KR20240017438A - 멀티레벨컨버터 제어기 및 전력관리집적회로 - Google Patents

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Abstract

일 실시예는 멀티레벨컨버터를 제어할 때, 입력전압 혹은 출력전압에 비례하는 제1전압과 플라잉캐패시터의 전압에 비례하는 제2전압을 비교하고, 제2전압이 제1전압을 추종하도록 PWM(Pulse Width Modulation)신호생성을 위한 램프신호의 기울기를 조절하는 기술을 제공한다.

Description

멀티레벨컨버터 제어기 및 전력관리집적회로{CONTROLLER FOR MULTI-LEVEL CONVERTER AND POWER MANAGEMENT INTEGRATED CIRCUIT}
본 실시예는 컨버터의 제어에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, 멀티레벨컨버터의 제어에 관한 것이다.
디스플레이장치는 전력관리회로를 포함하고 있다. 전력관리회로는 전력관리집적회로(Power Management Intergrated Circuit), 약자로는 PMIC로 표기되기도 한다.
전력관리집적회로는 상용전력원 혹은 배터리 등으로부터 공급되는 시스템전력을 디스플레이장치에 포함되는 부품들의 특성에 맞도록 변환하여 공급하는 기능을 수행한다. 예를 들어, 전력관리집적회로는 시스템전력의 전압과 부품들의 동작전압이 다른 경우, 시스템전력의 전압을 변환한 후 각 부품들로 공급한다.
전력관리집적회로를 포함하는 컨버터는 멀티레벨컨버터의 형태로 구현될 수 있다. 멀티레벨컨버터는 플라잉캐패시터를 이용하여 인덕터 양단에 걸리는 전압의 레벨을 낮출 수 있고, 이를 통해, 전력변환의 효율을 높일 수 있다.
한편, 멀티레벨컨버터에서 플라잉캐패시터가 일정한 전압레벨을 유지하지 못하는 경우, 전술한 효율의 이점은 사라질 수 있다. 오히려, 인덕터에 공급되는 전압의 스윙 레벨이 증가하면서, 스위치에 걸리는 전압이 증가하여 스위치가 파괴되는 문제가 발생할 수 있다.
이러한 배경에서, 본 실시예의 목적은, 멀티레벨컨버터에서 플라잉캐패시터의 전압을 일정한 수준으로 유지시키는 기술을 제공하는 것이다.
전술한 목적을 달성하기 위하여, 일 실시예는, 복수의 스위치들을 포함하는 멀티레벨컨버터의 출력전압에 비례하는 피드백전압과 레퍼런스전압의 차이에 따라 에러신호를 생성하는 에러신호생성기; 램프(ramp)신호를 생성하는 램프신호생성기; 상기 출력전압에 비례하는 제1전압과 플라잉캐패시터의 전압에 비례하는 제2전압의 차이에 따라 상기 램프신호의 기울기를 조절하는 램프신호조절기; 상기 램프신호에 기반하여 생성되는 쏘(SAW)신호와 상기 에러신호를 비교하여 상기 스위치들 중 제1스위치를 제어할 PWM(Pulse Width Modulation)신호를 생성하는 PWM신호생성기를 포함하는 멀티레벨컨버터 제어기를 제공한다.
상기 스위치들은 직렬로 연결되고, 상기 스위치들의 중앙노드로 인덕터가 연결되며, 상기 플라잉캐패시터가 상기 중앙노드에 인접한 두 개의 스위치들에 병렬로 연결될 수 있다.
다른 실시예는, 멀티레벨컨버터에 포함되고, 서로 직렬로 연결되는 제1스위치, 제2스위치, 제3스위치 및 제4스위치; 및 제1램프(ramp)신호를 생성하고, 상기 멀티레벨컨버터의 출력전압에 비례하는 제1전압과 플라잉캐패시터의 전압에 비례하는 제2전압의 차이에 따라 상기 제1램프신호의 기울기를 조절하며, 상기 제1램프신호에 기반하여 생성되는 제1쏘(SAW)신호에 따라 상기 제1스위치를 제어할 제1PWM(Pulse Width Modulation)신호를 생성하는 제어기를 포함하는 전력관리집적회로를 제공한다.
상기 제어기는, 상기 제1램프신호와 180도 위상차를 가지는 제2램프신호를 생성하고, 상기 제1전압과 상기 제2전압의 차이에 따라 상기 제2램프신호의 기울기를 조절하며, 상기 제2램프신호에 기반하여 생성되는 제2쏘신호에 따라 상기 제2스위치를 제어할 제2PWM신호를 생성할 수 있다.
상기 제어기는, 상기 제1전압이 상기 제2전압보다 큰 경우, 상기 제1램프신호의 기울기를 낮추고, 상기 제2램프신호의 기울기를 높일 수 있다.
또 다른 실시예는, 복수의 스위치들을 포함하는 멀티레벨컨버터의 출력전압에 비례하는 피드백전압과 레퍼런스전압의 차이에 따라 에러신호를 생성하는 에러신호생성기; 램프(ramp)신호를 생성하는 램프신호생성기; 상기 멀티레벨컨버터의 입력전압에 비례하는 제1전압과 플라잉캐패시터의 전압에 비례하는 제2전압의 차이에 따라 상기 램프신호의 기울기를 조절하는 램프신호조절기; 상기 램프신호에 기반하여 생성되는 쏘(SAW)신호와 상기 에러신호를 비교하여 상기 스위치들 중 제1스위치를 제어할 PWM(Pulse Width Modulation)신호를 생성하는 PWM신호생성기를 포함하는 멀티레벨컨버터 제어기를 제공한다.
상기 스위치들은 직렬로 연결되고, 상기 스위치들의 중앙노드로 인덕터가 연결되며, 상기 플라잉캐패시터가 상기 중앙노드에 인접한 두 개의 스위치들에 병렬로 연결되며, 상기 스위치들의 일측으로 그라운드전압이 공급되고, 상기 스위치들의 타측으로 상기 입력전압이 공급될 수 있다.
상기 제1전압은 상기 입력전압을 0.5배로 센싱한 전압이고, 상기 제2전압은 상기 플라잉캐패시터의 전압을 1배로 센싱한 전압일 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 실시예에 의하면, 간단한 회로를 통해 플라잉캐패시터의 전압을 일정한 수준으로 유지시킬 수 있다. 본 실시예에 의하면, 3-레벨 부스트컨버터의 경우, 플라잉캐패시터의 전압을 출력전압의 1/2 수준으로 유지시킬 수 있다. 그리고, 본 실시예에 의하면, 3-레벨 벅컨버터의 경우, 플라잉캐패시터의 전압을 입력전압의 1/2 수준으로 유지시킬 수 있다.
