KR20240057655A - 적응적으로 과전류를 제한하는 배터리 충전 집적 회로, 그것을 포함하는 모바일 장치 및 그것의 동작 방법 - Google Patents

적응적으로 과전류를 제한하는 배터리 충전 집적 회로, 그것을 포함하는 모바일 장치 및 그것의 동작 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 인덕터 전류를 스위칭하여 배터리를 충전하거나, 충전된 배터리 전력을 외부로 출력하는 배터리 충전기 집적 회로는, 상기 인덕터 전류의 레벨이 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달했는지 검출하여 과전류 제한(OCL) 검출 전압을 생성하는 과전류 제한 검출기, 상기 인덕터 전류의 레벨을 반영한 램프 전압과 미리 설정된 동작 조건을 벗어나는 경우에 발생하는 에러 전압을 비교하여 리셋 전압을 생성하는 컨트롤 루프 회로, 상기 과전류 제한(OCL) 검출 전압의 펄스 수 및 상기 리셋 전압의 펄스 수를 카운트하여 과전류 제한(OCL) 제어 전류를 생성하는 적응형 과전류 제한 컨트롤러, 상기 과전류 제한(OCL) 제어 전류의 크기에 따라 주파수가 가변되는 발진 전압을 생성하는 오실레이터, 그리고 상기 발진 전압에 근거하여 상기 인덕터 전류를 스위칭하는 스위칭 트랜지스터를 포함한다.

Description

적응적으로 과전류를 제한하는 배터리 충전 집적 회로, 그것을 포함하는 모바일 장치 및 그것의 동작 방법{BATTERY CHARGING INTEGRATED CIRCUIT FOR ADAPTIVELY LIMITING OVER-CURRENT, MOBILE DEVICE COMPRISING THE SAME AND OPERATION METHOD THEREOF}
본 발명은 반도체 장치에 관한 것으로, 좀 더 구체적으로는 적응적으로 과전류를 제한하는 배터리 충전 집적 회로, 그것을 포함하는 모바일 장치, 및 그것의 동작 방법에 관한 것이다.
최근 통신이나 정보 교환을 위한 다양한 종류의 모바일 장치들이 보급되고 있다. 모바일 장치는 이동성이라는 장점을 제공하기 위하여 전원으로 충전이 가능한 배터리를 사용한다. 일반적으로 모바일 장치는 배터리의 충전을 가능하게 하는 충전기(TA: Travel Adapter)에 연결되면, 배터리의 충전을 위한 충전 모드(또는, 벅 모드)로 동작한다. 반면에, USB 단자와 같은 포트를 통해 외부 장치들이 연결되면, 모바일 장치는 내부의 배터리를 사용하여 외부 장치들에 전원을 제공하는 OTG(On-The-Go) 모드(또는, 부스트 모드)도 지원하고 있다. 이를 위해, 모바일 장치에는 배터리의 충전 모드와 OTG 모드를 관리하기 위한 충전기 집적 회로(이하, 충전기 IC)가 사용된다.
인덕터 전류를 스위칭하여 배터리의 충전 전류를 관리하는 스위칭 방식의 배터리의 충전기 IC에서는, 회로 소자의 보호를 위해 인덕터 전류 레벨 제한이 필요하다. 인덕터 전류의 레벨을 센싱하여, 과전류 제한(Over Current Limit: 이하, OCL) 동작을 적용하였다. 이 경우, 간단한 구조로 구현이 가능하지만, 과전류 제한(OCL)에 의해 인덕터를 통해 전달 가능한 에너지의 양이 제한적이다. 더불어, 스위칭 동작에 따라 발생하는 큰 인덕터 전류의 리플(Ripple)이 발생하는 문제가 있었다. 따라서, 과전류 제한(OCL) 동작에서의 인덕터 전류의 리플을 줄이고, 공급 에너지의 양을 증가시킬 수 있는 배터리의 충전기 IC가 필요한 실정이다.
본 발명의 목적은 과전류 제한(OCL) 동작에서의 인덕터 전류의 리플을 줄이고, 공급 에너지의 양을 증가시킬 수 있는 충전기 IC, 모바일 장치, 및 그것의 동작 방법을 제공하는데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 인덕터 전류를 스위칭하여 배터리를 충전하거나, 충전된 배터리 전력을 외부로 출력하는 배터리 충전기 집적 회로는, 상기 인덕터 전류의 레벨이 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달했는지 검출하여 과전류 제한(OCL) 검출 전압을 생성하는 과전류 제한 검출기, 상기 인덕터 전류의 레벨을 반영한 램프 전압과 미리 설정된 동작 조건을 벗어나는 경우에 발생하는 에러 전압을 비교하여 리셋 전압을 생성하는 컨트롤 루프 회로, 상기 과전류 제한(OCL) 검출 전압의 펄스 수 및 상기 리셋 전압의 펄스 수를 카운트하여 과전류 제한(OCL) 제어 전류를 생성하는 적응형 과전류 제한 컨트롤러, 상기 과전류 제한(OCL) 제어 전류의 크기에 따라 주파수가 가변되는 발진 전압을 생성하는 오실레이터, 그리고 상기 발진 전압에 근거하여 상기 인덕터 전류를 스위칭하는 스위칭 트랜지스터를 포함한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 모바일 장치는, 충전 단자에서 공급되는 충전 전류를 배터리 및 부하로 공급하는 인덕터, 듀티 전압에 따라 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 스위칭하여 상기 배터리를 충전하기 위한 배터리 전류 또는 상기 부하에 공급되는 부하 전류로 전달하는 스위칭 트랜지스터들, 그리고 상기 부하 전류의 변화를 모니터링하여 상기 인덕터 전류의 스위칭 주파수를 가변하는 배터리 충전기 집적 회로를 포함하되, 상기 배터리 충전기 집적 회로는, 상기 인덕터 전류의 레벨이 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달한 횟수를 카운트하여 상기 스위칭 주파수를 증가시킨다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 인덕터 전류를 스위칭하여 배터리를 충전하거나 부하 전류로 제공하는 배터리 충전기 집적 회로의 동작 방법은, 부하 전류의 증가를 검출하는 단계, 상기 부하 전류의 증가의 검출에 응답하여 상기 인덕터 전류의 스위칭을 위한 듀티 전압의 듀티 사이클을 증가시키는 단계, 상기 인덕터 전류의 레벨이 미리 결정된 과전류 제한 레벨에 도달했는지를 검출하는 단계, 그리고 상기 인덕터 전류의 레벨이 미리 결정된 과전류 제한 레벨에 연속적으로 도달하는 횟수가 미리 결정된 기준 횟수에 도달하면, 상기 듀티 전압의 스위칭 주파수를 증가시키는 단계를 포함한다.
상술한 본 발명의 실시 예에 따르면, 인덕터 전류의 증감에 따라 적응적으로 스위칭 주파수를 가변하여 과전류를 제한하는 모바일 장치의 충전기 집적 회로를 구현할 수 있다. 따라서, 과전류 제한(OCL)을 위해 발생하는 인덕터 전류의 리플을 줄이고, 시스템에 공급되는 에너지의 양을 증가시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 배터리 충전기 집적 회로를 포함하는 모바일 장치를 보여주는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 배터리 충전기 IC의 구성을 간략히 보여주는 블록도이다.
도 3은 도 2의 컨트롤 루프 회로의 일 예를 간략히 보여주는 회로도이다.
도 4는 도 2의 OCL 검출기를 예시적으로 보여주는 회로도이다.
도 5는 도 2의 적응형 OCL 컨트롤러와 오실레이터를 각각 구체적으로 보여주는 회로도이다.
도 6은 도 5의 적응형 OCL 컨트롤러의 OCL 제어 전류(IOCL) 조정 동작을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다.
도 7은 본 발명의 배터리 충전기 IC에서의 스위칭 주파수 제어 과정을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다.
도 8은 도 5의 적응형 OCL 컨트롤러의 동작 방법을 보여주는 순서도이다.
도 9는 본 발명의 효과를 예시적으로 보여주는 파형도이다.
도 10은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 모바일 장치의 전력 시스템을 보여주는 블록도이다.
앞의 일반적인 설명 및 다음의 상세한 설명 모두 예시적이라는 것이 이해되어야 하며, 청구된 발명의 부가적인 설명이 제공되는 것으로 여겨져야 한다. 참조 부호들이 본 발명의 바람직한 실시 예들에 상세히 표시되어 있으며, 그것의 예들이 참조 도면들에 표시되어 있다. 가능한 어떤 경우에도, 동일한 참조 번호들이 동일한 또는 유사한 부분을 참조하기 위해서 설명 및 도면들에 사용된다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 배터리 충전기 집적 회로를 포함하는 모바일 장치를 보여주는 블록도이다. 도 1을 참조하면, 본 발명의 모바일 장치(100)는 과전류 제한을 적응적으로 수행하는 배터리 충전기 IC(1000) 및 배터리(1900)를 포함할 수 있다.
