KR20230147209A

KR20230147209A - 상호 커플링 기반 캘리브레이션

Info

Publication number: KR20230147209A
Application number: KR1020237034170A
Authority: KR
Inventors: 스리람 자야심하; 크리스토스 카스파리; 피터 킹; 데이비드 휠러; 후이원 야오
Original assignee: 에이에스티 앤 사이언스, 엘엘씨
Priority date: 2021-03-16
Filing date: 2022-03-16
Publication date: 2023-10-20
Also published as: US20230239060A1; JP2024508154A; EP4309244A1; WO2022197832A1; US20220303028A1; US11581958B2

Abstract

OFDM-BPSK 심볼 시퀀스는 상호 커플링 기반 위상 어레이 캘리브레이션을 위해 사용된다. 해당 치환은 다른 추정의 (진폭 및 그룹 지연) 정확도를 손상시키지 않으면서 특정 추정 지속 기간을 사용하여 위상이 보다 정확하게 추정될 수 있게 허용한다. 안테나 어레이는, 각각이 전송 경로를 가지는 복수의 안테나 요소; 및 전송 캘리브레이션을 수행하기 위해 직교-주파수-분할-다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 상기 전송 경로에 공급하도록 구성된 처리 장치;를 구비한다.

Description

상호 커플링 기반 캘리브레이션

관련 출원에 대한 교차 참조

본 출원은 2021년 3월 16일에 출원된 미국 가출원 제63/161701호에 대한 우선권을 주장하며, 그 내용은 그 전체로서 본원에 포함된다.

분야

본 개시는 위상 어레이에서 안테나 요소의 상호 커플링 기반 캘리브레이션을 수행하는 것에 관한 것이다.

미국 특허 제9,973,266호 및 제10,979,133호는 다수의 소형 위성 안테나를 우주에서 조립하여 대규모 어레이를 형성하는 시스템을 보여준다. 어레이는 지구 표면의 지정된 "셀(cell)"과의 무선 통신을 위한 서비스 빔을 형성한다. 해당 특허의 전체 내용은 인용에 의해 본원에 포함된다. 어레이의 각각의 소형 위성에는 하나 또는 그 초과의 디지털 빔포밍(DBF) 프로세서, 해당 개수의 전송/수신(T/R) 모듈, 및 안테나 요소를 갖는다.

본 출원은 상호 커플링 기반 위상 어레이 캘리브레이션을 위해 CDMA 시퀀스가 아닌 OFDM-BPSK 심벌 시퀀스를 사용하여 2021년 4월 6일에 발행된 미국 특허 제 US10972195B1호를 개선한다. 이러한 치환을 통해 다른 추정치(진폭 및 그룹 지연) 정확도를 손상시키지 않고 주어진 추정 기간을 사용하여 위상을 보다 정확하게 추정할 수 있다. 미국 특허 제 US10972195B1호의 전체 내용은 인용에 의해 참조되고 본원에 포함된다.

위상 어레이의 한 가지 제한 사항은 어레이 어셈블리에서 지상 영역을 오가는 빔을 형성하려면 각각의 아날로그 T/R 모듈의 진폭 및 위상 특성을 정확하게 특성화(캘리브레이션이라고도 함)해야 한다는 것이다. 또한, 이러한 T/R 모듈의 특성은 온도 변화에 따라 크게 변할 수 있다(예: 수신된 태양 복사열에 의해 영향을 받음). 저(low)-지구 궤도(LEO) 위성에서는 분(minute) 마다 온도 변화가 상당하다. 따라서 캘리브레이션은 전송/수신 디지털 빔포밍(DBF) 처리와 동시에 이루어져야 하며 이는 다수의 캘리브레이션 측정을 동시에 수행함으로써 가능하게 된다.

본 개시는 예를 들어 미국 특허 제10972195B1호와 관련하여 위상 배열에서 정확한 위상 캘리브레이션 추정치를 얻는 것에 관한 것이다.

US10972195B1호에서 이미 언급한 바와 같이 어레이의 재캘리브레이션은 자주 발생한다(서비스와 동시에 발생함). 위상 배열 요소의 서비스 제거(및 캘리브레이션에만 사용)는 위상 배열 작동을 크게 저하시키지 않으며 캘리브레이션 신호가 빔에 심각한 간섭을 일으키지도 않지만 캘리브레이션 시퀀스 지속 기간(duration)을 최소화하면 이러한 최소한의 저하도 방지할 수 있다. CDMA 시퀀스(US 10972195B1호에서 사용됨) 대신 OFDM 시퀀스를 사용하면 위상 캘리브레이션의 정확도를 향상시키거나 주어진 위상 캘리브레이션 정확도에 대해 더 짧은 캘리브레이션 시퀀스를 사용할 수 있다. 다음 설명에서는 CDMA에 비해 OFDM 캘리브레이션 시퀀스의 우수성을 보여준다.

첨부된 도면은 본 명세서에 통합되어 일부를 구성한다. 도면은 본 개시의 일부 예만을 예시하고, 도면에 구체적으로 예시되지 않은 다른 예 또는 다양한 예의 조합은 여전히 본 개시의 범위 내에 속할 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 이제 도면을 사용하여 추가 세부사항과 함께 실시예가 설명될 것이다.
도 1은 안테나 조립체 구성을 예시하고,
도 2a는 안테나 조립체의 3x3 요소의 측정 구성을 예시하고,
도 2b는 위의 샘플 구성에 대한 상호 커플링 진폭 및 위상 측정을 예시하고,
도 3a는 Tx 및 Rx 빔포밍(beamforming)에 대한 기본 구성을 보여주고,
도 3b는 Tx 경로 캘리브레이션을 위한 예시적인 구성을 예시하고,
도 3c는 Rx 경로 캘리브레이션을 위한 예시적인 구성을 예시하고,
도 4는 캘리브레이션 동안 안테나 조립체의 요소의 구성을 예시하고,
도 5는 제 1 안테나 요소와 제 2 안테나 요소(420) 사이에서 캘리브레이션을 수행하는 제 2 안테나 요소(420)를 둘러싸는 제 1 안테나 요소를 예시하고,
도 6은 시간 영역 OFDM 심벌을 그룹화하고 변조하는 것을 예시하고,
도 7은 20MHz 대역폭에 대한 캘리브레이션 신호의 예시적인 스펙트럼을 예시하고,
도 8은 일례에 따른 샘플의 수신기 모음을 예시하고,
도 9는 캘리브레이션 신호를 직교 BPSK 코드로 직교화(orthogonalizing)하고 캘리브레이션을 위해 OFDM 심벌을 사용하는 방법의 예를 예시하고,
도 10은 OFDM 부반송파 할당에 의해 캘리브레이션 신호를 직교화하고 캘리브레이션을 위해 OFDM 심벌을 사용하는 방법의 예를 도시한다.

도면에 예시된 본 개시의 예시적이고 비제한적인 실시예를 설명할 때, 명확성을 위해 특정 용어가 사용될 것이다. 그러나, 본 개시는 선택된 특정 용어에 한정되는 것이 아니며, 각각의 특정 용어는 유사한 목적을 달성하기 위해 유사한 방식으로 동작하는 모든 기술적 등가물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 본 개시의 몇몇 실시예는 예시의 목적으로 기술되었으며, 본 개시는 도면에 구체적으로 도시되지 않은 다른 형태로 구현될 수 있다는 것이 이해된다.

도 1을 참조하면. 안테나 조립체(120), 예를 들어 위상 배열 안테나의 안테나 조립체 또는 서브어레이는 다중 안테나 요소(130)를 포함한다. 2개의 안테나 요소(MICRON-n, MICRON-n+1)가 도시되어 있으며, 이는 임의의 적절한 수의 안테나 요소(130)가 활용될 수 있음을 나타낸다. 안테나 조립체(120)는 "미크론(Micron)"이라고도 지칭될 수 있다. 도 1에 도시된 일 실시예에서, 안테나 조립체(120)는 기계적으로 및/또는 전자적으로 함께 링크되어 미국 특허 제9,973,266호 및 미국 공개공보 제2019/0238216호에 도시된 바와 같이 공간에 큰 어레이를 생성하는 안테나 조립체(120)의 단일 연속 위상 어레이를 형성한다.

각각의 안테나 요소(130)는 도 1에 도시된 바와 같이 전송 포트(TX 포트)(131)와 수신 포트(RX 포트)(132)를 포함한다. 각각의 안테나 요소(130)는 또한 자체 DBF 프로세서(137, 138), 각각 주파수를 전송 및 수신하도록 조정되어 기저대역 신호를 LTE 대역과 같은 원하는 밴드로/이로부터 업/다운 변환하는 혼합 주파수 드라이버 수치 제어 발진기(NCO)를 구비하는 혼합기(139A, 139B), 디지털-대-아날로그 변환기(DAC)(135), 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)(136), 및 도 1의 전송 및 수신 프런트 엔드 모듈(FEM)(133, 134)로 묶이는 아날로그 프론트 엔드 구성요소를 포함한다. 혼합에는 곱셈(multiplication) 및 필터링(원치 않는 이미지를 거부하기 위해)이 포함될 수 있다.

하나의 예시적인 실시예에서, 안테나 어셈블리(120)는 공통 클록 분배를 위해 낮은 지터(jitter) 및 드리프트(drift) 클록 고속 직렬 변환기(serializer)/역직렬 변환기(예: SERDES)를 통해 중앙 프로세서에 연결될 수 있다. 중앙 프로세서(CP)는 빔 형성 처리(137)를 전송하기 위해 빔 신호를 브로드캐스팅하고 SERDES 라인을 통해 축적된 수신 빔 형성 처리 신호(138의 출력)를 모은다. 또한 위성이 궤도를 이동할 때 각각의 빔에 대한 전송 및 수신 빔포밍 테이퍼 및 위상 정보를 주기적으로 업데이트한다. 또한 여기에 설명된 캘리브레이션 처리와 위상 배열 모니터링 및 제어(M&C)를 조정한다. 빔포밍 서브시스템(중앙 프로세서 및 안테나 조립체(120)의 위상 배열로 구성됨)은 트랜스폰더와 통신할 수 있으며, 트랜스폰더는 예를 들어 위성을 통해 지상국 안테나와 통신한다. 중앙 처리가 도시되어 있지만, 예를 들어 마이크로 프로세서를 갖는 각각의 안테나 요소(130)와 같은 분산 처리도 제공될 수 있다.

