KR20230056116A - 스위칭 레귤레이터 및 그를 포함하는 전력 관리 집적 회로 - Google Patents

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Abstract

스위칭 레귤레이터 및 그를 포함하는 전력 관리 집적 회로가 개시된다. 스위칭 레귤레이터는: 스위치 노드로 연결되는 인덕터; 상기 스위치 노드로 연결되고, 제 1 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 1 전압을 인가하고, 그리고 제 2 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 2 전압을 인가하는 파워 스위치; 및 상기 제 1 제어 신호 및 상기 제 2 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하되, 상기 제 1 제어 신호가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이한 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 상기 제 2 제어 신호는 상기 로우 레벨에서 상기 하이 레벨로 천이하고, 상기 제 2 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이한 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 상기 제 1 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이하고, 상기 제 1 데드 타임에서 상기 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류의 방향 및 상기 제 2 데드 타임에서 상기 인덕터 전류의 상기 방향은 서로 다를 수 있다.

Description

스위칭 레귤레이터 및 그를 포함하는 전력 관리 집적 회로{SWITCHING REGULATOR AND POWER MANAGEMENT INTEGRATED CIRCUIT COMPRISING THE SAME}
본 개시는 입력 전압을 출력 전압으로 변환하는 스위칭 레귤레이터 및 그를 포함하는 전력 관리 집적 회로에 관한 것이다.
전력 관리 집적 회로는 전자 부품들에 전력을 제공하기 위해 공급 전압(supply voltage)을 생성할 수 있다. 공급 전압의 레벨은 각 전자 부품의 요구 성능에 기반하여 결정될 수 있다. 전력 관리 집적 회로는 다양한 레벨들의 공급 전압들을 생성하기 위한 레귤레이터를 포함할 수 있다.
레귤레이터는 파워 스위치들을 이용하여 외부로부터 입력되는 전원을 시스템에서 필요로 하는 직류 전원으로 변환하는 회로이다. 레귤레이터에 포함되는 파워 레귤레이터의 예로는 입력 직류 전원을 승압하거나 강압하기 위한 DC-DC 컨버터 등이 있다. DC-DC 컨버터는 입력 직류 전원을 승압하는 부스트(Boost) 컨버터(또는 스텝-업 컨버터), 입력 직류 전원을 강압하는 벅(Buck) 컨버터(또는 스텝-다운 컨버터), 입력 직류 전원을 승압 하거나 강압하는 벅-부스트 컨버터 등을 포함할 수 있다.
본 개시의 목적은 소프트 스위칭을 수행하는 스위칭 레귤레이터 및 그를 포함하는 전력 관리 집적 회로를 제공하는 데 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터는: 스위치 노드로 연결되는 인덕터; 상기 스위치 노드로 연결되고, 제 1 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 1 전압을 인가하고, 그리고 제 2 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 2 전압을 인가하는 파워 스위치; 및 상기 제 1 제어 신호 및 상기 제 2 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하되, 상기 제 1 제어 신호가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이한 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 상기 제 2 제어 신호는 상기 로우 레벨에서 상기 하이 레벨로 천이하고, 상기 제 2 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이한 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 상기 제 1 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이하고, 상기 제 1 데드 타임에서 상기 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류의 방향은 제 1 방향이고, 그리고 상기 제 2 데드 타임에서 상기 인덕터 전류의 상기 방향은 상기 제 1 방향과 다른 제 2 방향일 수 있다.