배터리 충전기 IC(1000)는 충전 단자(130)에 연결되는 장치에 따라 벅 모드(Buck mode) 또는 부스트 모드(Boost mode)로 동작할 수 있다. 예를 들면, 충전 단자(130)에 트래블 어댑터(Travel Adapter, 120)가 연결되면, 배터리 충전기 IC(1000)는 벅 모드(Buck mode)로 동작한다. 즉, 벅 모드에서 배터리 충전기 IC(1000)는 트래블 어댑터(120)를 통해서 제공되는 전력을 스위칭하여 배터리(1900)를 충전하는 벅 컨버터(Buck converter) 또는 충전기 모드로 동작한다. 반면에, 충전 단자(130)에 OTG 기기(On-The-Go device, 110)가 연결되면, 배터리 충전기 IC(1000)는 부스트 모드(Boost mode) 또는 OTG 모드로 동작한다. 즉, 부스트 모드에서 배터리 충전기 IC(1000)는 배터리(1900)에 충전된 전력을 스위칭하여 승압된 전압을 OTG 기기(110)에 제공할 수 있다.
배터리 충전기 IC(1000)는 중부하 조건(Heavy load condition) 하의 충전기 모드 또는 OTG 모드에서도 안정적으로 동작해야 한다. 즉, 배터리 충전기 IC(1000)는 동작 모드에 관계없이 응용 프로세서(AP), 메모리, 그리고 스토리지와 같은 모바일 장치(100)의 시스템(System)에 제공하는 부하 전력도 안정적으로 공급해야 한다. 이때, 배터리 충전기 IC(1000)에 의해서 스위칭되는 인덕터 전류(Inductor current)가 포화 레벨(Saturation level)을 초과하면 배터리 충전기 IC(1000)의 오동작이 발생할 수 있다. 또한, 높은 인덕터 전류는 배터리 충전기 IC(1000)에 손상(Damage)을 줄 수 있다. 따라서, 오동작이나 손상의 방지를 위해 배터리 충전기 IC(1000)에는 과전류 제한(Over Current Limit; 이하, OCL) 동작이 필수적이다.
본 발명의 배터리 충전기 IC(1000)는 적응형 과전류 제한 컨트롤러(1300)를 포함한다. 적응형 과전류 제한 컨트롤러(1300)는 부하 전류가 증가하는 경우, 인덕터 전류의 스위칭 주파수를 높일 수 있다. 고정된 스위칭 주파수에서는 요구되는 부하에 충분한 전력을 공급하기 어렵다. 반면, 적응형 과전류 제한 컨트롤러(1300)에 의하여 인덕터 전류의 스위칭 주파수를 증가시키면 과전류 제한을 위배하지 않는 범위에서 최대한의 전력 전달이 가능하다. 이러한 본 발명의 이점은 후술하는 도면들을 통해 보다 상세히 설명될 것이다.
도 2는 본 발명의 배터리 충전기 IC의 구성을 간략히 보여주는 블록도이다. 도 2를 참조하면, 배터리 충전기 IC(1000)는 컨트롤 루프 회로(1100), 과전류 제한(이하, OCL) 검출기(1200), 적응형 OCL 컨트롤러(1300), 오실레이터(1400), OR 게이트(1500), SR 래치(1600), 게이트 드라이버(1700), 스위칭 트랜지스터(1800), 인덕터(L), 그리고 배터리(1900)를 포함할 수 있다.
컨트롤 루프 회로(1100)는 미리 설정된 충전 조건이나 전압 출력 조건을 유지하기 위한 리셋 전압(VRST)을 생성한다. 예를 들면, 충전기 모드 또는 벅 모드(Buck mode)에서, 미리 설정된 충전 조건들(VBYP, VSYS, VBAT, ICHG, IBAT) 중 적어도 어느 하나의 레벨이 설정 범위를 초과하는 경우가 생길 수 있다. 이때, 컨트롤 루프 회로(1100)는 인덕터 전류(IIND)를 감소시키기 위한 제어 신호로서 리셋 전압(VRST)을 생성한다. 리셋 전압(VRST)은 인덕터 전류(IIND)를 감소시키기 위해 스위칭 트랜지스터(1800)를 구동시킨다. 즉, 리셋 전압(VRST)이 하이 레벨로 제공되면, 듀티 전압(VDUT)이 로우 레벨로 천이되고, 결과적으로 제 1 스위칭 트랜지스터(MH)는 턴오프(Turn-off), 제 2 스위칭 트랜지스터(ML)는 턴온된다. 따라서, 인덕터 전류(IIND)의 레벨이 감소하게 된다. 더불어, OTG 모드 또는 부스트 모드(Boost mode)에서는 충전 단자(130)의 출력 전압(VCHG)의 레벨이 설정 조건을 초과하는 경우, 컨트롤 루프 회로(1100)는 인덕터 전류(IIND)를 감소시키기 위해 리셋 전압(VRST)을 생성할 수 있다. 컨트롤 루프 회로(1100)의 구체적인 구성이나 기능은 후술하는 도면들을 통해서 보다 상세히 설명하기로 한다.
OCL 검출기(1200)는 전류 센서(1050)에 의해서 감지된 인덕터 검출 전류(ILSEN)를 기초로 인덕터 전류가 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달했는지를 판단한다. OCL 검출기(1200)는 판단 결과에 기초하여 OCL 검출 전압(VOCL)을 생성한다. OCL 검출 전압(VOCL)은 각각 적응형 OCL 컨트롤러(1300)와 OR 게이트(1500)에 전달된다.
적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 리셋 전압(VRST)과 OCL 검출 전압(VOCL)을 기초로 인덕터 전류(IIND)의 스위칭 주파수(fsw)를 조정하기 위한 OCL 제어 전류(IOCL)를 생성한다. 예를 들면, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 OCL 검출 전압(VOCL)이 연속적으로 기준 횟수 이상(이상/이하 중 택 1) 발생하면, OCL 제어 전류(IOCL)의 레벨을 상승시킬 수 있다. OCL 제어 전류(IOCL)의 레벨이 상승하게 되면, 오실레이터(1400)에서 생성되는 발진 전압(VOSC)의 스위칭 주파수(fSW)가 상승하게 된다. 발진 전압(VOSC)의 주파수 상승에 따라 스위칭 트랜지스터(1800)의 스위칭 주파수(fSW) 또는 스위칭 속도가 빨라진다. 스위칭 트랜지스터(1800)의 스위칭 주파수(fSW)가 높아지면, 시스템으로 전달되는 인덕터 전류(IIND)의 리플(Ripple)이 상대적으로 작아지게 되고, 평균 인덕터 전류(IIND)는 증가하게 된다. 따라서, 시스템으로 제공되는 에너지의 양이 상대적으로 증가한다.
반면, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 연속적으로 발생하는 리셋 전압(VRST)이 기준 횟수 이상(이상/이하 중 택 1)인 경우, OCL 제어 전류(IOCL)를 감소시킨다. OCL 제어 전류(IOCL)의 레벨이 감소하게 되면, 오실레이터(1400)에서 생성되는 발진 전압(VOSC)의 주파수가 낮아진다. 발진 전압(VOSC)의 주파수 하강에 따라 스위칭 트랜지스터(1800)의 스위칭 주파수(fSW) 또는 스위칭 속도는 느려진다. 스위칭 트랜지스터(1800)의 스위칭 주파수(fSW)가 낮아지면, 시스템으로 전달되는 인덕터 전류(IIND)의 리플(Ripple)이 상대적으로 커지게 되고, 평균 인덕터 전류(IIND)는 감소하게 된다.
오실레이터(1400)는 적응형 OCL 컨트롤러(1300)에서 제공하는 OCL 제어 전류(IOCL)의 레벨에 따라 가변되는 주파수의 발진 전압(VOSC)을 생성한다. 오실레이터(1400)는 OCL 제어 전류(IOCL)를 통해서 노드 전압(VSAW)의 상승 기울기를 결정할 수 있다. 만일, OCL 제어 전류(IOCL)가 큰 경우, 노드 전압(VSAW)의 상승 속도는 빨라질 것이다. 그리고 노드 전압(VSAW)이 기준 레벨에 도달하면, 오실레이터(1400)는 펄스 형태의 발진 전압(VOSC)을 생성할 것이다. 따라서, OCL 제어 전류(IOCL)가 큰 경우, 발진 전압(VOSC)의 발생 빈도 또는 주파수는 높아진다. 결과적으로 OCL 제어 전류(IOCL)의 증가에 따라 발진 전압(VOSC)을 기초로 생성되는 듀티 전압(VDUT)의 스위칭 주파수(fSW)도 상승하게 된다. 그러면, 듀티 전압(VDUT)에 의해서 인덕터 전류(IIND)의 스위칭 속도가 증가하게 된다. 오실레이터(1400)의 구조는 후술하는 도면을 통해 보다 상세히 설명될 것이다.
