KR920005022B1 - 보간 신호 생성 회로 - Google Patents

보간 신호 생성 회로 Download PDF

Info

Publication number
KR920005022B1
KR920005022B1 KR1019890010451A KR890010451A KR920005022B1 KR 920005022 B1 KR920005022 B1 KR 920005022B1 KR 1019890010451 A KR1019890010451 A KR 1019890010451A KR 890010451 A KR890010451 A KR 890010451A KR 920005022 B1 KR920005022 B1 KR 920005022B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
interpolation
circuit
pixels
average value
Prior art date
Application number
KR1019890010451A
Other languages
English (en)
Other versions
KR900002655A (ko
Inventor
코이치 사토
Original Assignee
가부시기가이샤 도시바
아오이 죠이치
도시바 오디오 비디오 엔지니어링 가부시기가이샤
오오시마 고타로오
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가부시기가이샤 도시바, 아오이 죠이치, 도시바 오디오 비디오 엔지니어링 가부시기가이샤, 오오시마 고타로오 filed Critical 가부시기가이샤 도시바
Publication of KR900002655A publication Critical patent/KR900002655A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR920005022B1 publication Critical patent/KR920005022B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N11/00—Colour television systems
    • H04N11/06—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined
    • H04N11/20—Conversion of the manner in which the individual colour picture signal components are combined, e.g. conversion of colour television standards
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
    • H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level
    • H04N7/0117—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level involving conversion of the spatial resolution of the incoming video signal
    • H04N7/012—Conversion between an interlaced and a progressive signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
    • H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level

Abstract

내용 없음.

