CN115479528A - 利用感应式位置传感器的位置检测 - Google Patents

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Abstract

对于用于利用具有提高的位置信息精度的感应式位置传感器来进行位置确定的易于实施的方法，规定：位置传感器生成测量信号，由该测量信号形成取决于激励频率(ω)的频率泛函(Ff)，该频率泛函代表对噪声信号(RS)的度量，并且改变激励信号(ES)的激励频率(ω)，以使得频率泛函(Ff)被最小化或最大化，以及使频率泛函(Ff)最小化或最大化的激励频率(ω)被用于激励信号(ES)。

Description

利用感应式位置传感器的位置检测
技术领域
本发明涉及一种用于借助感应式位置传感器来确定移动部件相对于位置固定的部件的位置的方法，其中激励绕组布置在移动部件上，并且至少一个次级绕组布置在位置固定的部件上，或反过来，并且具有激励频率和激励幅度的激励信号被馈入该激励绕组，该激励信号产生电磁激励场，该电磁激励场在该次级绕组中感应出测量信号，该测量信号被检测到，并且噪声信号被叠加在该测量信号上。本发明还涉及一种用于利用用于确定位置的此类方法的感应式位置传感器的评估单元。
背景技术分解器是感应地工作的且稳健和价格低廉的旋转位置编码器，因此分解器以多种方式被使用。分解器实现了对分解器的转子的角位置的检测。如果分解器的转子与机器的轴连接，则可以检测到轴的角位置。分解器的典型应用示例是在电动机的情况下获取电动机轴的位置信息。电动机和分解器的组合通常也称为伺服电机。位置信息随后可以被用于调节(例如位置调节或速度调节)由伺服电机和由其驱动的负载组成的伺服驱动器。
在分解器中，存在与分解器的转子一起旋转的激励绕组和至少两个相对于激励绕组静止的次级绕组。激励绕组被施加高频激励信号(通常在1kHz到10kHz的频率范围内)。在次级绕组中测得的、由于激励绕组的旋转磁场而感应出的电压以与激励信号相同的频率脉动，然而，其幅度取决于激励绕组相对于相应的次级绕组的位置。这些电压作为测量信号由分解器输出，并且在下游评估单元中被评估，以由此确定角位置。由此，涉及测量信号的幅度调制。次级绕组通常彼此成90°错开地布置，以使得测得的电压具有90°的相移。当然，其他角度也是可能的。因此，测得电压的幅度分布为取决于激励绕组相对于次级绕组的位置的正弦函数，或者分布为在以90°偏移布置的次级绕组的情况下的余弦函数、或者一般分布为具有特定相位偏移的正弦函数。两个测量信号的评估(例如，借助反正切函数(通常是arctan2函数))实现了对分解器转子的当前角位置的明确计算。
因此，实际位置信息位于从测量信号中提取的测量信号的包络中。包络对应于测得电压的正弦函数(或余弦函数)，其中周期历时对应于转子的旋转，并且周期历时因此取决于转子的角速度。一种用于评估的常见方式是总在激励信号达到其最大值时由带有模数转换器的电子评估系统对测量信号进行采样。因为激励信号通常也在电子评估系统中形成，所以所需的采样时间点是准确已知的，或者替换地，也可以被容易地确定。因此，电子评估系统仅检测测量信号的峰值，并且以此方式消除高频激励信号。剩下的是正弦或余弦信号走向，其具有与转子的旋转相对应的周期历时，其包含实际的位置信息并且(例如，借助反正切)被评估。
分解器的激励信号、尤其是其幅度和频率通常是预先确定的(例如，由于分解器的数据表)。激励信号在分解器的运行中在设置之后通常不会改变。
然而，在实际实现中，由分解器输出的测量信号中总是存在噪声(例如，由于随机的元器件噪声或系统噪声)。随机噪声通常是由电子评价系统中元器件的热噪声和散粒噪声引起的并且可以被建模为白噪声。系统噪声可由分解器的应用导致。在伺服驱动器的情况下，通常使用转换器或逆变器，其中半导体开关高频地被切换。这可导致与测量信号的高频耦合。伺服驱动器中的电机电流或分解器环境中的其他电流的感应式串扰也是可构想的。这种干扰源可显著地限制从分解器获得的位置信息的精度。在此，精度也被理解为所获得的位置信息的可达到的时间分辨率。这尤其被理解为，在分解器转子的旋转中，由于测量信号的干扰，可能无法以期望的时间分辨率获得位置信息，因为在某些时间点由于噪声而无法确定位置信息。
