltage attenuation means 22 may be implemented in other forms.
제3도에서, 상기 전압감쇄수단(22)의 전압분배비가 k로 하고, 연산증폭기(21)의 전압이득을 A, 트랜스 컨덕턴스증폭기(23)의 트랜스컨덕턴스를 gm이라 가정하면, 연산증폭기(21) 및 트랜스컨덕턴스증폭기(23)의 출력단(11) 및 (12) 사이의 전압관계비는, (1+gm/sC)/(1+kgm/sC)로 나타난다. 상기 식은 하나의 폴(pole)과 하나의 제로(sero)을 가지는 고역필터의 특성을 보여주고 있고, 제로영역이 폴영역의 위치보다 k배만큼 앞서있음을 보여준다. 또한, 상기 트랜스 컨덕턴스증폭기(23)의 출력이 연산증폭기(21)의 반전단으로 궤환되므로, 연산증폭기(21)의 비반전단과 상기 트랜스 컨덕턴스증폭기(23)의 출력단 사이의 전압관계는 상기 식의 역수로 나타나게 되어 저역통과필터의 특성으로 된다. 그러면, 상기 전압분배비 k가 분자를 구성하는 인자로 된다. 따라서, 상기 k배만큼 캐패시터의 용량 C의 값을 줄일 수가 있는 것이다. 일반적인 저역통과필터의 초기이득이 1인점을 감안한다면, 제3c도와 같이 입력전압 Vi 연산증폭기(21)의 비반전단 사이에 전압분배비 k를 가지는 전압감쇄수단(22a)를 설치하거나, 제3d도와 같이 출력전압 Vc와 연산증폭기(21)의 출력단(11) 사이에 전압분배비 k를 가지는 전압감쇄수단(22b)를 설치함으로써, 초기이득을 1로 만들 수 있다.In FIG. 3, assuming that the voltage distribution ratio of the voltage attenuation means 22 is k, the voltage gain of the operational amplifier 21 is A, and the transconductance of the transconductance amplifier 23 is gm, the operational amplifier 21 ) And the voltage relationship ratio between the output terminals 11 and 12 of the transconductance amplifier 23 are represented by (1 + gm / sC) / (1 + kgm / sC). The above equation shows the characteristics of a high pass filter with one pole and one zero, and shows that the zero region is k times ahead of the position of the pole region. In addition, since the output of the transconductance amplifier 23 is fed back to the inverting end of the operational amplifier 21, the voltage relationship between the non-inverting end of the operational amplifier 21 and the output end of the transconductance amplifier 23 is It is represented by the inverse and becomes a characteristic of the low pass filter. Then, the voltage distribution ratio k becomes a factor constituting the molecule. Therefore, the value of the capacitor C of the capacitor can be reduced by k times. Considering that the initial gain of the general low pass filter is 1, a voltage attenuation means 22a having a voltage division ratio k is provided between non-inverting terminals of the input voltage Vi operational amplifier 21 as shown in FIG. 3C, or as shown in FIG. 3D. By providing a voltage attenuation means 22b having a voltage distribution ratio k between the output voltage Vc and the output terminal 11 of the operational amplifier 21, the initial gain can be made one.
