KR20240058776A - 유도성 위치 센서를 위한 신호 프로세싱 유닛 - Google Patents

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KR20240058776A
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유르겐 케른호프
요제프 야니쉬
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르네사스 일렉트로닉스 아메리카 인크.
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Abstract

본 발명은 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1)에 관한 것이고, 여기서, 유도성 위치 센서(2)는 제1 위치 신호(3) 및 제2 위상 시프트된 위치 신호(4), 특히, 사인 위치 신호 및 코사인 위치 신호를 제공하고, 여기서, 신호 프로세싱 유닛(1)은 제1 위치 신호(3)의 정수 개의 주기와 제2 위상 시프트된 위치 신호(4)의 정수 개의 주기 각각을 적분하기 위한 적어도 하나의 적분기(12)를 포함하고, 적분된 제1 위치 신호(3) 및 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호(4)로부터 위치 센서(2)의 이동 타깃(11)의 위치가 계산된다.

Description

유도성 위치 센서를 위한 신호 프로세싱 유닛{A SIGNAL PROCESSING UNIT FOR AN INDUCTIVE POSITION SENSOR}
본 발명은 유도성 위치 센서를 위한 신호 프로세싱 유닛에 관한 것이고, 여기서, 유도성 위치 센서는 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호, 특히, 사인 위치 신호 및 코사인 위치 신호를 제공한다.
다수의 애플리케이션들은, 예컨대, 모터 바이시클들에 대한 스로틀 제어에서, 회전 부재와 같은 이동 타깃의 위치 피드백을 필요로 한다. 대부분의 경우들에서, 요구되는 위치 정보를 생성하기 위해 추가적인 위치 센서가 이동 부분에 장착된다. 종래 기술로부터, 자기 위치 센서들 및 유도성 위치 센서들이 알려져 있다. 모터 케이블들 또는 배터리 케이블들과 같은 전류 운반 부분들, 회전 모터 패키지, 모터의 고정자, 또는 모터 브레이크와 같은 추가적인 장비가 자기장들을 교란할 수 있는 자기장들을 유발하기 때문에, 그러한 자기장들에 대한 강건성을 제공하기 위해 유도성 위치 센서들의 사용이 바람직하다.
유도성 선형 위치 또는 각도 센서는 전도성(금속) 타깃의 위치 또는 각도를 검출하기 위한 자기 유도 원리에 기초한 장치이다. 전자기장과 기계적으로 상호작용하는 이러한 원리를 사용함으로써, 여러 애플리케이션에 대해, 예컨대, 메카트로닉스, e-모터들 및 물체 검출들에서 매우 다양한 센서들이 생성될 수 있다. 이러한 신뢰성이 높은 유도성 감지 기법의 본질적인 이점은 전도성 타깃의 비접촉 위치 검출이다.
개시되는 기법들이 아래에서 열거된다.
[특허 문헌 1] 미국 특허 제4,853,604호
[특허 문헌 2] 미국 특허 출원 제2011/0101968호
[특허 문헌 3] 미국 특허 제7,045,996호
[특허 문헌 4] 미국 특허 제7,208,945호
[특허 문헌 5] 미국 특허 출원 제2008/0116883호
유도성 위치 센서들은, 예컨대, 하나의 송신기 코일 및 2개의 수신기 코일, 특히, 사인 수신기 코일 및 코사인 수신기 코일로 구성된 코일들의 세트 위에서 이동하는 타깃의 위치를 검출하기 위해 와전류들 또는 유도성 커플링의 물리적 원리들을 활용하여 무자석 기술을 구현한다. 이러한 유도성 센서 시스템은, 예컨대, 특허 문헌 1에서 개시된다.
3개의 코일의 실제 구현에서, 하나의 송신기 코일 및 2개의 수신기 코일은 전형적으로 인쇄 회로 보드(PCB), 특히, 다층 PCB 상의 구리 트레이스들로서 제공된다. 그들은 송신기 코일이 2개의 수신기 코일에 이차 전압을 유도하도록 배열되는데, 그 이차 전압은 수신기 코일들 위의 전도성(금속) 타깃의 위치에 의존한다. 따라서, 유도성 센서는 정적 고주파수 자기장을 생성하기 위해 송신기 코일에 적용되는 라디오 주파수 신호를 생성하는 발진기를 포함하거나 또는 그에 연결된다. 이러한 정적 고주파수 자기장은 수신기 코일들, 특히, 사인 수신기 코일 및 코사인 수신기 코일에 의해 픽업된다. 코일들 위의 전도성 타깃의 위치에 따라, 수신기 코일들에 의해 픽업되는 이차 전압의 진폭이 변화되어, 이 효과를 분석하는 것에 의한 타깃의 위치의 결정을 허용한다. 예컨대, 타깃 위치는 순간적인 사인 신호 진폭을 순간적인 코사인 신호 진폭으로 나눈 것의 아크탄젠트에 의해 계산된다. 계산은 위치 센서 또는 위치 센서의 일체형 부분에 연결된 프로세싱 유닛에 의해 수행된다.
송신기 및 2개의 수신기 코일의 레이아웃은 메카트로닉 서브시스템의 기하학적 치수들 및 형상에 대해 쉽게 적응될 수 있다. 이는 이러한 종류의 유도성 위치 센서들의 높은 유연성 및 다목적성을 생성한다.
수신기 신호들을 프로세싱하기 위해, 복조기, 이득 스테이지, 오프셋 및 이득 불일치 보상, 아날로그-디지털 변환기, 및 일부 형태의 아크탄젠트 계산을 제공하는 디지털 신호 프로세싱 유닛을 포함하는 복잡한 회로가 필요하다.
특허 문헌 2는 이동가능 요소의 위치를 결정하기 위한 유도성 위치 센서를 개시한다. 위치 센서는 2개의 서브시스템을 포함하는데, 그들 각각은 2개의 송신기 유닛, 이동가능 요소 상의 LC 공진 회로, 및 평가 유닛을 갖는 수신기 코일을 갖는다. 개별 서브시스템들의 프로세싱은 교번적으로 수행된다. 따라서, 하나의 서브시스템이 동작하고 있는 경우, 모든 다른 서브시스템들은 비활성화된다. LC 공진 회로를 포함하는 이동가능 요소는 2개의 송신기 유닛의 2개의 전자기장의 중첩에 의해 생성되는 전체 전자기장 내에서 회전한다. 응답으로, LC 공진 회로는 전자기장을 생성할 것인데, 이는 수신기 코일 및 평가 유닛에 의해 수신될 것이다.
특허 문헌 3은 디바이스의 위치를 결정하기 위한 방법을 개시하는데, 이 방법은 유도성 요소들을 사용하여 적어도 2개의 시변 자기장을 생성하는 단계를 포함하고, 여기서, 그 자기장들은 상이한 위상들을 갖는다. 방법은 그 자기장들 위에서 변조된 신호를 검출하는 단계 ― 신호는 디바이스로부터 생성됨 ―, 및 기준 신호와 디바이스로부터의 신호의 위상 차이에 기초하여 디바이스의 위치를 결정하는 단계를 더 포함한다. 특허 문헌 2와 마찬가지로, 개시되는 방법은 이동 디바이스 상의 LC 공진 회로를 요구한다.
특허 문헌 4는 여자 권선, 여자 신호를 생성하도록 동작가능하고 생성된 여자 신호를 여자 권선에 인가하도록 배열된 신호 생성기, 여자 권선에 전자기적으로 커플링된 센서 권선, 및 감지된 파라미터의 값을 결정하기 위해 신호 생성기에 의해 여자 신호가 여자 권선에 인가될 때 센서 권선에서 생성되는 주기적인 전기 신호를 프로세싱하도록 동작가능한 신호 프로세서를 포함하는 센서를 개시한다. 여자 신호는 제2 주파수를 갖는 주기적인 변조 신호에 의해 변조된 제1 주파수를 갖는 주기적인 캐리어 신호를 포함하고, 제1 주파수는 제2 주파수보다 더 크다. 이러한 방식으로, 센서는 여자 신호를 생성할 뿐만 아니라 센서 권선들에 유도되는 신호를 프로세싱하기 위해 디지털 프로세싱 기법들을 사용하는 데 매우 적합하다. 실시예에서, 센서는 2개의 부재의 상대적인 위치를 검출하기 위해 사용된다. 다른 실시예들에서, 센서는 온도 및 습도와 같은 환경 인자들을 검출하기 위해 사용된다.
특허 문헌 5는 유도성 센서 디바이스 및 유도성 식별을 위한 방법을 개시하고, 그 유도성 센서 디바이스는 측정 범위를 따라 연장되고 서로 공간적으로 상이하게 변화되는 제1 여자기 인덕터 및 제2 여자기 인덕터를 포함한다. 제1 유도성 커플링 요소 및 제2 유도성 커플링 요소는 2개의 여자기 인덕터로부터의 신호를 수신기 인덕터에 커플링한다. 유도성 커플링 요소들은 제1 공진 주파수 f1 및 제2 공진 주파수 f2를 갖는 공진 요소들로서 형성된다. 유도성 커플링 요소들 둘 모두의 위치를 빠르고 정확하게 간단히 결정할 수 있기 위해, 2개의 여자기 인덕터는 상이한 송신 신호들 S1, S2에 의해 구동된다. 송신 신호들 S1, S2 각각은 시간 진행에 따라 변화되는 제1 공진 주파수 f1 근처의 제1 캐리어 주파수 및 시간 진행에 따라 변화되는 제2 공진 주파수 f2 근처의 제2 캐리어 주파수의 신호 성분들을 포함한다.