OR 게이트(1500)는 리셋 전압(VRST)과 OCL 검출 전압(VOCL) 중 어느 하나라도 활성화되면, SR 래치(1600)를 리셋시킨다. 즉, OR 게이트(1500)는 리셋 전압(VRST)과 OCL 검출 전압(VOCL) 중 어느 하나라도 하이 레벨(High)이 되는 경우, SR 래치(1600)를 리셋시키고, 결과적으로 듀티 전압(VDUT)을 로우 레벨(Low)로 천이시킬 수 있다. 듀티 전압(VDUT)이 로우 레벨로 천이되면, 스위칭 트랜지스터(1800)의 제 1 스위칭 트랜지스터(MH)는 턴오프, 제 2 스위칭 트랜지스터(ML)는 턴온된다. 따라서, OR 게이트(1500)는 인덕터 전류(IIND)를 줄이기 위한 듀티 전압(VDUT)의 하강 시점 또는 듀티 사이클을 결정한다.
SR 래치(1600)는 게이트 드라이버(1700) 또는 스위칭 트랜지스터(1800)를 구동하기 위한 듀티 전압(VDUT)을 생성한다. 듀티 전압(VDUT)은 발진 전압(VOSC), 리셋 전압(VRST), 그리고 OCL 검출 전압(VOCL)에 의해서 듀티 사이클(Duty cycle)이 결정되는 듀티 전압(VDUT)을 생성한다. 즉, 듀티 전압(VDUT)은 SR 래치(1600)의 셋 입력(S)으로 제공되는 발진 전압(VOSC)에 동기되어 하이 레벨로 천이한다. 그리고 듀티 전압(VDUT)은 리셋 입력(R)으로 제공되는 리셋 전압(VRST) 또는 OCL 검출 전압(VOCL)에 동기되어 로우 레벨로 천이된다.
게이트 드라이버(1700)는 듀티 전압(VDUT)에 기반하여 파워 스위치들(Power switch)로 구성되는 스위칭 트랜지스터(1800)를 구동하기 위한 게이트 제어 신호(VGH, VGL)를 생성한다. 게이트 드라이버(1700)는 상대적인 고전압으로 동작하는 스위칭 트랜지스터(1800)를 구동할 수 있는 충분한 레벨의 게이트 제어 신호(VGH, VGL)를 생성할 수 있다.
스위칭 트랜지스터(1800)는 제 1 스위칭 트랜지스터(MH)와 제 2 스위칭 트랜지스터(ML)로 구성될 수 있다. 제 1 스위칭 트랜지스터(MH)는 인덕터(L)를 통해 시스템에 공급되는 인덕터 전류(IIND)를 증가시키기 위해 충전 전류(ICHG)를 인덕터(L)에 공급한다. 반면, 제 2 스위칭 트랜지스터(ML)는 인덕터(L)를 통해 시스템에 공급되는 인덕터 전류(IIND)를 감소시키기 위해 인덕터(L)의 일단과 접지 사이를 연결하거나 차단한다. 제 1 스위칭 트랜지스터(MH)와 제 2 스위칭 트랜지스터(ML)는 스위칭 소자로 사용 가능한 파워 MOSFET으로 구현될 수 있다.
배터리(1900)는 모바일 장치(100)에 내장될 수 있다. 일 실시 예에서, 배터리(1900)는 모바일 장치(100)에 탈착할 수 있는 형태일 수 있다. 배터리(1900) 하나 또는 복수의 배터리 셀들을 포함할 수 있다. 복수의 배터리 셀은 직렬 또는 병렬로 연결될 수 있다. 배터리(1900)의 입력단 또는 출력단을 구성하는 배터리 스위치(Mbat)는 PMOS 트랜지스터로 도시되어 있으나 본 발명은 여기에 국한되지 않는다. 예를 들면, 배터리 스위치(Mbat)는 NMOS 트랜지스터나 다른 형태의 스위치 소자로 구현될 수도 있음은 잘 이해될 것이다.
상술한 바와 같이 본 발명의 실시 예에 따른 배터리 충전기 IC(1000)는 인덕터 전류(IIND)의 크기가 과전류 제한(OCL)에 도달하는 횟수를 카운트하여 인덕터 전류(IIND)의 스위칭 주파수(fSW)를 가변시킬 수 있다. 스위칭 주파수(fSW)가 고정된 경우, 스위칭되는 인덕터 전류(IIND)의 평균값은 과전류 제한(OCL)에 의해 증가하지 못하여 요구되는 충분한 전력을 부하에 공급하기 어렵다. 반면, 스위칭 주파수(fSW)의 가변에 의해 스위칭되는 인덕터 전류(IIND)의 변동(Fluctuation) 폭은 감소하지만 평균값은 증가한다. 따라서, 상대적으로 더 높은 평균값의 인덕터 전류(IIND) 제공이 가능하여, 과전류 제한(OCL)이 존재함에도 요구되는 충분한 전력을 부하에 공급할 수 있다.
도 3은 도 2의 컨트롤 루프 회로의 일 예를 간략히 보여주는 회로도이다. 도 3을 참조하면, 컨트롤 루프 회로(1100)는 벅 보상기(1110), 부스트 보상기(1130), 램프 발생기(1150), 멀티플렉서(1170), 그리고 비교기(1190)를 포함할 수 있다. 벅 보상기(1110)와 부스트 보상기(1130)는 벅 모드 또는 부스트 모드에서 미리 설정된 충전 조건들(VBYP, VSYS, VBAT, ICHG, IBAT) 또는 출력 전압(VCHG) 조건을 초과하는 경우에 에러 전압(VERR)을 생성하기 위한 구성이다. 반면, 램프 발생기(1150)는 인덕터 전류(IIND)의 감지 결과(ILSEN)를 반영한 램프 전압(VRMP)을 생성한다.
벅 보상기(1110)는 충전 모드 또는 벅 모드로 동작할 때의 충전 조건들(VBYP, VSYS, VBAT, ICHG, IBAT)을 모니터링하여 에러 전압(VERR_Buck)을 생성한다. 예를 들면, 충전 모드에서 스위칭 트랜지스터(1800)의 바이패스 전압(VBYP)이 기준치를 초과하여 상승하는 경우, 에러 증폭기(1111)에 의해서 이러한 상태가 모니터링되고, 에러 전압(VERR_BYP)이 생성된다. 그러면, 선택기(1112)에 의해서 에러 증폭기(1111)의 출력이 선택되어 멀티플렉서(1170)에 전달된다. 멀티플렉서(1170)는 충전 모드에서는 '0' 입력을 선택하여 비교기(1190)에 전달할 것이다. 이와 같이, 충전 모드에서 벅 보상기(1110)는 충전 조건들(VBYP, VSYS, VBAT, ICHG, IBAT) 중 기준치를 초과하거나 기준치에 미달하는 어느 하나를 선택하여 에러 전압(VERR)을 생성하고, 비교기(1190)에 전달하여 리셋 전압(VRST)의 생성을 트리거한다. 리셋 전압(VRST)이 생성되면, 스위칭에 의해서 인덕터 전류(IIND)가 감소하게 된다.
부스트 보상기(1130)는 부스트 모드에서 충전 단자(130)에서 발생하는 충전 전압(VCHG)을 모니터링한다. 충전 전압(VCHG)이 과도하게 상승하여 기준 레벨(VCHG,REF)을 초과하는 경우, 부스트 보상기(1130)의 에러 증폭기(E.A)는 에러 전압(VERR_Boost)을 생성한다. 그러면, 멀티플렉서(1170)는 부스트 모드에서는 '1' 입력을 선택하여 비교기(1190)에 전달할 것이다. 비교기(1190)는 에러 전압(VERR_Boost)과 램프 전압(VRMP)을 비교하여 리셋 전압(VRST)을 생성한다. 리셋 전압(VRST)이 생성되면, 스위칭에 의해서 인덕터 전류(IIND)가 감소하게 되고, 충전 전압(VCHG)의 레벨도 감소하게 될 것이다.
램프 발생기(1150)는 비교기(1190)에서 에러 전압(VERR)과의 비교를 위한 램프 전압(VRMP)을 생성한다. 램프 전압(VRMP)의 생성을 위해, 램프 발생기(1150)는 램프 전류 소스(1151), 커패시터(CRMP), 저항(R), 멀티플렉서(1155), 인버터(INV), 스위치 트랜지스터(MS)를 포함할 수 있다. 램프 전압(VRMP)의 생성 절차는 다음과 같다.