随之而来的问题是位置信息的受限精度。例如，在伺服驱动器中，位置信息被用于调节伺服驱动器。为此，位置信息被用作调节的实际值。实际值越不精确，调节就必须越稳健地被实施，这通常伴随有降低的调节动态性。由此，伺服驱动器可较差地或较慢地跟随动态设定值(在具有较大时间变化率的随时间的设定值走向的意义上，即，设定值在短时间间隔内的较大变化)。由此，伺服驱动器的调节行为变差并且调节动态性受到限制。
如所阐释的，测量信号中的有用信号(即，经调幅正弦振荡)不可避免地被嵌入到噪声信号中。为了获得位置信息，必须能够从测量信号中提取有用信号。为此，有必要从背景噪声(噪声信号)中清晰地显露出有用信号。在该情况下，引入了信噪比(也称为信噪距离)(缩写为SNR)。SNR是对嵌入到噪声信号中的有用信号的质量的度量。SNR一般被定义为有用信号的平均功率与噪声信号的平均噪声功率之比。SNR越高，则可以从有噪声的测量信号中提取出更好的有用信号。如果SNR太低，则无法再提取有用信号或仅提取不足的或具有较低时间分辨率的有用信号。
为了确保足够高的SNR，激励信号的幅度迄今已被选择为足够大。当然，也不建议选择太大的幅度，因为这可导致分解器出现热问题，这也会增加对电子评估系统的要求。除此以外，具有较高幅值的激励信号也对激励信号的产生提出了较高要求。
因此，用于对来自分解器的测量信号进行噪声优化评估的方法在现有技术中是已知的。为此的示例是Guo M.等人提出的“Noise Reduction for High-Accuracy AutomaticCalibration of Resolver Signals via DWT-SVD Based Filter(经由基于DWT-SVD的滤波器的用于分解器信号的高精度自动校准的降噪)”，Electronics 2019，8(5):516。其中，对测量信号的包络进行离散小波变换以滤除噪声。这种方法在计算上非常复杂，这对许多应用都是不利的。尽管进行了噪声优化评估，但该方法当然还必须存在一定的SNR，以便实现评估。
实践表明，尤其是由电感式或电容式耦合引起的窄带(与频率内容相关)干扰源可能出现问题，因为SNR在这些频率范围内可能非常小。
然而，此类干扰源预先并不是已知的。由此，所确定的位置信息的可达到精度可能降低。这尤其发生在分解器和电子评估系统在位置上分离并且例如通过电缆彼此连接的系统中。这种系统由于测量信号经由电缆的传输而特别容易受到干扰，因为这可能导致来自不同干扰源的干扰信号在电缆上的耦合。
然而，上述问题不仅发生在分解器中，而且原则上可以发生在所有具有激励绕组和其中由于该激励绕组的激励场而感应出测量信号的至少一个次级绕组的感应式位置传感器中。激励绕组和次级绕组可以相对彼此移动，以使得测量信号取决于位置。
发明内容
本发明的任务在于，提出一种具有提高的感应式位置传感器的位置信息的精度的易于实施的方法。
该任务通过如下方式来解决：由测量信号形成取决于激励频率的频率泛函，该频率泛函代表对噪声信号的度量，并且改变激励信号的激励频率，以使得频率泛函被最小化或最大化，以及将使频率泛函最小化或最大化的激励频率用于激励信号。通过改变激励频率，尤其可以实现激励发生在其中噪声信号尽可能弱的频率范围内。由此，该频率范围内的有用信号尽可能少地受到噪声信号的干扰，并且可以最佳地提取有用信号，因为该频率范围内的信噪比高。由此，感应式位置传感器的激励信号可以最佳地适应特定应用并且可以提高位置信息的精度。
有利地，利用频率泛函、关于与测量信号的预期信号走向的偏差来检查该测量信号的幅度，因为噪声信号在幅度方面是直接可察觉的。这可以通过从测量信号导出测量信号的幅度的幅度信息并且频率泛函是幅度信息的函数来实现。
尤其有利地，测量信号被解调以确定幅度信息。由于测量信号是调幅信号，因此可以通过解调以简单的方式在信号技术上获得幅度信息。为此，可以使用已知的方法(例如，IQ方法)。
在IQ方法的情况下，测量信号的代表幅度的I分量和代表相位的Q分量被确定。在此，有利的是设置激励信号的相移，以使得测量信号的I分量最大并且在此情况下Q分量消失。