예를 들어, 안테나 조립체(120)는 안테나 조립체(120)의 다양한 기능(또는 처리)을 수행(또는 제어)하도록 구성되는 처리 디바이스(125), 심벌 및/또는 기타 적절한 데이터 또는 명령(처리 디바이스(125)에 의해 실행되는 명령과 같은)을 저장하도록 구성되는 메모리 디바이스(126)를 포함할 수 있다.

전송(137) 및 수신(138) 디지털 빔포밍 처리 디바이스는 각각의 빔에 대해 각 입력 신호 샘플에 테이퍼 및 위상(위상 어레이에서 요소의 위치에 의해 결정됨)을 곱하고 형성된 빔의 수에 대한 결과를 누적하도록 구성될 수 있다. 마지막으로 디지털 데이터는 디지털-대-아날로그 변환기(DAC, 135로 표시됨) 및 아날로그-대-디지털 변환기(ADC, 136으로 표시됨)를 통해 아날로그 데이터로/이로부터 변환된다. 안테나 조립체(120)뿐만 아니라 인접 안테나 조립체(120)의 디지털 구성요소(ADC 및 DAC 포함)의 모든 기저대역 및 RF 지연은 SERDES 프레임의 타이밍에 의해 엄격하게 제어/캘리브레이션된다.

위상 어레이 구조의 굴곡으로 인해 배열(120)의 안테나 요소(130)는 이동할 수 있지만 움직임이 적고 위치 변화가 디지털 방식으로 보상된다. 각각의 안테나 조립체(120)의 국부 발진기는 파워 업 또는 리셋 시 무작위 상대적 시작 위상을 가질 수 있다. 전송 안테나 요소는 자체(자체 결합) 및 바로 이웃(인접 및 대각선 이웃 요소 포함 - 요소가 이웃으로 완전히 둘러싸인 경우 8개, 에지 요소인 경우 더 적음)으로 방사할 수 있다. 즉각적이지 않은 이웃 요소에 대한 영향은 단순히 존재하는 간섭 수준을 증가시키며 캘리브레이션 시퀀스의 코드 길이를 늘려 처리될 수 있다. 위상 어레이 캘리브레이션을 달성하려면 각각의 커플링 위상 변이를 추정하거나 알아야 한다.

위에서는, 수신 경로의 디지털 입력과 전송 경로의 디지털 출력 간의 진폭 차이의 위상과 로그를 측정한다. 이러한 측정값은 전송 경로 위상, 자체/상호 커플링 위상 및 수신 경로 위상의 합 및/또는 전송 경로 진폭의 로그(logarithm), 자체/상호 커플링 위상 진폭의 로그, 및 수신 경로 진폭의 로그의 합이다. 모든 Tx 경로 위상, Rx 경로 위상 및 안테나 어셈블리 간의 반송파 위상 차이가 결정될 때까지 이러한 측정이 여러 번 수행된다. 또한, 수신 경로의 디지털 입력과 전송 경로의 디지털 출력의 진폭 비율의 로그를 측정하고, 여기서 측정된 진폭 비율의 로그는 전송 경로 이득, 자체/상호 커플링 이득의 로그, 및 수신 경로 이득의 합이다. 전송 경로 이득, 상호 커플링 진폭-응답 및 수신 경로 이득의 모든 로그가 결정될 때까지 이러한 측정이 여러 번 수행된다.

일례로, 안테나 요소(130)의 안테나는 전송 포트(131)와 수신 포트(132)를 포함할 수 있고, 안테나 요소(130)는 전송 포트(131)를 통해 자신의 수신 포트(132)로 전송할 수 있다. 다른 예에서, 안테나 요소(130)는 전송 안테나(131) 및 수신 안테나(132)를 포함할 수 있고, 안테나 요소(130)는 전송 안테나(131)를 통해 자신의 수신 안테나(132)로 전송할 수 있다. 따라서, 자기 커플링(self-coupling)은 예를 들어 동일한 안테나 요소(130)의 전송 포트(131) 및 수신 포트(132)를 통한, 또는 안테나 요소(130)의 전송 안테나 및 수신 안테나를 통한, 안테나 요소(130) 및 그 자체 사이의 결합일 수 있다. 상호 커플링(mutual coupling)은 예를 들어, 제 1 안테나 요소의 전송 안테나 및 제 1 안테나 요소에 인접한 제 2 안테나 요소의 수신 안테나를 통한, 제 1 안테나 요소(130)와 제 1 안테나 요소에 인접한 제 2 안테나 요소(130) 사이의 커플링일 수 있다.

캘리브레이션은 특정 지점에서, 예를 들어, 위상 어레이 또는 안테나 어셈블리의 전원이 순환되거나 재설정될 때; 작동 주파수가 변경되거나 변경되려고 할 때; 온도가 크게 변할 때(안테나 어셈블리의 온도 센서에 의해 지원됨) 및/또는 전자 부품이 노화될 때, 수행될 수 있다. 캘리브레이션을 자주 실행하면 노화로 인한 재캘리브레이션이 자동으로 수행됩니다. 예를 들어 캘리브레이션은 빔포밍과 동시에 수행되어 간섭과 이득 손실을 줄일 수 있다. 캘리브레이션은 스캔 각도와 무관하다. 하나의 빔을 캘리브레이션하는 것은 동일한 반송파의 다른 모든 빔에 적용될 수 있다.

샘플 측정(도 2a 및 2b)은 상호 커플링 측정은 동일한 전송 경로를 가진 그룹에 대해 수신 경로 방향(우리가 익숙한 기본 방향(N, NE, E, SE, S, SW, W, NW)으로 지정할 수 있다)으로 매우 유사하다. 예를 들어 일반적으로 N 상호 커플링은 NE 상호 커플링과 상당히 다를 수 있다. 사실, 이 모든 것들은 서로 상당히 상이하다. 그러나, 한 요소의 NE 상호 커플링은 NE 또는 다른 요소와 유사하다.

따라서 인접한 방향과 대각선 방향의 8개 기본 방향(cardinal direction)의 상호 커플링 측정 세트를 측정하고 저장하여 나중에 Tx 경로 및 Rx 경로 단계와 진폭 캘리브레이션 추정 중에 사용할 수 있다(온도/시효(aging)에 따라 실질적으로 변경되지 않는 경우). 8개의 기본 방향은 예를 들어 4개의 인접 방향과 4개의 대각선 방향을 포함할 수 있다. 예를 들어, 요소 5의 경우, 4개의 인접 방향은 요소 5에서 요소 6으로의 방향, 요소 5에서 요소 4로의 방향, 요소 5에서 요소 2로의 방향, 요소 5에서 요소 8로의 방향을 포함할 수 있으며; 4개의 대각선 방향은 요소 5에서 요소 1로의 방향, 요소 5에서 요소 3으로의 방향, 요소 5에서 요소 7로의 방향, 요소 5에서 요소 9로의 방향을 포함할 수 있다. 도 2a에서, 각 요소에 대해 A는 해당 요소의 Tx 포트를 나타내고, B는 해당 요소의 Rx 포트를 나타낸다. 예를 들어, 5A는 요소 5의 Tx 포트를 나타내고, 5B는 요소 5의 Rx 포트를 나타낸다. 도 2a에서, 5B와 3A 사이의 이중 화살표 선, 즉 "5B에서 3A"로 표시된 이중 화살표 선은 요소 5의 Rx 포트와 요소 3의 Tx 포트 사이의 커플링에 대한 상호 커플링 측정을 나타낸다. 도 2b에서, "5B에서 3A"로 표시된 곡선은 요소 5의 Rx 포트와 요소 3의 Tx 포트 사이의 커플링에 대한 상호 커플링 측정에 대한 곡선이다. 상호 커플링 측정은 예를 들어, 상호 커플링 진폭 측정 또는 상호 커플링 위상 측정을 포함할 수 있다. 상호 커플링 진폭과 위상은 방향에 따라 달라질 수 있다. 전송/수신 FEM 진폭 및 위상은 요소마다 매우 다를 수 있으며 신호를 수신하는 방향과 상관 관계가 없으며 캘리브레이션(또는 균등화)된다.

도 3a는 Tx 및 Rx 빔포밍에 대한 기본 구성을 보여준다. 측정을 가능하게 하기 위해 톤, 의사 노이즈(pseudo-noise)(PN) 코드, 또는 OFDM 캘리브레이션 시퀀스와 같은 도 3a의 신호(CAL)(319)가 전송기에 의해 디지털-대-아날로그 변환기(DAC)로 전송될 수 있다. PN 코드는 예를 들어 두 개의 값의 자기상관을 갖는 이진 시퀀스일 수 있다. 자체/상호 커플링 내지 자체/인접 요소 수신 경로의 도움으로, 위상/진폭 측정이 자체/인접 요소에서 이루어진다. 즉, 자체 요소 수신 경로에 대한 상호 커플링의 도움으로 위상/진폭 측정이 이루어지며, 인접한 요소 수신 경로에 대한 상호 커플링의 도움으로 이웃 요소에서 위상/진폭 측정이 이루어진다. 다수의 인접 요소의 측정값을 평균하면 추정 오류가 줄어든다.