유도성 선형 위치 센서에서, 수신기 코일들은 전도성 타깃의 선형 이동 경로를 따라 연장되고, 전도성 타깃은 특정 선형 연장을 갖는다. 유도성 호 위치 센서에서, 수신기 코일들은 전도성 타깃의 각도, 특히, 반경방향 이동 경로를 따라 연장되고, 전도성 타깃은 특정 각도 연장을 갖는다. 호 위치 센서가 360°를 커버하는 경우, 즉, 이동 타깃이 축을 중심으로 완전히 회전하는 경우, 이는 유도성 회전 위치 센서로 또한 지칭된다.
본 발명의 목적은 유도성 위치 센서에 의해 제공되는 위치 신호들로부터 이동 타깃의 위치의 효율적이고 정밀한 평가를 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 목적은 유도성 위치 센서를 위한 신호 프로세싱 유닛에 의해 해결되고, 여기서, 유도성 위치 센서는 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호, 특히, 사인 위치 신호 및 코사인 위치 신호를 제공하고, 신호 프로세싱 유닛은:
제1 위치 신호를 위한 제1 입력 및 제2 위상 시프트된 위치 신호를 위한 제2 입력;
유도성 위치 센서에 AC 여자 신호를 제공하기 위한 출력;
AC 여자 신호를 생성하기 위해 출력에 연결된 발진기; 및
제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호로부터 위치 센서의 이동 타깃의 위치를 계산하기 위한 신호 프로세서
를 포함하고,
여기서, 신호 프로세싱 유닛은 제1 위치 신호의 정수 개의 주기와 제2 위상 시프트된 위치 신호의 정수 개의 주기 각각을 적분하기 위한 적어도 하나의 적분기를 포함하고,
여기서, 신호 프로세서는 적분된 제1 위치 신호 및 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호로부터 위치 센서의 이동 타깃의 위치를 계산한다.
종래의 회로 구현들은, 예컨대, 정류된 AC 신호의 제1 위치 신호와 제2 위치 신호 각각의 진폭을 측정하기 위해 저역 통과 필터, 특히, 저항기-커패시터(RC) 저역 통과 필터를 사용하고 있다. 본 발명은 제1 위치 신호와 제2 위치 신호 각각, 즉, 사인 신호와 코사인 신호 각각의 유효 진폭 값을 평가하기 위한 주파수 동기화 적분 방식을 사용하는 새로운 접근법에 기초한다. 주파수 동기화는 정수 NINT 개의 사인 주기 또는 코사인 주기가 연속적으로 적분되는 것을 의미한다. 적분기는 적분 시간이 비교적 짧은 경우 아날로그 일차 저역 통과 필터와 같이 거동한다. 정확히 NINT 개의 주기를 적분함으로써, '아날로그 적분기'는 기본 인덕터-커패시터(LC) 발진 주파수 및 인덕터-커패시터(LC) 발진 주파수의 배수들에서 '제로들'을 갖는 '아날로그 유한 임펄스 응답(FIR) 필터'가 된다. 이러한 의미에서, 적분 페이즈의 수는 이 유사 아날로그 저역 통과 FIR 필터에 대한 '제로'의 수를 정의한다. 유사한 일차 RC 저역 통과 필터는 감쇠를 생성하고 있고, 나머지 '사인 리플'은 신호 대 잡음비를 제한하고 있다. 본 발명에 따른 적분기 접근법은 임의의 리플들 또는 다른 주파수 관련 효과들을 갖지 않는 NINT 개의 정류된 사인 위상과 코사인 위상 각각의 정밀한 적분된 "평균 값 평가"로서 또한 이해될 수 있다.
종래 기술의 RC 저역 통과 필터와 본 발명의 일반적인 적분기 능동 회로부는 회로 구현 노력 및 크기와 관련하여 유사하다. 회로 크기의 측면에서, RC 저역 통과 필터에 대한 단점은 아날로그-디지털 변환기(ADC) 앞의 안티 에일리어싱 필터의 기능이다. ADC의 샘플링 주파수에 따라, 고차 저역 통과 필터링이 필요하게 될 수 있다. 이는 직렬로 연결된 여러 저역 통과 필터 스테이지들을 요구할 것이다. 저역 통과 필터의 RC 시간 상수 'Rb*Cb'는 감쇠(-3 dB 코너 주파수)를 정의하는 한편, RC 적분기의 '1/(Rint*Cint)'과 같은 적분기의 시간 상수는 이득 인자와 같이 거동하고 있다. 작은 Rint 및 Cint 값들로 높은 이득 값들이 간단히 도달될 수 있다. 추가로, 전체 아날로그 적분 프로세스는 '시간 경과에 따른' 증폭과 같이 작동하고, 적분 주기의 수는 추가적인 이득 인자와 같이 작용한다.
본 발명의 변형에 따르면, 제1 위치 신호 및 제2 위치 신호는 아날로그 신호들이고, 특히, 제1 위치 신호는 사인 위치 신호이고, 제2 위상 시프트된 위치 신호는 코사인 위치 신호이다.
본 발명의 변형에 따르면, 신호 프로세싱 유닛은 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호를 대응하는 제1 디지털 위치 신호 및 대응하는 제2 위상 시프트된 디지털 위치 신호로 변환하기 위한 아날로그-디지털 변환기를 포함한다. 아날로그-디지털 변환기는 적어도 하나의 적분기 후에 배열되고, 그에 따라, 아날로그-디지털 변환기는 적분된 제1 위치 신호와 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호 각각을 변환한다. 따라서, 적분된 제1 위치 신호 및 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호로부터의 위치 센서의 이동 타깃의 위치의 계산은 디지털 신호 프로세서(DSP)에 의해 수행될 수 있다. 게다가, DSP는 본 발명에 따른 유도성 위치 센서를 사용하는 시스템들로 디지털 위치 신호를 포워딩할 수 있다.
본 발명의 변형에서, 유도성 위치 센서는 AC 여자 신호를 수신하는 적어도 하나의 송신기 코일, 제1 위치 신호를 제공하는 제1 수신기 코일, 및 제2 위상 시프트된 위치 신호를 제공하는 제2 수신기 코일을 포함한다. 이러한 유도성 위치 센서는 2개의 출력 코일을 갖는 변압기로서 이해될 수 있다. 송신기 코일(L)은, 예컨대, 커패시터(C)와 상호연결되어 공진 상태로 발진기(LC 발진기)를 수행한다.
교번 자기장은 수신기 코일들에 전압를 유도한다. 이러한 유도 방법은 변압기 위에 전도성 타깃을 도입함으로써 영향을 받을 수 있다. 전도성 타깃은 자기장에 대한 숏컷(shortcut)과 같이 영향을 미치고 있고, 유도되는 전압들을 조작하고 있다. 이러한 종류의 진폭 변조는 전도성 타깃의 기계적 위치에 의존한다. 이러한 타입의 유도성 센서 코일들의 경우, 사인 및 코사인 형상의 레이아웃으로서 수신기 코일들을 구현하는 것이 특징적이다. 이러한 정교한 코일 레이아웃은 전도성 타깃과 함께 수신기 코일들에서 사인 및 코사인 진폭 변조 신호에 따라 위치를 산출한다.
본 발명의 변형에 따르면, 유도성 위치 센서의 신호 프로세싱 유닛은 AC 여자 신호의 진폭을 미리 정의된 범위에서 유지하기 위한 발진기 제어기를 더 포함한다. 발진기 제어기는 발진기의 진폭을 미리 정의된 범위에서 유지하기 위한 능동 회로부이다. 이는 너무 높은 또는 너무 낮은 진폭 레벨들로부터 기인하는 왜곡들을 회피한다. 예컨대, 피크 검출기는 발진 진폭 VLCO를 지속적으로 모니터링하고 있는데, 그 후, 이는 진폭 및 주파수 모니터에 의해 평가된다. 이러한 진폭 및 주파수 모니터는 미리 정의된 진폭에 도달하고 진폭을 일정한 레벨로 유지하기 위해 프로그램가능 전류 소스들, 즉, ILCOp 및 ILCOn에 대한 제어 값들을 컴퓨팅한다.
본 발명의 변형에 따르면, 적어도 하나의 적분기는 저항기-커패시터(RC) 적분기이다. 따라서, 적분 프로세스는 자신 고유의 시간 상수 '1/(Rint*Cint)'(저항기 및 커패시터 적분기 값들), 적분 페이즈의 수 NINT, 및 LC 발진기의 주파수 'TLCO = 1/FLCO' 자체에 의해 특성화된다. 마지막으로, '2/Π'의 적분 관련 인자(정류된 사인/코사인 주기의 적분된 값을 정의함)가 고려되어야 한다.