对于位置检测的实现，有利的是幅度信息的统计方差被用作频率泛函。如果统计方差被确定为幅度信息的值与幅度信息的期望值的期望平方偏差，则这可以在数字实现中尤其有利地被实现，其中幅度信息的算术平均值优选地被用作期望值。在此，多个经采样幅度值的短期方差可以被用作方差。
附图说明
在下文中将参照图1至图7更详细地阐释本发明，图1至图7示例性、示意性地而非限制地示出本发明有利的设计构造。附图中示出：
图1和图2示出了分解器作为感应式位置传感器的测量原理，
图3示出了噪声信号的频谱，
图4示出了激励信号的激励频率的根据本发明的频率调谐，
图5示出了根据本发明的相位调谐，
图6示出了根据本发明的幅度调谐，以及
图7示出了具有频率调谐、相位调谐和幅度调谐的评估单元的有利实现。
具体实施方式
图1和图2以传统分解器的示例示出了感应式位置传感器1的原理。分解器具有激励绕组EW，其由激励信号ES激励。激励信号ES由产生单元3(例如，电气或电子电路)产生。激励信号ES是具有特定激励幅度R0和激励频率ω的电气交变信号，即，例如ES＝R0·cos(ωt)，其中t表示时间。如果激励绕组EW相对于次级绕组SW移动，则在次级绕组SW中感应出电压，该电压取决于次级绕组SW相对于激励绕组EW的位置P(在该示例中为角度ρ)。例如，在分解器中，两个次级绕组SW布置为相互错开90°(图2)，并且激励绕组EW在分解器中旋转。然而，仅一个次级绕组SW也足够。在线性感应式位置传感器1的情况下，设置了激励绕组EW与次级绕组SW之间的线性相对移动，其中多个次级绕组也可以依次布置在移动方向上。在至少一个次级绕组SW中感应的电压作为感应式位置传感器1的测量信号MS被输出，并且可以在评估单元2中被评估，以由此确定感应式位置传感器1的移动部件(通常是激励绕组EW)的位置P。
在具有两个次级绕组SW的分解器的情况下，测量信号MS包括两个测量信号轨迹A、B。由于次级绕组SW的偏移布置，测量信号轨迹A、B具有特定的相位偏移。
激励绕组EW在感应式位置传感器1中布置在移动部件上(例如，布置在电动机的电动机轴上)，并且至少一个次级绕组SW布置在位置固定的部件上(例如，布置在位置传感器1的壳体上，该壳体又可以布置在电动机壳体上)。但是，这一布置也可以是反过来的。移动部件和位置固定的部件布置成可相对于彼此移动。
在分解器作为感应式位置传感器1并且激励信号
Figure BDA0003696006480000057
(其中
Figure BDA0003696006480000058
)以及次级绕组SW的90°偏移布置的情况下，得出了测量信号MS中的测量信号轨迹A、B，例如：
Figure BDA0003696006480000051
Figure BDA0003696006480000052
在此，u表示感应式位置传感器1的已知传输比，
Figure BDA0003696006480000053
表示延迟，该延迟基本上由感应式位置传感器1的运行时间和评估单元2中的测量信号MS的处理(例如，通过滤波器等)得到。由此，延迟
Figure BDA0003696006480000054
遵循
Figure BDA0003696006480000055
其具有由处理得到的延迟
Figure BDA0003696006480000056
和运行时间Δt。ρ表示激励绕组EW相对于次级绕组SW的角位置(如图2所示)，并且由此表示实际感兴趣的位置P。
在感应式位置传感器1的另外的布置中，测量信号MS当然也可以显得不同，其也具有更多或更少的测量信号轨迹，然而其中测量信号MS总是取决于位置P，即MS(P)。测量信号MS包括至少一个测量信号轨迹A、B。
感应式位置传感器1的该原理是众所周知的。还已知噪声信号RS通常叠加在测量信号MS上，如图1所示。噪声信号RS通常是未知的并且可以包括不同的频带。噪声信号RS例如可以是白噪声WR，其也包括特定频率范围内的窄干扰带SB。这在图3中根据噪声信号RS的频谱S(f)(频率f)示例性地示出。这些围绕特征频率fP、2fP的窄带的干扰带SB可以从环境(例如感应地)耦合到测量信号MS中。当然，噪声信号RS也还可以具有不同的频谱S(f)。噪声信号RS很大程度上确定了测量信号MS的信噪比。为了能够从测量信号MS(例如，测量信号轨迹A、B)中提取实际的有用信号，尽可能大的信噪比、即测量信号MS中实际的有用信号与噪声信号RS之间的较大距离是有利的。