본 개시의 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터는: 스위치 노드로 연결되는 인덕터; 제 1 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 입력 전압을 전달하는 제 1 트랜지스터 및 제 2 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 접지 전압을 전달하는 제 2 트랜지스터를 포함하는 파워 스위치; 상기 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류가 피크 전류인 것에 응답하여 피크 전류 센싱 신호를 출력하는 피크 전류 센서; 상기 인덕터 전류가 오프셋 전류인 것에 응답하여 제로 전류 센싱 신호를 출력하는 제로 전류 감지기; 상기 출력 전압을 목표 전압과 비교하고 그리고 피드백 신호를 출력하는 피드백 컨트롤러; 상기 피크 전류 센싱 신호, 상기 제로 전류 센싱 신호, 상기 피드백 신호, 및 기준 전압에 기반하여 PFM(Pulse Frequency Modulation) 신호를 출력하는 PFM 생성기; 및 상기 PFM 신호에 기반하여 상기 제 1 제어 신호 및 상기 제 2 제어 신호를 출력하는 게이트 드라이버를 포함하되, 상기 인덕터 전류가 상기 피크 전류에 도달한 시점으로부터 제 1 데드 타임 동안, 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터는 모두 턴-오프되고, 상기 인덕터 전류가 상기 오프셋 전류에 도달한 시점으로부터 제 2 데드 타임 동안, 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터는 모두 턴-오프되고, 그리고 상기 피크 전류의 방향 및 상기 오프셋 전류의 방향은 서로 반대일 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따른 입력 전압을 출력 전압으로 변환하는 스위칭 레귤레이터를 포함하는 전력 관리 집적 회로에 있어서, 상기 스위칭 레귤레이터는: 스위치 노드로 연결되는 인덕터; 상기 스위치 노드로 연결되고, 제 1 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 1 전압을 인가하고, 그리고 상기 제 2 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 2 전압을 인가하는 파워 스위치; 및 상기 제 1 제어 신호 및 상기 제 2 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하되, 상기 제 1 제어 신호가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이한 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 상기 제 2 제어 신호는 상기 로우 레벨에서 상기 하이 레벨로 천이하고, 상기 제 2 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이한 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 상기 제 1 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이하고, 상기 제 1 데드 타임에서 상기 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류의 방향은 제 1 방향이고, 그리고 상기 제 2 데드 타임에서 상기 인덕터 전류의 상기 방향은 상기 제 1 방향과 다른 제 2 방향일 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터는 입력 전압 및 접지 전압에 기반하여 스위치 노드로 스위치 전압을 공급하는 파워 스위치를 포함할 수 있다. 파워 스위치가 스위칭될 때, 기생 커패시터에 충전된 전하에 기반하여 스위칭이 수행될 수 있고, 그리고 파워 스위치의 기생 다이오드의 턴-온이 방지될 수 있다. 이에 따라 파워 스위치의 스위칭 손실이 감소되어, 전력 효율이 개선된 스위칭 레귤레이터가 제공될 수 있다.
도 1은 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따른 전자 장치의 블록도를 도시한다.
도 2는 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라, 도 1의 스위칭 레귤레이터의 블록도를 도시한다.
도 3은 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라 도 2의 스위칭 레귤레이터를 좀 더 구체적으로 도시한다.
도 4는 도 3의 스위칭 레귤레이터의 동작을 나타내는 타이밍도를 도시한다.
도 5는 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라 도 2의 스위칭 레귤레이터를 좀 더 구체적으로 도시한다.
도 6은 도 5의 스위칭 레귤레이터의 동작을 나타내는 타이밍도를 도시한다.
도 7은 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라, 도 3의 스위칭 레귤레이터 및 도 5의 스위칭 레귤레이터의, 부하 전류의 증가에 따른 전력 효율을 도시한 그래프이다.
도 8은 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따른 시스템의 블록도를 도시한다.
도 9는 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라, 전자 장치의 블록도를 도시한다.
이하에서, 본 개시의 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 개시를 용이하게 실시할 수 있을 정도로, 본 개시의 실시 예들이 명확하고 상세하게 기재될 것이다.
이하에서, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 개시의 몇몇 실시 예들을 보다 상세하게 설명하고자 한다. 본 개시를 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면상의 유사한 구성요소에 대해서는 유사한 참조부호가 사용되고, 그리고 유사한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략된다.