Description

보간 신호 생성 회로
제1도는 본 발명의 제1실시예의 구성을 나타낸 회로도.
제2도는 제1도의 동작을 설명하는 도면.
제3도는 제1도의 일부의 구체적 구성 일예를 도시한 회로도.
제4도는 제3도의 동작을 설명하기 위한 타이밍차트.
제5도는 본 발명의 제 2 실시예의 구성을 나타낸 회로도.
제6도는 본 발명이 제 3 실시예의 구성을 나타낸 회로도.
제7도는 제6도의 동작을 설명하기 위한 타이밍차트.
제8도는 제6도의 LPF(35, 36)의 구체적 구성을 일예를 나타낸 회로도.
제9도는 본 발명의 제 4 실시예의 구성을 나타낸 회로도.
제10도는 종래의 보간 신호 생성 회로의 구성을 나타낸 회로도.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
11 : 입력단자 12 : Y/C 분리 회로
13, 20, 347 : 지연 조정 회로 14, 18, 21 : 배속 변환 회로
15 : 필드 지연 회로 16 : 혼합 회로
17 : 움직임 검출 회로 19, 22 : 출력 단자
31 : 라인 지연 회로 32, 33, 35, 36 : LPF
34 : 동화 보간 회로 40 : 보간 신호 보정부
341 : 상관 판정부 343, 345 : 셀렉터부
348 : 감산 회로 349 : 가산 회로
본 발명은 인터레이스 주상 방식의 텔레비젼 신호를 논인터레이스 주사 방식의 텔레비젼 신호로 변환하기 위한 보간 신호를 필드내 보간에 의해 생성하는 보간 신호 생성 회로에 관한 것이다.
근래, 텔레비젼 수상기에 있어서 텔레비젼 신호의 디지탈 처리 기술 진보에 의해, 인터레이스 주사 방식의 텔레비젼 신호를 논인터레이스 주사 방식의 텔레비젼 신호로 변환할 수 있게 되었다. 논인터레이스 주사방식에서는 1필드내에 인터레이스 주사 방식의 2배의 수평 라인을 주사하기 위해, 인터레이스/논인터레이스 변환에서 수평 라인의 부족을 보충하기 위한 라인 보간이 필요하다. 이 경우, 보간 라인의 신호는 예를들어 필드내 보간에 의해 생성된다.
제10도에 필드내 보간에 의해 보간 신호를 생성하는 종래의 보간 신호 생성 회로를 구비한 인터레이스/논인터레이스 변환 회로의 구성을 도시하였다.
제10도에 있어서, 입력 단자(11)에 공급된 인터레이스 주사 방식의 복합영상 신호는 Y/C 분리 회로(12)에서 휘도 신호 Y와 색신호 C로 분리된다.
이 휘도 신호 Y는 4경로로 분기된다. 제 1 경로의 휘도 신호 Y는 지연 조정 회로(13)에서 소정 시간 지연되어, 직접 신호로서 배속 변환 회로(14)에 공급된다. 제 2 경로의 휘도 신호 Y는 필드 지연 회로(15)를 통해 혼합 회로(16)에 주어진다. 제 3 경로의 휘도 신호 Y는 직접 혼합 회로(16)에 주어진다. 제 4 경로의 휘도 신호는 움직임 검출 회로(17)에 주어진다. 필드지연 회로(15), 혼합 회로(16) 및 움직임 검출 회로(17)는 보간 신호 생성회로(10)를 구성하며, 보간 신호의 생성에 제공된다. 혼합 회로(16)에서 출력되는 보간 신호는 배속 변환 회로(18)에 공급되며, 상기 배속 변환회로(14)에 공급된 직접 신호와 함께, 교대로 배속화되어, 출력 단자(19)에 유도된다. 이러한 것에 의해, 출력 단자(19)에 논인터레이스 주사 방식의 휘도 신호 Y 가 얻어진다.
한편, 색신호 C는 지연 조정 회로(20)에서 지연된 다음, 배속 변환회로(21)에서 배속화되어, 논인터레이스 주사 방식의 색신호 C로서 출력단자(22)에 공급된다.
상기 보간 신호 생성 회로(10)는 Y/C 분리 회로(12)에서 제 3 경로를 통해 출력되는 현재의 필드(이하, 현필드라고 함)의 휘도 신호 Y와 제 2 경로의 필드 지연 회로(15)에서 출력되는 하나 앞의 필드(이하, 전필드라고 함)의 휘도 신호 Y를 혼합 회로(16)에서 혼합함으로써, 보간 신호를 얻는다. 이 경우, 현필드의 휘도 신호 Yn, 전필드의 히도 신호 Yn-1은 각기 동화용 휘도 신호, 정지화용 휘도 신호로서 사용되며, 혼합 회로(16)에서 혼합된다. 양자의 이득이 현필드의 휘도 신호 Y에 의거하여 화상의 움직임량을 검출하는 움직임 검출회로(17)의 검출 출력에 의해 상보적으로 제어되어, 양자의 혼합비를 조정한 보간 신호가 얻어진다.
그리고, 상기 지연 조정 회로(13, 20)는 상기 배속 변환 회로(14)에서 얻어진 직접 신호 및 배속 변환 회로(21)에서 얻어지는 색신호 C의 각 위상을 배속 변환 회로(18)에서 얻어지는 보간 신호의 위상에 맞추기 위한 회로이다.
그러나, 상술한 종래의 보간 신호 생성 회로는 필드내 보간 처리로서 각 라인의 2회 주사 처리 또는 상하 라인의 가산 처리를 사용하고 있기 때문에 화면상에서 사선이 파상 절선과 같이 표시된다고 하는 문제가 있었다.
이 문제를 해결하기 위해, 근래, 보간 위상점의 상하 방향에 위치하는 화소간의 신호 상관도와 이 보간위상점과 교차하는 비스듬한 방향에 위치하는 화소간의 신호 상관도 등을 비교하며 상관도가 가장 높은 화소간에서 얻은 라인 보간 신호로 필드내 보간을 하는 보간 신호 생성 회로가 개발되고 있다.