本发明的基本思想在于，将取决于激励频率ω的频率泛函Ff用作对测量信号MS中的噪声信号RS的度量，并且改变激励频率ω，以使得频率泛函Ff被优化，这依据频率泛函Ff的表述对应于最大化或最小化。使频率泛函Ff最小化或最大化的激励频率ω随后在激励信号ES中被用于感应式位置传感器1的操作。
由此，作为针对测量信号MS中的噪声信号RS的度量的频率泛函Ff使得能够获得关于测量信号MS中的噪声信号RS的信息。该度量例如是将噪声信号RS与测量信号MS进行比较或对此以比例示出的参量。频率泛函Ff可以在数学上表示为激励频率ω的数学函数。
当然，频率泛函Ff可以按不同方式来表示，例如，如果噪声信号RS可以与测量信号MS分离(例如，通过滤波)，则可以表示为信噪比。利用频率泛函Ff，也可以关于与测量信号MS(具体是至少一个测量信号轨迹)的预期信号走向的偏差来检查该测量信号MS的幅度。该偏差是对噪声信号RS的度量。在分解器的情况下，这例如是经调制的正弦波，其中噪声作为与该经调制的正弦波的偏差是显而易见的。为此，例如，作为频率泛函Ff，测量信号的幅度的统计方差可以被用作针对该偏差的度量，并且由此被用作针对噪声信号RS的度量。为此，可以从测量信号MS或者从测量信号MS的至少一个测量信号轨迹导出测量信号MS的幅度的幅度信息FA，其随后在频率泛函Ff中被评估。在此，幅度信息FA可以取决于激励频率ω。由此，频率泛函Ff是幅度信息FA的函数，即Ff(FA(ω))，并且由此取决于激励频率ω。
根据图4阐述了本发明的特别有利的设计方案。在该方法的情况下，解调至少一个测量信号轨迹A、B以获得有用信号，即，取决于位置P而振荡的参量，例如，cos(ρ)或者sin(ρ)。从这种解调，可以获得测量信号MS的幅度信息FA，随后从幅度信息中，可以如上所述地构建频率泛函Ff。在激励信号ES和测量信号MS由于时间延迟
Figure BDA0003696006480000061
而通常具有相移之后，已知的IQ方法(同相和正交方法)适用于解调，因为由此既可以获得幅度信息又可以获得相位信息。对于解调，将测量信号MS乘以激励振荡cos(ωt)以获得代表幅度的I分量。如果将测量信号MS可任选地还乘以相差90°的激励振荡，则还可以获得相位信息(Q分量)。数学上，在分解器的情形中，这可以按周期性标量积的形式来表示，其中通常存在至少一个测量信号轨迹A、B。
Figure BDA0003696006480000071
Figure BDA0003696006480000072
并且可任选地或根据需要
Figure BDA0003696006480000073
Figure BDA0003696006480000074
I分量AI、BI包含幅度信息FA并且也可以被平方FA＝AI 2以供进一步使用，或者替换地也可以使用绝对值FA＝|AI|。在多个测量信号轨迹A、B的情况下，也可以使用I分量AI、BI的平方和FA＝AI 2+BI 2，或者也可以使用绝对值之和FA＝|AI|+|BI|。原则上，I分量的其他算术关系也是可构想的。
例如，取决于激励频率ω的幅度信息FA的统计方差V随后可以被用作频率泛函Ff。方差V可以被指定为幅度信息FA的值与其期望值E(FA)的期望平方偏差(即期望值E)。算术平均值可以被用作期望值E(FA)。数学上，这可以按以下形式来表示：
Ff＝V(FA)＝E((FA-E(FA))2)。
幅度信息FA的多个(N个)值优选地被用于确定方差V，该多个值可以通过以预先给定的采样频率(例如，在兆赫范围内)对测量信号MS进行采样来获得。在10kHz的典型激励频率的情况下，1MHz的采样频率将导致一百倍的过采样。由此，方差V可以按以下形式表示为短期方差：
Figure BDA0003696006480000075
例如，激励信号ES的1000到10000个周期被用于确定，这将导致用于确定方差V的值的100ms到1s的观察时间段。