도 1은 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따른 전자 장치(10)의 블록도를 도시한다. 도 1을 참조하면, 전자 장치(10)는 CPU(Central Processing Unit; 11), 메모리(12), PMIC(Power Management Integrated Circuit; 전력 관리 집적 회로; 13), 사용자 인터페이스(14), 스토리지 장치(15), 및 통신 장치(16)를 포함할 수 있다.
몇몇 실시 예들에 있어서, 전자 장치(10)는 반도체 칩, 반도체 장치, 반도체 패키지, 반도체 모듈, 반도체 시스템, 또는 시스템-온-칩 등을 포함할 수 있다. 다른 예를 들어, 전자 장치(10)는 스마트폰(smartphone), 태블릿 PC(tablet personal computer), 이동 전화기(mobile phone), 영상 전화기, 전자책 리더기(e-book reader), 데스크탑 PC(desktop personal computer), 랩탑 PC(laptop personal computer), 넷북 컴퓨터(netbook computer), 워크 스테이션(workstation), 서버, PDA(personal digital assistant), PMP(portable multimedia player), MP3 플레이어, 모바일 의료기기, 디지털 TV, 카메라(camera), 웨어러블 장치(wearable device), IoT(Internet of Things) 장치, IoE(Internet of Everything) 장치, VR(Virtual Reality) 장치, 또는 AR(Augmented Reality) 장치, 데이터 센터, LED 구동 장치 등과 같은 다양한 전자 장치들(또는 전자 시스템들) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
CPU(11)는 전자 장치(10)의 동작에 필요한 다양한 연산들을 수행할 수 있다. 예를 들어, CPU(11)는 메모리(12)에 로드된 소프트웨어, 펌웨어, 명령어, 또는 프로그램 코드 등을 실행할 수 있다. CPU(11)는 메모리(12)에 로드되는 운영 체제(Operating System)를 실행할 수 있다. CPU(11)는 운영 체제 기반에서 구동되는 다양한 응용 프로그램들을 실행할 수 있다. CPU(11)는 연산들의 결과를 메모리(12)에 저장할 수 있다.
메모리(12)는 CPU(11)에 의해 처리되거나 또는 처리될 예정인 데이터 및 프로그램 코드들을 저장할 수 있다. 예를 들어, CPU(11)에 의해 실행되고자 하는 소프트웨어, 펌웨어, 프로그램 코드, 또는 명령어들은 메모리(12)로 로드될 수 있다. 메모리(12)는 전자 장치(10)의 주 기억 장치로서의 기능을 수행할 수 있다. 메모리(12)는 SRAM(Static Random Access Memory) 또는 DRAM(Dynamic Random Access Memory) 등과 같은 휘발성 메모리, 또는 플래시 메모리, PRAM(Phase-change RAM), MRAM(Magneto-resistive RAM), ReRAM(Resistive RAM), FRAM(Ferro-electric RAM) 등과 같은 불휘발성 메모리를 포함할 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 메모리(12)는 버퍼 메모리, 캐시 메모리, 또는 워킹 메모리로서 지칭될 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 메모리(12)의 개수는 둘 이상일 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 메모리(12)는 전자 장치(10)와 통신 가능한 외부 장치로서 구현될 수도 있다.
PMIC(13)는 전자 장치(10)에서 필요로 하는 전원 전압 또는 전원 전류를 생성하고, 그리고 전자 장치(10)의 구성 요소들(예를 들어, CPU(11), 메모리(12), 사용자 인터페이스(14), 스토리지 장치(15), 또는 통신 장치(16)) 각각으로 생성된 전원 전압 또는 전원 전류를 공급할 수 있다. 예를 들어, PMIC(13)는 전자 장치(10)의 구성 요소들 각각으로, 각각이 요구하는 전압 또는 전류를 제공할 수 있다. 전자 장치(10)의 구성 요소들 각각은 PMIC(13)로부터 제공되는 전력을 사용하여 다양한 동작들을 수행할 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, PMIC(13)는 전자 장치(10)의 외부 회로로서 구현될 수도 있다.