후자와 같은 종래의 보간 신호 생성 회로에 의하면 사선이 파상 절선으로서 표시된다고 하는 화질의 열화를 방지할 수 있지만, 잡음 신호나 수평 고역 성분에 의해 복수조의 화소 신호간의 상관도를 비교할때 오동작이 생기기 쉽다고 하는 문제가 있다.
이상 기술한 바와같이 상하 방향과 비스듬한 방향의 화소 신호끼리 각 상관을 검출함으로써, 필드내 보간을 하는 종래의 보간 신호 생성 회로에 있어서는 잡음 신호에 의해 오동작이 생기기 쉽다고하는 문제가 있었다.
따라서, 본 발명은 사선이 절선으로서 표시되는 것을 방지할 수 있으며, 또한 잡음신호나 수평 고역 성분에 의해 오동작이 생기지 않는 보간 신호 생성 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명은 보간 위상점의 상하 방향의 화소간 및 이 보간 위상점과 교차하는 비스듬한 방향의 화소간의 각 신호 상관도를 비교하여, 신호 상관도가 가장 높은 방향의 화소간의 신호로부터 라인 보간 신호를 생성하는 구성에 있어서, 상기 각 신호 상관도의 비교를 수평 고역 성분을 제거한 텔레비젼 신호를 근거로 실시하도록 한 것이다.
상기와 같이 ; 수평 고역 성분을 제거한 텔레비젼 신호를 근거로 복수조화소간 신호 상관도를 비교하는 구성에 의하면, 텔레비젼 신호에 포함되는 수평 고역 성분이나 잡음 신호에 영향 받는 일 없이, 신호 상관도가 가장 높은 화소의 조를 검출할 수 있으므로, 잘못된 보간 신호의 생성을 방지할 수 있다.
다음에 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
제1도는 본 발명의 제 1 실시예의 보간 신호 생성 회로를 구비한 인터레이스/논인터레이스 변환 회로의 구성을 나타낸 회로도이다. 그리고, 제1도에 있어서 앞서의 제10도와 동일한 부분에는 동일 부호로 표시한다.
제1도에 있어서, 보간 신호 생성 회로(10)는 라인 지연 회로(31), 로패스 필터(low-pass filter ; 이하 LPF라고 함) (32, 33), 동화 보간 회로(34), 필드 지연 회로(15), 혼합 회로(16), 움직임 검출 회로(17)로 이루어진다. 그밖의 부분의 구성은 앞서의 제1도와 대략 같으며, 제1도와 동일 부호를 붙여 그 설명을 생략한다. 이 보간 신호 생성 회로(10)를 중심으로 제1도의 구성을 설명한다.
Y/C 분리 회로(12)에서 제 2 경로를 통해 출력된 휘도 신호 Y는 라인 지연 회로(31)에서 1수평 라인 지연된다. 이 지연 신호는 둘로 분기되며, 그 하나는 필드 지연 회로(15)에서 다시 1필드 지연되며, 정지화용의 휘도 신호 Y로서 혼합 회로(16)에 공급된다. 상기 Y/C 분리 회로(12)에서 제 3 경로를 통해 출력된 휘도 신호 Y와 상기 라인 지연 회로(31)에서 출력된 다른 라인 지연 휘도 신호 Y는 각기 직접 동화 보간 회로(34)에 공급되는 동시에 각기 LPF(32, 33)를 통해 동화 보간 회로(34)에 공급된다. 이 LPF(32, 33)는 각기 입력 신호로부터 그 수평 저역 성분을 추출하고, 이 추출 출력을 상기 동화 보간 회로(34)에 공급한다.
상기 동화 보간 회로(34)는 LPF(32, 33)의 출력을 근거로 제2도에 나타낸 바와같이, 현재의 수평 라인(이하, 현라인이라고 함) Hn과 이 현라인 Hn보다 하나 앞의 수평 라인(이하, 전라인이라고 함) Hn-1에 있어서, 보간 위상점 L의 상하 방향에 위치하는 화소 A2, B2간의 신호 상관도와, 보간 위상점 L의 전후에 위치하는 화소중, 보간 위상점 L과 교차하는 비스듬한 방향에 위치하는 2조의 화소 A1, B3간 및 A3, B1간의 신호 상관도를 비교하여 상관도가 가장 높은 조를 판정한다. 또, 이 동화 보간 회로(34)는 상기 Y/C 분리회로(12)에서 직접 공급된 휘도 신호 Y와 상기 라인 지연 회로(31)에서 직접 공급된 라인 지연 휘도 신호 Y를 근거로, 후술하는 바와같이 상기 3조의 화소에 대해 각기 신호의 평균치를 구한다. 그리고, 이 3조의 화소간의 평균치중, 신호 상관도가 가장 높다고 판정된 조의 화소간의 평균치를 선택하며, 보간 위상점 L에 대한 동화 보간용 휘도 신호 Y로서 상기 혼합 회로(16)에 공급한다.
이 혼합 회로(16)는 상기와 같이, 움직임 검출 회로(17)의 검출 출력에 따라 동 보간 회로(34) 및 필드 지연 회로(15)에서 공급되는 양 입력 신호의 이득을 상보적으로 제어하며, 양자의 혼합비를 조정한 보간 신호를 출력한다.
제3도는 제1도의 로패스 필터(이하, LPF라고 함)(32, 33)와 동화보간 회로(34)의 구체적 구성의 일예를 나타낸 회로도이다.
상기 LPF(32)는 래치 회로(1a, 2a, 4a)와 가산 회로(3a, 5a)로 이루어진다. 상기 LPF(33)도 래치 회로(1b, 2b, 4b)와 가산 회로(3b, 5b)로 이루어진다.
상기 동화 보간 회로(34)는 상관 판정부(341), 평균치 산출부(342), 셀렉터부(343)로 이루어진다.