먼저, 인덕터 전류(IIND)의 크기를 센싱한 결과로 제공되는 감지 전류(ILSEN)가 피드백되어 램프 발생기(1150)에 전달될 것이다. 그러면, 감지 전류(ILSEN)는 저항(R)에 의해서 감지 전압(VLSEN)으로 변환된다. 이어서, 램프 전류 소스(1151)에서 공급하는 램프 전류(IRMP)에 의해서 램프 커패시터(CRMP)가 충전되면, 램프 전압(VRMP)은 감지 전압(VLSEN)과 램프 커패시터(CRMP)에 형성된 전압이 가산된 크기가 된다. 램프 커패시터(CRMP)에 의해서 전하가 충전되는 구간에서 램프 전압(VRMP)은 일정 기울기로 상승하는 램프 파형을 갖게 된다. 멀티플렉서(1155)는 부스트 모드에서는 '1' 입력단으로 제공되는 제 2 스위칭 트랜지스터(ML)를 제어하기 위한 게이트 제어 신호(VGL)를 선택한다. 반면, 멀티플렉서(1155)는 벅(또는, 충전) 모드에서는 '0' 입력단으로 제공되는 제 1 스위칭 트랜지스터(MH)를 제어하는 게이트 제어 신호(VGH)를 선택한다. 현재, 램프 발생기(1150)가 벅 모드에서 동작 중이라 가정하면, 게이트 제어 신호(VGH)가 선택되고, 인버터(INV)에 의해서 반전된 후에 스위치 트랜지스터(MS)를 턴온시킨다. 게이트 제어 신호(VGH)가 하강하는 시점에 램프 전압(VRMP)은 상승을 멈추고 방전된다. 램프 발생기(1150)에 의해서 제공되는 램프 전압(VRMP)의 파형은 후술하는 도 7에서 상세히 설명될 것이다.
멀티플렉서(1170)는 모드에 따른 에러 전압(VERR)을 선택한다. 부스트 모드에서 멀티플렉서(1170)는 '1' 입력단으로 제공되는 부스트 보상기(1130)로부터의 에러 전압(VERR)을 선택하여 비교기(1190)로 전달한다. 반면, 벅(또는, 충전) 모드에서 멀티플렉서(1170)는 '0' 입력단으로 제공되는 벅 보상기(1110)로부터의 에러 전압(VERR)을 선택하여 비교기(1190)로 전달한다.
비교기(1190)는 에러 전압(VERR)과 램프 전압(VRMP)을 비교하여 리셋 전압(VRST)을 생성한다. 램프 파형으로 증가하는 램프 전압(VRMP)이 에러 전압(VERR)보다 높아지는 시점에서, 비교기(1190)는 펄스 형태의 리셋 전압(VRST)을 생성한다. 따라서, 하나의 사이클 내에서 램프 전압(VRMP)이 에러 전압(VERR)에 도달하지 못하는 경우, 리셋 전압(VRST)이 발생하지 않을 경우도 존재하게 된다. 예를 들면, 인덕터 전류(IIND)가 점차적으로 증가하는 구간에서 리셋 전압(VRST)의 생성은 생략될 수도 있다. 대신에, 인덕터 전류(IIND)의 증가에 따라 발생하는 OCL 검출 전압(VOCL)에 의해서 듀티 전압(VDUT)의 하강이 제어될 수 있다.
이상에서는 본 발명의 컨트롤 루프 회로(1100)의 예시적인 구성이 간략히 설명되었다. 컨트롤 루프 회로(1100)에 의해서 램프 전압(VRMP)과 에러 전압(VERR)이 제공된다. 그리고 컨트롤 루프 회로(1100)는 램프 전압(VRMP)과 에러 전압(VERR)을 사용하여 리셋 전압(VRST)을 생성한다. 리셋 전압(VRST)은 본 발명의 적응형 OCL 컨트롤러(1300)에 제공되어 발진 전압(VOSC)의 주파수를 제어하기 위한 소스로도 사용된다.
도 4는 도 2의 OCL 검출기를 예시적으로 보여주는 회로도이다. 도 4를 참조하면, OCL 검출기(1200)는 인덕터 전류(IIND)의 센싱한 결과로 제공되는 감지 전압(VLSEN)과 OCL 기준 전압(VOCL,REF)의 비교 결과로부터 OCL 검출 전압(VOCL)을 생성한다.
OCL 검출기(1200)는 감지 전압(VLSEN)의 레벨이 OCL 기준 전압(VOCL,REF)을 초과하는 경우에 OCL 검출 전압(VOCL)을 하이 레벨로 천이시킨다. OCL 검출기(1200)는 OCL 검출 전압(VOCL)을 펄스 형태의 생성할 수 있다. OCL 검출 전압(VOCL)을 펄스 형태로 생성하기 위해, OCL 검출기(1200)는 지연 소자나 스위칭 소자를 더 포함할 수 있을 것이다.
여기서, 감지 전압(VLSEN)은 인덕터 전류(IIND)의 센싱 결과로부터 생성되는 감지 전류(ILSEN)의 크기에 대응하는 전압 레벨을 갖는다. 따라서, 적절한 OCL 기준 전압(VOCL,REF)을 선택함으로써, OCL 검출기(1200)는 인덕터 전류(IIND)의 크기가 OCL 레벨에 도달했는지를 판단할 수 있다.
도 5는 도 2의 적응형 OCL 컨트롤러와 오실레이터를 각각 구체적으로 보여주는 회로도이다. 도 5를 참조하면, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 4-비트 카운터들(1310, 1330), D-플립플롭들(1320, 1340), 지연기들(1325, 1345), 업/다운 카운터(1350), 그리고 가변 전류 소스(1360)를 포함할 수 있다. 그리고 오실레이터(1400)는 발진 전류 소스(1410), 비교기(1420), SR 래치(1430), 지연기(1440), 방전 스위치(MR), 발진 커패시터(COSC)를 포함할 수 있다.
적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 OCL 검출 전압(VOCL)의 연속 발생 횟수가 기준 횟수를 초과하면 가변 전류 소스(1360)의 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기를 증가시킨다. 적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 리셋 전압(VRST)의 연속 발생 횟수가 기준 횟수를 초과하면, 가변 전류 소스(1360)의 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기를 감소시킨다.
이를 위해 4-비트 카운터(1310)는 OCL 검출 전압(VOCL)이 연속적으로 발생하는 횟수를 카운트할 수 있다. OCL 검출 전압(VOCL)이 16회 연속적으로 발생하면, 4-비트 카운터(1310)는 D-플립플롭(1320)의 데이터 입력단(D)을 하이 레벨로 천이시킨다. 그러면, D-플립플롭(1320)의 데이터 출력단(Q)이 하이 레벨로 출력되고, 업 전압(VUP)이 하이 레벨로 제공되어 업/다운 카운터(1350)를 카운트-업(Count-up) 시킨다. 이어서, 지연기(1325)에 의해서 4-비트 카운터(1310)와 D-플립플롭(1320)은 리셋된다. 여기서, 4-비트 카운터(1310)는 필요에 따라 다양한 비트 사이즈로 변형될 수 있을 것이다. 예를 들면, 4-비트 카운터(1310)가 3-비트 카운터로 대체되면, OCL 검출 전압(VOCL)이 8회 연속적으로 발생할 때 업/다운 카운터(1350)를 카운트-업 시킬 것이다.
그리고 4-비트 카운터(1330)는 리셋 전압(VRST)이 연속적으로 발생하는 횟수를 카운트할 수 있다. 리셋 전압(VRST)이 16회 연속적으로 발생하면, 4-비트 카운터(1330)는 D-플립플롭(1340)의 데이터 입력단(D)을 하이 레벨로 천이시킨다. 그러면, D-플립플롭(1340)의 데이터 출력단(Q)이 하이 레벨로 출력되고, 하이 레벨의 다운 전압(VDN)에 의해 업/다운 카운터(1350)는 카운트-다운(Count-down)된다. 이어서, 지연기(1345)에 의해서 4-비트 카운터(1330)와 D-플립플롭(1340)은 리셋된다. 여기서, 4-비트 카운터(1330) 또한 4-비트 카운터(1310)와 동일한 비트 사이즈로 변경될 수 있다.
업/다운 카운터(1350)는 업 전압(VUP)과 다운 전압(VDN)에 따라 미리 결정된 비트 값을 카운트-업 또는 카운트-다운 시킨다. 업/다운 카운터(1350)의 카운트 값(n)에 따라 가변 전류 소스(1360)에서 생성되는 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기가 증가 또는 감소시킬 수 있다. 결국, OCL 검출 전압(VOCL)의 펄스가 연속적으로 16회 발생하면, OCL 제어 전류(IOCL)의 크기가 증가한다. 반면에 리셋 전압(VRST)이 연속적으로 16회 발생하면, OCL 제어 전류(IOCL)의 크기는 감소한다.
오실레이터(1400)는 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기에 따라 주파수가 가변되는 발진 전압(VOSC)을 생성한다. 발진 전류 소스(1410)는 발진 커패시터(COSC)를 충전하기 위한 발진 전류(IOSC)를 제공한다. 발진 전류(IOSC)에 의해서 발진 커패시터(COSC)가 충전됨에 따라 발진 커패시터(COSC)의 양단에 형성되는 노드 전압(VSAW)은 일정 기울기의 램프 파형 또는 톱니 파형으로 생성된다.