제3e도는 상기 제3도와 같은 본 발명의 구성에 근거하여 실제적으로 회로를 구현할 수 있음을 보여준다. 도시된 바와 같이, 트랜지스터 Q1, Q2, Q3, Q4 및 Q5과 전류원 I1, I2가 제3도의 연산증폭기(21)를 구성하며, 저항 RA, RB와 기준전압원 Vref가 전압감쇄수단(22)을 구성하며, 트랜지스터 Q6, Q7 및 다이오드 D1, D2, D3로 구성된 전압-전류변환기(23a)와 트랜지스터 Q8, Q9, Q10, Q11 및 전류원 13으로 구성된 전류증폭기(23b)가 트랜스컨덕턴스증폭기(23)를 형성한다. 상기 입력전압 Vi는 트랜지스터 Q1의 베이스로 인가되고, 연산증폭기(21)의 출력은 트랜지스터 Q5의 컬렉터를 통하여 전압감쇄수단(22)의 저항 RA로 공급된다. 전술한 바와 같이, 전압감쇄수단(22)에서 저항 RA의 크기는 저항 RB에 비하여 상대적으로 커야하며, 전압-전류변환기(23a)의 트랜지스터 Q6의 베이스로 들어가는 전류(트랜스컨덕턴스증폭기(23)의 입력바이어스전류가 됨)로 인한 전압변동을 억제하기 위해서는, 상기 저항 RB의 크기를 1킬로오옴 이하로 하는 것이 바람직하다. 트랜스컨덕턴스증폭기(23)내의 상기 전류증폭기(23b)의 입력이 되는 트랜지스터 Q8, Q8의 베이스는 각각 다이오드 D1, D2의 애노드에 연결되고, 출력이 되는 트랜지스터 Q9의 컬렉터(12)가 트랜지스터 Q7의 베이스와 함께 캐패시터(24)에 연결되어 있다. 이것까지의 연결상태에 의하여 전술한 고역통과필터의 특성이 출력단(11)에 나타나고, 상기 트랜지스터 Q9의 컬렉터(12)가 궤환경로(25)를 통하여 연산증폭기(21)의 트랜지스터 Q2의 베이스로 연결됨에 의하여 고역통과필터와 역함수관계인 저역통과필터의 특성이 출력단(11)에서 얻어지게 되는 것이다.FIG. 3E shows that a circuit can be practically implemented based on the configuration of the present invention as shown in FIG. As shown, transistors Q1, Q2, Q3, Q4 and Q5 and current sources I1 and I2 constitute operational amplifier 21 of FIG. 3, and resistors RA, RB and reference voltage source Vref constitute voltage attenuation means 22. As shown in FIG. And a voltage-current converter 23a composed of transistors Q6, Q7 and diodes D1, D2, and D3, and a current amplifier 23b composed of transistors Q8, Q9, Q10, Q11, and current source 13 form a transconductance amplifier 23. do. The input voltage Vi is applied to the base of the transistor Q1, and the output of the operational amplifier 21 is supplied to the resistor RA of the voltage damping means 22 through the collector of the transistor Q5. As described above, the magnitude of the resistor RA in the voltage attenuation means 22 must be relatively large compared to the resistor RB, and the current entering the base of the transistor Q6 of the voltage-to-current converter 23a (the input of the transconductance amplifier 23). In order to suppress the voltage fluctuation due to the bias current), it is preferable that the size of the resistor RB is 1 kiloohm or less. The bases of the transistors Q8 and Q8, which are inputs of the current amplifier 23b in the transconductance amplifier 23, are connected to the anodes of the diodes D1 and D2, respectively, and the collector 12 of the transistor Q9 which is output is the base of the transistor Q7. Together with the capacitor 24. Due to the connection state up to this point, the characteristics of the above-described high pass filter appear at the output terminal 11, and the collector 12 of the transistor Q9 is connected to the base of the transistor Q2 of the operational amplifier 21 through the path environment path 25. By this, the characteristics of the low pass filter having an inverse function relation with the high pass filter are obtained at the output stage 11.
상기 제3e도와 같은 방식으로 구체회로를 구현하지 않고도 다른 형태로 본 발명이 요구하는 저역통과필터의 특성을 실현할 수 있음을 이 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 쉽게 이해할 수 있을 것이다.Those skilled in the art can readily understand that the characteristics of the low pass filter required by the present invention can be realized in other forms without implementing a specific circuit in the same manner as in FIG. 3e.
상술한 바와 같이, 본 발명은, 저역통과필터에 있어서, 캐패시터의 크기를 줄일 수 있어서 고집적화에 적합한 저역통과필터를 실현시킬 수 있는 효과가 있다.As described above, the present invention has the effect of realizing a low pass filter suitable for high integration by reducing the size of the capacitor in the low pass filter.
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