톤	PN 시퀀스	OFDM 시퀀스
측정에 대한 짧은 평균화 시간	측정 평균 시간이 훨씬 길어짐	평균화 시간 측정 단축 Tx 어레이 요소 캘리브레이션에서 요소 간 간섭을 제거하기 위해 직교 CDMA 코드와 결합될 수 있다. 높은 MAX 분해 가능 지연 측정 범위. 매우 간단한 처리 구현(낮은 처리 전력)
일부 LTE 부반송파와 잠재적으로 간섭	LTE 신호와 무시할 정도로 간섭하는 충분히 낮은 신호(2^N-1 PN 시퀀스는 감지기에서 약 ~6NdB SNR 이득 제공) MAX 지연이 칩 주기 +/-1 내에 있어야 한다. 다수의 캘리브레이션 Tx 요소 간의 지연 차이가 << 칩 기간인 것이 요구됨.	높은 PAPR; 그러나 이는 낮은 PAPR 시퀀스를 사전 계산(오프라인)하여 최소화하거나 줄일 수 있다.

[톤 대 PN 대 OFDM 시퀀스 CAL 신호]

측정 시 간섭을 피하기 위해 다수의 톤/골드 코드/직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 신호를 사용하여 서로 다른 안테나 어셈블리의 인접 요소에서 캘리브레이션 신호를 여기(excite)할 수 있다. 9개의 코드는 자체 안테나 요소를 포함하여 인접한 안테나 요소로부터 동시 전송을 허용하는 데 충분하다. 진폭 캘리브레이션은 일정한 포락선 CAL 신호(예: 톤/골드 코드)가 사용되는 경우 위상 변화의 영향을 받지 않는다. 반면에 OFDM 시퀀스는 높은 피크 대 평균 전력비(PAPR)를 나타낼 수 있다. 이 기능은 비선형 RF 구성 요소(예: 전력 증폭기)로 인해 잠재적으로 상호 변조(IMD) 노이즈을 유발할 수 있다. 그러나 실제로 이 효과는 a) 캘리브레이션 신호가 상당한 전력 백오프(power back off)로 전송되고, b) 낮은 PAPR로 OFDM 캘리브레이션 시퀀스를 사전 계산하여(오프-라인) PAPR이 최소화할 수 있기 때문에 제한된다. 예를 들어, PAPR=6.8dB인 2048 부반송파 이진 위상 변이 키잉(keying)(BPSK)-OFDM 심벌을 찾으려면, 1,000만 번의 무작위 검색(BPSK 심벌 시퀀스 기준)이 필요하다.

다양한 작동 모드에 대한 구성

예시적인 구성은 도 3a 내지 도 3c에 다양한 작동 모드에 대한 스위치 설정으로 표시된다. 도 3a는 기본 동작 모드인 전송/수신(Tx/Rx) 빔포밍을 보여준다. 여기서는 Tx 및 Rx 빔포밍만 수행되며 캘리브레이션 측정은 발생하지 않는다.

도 3a를 참조하면, Tx/Rx 빔포밍 동안, 빔포밍 신호, 예를 들어 LTE 신호는 CAL 신호(319)를 추가하지 않고 가산기 회로(321)를 통해 기저대역-대-RF NCO(317)에 제공되고, 기저대역-대-RF NCO(317)는 Tx 주파수에 맞춰 조정된다. 기저대역-대-RF NCO(317)는 LTE 신호를 변환하여 신호를 라디오 주파수 디지털-대-아날로그 변환기(RFDAC; 315)로 출력한다. 기저대역-대-RF NCO(317)로부터 출력된 신호는 RFDAC(315)에 의해 아날로그 신호로 변환한다. Tx FEM(133)은 아날로그 신호를 Tx 안테나(311)에 전달하도록 선택된다. Tx 안테나(311)는 (자체/상호 커플링을 통해) Rx 안테나(312)에 대한 아날로그 신호로 누출되지만 Rx FEM에 의해 억제된다. Rx 안테나(312)는 아날로그 신호를 수신할 수 있다. Rx FEM(134)은 아날로그 신호를 무선 주파수 아날로그-대-디지털 변환기(RFADC)(316)에 전달하도록 선택된다. RFADC(316)는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 디지털 신호는 RF-대-기저대역 NCO(318)에 추가로 제공된다. RF-대-기저대역 NCO(318)는 Rx 주파수에 맞추고, 입력된 디지털 신호를 변환하여 LTE 처리을 위한 신호를 출력한다. 따라서, 시스템은 전송 및 수신 주파수(및 FEM)가 다른 FDD에서 캘리브레이션할 수 있다.

도 3b는 동시 Tx 빔포머(beamformer) 및 Tx 경로 캘리브레이션을 위한 예시적인 구성을 보여준다. 한 가지 예시적인 구성에서, 캘리브레이션 신호(CAL 신호)(319)는 요소의 Tx FEM의 진폭 및 위상 응답을 특성화하기 위해 도입된다. 캘리브레이션 신호는 톤 또는 이중 위상(bi-phase)(PN) 시퀀스/골드 코드 또는 OFDM 신호일 수 있다. 캘리브레이션 신호(319)는 가산기 회로(321)에 의해 빔포밍 신호(예를 들어, LTE 신호)에 추가되고; 결과적으로 출력 신호에는 전송 빔포밍 신호와 캘리브레이션 신호가 포함된다. Tx FEM(133)은 전송 반송파 주파수 대역이 전송되도록 선택된다. 캘리브레이션이 필요한 자체 및 인접 Tx 경로는 각각 다른 코드를 사용하여 캘리브레이션 신호를 전송한다. 9개 요소의 중심에 있는 요소 5의 Rx 경로(예를 들어, 도 2a 참조)는 Rx 빔포밍을 일시적으로 중지하고, Rx FEM(134)에서 Rx-전체 통과 경로(314)로 전환하고(즉, Rx FEM(134)를 우회함), 여기서 Rx 전체 통과 경로(314)는 전송 및 수신 반송파 주파수 대역 모두가 수신되도록 허용한다. RF-대-기저대역 NCO(318)는 Tx 캘리브레이션을 위해 캘리브레이션 측정(320)이 이루어질 수 있도록 Tx 주파수로 조정된다. 일례에서, 9개의 서로 다른 코드(자체로부터 1개, 인접 요소로부터 8개)가 동시에 사용될 수 있어 자체 및 이웃 요소의 전송 FEM이 중앙 요소의 동일한 Rx 전체 통과 경로(314)에 대해 캘리브레이션될 수 있으며, 이는 이러한 9개 측정 모두에 대한 공통 참조이다.

도 3c는 RX FEM 캘리브레이션에 대해, DBF 프로세서로부터의 LTE 신호가 일시적으로(이 캘리브레이션 측정이 완료될 때까지) 꺼지고 기저대역-대-RF NCO(317)가 Rx 주파수로 조정되어 Rx 주파수에서 캘리브레이션 신호 생성이 가능함을 보여주고, Tx FEM(133)은 Tx-전체 통과 경로(313)를 선택하여 우회되고 Rx FEM(134)은 (정상적으로) 활성화되며 Rx 빔포밍 및 Rx 캘리브레이션 측정(320)이 모두 활성화된다. 도 2a의 요소 5(Tx FEM(133)이 우회됨)와 같은 중앙 요소로부터의 캘리브레이션 신호(319)는 자체 및 인접 요소의 Rx FEM(134)을 통해 수신되므로, 자체 및 인접 요소의 Rx FEM은 이 9가지 측정 모두에 대한 공통 기준인 중앙 요소의 동일한 Tx-전체 통과 경로(313)에 대해 동시에 캘리브레이션될 수 있다. 일례에서, Tx FEM 캘리브레이션의 경우와 달리, Rx FEM 캘리브레이션은 하나의 캘리브레이션(톤, PN 코드 또는 OFDM) 신호(인접 요소의 RXFEM으로의 전송을 위해)만 사용할 수 있다.

따라서, FDD 시스템에 대해 Tx/Rx 캘리브레이션이 달성될 수 있다; 최대 9개의 캘리브레이션 시퀀스(미크론당)를 TXCAL 모드에서 동시에 전송할 수 있고, 단, 이러한 코드의 상호 상관이 작은 경우, 한 요소에서 9개의 동시 상관이 발생하고; Rx에는 단 하나의 캘리브레이션 순서만 필요하지만; 9개의 상관기는 서로 다른 요소로 구현되고; 캘리브레이션 시퀀스는 코드 길이를 늘림으로써 (빔포밍 신호에 비해) 낮은 전력을 가질 수 있고; 서로 다른 미크론의 요소는 병렬적으로 캘리브레이션 측정을 할 수 있고; 5의 경우, 캘리브레이션 신호를 전달하는 요소는 사이드로브를 방지하기 위해 의사 무작위로 선택되어야 하고; 캘리브레이션 신호가 빔 신호를 방해하는 것을 피하기 위해 코드 자체는 서로 다른 미크론에서 다르게 위상을 조정해야 한다.

도 4는 자체 및 상호 커플링 측정이 지상에서 이루어지고 캘리브레이션 측정 중에 온보드에서 사용되는 구성 예를 보여준다. 도 4를 참조하면, 3Х3 안테나 조립체(120)가 도시되어 있고, 각각의 안테나 조립체(120)는 복수의 요소(130)(여기서는 제 1 및 제 2 요소(410, 420)로 추가 지정됨)를 포함할 수 있다. 제 2 요소(420)가 중앙 요소로 선택될 수 있다. 각각의 안테나 조립체(120)는 예를 들어 4Х4 요소의 그룹을 포함할 수 있다. 서로 다른 안테나 조립체(120)의 중앙 요소는 공통된 이웃하는 안테나 요소가 없다면 병렬로 캘리브레이션될 수 있다(예를 들어, 본 개시 전체에 사용되는 "병렬(parallel)"이라는 용어는 동시를 포함함). 이를 보장하는 한 가지 방법은 대체 안테나 어셈블리를 캘리브레이션하는 것이다(체커보드 스타일로 병렬로).