도 1은 3-레벨 부스트컨버터의 구성도이다.
도 2는 3-레벨 부스트컨버터에서의 인덕터전류와 인덕터노드의 전압의 파형을 나타내는 도면이다.
도 3은 일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터의 구성도이다.
도 4a 내지 도 4d는 일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터의 제1예시 동작을 나타내는 도면이다.
도 5는 제1예시 동작에서의 멀티레벨컨버터의 주요 파형을 나타내는 도면이다.
도 6은 제1예시 동작에서 균형점을 찾아가는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 7a 내지 도 7d는 일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터의 제2예시 동작을 나타내는 도면이다.
도 8은 제2예시 동작에서의 멀티레벨컨버터의 주요 파형을 나타내는 도면이다.
도 9는 제2예시 동작에서 균형점을 찾아가는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 전압제어되는 멀티레벨컨버터의 제어기 구성도이다.
도 11은 도 10의 예시에서 멀티레벨컨버터가 균형점을 찾아가는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 3-레벨 벅컨버터의 구성도이다.
도 1은 3-레벨 부스트컨버터의 구성도이다.
도 1을 참조하면, 3-레벨 부스트컨버터는 직렬로 연결되는 4개의 스위치들(111, 112, 113, 114), 플라잉캐패시터(120), 출력캐패시터(130) 및 인덕터(101) 등을 포함할 수 있다.
인덕터(101)의 일측은 입력전압(VIN)과 연결될 수 있고, 인덕터(101)의 타측은 4개의 스위치들(111, 112, 113, 114)의 중앙노드와 연결될 수 있다. 여기서, 인덕터(101)가 연결되는 노드(중앙노드)를 인덕터노드라고 부르기도 한다. 이하에서는 설명의 편의를 위해 해당 노드를 인덕터노드로 호칭한다.
제1스위치(111)는 플라잉캐패시터(120)의 음극단자와 그라운드 사이에 배치되고, 제2스위치(112)는 인덕터노드와 플라잉캐패시터(120)의 음극단자 사이에 배치될 수 있다. 그리고, 제3스위치(113)는 플라잉캐패시터(120)의 양극단자와 인덕터노드 사이에 배치될 수 있고, 제4스위치(114)는 출력캐패시터(130)와 플라잉캐패시터(120)의 양극단자 사이에 배치될 수 있다. 이러한 배치에 따라, 플라잉캐패시터(120)는 제2스위치(112) 및 제3스위치(113)와 병렬로 연결된다.
인덕터(101)의 일측으로는 입력전압(VIN)이 공급되고, 타측으로는 인덕터노드의 전압(LX)이 공급될 수 있다.
스위치들(111, 112, 113, 114)에 대한 제어에 따라 인덕터노드 전압(LX)은 4가지 유형의 전압이 될 수 있다. 제1스위치(111)와 제2스위치(112)가 온(ON)되고, 제3스위치(113)와 제4스위치(114)가 오프(OFF)되면 인덕터노드 전압(LX)은 그라운드 전압(제1유형전압)이 될 수 있다. 그리고, 제1스위치(111)와 제3스위치(113)가 온(ON)되고, 제2스위치(112)와 제4스위치(114)가 오프(OFF)되면 인덕터노드 전압(LX)은 플라잉캐패시터 전압(Vcf, 제2유형전압)이 될 수 있다. 그리고, 제2스위치(112)와 제4스위치(114)가 온(ON)되고 제1스위치(111)와 제3스위치(113)가 오프(OFF)되면 인덕터노드 전압(LX)은 출력전압에서 플라잉캐패시터 전압을 차감한 전압(VOUT-Vcf, 제3유형전압)이 될 수 있다. 그리고, 제3스위치(113)와 제4스위치(114)가 온(ON)되고, 제1스위치(111)와 제2스위치(112)가 오프(OFF)되면 인덕터노드 전압(LX)은 출력전압(VOUT)이 될 수 있다.
3-레벨 부스트컨버터는 입력전압 대비 출력전압의 비율에 따라, 전술한 4가지 유형의 전압 중 3가지 유형의 전압이 인덕터노드에 나타나도록 스위치들(111, 112, 113, 114)을 제어할 수 있다. 일 예로, 3-레벨 부스트컨버터는 제1유형전압, 제2유형전압 및 제3유형전압이 인덕터노드에 나타나도록 스위치들(111, 112, 113, 114)을 제어할 수 있다. 그리고, 다른 예로, 3-레벨 부스트컨버터는 제2유형전압, 제3유형전압 및 제4유형전압이 인덕터노드에 나타나도록 스위치들(111, 112, 113, 114)을 제어할 수 있다.
한편, 제2유형전압 및 제3유형전압은 실질적으로 유사한 전압레벨을 가질 수 있다. 예를 들어, 플라잉캐패시터 전압(Vcf)이 출력전압(VOUT)의 1/2이 된다면, 제2유형전압 및 제3유형전압은 모두 VOUT/2이 될 수 있다. 이렇게 되면, 3-레벨 부스트컨버터에서 인덕터노드에는 실질적으로 2가지 전압레벨만 나타날 수 있고, 인덕터전류(IL)는 균형있게 제어될 수 있다. 그러나, 제2유형전압과 제3유형전압이 많이 다른 전압레벨을 가진다면, 인덕터노드의 전압(LX)이 크게 스윙하면서 인덕터전류(IL)의 균형이 깨지고 전력변환의 효율도 나빠질 수 있다.
도 2는 3-레벨 부스트컨버터에서의 인덕터전류와 인덕터노드의 전압의 파형을 나타내는 도면이다.
도 2에서 좌측에 도시된 파형은 플라잉캐패시터 전압이 출력전압의 1/2을 유지하지 못해 제2유형전압과 제3유형전압이 많이 다른 전압레벨을 가질 때의 파형이고, 도 2에서 우측에 도시된 파형은 플라잉캐패시터 전압이 출력전압의 1/2을 유지하면서 제2유형전압과 제3유형전압이 실질적으로 유사한 전압레벨을 가질 때의 파형이다.
도 2를 참조하면, 플라잉캐패시터 전압이 출력전압의 1/2을 유지하지 못하는 경우, 인덕터노드 전압(LX)과 인덕터전류(IL)의 변동폭이 증가하는 것을 알 수 있다. 인덕터노드 전압(LX)과 인덕터전류(IL)의 변동폭이 증가하면 전력변환 효율이 낮아지고 스위치에 걸리는 전압이 증가하여 스위치가 파괴되는 문제가 발생할 수 있다.
이러한 문제를 해결하기 위해 일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터는 플라잉캐패시터의 전압레벨을 센싱하고 플라잉캐패시터의 전압레벨에 따라 각 스위치에 대한 제어듀티를 조절하는 기술을 제공한다.