노드 전압(VSAW)이 상승하여 발진 기준 전압(VOSC,REF)에 도달하면, 비교기(1420)에 의해서 발진 전압(VOSC)이 생성된다. 발진 전압(VOSC)은 SR 래치(1430), 지연기(1440), 그리고 방전 스위치(MR)에 의해서 펄스 형태의 전압으로 형성된다. 즉, 발진 전압(VOSC)이 하이 레벨로 출력되면, SR 래치(1430)의 리셋 입력단이 하이 레벨로 설정되고, 반전 출력단(/Q)도 하이 레벨로 천이된다. 그러면, 방전 스위치(MR)는 턴온되고 발진 커패시터(COSC)의 양단에 형성되는 노드 전압(VSAW)은 방전에 의해서 접지 레벨로 하강한다. 지연기(1440)는 반전 출력단(/Q)을 지연하여 SR 래치(1430)를 셋 상태로 천이시킨다. 그러면, 다시 방전 스위치(MR)는 턴오프되고, 노드 전압(VSAW)의 상승이 시작될 것이다.
본 발명의 적응형 OCL 컨트롤러(1300)와 오실레이터(1400)에 의해서 인덕터 전류(IIND)의 스위칭 주파수(fSW)가 가변될 수 있다. 스위칭 주파수(fSW)의 조정을 통해 OCL 레벨의 제한에도 불구하고 부하에 충분한 크기의 에너지 공급이 가능하게 된다. 따라서, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)와 오실레이터(1400)를 통해 스위칭 트랜지스터들(1800, 도 2 참조)을 구동하는 듀티 전압(VDUT)의 듀티 사이클 조정만으로는 달성할 수 없는 부하 전류 공급 능력을 제공할 수 있다.
도 6은 도 5의 적응형 OCL 컨트롤러의 OCL 제어 전류(IOCL) 조정 동작을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다. 도 6을 참조하면, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 OCL 검출 전압(VOCL) 또는 리셋 전압(VRST)의 연속 발생 횟수에 따라 OCL 제어 전류(IOCL)를 증가시키거나 감소시킬 수 있다.
T0 시점에서, 인덕터 전류(IIND)의 레벨이 증가하여 OCL 레벨에 도달함에 따라 OCL 검출 전압(VOCL)이 발생하기 시작한다. 하지만, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)의 4-비트 카운터(1310)의 카운트가 시작되었을 뿐, 업/다운 카운터(1350)의 값은 변화되지 않은 상태이다. 따라서, 가변 전류 소스(1360)에서 생성되는 OCL 제어 전류(IOCL)는 초기값(I0)을 유지한다. OCL 검출 전압(VOCL)은 T1 시점까지 연속적으로 16회 발생하는 것으로 가정하기로 한다.
T1 시점에서, T0 시점부터 OCL 검출 전압(VOCL)의 16회 연속 발생에 따라 4-비트 카운터(1310)의 카운트값이 '1111'에 도달한다. 그러면, 제 1 D-플립플롭(1320)에 의해 업 전압(VUP)의 펄스가 발생한다. 업 전압(VUP)의 발생에 동기하여 업/다운 카운터(1350)는 카운트-업(Count-up)된다. 업/다운 카운터(1350)의 카운트-업에 따라, 가변 전류 소스(1360)에서 생성되는 OCL 제어 전류(IOCL)는 초기값(I0)으로부터 일정 스텝(Δ) 증가한 크기로 생성된다.
T2 시점에서는, T1 시점부터 T2 시점까지 OCL 검출 전압(VOCL)이 추가적으로 16회 연속 발생함에 따라 4-비트 카운터(1310)의 카운트값이 '0000'에서 '1111'까지 카운트-업된다. 그러면, 제 1 D-플립플롭(1320)에 의해 두 번째 업 전압(VUP)의 펄스가 발생한다. 업 전압(VUP)의 발생에 동기하여 업/다운 카운터(1350)는 또 다시 카운트-업(Count-up)된다. 업/다운 카운터(1350)는 카운트-업에 따라 가변 전류 소스(1360)에서 생성되는 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기는 'I0+2Δ'로 증가한다.
T2 시점에서 T3 시점까지, 리셋 전압(VRST)이 16회 연속 발생함에 따라 4-비트 카운터(1330)의 카운트값이 '0000'에서 '1111'까지 카운트-업된다. 그러면, D-플립플롭(1340)에 의해 첫 번째 다운 전압(VDN) 펄스가 발생하게 된다. 첫 번째 다운 전압(VDN) 발생에 동기하여 업/다운 카운터(1350)는 이전의 카운트 값에서 카운트-다운(Count-down)된다. 업/다운 카운터(1350)는 카운트-다운에 따라 가변 전류 소스(1360)에서 생성되는 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기는 'I0+Δ'로 감소한다.
T3 시점에서 T4 시점까지, 리셋 전압(VRST)이 또 다시 16회 연속 발생함에 따라 4-비트 카운터(1330)의 카운트값이 '0000'에서 '1111'까지 카운트-업된다. 그러면, T4 시점에서 D-플립플롭(1340)에 의해 두 번째 다운 전압(VDN) 펄스가 발생하게 된다. 두 번째 다운 전압(VDN) 발생에 동기하여 업/다운 카운터(1350)는 이전의 카운트 값에서 카운트-다운(Count-down)된다. 업/다운 카운터(1350)는 카운트-다운에 따라 가변 전류 소스(1360)에서 생성되는 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기는 'I0'로 감소한다.
이상에서는 적응형 OCL 컨트롤러(1300)의 OCL 제어 전류(IOCL) 생성 방법이 예시적으로 설명되었다. 적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 OCL 검출 전압(VOCL) 또는 리셋 전압(VRST)의 연속 발생 횟수에 따라 가변되는 레벨의 OCL 제어 전류(IOCL)를 생성한다. OCL 제어 전류(IOCL)의 증감에 따라 발진 전압(VOSC)의 주파수 또는 스위칭 주파수(fSW)가 조정될 수 있다.
도 7은 본 발명의 배터리 충전기 IC에서의 스위칭 주파수 제어 과정을 예시적으로 보여주는 타이밍도이다. 도 7을 참조하면, 부하 전류(ISYS)가 증가하여 시스템으로의 더 많은 전력 전달이 요구될 때 발진 전압(VOSC)의 주파수가 증가한다.
t1 시점 이전에는 배터리 충전기 IC(1000)는 경부하 전류(Light load current) 조건이라 가정하기로 한다. 그리고 모바일 장치(100)의 시스템에서 요구하는 부하 전류(ISYS)가 t1 시점에서 상승한다. 즉, t1 시점 이후에는 배터리 충전기 IC(1000)는 중부하 전류(Heavy load current) 조건이라 가정하기로 한다.
경부하 전류 조건 하에서는 인덕터 전류(IIND)의 크기는 비록 스위칭에 의한 리플은 존재하지만 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달하지 않을 것이다. 이때의 인덕터 전류(IIND)는 스위칭에 의해 리플이 존재하기는 하지만, 평균 인덕터 전류(IIND,AVG)는 낮은 상태(IIA0)를 유지하게 된다. 따라서, 컨트롤 루프 회로(1100)의 리셋 전압(VRST)은 에러 전압(VERR)과 램프 전압(VRMP)의 비교 결과에 따라 생성된다. 즉, 램프 전압(VRMP)이 에러 전압(VERR)을 도달할 때마다 리셋 전압(VRST) 펄스가 생성된다.
리셋 전압(VRST)의 펄스 수는 적응형 OCL 컨트롤러(1300)에 의해서 누적되어 카운트될 것이다. 그리고 t1 시점 이전에는 OCL 제어 전류(IOCL)의 증가나 감소가 존재하지 않기에, 오실레이터(1400)의 노드 전압(VSAW) 기울기는 'α' 값을 유지할 것이다. 노드 전압(VSAW) 기울기는 'α'는 아래 수학식 1로 표현될 수 있다.
여기서, 'IOSC'는 기본적인 기울기를 설정하는 발진 전류의 크기, 'COSC'는 전류의 충전을 위한 발진 커패시터의 용량을 나타낸다(도 5 참조). 이러한 상태에서 오실레이터(1400)에서 발생하는 발진 전압(VOSC)의 주파수는 제 1 스위칭 주파수(fSW1)에 해당한다.
t1 시점에서 시스템에서 요구하는 부하 전류(ISYS)가 증가하게 된다. 이로 인하여 부하로의 더 많은 전력 전달이 필요하게 되면 인덕터 전류(IIND)의 크기가 증가하게 되고 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달하게 된다. 그러면, 컨트롤 루프 회로(1100)에서 에러 전압(VERR)이 증가하게 된다. 컨트롤 루프 회로(1100)의 리셋 전압(VRST)은 에러 전압(VERR)과 램프 전압(VRMP)의 비교 결과에 따라 생성된다. 따라서, 에러 전압(VERR)이 램프 전압(VRMP)보다 높아짐에 따라 리셋 전압(VRST)은 생성되지 못하게 된다.