위상/로그 진폭 측정은 Tx 경로 위상/로그 진폭, 자체/상호 커플링 위상/로그 진폭 및 Rx 경로 위상/로그 진폭의 합이다. 즉, 위상 측정은 Tx 경로 위상, 자체/상호 커플링 위상 및 Rx 경로 위상의 합이고; 로그 진폭 측정은 Tx 로그 진폭, 자체/상호 로그 진폭 및 Rx 경로 로그 진폭의 합이다.

도 4를 참조하면, 전송 캘리브레이션에서, 제 1 안테나 요소(410)는 전송하고 있는 반면, 제 2 안테나 요소(420)는 공통 Rx 경로(전송 주파수의 CAL 신호가 Rx 경로에서 수신될 수 있도록 하는 전체 통과 경로를 가짐)이다. 수신 캘리브레이션에서, 요소(410)는 수신하는 반면 요소(420)는 공통 Tx 경로(수신 주파수의 CAL 신호가 Tx 경로에서 전송되도록 허용하는 전체 통과 경로 포함)이다. 모든 내부 안테나 어셈블리 캘리브레이션 측정이 정렬된 후 안테나 간 어셈블리 측정이 조정된다.

따라서, 도 4는 4Х4 안테나 요소로 구성된 9개의 안테나 조립체를 보여준다. 각각의 안테나 어셈블리에서 발생하는 미크론 내 및 미크론 간 캘리브레이션 측정에 참여하는 안테나 요소(16개 중 선택된 9개)의 스냅샷이다. 선택한 9개의 안테나 요소가 안테나 어셈블리 내에 있는 경우 측정은 미크론 내로 처리된다. 선택한 9개의 안테나 요소가 2개의 인접한 안테나 어셈블리에 걸쳐 있는 경우 측정은 미크론 간 측정으로 처리된다. 각각의 안테나 어셈블리에서, 캘리브레이션 측정을 수행하는 동안 안테나 요소 중 하나는 중앙 요소(420)(전송 캘리브레이션 중 공통 Rx 경로 및 수신 캘리브레이션 중 공통 Tx 경로) 역할을 하며 중앙 요소(420)를 둘러싸는 모든 요소는 중앙 요소(420)를 둘러싸는 제 2 요소(410)로 처리된다. 공통 경로를 참조하여 9개 요소의 측정이 수행되면 모든 안테나 요소의 측정이 포함될 때까지 다른 위치로 이동된다. 도시된 실시예에서, 중간 하단 세트는 특정 시간에 어떠한 캘리브레이션 측정도 하지 않는다. 상단 중앙에서, 주변 요소(410) 중 일부는 하나의 안테나 조립체의 측정값을 인접한 안테나 조립체의 측정값과 정렬하기 위해 미크론 간 측정을 반영하는 다음 세트(도시된 실시예에서는 오른쪽)로 확장된다. 따라서 시스템은 다수의 요소로부터 동시에 캘리브레이션 측정값을 얻는다.

OFDM 캘리브레이션 신호 설계

전송되는 OFDM 캘리브레이션 신호는 다음과 같이 설계된다.

도 5를 참조하면, 전송 캘리브레이션에서, 제 1 안테나 요소(410)는 전송 중이므로 활성적으로 전송하는 캘리브레이션 요소인 반면, 제 2 안테나 요소(420)는 공통 Rx 경로(전송 주파수의 CAL 신호가 Rx에서 수신되도록 허용하는 전체 통과 경로 포함)이다. 길). 주기적 전치부호(Cyclic Prefix)(CP)가 없는 서로 다른(또는 고유한) BPSK-OFDM(또는 QAM-OFDM) 심벌이 각각의 활성 전송 캘리브레이션 요소에 할당될 수 있으며, 여기서 서로 다른 BPSK-OFDM 또는 QAM-OFDM 심벌은 상호 교차 상관이 낮을 수 있고 및/또는 무작위 BPSK 심벌을 사용하여 생성될 수 있다.

3개의 활성 LTE 반송파(C1, C2, C3)가 있는 예시 시나리오에서, OFDM 심벌을 전송하기 위한 3개의 채널(채널 S1, 채널 S2, 채널 S3)이 있을 수 있고, 여기서 채널 S1은 활성 LTE 반송파 C1에 대응하고, 채널 S2는 활성 LTE 반송파 C2에 대응하고, 채널 S3은 활성 LTE 반송파 C3에 대응한다. 활성 LTE 반송파의 수는 다른 적절한 값(예: 3보다 큰 정수)일 수 있으며, 개별 활성 LTE 반송파는 채널에 해당한다. 도 6을 참조하면, 전송 캘리브레이션 요소(410-1)에 대해, 예를 들어 OFDM 심벌을 전송하기 위한 3개의 채널(채널 S1, 채널 S2, 채널 S3)이 있을 수 있다(활성 LTE 반송파의 수가 3개인 경우). 전송 캘리브레이션 요소(410-1)에 대해, 제 1 채널 S1은 OFDM 심벌 E1_S1_1, E1_S1_2, ... 내지 E1_S1_Q이고, 여기서 Q는 전송 캘리브레이션 요소(410-1)의 제 1 채널(S1)의 OFDM 심벌의 번호(예를 들면, 전체 번호)이고, 심벌 참조 번호 중 "E1"은 제 1 전송 캘리브레이션 요소(410-1)에 해당하는 심벌을 나타내고, 심벌 참조 번호 중 "S1"은 제 1 채널 S1에 해당하는 심벌을 나타낸다. 전송 캘리브레이션 요소(410-1)의 제 1 채널(S1)의 OFDM 심벌은 또한 {E1_S1_q｜q는 1 내지 Q의 범위의 정수이다}로 표현될 수 있다. OFDM 심벌 E1_S1_1, E1_S1_2, ... 내지 E1_S1_Q는 여러번 반복된 동일한 OFDM 심벌이다. OFDM 심벌 E1_S1_1, E1_S1_2, ... 내지 E1_S1_Q는 도 6에 도시된 바와 같이, (동일한 그룹으로) 그룹화될 수 있다. OFDM 심벌 그룹은 전송 캘리브레이션 요소(410-1)에 사용되는 직교(BPSK) 코드의 각각의 비트에 의해 변조될 수 있다.

전송 캘리브레이션 요소(410-1)의 제 2 채널(S2)은 OFDM 심벌 E1_S2_1, E1_S2_2, ... 내지 E1_S2_Q를 가질 수 있고, 여기서 Q는 전송 캘리브레이션 요소(410-1)의 제 2 채널(S2)의 OFDM 심벌의 수(예를 들어, 총 개수)이고, 심벌 참조 번호의 "E1"은 제 1 전송 캘리브레이션 요소(410-1)에 대응하는 심벌을 나타내고, 심벌 참조 번호의 "S2"는 해당 심벌이 제 2 채널(S2)에 해당함을 나타낸다. 전송 캘리브레이션 요소(410-1)의 제 2 채널(S2)의 OFDM 심벌은 또한 {E1_S2_q｜q는 1 내지 Q의 범위의 정수이다}로 표현될 수 있다. 유사하게, 전송 캘리브레이션 요소(410-1)의 제 3 채널(S3)의 OFDM 심벌은 또한 {E1_S3_q｜q는 1 내지 Q의 범위의 정수이다}로 표현될 수 있다.

따라서, 캘리브레이션 요소(410-p)를 전송하기 위해(여기서 인덱스 p는 1로부터 전송 캘리브레이션 요소의 개수(예를 들어, 총 개수) P까지의 범위의 정수이고), j번째 채널(채널(Sj))은 OFDM 심벌 {Ep_Sj_q | q는 1에서 Q의 범위의 정수이다}, 즉, Ep_Sj_1, Ep_Sj_2, ... , Ep_Sj_Q이다. 인덱스 j는 1부터 J까지의 범위의 정수이고, 여기서 J는 각각의 전송 캘리브레이션 요소에 대한 심벌을 전송하기 위한 채널의 수(예를 들어, 총 개수)이다.

Tx 캘리브레이션 중에는 다수의 활성 전송 캘리브레이션 요소(예: 8개의 활성 전송 캘리브레이션 요소로 작동하는 요소 410-1 내지 410-8)가 있으며, 이는 Rx 요소(420)에서 교차 간섭을 유발한다. 캘리브레이션 신호는 다중 활성 전송 캘리브레이션 요소로 인한 상호 간섭을 줄이기 위해 직교화될 수 있다. 일부 예에서, 캘리브레이션 신호는 OFDM 부반송파 할당을 통해 직교화될 수 있다. 따라서, 부반송파 주파수에 대한 OFDM 직교성이 도입되어 부반송파 교차 간섭이 발생하지 않는다. 다른 예에서, 캘리브레이션 신호는 OFDM 심벌 그룹에 대한 이진 직교 코드 변조를 통해 직교화될 수 있다. 이진 직교 코드를 사용하면, CDMA 코드가 시간 영역(time domain)(즉, IFFT 이후)의 OFDM 심벌(그룹)에 적용된다. 이는 활성 전송 캘리브레이션 요소 전반에 걸쳐 간섭을 줄이는 데 사용되는 시간 영역의 직교성을 도입한다. 이진 직교 코드 변조에 의해 직교화된 후, 모든 활성 전송 캘리브레이션(예: 8개) 요소에 걸친 캘리브레이션 신호는 CDMA 측면에서 상호 직교하게 된다. 도 9는 OFDM 심벌 그룹에 대한 이진 직교 코드 변조에 의해 캘리브레이션 신호를 직교화하고 캘리브레이션을 위해 OFDM 심벌을 사용하는 예시적인 방법을 도시하며, 이에 대해서는 아래에서 더 설명한다.