도 3은 일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터의 구성도이다.
도 3을 참조하면, 멀티레벨컨버터(300)는 파워스테이지와 제어기를 포함할 수 있다.
파워스테이지는 상대적으로 큰 전력이 처리되는 회로로서, 인덕터(301), 복수의 스위치들(S1~S4), 플라잉캐패시터(320) 및 출력캐패시터(330) 등을 포함할 수 있다. 제어기는 상대적으로 작은 전력의 신호들이 처리되는 회로로서, 전술한 파워스테이지 이외의 부분이 이에 해당될 수 있다. 복수의 스위치들(S1~S4)과 제어기는 하나의 집적회로로 구현될 수 있다. 이러한 집적회로를 전력관리집적회로라고 부르기도 한다.
복수의 스위치들(S1~S4)은 직렬로 연결될 수 있다. 제1스위치(S1)에 직렬로 제2스위치(S2)가 연결되고, 제2스위치(S2)에 직렬로 제3스위치(S3)가 연결되고, 제3스위치(S3)에 직렬로 제4스위치(S4)가 연결될 수 있다.
제2스위치(S2)와 제3스위치(S3)의 접점노드를 인덕터노드라고 할 때, 인덕터(301)의 일측은 입력전압(VIN)과 연결되고, 인덕터(301)의 타측은 인덕터노드와 연결될 수 있다.
제1스위치(S1)는 플라잉캐패시터(320)의 음극단자와 그라운드 사이에 배치될 수 있다. 그리고, 제2스위치(S2)는 인덕터노드와 플라잉캐패시터(320)의 음극단자 사이에 배치될 수 있다. 그리고, 제3스위치(S3)는 플라잉캐패시터(320)의 양극단자와 인덕터노드 사이에 배치될 수 있다. 그리고, 제4스위치(S4)는 출력전압(VOUT)이 형성되는 출력캐패시터(330)와 플라잉캐패시터(320)의 양극단자 사이에 배치될 수 있다. 이러한 배치에 따라, 플라잉캐패시터(320)는 제2스위치(S2) 및 제3스위치(S3)와 병렬연결되게 된다.
제어기는 복수의 센서들을 포함할 수 있다.
제어기는 인덕터전류(IL)를 센싱하는 전류센서(350)를 포함할 수 있다. 전류센서(350)는 인덕터전류(IL)를 센싱하고 인덕터전류(IL)에 대응되는 제1전류센싱신호(Isense0)를 생성할 수 있다. 그리고, 전류센서(350)는 제1전류센싱신호(Isense0)와 180도 위상차를 가지는 제2전류센싱신호(Isense180)를 생성할 수 있다.
제어기는 복수의 저항들을 이용하여 출력전압(VOUT)을 센싱할 수 있다. 예를 들어, 제어기는 제1피드백저항(341) 및 제2피드백저항(342)을 이용하여 출력전압(VOUT)을 센싱하고, 출력전압(VOUT)에 비례하는 피드백전압(FB)을 생성할 수 있다.
제어기는 전압센서들을 포함할 수 있다. 전압센서들 중 제1전압센서(361b)는 출력전압(VOUT)을 0.5배의 비율로 센싱하여 제1전압을 생성할 수 있다. 그리고, 전압센서들 중 제2전압센서(361a)는 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)을 1배의 비율로 센싱하여 제2전압을 생성할 수 있다.
제어기는 에러신호생성기(365)를 포함할 수 있다. 에러신호생성기(365)는 피드백전압(FB)과 레퍼런스전압(VREF)의 차이에 따라 에러신호(COMP)를 생성할 수 있다. 에러신호생성기(365)의 마이너스입력단자로는 피드백전압(FB)이 입력되고, 플러스입력단자로는 레퍼런스전압(VREF)이 입력될 수 있다. 에러신호생성기(365)는 에러앰프를 포함하고 있어서 레퍼런스전압(VREF)과 피드백전압(FB)의 차이에 비례하는 신호가 에러신호(COMP)로 출력될 수 있다.
에러신호생성기(365)의 출력단자에는 보상회로가 연결될 수 있는데, 보상회로에는 보상저항(381), 보상캐패시터(382) 등이 포함될 수 있고, 이러한 보상저항(381), 보상캐패시터(382)의 임피던스 크기에 따라 제어루프의 루프게인이 결정될 수 있다.
제어기는 제1쏘신호생성기와 제2쏘신호생성기를 포함할 수 있다.
제1쏘신호생성기는 제1쏘(SAW)신호(ILC0)를 생성할 수 있고, 제1램프신호생성기(363a)와 제1신호합성기(364a)를 포함할 수 있다. 제2쏘신호생성기는 제2쏘신호(ILC180)를 생성할 수 있고, 제2램프신호생성기(363b)와 제2신호합성기(364b)를 포함할 수 있다.
제1램프신호생성기(363a)는 제1램프신호를 생성할 수 있다. 제1램프신호는 일 주기 내에서 시간의 흐름에 따라 점차적으로 증가하는 신호일 수 있다. 제1쏘신호생성기는 제1램프신호에 기반하여 제1쏘신호(ILC0)를 생성할 수 있다.
제1신호합성기(364a)는 제1램프신호와 제1전류센싱신호(Isense0)를 합성하여 제1쏘신호(ILC0)를 생성할 수 있다.
제2램프신호생성기(363b)는 제2램프신호를 생성할 수 있다. 제2램프신호는 일 주기 내에서 시간의 흐름에 따라 점차적으로 증가하는 신호이고, 제1램프신호와 180도의 위상차를 가질 수 있다. 제2쏘신호생성기는 제2램프신호에 기반하여 제2쏘신호(ILC180)를 생성할 수 있다.
제2신호합성기(364b)는 제2램프신호와 제2전류센싱신호(Isense180)를 합성하여 제2쏘신호(ILC180)를 생성할 수 있다.
제어기는 제1PWM신호생성기(366a)와 제2PWM신호생성기(366b)를 포함할 수 있다.
제1PWM신호생성기(366a)는 에러신호(COMP)와 제1쏘신호(ILC0)를 비교하여 제1PWM(Pulse Width Modulation)신호(PWM0)를 생성할 수 있다. 그리고, 제2PWM신호생성기(366b)는 에러신호(COMP)와 제2쏘신호(ILC180)를 비교하여 제2PWM신호(PWM180)를 생성할 수 있다.
제어기는 게이트제어기를 포함할 수 있다.
게이트제어기는 PWM신호(PWM0, PWM180)에 따라 게이트신호(GC0, GC180)를 생성하고, 게이트신호(GC0, GC180)를 스위치들의 게이트로 송신할 수 있다.