대신, OCL 검출기(1200)에서 인덕터 전류(IIND)의 크기가 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달할 때 생성되는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스가 생성된다. OCL 검출 전압(VOCL) 펄스는 t2 시점에서 발생하기 시작한다. 연속적으로 발생하는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수는 적응형 OCL 컨트롤러(1300)에 의해서 누적되어 카운트될 것이다. 아직은 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 OCL 제어 전류(IOCL)를 증가시키는 카운트값에 도달하지 않았다. 따라서, 오실레이터(1400)의 톱니파를 생성하기 위한 노드 전압(VSAW) 기울기는 'α' 값을 유지할 것이다. 이러한 상태에서 오실레이터(1400)에서 발생하는 발진 전압(VOSC)의 주파수는 여전히 제 1 스위칭 주파수(fSW1)를 유지할 수 있다. 하지만, 카운트되는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 점차 증가하게 되고, OCL 제어 전류(IOCL)를 증가시키는 카운트값에 도달하게 될 것이다.
t3 시점 이후는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 OCL 제어 전류(IOCL)를 증가시키는 카운트값(예를 들면, 16)에 도달한 이후의 파형들을 보여준다. OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 OCL 제어 전류(IOCL)를 증가시키는 카운트값(예를 들면, 16)에 도달하면, 오실레이터(1400)의 톱니파를 생성하기 위한 노드 전압(VSAW) 기울기는 'β(>α)'로 증가할 것이다. 노드 전압(VSAW) 기울기는 'β'는 아래 수학식 2로 표현될 수 있다.
여기서, 'IOSC'는 기본적인 기울기를 설정하는 발진 전류의 크기, 'COSC'는 전류의 충전을 위한 발진 커패시터의 용량, 'IOCL'은 OCL 제어 전류의 크기를 나타낸다(도 5 참조). 오실레이터(1400)에서 발생하는 발진 전압(VOSC)의 주파수는 노드 전압(VSAW) 기울기 증가에 따라 제 2 스위칭 주파수(fSW2)로 증가하게 된다. 그리고 제 2 스위칭 주파수(fSW2)로의 증가에 따라 에러 전압(VERR)은 다시 낮아지게 된다. 낮아진 에러 전압(VERR)에 의해 다시 리셋 전압(VRST)의 생성이 시작된다.
더불어, 스위칭 주파수의 증가와 상승된 평균 인덕터 전류(IIA2)에 의해서 OCL 검출기(1200)에 의한 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스도 발생한다. 즉, 인덕터 전류(IIND)의 크기가 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달할 때 생성되는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스가 리셋 전압(VRST) 펄스와 교대로 발생하게 된다. 이 경우, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)에서 리셋 전압(VRST)이나 OCL 검출 전압(VOCL) 각각의 카운트 수가 OCL 제어 전류(IOCL)를 가변시키는 레벨에 도달할 수 없게 된다. 즉, 오실레이터(1400)에서 생성되는 발진 전압(VOSC)의 주파수는 t3 시점에 형성된 스위칭 주파수(fSW2)로 고정(Locking)된다.
높아진 스위칭 주파수(fSW2) 값으로 고정됨에 따라 인덕터 전류(IIND)의 스위칭에 따른 리플의 크기가 감소하게 된다. 그리고 평균 인덕터 전류(IIA2)의 레벨도 t1 시점 이전보다 증가되어 과전류 제한 레벨에 근접하게 된다. 이는 시스템 또는 부하에 전달되는 전류의 양을 증가시킴으로써 더 많은 전력의 전달이 가능함을 의미한다.
도 8은 도 5의 적응형 OCL 컨트롤러의 동작 방법을 보여주는 순서도이다. 도 8을 참조하면, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)는 컨트롤 루프 회로(1100)로부터의 리셋 전압(VRST)과 OCL 검출기(1200)로부터의 OCL 검출 전압(VOCL)에 응답하여 OCL 제어 전류(IOCL)를 생성한다. 그러면, 오실레이터(1400)는 OCL 제어 전류(IOCL)에 따라 가변하는 스위칭 주파수의 발진 전압(VOSC)을 생성할 수 있다.
S110 단계에서, OCL 검출기(1200)는 인덕터 전류(IIND)를 센싱한다. OCL 검출기(1200)에 의한 인덕터 전류(IIND)의 크기 검출은, 예를 들면, 전류 센서(1050)와 같은 별도의 장치들을 사용하여 수행될 수 있다.
S120 단계에서, 검출된 인덕터 전류(IIND) 피크(Peak)의 크기와 과전류 제한(OCL) 레벨의 비교 결과에 따라 동작 분기가 발생한다. 만일, 인덕터 전류(IIND) 피크의 크기가 과전류 제한(OCL) 레벨보다 큰 경우('Yes' 방향), 절차는 S130 단계로 이동한다. 반면, 검출된 인덕터 전류(IIND) 피크의 크기가 과전류 제한(OCL) 레벨보다 크지 않은 경우('No' 방향), 절차는 S160 단계로 이동한다.
S130 단계에서, 센싱된 인덕터 전류(IIND) 피크의 레벨이 과전류 제한(OCL) 레벨보다 큰 경우, OCL 검출기(1200)는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스를 생성한다.
S140 단계에서, OCL 검출 전압(VOCL) 펄스가 연속적으로 발생한 것인지 체크된다. 만일, OCL 검출 전압(VOCL) 펄스가 연속적으로 발생한 경우('Yes' 방향), 절차는 S145 단계로 이동한다. 반면, OCL 검출 전압(VOCL) 펄스가 연속적으로 발생한 것이 아닌 경우('No' 방향), 절차는 S120 단계로 복귀한다.
S145 단계에서, 연속되는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 카운트된다. 예를 들면, 4-비트 카운터가 연속되는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수를 카운트하기 위한 소자로 사용될 수도 있다.
S150 단계에서, 연속되는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 최대값(nUP)에 도달했는지 체크된다. 4-비트 카운터를 사용하여 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수를 카운트하는 경우, 최대값(nUP)은 16(=24)이 될 수 있다. 만일, OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 최대값(nUP)에 도달한 경우('Yes' 방향), 절차는 S152 단계로 이동한다. 반면, OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 최대값(nUP)에 도달하지 못한 경우('No' 방향), 절차는 S120 단계로 복귀한다.
S152 단계에서, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)의 업/다운 카운터(1350)가 카운트-업된다.
S154 단계에서, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)의 업/다운 카운터(1350)가 카운트-업되면, 업/다운 카운터(1350)는 가변 전류 소스(1360)의 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기를 증가시킨다.
S156 단계에서, OCL 펄스 카운터가 리셋되고 절차는 S120 단계로 복귀한다.
S160 단계에서, 인덕터 전류(IIND)의 크기는 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달하지 못했기 때문에, 컨트롤 루프 회로(1100)에 의한 리셋 전압(VRST) 펄스가 생성된다. 컨트롤 루프 회로(1100)의 리셋 전압(VRST)은 에러 전압(VERR)과 램프 전압(VRMP)의 비교 결과에 따라 생성된다. 즉, 램프 전압(VRMP)이 에러 전압(VERR)에 도달할 때마다 리셋 전압(VRST) 펄스가 생성된다.
S170 단계에서, 리셋 전압(VRST) 펄스가 연속적으로 발생한 것인지 체크된다. 만일, 리셋 전압(VRST) 펄스가 연속적으로 발생한 경우('Yes' 방향), 절차는 S175 단계로 이동한다. 반면, 리셋 전압(VRST) 펄스가 연속적으로 발생한 것이 아닌 경우('No' 방향), 절차는 S120 단계로 복귀한다.
S175 단계에서, 연속되는 리셋 전압(VRST) 펄스의 수가 카운트된다. 예를 들면, 4-비트 카운터가 리셋 전압(VRST) 펄스의 수를 카운트하기 위한 수단으로 사용될 수 있다.
S180 단계에서, 연속되는 리셋 전압(VRST) 펄스의 수가 최대값(nDN)에 도달했는지 체크된다. 4-비트 카운터를 사용하여 리셋 전압(VRST) 펄스의 수를 카운트하는 경우, 최대값(nDN)은 16(=24)이 될 수 있다. 만일, 리셋 전압(VRST) 펄스의 수가 최대값(nDN)에 도달한 경우('Yes' 방향), 절차는 S182 단계로 이동한다. 반면, 리셋 전압(VRST) 펄스의 수가 최대값(nDN)에 도달하지 못한 경우('No' 방향), 절차는 S120 단계로 복귀한다.
S182 단계에서, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)의 업/다운 카운터(1350)가 카운트-다운된다.
S184 단계에서, 적응형 OCL 컨트롤러(1300)의 업/다운 카운터(1350)가 카운트-다운되면, 업/다운 카운터(1350)는 가변 전류 소스(1360)의 OCL 제어 전류(IOCL)의 크기를 감소시킨다.