본 발명의 변형에서, 신호 프로세서, 특히, 디지털 신호 프로세서는 위치 센서의 이동 타깃의 위치를 계산하기 위한 CORDIC/아크탄젠트 알고리즘을 구현한다.
본 발명의 변형에 따르면, 발진기는 인덕터-커패시터(LC) 발진기, 바람직하게는 전류 구동 또는 전류 제한 교차 커플링 인버터 회로부이다. LC 탱크는 "발진 전류 ILCO"에 비례하는 발진 에너지를 저장하고 있다. 특성 임피던스 ZLCO는 전류 ILCO에 기초하여 이상적인 경우의 이 공진 회로의 전압 진폭 VLCO를 정의하고 있다:
실제 애플리케이션들에서, 공진 회로는 기생 저항성 요소들에 의해 댐핑된다. 이러한 손실들을 보상하고 진폭을 일정하게 유지하기 위해 교차 커플링 전류 제어 인버터들의 능동 발진 회로가 필요하게 된다.
본 발명의 변형에 따르면, 신호 프로세싱 유닛, 특히, 신호 프로세서는 적분된 제1 위치 신호에서의 오프셋 및/또는 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호에서의 오프셋 및/또는 적분된 제1 위치 신호와 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호 사이의 이득 불일치를 검출하고, 검출된 오프셋을 보상하기 위한 대응하는 음의 보상 신호 및/또는 이득 불일치를 보상하기 위한 이득 교정 신호를 적분기에 제공한다. 이는 오프셋 전압 및/또는 이득 불일치가 적분기의 출력 범위 및 임의적인 아날로그-디지털 변환기의 입력 범위를 각각 저하시키지 않는 것을 보장한다. 적분된 제1 위치 신호 및/또는 제2 위상 시프트된 위치 신호에서의 오프셋 및/또는 이득 불일치는, 예컨대, 오프셋 및 이득 에러 검출 유닛에 의해 검출된다. 오프셋 및 이득 불일치 검출 및 보상은 제1 위치 신호와 제2 위치 신호 각각의 피크 값들, 즉, 최대 및 최소 진폭을 비교하기 위한 비교기들과 같은 신호 프로세싱 유닛의 아날로그 신호 프로세싱에 기초한다. 대안적으로, 음의 보상 신호 또는 이득 교정 신호는 디지털-아날로그 변환기에 의해 디지털 신호로부터 아날로그 신호, 특히, 음의 아날로그 신호로 변환된다. 디지털 음의 보상 신호 또는 이득 교정 신호는, 예컨대, 임의적인 디지털 신호 프로세서에 의해 생성된다.
본 발명의 변형에서, 신호 프로세싱 유닛은 저역 통과 필터링 및 교정을 제공한다. 저역 통과 필터링은 추가의 잡음 감소를 제공하고, 교정은 적분된 제1 위치 신호와 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호 사이의 이득 불일치를 보상하는 데 사용된다.
본 발명의 특히 바람직한 변형에 따르면, 제1 입력 및 제2 입력은 제1 멀티플렉서에 연결된다. 따라서, 멀티플렉서는 제1 입력의 제1 위치 신호와 제2 입력의 제2 위상 시프트된 위치 신호 사이에서 멀티플렉싱하기 위해 사용되고, 제1 위치 신호와 제2 위상 시프트된 위치 신호 각각을 신호 프로세서로 선택적으로 포워딩한다. 따라서, 신호 프로세서는 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호를 순차적으로 프로세싱한다. 이는 본 발명에 따른 신호 프로세싱 유닛을 구현하기 위한 회로부에 대해 요구되는 공간을 감소시키는데, 그 이유는 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호를 프로세싱할 수 있는 하나의 신호 프로세서만이 필요하기 때문이다. 멀티플렉서에 대해 요구되는 공간은 신호 프로세서에 대해 요구되는 공간보다 상당히 더 작다.
본 발명의 변형에 따르면, 제1 입력 및 제2 입력은 각각 증폭기 및/또는 정류기에 연결된다. 대안적으로, 제1 멀티플렉서의 출력은 증폭기 및/또는 정류기에 연결된다. 증폭기 및/또는 정류기는 제1 위치 신호 및/또는 제2 위상 시프트된 위치 신호를 사전 프로세싱한다. 제1 대안에서, 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호는 제1 입력과 제2 입력 각각에 연결된 별개의 증폭기 및/또는 정류기들에 의해 사전 프로세싱된다. 이는 사전 프로세싱이 제1 위치 신호와 제2 위상 시프트된 위치 신호 각각에 대해 특별히 조정될 수 있다는 이점을 갖는다. 제2 대안에서, 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호는 동일한 증폭기 및/또는 정류기들에 의해 순차적으로 사전 프로세싱되는데, 이는 요구되는 회로 크기를 감소시킨다.
본 발명의 변형에서, 신호 프로세싱 유닛은 제1 멀티플렉서에 테스트 신호를 제공하기 위한 테스트 신호 생성 유닛을 포함하고, 여기서, 테스트 신호는 다양한 스케일링 인자들을 가질 수 있다. 테스트 신호 생성 유닛 및 멀티플렉서를 사용하여, 생성된 테스트 신호가 신호 프로세서에 적용될 수 있다. 신호 프로세서는 임의의 다른 위치 신호와 같이 테스트 신호를 프로세싱하고, 이러한 프로세싱의 결과는 적용된 테스트 신호에 대해 알려져 있는 예상된 결과와 비교될 수 있다. 이러한 방식으로, 신호 프로세서의 기능이 검사될 수 있다. 상이한 스케일링을 갖는 테스트 신호들을 사용하는 것은 상이한 위치 신호들, 특히, 상이한 진폭들 및/또는 주파수들을 갖는 위치 신호들에 대해 신호 프로세서를 테스트하는 것을 허용한다.
본 발명의 변형에 따르면, 제1 멀티플렉서는 각각의 입력에 대한 비반전된 신호 및 반전된 신호를 제공한다.
본 발명의 바람직한 변형에 따르면, 신호 프로세서는 멀티플렉싱되고 적분된 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호에 의사 동기화 인터리프 샘플링 방법(pseudo-synchronized interleafed sampling method)을 적용한다. 의사 동기화 인터리프 샘플링 방법에 따르면, 신호 프로세서는 적분된 제1 위치 신호 및 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호로부터 위치 센서의 이동 타깃의 위치를 계산하기 위해 단일 멀티플렉싱된 제1 위치 신호들 및 제2 위상 시프트된 위치 신호들을 사용한다. 제1 위치 신호(사인 신호) 및 제2 위상 시프트된 위치 신호(코사인 신호)는 교번 방식으로 정수 개의 주기에 걸쳐 적분된다. 특히 바람직한 변형에서, 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호의 극성은 연속 측정들 동안 스와핑된다. 예컨대, 스와핑은 대응하는 입력 신호에 대한 멀티플렉서의 비반전 또는 반전된 출력을 사용함으로써 달성된다. 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호에 대한 이러한 스와핑 또는 초핑 기법은 임의의 회로 오프셋을 제거하고, 주로 저주파수 및 1/f 잡음인 잡음을 감소시킨다.
의사 동기화 인터리프 샘플링 방법은, 예컨대, 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된 위치 신호의 다음의 예시적인 측정들에 기초한다:
1. 양의 극성을 갖는 제1 위치 신호(tn-3);
2. 양의 극성을 갖는 제2 위치 위상 시프트된 신호(tn-2);
3. 음의 극성을 갖는 제2 위치 위상 시프트된 신호(tn-1);
4. 음의 극성을 갖는 제1 위치 신호(tn);
5. 양의 극성을 갖는 제1 위치 신호(tn+1);
6. 양의 극성을 갖는 제2 위치 위상 시프트된 신호(tn-2);
7. 기타 등등.
이러한 측정들로부터, 다음의 평균 값들이 계산된다:
a. 시간 tm에 대한 제1 위치 신호의 평균 값 = tn-3에서의 제1 위치 신호 - tn에서의 제1 위치 신호;
b. 시간 tm에 대한 제2 위상 시프트된 위치 신호의 평균 값 = tn-2에서의 제2 위상 시프트된 위치 신호 - tn-1에서의 제2 위상 시프트된 위치 신호;
c. 시간 tm+1에 대한 제1 위치 신호의 평균 값 = tn+1에서의 제1 위치 신호 - tn에서의 제1 위치 신호;
d. 시간 tm+1에 대한 제2 위상 시프트된 위치 신호에 대한 평균 값 = tn+2에서의 제2 위상 시프트된 위치 신호 - tn-1에서의 제2 위상 시프트된 위치 신호;
e. 기타 등등.
따라서, 시간들 tm, tm+1, ...에 대해, 제1 위치 신호의 평균 값 및 제2 위상 시프트된 위치 신호의 평균 값이 계산되는데, 그 후, 그들은 위치 센서의 이동 타깃의 위치를 계산하기 위해 신호 프로세서에 의해 사용된다. 따라서, 제1 위치 신호 및 제2 위상 시프트된된 위치 신호가 멀티플렉서로 인해 순차적으로 프로세싱되지만, 위치 계산은 동일한 시점들, 즉, 시간들 tm, tm+1 등에 대한 제1 위치 신호의 평균 값 및 제2 위상 시프트된 위치 신호의 평균 값에 기초한다. 이는 의사 동기화로 지칭된다.