게이트제어기는 제1게이트신호생성기(367a), 제2게이트신호생성기(367b) 및 PWM제어기(370) 등을 포함할 수 있다.
제1게이트신호생성기(367a)는 제1셋신호(SET0)에 따라 제1게이트신호(GC0)의 라이징에지를 형성하고 제1PWM신호(PWM0)의 라이징에지에 따라 제1게이트신호(GC0)의 폴링에지를 형성할 수 있다.
제2게이트신호생성기(367b)는 제2셋신호(SET180)에 따라 제2게이트신호(GC180)의 라이징에지를 형성하고 제2PWM신호(PWM180)의 라이징에지에 따라 제2게이트신호(GC180)의 폴링에지를 형성할 수 있다. 제2셋신호(SET180)는 제1셋신호(SET0)와 180도의 위상차를 가질 수 있다.
PWM제어기(370)는 제1게이트신호(GC0)를 제1스위치(S1)의 게이트로 송신하여 제1스위치(S1)의 온오프를 제어할 수 있다. 그리고, PWM제어기(370)는 제1PWM신호(PWM0)의 반전신호에 따라 제4스위치(S4)를 제어할 수 있는데, 신호적으로 보면, 제1게이트신호(GC0)의 반전신호를 제4스위치(S4)의 게이트로 송신하여 제4스위치(S4)의 온오프를 제어할 수 있다.
PWM제어기(370)는 제2게이트신호(GC180)를 제2스위치(S2)의 게이트로 송신하여 제2스위치(S2)의 온오프를 제어할 수 있다. 그리고, PWM제어기(370)는 제2PWM신호(PWM180)의 반전신호에 따라 제3스위치(S3)를 제어할 수 있는데, 신호적으로 보면, 제2게이트신호(GC180)의 반전신호를 제3스위치(S3)의 게이트로 송신하여 제3스위치(S3)의 온오프를 제어할 수 있다.
제어기는 램프신호조절기(362)를 포함할 수 있다.
램프신호조절기(362)는 출력전압(VOUT)에 비례하는 제1전압과 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)에 비례하는 제2전압의 차이에 따라 제1램프신호와 제2램프신호의 기울기를 조절할 수 있다.
램프신호조절기(362)는 제1전압과 제2전압의 차이에 따라 제1제어신호(Vref0)와 제2제어신호(Vref180)를 생성할 수 있다.
제1제어신호(Vref0)는 제1램프신호생성기(363a)로 전달될 수 있고, 제1램프신호생성기(363a)는 제1제어신호(Vref0)에 따라 제1램프신호의 기울기를 조절할 수 있다. 제2제어신호(Vref180)는 제2렘프신호생성기(363b)로 전달될 수 있고, 제2램프신호생성기(363b)는 제2제어신호(Vref180)에 따라 제2램프신호의 기울기를 조절할 수 있다. 제1램프신호생성기(363a)와 제2램프신호생성기(363b)는 캐패시터와 전류소스를 포함하고 있으며, 전류소스에서 전달되는 전류를 캐패시터에 적분시켜 제1램프신호와 제2램프신호를 생성할 수 있다. 이러한 구조에서, 제1램프신호생성기(363a)와 제2램프신호생성기(363b)는 전류소스에서 생성되는 전류량을 조절하여 제1램프신호와 제2램프신호의 기울기를 조절할 수 있다.
도 4a 내지 도 4d는 일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터의 제1예시 동작을 나타내는 도면이고, 도 5는 제1예시 동작에서의 멀티레벨컨버터의 주요 파형을 나타내는 도면이다.
멀티레벨컨버터는 3-레벨 부스트타입 컨버터에서 제어듀티가 0.5보다 작을 때, 제1예시와 같은 동작을 수행할 수 있다.
제1예시에서 멀티레벨컨버터는 제1스테이트, 제2스테이트, 제3스테이트 및 제4스테이트의 동작을 순차적으로 수행한다. 그리고, 매 주기마다 제1스테이트, 제2스테이트, 제3스테이트 및 제4스테이트의 동작이 반복해서 수행된다.
제1스테이트에서 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)가 턴온되고, 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)가 턴오프될 수 있다. 제1스위치(S1)와 제4스위치(S4)는 서로 반대로 동작하고, 제2스위치(S2)와 제3스위치(S3)는 서로 반대로 동작할 수 있다.
제1스테이트에서 인덕터노드전압(LX)은 출력전압(VOUT)과 같을 수 있고, 인덕터(602) 양단에는 입력전압(VIN)과 출력전압(VOUT)이 공급되면서 인덕터전류(IL)가 감소할 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터(630)는 플로팅 상태가 되기 때문에 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)은 변동되지 않을 수 있다.
제2스테이트에서 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)가 턴온되고, 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)가 턴오프될 수 있다.
제2스테이트에서 인덕터노드전압(LX)은 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)과 같을 수 있고, 인덕터(602) 양단에는 입력전압(VIN)과 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 공급되면서 인덕터전류(IL)가 증가할 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터(630)의 양극단자로 인덕터전류(IL)가 흐르면서 플라잉캐패시터(630)가 충전되고, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)은 상승할 수 있다. 이 시구간을 플라잉캐패시터 충전구간(Tcharge)이라고 부르기도 한다.
제3스테이트에서 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)가 턴온되고, 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)가 턴오프될 수 있다.
제3스테이트에서 인덕터노드전압(LX)은 출력전압(VOUT)과 같을 수 있고, 인덕터(602) 양단에는 입력전압(VIN)과 출력전압(VOUT)이 공급되면서 인덕터전류(IL)가 감소할 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터(630)는 플로팅 상태가 되기 때문에 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)은 변동되지 않을 수 있다.
제4스테이트에서 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)가 턴온되고, 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)가 턴오프될 수 있다.
제4스테이트에서 인덕터노드전압(LX)은 출력전압(VOUT)에서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)을 차감한 전압(VOUT-Vcf)와 같을 수 있고, 인덕터(602) 양단에는 입력전압(VIN)과 VOUT-Vcf 전압이 공급되면서 인덕터전류(IL)가 증가할 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터(630)의 음극단자로 인덕터전류(IL)가 흐르면서 플라잉캐패시터(630)가 방전되고, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)은 감소할 수 있다. 이 시구간을 플라잉캐패시터 방전구간(Tdischarge)이라고 부르기도 한다.