现在，频率泛函Ff已在激励频率ω方面被优化，这在数学上可以通过
Figure BDA0003696006480000076
或者
Figure BDA0003696006480000077
来表示。激励频率ω因此变化，直到函数Ff被优化(在最小或最大的意义上)。在此，激励频率ω在预先给定的频率范围内变化。
为了解决这样的优化问题，存在大量已知的求解算法，仅举几例：诸如梯度法、牛顿法、进化法或逐步二次规划法。虽然求解算法的选择与本发明无关，但是当然选择在计算工作量和计算时间方面有利的这种方法。求解方法的共同点是寻找优化问题的(通常是迭代的)可能的解，直到达到所定义的终止标准。例如，终止标准可以是迭代次数，或者优化问题的两个依次的迭代步骤的解之间的差值低于极限值，或者另外的终止标准。对解的选择(即激励频率ω)在每个迭代步骤中通过求解方法的预先给定的规则来进行，其中可以在第一迭代步骤中预先给定解的合适选择作为起始值。例如，在梯度法中，确定泛函的梯度(泛函相对于激励频率的导数)，并沿该梯度选择针对下一个迭代步骤的设置参量，其中通过求解方法的预先给定的规则来确定从当前设置参量到下一设置参量的步距。
以此方式，可以确定激励频率ω，必须利用该激励频率来激励感应式位置传感器1，以使得噪声信号RS的影响最小。由此，尤其可以避免窄带的干扰带。如果例如选择频率fP(或其整数倍)范围内的激励频率ω(图3)，则与远离它的激励频率ω相比，测量信号MS的信噪比将下降。
如上所述的根据本发明的频率调谐的一种可能实现在图4中示出。该示例再次涉及在测量信号MS中具有至少一个测量信号轨迹A的分解器。
首先解调测量信号轨迹A并确定I分量AI，将其平方以确定幅度信息FA。这可以在频率调谐器FT中进行。与分解器一样，第二测量信号轨迹B在图4中由虚线表示。在该示例中，幅度信息FA将是测量信号轨迹A、B的平方后的I分量AI、BI的和。幅度信息FA的方差V(FA)(例如，作为如上所述的短期方差)被用作频率泛函Ff。频率泛函Ff在激励频率ω方面被最小化并且感应式位置传感器1随后以该激励频率ω操作。这确保了在具有主要干扰环境的相应应用中尽可能大的信噪比。
在图4中，在确定I分量AI、BI之后还示出了低通滤波器LPF。此类低通滤波器LPF可被用于抑制在解调时产生的双倍激励频率ω。
这种频率调谐可以在感应式位置传感器1投入运行时执行一次，并且激励频率ω随后可以在假设不变的干扰环境的情况下保持不变。在此，仅需确保在频率调谐期间，环境中的干扰源是活跃的。
然而，也可以在感应式位置传感器1的操作期间持续地(例如，以预定的时间间隔)执行频率调谐。
例如，持续的频率调谐可以如下方式起作用，即，(例如，借助FFT(快速傅里叶变换))执行对至少一个测量信号轨迹A、B的持续频谱分析，并且噪声信号RS的噪声功率密度在频谱中被量化为频率泛函Ff。在此，可以标识噪声功率密度的最小值，并且激励频率ω随后可以被设置在具有最小噪声功率密度的位置处。
根据本发明的频率调谐也可以与相位调谐相结合。由此，可以实现经解调测量信号轨迹A、B的I分量AI、BI最大(这有利于频率调谐)并且Q分量AQ、BQ消失。这例如可以利用相位调节器
Figure BDA0003696006480000091
来执行，该相位调节器调节激励信号ES的相移
Figure BDA0003696006480000092
以使得Q分量AQ、BQ消失。
例如，这可以在分解器的情况下通过使用相位泛函
Figure BDA0003696006480000093
来实现，其中在该相位泛函中再次使用标量积。
该相位泛函
Figure BDA0003696006480000094
不取决于位置ρ并且得到
Figure BDA0003696006480000095
该函数在区间
Figure BDA0003696006480000096
中有四个零点，在其中两个零点处(在π/2、3π/2处)，I分量AI、BI消失，并且Q分量AQ、BQ最大，而在另外两个零点处(在0、π处)，Q分量AQ、BQ消失，并且I分量AI、BI最大。
相位调节器
Figure BDA0003696006480000097