활성적으로 캘리브레이션하는 8개의 Tx 요소의 예에서, 캘리브레이션되는 각각의 Tx 요소에는 길이 8의 직교 BPSK 코드(즉, 직교 CDMA 코드)가 할당되며(도 9의 611 단계), 여기서 직교 BPSK 코드의 길이는 직교 BPSK 코드의 비트 수(X)이다. 직교 BPSK 코드의 길이는 그룹 지연, 위상 및 진폭 오류를 적절하게 제한할 수 있도록 적절하게 선택되며 캘리브레이션을 수행하는 Tx 요소의 수와 같거나 커야 한다. 따라서 8개의 Tx 활성적 캘리브레이션 요소는 8개의 직교 BPSK 코드를 가질 수 있다. 각각의 그룹의 시간 영역 OFDM 심벌에 해당 코드 비트의 값(+/-1)을 곱하고, 이에 따라 해당 코드 비트를 변조한다. 도 6의 예에서, 4개의 시간 영역 OFDM 심벌(E1_S1_2, E1_S1_3, 및 E1_S1_4)은 동일한 그룹에 속하며 각각 해당 코드 비트 B1에 의해 변조된다. 더 많은 활성 Tx 요소를 사용하면 BPSK 코드가 더 길어질 수 있다.

요소당 전송될 OFDM 심벌의 총 개수를 복수(8개 등)의 동일한 그룹으로 분할한다(단계 612). 도 6 및 단계 612를 참조하면, 전송 요소당 전체 시간 영역 OFDM 심벌은 다수의 그룹으로 분할(split(or divided))되며, 여기서 그룹의 수는 각각의 직교 BPSK 코드의 비트 수(X)와 동일하며, 각각의 코드 비트(예: B1, B2, B3, ... , B8)는 주어진 전송 요소에 전송되는 전체 시간 영역 OFDM 심벌(예: 채널 S1의 E1_S1_1, 내지 E1_S1_Q )의 여러 시간 영역 OFDM 심벌(예: 채널 S1의 E1_S1_1, E1_S1_2, E1_S1_3, E1_S1_4)의 각각의 그룹을 커버(예: 변조)한다. 전송 요소당 총 시간 영역 OFDM 심벌은 X개의 시간 영역 OFDM 심벌 그룹으로 나누어지며, 여기서 X는 직교 BPSK 코드의 비트 수이다.

복수(8개 등)의 OFDM 심벌 그룹 각각에 해당 코드 비트를 곱한다(단계 613). 도 6 및 도 9를 참조하면, 직교 BPSK 코드의 각각의 개별 코드 비트는 전체 시간 영역 OFDM 심벌 중 다수의 시간 영역 OFDM 심벌의 각각의 그룹을 변조하는 데 사용된다. 도 6의 예에서, 채널 S1에 대해 코드 비트 B1은 시간 영역 OFDM 심벌(E1_S1_1, E1_S1_2, E1_S1_3, E1_S1_4)의 제 1 그룹(GR-1)을 변조하는 데 사용되고, 코드 비트 B2는 시간 영역 OFDM 심벌(E1_S1_5, E1_S1_6, E1_S1_7, E1_S1_8 등)의 제 2 그룹(GR-2)을 변조하는 데 사용된다. 예를 들어, 시간 영역 OFDM 심벌(E1_S1_2)은 B1에 의해 변조되어 B1*E1_S1_2로 변환되고, 시간 영역 OFDM 심벌(E1_S1_5)은 B2에 의해 변조되어 B2*E1_S1_5로 변환된다.

그룹화(단계 612와 같이) 및/또는 모듈화(단계 613과 같이)의 동일하거나 유사한 처리는 3개의 활성 LTE 반송파(C1, C2, C3)에 대응하는 3개의 채널(S1, S2, S3)에 대해 병렬로 수행될 수 있으며, 여기서 동일한 직교 코드는 도 6에도 도시된 3개 채널(S1, S2, S3)의 심벌을 변조하는 데 사용될 수 있으며, 이는 3개의 활성 LTE 반송파(C1, C2, C3)가 주파수로 분리되기 때문이다. 그룹화(단계(612)와 같은) 및 /또는 변조(단계(613)과 같이) 동일하거나 유사한 처리는 각각의 캘리브레이션 요소에 대해 상이한 코드를 사용하여 8개의 Tx 활성 캘리브레이션 요소와 병렬로 수행된다. 다수의 캘리브레이션 요소에 대한 서로 다른 BPSK 코드는 다수의 캘리브레이션 요소에 걸쳐 서로 직교한다.

단계(614) 및 도 6을 참조하면, 복수의 OFDM 심벌을 순차적으로 전송한다. 인접한 그룹 사이에는 하나의 OFDM 심벌 주기의 간격이 있을 수 있지만, 수신기가 그룹 경계의 양쪽에서 OFDM 심벌을 건너뛰는 경우 이러한 하나의 OFDM 심벌 주기의 간격은 필요하지 않다. 복수의 OFDM 심벌은 순차적으로(즉, 시간 영역에서 차례로) 전송된다.

LTE 반송파의 대역폭이 서로 다르고 캘리브레이션 신호 대역폭이 각각의 LTE 반송파 대역폭과 일치해야 하는 경우 서로 다른 대역폭을 갖는 고유한 BPSK-OFDM 심벌을 선택하여 각각의 LTE 반송파에 일치시킬 수 있어, BPSK-OFDM 심벌이 각각의 LTE 반송파의 대역폭이 동일하도록 한다. BPSK-OFDM 심벌은 OFDM 심벌이 각각의 코드 비트에 의해 변조되어 생성된 심벌이다. 예를 들어, BPSK-OFDM 심벌 B1*E1_S1_2는 OFDM 심벌 E1_S1_2가 해당 코드 비트 B1에 의해 변조된 심벌이다.

이러한 고유한 OFDM 심벌(예: BPSK-OFDM 심벌)는 사전 계산되어 메모리 디바이스(예: 도 1의 메모리 디바이스(126))에 직접적으로 시간 영역 샘플 또는 BPSK 시퀀스로 저장될 수 있고 이는 처리 디바이스(도 1의 처리 디바이스(125)와 같은)에 의해 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 처리되거나 처리될 수 있다. 처리 디바이스(125)는 예를 들어, 마이크로프로세서일 수 있다. 메모리 디바이스(126)는 예를 들어 랜덤 액세스 메모리(RAM)일 수 있다.

고유한 BPSK-OFDM 심벌은 낮은 PAPR을 갖기 위해 무작위 시뮬레이션(또는 다른 방법)을 통해 선택되거나 결정될 수 있다.

예를 들어 무작위 시뮬레이션을 통해 ~7dB PAPR을 갖는 심벌을 찾는 것은 시뮬레이션 시간 측면에서 현실적이다.

각각의 활성 LTE 반송파에 대해 해당 캘리브레이션 신호는 고유한 BPSK-OFDM 심벌을 여러 번 반복하여 생성된다.

심벌이 반복되는 횟수는 캘리브레이션 성능 목표를 충족하는 데 필요한 처리 이득(노이즈 평균화)에 따라 달라진다. 예를 들어, 캘리브레이션 신호 감지(위상, 진폭 또는 타이밍 정확도 측면에서)를 충족하기 위해 평균화가 수행되거나 반복된다.

일부 예에서, OFDM 심벌은 수신 신호 처리에서 제 1 및 마지막 OFDM 심벌이 폐기되므로 3회 이상 반복되어야 할 수도 있다.

도 7은 20MHz 대역폭에 대한 캘리브레이션 신호의 예시적인 스펙트럼을 도시한다. 예를 들어, 캘리브레이션 신호의 예시적인 스펙트럼은 다음을 갖거나 이에 대응하도록 구성될 수 있다:

- Fs(샘플링 주파수) = 20Msps

- IFFT 포인트 N-IFFT= 2048

- 활성 반송파 = 1843(90%)

- 변조 = BPSK(낮은 PAPR을 위한 시뮬레이션 최적화 시퀀스)

- 심벌 시간 = 0.1024ms

- 부반송파 간격 = 9.765KHz

- 최대 분해 가능 지연 = 0.1024ms

일부 예에서 최대 분해 가능 지연은 1/(부반송파 간격)과 같다. 특정 예에서는 ~100us의 분해 가능한 최대 지연이 가능하다. 예상되는 최대 지연(디지털 경로에서 알려진 고정 지연 제외)이 더 짧은 경우 더 작은 FFT 길이를 사용할 수 있으며 이는 리소스 및 전력 측면에서 더 효율적이다. 특정 예에서, 20MHz 대역폭에 대한 캘리브레이션 신호 스펙트럼의 대역폭 활용도는 약 90%일 수 있으며, 따라서 활성 대역폭은 약 18MHz이다.

도 8은 일례에 따른 수신 요소에서의 샘플 모음을 도시한다. Rx 요소(예: 420)는 Tx 요소(들)에 의해 사용되는 캘리브레이션 펄스의 시작에 대한 시간 참조를 가질 수 있다고 가정한다(아마도 미크론 간 동기 20MHz 클록 영역에서 알려진 정수 지연 내에서). 캘리브레이션 시작 펄스와 알려진 지연 오프셋의 감지로부터 Rx 요소(각각의 활성 LTE 반송파 데이터 스트림에 대한)는 20Msps 영역에서 제 1 N-IFFT 샘플을 폐기한 후 샘플 모음을 시작한다.