제2스테이트와 제4스테이트에서 인덕터노드전압(LX)이 실질적으로 동일한 값을 가지게 되면 멀티레벨컨버터는 한 주기에서 균형적으로 동작할 수 있다. 제1예시에서 보면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압(VOUT)의 1/2일 때, 이와 같이 될 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터 충전구간(Tcharge)과 플라잉캐패시터 방전구간(Tdischarge)의 길이가 같으면 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 일정 레벨을 유지할 수 있다. 그런데, 여러가지 요인에 의해 이러한 균형점이 깨질 수 있다. 예를 들어, 플라잉캐패시터 충전구간(Tcharge)과 플라잉캐패시터 방전구간(Tdischarge)의 길이가 달라지면 균형점이 깨질 수 있다. 그리고, 제2스테이트와 제4스테이트에서 플라잉캐패시터를 충방전시키는 인덕터전류의 크기가 달라지면 균형점이 깨질 수 있다.
일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터는 균형점이 깨졌을 때, 이를 복구하기 위해 램프신호의 기울기를 조절할 수 있다.
도 6은 제1예시 동작에서 균형점을 찾아가는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 6에서 제1시점(T1) 이전에는 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태이고, 제1시점(T2) 이후에는 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태이다.
도 6을 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태에서 제1제어신호(Vref0)는 기준전압(Vcm)보다 낮은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제1제어신호(Vref0)에 따라 제어되는 제1램프신호의 기울기는 낮춰질 수 있다. 도 6에는 제1램프신호에 따라 생성되는 제1쏘신호(ILC0)가 도시되어 있는데, 제1시점(T1) 이전에는 제1쏘신호(ILC0)의 기울기가 낮아지는 것을 확인할 수 있다. 제1쏘신호(ILC0)의 기울기가 낮춰지면서, 제1게이트신호(GC0)의 제어듀티가 증가하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 충전구간이 길어지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 더 상승할 수 있게 된다.
도 6을 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태에서 제2제어신호(Vref180)는 기준전압(Vcm)보다 높은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제2제어신호(Vref180)에 따라 제어되는 제2램프신호의 기울기는 높아질 수 있다. 도 6에는 제2램프신호에 따라 생성되는 제2쏘신호(ILC180)가 도시되어 있는데, 제1시점(T1) 이전에는 제2쏘신호(ILC180)의 기울기가 높아지는 것을 확인할 수 있다. 제2쏘신호(ILC180)의 기울기가 높아지면서, 제2게이트신호(GC180)의 제어듀티가 감소하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 방전구간이 짧아지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 덜 감소할 수 있게 된다.
도 6을 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태에서 제1제어신호(Vref0)는 기준전압(Vcm)보다 높은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제1제어신호(Vref0)에 따라 제어되는 제1램프신호의 기울기는 높아질 수 있다. 도 6에는 제1램프신호에 따라 생성되는 제1쏘신호(ILC0)가 도시되어 있는데, 제1시점(T1) 이후에는 제1쏘신호(ILC0)의 기울기가 높아지는 것을 확인할 수 있다. 제1쏘신호(ILC0)의 기울기가 높아지면서, 제1게이트신호(GC0)의 제어듀티가 감소하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 충전구간이 짧아지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 덜 상승할 수 있게 된다.
도 6을 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태에서 제2제어신호(Vref180)는 기준전압(Vcm)보다 낮은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제2제어신호(Vref180)에 따라 제어되는 제2램프신호의 기울기는 낮아질 수 있다. 도 6에는 제2램프신호에 따라 생성되는 제2쏘신호(ILC180)가 도시되어 있는데, 제1시점(T1) 이후에는 제2쏘신호(ILC180)의 기울기가 낮아지는 것을 확인할 수 있다. 제2쏘신호(ILC180)의 기울기가 낮아지면서, 제2게이트신호(GC180)의 제어듀티가 증가하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 방전구간이 길어지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 더 감소할 수 있게 된다.
이와 같은 과정을 통해 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT) 수준으로 유지될 수 있게 된다.
도 7a 내지 도 7d는 일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터의 제2예시 동작을 나타내는 도면이고, 도 8은 제2예시 동작에서의 멀티레벨컨버터의 주요 파형을 나타내는 도면이다.
멀티레벨컨버터는 3-레벨 부스트타입 컨버터에서 제어듀티가 0.5보다 클 때, 제2예시와 같은 동작을 수행할 수 있다.
제2예시에서 멀티레벨컨버터는 제1스테이트, 제2스테이트, 제3스테이트 및 제4스테이트의 동작을 순차적으로 수행한다. 그리고, 매 주기마다 제1스테이트, 제2스테이트, 제3스테이트 및 제4스테이트의 동작이 반복해서 수행된다.
제1스테이트에서 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)가 턴온되고, 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)가 턴오프될 수 있다. 제1스위치(S1)와 제4스위치(S4)는 서로 반대로 동작하고, 제2스위치(S2)와 제3스위치(S3)는 서로 반대로 동작할 수 있다.
제1스테이트에서 인덕터노드전압(LX)은 그라운드 전압과 같을 수 있고, 인덕터(602) 양단에는 입력전압(VIN)과 그라운드 전압이 공급되면서 인덕터전류(IL)가 증가할 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터(630)는 플로팅 상태가 되기 때문에 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)은 변동되지 않을 수 있다.
제2스테이트에서 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)가 턴온되고, 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)가 턴오프될 수 있다.
제2스테이트에서 인덕터노드전압(LX)은 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)과 같을 수 있고, 인덕터(602) 양단에는 입력전압(VIN)과 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 공급되면서 인덕터전류(IL)가 감소할 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터(630)의 양극단자로 인덕터전류(IL)가 흐르면서 플라잉캐패시터(630)가 충전되고, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)은 상승할 수 있다. 이 시구간을 플라잉캐패시터 충전구간(Tcharge)이라고 부르기도 한다.
제3스테이트에서 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)가 턴온되고, 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)가 턴오프될 수 있다.
제3스테이트에서 인덕터노드전압(LX)은 그라운드 전압과 같을 수 있고, 인덕터(602) 양단에는 입력전압(VIN)과 그라운드 전압이 공급되면서 인덕터전류(IL)가 증가할 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터(630)는 플로팅 상태가 되기 때문에 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)은 변동되지 않을 수 있다.
제4스테이트에서 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)가 턴온되고, 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)가 턴오프될 수 있다.
제4스테이트에서 인덕터노드전압(LX)은 출력전압(VOUT)에서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)을 차감한 전압(VOUT-Vcf)과 같을 수 있고, 인덕터(602) 양단에는 입력전압(VIN)과 VOUT-Vcf 전압이 공급되면서 인덕터전류(IL)가 감소할 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터(630)의 음극단자로 인덕터전류(IL)가 흐르면서 플라잉캐패시터(630)가 방전되고, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)은 감소할 수 있다. 이 시구간을 플라잉캐패시터 방전구간(Tdischarge)이라고 부르기도 한다.