상관 판정부(341)는 1화소 주기의 클록으로 구동되는 래치 회로(1c, 2c)를 가지며, LPF(32)의 출력으로 제2도에 나타낸 현라인 Hn의 3화소 A1, A2, A3의 신호를 동시에 출력한다. 마찬가지로 이 상관 판정부(341)는 1화소 주기의 클록으로 구동되는 래치 회로(3c, 4c)를 가지며, LPF(33)의 출력에서 제2도에 나타낸 전라인 Hn-1의 3화소 B1, B2, B3의 신호를 동시에 출력한다. 그리고, 이들 신호에서 감산 회로(5c, 6c, 7c)에 의해 소정조의 화소간의 신호의 차, 즉, A1-B3, A2-B2, A3-B1을 구한다. 각 차 신호는 각기 절대치 회로(8c, 9c, 10c)에 공급되어, 절대치가 구해진다. 이와같이 해서 구해진 각 절대치 출력은 최소치 판정부(11c)에 공급되고, 최소의 절대치 신호가 상관도가 가장 높은 화소의 조를 나타내는 신호로서 선택 출력된다.
평균치 산출부(342)는 1화소 주기의 클록으로 구동되는 래치 회로(1d, 2d, 3d, 4d)와 가산 회로(5d, 6d, 7d)와 감쇠 회로(8d, 9d, 10d)를 갖는다. 래치 회로(1d, 2d)를 포함하는 회로는 Y/C 분리 회로(12)에서 제 3 경로를 통해 직접 공급된 휘도 신호 Y에서 제2도에 나타낸 현라인 Hn의 3화소 A1, A2, A3의 신호를 동시에 출력한다. 마찬가지로, 래치 회로(3d, 4d)를 포함하는 회로는 상기 라인 지연 회로(31)의 출력 휘도 신호 Y에서 제2도에 나타낸 전라인 Hn-1의 3화소 B1, B2, B3의 신호를 동시에 출력한다. 그리고, 이들 신호 A1, A2, A3, B1, B2, B3에서 가산 회로(5d, 6d, 7d)에 의해 소정조의 화소간의 신호의 합, 즉, A1+B3, A2+B2, A3+B1을 구한다. 각각의 합 신호는 각기 감쇠 회로(8d, 9d, 10d)에서 1/2로 감쇠한다. 이것에 의해, 상기 3조의 화소간의 신호이 평균치가 구해진다.
감쇠 회로(8d, 9d, 10d)에서 출력된 3조의 화소간의 각 평균치 출력은 상기 셀럭터부(343)에 공급된다. 이 셀렉터부(343)는 상기 최소치 판정부(11c)에서 얻어진 판정 출력에 따라 그 판정으로 신호 상관도가 가장 높다고 판단된 조의 화소간의 신호에서 얻어진 평균치 출력을 선택하며, 이것을 동화 보간용 휘도 신호 Y로서 출력한다.
제3도의 회로의 동작을 제4도를 사용하여 더욱 상세히 설명한다. 그리고 여기서는 제6도의 종래 회로에 해당하는 상정 회로에서의 동작예도 기술하고, 이것과 대비하여 설명한다.
제4도(a)는 1화소 주기의 클록을 나타낸다. 동 도면(b), (c)는 각기 현라인 Hn과 전라인 Hn-1의 휘도신호를 나타낸다. 양 라인상의 4개소의 보간 위상점 L1, L2, L3, L4와 대응하는 화소 신호, 예를들면 최좌측위치 P1에서의 화소 신호 A1과 B3는 좌측이 내려간 사선이 표시될 경우의 예를 나타낸다.
동 도면(d), (e), (f)는 로패스 필터(32, 33)를 설치하지 않을 경우에 있어서의 상기 절대치 회로(8c, 9c, 10c)의 출력을 나타낸다. 따라서, 이 경우는 종래 회로에서의 동작에 해당한다. 동 도면(g), (h), (i)는 역시 상기 평균치 회로(8d, 9d, 10d)의 각 출력을 나타낸다. 동 도면(j)는 셀렉터부(343)의 출력인 동화 보간용 휘도 신호 Y를 나타낸다. 이 (j)로부터 명백한 바와같이, LPF(32, 33)를 설치하지 않을 경우(종래 회로에 해당)은 이 (j)에 나타낸 수평 라인이 보간 라인 Ln으로서 (b)에 나타낸 현저한 Hn과 (c)에 나타낸 전라인 Hn-1사이에 주사된다. 이 (j)의 보간 라인 Ln 상에는 (b), (c)에 나타낸 각 수평 라인 Hn, Hn-1 상의 3개의 보간 위상점 L1, L2, L4에서의 서로 대응하는 화소 신호의 조에서 얻어져야 할 보간 신호가 전혀 출력되지 않는다. 즉, 오동작에 의해 틀린 데이타의 보간 신호가 보간되어 있는 것을 알 수 있다.
이것에 대해, LPF(32, 33)가 설치되어 있는 제3도의 실시예의 경우, 현라인 Hn과 전라인 Hn-1의 휘도신호 Yn, Yn-1에서 동 도면(k), (l)에 나타낸 수평 저역 성분이 LPF(32, 33)에서 추출된다. 이들 수평 저역 성분이 상관 판정부(341)에 공급된다. 이 상관 판정부(341)의 절대치 회로(8c, 9c, 10c)에서 제4도(m), (n), (o)에 도시된 3개의 절대치 출력이 얻어진다. 이것에 의해, 셀렉터(343)에서 출력되는 동화 보간용 휘도 신호 Y는 동도면(p)와 같이 된다. 이 (p)의 신호와 앞서의 (j)의 신호를 비교하면, (p)에서의 (j)와 비교해 각 보간 위상점 L1, L2, L3, L4에서 대략 올바른 보간 신호가 얻어지고 있는 것을 알 수 있다. 따라서, LPF(32, 33)을 통해 얻은 수평 저역 성분 신호로 상관 판정을 함으로서 오동작을 방지할 수 있다는 것을 알 수 있다.
이상 기술한 바와같이, 이 실시예는 LPF(32, 33)에 의해 휘도 신호 Y의 수평 저역 성분만을 추출하고, 이 추출 출력에 따라, 신호 상관도를 비교하도록 한 것이다.
이와같은 구성에 의하면 휘도 신호 Y에 포함되는 잡음 신호는 LPF(32, 33)에 의해 제거되므로, 신호 상관도 비교시에 이 잡음 신호에 의한 오동작을 방지할 수 있다.
마찬가지로, 이와같은 구성에 의하면, 휘도 신호 Y에 포함되는 수평 고역 성분도 제거되므로, 이 수평 고역 성분의 영향으로 본래 방향의 사선에 대응하는 화소 간과는 역 방향의 화소간의 보간 신호를 오동작하여 출력하는 것도 방지할 수 있다.