Rx 요소(예: 420)의 실시간 처리에는 메모리 디바이스(예: RAM)에서 수신된 Rx OFDM 심벌을 누적하고 평균하는 시간이 포함된다. 각각의 활성적 전송 캘리브레이션 요소와 각각의 채널에 대해 Rx 요소가 수신한 OFDM 심벌에는 전송된 OFDM 심벌이 포함되지만, 시간 누적 및 평균화를 위해 OFDM 심벌 그룹의 에지에 있는 OFDM 심벌은 제외되거나 폐기된다. 예를 들어, 8개의 그룹에 800개의 OFDM 심벌이 전송되고, 각각의 그룹이 100개의 OFDM 심벌을 갖는다면, 수신기는 각각의 그룹의 처음과 마지막 OFDM 심벌을 폐기할 수 있으므로, (100-2)*8=784 OFDM 심벌이 누적되어 평균화된다. Tx 캘리브레이션 및 Rx 요소로서 작동하는 요소(420)의 예에서, 누적 및 평균화는 요소(420)에서 또는 요소(420)에 의해 수행될 수 있다.

도 8을 참조하면, Rx 요소는 (각각의 활성 LTE 반송파 데이터 스트림에 대해) 캘리브레이션 처리의 시작과 관련하여 하나의 OFDM 심벌 기간을 건너뛴 후 샘플 모음을 시작하고 제 1 N-IFFT 샘플에 해당하는 제 1 OFDM 심벌(OFDM-1)을 폐기하도록 구성될 수 있다. Rx 요소는 각각의 그룹(예를 들어, 도 8의 예시에서 제 1 그룹의 OFDM-1 및 OFDM-4)의 제 1 및 마지막 OFDM 심벌을 폐기하고, 각각의 그룹 내에서 폐기된 제 1 및 마지막 OFDM 심벌 외에 나머지 OFDM 심벌(예를 들어, 도 8의 예시에 도시된 OFDM-2 및 OFDM-3을 포함)을 누적하여 평균화하도록 구성될 수 있다(단계 616). 도 8의 예에서, 한 그룹은 4개의 OFDM 심벌을 갖는다. 그러나 그룹 내의 OFDM 심벌의 수는 4보다 큰 값과 같은 다른 적절한 값일 수 있다.

이러한 시간 영역 평균화는 캘리브레이션 성능 목표를 충족하는 데 필요한 처리 이득을 제공하기 위한 것이다. 그러나 그 효율성은 다음과 같은 가정에 의존한다. (1) Rx 기저대역 신호에는 잔류 반송파 주파수 오프셋(CFO)이 없거나 거의 0에 가까운 잔류 CFO가 있고 예를 들어 수신된 신호는 정확히 0Hz로 하향 변환되었다. 잔여 CFO가 기저대역 샘플에서 시간에 따라 변하는 위상 변이를 생성하고 이로 인해 일관성 없는 샘플 평균화가 발생하므로 이는 중요하다. 매우 긴 통합 시간(수 초)으로 인해 매우 작은 CFO라도 기술 성능을 크게 저하시킬 수 있다.

(2) Rx 기저대역 신호에는 잔류 샘플링 주파수 오프셋(SFO)이 없다, 즉, Tx DAC 및 Rx ADC 클록 주파수에는 0ppm 오프셋과 0Hz 부정확도가 있다. 시간에 따라 변하는 위상 변이 외에도 SFO는 샘플 모음에서 시간 리드프트(표류)를 초래한다.

(3) 추정할 매개변수(지연, 이득, 위상)는 샘플 평균화 기간 동안 일정하게 유지된다.

배열의 모든 Tx 및 Rx 요소에 대해 공통 클록 소스를 사용하면 가정 (2)와 (3)을 충족할 수 있다.

Tx 캘리브레이션의 경우, Rx 요소는 타겟 Tx 요소 및 OFDM 심벌 그룹화에 해당하는 적절한 코드 비트로 수신된 OFDM 심벌에 가중치를 부여하도록 구성될 수도 있습니다(단계 615). 예를 들어, 수신된 OFDM 심벌(복수(예를 들어, 8개)의 Tx 요소로부터 OFDM 심벌의 조합)은 우리가 분리하려는 Tx 활성적으로 캘리브레이션하는 요소에 해당하는 직교 BPSK 코드의 코드 비트와 곱해질 수 있고, 이에 따라 Tx 활성적으로 캘리브레이션하는 요소에 대한 OFDM 심벌은 다른 Tx 활성적으로 캘리브레이션하는 요소로부터 격리될 수 있다. OFDM 심벌에 가중치를 부여하기 위한 곱셈은 다중 시간 영역 OFDM 심벌의 각각의 그룹을 변조하기 위해 직교 BPSK 코드의 각 코드 비트를 사용하는 단계에서 OFDM 심벌에 코드를 적용할 때와 유사한 방식으로 적용된다(단계 613에서 제시된 바와 같이). 이러한 코드 가중 수신 OFDM 심벌을 메모리 디바이스(RAM 등)에 누적하고 평균화함으로써, 코드 가중 수신 OFDM 심벌로 인해 교차 간섭이 억제될 수 있다.

Tx 캘리브레이션의 경우, 수신된 Rx OFDM 심벌을 누적하고 평균화할 때(단계 615) OFDM 심벌 그룹 간 경계의 양쪽에 있는 OFDM 심벌은 교차 및 심벌 간 간섭을 방지하기 위해 폐기된다.

가정 1~3이 충족되면 다수의 Tx 캘리브레이션 요소 간의 간섭이 제거된다. 원칙적으로, 이 간섭 제거 방식은 더 긴 직교 코드를 사용하여 8개 초과의 Tx 요소로 확장될 수 있다.

위에서 설명한 수신기(Rx) 실시간 처리를 통해 저자원, 저전력 구현이 가능하다. 8개의 Tx 요소와 3개의 LTE 반송파를 모두 병렬로 캘리브레이션하는 예에서는 예를 들어, x8(Tx/Rx 요소)x3(LTE 반송파) = 24개의 RAM 블록 및 샘플을 RAM 블록에 축적하기 위한 관련된 '리드-애드-라이트(Read-Add-Write)' 처리 유닛를 사용하여 수행할 수 있다.

어레이 요소 간에 이러한 리소스를 공유하기 위한 접근 방식(면적 대 전력 균형)의 효율성은 구현 관련 조사의 대상이 된다. 이 처리가 20Msps 영역에서 수행된다는 점을 고려하면 Rx/Tx 캘리브레이션 중에 단일 유휴 Tx/Rx 디지털 빔포머를 비활성화하여 전력 소비가 보상될 것으로 예상된다.

도 10은 OFDM 부반송파 할당에 의해 캘리브레이션 신호를 직교화하고 캘리브레이션을 위해 OFDM 심벌을 사용하는 방법의 예를 도시한다. 캘리브레이션 신호를 직교화하기 위해 OFDM 부반송파 할당을 사용하는 예에서, 다수의 활성 전송 캘리브레이션 요소(8개의 활성 전송 캘리브레이션 요소로서 동작하는 요소(410-1 내지 410-8)와 같은)에 대한 캘리브레이션 신호는 다수의 활성 전송 캘리브레이션 요소에 걸쳐 교차 간섭을 줄이기 위해 OFDM 부반송파 할당에 의해 직교화될 수 있다. 예를 들어, 각각의 활성 LTE 반송파(예: C1)는 활성 부반송파의 다중 비중첩 서브세트로 분할된다. 서로 다른 전송 캘리브레이션 요소에 의해 전송되는 프로토타입 OFDM 심벌(여러 번 반복됨)은 활성 부반송파의 비중첩 하위 세트가 할당(또는 사용)되도록 구성되어 캘리브레이션 신호가 다수의 전송 캘리브레이션 요소에 대해 직교화된다(도 10의 단계 621). 예를 들어, 20MHz 채널을 캘리브레이션하는 경우 1843개의 활성 부반송파가 사용되고 8개의 Tx 캘리브레이션 요소가 있는 경우 이러한 1843개의 부반송파는 8개의 Tx 캘리브레이션 요소 간에 가능하면 균등하게 분할될 수 있다. 따라서 제 1 Tx 캘리브레이션 요소(410-1)에 의해 전송되는 OFDM 심벌은 인덱스 0, 8, 16, 24, 32 등을 갖는 약(1843/8)=230 부반송파를 사용할 수 있다. 제 1 Tx 캘리브레이션 요소(410-2)에 의해 전송되는 OFDM 심벌은 인덱스 1, 9, 17, 25, 33 등을 갖는 230개의 부반송파를 사용할 수 있다. 요소 8에 의해 전송되는 OFDM 심벌은 인덱스 7, 15, 23, 31 등을 갖는 230개의 부반송파를 사용할 수 있다. 따라서, 캘리브레이션 신호는 OFDM 부반송파 할당을 사용함으로써 다수의 활성 전송 캘리브레이션 요소에 걸쳐 직교화될 수 있다.

각각의 개별 Tx 캘리브레이션 요소의 OFDM 심벌은 순차적으로 전송되며(단계 622), 다수의 Tx 캘리브레이션 요소는 심벌을 병렬로 전송하도록 구성된다. 또한, Rx 요소(420)는 수신된 Rx OFDM 심벌 중 제 1 OFDM 심벌을 폐기하고(그리고 선택적으로, 수신된 Rx OFDM 심벌 중 마지막 OFDM 심벌을 폐기할 수 있지만, 수신된 Rx OFDM 심벌 중 마지막 OFDM 심벌을 폐기할 필요는 없음), 그리고 수신된 Rx OFDM 심벌 중 나머지 OFDM 심벌을 메모리 디바이스에 축적하고 평균화한다(단계 623). 예를 들어, Rx 요소(420)는 수신된 OFDM 심벌을 RAM 디바이스에 축적할 수 있다. 축적된 OFDM 심벌에 대해 FFT를 수행한 후, 해당 부반송파의 하위 집합을 처리하여 서로 다른 Tx 채널을 처리할 수 있다. 예를 들어, 동일한 Tx 캘리브레이션 요소에 해당하는 OFDM 심벌은 다른 Tx 캘리브레이션 요소와 격리되어 평균화될 수 있다. OFDM 부반송파 할당을 이용한 직교화의 예에서, LTE 채널당 1개의 RAM 블록이면 8개의 Tx 요소를 커버하기에 충분할 수 있다.