现在可以将相位泛函
Figure BDA0003696006480000098
调节到零，即
Figure BDA0003696006480000099
其中相位调节器
Figure BDA00036960064800000910
确保相移
Figure BDA00036960064800000911
锁定在0或π。相位调节器
Figure BDA00036960064800000912
例如可以设计为已知的I调节器(积分调节器)。
相位调谐器PT可以如图5所示地实现。相位设定值
Figure BDA00036960064800000913
被设置为零，以使得相移
Figure BDA00036960064800000914
由相位调节器
Figure BDA00036960064800000915
调节，以使得相位泛函
Figure BDA00036960064800000916
变为零。随后，在激励信号ES中设置相移
Figure BDA00036960064800000917
根据本发明的频率调谐也可以与幅度调谐相结合，如果需要，也可以与相位调谐相结合。幅度调谐的想法在于将激励信号ES的激励幅度R0设置为最大值。该最大值取决于针对激励信号ES的产生单元3的实现。例如，可以将幅度R0设置为使得用尽作为产生单元3的电子电路的整个线性范围的值。这可以例如利用将激励幅度R0调节到预定设定值的幅度调节器RA来执行。
例如，这可以在分解器的情况下通过使用幅度泛函FA＝AI 2+BI 2+AQ 2+BQ 2来实现。如果附加地使用上述相位调谐，则具有Q分量的各项在幅度泛函FA中消失。该幅度泛函FA既不取决于位置ρ也不取决于相移
Figure BDA00036960064800000918
并且根据I和Q分量的上述定义得到
Figure BDA00036960064800000919
幅度调节器RA现在可以将幅度泛函FA调节到预定的幅度设定值FAset。在此，幅度设定值FAset可以由产生单元3的实现得到。幅度调节器RA例如可以设计为已知的I调节器(积分调节器)。
幅度调谐器AT可以如图6所示地实现。随后，在激励信号ES中设置激励幅度R0。
图7示出了利用作为感应式位置传感器1的分解器的有利位置确定。分解器由具有激励频率ω、相移
Figure BDA0003696006480000101
和激励幅度R0的激励信号ES来激励。由分解器输出的测量信号MS的测量信号轨迹A、B在评估单元2中被评估。测量信号轨迹A、B利用IQ方法来解调，并且确定I分量AI、BI和Q分量AQ、BQ。频率泛函Ff、相位泛函
Figure BDA0003696006480000102
和幅度泛函FA由I和Q分量AI、BI、AQ、BQ确定。随后，利用频率调谐器FT来设置激励频率ω，在该频率调谐器中实现了上述根据本发明的频率调谐。同样地，利用相位调谐器PT来设置激励信号ES的相移
Figure BDA0003696006480000103
并且利用幅度调谐器AT来设置激励幅度R0。
当然，位置P(在该情形中为角度ρ)也可以由I分量AI、BI(或可任选地由Q分量AQ、BQ)(例如，利用atan2函数)来确定。
评估单元2的实现优选地数字地作为基于微处理器的硬件上的软件来进行。替换地，在集成电路上例如作为现场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC)的实现也是可能的。当然，也不排除模拟实现。
在数字实现中，由位置传感器1输出的测量信号轨迹A、B利用合适的模拟/数字转换器(ADC)来模拟/数字地转换。同样地，激励信号ES可以数字地产生并且借助数字/模拟转换器(DAC)施加到位置传感器1。也可以模拟或数字地输出位置值P。

Claims (12)