제5도는 본 발명의 제 2 실시예의 구성을 나타낸 회로도이며, 동화 보간 회로(34)의 구성에 특징을 갖는 것이다. 그리고, 제5도에 있어서, 앞서의 제3도와 동일 부분에는 동일 부호를 붙인다.
이 실시예는 휘도 신호 Y의 수평 저역 성분에 의거하여 얻은 동화 보간용 휘도 신호에 수평 고역 성분의 보간 신호를 중첩하는 것이다. 전자는 앞서의 실시예와 같이, 상하 방향 및 비스듬한 방향의 화소 신호의 상관도를 비교함으로서 생성하며, 후자는 이와같은 신호 상관도 비교에 의하지 않고 단지 상하방향 화소간의 평균치 산출처리에 의해 생성하도록 한 것이다.
이 제5도에 있어서, 상관 판정부(341)는 앞서의 제3도의 구성과 전적으로 같다. 동화 보간용 휘도신호 Y의 수평저역 성분은 평균치 산출부(344)와 셀렉터부(345)에 의해 생성된다. 즉, 평균치 산출부(344)는 가산회로(1e, 2e, 3e)와 감쇠회로(4e, 5e, 6e)로 이루어지며, 상관 판정부(341)의 래치회로(1c, 2c, 3c, 4c)에 의해 얻어지는 3조의 화소신호 수평저역 성분의 각각의 평균치를 구하고, 셀렉터부(345)에 공급한다. 이 셀렉터부(345)는 상관 판정부(341)의 판정 출력에 따라, 신호 상관도가 가장 높은 화소간의 평균치를 선택하고, 후술하는 가산회로(349)에 공급한다.
동화 보간용 휘도신호 Y의 수평고역성분은 평균치 산출회로(346), 지연조정 회로(347), 감산회로(348)에 의해 생성된다. 즉, 평균치 산출회로(346)는 가산회로(1f), 감쇠회로(2f)로 이루어지며, 현라인 Hn과 전라인 Hn-1의 휘도신호 Yn, Yn-1의 평균치를 산출한다. 이것에 의해, 인터레이스 주사시의 전후 2라인 사이에 보간하는 휘도신호 Y의 저역에서 고역에 미치는 전대역의 평균치가 구해진다. 이 평균치 출력은 지연 조정회로(347)를 통해 감산회로(348)에 공급된다. 이 감산회로(348)는 지연 조종회로(347)의 출력에서 상기 평균치 산출부(344)의 감쇠회로(5e)의 출력 즉, 상하방향 화소신호의 수평저역 성분 평균치를 감함으로써, 보간 위상점 L의 수평고역성분의 평균치 출력을 얻는다. 이 고역성분 평균치 출력은 가산회로(349)에 공급되며, 상기 셀렉터부(345)의 출력과 가산된다. 따라서, 이 가산회로(349)로부터는 수평저역 성분이 신호 상관에 따라 생성되며, 수평고역성분이 상하방향의 화소간 신호의 가산처리에 의해 생성된 동화 보간용 휘도신호 Y가 얻어진다.
이상 상술한 이 제 2 실시예에 의하면, 앞서의 제 1 실시예 보다도 오동작을 적게할 수 있다. 즉, 동화상에 있어서는 인터레이스 주사의 전환 성분이 원신호에 겹쳐지기 때문에, 화질의 열화가 생긴다. 여기서, 상기 전환 성분은 주로 수평저역 성분이다. 그리고, 이 전환 성분에 의한 화질의 열화는 수질고역 성분의 어떤 화상에서 두드러진다. 또, 수평고역 성분이나 잡음신호가 있으면 상기와 같이 상관도 비교를 잘못하는 일이 많다. 따라서, 이 실시예와 같이, 동화 보간용 휘도신호 Y를 수평저역 성분과 수평고역성분으로 나누고, 전자를 수평저역 성분을 근거로 한 상관 판정에 의해 생성하고, 후자를 단순한 상하방향의 가산 처리에 의해 생성하는 구성에 의하면 제 1 실시예에 비해 오판정을 대폭 저감시킬 수 있다.
그리고, 제 1 실시예에서는 전후 2라인 간의 대응하는 3조의 화소분의 신호를 사용하여 비스듬한 방향의 신호 상관도를 비교하는 회로에 본 발명을 적용하는 경우를 설명했지만, 본 발명은 4라인 이상의 복수 라인이나 5화소 이상의 복수 화소의 신호를 사용하여 비스듬한 방향의 상관을 판정하는 회로에 적용해도 되는 것은 물론이다.
제6도는 본 발명의 제 3 실시예를 나타낸 회로도이다. 이 제 3 실시예는 제5도에 도시되는 앞서의 제 2 실시예를 다시 개량한 것이며, 새로 보간신호 보저부(40)를 갖는 점에 특징이 있다. 제6도에 있어서 보간신호 보정부(40) 이외의 회로는 제5도에 나타낸 제 2 실시예와 동일하다. 이하, 이 제 3 실시예를 보간신호 보정부(40)를 중심으로 제5도의 제 2 실시예와 대비하여 설명한다.
제5도의 제 2 실시예에서는 또한 역방향의 판정이 이루어지는 일이 없다. 제5도의 제 2 실시예에서는 LPF(32, 33)의 작용에 의해 저역 성분의 휘도신호만으로 보간신호의 생성을 하고 있지만, 신호처리의 과정에서 고역의 인펄스성노이즈가 발생하는 경우가 있다. 이 인펄스성 노이즈가 역방향의 판정을 일으키는 원인으로 된다.
이 제 3 실시예는 평균치 산출부(344)와 감쇠회로(5e)와 감산회로(348)와의 사이에 LPF(35)를 삽입하고, 셀렉터부(345)와 가산회로(349)와의 사이에 LPF(36)를 삽입하고, 이들 LPF(35, 36)로 상기 보간신호 보정부(40)를 구성하고 있다. LPF(35, 36)는 각기 감쇠회로(5e) 및 셀렉터부(345)에서 도출되는 신호로부터 그것에 포함되는 인펄스성 노이즈를 제거한다. 따라서, 가산회로(349)로부터는 인펄스성 노이즈에 영향을 받지않는 보간신호를 얻을 수 있다.