바람직하게는, 제1 멀티플렉서의 샘플링 주파수는 위치 센서의 신호 주파수보다 더 높은데, 특히, 적어도 16배 더 높고, 더 바람직하게는 적어도 32배 더 높다.
본 발명의 변형에서, 신호 프로세싱 유닛은 출력에 제공되는 AC 여자 신호의 진폭을 검출하기 위한 피크 검출기 및 신호 프로세서 전의 제2 멀티플렉서를 더 포함하고, 여기서, 출력에 제공되는 AC 여자 신호는 제1 멀티플렉서에 추가적으로 제공되고, 신호 프로세서는 제1 멀티플렉서에 제공된 프로세싱된 AC 여자 신호의 진폭을 제2 멀티플렉서에 제공된 피크 검출기의 검출된 진폭과 비교한다. 이 변형에서, 여자 신호는 제1 멀티플렉서 및 피크 검출기 내로 피드된다. 제1 멀티플렉서가 여자 신호를 출력 신호로서 선택하는 경우, 신호 프로세싱 유닛은 이 신호의 진폭을 결정할 수 있다. 게다가, 여자 신호의 진폭은 독립적인 피크 검출기에 의해 검출된다. 제2 멀티플렉서는 신호 프로세싱 유닛의 계산된 진폭 및 피크 검출기의 검출된 진폭을 신호 프로세서로 순차적으로 포워딩하기 위해 사용된다. 신호 프로세서는 추가의 진단 능력들을 제공하기 위해 이러한 2개의 진폭을 비교할 수 있다.
본 발명의 변형에 따르면, 피크 검출기는 출력에서 다이오드 및 RC 저역 통과 필터를 갖는 연산 증폭기를 포함한다.
종래 기술 및 본 발명에 따르면, 이동 타깃은 임의의 종류의 전도성 재료, 특히, 금속, 이를테면, 알루미늄, 강철, 또는 인쇄 구리 층을 갖는 인쇄 회로 보드일 수 있다. 일반적으로, 유도성 위치 센서는 금속 타깃을 포함한다.
이하에서, 본 발명은 도면들에 도시된 실시예들과 관련하여 추가로 설명될 것이다.
도 1은 유도성 위치 센서의 단순화된 회로도(a) 및 선형 유도성 위치 센서의 레이아웃(b)을 도시한다.
도 2는 유도성 위치 센서에 대한 일반적인 신호 프로세싱 블록도이다.
도 3은 유도성 위치 센서의 블록도이다.
도 4는 본 발명에 따른 신호 프로세싱 유닛을 포함하는 유도성 위치 센서의 제1 실시예의 상세한 블록도이다.
도 5는 RC 적분기의 회로도이다.
도 6은 본 발명에 따른 신호 프로세싱 유닛을 포함하는 유도성 위치 센서의 제2 실시예의 상세한 블록도이다.
도 7은 피크 검출기의 회로도이다.
도 8은 본 발명에 따른 완전한 유도성 위치 센서 인터페이스 회로부의 상세한 아키텍처이다.
도 9는 도 8의 상세한 아키텍처의 아날로그 프론트엔드 회로부의 상세도이다.
도 10은 본 발명에 따른 신호 프로세싱 유닛에 의해 구현되는 의사 동기화 인터리프 샘플링 방법이다.
도 11은 상세한 적분 및 변환 프로세스를 도시하는 도면이다.
도 12는 ADC 스케줄링에 대한 단순화된 신호 흐름이다.
도 13은 사인 및 코사인 채널에 대한 디지털 사후 프로세싱 방법의 아키텍처이다.
도 14는 본 발명 내의 이러한 종류의 진폭 측정을 위한 기본적인 아날로그 신호 적분 흐름이다.
도 1의 (a)는 유도성 위치 센서(2)의 단순화된 회로도를 도시한다. 유도성 위치 센서(2)는 금속 타깃과 같은 이동 타깃(11)을 검출하기 위한 자기 유도 원리에 기초한 장치이다. 전자기장과 기계적으로 상호작용하는 이러한 원리를 사용함으로써, 여러 애플리케이션에 대해, 예컨대, 메카트로닉스, e-모터들 및 물체 검출들에서 매우 다양한 센서들이 생성될 수 있다. 이러한 신뢰성이 높은 유도성 감지 기법의 본질적인 이점은 이동 타깃(11)의 비접촉 위치 검출이다.
주로, 이러한 타입의 유도성 위치 센서(2)는 2개의 출력 코일, 즉, 제1 수신기 코일(15) 및 제2 수신기 코일(16)을 갖는 변압기로서 이해될 수 있다. 단순화된 회로도가 도 1의 (a)에서 주어진다. 송신기 또는 여자 코일(14)은 커패시터(33)와 상호연결되어 공진 상태로 발진기(9)(LC 발진기)를 수행한다. 교번 자기장은 수신기 코일들(15, 16)에 전류(전압)를 유도한다. 이러한 유도 방법은 변압기 위에 전도성 타깃(이동 타깃)(11)을 도입함으로써 영향을 받을 수 있다. 전도성 타깃(11)은 자기장에 대한 숏컷과 같이 영향을 미치고 있고, 유도되는 전류들을 조작하고 있다. 이러한 종류의 진폭 변조는 전도성 타깃(11)의 기계적 위치에 의존한다.
도 1의 (b)는 선형 유도성 위치 센서(2)의 레이아웃을 도시한다. 이러한 타입의 유도성 센서 코일들의 경우, 사인 및 코사인 형상의 레이아웃으로서 수신기 코일들(15, 16)을 구현하는 것이 특징적이다. 이러한 정교한 코일 레이아웃은 전도성 타깃(11)과 함께 수신기 코일들(15, 16)에서 사인 및 코사인 진폭 변조 신호에 따라 위치를 산출한다.
송신기 코일(14) 및 수신기 코일들(15, 16)의 레이아웃은 메카트로닉 서브시스템의 기하학적 치수들 및 형상에 대해 쉽게 적응될 수 있다. 이는 이러한 위치 감지 방법의 높은 유연성 및 다목적성을 생성한다. 코일들(14, 15, 16)은 표준화된 다층 인쇄 회로 보드(PCB)들을 사용함으로써 비용 효율적으로 생성될 수 있다. 이러한 위치 감지 접근법의 과제는 강건하고 정확한 센서 신호 평가 기법이다. 본 발명의 제안되는 신호 프로세싱 유닛(1)은 유도성 위치 센서 시스템들의 효율적이고 정밀한 전자적 성취를 제공한다.
도 2는 유도성 위치 센서(2)에 대한 일반적인 신호 프로세싱 블록도를 도시한다. 유도성 센서 요소들은 일차 권선들과 같은 여자 코일(14) 및 이차 권선들로서의 2개의 수신기 코일(15, 16)을 갖는 변압기로서 이해될 수 있다. 전도성 타깃(11)은 수신기 코일들(15, 16)에 대한 AC 신호 커플링에 영향을 미치고 있고, 수신기 코일들(15, 16)에서 진폭 변조에 따라 위치를 산출한다. 송신기 코일(14)의 일차 권선들 내의 AC 여자 신호(8)는 병렬로 연결된 커패시터(33)와 송신기 코일(14)의 코일 유도성으로 구성된 공진 발진기(LCO)(9)에 의해 생성된다. 병렬로 연결된 저항기(34)는 여러 기생 요소들의 전기적 손실들을 표현하고 있다. 발진은 주로 진폭을 미리 정의된 범위에서 일정하게 유지하기 위해 발진기 제어기(17)에 의해 제어된다. 수신기 코일들(15, 16)은 소위 아날로그 프론트엔드 회로부(AFE)(35)에 연결되는데, 이는 그들의 진폭 레벨들을 측정하는 주요 기능을 갖는다. AFE는 입력 멀티플렉서(19), 증폭기(21) 및 정류기(22)를 포함할 수 있다. 그 후, 진폭 값은 바람직하게는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(13)에 의해 디지털 수로 변환된다. 마지막으로, 신호 프로세서(10), 특히, 디지털 신호 프로세서(DSP)가 디지털 저역 통과 필터링 및 교정을 이용하여 위치를 계산하기 위해 후속된다.
도 3은 유도성 위치 센서(2)의 블록도를 도시한다. 센서 신호 여자를 위한 공진 LCO(9)가 유도성 위치 센서(2)에 대해 필수적이다. LCO(9)는 여자 코일(14) 및 커패시터(33)를 포함한다. LC 발진기 주파수는 안정적이지 않고, 온도 및 다른 전기적 또는 기계적 영향들에 따라 변화될 수 있다. 너무 높은 또는 너무 낮은 진폭 레벨들의 경우의 왜곡들을 회피하도록 LC 발진을 특정 범위에서 구동하기 위해 발진기 제어기(17)가 필요하다. 발진기 제어기(17)는 LCO(9)에 통합되거나(도 2) 또는 그에 연결될 수 있다(도 3).