Rx 캘리브레이션의 예에서, 요소(420)는 Tx 요소로 동작할 수 있고, 다수의 요소들(410-1 내지 410-8)은 다수의 Rx 요소로 동작할 수 있으므로 다수의 Tx 요소로 인한 간섭을 억제하기 위한 직교화(OFDM 부반송파 할당 또는 직교 BPSK 코드에 의한)를 사용할 필요가 없다. 요소(420)(Tx 요소로 동작)는 다수의 OFDM 심벌을 순차적으로 전송하는데, 여기서 OFDM 부반송파 할당에 의한 직교화 또는 직교 BPSK 코드는 OFDM 심벌에 대해 필요하지 않으므로 직교 BPSK 코드의 코드 비트에 대한 그룹화는 필요하지 않다. 예를 들어, 요소(420)는 반복되는 시간 영역 OFDM 심벌의 긴 시퀀스를 (예를 들어, 갭 없이) 전송한다. 각각의 Rx 요소(410-1 내지 410-8)는 수신된 Rx OFDM 심벌 중 제 1 OFDM 심벌을 폐기한다(그리고 선택적으로, 수신된 Rx OFDM 심벌 중 마지막 OFDM 심벌을 폐기할 수도 있지만, 수신된 Rx OFDM 심벌 중 마지막 OFDM 심벌을 폐기하는 것은 필요하지 않음), 수신된 Rx OFDM 심벌 중 나머지 OFDM 심벌을 메모리 디바이스에 축적하고 평균화한다.

축적된 OFDM 신호는 캘리브레이션 매개변수 추정을 위해 처리 디바이스(예: 도 1의 처리 디바이스(125))에 의해 사후 처리될 수 있다. 특히, 각 축적된 심벌에 대해 다음 처리 기능을 수행할 수 있다.

1) 활성 부반송파에서 FFT 및 BPSK(또는 QAM) 변조 제거

2) '가중 정규화 선형 예측기(Weighted Normalised Linear Predictor; WNLP)'를 사용한 지연 추정:

A.B. Awoseyila 등 (A.B. Awoseyila, C. Kasparis 및 B.G. Evans, Electronics Letters, Vol. 44(3), pp.245-247; 31/01/2008)의 "넓은 획득 범위로 개선된 단일 주파수 추정"이라는 제목의 논문에서 추정기는 시간 영역 반송파 주파수 추정을 위해 제안되었지만 주파수 영역 지연 추정에도 적용 가능하다. 상대적으로 낮은 SNR에서도 CRB를 달성하는 것으로 나타났다. A.B. Awoseyila 등의 해당 논문 및 그 안의 참조문헌에 설명된 대로 WNLP 추정기에 대한 유사한 대안도 적용 가능하다.

3) 위상 추정:

4) 진폭 추정:

OFDM 기술을 사용하면 대역 내 진폭 및 위상 변화가 있는 경우 다양한 주파수 범위에 대해 다양한 매개변수 추정값을 계산할 수 있다. 그러나, 기본 가정은 캘리브레이션 신호가 적용되는 전체 대역에 대해 단일 매개변수 추정 세트가 생성된다는 것이다.

성능

어레이 캘리브레이션에 OFDM 기술을 적용할 때 지연 추정 성능에 대해 설정된 목표는 일반적으로 가장 까다롭기 때문에 전체 캘리브레이션 시간을 결정한다. 따라서 본 절에서는 OFDM 기법의 지연 추정 성능에 초점을 맞춘다.

WNLP 추정기는 상대적으로 낮은 SNR 수준에서도 크래머-라오 경계(Cramer-Rao Bound; CRB)를 달성하는 것으로 나타났다. 이 결과는 OFDM 기반 어레이 캘리브레이션에서 알고리즘의 특정 적용에 대한 추가 시뮬레이션을 통해 검증되었다.

이를 기반으로 주어진 지연 추정 RMSE 목표(RMSE_T초)를 달성하는 데 필요한 OFDM 신호의 총 지속 시간(T초)은 다음 방정식으로 제공됩니다.

여기서:

- F_s는 기저대역 OFDM 신호의 Hz로서의 샘플링 주파수이고,

- SNR은 Fs와 동일한 대역폭에 대한 신호 대 노이즈 비율이고,

- N은 OFDM 신호의 부반송파의 총 수이고,

- N_A는 OFDM 신호의 부반송파의 (0이 아닌) 활성 수이다.

이 방정식은 처리 시간을 줄이는 것이 OFDM 신호의 활성 대역폭에 크게 좌우된다는 것을 나타낸다. 따라서 기저대역 샘플링 주파수가 높고 활성 부반송파 비율이 높은 OFDM 신호를 사용하는 것이 설계 목표이다.

아래 표는 OFDM 신호의 대역폭에 대한 의 종속성을 설명하는 몇 가지 예시 도면을 제공한다.

CDMA- PN 코드 기반 캘리브레이션을 사용한 성능 비교 예

시뮬레이션 시나리오:

- 캘리브레이션 중인 8개의 Tx 요소와 캘리브레이션 신호 관찰 및 처리를 수행하는 단일 Rx 요소를 사용한 Tx 캘리브레이션

- 수신기의 캘리브레이션 신호 처리 유닛의 입력에서 가정된 SNR = -15dB

- OFDM 캘리브레이션 신호 매개변수:

o 1,843개의 활성 부반송파를 사용하여 20Msps로 생성된 2,048개의 부반송파가 있는 기저대역 OFDM 심벌(90% BW 활용)

o 8칩 직교 코드에 의해 분리된 8개의 Tx 요소

- CDMA-PN 캘리브레이션 신호 매개변수:

o 10Mcps의 길고 복잡한 PN 코드

o 전송 및 수신 모두에서 90% 초과 대역폭을 갖춘 RRC 필터링

o 8개 Tx 요소 간 간섭을 최소화하는데 사용된 직교 코드

o +/-1 칩 간격을 커버하는 데 사용되는 64개의 병렬 상관기(효과적인 x32 오버 샘플링)

o 이득/위상 추정을 위해 상관기의 피크를 검출하고 지연 추정을 위해 3점 2차 보간을 수행.

시뮬레이션 결과:

관찰된 성능 차이는 주로 OFDM 신호의 더 나은 대역폭 활용에 기인한다. 특히, 두 신호(OFDM 및 CDMA-PN)가 Fs=20Msps에서 샘플링되더라도 OFDM 신호는 약 90%의 대역폭 활용도를 가지며 CDMA-PN 신호는 약 50%를 가지고, 따라서 OFDM의 캘리브레이션 시간은 7.2초로 CDMA-PN의 캘리브레이션 시간 약 25초보다 짧다. 이 관찰은 표의 세 번째 시뮬레이션 사례에 의해 뒷받침된다.

처리 복잡성과 전력 측면에서, OFDM 기술은 간단한 샘플 누산기를 사용하여 20MHz에서 처리를 수행하는 반면 CDMA는 320MHz에서 작동하는 상관기를 사용하므로 상당한 이점이 있다.

본 개시에서, 일부 실시예에서, 캘리브레이션 신호는 때때로 반송파 신호(예: LTE, 5G 등을 포함하는 3GPP 신호) 위에 중첩되며 캘리브레이션 신호는 반송파 신호와 실질적으로 간섭하지 않기 때문에 결과적으로 OFDM 신호와 관련된 증가된 PAPR은 이 애플리케이션에서 부정적인 효과가 아니다.

본 개시의 하나의 양태에서, 도 1, 3, 및 4를 참조하면, 안테나 어레이는 복수의 안테나 요소(도 1의 130, 도 4의 410, 420 등)를 포함하며, 여기서 복수의 안테나 요소 각각은 전송 경로를 갖고; 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 전송 경로에 공급하여 전송 캘리브레이션을 수행하도록 구성된 처리 디바이스(예: 도 1의 125)를 포함한다.

몇몇 예에서, 도 1, 도 3 및 도 4를 참조하면, 안테나 어레이에서 복수의 안테나 요소(예: 130)는 각각 수신 경로를 갖고, 처리 디바이스(예: 도 1의 처리 디바이스(125))는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 수신 경로로 공급하여 수신 캘리브레이션을 수행한다.

특정 예에서, 처리 디바이스(처리 디바이스(125)와 같은)는 전송을 위해 OFDM 캘리브레이션 신호를 반송파 신호에 중첩할 수 있으며, 여기서 OFDM 캘리브레이션 신호의 전력은 반송파 신호의 전력보다 적어도 한 자릿수 더 작고, 반송파 신호 PAPR을 실질적으로 악화시키지 않는다. 예를 들어 OFDM 캘리브레이션 신호의 전력은 반송파 신호 전력의 약 1~10%일 수 있으므로 캘리브레이션 신호의 전력은 반송파 신호에 대한 간섭을 피하기 위해 지구 표면에서 매우 낮은 수준으로 수신된다.

또 다른 예에서, OFDM 캘리브레이션 신호는 독립적으로 추정될 수 있고 주어진 지속 기간 동안 정확한 캘리브레이션 추정치로 결합될 수 있는 많은 부반송파로 구성된다.

일부 예에서, 전송 경로는 기저대역-무선 주파수 변환기, 발진기, 디지털-대-아날로그 변환기, 전송 프런트 엔드 모듈 및 전송 안테나를 포함한다.

특정 예에서, 수신 경로는 무선 주파수 대 기저대역 변환기, 발진기, 아날로그-대-디지털 변환기, 수신 프런트 엔드 모듈, 및 수신 안테나를 포함한다.