PMIC(13)는 기준 전압 생성기, 선형 레귤레이터 또는 스위칭 레귤레이터 등과 같은 레귤레이터들, 부스트 컨버터, 벅 컨버터, 또는 부스트-벅 컨버터 등과 같은 컨버터들 등 요구 전압 또는 요구 전류를 생성하기 위한 다양한 회로들을 포함할 수 있다. 예를 들어, PMIC(13)는 스위칭 레귤레이터(100)를 포함할 수 있다.
스위칭 레귤레이터(100)는 입력 전력(예를 들어, 도 2의 입력 전압(VIN))을 레귤레이팅(또는 변환)함으로써, 출력 전력(예를 들어, 도 2의 출력 전압(VOUT))을 출력할 수 있다. 스위칭 레귤레이터(100)는 DC-DC 컨버터로서의 기능을 수행할 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 스위칭 레귤레이터(100)는 SMPS(switching mode power supply)로서 이해될 수 있다(또는 그에 포함될 수 있다). 스위칭 레귤레이터(100)는 파워 스위치 및 인덕터, 커패시터 등을 사용하여, 전력 변환을 수행할 수 있다.
몇몇 실시 예들에 있어서, 스위칭 레귤레이터(100)는 고부하 동작 모드 또는 저부하 동작 모드 중 어느 한 모드에서 동작할 수 있다. 스위칭 레귤레이터(100)의 동작 모드는 CPU(11)에 의해 변경될 수 있다. 예를 들어, 전자 장치(10)의 어느 한 구성 요소의 동작의 양이 증가할 때(예를 들어, CPU(11)가 연산을 수행하기 시작하거나, CPU(11)에 의해 처리되는 연산의 양이 증가하거나, 또는 메모리(12)나 스토리지 장치(15)로 데이터가 기입되거나 그로부터 데이터가 판독될 때 등), CPU(11)는 스위칭 레귤레이터(100)로 하여금 고부하 동작 모드에서 동작하도록 제어할 수 있다. 고부하 동작 모드에서, 스위칭 레귤레이터(100)는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation) 모드에 기반하여, 요구 전압을 출력할 수 있다. 다른 예를 들어, 전자 장치(10)가 대기 상태로 진입하거나 CPU(11)가 유휴 상태로 진입할 때, CPU(11)는 스위칭 레귤레이터(100)로 하여금 저부하 동작 모드에서 동작하도록 제어할 수 있다. 저부하 동작 모드에서, 스위칭 레귤레이터(100)는 펄스 주파수 변조(Pulse Frequency Modulation) 모드, 버스트 모드, 또는 온/오프 모드 등에 기반하여, 요구 전압을 출력할 수 있다.
본 개시의 일 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터(100)는 스위치 노드로 연결되는 인덕터, 스위치 노드로 연결되고, 제 1 제어 신호에 응답하여 스위치 노드로 제 1 전압을 인가하고, 그리고 제 2 제어 신호에 응답하여 스위치 노드로 제 2 전압을 인가하는 파워 스위치, 및 제 1 제어 신호 및 제 2 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함할 수 있다. 제 1 제어 신호가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이한 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 제 2 제어 신호는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이하고, 제 2 제어 신호가 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이한 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 제 1 제어 신호가 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이하고, 제 1 데드 타임에서 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류의 방향은 제 1 방향이고, 그리고 제 2 데드 타임에서 인덕터 전류의 방향은 제 1 방향과 다른 제 2 방향일 수 있다.