여자 코일(14)과 수신기 코일들(15, 16) 사이의 커플링 인자(평면형 수신기 코일들의 유도)가 또한 넓은 범위에서 변화될 수 있다. 이러한 진폭 감소 효과는 제1 위치 신호(3) 및 제2 위치 신호(4)의 수신된 진폭 신호들을 ADC(13)의 입력 범위에 대해 적합하게 유지하도록 이득 및 오프셋 제어기(37)에 의해 보상된다. 자동 이득 및 범위 제어와 같은 반복 알고리즘이 작동한다. 디지털 부분은 안정적인 고주파수 발진기(HFO)(38)로 실행되고 있고, 3개의 복잡한 프로세스를 병렬로 수행한다. 첫 번째로, 신호 프로세서(10)는 저역 통과 필터링(잡음 감소) 및 위치 계산을 위한 신호 프로세싱 알고리즘을 수행한다. 두 번째로, 유한 상태 머신이 중요한 프로세스 및 센서 파라미터들을 제어하고 있다. 마지막으로, 측정 및 프로세싱된 센서 데이터는 통신 인터페이스(39)에 제공된다.
코일 센서는 공진 주파수 FLCO 및 품질 QLCO에 의해 특성화된다:
도 4는 본 발명에 따른 신호 프로세싱 유닛(1)을 포함하는 유도성 위치 센서(2)의 제1 실시예의 상세한 블록도를 도시한다.
본 발명에 따른 신호 프로세싱 유닛(1)은 유도성 위치 센서(2)를 위한 것이고, 여기서, 유도성 위치 센서(2)는 제1 위치 신호(3) 및 제2 위치 신호(4), 특히, 사인 위치 신호 및 코사인 위치 신호를 제공한다. 본 발명의 신호 프로세싱 유닛(1)은 다음의 것들을 포함한다:
제1 위치 신호(3)를 위한 제1 입력(5) 및 제2 위치 신호(4)를 위한 제2 입력(6);
AC 여자 신호(8)를 유도성 위치 센서(2)에 제공하기 위한 출력(7);
AC 여자 신호(8)를 생성하기 위해 출력(7)에 연결된 발진기(9); 및
제1 위치 신호(3) 및 제2 위치 신호(4)로부터 유도성 위치 센서(2)의 이동 타깃(11)의 위치를 계산하기 위한 신호 프로세서(10); 및
제1 위치 신호(3)의 정수 개의 주기와 제2 위치 신호(4)의 정수 개의 주기 각각을 적분하기 위한 적어도 하나의 적분기(12).
신호 프로세서(10)는 적분된 제1 위치 신호(3) 및 적분된 제2 위치 신호(4)로부터 유도성 위치 센서(2)의 이동 타깃(11)의 위치를 계산한다.
제1 입력(5) 및 제2 입력(6)은 ESD 보호 및 EMC 필터(39)에 의해 보호될 수 있다.
제1 위치 신호(3) 및 제2 위치 신호(4)는 아날로그 신호들이다. 신호 프로세싱 유닛(1)은 제1 위치 신호(3) 및 제2 위치 신호(4)를 대응하는 제1 디지털 위치 신호 및 대응하는 제2 디지털 위치 신호로 변환하기 위한 아날로그-디지털 변환기(ADC)(13)를 포함한다. ADC(13)는 적분기(12) 후에 그리고 신호 프로세서(10) 전에 위치된다. 따라서, 아날로그-디지털 변환기는 적분된 제1 위치 신호(3) 및 적분된 제2 위치 신호(4)를 변환하고, 신호 프로세서(10)는 디지털 신호 프로세서(DSP)이다. 신호 프로세서(10)는 유도성 위치 센서(2)의 이동 타깃(11)의 위치를 계산하기 위한 CORDIC/아크탄젠트 알고리즘을 구현한다.
유도성 위치 센서(2)는, 예컨대, 도 3의 좌측에서 상세히 도시된 바와 같이, AC 여자 신호(8)를 수신하는 적어도 하나의 송신기 코일(14), 제1 위치 신호(3)를 제공하는 제1 수신기 코일(15), 및 제2 위치 신호(4)를 제공하는 제2 수신기 코일(16)을 포함한다. 도 4에서, 이러한 세부사항들은 박스들로 대체되었지만 일반적으로 도 3에 도시된 바와 같이 구현될 수 있다.
LCO(9)는 LC 발진기, 바람직하게는 전류 구동 또는 전류 제한 교차 커플링 인버터 회로부이다. LCO(9)는 송신기 코일(14), 커패시터(33), 및 여러 기생 요소들의 전기적 손실들을 표현하는 저항기(34)를 포함한다.
본 발명은 제1 위치 신호(3) 및 제2 위치 신호(4)의 유효 진폭 값을 평가하기 위해 주파수 동기화 적분 방식을 사용하는 새로운 접근법에 기초한다. 주파수 동기화는 정수 NINT 개의 주기가 연속적으로 적분되는 것을 의미한다. 적분기(12)는 적분 시간이 비교적 짧은 경우 아날로그 일차 저역 통과 필터와 같이 거동한다. 정확히 NINT 개의 주기를 적분함으로써, '아날로그 적분기'(12)는 기본 LC 발진 주파수 및 LC 발진 주파수의 배수들에서 '제로들'을 갖는 '아날로그 FIR 필터'가 된다. 이러한 의미에서, 적분 주기의 수는 이 유사 아날로그 저역 통과 FIR 필터에 대한 '제로'의 수를 정의한다. 유사한 일차 RC 저역 통과 필터는 감쇠를 생성하고 있고, 나머지 '사인 리플'은 신호 대 잡음비를 제한하고 있다. 적분기(12) 접근법은 임의의 리플들 또는 다른 주파수 관련 효과들을 갖지 않는 NINT 개의 정류된 주기의 정밀한 적분된 "평균 값 평가"로서 또한 이해될 수 있다.
본 발명에 따른 적분기(12) 접근법의 회로 구현 노력 및 크기는 종래 기술로부터 알려져 있는 RC 저역 통과 필터 접근법과 유사하다. 회로 크기의 측면에서, RC 저역 통과 필터에 대한 단점은 ADC(13) 앞의 안티 에일리어싱 필터의 기능이다. ADC(13)의 샘플링 주파수에 따라, 고차 저역 통과 필터링이 필요하게 될 수 있다. 이는 직렬로 연결된 여러 저역 통과 필터 스테이지들을 요구할 것이다. 저역 통과 필터의 RC 시간 상수 'Rb*Cb'는 감쇠(-3 dB 코너 주파수)를 정의하는 한편, 적분기(12)의 시간 상수 '1/Rint*Cint'는 이득 인자와 같이 거동하고 있다. 작은 Rint 및 Cint 값들로 높은 이득 값들이 간단히 도달될 수 있다. 추가로, 전체 아날로그 적분 프로세스는 '시간 경과에 따른' 증폭과 같이 작동하고, 적분 주기의 수 NINT는 추가적인 이득 인자와 같이 작용한다.
도 4의 실시예에 따르면, 제1 입력(5) 및 제2 입력(6)은 제1 멀티플렉서(19)에 연결된다. 신호 프로세서(10)는 멀티플렉싱되고 적분된 제1 위치 신호(5) 및 제2 위상 시프트된 위치 신호(6)에 의사 동기화 인터리프 샘플링 방법을 적용한다.
도 5는 RC 적분기(12)의 상세한 회로도를 도시한다. RC 적분기(12)의 입력(44)은 저항기(41)의 제1 단자에 연결된다. 저항기(41)의 제2 단자는 RC 적분기(12)의 연산 증폭기(40)의 반전 입력에 연결된다. 연산 증폭기(40)의 비반전 입력은 전기 접지에 연결된다.
커패시터(42)가 연산 증폭기(40)의 반전 입력과 연산 증폭기(40)의 출력 사이에 배열된다. 스위치(43)가 커패시터(42)와 병렬로 배열된다. 스위치(43)는 초기 적분기 조건을, 즉, 커패시터(42)를 방전시킴으로써, 제로 볼트로 설정하는 데 필요하게 된다.
도 6은 본 발명에 따른 신호 프로세싱 유닛을 포함하는 유도성 위치 센서의 제2 실시예의 상세한 블록도를 도시한다. 도 6의 제2 실시예는 출력(7)에 제공되는 AC 여자 신호(8)의 진폭을 검출하기 위한 피크 검출기(27) 및 신호 프로세서(10) 전의 제2 멀티플렉서(28)를 추가적으로 포함하는 것에 의해 도 4의 제1 실시예와 상이하다. 출력(7)에 제공되는 AC 여자 신호(8)는 제1 멀티플렉서(19)에 추가적으로 제공되고, 신호 프로세서(10)는 제1 멀티플렉서(19)에 제공된 프로세싱된 AC 여자 신호(8)의 진폭을 제2 멀티플렉서(28)에 제공된 피크 검출기(27)의 검출된 진폭과 비교한다.
도 7은 도 6에 도시된 제2 실시예의 피크 검출기(27)의 회로도를 도시한다. 피크 검출기(27)의 입력은 연산 증폭기(29)의 반전 입력에 연결되는 한편, 연산 증폭기의 비반전 입력은 전기 접지에 연결된다. 연산 증폭기의 출력은 다이오드(30)의 애노드에 연결된다. 다이오드(30)의 캐소드는 피크 검출기의 출력(47)에 연결된다. 게다가, 다이오드(30)의 캐소드는 피드백 루프로서 연산 증폭기(29)의 반전 입력에 연결된다. RC 저역 통과 필터(31)가 피크 검출기(27)의 출력(47)과 전기 접지 사이에 연결된다.