1.一种用于借助感应式位置传感器(1)来确定移动部件相对于位置固定的部件的位置(P)的方法，其中激励绕组(EW)布置在所述移动部件上，并且至少一个次级绕组(SW)布置在所述位置固定的部件上，或反过来，并且具有激励频率(ω)和激励幅度(R0)的电激励信号(ES)被馈入所述激励绕组(EW)，所述激励信号产生电磁激励场，所述电磁激励场在所述次级绕组(SW)中感应出测量信号(MS)，所述测量信号(MS)被检测到，并且噪声信号(RS)被叠加在所述测量信号(MS)上，并且其中由所述测量信号(MS)确定所述位置传感器(1)的所述移动部件的位置，其特征在于，由所述测量信号(MS)形成取决于所述激励频率(ω)的频率泛函(Ff)，所述频率泛函代表对所述噪声信号(RS)的度量，并且改变所述激励信号(ES)的激励频率(ω)，以使得所述频率泛函(Ff)被最小化或最大化，以及使所述频率泛函(Ff)最小化或最大化的所述激励频率(ω)被用于所述激励信号(ES)。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，利用所述频率泛函(Ff)、关于与所述测量信号(MS)的预期信号走向的偏差来检查所述测量信号(MS)的幅度。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述测量信号(MS)的幅度的幅度信息(AI)被从所述测量信号(MS)导出，并且所述频率泛函(Ff)是所述幅度信息(AI)的函数。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述测量信号(MS)被解调，以确定所述幅度信息(AI)。
5.如权利要求3或4所述的方法，其特征在于，所述测量信号(MS)利用所述激励信号(ES)的激励振荡来解调，以确定所述幅度信息(AI)。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述测量信号(MS)利用所述激励信号(ES)的激励振荡来解调，以确定所述测量信号(MS)的代表幅度的I分量(AI、BI)。
7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述测量信号(MS)利用所述激励信号(ES)的经90°相移的激励振荡来解调，以确定所述测量信号(MS)的代表相位的Q分量。
8.如权利要求3至6中任一项所述的方法，其特征在于，所述幅度信息(AI)的统计方差(V)被用作频率泛函(Ff)。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述统计方差(V)被确定为所述幅度信息(AI)的值与所述幅度信息(AI)的期望值的期望平方偏差，其中所述幅度信息(AI)的算术平均值优选地被用作期望值。
10.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述激励信号(ES)的相移
Figure FDA0003696006470000021
被设置，以使得所述测量信号的I分量(AI、BI)最大。
11.如权利要求1至10中任一项所述的方法，其特征在于，所述激励幅度(R0)被调节到预先给定的幅度设定值。
12.一种用于感应式位置传感器(1)的评估单元，所述感应式位置传感器(1)包括具有激励绕组(EW)的移动部件和具有至少一个次级绕组(SW)的位置固定的部件，或反过来，其中具有激励频率(ω)和激励幅度(R0)的电激励信号(ES)被馈入所述激励绕组(EW)，所述激励信号产生电磁激励场，所述电磁激励场在所述次级绕组(SW)中感应出测量信号(MS)，所述测量信号(MS)被馈送到所述评估单元(2)，并且噪声信号(RS)被叠加在所述测量信号(MS)上，并且其中所述评估单元(2)从所述测量信号(MS)确定所述位置传感器(1)的所述移动部件相对于所述位置固定的部件的位置(P)，其特征在于，所述评估单元(2)从所述测量信号(MS)形成取决于所述激励频率(ω)的频率泛函(Ff)，所述频率泛函代表对所述噪声信号(RS)的度量，并且所述评估单元(2)确定所述激励信号的使所述频率泛函(Ff)最小化或最大化的激励频率(ω)，并且使所述频率泛函(Ff)最小化或最大化的所述激励频率(ω)在使用所述评估单元(2)的情况下被用于所述激励信号(ES)。
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