사용자 인터페이스(14)는 CPU(11)의 제어 하에, 전자 장치(10)의 사용자와 통신할 수 있다. 예를 들어, 사용자 인터페이스(14)는 사용자로 메모리(12) 또는 스토리지 장치(15)에 저장된 데이터를 제공할 수 있다. 다른 예를 들어, 사용자 인터페이스(14)는 사용자로부터 데이터 또는 데이터 처리의 요청 등을 수신할 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 사용자 인터페이스(14)는 마이크, 키보드, 마우스, 또는 터치 스크린 등과 같은 다양한 입력 장치들 중 어느 하나를 포함할 수 있다. 또는, 사용자 인터페이스(14)는 모니터 등과 같은 디스플레이 장치, 또는 스피커 등과 같은 다양한 출력 장치들 중 어느 하나를 포함할 수 있다.
스토리지 장치(15)는 전자 장치(10)의 저장 매체(Storage Medium)으로서 제공될 수 있다. 스토리지 장치(15)는 CPU(11)에 의해 장기적인 저장을 목적으로 생성되는 데이터, CPU(11)에 의해 구동되기 위한 파일, 또는 CPU(11)에 의해 실행될 수 있는 다양한 소프트웨어, 펌웨어, 프로그램 코드들, 또는 명령어들을 저장할 수 있다. 스토리지 장치(15)는 전자 장치(10)의 보조 기억 장치로서의 기능을 수행할 수 있다. 스토리지 장치(15)는 MMC, eMMC, SD, MicroSD 등과 같은 메모리 카드로서 제공될 수 있다. 또는, 스토리지 장치(15)는 NAND 플래시 메모리, NOR 플래시 메모리, PRAM, MRAM, ReRAM, FRAM 등과 같은 불휘발성 메모리를 포함할 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 스토리지 장치(15)의 개수는 둘 이상일 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 스토리지 장치(15)는 전자 장치(10)의 외부에 존재할 수도 있다.
통신 장치(16)는 전자 장치(10)의 외부 장치와 다양한 유선 또는 무선 규약들 등에 기반하여 통신할 수 있다. 예를 들어, 통신 장치(16)는 CPU(11)의 제어 하에, 외부 장치로부터 데이터를 수신하거나, 또는 외부 장치로 메모리(12) 또는 스토리지 장치(15)에 저장된 데이터를 송신할 수 있다.
도 2는 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라, 도 1의 스위칭 레귤레이터(100)의 블록도를 도시한다. 도 1 및 도 2를 참조하면, 스위칭 레귤레이터(100)는 파워 스위치(101), 파워 스위치(101)를 제어하는 컨트롤러(110), 기생 커패시터(Cpar), 인덕터(L), 저항(DCR), 및 출력 커패시터(Cout)를 포함할 수 있다. 스위칭 레귤레이터(100)의 입력 단(IN)으로는 입력 전압(VIN)이 인가될 수 있고, 그리고 스위칭 레귤레이터(100)의 출력 단(OUT)으로부터는 출력 전압(VOUT)이 출력될 수 있다.
이하에서, 스위칭 레귤레이터(100)는 PFM 모드에서 동작하는 것으로 가정될 것이다. 또한, 이하에서, PFM 모드에서 동작하기 위한 스위칭 레귤레이터(100)의 벅 컨버터와 관련된 구성 요소들에 대해서 구체적으로 설명될 것이다. 그러나 본 개시의 범위는 이에 한정되지 아니할 것이다. 예를 들어, 스위칭 레귤레이터(100)는 PWM 모드를 비롯한 다양한 동작 모드들 중 어느 한 동작 모드에서 동작하기 위한 구성 요소들을 더 포함할 수 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터(100)는 벅 컨버터뿐만 아니라 부스트 컨버터, 또는 벅-부스트 컨버터 등 다양한 DC-DC 컨버터들을 더 포함할 수 있다.