자동차 센서 애플리케이션들에 대한 중요한 양태는 주로 기능 안전 요건들을 지원하기 위한 진단 능력이다. 향상된 진단 피처들을 갖는 아날로그 신호 경로가 도 5에 도시된다. 기본적인 접근법은 진폭을 측정하기 위해 LC 발진기 신호를 AFE(35) 내로 직접적으로 피드하는 것이다. 병렬로, 피크 검출기(27)는 비교 및 무결성을 위해 진폭 신호를 연속적으로 제공하도록 구현된다. 피크 검출기(27)는 도 6에 상세히 도시되고, 중복 하드웨어 구현을 표현하고, 연산 증폭기(29), 다이오드(30) 및 RC 저역 통과 필터(31)로 구성된다. 이러한 향상들로 인해, AC 여자 신호(8)에 대한 2개의 하드웨어별 진폭 측정 접근법이 이용가능하다. AFE(35)가 적분된 진폭 값(유효 진폭 값과 유사함)을 결정하고 있는 동안, 피크 검출기(27)는 양 및 음의 위상의 진폭 피크 값을 직접적으로 제공하고 있다. 이러한 측정 값들의 동일성에 대한 비교는 신호 프로세서(10)에서 이루어진다.
도 8은 본 발명에 따른 유도성 위치 센서(2) 인터페이스 회로부의 상세한 아키텍처를 도시한다. 도 9는 도 8의 상세한 아키텍처의 AFE(35)의 상세도를 도시한다.
AFE(35)는 차동 회로부로 구현된다. 이는 주로 왜곡들 및 전력 공급부 잡음과 관련된 내성을 개선한다. 프로그램가능 이득 저항기 네트워크를 갖는 저잡음 계측 증폭기(21)가 EMC 필터(39)를 통해 센서 코일들(15, 16)과 직접적으로 연결된다. 정류기(22)는 기본적으로는 CMOS 송신 게이트 스위치인 믹서를 사용하여 구현된다. 이는 위상 지연된 LCO 클록 신호와 증폭기(21)의 출력의 곱셈을 실현한다. 아날로그 신호 프로세싱 경로의 최종 스테이지는 적분기(12)이다. 이는 광범위한 적분 시간 상수들에 도달하기 위해 프로그램가능 저항기 'RINT' 및 커패시터 'CINT' 어레이로 구성된다. 추가로, 차동 출력 값을 제로로 강제하는 적분기(12)의 '리셋' 기능을 실현하기 위해 스위칭 네트워크가 구현된다. AFE(35)는 적분기 스테이지에서 아날로그 오프셋 보상을 포함한다.
센서 코일들(15, 16)은 여자 코일(14)로부터 직접적으로 리드 와이어들 또는 코일 레이아웃의 다른 비선형성으로의 크로스피드 또는 크로스토크를 겪고 있다. 이는 LC 발진기 레이아웃 의존 진폭 VOFFS sin 및 VOFFS cos을 각각 가정함으로써 고려된다. 추가적으로, 상이한 코일 커플링(감쇠) 인자들 CATT sin 및 CATT cos과의 이득 불일치가 고려된다. 수신기 코일 신호들 Ssin(t) 및 Scos(t)의 정류 후에, 이러한 커플링 효과는 정적 오프셋 전압 및 과 같이 나타나고, 원시 센서 신호들(3, 4)에 추가하여 적분될 것이다. 특히, 작은 코일 레이아웃들의 경우, 이러한 오프셋 진폭들은 원시 센서 신호들(3, 4)의 크기에 도달할 수 있다. 이러한 오프셋들의 보상은 적분기(12)에 대한 추가적인 입력 경로로서 상보적인 음의 전압을 추가함으로써 이루어진다. 디지털 부분(교정 값들)에 의해 제어되는 디지털-아날로그 변환기(DAC)(18)는 이러한 전압들 VDAC sin 및 VDAC cos을 생성한다. 이는 오프셋 전압이 적분기(12)의 출력 범위 및 ADC(13)의 입력 범위를 각각 저하시키지 않는 것을 보장한다.
멀티플렉서(19)는 AFE(35)에 대한 차동 입력 채널을 정의하고 유한 상태 머신(FSM) 시퀀서 모듈에 의해 제어된다. 이는 낮은 저항성 CMOS 송신 게이트 스위치들로 구성된다. 멀티플렉서(19)의 입력은 유도성 위치 센서(2)의 제1 수신기 코일(15)(사인 코일) 및 제2 수신기 코일(16)(코사인 코일)에 직접적으로 연결된다. 테스트 신호 생성 유닛(23)에 연결된 '테스트-인(Test-In)' 채널은 진단 목적들을 위해 구현되었다. 전체 AFE(35) 및 ADC(13) 경로의 자체 테스트를 위해 LCO(9)의 스케일링된 전압이 여기서 생성된다. 적분기(12)의 시간 상수들 및 증폭기(21)의 설정들을 검증하기 위해 특정 다양한 스케일링 인자들이 필요하다. 추가로, 이 멀티플렉서(19)는 각각의 입력에 대한 반전 및 비반전된 신호들을 제공하고 있다.
LC 발진기(9)는 주로 전류 구동 또는 전류 제한 교차 커플링 인버터 회로부이다. LC 탱크는 "발진 전류 ILCO"에 비례하는 발진 에너지를 저장하고 있다. 특성 임피던스 ZLCO는 전류 ILCO에 기초하여 이상적인 경우의 이 공진 회로의 전압 진폭 VLCO를 정의하고 있다:
실제 애플리케이션들에서, 공진 회로는 기생 저항성 요소들에 의해 댐핑된다. 이러한 손실들을 보상하고 진폭을 일정하게 유지하기 위해 교차 커플링 전류 제어 인버터들의 능동 발진 회로가 필요하게 된다. 피크 검출기(27)는 발진 진폭 VLCO를 지속적으로 모니터링하고 있고, 진폭 및 주파수 모니터로 또한 지칭되는 발진기 제어기(17)에 의해 평가된다. 발진기 제어기(17)는 미리 정의된 진폭에 도달하고 진폭을 일정한 레벨로 유지하기 위해 프로그램가능 CMOS 전류 소스들 ILCOp 및 ILCOn에 대한 제어 값들을 컴퓨팅한다.
LC 발진 사인파 신호는 센서 코일들(15, 16), EMC 필터(39) 및 입력 멀티플렉서(19)에서의 여러 기생 효과들로 인해 위상 지연된다. 주로, 정류 동안의 왜곡들을 회피하기 위해, 위상 지연 모듈(48)은 정류기(22)에 위상 동기 클록 신호를 제공한다.
먼저, 주파수 모니터(17)는 LC 발진기(9)와 디지털 발진기(38) 사이의 주파수 비율을 평가하고 있다(주파수 카운터 원리). 공진 주파수는 외부 구성요소들에 의해 미리 정의되고 2 내지 6 MHz의 범위에 있는 것으로 가정된다. 공진 주파수가 이 범위 외부에 있는 경우, 센서 인터페이스 동작이 중단될 것이다. 주파수 이외에, LC 발진기 진폭이 모니터링된다. 진폭이 너무 높아지는 경우, 왜곡 효과들은 센서 성능을 저하시킬 수 있다. 진폭이 너무 낮은 경우, 센서 위치 검출을 위한 신호 품질은 증가된 잡음 및 감소된 분해능에 의해 영향을 받는다. 추가로, 이 모듈은 진폭을 미리 정의된 범위에서 유지하는 레벨 제어 프로세서(PID 제어)를 포함한다.
디지털 발진기(38)는 온칩 완화 발진기이고 ATE 테스트 동안 온도 보상 및 교정된다. 생성되는 클록 신호는 3% 정확한 시간 베이스로서 핸들링될 수 있다.
FSM 시퀀서(49)는 측정 제어 서브시스템이고 LC 발진기(9)와 동기적으로 작동한다. 기본적인 동작은 적분 사이클들의 시퀀스, 리셋 페이즈, 멀티플렉서 채널들의 설정들, 및 샘플 변환 방식을 관리하는 것이다.
신호 프로세서(10) 및 신호 프로세싱 유닛 제어기(36)는 단일 모듈로서 도 8에 도시된다. 이 모듈은 ADC 샘플 값들을 필터링하기 위한 디지털 신호 프로세서, 위치 또는 각도 계산을 위한 CORDIC 알고리즘, 측정 사이클들을 제어하기 위한 파라미터들의 세트, 및 여러 측정 값들의 분석 및 진단을 위한 일부 기능들을 포함한다.