S186 단계에서, 리셋 전압 펄스 카운터가 리셋되고 절차는 S120 단계로 복귀한다.
이상에서는 적응형 OCL 컨트롤러(1300)의 리셋 전압(VRST)과 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수를 카운트하여 OCL 제어 전류(IOCL)를 증가 또는 감소시키는 과정이 간략히 설명되었다. 오실레이터(1400)는 증감하는 OCL 제어 전류(IOCL)에 따라 가변하는 스위칭 주파수(fSW)의 발진 전압(VOSC)을 생성할 수 있다.
도 9는 본 발명의 효과를 예시적으로 보여주는 파형도이다. 도 9를 참조하면, 배터리 충전기 IC(1000)는 부하 전류(ISYS)의 증가시 인덕터 전류(IIND)의 스위칭 주파수(fSW)를 증가시킬 수 있다. 스위칭 주파수(fSW)의 증가에 따라 평균 인덕터 전류(IIND)의 크기를 증가시킬 수 있어 부하로 전달되는 에너지의 양을 증가시킬 수 있다.
T0 시점에서, 모바일 장치(100, 도 1 참조)의 시스템에서 요구하는 부하 전류(ISYS)가 상승한다. 부하 전류(ISYS)의 증가에 따라 스위칭을 통해서 공급되는 인덕터 전류(IIND)도 동반하여 상승하게 된다. 하지만, 인덕터 전류(IIND)의 레벨이 OCL 레벨에 도달하기 전까지는 컨트롤 루프 회로(1100, 도 2 참조)의 리셋 전압(VRST)이 생성된다. 즉, 컨트롤 루프 회로(1100)에서 램프 전압(VRMP)이 에러 전압(VERR)에 도달할 때마다 리셋 전압(VRST) 펄스가 생성된다.
T1 시점부터, 인덕터 전류(IIND)의 레벨이 OCL 레벨에 도달하기 시작한다. 그러면, 컨트롤 루프 회로(1100)에서의 에러 전압(VERR)이 증가하게 된다. 컨트롤 루프 회로(1100)의 리셋 전압(VRST)은 에러 전압(VERR)과 램프 전압(VRMP)의 비교 결과에 따라 생성된다. 에러 전압(VERR)이 램프 전압(VRMP)보다 높아짐에 따라 리셋 전압(VRST)은 생성은 중단된다. 대신, OCL 검출기(1200, 도 2 참조)에서 인덕터 전류(IIND)의 크기가 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달할 때 생성되는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스가 생성되기 시작한다. 그리고 연속적으로 발생하는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수는 적응형 OCL 컨트롤러(1300, 도 2 참조)에 의해서 누적되어 카운트될 것이다. 연속적으로 발생하는 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 수가 카운트 됨에 따라, OCL 제어 전류(IOCL)의 크기가 증가하기 시작한다. 그러면, 오실레이터(1400, 도 2 참조)에서 발생하는 발진 전압(VOSC)의 주파수인 스위칭 주파수(fSW)가 T2 시점까지 높아지게 된다. 이때, 스위칭 주파수(fSW)의 증가에 따라 배터리(1900, 도 2 참조)에 입력되는 충전 전류(IBAT)의 크기도 점차 회복되기 시작할 것이다.
T2 시점에서, 스위칭 주파수(fSW)의 증가에 따라 에러 전압(VERR)이 다시 낮아지기 시작한다. 낮아진 에러 전압(VERR)에 의해 다시 리셋 전압(VRST)의 생성이 시작된다. 즉, T2 시점부터 OCL 검출 전압(VOCL)과 리셋 전압(VRST)이 교대로 발생하게 된다. 즉, OCL 검출 전압(VOCL) 펄스나 리셋 전압(VRST) 펄스 어느 하나가 연속적으로 발생하지 못하게 된다. 따라서, OCL 제어 전류(IOCL)의 크기는 고정됨에 따라 결과적으로 T2 시점부터 T3 시점까지는 스위칭 주파수(fSW)의 고정(Locking)이 발생한다. 더불어, 충전 전류(IBAT)의 크기도 부하 전류(ISYS)의 상승 이전과 비슷한 레벨로 회복된다.
T3 시점에서, 부하 전류(ISYS)의 감소에 따라 OCL 검출 전압(VOCL) 펄스의 발생은 중단되고 리셋 전압(VRST) 펄스만이 생성된다. 그러면, 리셋 전압(VRST) 펄스의 카운트 수의 증가에 따라, OCL 제어 전류(IOCL)의 크기가 감소한다. 결과적으로, T3 시점부터는 인덕터 전류(IIND)의 스위칭 주파수(fSW)는 감소하기 시작할 것이다.
부하 전류(ISYS)의 증가에 따라 인덕터 전류(IIND)의 스위칭 주파수(fSW)를 증가시킬 수 있기 때문에, 스위칭되는 평균 인덕터 전류의 크기를 증가시킬 수 있다. 따라서, 본 발명의 배터리 충전기 IC(1000)는 보호를 위한 과전류 제한에도 불구하고 많은 에너지를 부하로 전달할 수 있다.
도 10은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 모바일 장치의 전력 시스템을 보여주는 블록도이다. 도 10을 참조하면, 전력 시스템(2000)은 배터리 충전기 IC(2100), 전력 관리 IC(2200), 배터리(2300)를 포함할 수 있다. 도 10에 도시된 전력 시스템(2000)은, 도 10에 도시되지 않은 다른 구성 요소들을 더 포함할 수 있다.
전력 시스템(2000)은 모바일 장치에 전력을 공급하거나 OTG 기기에 전력을 공급하기 위해 이용될 수 있다. 전력 시스템(2000)은 충전 단자(2050)에 트래블 어댑터(Travel Adapter)가 연결되면, 배터리 충전기 IC(2100)는 벅 모드(Buck mode)로 동작한다. 즉, 벅 모드에서 배터리 충전기 IC(2100)는 트래블 어댑터를 통해서 제공되는 전력을 스위칭하여 배터리(2300)를 충전하는 벅 컨버터(Buck converter) 또는 충전기 모드로 동작한다. 반면에, 충전 단자(130)에 OTG 기기가 연결되면, 배터리 충전기 IC(2100)는 부스트 모드(Boost mode) 또는 OTG 모드로 동작한다. 즉, 부스트 모드에서 배터리 충전기 IC(2100)는 배터리(2300)에 충전된 전력을 스위칭하여 승압된 전압을 OTG 기기에 제공할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 배터리 충전기 IC(2100)의 구성 및 동작들은 도 1 내지 도 9에 설명된 바와 같이 동작할 수 있을 것이다.
전력 관리 IC(2200)는 배터리 충전기 IC(2100)로부터 전력을 제공받을 수 있다. 예로서, 전력 관리 IC(2200)는 배터리 충전기 IC(2100)로부터 제공받은 전압을 안정된 전압으로 변환할 수 있다. 전력 관리 IC(2200)는 안정된 전압을 이동식 전자 장치의 다른 구성 요소들로 제공할 수 있다. 예로서, 이동식 전자 장치에 포함되는 프로세서(2400), 입출력 인터페이스(2500), 버퍼 메모리(2600), 스토리지(2700), 디스플레이(2800), 및 통신 모듈(2900) 각각은 전력 관리 IC(2200)로부터 제공받은 안정된 전압을 이용하여 동작할 수 있다.