제6도의 제 3 실시예의 동작을 제7도에 의거하여 더욱 상세히 설명한다. 제7도(a), (b)는 각기 현라인 Hn과 전라인 Hn-1의 휘도신호 패턴의 일예를 나타낸다. 현라인 Hn의 휘도신호 LPF(32) 및 평균치 산출회로(346)의 한쪽의 입력단에 주어진다. 전라인 Hn-1의 휘도신호는 라인 지연회로(31)를 통해 LPF(33) 및 평균치 산출회로(346)의 다른쪽의 입력단에 주어진다.
제7도(c), (d), (e)는 각기 평균치 산출회로(346)의 출력, LPF(32)의 출력, 및 LPF(33)의 출력을 나타낸다. 제7도(f)는 상관 판정부(341)의 판정 출력을 나타낸다. 이 판정 출력중의 보간신호 Ca는 잘못되어 제7도(d), (e)의 신호패턴의 상관성이, A3점, B1점의 조에 의거하여 생성되어 있다. 그런데, 제7도(d), (e)의 신호패턴에 대응하는 각 3점, A1, A2, A3 및 B1, B2, B3를 대비하면, A1, B3점의 조의 상관성이 가장 높으며, 따라서 본래 제7도(f)의 판정 출력에서는 보간신호 Cb가 생성되지 않으면 안 된다는 것을 알 수 있다.
보간신호 Ca를 포함하는 제7도(f)의 판정출력은 LPF(33)에 주어진다. 이 보간신호 Ca는 그 전후의 보간신호에 대해 급격한 변동을 나타내며, 따라서 고역의 인펄스성 노이즈를 갖는다. LPF(36)는 이 인펄스성 노이즈를 제거하고, 제7도(g)에 나타낸 출력이 얻어진다. 제7도(g)중의 보간신호 D는 제7도(f)의 판정출력중의 보간신호 Ca에 대응한다. 이 보간신호 D는 앞서의 보간신호 Ca에 비해 감쇠되어 전후의 보간신호와의 연속성이 개선되어 있다.
한편, 평균치 산출부(344)의 감쇠회로(5e)의 출력은 LPF(35)에 주어진다. 이 LPF(35)도 감쇠회로(5e)의 출력에 인펄스성 노이즈가 생길 경우, 이 인펄스성 노이즈를 제거한다. 제7도(h)는 제7도(d), (e)의 각 신호 패턴에 대응하여 얻어지는 LPF(35)의 출력을 나타낸다. 이 제7도(h)에 나타낸 LPF(35)의 출력과 제7도(c)에 나타낸 평균치 산출회로(346)의 출력이 감산회로(348)에서 감산되어, 제7도(i)에 나타낸 휘도신호의 고역성분이 얻어진다.
이 제7도(i)에 나타낸 휘도신호의 고역성분은 가산회로(349)에서 셀렉터부(345)로부터의 보간신호에 중첩된다. 가산회(349)에서 얻어지는 보간신호의 상태를 제7도(j), (k)에 나타낸다.
이 제7도(i)에 나타낸 휘도신호의 고역성분은 가산회로(349)에서 셀렉터부(345)로부터의 보간회로에 중첩된다. 가산회(349)에서 얻어지는 보간회로의 상태를 제7도(j),(k)에 나타낸다.
제7도(j)는 LPF(36)를 사용하지 않고 잘못된 보간신호 Ca를 포함하는 제7도(f)의 보간신호와 중첩한 경우를 나타낸다. 제7도(k)는 LPF(36)에서 얻어진 제7도(g)의 보간신호와 중첩한 경우를 나타낸다. 제7도(j)는 잘못된 보간신호 Ca에 대응하는 돌출한 보간신호 E를 가지며, 이 보간신호 E는 제7도(d), (e)의 신호 패턴에 있어서의 A3점, B1점의 조에 의거하여 생성된 역방향의 판정 결과로서 나타낸, 제7도(k)는 제7도(g)에 나타낸 LPF(36)의 출력중의 보정된 보간신호 D에 대응하는 보간신호 F를 갖는다. 이 보간신호 F는 제7도(d), (e)의 신호 패턴에 있어서의 가장 상관성이 높은 A1점, B3점의 조에 의거하여 생성된 정당한 판정결과로서 나타난다.
그리고, 보간신호 보정부(40)를 구성하는 LPF(35, 36)로서 보통 사용되는 여러가지 형식의 디지탈 LPF를 이용할 수 있다. 예를들어, 제8도의 LPF(35, 36)에 이용 가능한 디지탈 LPF의 전형적인 회로예를 나타낸다.
제9도는 본 발명의 제 4 실시예를 나타낸 회로도이다. 이 제 4 실시예는 제3도에 도시된 앞서의 제 1 실시예를 다시 개량한 것이며, 제6도에 도시되는 제 3 실시예의 경우와 같이 새로 보간신호 보정부(40)를 갖는 점에 특징을 갖는다.
제9도에 있어서, 보간신호 보정부(40) 이외의 회로는 제3도에 나타낸 제 1 실시예와 동일하다. 이하, 제 4 실시예를 보간신호 보정부(40)를 중심으로 제3도의 제 1 실시예와 대비하여 설명한다.
이 제 4 실시예에 있어서의 보간신호 보정부(40)는 셀렉터부(343)의 출력단에 접속된 LPF(36), 감쇠회로(9d)에 접속되며 저역신호 성분을 추출하는 LPF(35), 감산기(348)로 이루어진 회로 및 그 저역 성분을 LPF(36)의 출력에 가산하는 가산기(349)로 구성된다. LPF(36)은 셀렉터부(343)에서 도출되는 보간신호에서 그것에 포함되는 인펄스성 노이즈를 제거한다. 또, 이 보간신호가 결여되어 있는 필요한 고역신호 성분은 LPF(35)와, 감산기(348)로 이루어진 회로에 의해 부여된다. 따라서, 보간신호 보정부(40)로부터는 인펄스성 노이즈에 영향받지 않은 보간신호를 얻을 수 있다.
이외에도 본 발명은 그 요지를 벗어나지 않는 범위에서 여러가지 변형실시할 수 있음은 물론이다. 이상 기술한 바와 같이 본 발명에 의하면, 간단한 회로구성에 의해, 상하간 가산처리에 의한 화질의 열화를 방지하기 위해 채용되는 비스듬한 방향의 신호상관의 판정을 오동작하는 것을 방지할 수 있다.