도 10은 본 발명에 따른 신호 프로세싱 유닛에 의해 구현되는 의사 동기화 인터리프 샘플링 방법을 도시한다. 본 발명의 중요한 부분은 시간 연속적인 측정들 및 평균 값들의 계산이다. 이러한 측정 접근법은 단일 멀티플렉싱된 아날로그 경로로부터의 값들을 활용한다. 추가로, 이는 채널 멀티플렉싱에 의해 유발되는 샘플링 지연을 보상한다. 사인 채널(제1 위치 신호(3)) 및 코사인 채널(제2 위치 신호(4))은 멀티플렉서(19)를 사용하여 교번 방식으로 측정되고 그 사이에서 극성이 '스와핑'된다. 입력 채널들(센서 코일들(15, 16))에 대한 이러한 스와핑 또는 초핑 기법은 임의의 회로 오프셋을 제거하기 위해 필요하고, 주로 저주파수 및 1/f 잡음인 잡음을 감소시킨다.
도 10은 인터리브 샘플링 방식을 예시한다. 원들은 새로 계산된 평균 값들의 시점들 tm을 정의하고 있다. 이러한 처리는 사인 및 코사인 채널에 대해 동일한 2.5 ADC 변환 단계들의 측정 값 지연을 생성한다.
인터리브 샘플링 방식은 4개의 연속 변환 단계들로 프로세싱될 수 있다:
1. 시간 단계 tn-3에서 양의 극성을 갖는 사인 채널:
A+ SIN[tn-3]
2. 시간 단계 tn-2에서 양의 극성을 갖는 코사인 채널:
A+ COS[tn-2]
3. 시간 단계 tn-1에서 음의 극성을 갖는 코사인 채널:
A- COS[tn-1]
4. 시간 단계 tn에서 음의 극성을 갖는 사인 채널:
A- SIN[tn]
5. 시간 단계 tn+1에서 양의 극성을 갖는 사인 채널:
A+ SIN[tn+1]
6. 시간 단계 tn+2에서 양의 극성을 갖는 코사인 채널:
A+ COS[tn+2]
7. ...
이러한 4개의 값 A+ SIN, A+ COS, A- COS, A- SIN을 캡처한 후에, 평균 값의 계산은 이하의 방정식들로 수행된다. 다음의 평균 값 계산들을 위해 2개의 새로운 샘플(예컨대, 위의 단계들 5 및 6)로 충분하다:
이 방법으로, 채널 스루풋 레이트가 ADC 샘플링 레이트에 비해 절반으로 삭감된다. 의사 동기화는 채널들 및 극성들이 서로 후에 샘플링되는 것을 의미한다. 사인 및 코사인 값들에 대한 샘플링 시점은 샘플링 주파수가 위치 센서 자체의 신호 주파수보다 약 32배(또는 그 초과) 더 높은 경우 (대략) 동일하다.
아날로그 적분 페이즈는 정확히 NINT(정수) 개의 페이즈의 적분을 보장하기 위해 공진 LC 발진기(9)와 동기적으로 실행되어야 한다. 이러한 적분 페이즈 후에, 아날로그 적분기 회로부(12)의 리셋이 전체 발진 페이즈에 대해 호출된다. 추가로, 이 리셋 페이즈는 연산 증폭기들의 고유 오프셋 제거를 위해 사용된다. 상세한 적분 및 변환 프로세스는 도 11에 묘사된다. 본 발명의 중요한 결과는 디지털 클록으로 실행되는 아날로그-디지털 변환 프로세스와 LC 발진 기반 적분 사이의 정교한 동기화 절차의 구현이다. 이러한 종류의 동기화를 달성하기 위해, SAR-ADC가 입력 전압을 캡처하기 위해 비동기적으로 작동하는 샘플 및 홀드 스테이지로 실현된다. 디지털 클록 주파수는 LCO 주파수보다 최소 10배 더 높은 것으로 가정된다.
도 12의 신호 흐름에 기초한 상세한 설명: ADC 샘플링 페이즈는 적분 페이즈의 마지막 바로 전의 LCO 주기(M.1)에서 활성화된다. 이는 샘플링 지속기간이 마지막 적분 사이클(M.2)보다 약간 더 긴 것을 보장한다. ADC 샘플링 페이즈는 적분기 리셋 페이즈로서 배치된 LCO 클록(M.3)의 포지티브 에지에 따라 정확하게 폐쇄된다. ADC 샘플링 페이즈가 폐쇄된 후에, 아날로그 캡처 값이 짧은 시간 '동기화' 윈도우(M.6) 동안 저장된다. 이어서, 후속하는 아날로그-디지털 변환 페이즈(SAR 원리)가 디지털 클록(M.7)과 동기적으로 시작된다.
제안되는 신호 프로세싱 아키텍처의 중요한 향상은 진단 목적들을 위해 다수의 아날로그 채널들을 샘플링할 수 있는 가능성이다. 현대의 혼합 신호 기술들로 구현되는 SAR-ADC들은 14 비트 정확도로 수 MS/s의 변환 레이트를 제공하고, 그들은 본 발명의 요건들에 최적으로 적합하다. 도 12는 이러한 ADC 스케줄링에 대한 단순화된 신호 흐름을 도시한다. 프로그램가능 수 NINT(K.2) 개의 LC 발진기 주기에 기초하여, 적분 프로세스 지속기간은 (K.1)로 주어진다. 이 예에서, 프로그램가능 '적분기 리셋' 페이즈(K.3)는 정확히 하나의 LCO 주기이다. 이는 측정 반복 시간 TINTP(E.15)를 발생시킨다. ADC 변환 시간 TADC가 적분 프로세스 지속기간보다 상당히 더 짧은 경우, TINTP 중간 변환들이 적용될 수 있다. 의 조건이 유효한 경우, 적분 프로세스 동안 2개의 ADC 변환이 수행될 수 있다. 음영 영역들은 SAR-ADC에 대한 샘플 페이즈를 강조하고 있다. 코일 채널 변환은 적분기 리셋 페이즈와 동기적으로 시작된다. 그 후, 진단 변환이 실행된다.
본 발명은 유도성 센서 인터페이스 회로부를 위한 정교한 아날로그 및 디지털 신호 프로세싱 경로를 포함한다. 사인 및 코사인 채널에 대한 디지털 사후 프로세싱 방법의 아키텍처가 도 13에 묘사된다. 도 8의 블록 '제어 및 DSP 및 진단'은 이러한 디지털 프로세싱 임플란테이션을 포함한다.
제1 프로세싱 스테이지는 도 10에서 주어진 바와 같이 조합된 채널 디멀티플렉싱 및 의사 동기화를 실행하고, 원시 샘플 값들 SSIN[tm], SCOS[tm]을 제공한다. 프로그램가능 일차 IIR 저역 통과 필터가 위치 계산 정밀도를 개선하는 추가의 잡음 감소를 위해 이용가능하다. 일차 IIR 저역 통과 필터는 다음에 의해 정의된다:
가장 큰 센서 정확도 감소는 오프셋들 및 진폭 불일치에 의해 유발된다. '오프셋 및 이득 에러 검출' 블록은 동작 동안 각각의 사인 및 코사인 채널의 최소 및 최대 값들을 모니터링하고 있다. 이러한 '피크' 값들에 기초하여, 센서 오프셋들 OSIN, OCOS 및 이득 불일치 GERR가 계산될 수 있다. 추가로, 오프셋 및 이득 정정 값들은 외부 교정 실행에서 결정되고 전용 교정 레지스터들에 저장될 수 있다. 다음의 프로세싱 스테이지에서, 센서 값들은 다음에 의해 정정된다:
마지막으로, 위치 또는 각도는 고전적인 CORDIC 알고리즘으로 컴퓨팅된다:
다음으로, 본 발명의 이득 및 오프셋 정정을 위한 방법이 상세히 설명되고, 회전 센서들에 대해 자동으로 이루어질 수 있다. 계산된 센서 오프셋들 OSIN 및 OCOS 값들은 고도로 정밀한 위치 계산들을 위해 적용될 위에서 설명된 바와 같은 디지털 값 및 도 8 및 도 9에서 주어진 바와 같은 아날로그 보상 값인 DAC 전압 등가물들 COFFS sin(VDAC sin) 및 COFFS cos(VDAC cos)으로 분할된다. VDAC의 제한된 분해능으로 인해, 오프셋은 완전히 제거될 수 없다. 이러한 값들에 의해 아날로그 오프셋 보상이 제공되는 경우, 새로운 측정 및 계산된 센서 오프셋들 OSIN 및 OCOS 값들은 이미 이러한 양만큼 감소된다. 전체 오프셋 및 이득 보상 절차는 3개의 연속 단계로 세분화된다:
제1 반복: DAC를 사용하는 것에 의한 아날로그 오프셋 보상;
제2 반복: PGA 및 적분기 시간 상수를 사용하는 것에 의한 아날로그 이득 적응;
제3 반복: 나머지 오프셋 OSIN, OCOS 및 이득 불일치 GERR의 디지털 계산.
디지털 오프셋 또는 디지털 피크 진폭 값들이 미리 정의된 제한들로부터 벗어나는 경우, 위에서 정의된 3단계 반복 프로세스가 다시 호출될 필요가 있다.