제2스테이트와 제4스테이트에서 인덕터노드전압(LX)이 실질적으로 동일한 값을 가지게 되면 멀티레벨컨버터는 한 주기에서 균형적으로 동작할 수 있다. 제2예시에서 보면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압(VOUT)의 1/2일 때, 이와 같이 될 수 있다. 그리고, 플라잉캐패시터 충전구간(Tcharge)과 플라잉캐패시터 방전구간(Tdischarge)의 길이가 같으면 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 일정 레벨을 유지할 수 있다. 그런데, 여러가지 요인에 의해 이러한 균형점이 깨질 수 있다. 예를 들어, 플라잉캐패시터 충전구간(Tcharge)과 플라잉캐패시터 방전구간(Tdischarge)의 길이가 달라지면 균형점이 깨질 수 있다. 그리고, 제2스테이트와 제4스테이트에서 플라잉캐패시터를 충방전시키는 인덕터전류의 크기가 달라지면 균형점이 깨질 수 있다.
일 실시예에 따른 멀티레벨컨버터는 균형점이 깨졌을 때, 이를 복구하기 위해 램프신호의 기울기를 조절할 수 있다.
도 9는 제2예시 동작에서 균형점을 찾아가는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 9에서 제2시점(T2) 이전에는 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태이고, 제2시점(T2) 이후에는 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태이다.
도 9를 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태에서 제1제어신호(Vref0)는 기준전압(Vcm)보다 낮은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제1제어신호(Vref0)에 따라 제어되는 제1램프신호의 기울기는 낮춰질 수 있다. 도 9에는 제1램프신호에 따라 생성되는 제1쏘신호(ILC0)가 도시되어 있는데, 제2시점(T2) 이전에는 제1쏘신호(ILC0)의 기울기가 낮아지는 것을 확인할 수 있다. 제1쏘신호(ILC0)의 기울기가 낮춰지면서, 제1게이트신호(GC0)의 제어듀티가 증가하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 방전구간이 짧아지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 덜 감소할 수 있게 된다.
도 9를 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태에서 제2제어신호(Vref180)는 기준전압(Vcm)보다 높은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제2제어신호(Vref180)에 따라 제어되는 제2램프신호의 기울기는 높아질 수 있다. 도 9에는 제2램프신호에 따라 생성되는 제2쏘신호(ILC180)가 도시되어 있는데, 제2시점(T2) 이전에는 제2쏘신호(ILC180)의 기울기가 높아지는 것을 확인할 수 있다. 제2쏘신호(ILC180)의 기울기가 높아지면서, 제2게이트신호(GC180)의 제어듀티가 감소하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 충전구간이 길어지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 더 상승할 수 있게 된다.
도 9를 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태에서 제1제어신호(Vref0)는 기준전압(Vcm)보다 높은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제1제어신호(Vref0)에 따라 제어되는 제1램프신호의 기울기는 높아질 수 있다. 도 9에는 제1램프신호에 따라 생성되는 제1쏘신호(ILC0)가 도시되어 있는데, 제2시점(T2) 이후에는 제1쏘신호(ILC0)의 기울기가 높아지는 것을 확인할 수 있다. 제1쏘신호(ILC0)의 기울기가 높아지면서, 제1게이트신호(GC0)의 제어듀티가 감소하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 방전구간이 길어지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 더 감소할 수 있게 된다.
도 9를 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태에서 제2제어신호(Vref180)는 기준전압(Vcm)보다 낮은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제2제어신호(Vref180)에 따라 제어되는 제2램프신호의 기울기는 낮아질 수 있다. 도 9에는 제2램프신호에 따라 생성되는 제2쏘신호(ILC180)가 도시되어 있는데, 제2시점(T2) 이후에는 제2쏘신호(ILC180)의 기울기가 낮아지는 것을 확인할 수 있다. 제2쏘신호(ILC180)의 기울기가 낮아지면서, 제2게이트신호(GC180)의 제어듀티가 증가하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 충전구간이 짧아지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 덜 상승할 수 있게 된다.
이와 같은 과정을 통해 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT) 수준으로 유지될 수 있게 된다.
이러한 일 실시예의 개념은 멀티레벨컨버터가 전류제어되는 경우 뿐만 아니라 전압제어되는 경우에도 마찬가지로 적용될 수 있다.
도 10은 전압제어되는 멀티레벨컨버터의 제어기 구성도이다.
도 10을 참조하면, 멀티레벨컨버터 제어기(1000)는 복수의 센서들(361a, 361b), 제1램프신호생성기(1010a), 제2램프신호생성기(1010b), 에러신호생성기(365), 제1PWM신호생성기(366a), 제2PWM신호생성기(366b), 제1게이트신호생성기(367a), 제2게이트신호생성기(367b), PWM제어기 및 램프신호조절기(362) 등을 포함할 수 있다. 도 3을 참조하여 설명한 구성들은 생략하고, 이하에서는 제1램프신호생성기(1010a) 및 제2램프신호생성기(1010b)를 중심으로 설명한다.
제1램프신호생성기(1010a)는 제1램프신호(Vramp0)를 생성할 수 있다. 제1램프신호(Vramp0)는 일 주기 내에서 시간의 흐름에 따라 점차적으로 증가하는 신호일 수 있다. 그리고, 제2램프신호생성기(1010b)는 제2램프신호(Vramp180)를 생성할 수 있다. 제2램프신호(Vramp180)는 일 주기 내에서 시간의 흐름에 따라 점차적으로 증가하는 신호이고, 제1램프신호(Vramp0)와 180도의 위상차를 가질 수 있다.
도 10에 도시된 실시예에서는 제1램프신호(Vramp0)가 제1쏘신호와 동일한 신호이고, 제2램프신호(Vramp180)가 제2쏘신호와 동일한 신호일 수 있다.
제1램프신호생성기(1010a)와 제2램프신호생성기(1010b)는 캐패시터와 전류소스를 포함할 수 있다.
예를 들어, 제1램프신호생성기(1010a)는 제1캐패시터(1013a)와 제1전류소스(1012a)를 포함할 수 있다. 제1캐패시터(1013a)와 병렬되도록 리셋스위치(1014a)가 배치될 수 있다. 리셋스위치(1014a)는 제1셋신호(SET0)에 따라 온되면서 제1캐패시터(1013a)의 전압을 리셋시킬 수 있다. 제1캐패시터(1013a)는 제1전류소스(1012a)에서 출력되는 전류에 의해 충전될 수 있고, 그 전압은 적분의 형태로 일정하게 증가할 수 있다.