Claims (5)

  1. 인터레이스 주사방식의 텔레비젼 신호를 논인터레이스 주사방식의 텔레비젼 신호로 변환하기 위한 보간신호를 상기 인터레이스 주상방식의 텔레비젼 신호의 필드내 보간에 의해 생성되는 보간신호 생성회로에 있어서, 현필드의 텔레비젼 신호에서 그 수평저역 성분을 추출하는 저역 추출수단(32, 33)과, 이 저역 추출수단(32, 33)의 출력의 복수수평 라인간에 있어서 수평방향의 보간 위상점의 상하방향에 위치하는 화소간 및 이 보간위상점과 교차하는 비스듬한 방향에 위치하는 화소간 각각의 신호상관을 판정하는 상관 판정수단(341)과, 이 상관 판정수단(341)에 의해 신호상관이 가장 높다고 판정된 화소간의 신호를 사용하여 동화 보간용의 텔레비젼 신호를 생성하는 동화 보간신호 생성수단(34)과, 이 동화 보간신호 생성수단(34)의 출력과 현필드의 텔레비젼 신호를 1필드 지연시킴으로써 얻은 정지화용의 텔레비젼 신호를 근거로, 상기 보간신호를 생성하는 보간신호 생성수단(16)을 구비한 것을 특징으로 하는 보간신호 생성회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 동화 보간신호 생성수단(34)은, 상기 복수의 화소간 각 신호의 전대역 성분의 평균치를 구하는 평균치 산출수단(342)과, 이 평균치 산출수단(342)에 의해 구해진 복수의 화소간의 평균치 중, 상기 상관 판정수단(341)에 의해 상관이 가장 높다고 판정된 화소간의 평균치를 상기 동화 생성용의 텔레비젼 신호로서 선택하는 신호 선택수단(343)을 구비하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 보간신호 생성회로.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 동화 보간신호 생성수단(34)은, 상기 복수의 화소간 각 신호의 수평저역 성분의 평균치를 구하는 저역 평균치 산출수단(344)과, 이 저역 평균치 산출수단(344)에 의해 구해진 복수의 화소간의 평균치중, 상기 상관판정수단(341)에 의해 상관이 가장 높다고 판정된 화소간의 평균치를 선택하는 선택수단(345)과, 상기 보간 위상점의 상하방향에 위치하는 화소간의 신호의 수평고역성분의 평균치를 구하는 고역 평균치 산출수단(346)과, 이 고역 평균치 산출수단(346)의 출력과 상기 선택수단(345)의 출력을 가산하고, 상기 동화 생성의 텔레비젼 신호를 얻는 가산수단(349)을 구비하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 보간신호 생성회로.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 상관 판정수단(341)은 현 수평 라인과 이보다 1수평라인 앞의 수평라인의 2개의 수평 라인간에 있어서, 상기 보간 위상검 및 그 전후 위상점의 3개 위상점의 화소에 대해, 상기 상하방향 및 비스듬한 방향의 화소간의 신호상관을 판정하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 보간신호 생성회로.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 선택수단(345)에 의해 얻어진 신호에 수평저역 필터를 통하게 하여, 저역 성분만을 출력하는 필터 수단(36)과, 상기 보간 위상점의 상하방향에 위치하는 화소간의 신호의 수평고역성분의 평균치를 구하는 고역 평균치 산출수단(346)과, 이 고역 평균치 산출수단(346)의 출력과 상기 필터수단(36)의 출력을 가산하여, 상기 동화 생성의 텔레비젼신호를 얻는 가산수단(349)을 구비하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 보간신호 생성회로.
KR1019890010451A 1988-07-22 1989-07-21 보간 신호 생성 회로 KR920005022B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP18295588 1988-07-22
JP88-182955 1988-07-22
JP?63-182955 1988-07-22