예로서, 배터리 충전기 IC(2100) 또는 전력 관리 IC(2200) 각각은 집적 회로 칩으로 구현될 수 있다. 배터리 충전기 IC(2100) 또는 전력 관리 IC(2200) 각각은 다양한 형태의 반도체 패키지를 이용하여 실장될 수 있다. 예로서, 배터리 충전기 IC(2100) 또는 전력 관리 IC(2200) 각각은 PoP(Package on Package), BGAs(Ball Grid Arrays), CSPs(Chip Scale Packages), PLCC(Plastic Leaded Chip Carrier), PDIP(Plastic Dual In-line Package), Die in Waffle Pack, Die in Wafer Form, COB(Chip On Board), CERDIP(Ceramic Dual In-line Package), MQFP(Metric Quad Flat Pack), TQFP(Thin Quad Flat Pack), SOIC(Small Outline Integrated Circuit), SSOP(Shrink Small Outline Package), TSOP(Thin Small Outline Package), SIP(System In Package), MCP(Multi Chip Package), WFP(Wafer-level Fabricated Package), WSP(Wafer-Level Processed Stack Package) 등의 패키지를 이용하여 실장될 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 실시 예가 개시되었다. 여기서 특정한 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허 청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허 청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 인덕터 전류를 스위칭하여 배터리를 충전하거나, 충전된 배터리 전력을 외부로 출력하는 배터리 충전기 집적 회로에 있어서:
    상기 인덕터 전류의 레벨이 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달했는지 검출하여 과전류 제한(OCL) 검출 전압을 생성하는 과전류 제한 검출기;
    상기 인덕터 전류의 레벨을 반영한 램프 전압과 미리 설정된 동작 조건을 벗어나는 경우에 발생하는 에러 전압을 비교하여 리셋 전압을 생성하는 컨트롤 루프 회로;
    상기 과전류 제한(OCL) 검출 전압의 펄스 수 및 상기 리셋 전압의 펄스 수를 카운트하여 과전류 제한(OCL) 제어 전류를 생성하는 적응형 과전류 제한 컨트롤러;
    상기 과전류 제한(OCL) 제어 전류의 크기에 따라 주파수가 가변되는 발진 전압을 생성하는 오실레이터; 그리고
    상기 발진 전압에 근거하여 상기 인덕터 전류를 스위칭하는 스위칭 트랜지스터를 포함하는 배터리 충전기 집적 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 컨트롤 루프 회로는:
    벅(Buck) 모드 또는 부스트(Boost) 모드에서의 에러 전압을 생성하는 적어도 하나의 보상기; 그리고
    상기 인덕터 전류의 레벨을 적용한 램프 전압을 생성하는 램프 발생기를 포함하는 배터리 충전기 집적 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 컨트롤 루프 회로는 상기 램프 전압의 레벨이 상기 에러 전압에 도달하면 상기 리셋 전압을 생성하는 비교기를 더 포함하는 배터리 충전기 집적 회로.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 적응형 과전류 제한(OCL) 컨트롤러는:
    연속적으로 발생하는 상기 과전류 제한(OCL) 검출 전압의 펄스 수를 카운트하는 제 1 카운터;
    상기 제 1 카운터의 카운트 값이 임계치에 도달하면 업 전압을 생성하는 제 1 플립플롭;
    연속적으로 발생하는 상기 리셋 전압의 펄스의 수를 카운트하는 제 2 카운터;
    상기 제 2 카운터의 카운트 값이 상기 임계치에 도달하면 다운 전압을 생성하는 제 2 플립플롭; 그리고
    상기 업 전압에 응답하여 카운트-업되고, 상기 다운 전압에 응답하여 카운트-다운되는 업/다운 카운터를 포함하는 배터리 충전기 집적 회로.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 적응형 과전류 제한(OCL) 컨트롤러는, 상기 업/다운 카운터의 카운트 값에 따라 가변되는 상기 과전류 제한(OCL) 제어 전류를 생성하는 가변 전류 소스를 더 포함하는 배터리 충전기 집적 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 오실레이터는:
    상기 과전류 제한(OCL) 제어 전류를 충전하는 발진 커패시터;
    발진 전류를 생성하여 상기 발진 커패시터에 공급하는 발진 전류 소스; 그리고
    상기 발진 커패시터에 형성되는 톱니파 형태의 전압과 발진 기준 전압을 비교하여 상기 발진 전압을 생성하는 비교기를 포함하는 배터리 충전기 집적 회로.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 오실레이터는:
    상기 발진 커패시터에 충전된 전류를 접지로 방전하기 위한 방전 스위치; 및
    상기 비교기에서 출력되는 상기 발진 전압을 지연하여 상기 방전 스위치를 구동하는 지연기를 더 포함하는 배터리 충전기 집적 회로.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 리셋 전압과 상기 과전류 제한(OCL) 검출 전압의 논리합 연산을 수행하는 OR 게이트; 그리고
    상기 발진 전압을 셋 입력단으로 수신하고, 상기 OR 게이트의 논리합 연산의 결과를 리셋 입력단으로 수신하여 상기 스위칭 트랜지스터를 구동하는 듀티 전압을 생성하는 SR 래치를 더 포함하는 배터리 충전기 집적 회로.
  9. 충전 단자에서 공급되는 충전 전류를 배터리 및 부하로 공급하는 인덕터;
    듀티 전압에 따라 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 스위칭하여 상기 배터리를 충전하기 위한 배터리 전류 또는 상기 부하에 공급되는 부하 전류로 전달하는 스위칭 트랜지스터들; 그리고
    상기 부하 전류의 변화를 모니터링하여 상기 인덕터 전류의 스위칭 주파수를 가변하는 배터리 충전기 집적 회로를 포함하되,
    상기 배터리 충전기 집적 회로는, 상기 인덕터 전류의 레벨이 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달한 횟수를 카운트하여 상기 스위칭 주파수를 증가시키는 모바일 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 배터리 충전기 집적 회로는, 상기 부하 전류의 증가에 따라 상기 듀티 전압의 듀티 사이클을 가변하여 상기 인덕터 전류의 레벨을 증가시키는 모바일 장치.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 배터리 충전기 집적 회로는:
    상기 인덕터 전류의 레벨이 상기 과전류 제한(OCL) 레벨에 도달했는지 검출하여 과전류 제한(OCL) 검출 전압을 생성하는 과전류 제한 검출기;
    상기 인덕터 전류의 레벨을 반영한 램프 전압과 미리 설정된 동작 조건을 벗어나는 경우에 발생하는 에러 전압을 비교하여 상기 듀티 전압의 듀티비를 가변하기 위한 리셋 전압을 생성하는 컨트롤 루프 회로;
    상기 과전류 제한(OCL) 검출 전압의 펄스 수 및 상기 리셋 전압의 펄스 수를 카운트하여 과전류 제한(OCL) 제어 전류를 생성하는 적응형 과전류 제한 컨트롤러; 그리고
    상기 과전류 제한(OCL) 제어 전류의 크기에 따라 주파수가 가변되는 발진 전압을 생성하는 오실레이터를 포함하는 모바일 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 컨트롤 루프 회로는:
    벅(Buck) 모드 또는 부스트(Boost) 모드에서의 상기 에러 전압을 생성하는 적어도 하나의 보상기; 그리고
    상기 인덕터 전류의 레벨을 적용한 상기 램프 전압을 생성하는 램프 발생기를 포함하는 모바일 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 컨트롤 루프 회로는 상기 램프 전압의 레벨이 상기 에러 전압에 도달하면 상기 리셋 전압을 생성하는 비교기를 포함하는 모바일 장치.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 적응형 과전류 제한(OCL) 컨트롤러는:
    연속적으로 발생하는 상기 과전류 제한(OCL) 검출 전압의 펄스의 수를 카운트하는 제 1 카운터;
    상기 제 1 카운터의 카운트 값이 임계치에 도달하면 업 전압을 생성하는 제 1 플립플롭;
    연속적으로 발생하는 상기 리셋 전압의 펄스의 수를 카운트하는 제 2 카운터;
    상기 제 2 카운터의 카운트 값이 상기 임계치에 도달하면 다운 전압을 생성하는 제 2 플립플롭; 그리고
    상기 업 전압에 응답하여 카운트-업되고, 상기 다운 전압에 응답하여 카운트-다운되는 업/다운 카운터를 포함하는 모바일 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 적응형 과전류 제한(OCL) 컨트롤러는, 상기 업/다운 카운터의 카운트 값에 따라 가변되는 상기 과전류 제한(OCL) 제어 전류를 생성하는 가변 전류 소스를 더 포함하는 모바일 장치.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 배터리 충전기 집적 회로는:
    상기 리셋 전압과 상기 과전류 제한(OCL) 검출 전압의 논리합 연산을 수행하는 OR 게이트; 그리고
    상기 발진 전압을 셋 입력단으로 수신하고, 상기 OR 게이트의 논리합 연산의 결과를 리셋 입력단으로 수신하여 상기 듀티 전압을 생성하는 SR 래치를 더 포함하는 모바일 장치.
  17. 인덕터 전류를 스위칭하여 배터리를 충전하거나 부하 전류로 제공하는 배터리 충전기 집적 회로의 동작 방법에 있어서:
    부하 전류의 증가를 검출하는 단계;
    상기 부하 전류의 증가의 검출에 응답하여 상기 인덕터 전류의 스위칭을 위한 듀티 전압의 듀티 사이클을 증가시키는 단계;
    상기 인덕터 전류의 레벨이 미리 결정된 과전류 제한 레벨에 도달했는지를 검출하는 단계; 그리고
    상기 인덕터 전류의 레벨이 미리 결정된 과전류 제한 레벨에 연속적으로 도달하는 횟수가 미리 결정된 기준 횟수에 도달하면, 상기 듀티 전압의 스위칭 주파수를 증가시키는 단계를 포함하는 동작 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    증가된 상기 스위칭 주파수 조건에서 상기 인덕터 전류의 레벨을 반영한 램프 전압과 미리 설정된 동작 조건을 벗어나는 경우에 발생하는 에러 전압을 비교하여 리셋 전압을 생성하는 단계를 더 포함하는 동작 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 리셋 전압이 발생하면, 상기 듀티 전압의 스위칭 주파수를 고정시키는 단계를 더 포함하는 동작 방법.
  20. 제 17 항에 있어서,
    리셋 전압이 연속적으로 발생하는 횟수가 미리 결정된 횟수에 도달하면, 상기 스위칭 주파수를 감소시키는 동작 방법.
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