도 14는 본 발명 내의 진폭 측정을 위한 기본적인 아날로그 신호 적분 흐름을 예시한다. 주로, 측정 절차는 NINT 사이클 적분 주기들 및 후속하는 적분기 리셋 페이즈의 시퀀스이다. 이러한 시퀀스는 LC 발진기 주파수 및 위상과 동기적으로 실행되고 있다. 다이어그램 (2)는 입력 멀티플렉서(19) 후의 코일 신호를 묘사한다. 이 예에서, 반전 및 비반전된 코일 신호들이 도시된다. 적분기 리셋 페이즈는 입력 멀티플렉서(19)의 스위칭 및 코일 신호 안정화를 위해 활용된다. 정류된 코일 신호는 다이어그램 (3)에 도시된다. 코일 신호 적분 프로세스는 다이어그램 (4)에서 주어진다. 리셋 페이즈 후에, 신호 적분이 시작되고, 변환을 위해 샘플 및 홀드 스테이지에서 최종적으로 캡처된다(다이어그램 4). SAR-ADC 내의 신호 적분 및 아날로그-디지털 변환은 병렬 실행 프로세스들이다.
1 신호 프로세싱 유닛
2 유도성 위치 센서
3 제1 위치 신호
4 제2 위치 신호
5 제1 입력(신호 프로세싱 유닛)
6 제2 입력(신호 프로세싱 유닛)
7 출력(신호 프로세싱 유닛)
8 여자 신호
9 발진기(LCO)
10 신호 프로세서
11 전도성 타깃(이동 타깃)
12 적분기(RC 적분기)
13 아날로그-디지털 변환기(ADC)
14 송신기 코일(여자 코일)
15 제1 수신기 코일(센서 코일)
16 제2 수신기 코일(센서 코일)
17 발진기 제어기(진폭 및 주파수 모니터)
18 디지털-아날로그 변환기(DAC)
19 제1 멀티플렉서(입력 멀티플렉서)
20 출력(제1 멀티플렉서)
21 증폭기
22 정류기
23 테스트 신호 생성 유닛
24 테스트 신호
25 비반전된 신호(제1 멀티플렉서)
26 반전된 신호(멀티플렉서)
27 피크 검출기
28 제2 멀티플렉서
29 연산 증폭기(피크 검출기)
30 다이오드(피크 검출기)
31 RC 저역 통과 필터(피크 검출기)
33 커패시터(여자 코일)
34 저항기(여자 코일)
35 아날로그 프론트엔드 회로부(AFE)
36 제어기(신호 프로세싱 유닛)
37 이득 및 오프셋 제어기
38 고주파수 발진기(HFO)(디지털 발진기)
39 ESD 보호, EMC 필터
40 연산 증폭기(RC 적분기)
41 저항기(RC 적분기)
42 커패시터(RC 적분기)
43 스위치(RC 적분기)
44 입력(RC 적분기)
45 출력
46 입력(피크 검출기)
47 출력(피크 검출기)
48 위상 지연 모듈
49 FSM 시퀀서

Claims (15)

  1. 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1)으로서,
    상기 유도성 위치 센서(2)는 제1 위치 신호(3) 및 제2 위상 시프트된 위치 신호(4), 특히, 사인 위치 신호 및 코사인 위치 신호를 제공하고,
    상기 신호 프로세싱 유닛(1)은,
    상기 제1 위치 신호(3)를 위한 제1 입력(5) 및 상기 제2 위치 신호(4)를 위한 제2 입력(6);
    상기 유도성 위치 센서(2)에 AC 여자 신호(8)를 제공하기 위한 출력(7);
    상기 AC 여자 신호(8)를 생성하기 위해 상기 출력(7)에 연결된 발진기(9); 및
    상기 제1 위치 신호(3) 및 상기 제2 위치 신호(4)로부터 상기 위치 센서(2)의 이동 타깃(11)의 위치를 계산하기 위한 신호 프로세서(10)
    를 포함하고,
    상기 신호 프로세싱 유닛(1)은 상기 제1 위치 신호(3)의 정수 개의 주기와 상기 제2 위치 신호(4)의 정수 개의 주기 각각을 적분하기 위한 적어도 하나의 적분기(12)를 포함하고,
    상기 신호 프로세서(10)는 적분된 제1 위치 신호(3) 및 적분된 제2 위치 신호(4)로부터 상기 위치 센서(2)의 상기 이동 타깃(11)의 위치를 계산하는 것을 특징으로 하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 위치 신호(3) 및 상기 제2 위상 시프트된 위치 신호(4)는 아날로그 신호들이고, 상기 신호 프로세싱 유닛(1)은 상기 제1 위치 신호(3) 및 상기 제2 위치 신호(4)를 대응하는 제1 디지털 위치 신호 및 대응하는 제2 위상 시프트된 디지털 위치 신호로 변환하기 위한 아날로그-디지털 변환기(13)를 포함하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 AC 여자 신호(8)의 진폭을 미리 정의된 범위에서 유지하기 위한 발진기 제어기(17)를 더 포함하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 유도성 위치 센서(2)는 상기 AC 여자 신호(8)를 수신하는 적어도 하나의 송신기 코일(14), 상기 제1 위치 신호(3)를 제공하는 제1 수신기 코일(15), 및 상기 제2 위치 신호(4)를 제공하는 제2 수신기 코일(16)을 포함하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 발진기(9)는 LC 발진기, 바람직하게는 전류 구동 또는 전류 제한 교차 커플링 인버터 회로부인, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신호 프로세싱 유닛(1), 특히, 신호 프로세서(10)는 상기 적분된 제1 위치 신호에서의 오프셋 및/또는 상기 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호에서의 오프셋 및/또는 상기 적분된 제1 위치 신호와 상기 적분된 제2 위상 시프트된 위치 신호 사이의 이득 불일치를 검출하고, 검출된 오프셋을 보상하기 위한 대응하는 음의 보상 신호 및/또는 상기 이득 불일치를 보상하기 위한 이득 교정 신호를 상기 적분기(12)에 제공하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  7. 제6항에 있어서,
    상기 음의 보상 신호 또는 상기 이득 교정 신호는 디지털-아날로그 변환기(18)에 의해 디지털 신호로부터 아날로그 신호, 특히, 음의 아날로그 신호로 변환되는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신호 프로세싱 유닛(1)은 저역 통과 필터링 및 교정을 제공하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 입력(5) 및 상기 제2 입력(6)은 제1 멀티플렉서(19)에 연결되는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 입력(5) 및 상기 제2 입력(6)은 증폭기(21) 및/또는 정류기(22)에 연결되거나 또는 상기 제1 멀티플렉서(19)의 출력(20)은 상기 증폭기(21) 및/또는 상기 정류기(22)에 연결되는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  11. 제9항 또는 제10항에 있어서,
    상기 신호 프로세싱 유닛(1)은 상기 제1 멀티플렉서(19)에 테스트 신호(24)를 제공하기 위한 테스트 신호 생성 유닛(23)을 포함하고, 상기 테스트 신호(24)는 다양한 스케일링 인자들을 가질 수 있는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  12. 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 멀티플렉서(19)는 각각의 입력에 대한 비반전된 신호(25) 및 반전된 신호(26)를 제공하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  13. 제9항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신호 프로세서(10)는 멀티플렉싱되고 적분된 제1 위치 신호(5) 및 제2 위상 시프트된 위치 신호(6)에 의사 동기화 인터리프 샘플링 방법(pseudo-synchronized interleafed sampling method)을 적용하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  14. 제9항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 출력(7)에 제공되는 상기 AC 여자 신호(8)의 진폭을 검출하기 위한 피크 검출기(27) 및 상기 신호 프로세서(10) 전의 제2 멀티플렉서(28)를 더 포함하고,
    상기 출력(7)에 제공되는 상기 AC 여자 신호(8)는 상기 제1 멀티플렉서(19)에 추가적으로 제공되고, 상기 신호 프로세서(10)는 상기 제1 멀티플렉서(19)에 제공된 프로세싱된 AC 여자 신호(8)의 진폭을 상기 제2 멀티플렉서(28)에 제공된 상기 피크 검출기(27)의 검출된 진폭과 비교하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
  15. 제14항에 있어서,
    상기 피크 검출기(27)는 연산 증폭기(29), 다이오드(30) 및 RC 저역 통과 필터(31)를 포함하는, 유도성 위치 센서(2)를 위한 신호 프로세싱 유닛(1).
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IE55855B1 (en) 1984-10-19 1991-01-30 Kollmorgen Ireland Ltd Position and speed sensors
US5134397A (en) * 1991-06-17 1992-07-28 Hughes Aircraft Company Phase compensation for electromagnetic resolvers
GB0126014D0 (en) 2001-10-30 2001-12-19 Sensopad Technologies Ltd Modulated field position sensor
US7045996B2 (en) 2003-01-30 2006-05-16 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Position determination based on phase difference
DE102006055409A1 (de) 2006-11-22 2008-05-29 Ab Elektronik Gmbh Induktiver Sensor zur Erfassung von zwei Koppelelementen
EP2257769B1 (de) 2008-03-26 2015-10-07 ELMOS Semiconductor AG Induktiver positionssensor
US11112274B2 (en) * 2018-08-30 2021-09-07 Integrated Device Technology, Inc. Fully redundant position sensor
US11566919B2 (en) * 2021-01-14 2023-01-31 Infineon Technologies Ag Resolver excitation using threshold band of voltages

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