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR900002655A KR900002655A (ko) 1990-02-28
KR920005022B1 true KR920005022B1 (ko) 1992-06-22

Family

ID=16127266

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019890010451A KR920005022B1 (ko) 1988-07-22 1989-07-21 보간 신호 생성 회로

Country Status (3)

Country Link
US (1) US5032899A (ko)
JP (1) JPH02131689A (ko)
KR (1) KR920005022B1 (ko)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7382929B2 (en) 1989-05-22 2008-06-03 Pixel Instruments Corporation Spatial scan replication circuit
JPH04223785A (ja) * 1990-12-26 1992-08-13 Sony Corp 映像信号補間処理方法
US5159451A (en) * 1991-03-19 1992-10-27 Faroudja Y C Field memory expansible line doubler for television receiver
US5488422A (en) * 1991-03-19 1996-01-30 Yves C. Faroudja Video scan converter including the modification of spatially interpolated pixels as a function of temporal detail and motion
DE69230548T2 (de) * 1991-08-23 2000-06-15 Mitsubishi Electric Corp Pixelinterpolationsschaltkreis und Anwendungen
CA2090696C (en) * 1992-03-20 2001-08-21 Werner Boie Method and apparatus for direction related interpolation
US5381183A (en) * 1992-07-03 1995-01-10 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Motion-adaptive scanning-line conversion circuit
US5381182A (en) * 1993-09-28 1995-01-10 Honeywell Inc. Flat panel image reconstruction interface for producing a non-interlaced video signal
CA2138834C (en) * 1994-01-07 2004-10-19 Robert J. Gove Video display system with digital de-interlacing
JP3438032B2 (ja) * 1994-03-15 2003-08-18 松下電器産業株式会社 空間周波数適応補間方法および空間周波数適応補間装置
MY117289A (en) * 1996-01-17 2004-06-30 Sharp Kk Image data interpolating apparatus
JP4611666B2 (ja) * 2003-06-02 2011-01-12 三星電子株式会社 走査変換装置及び走査変換方法
JP4358055B2 (ja) * 2004-07-21 2009-11-04 株式会社東芝 補間画素生成回路
JP4861114B2 (ja) * 2006-09-27 2012-01-25 株式会社東芝 映像信号処理装置
KR102253446B1 (ko) 2014-11-10 2021-05-20 삼성디스플레이 주식회사 표시 장치 및 이의 표시 제어 방법 및 장치

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2921124A (en) * 1956-12-10 1960-01-12 Bell Telephone Labor Inc Method and apparatus for reducing television bandwidth
JPS6025949B2 (ja) * 1976-12-24 1985-06-21 株式会社日立製作所 テレビ信号処理方式
JPS55150687A (en) * 1979-05-15 1980-11-22 Sony Corp Separating circuit of color video signal
JPS5879379A (ja) * 1981-11-05 1983-05-13 Sony Corp テレビジヨン受像機
JPS58101583A (ja) * 1981-12-14 1983-06-16 Hitachi Ltd カラ−テレビジヨンの信号高精細化信号変換回路
JPS59151592A (ja) * 1983-02-17 1984-08-30 Pioneer Electronic Corp 輝度信号及び色信号分離回路
JPS6243989A (ja) * 1985-08-22 1987-02-25 Nec Home Electronics Ltd 映像適応型走査線補間装置
US4673978A (en) * 1986-05-23 1987-06-16 Rca Corporation Progressive scan processor with plural frequency band interpolation
US4698675A (en) * 1986-09-29 1987-10-06 Rca Corporation Progressive scan display system having intra-field and inter-field processing modes
US4831435A (en) * 1986-11-29 1989-05-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Adaptive scanning line converting circuit for a television receiver

Also Published As

Publication number Publication date
KR900002655A (ko) 1990-02-28
JPH02131689A (ja) 1990-05-21
US5032899A (en) 1991-07-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4754322A (en) YC-signal separation circuit responsive to magnitude of vertical correlation
KR920005022B1 (ko) 보간 신호 생성 회로
JP2732650B2 (ja) 垂直エッジ検出回路
JP4633108B2 (ja) フィルムソース映像検出
US5534935A (en) Processing apparatus for progressive scan generation of a television signal
CA1310401C (en) Circuit for detecting motion of television signal
EP0241854B1 (en) Video signal processing circuit of motion adaptive type
US6288754B1 (en) YC separation circuit
CA1274905A (en) Method and apparatus for detecting the motion of image in a television signal
EP0411661B1 (en) Dot crawling interference elimination device with color subcarrier vertical non-correlation detection
KR910006860B1 (ko) 컬러텔레비젼 수상기에 있어서의 복합신호 분리회로
JP4001110B2 (ja) 走査変換装置
EP0482894A2 (en) Non-interlace television for multi color standards
US5083203A (en) Control signal spreader
US5225899A (en) Correlation adaptive luminance and chrominance signal separating circuit
US4947240A (en) Method and circuit apparatus for combining two television signals
KR910007206B1 (ko) 적응형 휘도신호와 색신호 분리장치
US5373329A (en) Method of picture movement signal detection and associated circuit
EP0530918A2 (en) Motion adaptive picture signal processing
EP0488498B1 (en) Motion signal detecting circuit
JP3180741B2 (ja) 動き検出回路
JP3350322B2 (ja) 映像信号処理装置
CA2203735A1 (en) Up-converter and scanning line conversion method
JPH01277092A (ja) 動き検出回路
WO2009020238A1 (en) Three-dimensional y/c separating circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
G160 Decision to publish patent application
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20080527

Year of fee payment: 17

EXPY Expiration of term