파워 스위치(101)는 컨트롤러(110)의 제어 하에 스위칭(예를 들어, 턴-온 또는 턴-오프)될 수 있다. 파워 스위치(101)가 스위칭됨에 따라, 입력 전압(VIN)에 기반하여, 스위치 노드(NSW)의 전압이 풀-업되거나 또는 풀-다운될 수 있다. 이에 따라, 스위치 노드(NSW)를 거쳐 인덕터(L)로 흐르는 인덕터 전류(IL)의 크기가 조절될 수 있다.
기생 커패시터(Cpar)는 스위치 노드(NSW) 및 접지 전압이 인가되는 노드 사이에 연결될 수 있다. 기생 커패시터(Cpar)는 스위치 노드(NSW)의 기생 커패시턴스가 모델링된 요소일 수 있다. 기생 커패시터(Cpar)는 파워 스위치(101) 주변부의 기생 커패시턴스를 가질 수 있다. 스위치 노드(NSW)의 전압이 풀-업됨에 따라, 기생 커패시터(Cpar)로 전하들이 충전될 수 있다.
스위치 노드(NSW)의 전압이 풀-업됨에 따라, 인덕터(L)에 흐르는 인덕터 전류(IL)가 증가할 수 있다. 인덕터 전류(IL)는 저항(DCR)을 거쳐, 출력 커패시터(Cout)에 전하를 충전할 수 있다. 저항(DCR)은 인덕터(L)의 직류 저항(Direct Current Resistance)이 모델링된 요소일 수 있다. 출력 커패시터(Cout)에 충전된 전하에 기반하여, 출력 전압(VOUT)이 출력될 수 있다. 출력 전압(VOUT)은 컨트롤러(110)로 제공될 수 있다.
컨트롤러(110)는 입력 전압(VIN), 기준 전압(VREF), 인덕터 전류(IL), 및 출력 전압(VOUT)에 기반하여, 파워 스위치(101)를 스위칭하기 위한 제어 신호들을 생성할 수 있다. 예를 들어, 컨트롤러(110)는 인덕터 전류(IL)를 검지(또는 모니터링)하고, 출력 전압(VOUT) 및 기준 전압(VREF)을 비교하고, 그리고 입력 전압(VIN)을 사용하여, 파워 스위치(101)를 스위칭하기 위한 제어 신호들을 생성할 수 있다. 컨트롤러(110)에 의해 생성된 제어 신호들에 응답하여, 파워 스위치(101)는 스위칭될 수 있고, 이에 따라 출력 전압(VOUT)의 크기가 조절될 수 있다.
몇몇 실시 예들에 있어서, 스위칭 레귤레이터(100)는 동기식(synchronous) 스위칭 레귤레이터일 수 있으나, 본 개시는 이에 한정되지 아니한다.
도 3은 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라 도 2의 스위칭 레귤레이터(100)를 좀 더 구체적으로 도시한다. 도 1 내지 도 3을 참조하면, 도 2의 스위칭 레귤레이터(100)는 도 3의 스위칭 레귤레이터(100a)로서 구현될 수 있다. 도 3의 스위칭 레귤레이터(100a)는 컨트롤러(110a), 파워 스위치(101) 인덕터(L), 및 출력 커패시터(Cout)를 포함할 수 있다. 스위칭 레귤레이터(100a)의 출력 단(OUT)으로 부하 장치(LOAD)가 연결될 수 있다.