또 다른 예에서, 수신기는 OFDM 캘리브레이션 신호와 중첩된 반송파 신호를 가질 수 있으며, OFDM 캘리브레이션 신호의 전력은 적어도 반송파 신호의 전력보다 한 자릿수가 작아서 반송파 신호 PAPR을 실질적으로 저하시키지 않는다.

또 다른 예에서, 안테나 어레이의 처리 디바이스는 복수의 안테나 요소 중에서 중앙에 위치된 안테나 요소를 선택하고; 선택된 중앙에 위치된 요소가 복수의 안테나 요소의 직접 이웃하는 복수의 안테나 요소를 가지고, 직접 이웃하는 복수의 안테나 요소 각각은 선택된 중앙 안테나 요소에 직접 인접해 있고; 복수의 OFDM 캘리브레이션 신호를 이웃하는 안테나 요소의 전송 경로를 통해 전송하고; 선택된 중앙 요소의 수신 경로를 통해 복수의 OFDM 캘리브레이션 신호를 수신하고; 복수의 수신된 OFDM 신호에 따라, 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소 중 각각의 이웃하는 안테나 요소와 선택된 중앙 요소의 위상 및 진폭을 계산하도록 구성된다.

본 개시의 또 다른 양태에 있어서, 도 1, 3, 4를 참조하면, 안테나 어레이는 복수의 안테나 요소(도 1의 130, 도 4의 410, 420 등)를 포함하며, 복수의 안테나 요소 각각은 수신 경로를 갖고; 및 수신 캘리브레이션을 수행하기 위해 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 수신 경로에 공급하도록 구성된 처리 디바이스(도 1의 125와 같은)를 포함한다.

일부 예에서, 복수의 안테나 요소 각각은 전송 경로를 갖고, 처리 디바이스는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 전송 경로에 공급하여 수신 캘리브레이션을 수행하도록 구성된다.

특정 예에서, 처리 디바이스는 OFDM 캘리브레이션 신호를 반송파 신호에 중첩함으로써 OFDM 캘리브레이션 신호의 전력이 적어도 반송파 신호의 전력보다 한 자릿수 작고 반송파 신호 PAPR을 실질적으로 저하시키지 않는다.

또 다른 예에서, OFDM 캘리브레이션 신호는 독립적으로 추정될 수 있고 주어진 기간 동안 정확한 캘리브레이션 추정치로 결합될 수 있는 많은 부반송파로 구성된다.

일부 예에서, 전송 경로는 기저대역 대 무선 주파수 변환기, 발진기, 디지털-대-아날로그 변환기, 전송 프런트 엔드 모듈 및 전송 안테나를 포함한다.

특정 예에서, 수신 경로는 무선 주파수 대 기저대역 변환기, 발진기, 아날로그-대-디지털 변환기, 수신 프런트 엔드 모듈 및 수신 안테나를 포함한다.

또 다른 예에서, 수신기는 중첩된 반송파 신호와 OFDM 캘리브레이션 신호를 가지며, 이에 따라 OFDM 캘리브레이션 신호의 전력은 적어도 반송파 신호의 전력보다 한 자릿수 더 작고 반송파 신호 PAPR을 실질적으로 저화시키지 않는다.

다양한 예에서, 처리 디바이스는 복수의 안테나 요소 중에서 중앙에 위치된 안테나 요소를 선택하도록 구성되고, 선택된 중앙에 위치된 요소는 복수의 안테나 요소 중 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소를 가지며, 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소 각각은 선택된 중앙 안테나 요소에 직접 인접하고; 복수의 OFDM 캘리브레이션 신호를 이웃하는 안테나 요소의 전송 경로를 통해 전송하고; 선택된 중앙 요소의 수신 경로를 통해 복수의 OFDM 캘리브레이션 신호를 수신하고; 복수의 수신된 OFDM 신호에 따라, 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소 중 각각의 이웃하는 안테나 요소와 선택된 중앙 요소의 위상 및 진폭을 계산하도록 구성된다.

Claims

안테나 어레이로서,
복수의 안테나 요소로서, 상기 복수의 안테나 요소 각각은 전송 경로를 갖는, 복수의 안테나 요소; 및
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 전송 경로에 공급하여 전송 캘리브레이션을 수행하도록 구성된 처리 디바이스를 포함하는, 안테나 어레이.
제 1 항에 있어서,
상기 복수의 안테나 요소 각각은 수신 경로를 갖고, 상기 처리 디바이스는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 상기 수신 경로에 공급하여 수신 캘리브레이션을 수행하도록 구성되는, 안테나 어레이.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 처리 디바이스는 OFDM 캘리브레이션 신호를 반송파 신호에 중첩함으로써 OFDM 캘리브레이션 신호의 전력이 상기 반송파 신호의 전력보다 적어도 한 자릿수 더 작고 반송파 신호 PAPR을 실질적으로 저하시키지 않는, 안테나 어레이.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 OFDM 캘리브레이션 신호는 독립적으로 추정될 수 있고 주어진 기간 동안 정확한 캘리브레이션 추정치로 결합될 수 있는 많은 부반송파로 구성되는, 안테나 어레이.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 전송 경로는 기저대역 대 무선 주파수 변환기, 발진기, 디지털-대-아날로그 변환기, 전송 프론트 엔드 모듈, 및 전송 안테나를 포함하는, 안테나 어레이.
제 2 항에 있어서,
상기 수신 경로는 무선 주파수 대 기저대역 변환기, 발진기, 아날로그-대-디지털 변환기, 수신 프론트 엔드 모듈, 및 수신 안테나를 포함하는, 안테나 어레이.
제 2 항 또는 제 6 항에 있어서,
상기 수신기는 중첩된 반송파 신호 및 OFDM 캘리브레이션 신호를 가질 수 있으며, 이에 따라 일반적으로 OFDM 캘리브레이션 신호의 전력은 반송파 신호의 전력보다 적어도 한 자릿수 더 작아서, 반송파 신호 PAPR을 실질적으로 저하시키지 않는, 안테나 어레이.
제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 처리 디바이스는,
복수의 안테나 요소 중에서 중앙에 위치된 안테나 요소를 선택하고, 상기 선택된 중앙에 위치된 요소가 복수의 안테나 요소 중 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소를 가지며, 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소 각각은 선택된 중앙 안테나 요소에 직접 인접해 있도록;
복수의 OFDM 캘리브레이션 신호를 상기 이웃하는 안테나 요소의 전송 경로를 통해 전송하도록;
상기 선택된 중앙 요소의 수신 경로를 통해 상기 복수의 OFDM 캘리브레이션 신호를 수신하도록; 그리고
복수의 수신된 OFDM 신호에 따라, 상기 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소 중 각각의 이웃하는 안테나 요소와 선택된 중앙 요소의 위상 및 진폭을 계산하도록 더 구성되는, 안테나 어레이.
제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 OFDM 캘리브레이션 신호는 사전 계산되는, 안테나 어레이.
안테나 어레이로서,
복수의 안테나 요소로서, 상기 복수의 안테나 요소 각각이 수신 경로를 갖는, 복수의 안테나 요소; 및
수신 캘리브레이션을 수행하기 위해 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 수신 경로에 공급하도록 구성된 처리 디바이스를 포함하는, 안테나 어레이.
제 10 항에 있어서,
상기 복수의 안테나 요소 각각은 전송 경로를 갖고, 상기 처리 디바이스는 수신 캘리브레이션을 수행하기 위해 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 캘리브레이션 신호를 상기 전송 경로에 공급하도록 구성되는, 안테나 어레이.
제 11 항에 있어서,
상기 처리 디바이스는 상기 OFDM 캘리브레이션 신호를 반송파 신호에 중첩함으로써, 상기 OFDM 캘리브레이션 신호의 전력이 상기 반송파 신호의 전력보다 적어도 한 자릿수 더 작고, 반송파 신호 PAPR을 실질적으로 저하시키지 않는, 안테나 어레이.
제 10 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 OFDM 캘리브레이션 신호는 독립적으로 추정될 수 있고 주어진 기간 동안 정확한 캘리브레이션 추정치로 결합될 수 있는 많은 부반송파로 구성되는, 안테나 어레이.
제 11 항에 있어서,
상기 전송 경로는 기저대역 대 무선 주파수 변환기, 발진기, 디지털-대-아날로그 변환기, 전송 프론트 엔드 모듈 및 전송 안테나를 포함하는, 안테나 어레이.
제 10 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 수신 경로는 무선 주파수 대 기저대역 변환기, 발진기, 아날로그-대-디지털 변환기, 수신 프론트 엔드 모듈, 및 수신 안테나를 포함하는, 안테나 어레이.
제 10 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 수신기는 중첩된 반송파 신호 및 상기 OFDM 캘리브레이션 신호를 가지며, 이에 따라 OFDM 캘리브레이션 신호의 전력은 상기 반송파 신호의 전력보다 적어도 한 자릿수 더 작고, 반송파 신호 PAPR을 실질적으로 저하시키지 않는, 안테나 어레이.
제 10 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 처리 디바이스는,
복수의 안테나 요소 중에서 중앙에 위치된 안테나 요소를 선택하고, 상기 선택된 중앙에 위치된 요소가 복수의 안테나 요소 중 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소를 가지며, 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소 각각은 선택된 중앙 안테나 요소에 직접 인접해 있도록;
복수의 OFDM 캘리브레이션 신호를 상기 이웃하는 안테나 요소의 전송 경로를 통해 전송하도록;
상기 선택된 중앙 요소의 수신 경로를 통해 상기 복수의 OFDM 캘리브레이션 신호를 수신하도록; 그리고
복수의 수신된FDM 신 O호에 따라, 상기 복수의 직접 이웃하는 안테나 요소 중 각각의 이웃하는 안테나 요소와 선택된 중앙 요소의 위상 및 진폭을 계산하도록 더 구성되는, 안테나 어레이.