램프신호조절기(362)에서 출력되는 제1제어신호(Vref0)는 제1전압전류컨버터(1011a)에서 전류로 변환된 후 제1전류소스(1012a)로 전달될 수 있다. 그리고, 제1전류소스(1012a)는 제1제어신호(Vref0)에 따라 출력되는 전류의 크기를 조절하면서 제1램프신호(Vramp0)의 기울기를 조절할 수 있다.
도면에는 도시되지 않았지만 제2램프신호생성기(1010b)도 실질적으로 동일한 구성을 포함하고 있으면서 실질적으로 동일하게 작동될 수 있다.
도 11은 도 10의 예시에서 멀티레벨컨버터가 균형점을 찾아가는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 11을 참조하면, 제3시점(T3) 이전에는 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태이고, 제3시점(T3) 이후에는 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태이다.
도 11을 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태에서 제1제어신호(Vref0)는 기준전압(Vcm)보다 낮은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제1제어신호(Vref0)에 따라 제어되는 제1램프신호(Vramp0)의 기울기는 낮춰질 수 있다. 도 11에서 제3시점(T3) 이전에는 제1램프신호(Vramp0)의 기울기가 낮아지는 것을 확인할 수 있다. 제1램프신호(Vramp0)의 기울기가 낮춰지면서, 제1게이트신호(GC0)의 제어듀티가 증가하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 방전구간이 짧아지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 덜 감소할 수 있게 된다.
도 11을 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 낮은 상태에서 제2제어신호(Vref180)는 기준전압(Vcm)보다 높은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제2제어신호(Vref180)에 따라 제어되는 제2램프신호(Vramp180)의 기울기는 높아질 수 있다. 도 11에서 제3시점(T3) 이전에는 제2램프신호(Vramp180)의 기울기가 높아지는 것을 확인할 수 있다. 제2램프신호(Vramp180)의 기울기가 높아지면서, 제2게이트신호(GC180)의 제어듀티가 감소하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 충전구간이 길어지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 더 상승할 수 있게 된다.
도 11을 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태에서 제1제어신호(Vref0)는 기준전압(Vcm)보다 높은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제1제어신호(Vref0)에 따라 제어되는 제1램프신호(Vramp0)의 기울기는 높아질 수 있다. 도 9에서 제3시점(T3) 이후에는 제1램프신호(Vramp0)의 기울기가 높아지면서, 제1게이트신호(GC0)의 제어듀티가 감소하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 방전구간이 길어지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 더 감소할 수 있게 된다.
도 11을 참조하면, 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT)보다 높은 상태에서 제2제어신호(Vref180)는 기준전압(Vcm)보다 낮은 레벨을 가질 수 있다. 그리고, 제2제어신호(Vref180)에 따라 제어되는 제2램프신호(Vramp180)의 기울기는 낮아질 수 있다. 도 11에서 제3시점(T3) 이후에는 제2램프신호(Vramp180)의 기울기가 낮아지면서, 제2게이트신호(GC180)의 제어듀티가 증가하게 되고, 이에 따라 플라잉캐패시터의 충전구간이 짧아지게 되면서 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 덜 상승할 수 있게 된다.
이와 같은 과정을 통해 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 출력전압의 1/2 (0.5xVOUT) 수준으로 유지될 수 있게 된다.
한편, 설명의 편의를 위해 앞에서는 부스트컨버터를 예시로 일 실시예를 설명하였다. 그러나, 일 실시예에서 램프신호의 기울기를 조절하여 플라잉캐패시터의 전압을 일정 수준으로 유지시키는 개념은 벅컨버터 등 다른 형태의 컨버터에도 적용될 수 있다.
도 12는 3-레벨 벅컨버터의 구성도이다.
도 12를 참조하면, 3-레벨 벅컨버터는 직렬로 연결되는 4개의 스위치들(S1~S4), 플라잉캐패시터(Cfly), 출력캐패시터 및 인덕터 등을 포함할 수 있다.
인덕터의 일측은 출력전압(VOUT)과 연결될 수 있고, 인덕터의 타측은 4개의 스위치들(S1~S4)의 중앙노드와 연결될 수 있다. 여기서, 인덕터가 연결되는 노드(중앙노드)를 인덕터노드라고 부르기도 한다.
제1스위치(S1)는 플라잉캐패시터(Cfly)의 음극단자와 그라운드 사이에 배치되고, 제2스위치(S2)는 인덕터노드와 플라잉캐패시터(Cfly)의 음극단자 사이에 배치될 수 있다. 그리고, 제3스위치(S3)는 플라잉캐패시터(Cfly)의 양극단자와 인덕터노드 사이에 배치될 수 있고, 제4스위치(S4)는 입력전압(VIN)단자와 플라잉캐패시터(Cfly)의 양극단자 사이에 배치될 수 있다. 이러한 배치에 따라, 플라잉캐패시터(Cfly)는 제2스위치(S2) 및 제3스위치(S3)와 병렬로 연결된다.
3-레벨 벅컨버터의 제어기는 에러신호생성기, 램프신호생성기, 램프신호조절기, PWM신호생성기 등을 포함할 수 있다.
에러신호생성기는 출력전압(VOUT)에 비례하는 피드백전압과 레퍼런스전압의 차이에 따라 에러신호를 생성할 수 있다.
그리고, 램프신호생성기는 램프신호를 생성할 수 있고, 램프신호조절기는 입력전압(VIN)에 비례하는 제1전압-예를 들어, 입력전압을 0.5배로 센싱한 전압-과 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)에 비례하는 제2전압-예를 들어, 플라잉캐패시터의 전압을 1배로 센싱한 전압-의 차이에 따라 램프신호의 기울기를 조절할 수 있다. 전술한 실시예들과의 차이는 램프신호조절기가 출력전압이 아닌 입력전압(VIN)과 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)을 비교하여 램프신호의 기울기를 조절한다는 것이다.
벅컨버터 방식에서는 부스트컨버터 방식과 달리 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)이 입력전압(VIN)의 1/2 혹은 입력전압(VIN)에 비례하는 다른 전압을 유지해야 균형이 유지될 수 있다. 이에 따라 램프신호조절기는 입력전압(VIN)과 플라잉캐패시터 전압(Vcf)의 차이에 따라 램프신호의 기울기를 조절하여 플라잉캐패시터의 전압(Vcf)을 일정 수준으로 유지시키고 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 실시예에 의하면, 간단한 회로를 통해 플라잉캐패시터의 전압을 일정한 수준으로 유지시킬 수 있다. 본 실시예에 의하면, 3-레벨 부스트컨버터의 경우, 플라잉캐패시터의 전압을 출력전압의 1/2 수준으로 유지시킬 수 있다. 그리고, 본 실시예에 의하면, 3-레벨 벅컨버터의 경우, 플라잉캐패시터의 전압을 입력전압의 1/2 수준으로 유지시킬 수 있다.