컨트롤러(110a)는 PFM 생성기(111a), 게이트 드라이버(112), 인버터들(112-1, 112-2), 인덕터 전류 감지기(113a), 및 피드백 컨트롤러(114)를 포함할 수 있다. PFM 생성기(111a)는 기준 전압(VREF), 전류 센싱 신호(CS), 및 피드백 신호(FB)에 기반하여, 게이트 드라이버(112)를 제어하기 위한 신호(PFMa)를 생성할 수 있다. 예를 들어, PFM 생성기(111a)는 기준 전압(VREF) 및 피드백 신호(FB)를 비교하기 위한 비교기를 포함할 수 있다. PFM 생성기(111a)는 인덕터 전류 감지기(113)로부터 전류 센싱 신호(CS)를 수신할 수 있다. PFM 생성기(111a)는 피드백 컨트롤러(114)로부터 피드백 신호(FB)를 수신할 수 있다. PFM 생성기(111a)는 전류 센싱 신호(CS), 피드백 신호(FB), 및 기준 전압(VREF) 및 피드백 신호(FB)의 비교에 기반하여, PFM 방식으로, 신호(PFMa)를 생성할 수 있다. PFM 생성기(111a)는 생성된 신호(PFMa)를 게이트 드라이버(112)로 인가할 수 있다.
몇몇 실시 예들에 있어서, 단위 시간 당 신호(PFMa)의 펄스 수(또는 신호(PFMa)의 주파수)가 PFM 생성기(111a)에 의해 조절될 수 있다. 예를 들어, PFM 생성기(111a)는 부하 전류(ILOAD)를 증가시키기 위해 신호(PFMa)의 주파수를 증가시킬 수 있다. 이에 따라, 파워 스위치(101)가 더 빠르게(또는 단위 시간 동안 더 자주, 또는 더 높은 빈도로) 스위칭할 수 있고, 결과적으로 출력 전압(VOUT)이 증가하고 그리고 부하 전류(ILOAD)의 크기가 증가할 수 있다.
게이트 드라이버(112)는 PFM 생성기(111a)로부터 출력된 신호(PFMa)에 응답하여, 파워 스위치(101)를 스위칭하기 위한 제어 신호들을 생성할 수 있다. 게이트 드라이버(112)는 PFM 생성기(111a)로부터 출력된 신호(PFMa)에 기반하여, 제어 신호들을 생성할 수 있다. 예를 들어, 게이트 드라이버(112)는 파워 스위치(101)의 트랜지스터(M1)의 게이트로 인버터(112-1)를 거쳐 인가되는 제 1 제어 신호 및 파워 스위치(101)의 트랜지스터(M2)의 게이트로 인버터(112-2)를 거쳐 인가되는 제 2 제어 신호를 신호(PFMa)에 기반하여 생성할 수 있다. 제 1 제어 신호가 하이 레벨(또는 논리 하이)에 대응하는 시간의 길이, 제 2 제어 신호가 하이 레벨에 대응하는 시간의 길이, 및 파워 스위치(101)의 데드 타임은 신호(PFMa)에 응답하여 게이트 드라이버(112)에 의해 제어될 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 게이트 드라이버는 파워 스위치(101)의 데드 타임의 길이를 제어하기 위한 컨트롤러(예를 들어, 마이크로컨트롤러 등)를 더 포함할 수 있다.
게이트 드라이버(112)는 생성된 제어 신호들을 인버터들(112-1, 112-2)을 거쳐 파워 스위치(101)의 트랜지스터들(M1, M2)의 게이트들로 제어 신호들(PDRV, NDRV)로서 각각 인가할 수 있다. 게이트 드라이버(112)에서 생성된 제어 신호들은 인버터들(112-1, 112-2)에 의해 반전되어, 제어 신호들(PDRV, NDRV)로서 트랜지스터들(M1, M2)의 게이트들로 각각 제공될 수 있다.