Claims (20)

  1. 복수의 스위치들을 포함하는 멀티레벨컨버터의 출력전압에 비례하는 피드백전압과 레퍼런스전압의 차이에 따라 에러신호를 생성하는 에러신호생성기;
    램프(ramp)신호를 생성하는 램프신호생성기;
    상기 출력전압에 비례하는 제1전압과 플라잉캐패시터의 전압에 비례하는 제2전압의 차이에 따라 상기 램프신호의 기울기를 조절하는 램프신호조절기;
    상기 램프신호에 기반하여 생성되는 쏘(SAW)신호와 상기 에러신호를 비교하여 상기 스위치들 중 제1스위치를 제어할 PWM(Pulse Width Modulation)신호를 생성하는 PWM신호생성기
    를 포함하는 멀티레벨컨버터 제어기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위치들은 직렬로 연결되고, 상기 스위치들의 중앙노드로 인덕터가 연결되며, 상기 플라잉캐패시터가 상기 중앙노드에 인접한 두 개의 스위치들에 병렬로 연결되는 멀티레벨컨버터 제어기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1전압은 상기 출력전압을 0.5배로 센싱한 전압이고, 상기 제2전압은 상기 플라잉캐패시터의 전압을 1배로 센싱한 전압인 멀티레벨컨버터 제어기.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제1스위치는 상기 플라잉캐패시터의 음극단자와 그라운드 사이에 배치되는 스위치이고,
    상기 램프신호조절기는 상기 제2전압이 상기 제1전압보다 낮을 때, 상기 램프신호의 기울기를 낮추는 멀티레벨컨버터 제어기.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 스위치들은 순차적으로 배치되는 상기 제1스위치, 제2스위치, 제3스위치 및 제4스위치로 구성되고,
    상기 제1스위치는 상기 플라잉캐패시터의 음극단자와 그라운드 사이에 배치되고, 상기 제4스위치는 상기 플라잉캐패시터의 양극단자와 상기 출력전압 사이에 배치되는 멀티레벨컨버터 제어기.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 PWM신호의 반전신호에 따라 상기 제4스위치가 제어되는 멀티레벨컨버터 제어기.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 쏘신호는 상기 인덕터의 전류에 대응되는 전류센싱신호와 상기 램프신호의 합성에 의해 생성되는 멀티레벨컨버터 제어기.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 램프신호생성기는 캐패시터와 전류소스를 이용하여 상기 램프신호를 생성하고,
    상기 램프신호조절기는 상기 전류소스에서 생성되는 전류량을 조절하여 상기 램프신호의 기울기를 조절하는 멀티레벨컨버터 제어기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 쏘신호는 상기 램프신호와 동일한 신호인 멀티레벨컨버터 제어기.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 PWM신호에 따라 게이트신호를 생성하고 상기 게이트신호를 상기 제1스위치의 게이트로 송신하는 게이트제어기를 더 포함하는 멀티레벨컨버터 제어기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 게이트제어기는 셋(SET)신호에 따라 상기 게이트신호의 라이징에지를 형성하고 상기 PWM신호의 라이징에지에 따라 상기 게이트신호의 폴링에지를 형성하는 멀티레벨컨버터 제어기.
  12. 멀티레벨컨버터에 포함되고, 서로 직렬로 연결되는 제1스위치, 제2스위치, 제3스위치 및 제4스위치; 및
    제1램프(ramp)신호를 생성하고, 상기 멀티레벨컨버터의 출력전압에 비례하는 제1전압과 플라잉캐패시터의 전압에 비례하는 제2전압의 차이에 따라 상기 제1램프신호의 기울기를 조절하며, 상기 제1램프신호에 기반하여 생성되는 제1쏘(SAW)신호에 따라 상기 제1스위치를 제어할 제1PWM(Pulse Width Modulation)신호를 생성하는 제어기
    를 포함하는 전력관리집적회로.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1스위치는 상기 플라잉캐패시터의 음극단자와 그라운드 사이에 배치되고, 상기 제4스위치는 상기 플라잉캐패시터의 양극단자와 상기 출력전압 사이에 배치되며, 상기 제2스위치 및 상기 제3스위치와 병렬로 상기 플라잉캐패시터가 연결되는 전력관리집적회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1PWM신호의 반전신호에 따라 상기 제4스위치가 제어되는 전력관리집적회로.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 제어기는,
    상기 제1램프신호와 180도 위상차를 가지는 제2램프신호를 생성하고, 상기 제1전압과 상기 제2전압의 차이에 따라 상기 제2램프신호의 기울기를 조절하며, 상기 제2램프신호에 기반하여 생성되는 제2쏘신호에 따라 상기 제2스위치를 제어할 제2PWM신호를 생성하는 전력관리집적회로.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제어기는,
    상기 제1전압이 상기 제2전압보다 큰 경우, 상기 제1램프신호의 기울기를 낮추고, 상기 제2램프신호의 기울기를 높이는 전력관리집적회로.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 제1PWM신호의 반전신호에 따라 상기 제4스위치가 제어되고, 상기 제2PWM신호의 반전신호에 따라 상기 제3스위치가 제어되는 전력관리집적회로.
  18. 복수의 스위치들을 포함하는 멀티레벨컨버터의 출력전압에 비례하는 피드백전압과 레퍼런스전압의 차이에 따라 에러신호를 생성하는 에러신호생성기;
    램프(ramp)신호를 생성하는 램프신호생성기;
    상기 멀티레벨컨버터의 입력전압에 비례하는 제1전압과 플라잉캐패시터의 전압에 비례하는 제2전압의 차이에 따라 상기 램프신호의 기울기를 조절하는 램프신호조절기;
    상기 램프신호에 기반하여 생성되는 쏘(SAW)신호와 상기 에러신호를 비교하여 상기 스위치들 중 제1스위치를 제어할 PWM(Pulse Width Modulation)신호를 생성하는 PWM신호생성기
    를 포함하는 멀티레벨컨버터 제어기.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 스위치들은 직렬로 연결되고, 상기 스위치들의 중앙노드로 인덕터가 연결되며, 상기 플라잉캐패시터가 상기 중앙노드에 인접한 두 개의 스위치들에 병렬로 연결되며, 상기 스위치들의 일측으로 그라운드전압이 공급되고, 상기 스위치들의 타측으로 상기 입력전압이 공급되는 멀티레벨컨버터 제어기.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 제1전압은 상기 입력전압을 0.5배로 센싱한 전압이고, 상기 제2전압은 상기 플라잉캐패시터의 전압을 1배로 센싱한 전압인 멀티레벨컨버터 제어기.
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