인덕터 전류 감지기(113a)는 인덕터 전류(IL)의 크기를 감지할 수 있다. 인덕터 전류 감지기(113a)는 인덕터 전류(IL)의 크기를 피크 전류(예를 들어, 도 4의 피크 전류(Ipeak))의 크기와 비교할 수 있다. 인덕터 전류 감지기(113a)는 인덕터 전류(IL)의 크기를 최소 전류의 크기와 비교할 수 있다. 피크 전류의 크기 및 최소 전류의 크기는 미리 결정된 값일 수 있다. 인덕터 전류(IL)의 크기가 피크 전류 이상이거나 또는 최소 전류 이하인 것에 응답하여, 인덕터 전류 감지기(113a)는 전류 센싱 신호(CS)를 PFM 생성기(111a)로 출력할 수 있다. 예를 들어, 인덕터 전류(IL)의 크기가 피크 전류 이상인 것에 응답하여, 전류 센싱 신호(CS)는 인덕터 전류(IL)의 크기가 피크 전류 이상인 것을 나타내는 제 1 레벨을 가질 수 있다. 다른 예를 들어, 인덕터 전류(IL)의 크기가 최소 전류 이하인 것에 응답하여, 전류 센싱 신호(CS)는 인덕터 전류(IL)의 크기가 최소 전류 이하인 것을 나타내는 제 2 레벨을 가질 수 있다.
피드백 컨트롤러(114)는 출력 전압(VOUT)을 센싱할 수 있다. 피드백 컨트롤러(114)는 출력 전압(VOUT)이 목표 전압보다 높은지 또는 낮은지에 따라, 피드백 신호(FB)를 출력할 수 있다. 예를 들어, 출력 전압(VOUT)이 목표 전압보다 낮은 것에 응답하여, 피드백 컨트롤러(114)는 출력 전압(COUT)의 증가를 지시하는 피드백 신호(FB)를 PFM 생성기(111a)로 출력할 수 있다. 출력 전압(VOUT)이 목표 전압보다 높은 것에 응답하여, 피드백 컨트롤러(114)는 출력 전압(VOUT)의 감소를 지시하는 피드백 신호(FB)를 PFM 생성기(111a)로 출력할 수 있다.
파워 스위치(101)는 트랜지스터들(M1, M2)을 포함할 수 있다. 트랜지스터(M1)는 PMOS(P-channel Metal Oxide Semiconductor)로서 구현될 수 있고, 트랜지스터(M2)는 NMOS(N-channel Metal Oxide Semiconductor)로서 구현될 수 있다. 기생 다이오드들(Dpar1, Dpar2)은 각각 트랜지스터들(M1, M2)의 기생 다이오드들(예를 들어, 바디 다이오드들)이 모델링된 요소들일 수 있다.
트랜지스터(M1)는 입력 전압(VIN)이 인가되는 제 1 단(예를 들어, 소스), 제어 신호(PDRV)가 인가되는 게이트, 및 스위치 노드(NSW)로 연결되는 제 2 단(예를 들어, 드레인)을 포함할 수 있다. 기생 다이오드(Dpar1)는 트랜지스터(M1)의 제 1 단 및 제 2 단 사이에 트랜지스터(M1)와 병렬로 연결될 수 있다. 트랜지스터(M2)는 스위치 노드(NSW)로 연결되는 제 1 단(예를 들어, 드레인), 제어 신호(NDRV)가 인가되는 게이트, 및 접지 전압이 인가되는 제 2 단(예를 들어, 소스)을 포함할 수 있다. 기생 다이오드(Dpar2)는 트랜지스터(M2)의 제 1 단 및 제 2 단 사이에 병렬로 연결될 수 있다.
제어 신호(PDRV)가 로우 레벨(또는 논리 로우)에 대응하는 것에 응답하여, 트랜지스터(M1)는 턴-온될 수 있고, 이에 따라 트랜지스터(M1)를 거쳐 입력 전압(VIN)이 스위치 노드(NSW)로 전달될 수 있고, 그리고 스위치 전압(VSW)이 증가할 수 있다. 제어 신호(PDRV)가 하이 레벨에 대응하는 것에 응답하여, 트랜지스터(M1)는 턴-오프될 수 있다.
제어 신호(NDRV)가 하이 레벨에 대응하는 것에 응답하여, 트랜지스터(M2)는 턴-온될 수 있고, 이에 따라 스위치 노드(NSW)의 스위치 전압(VSW)이 접지 전압에 근사하게 감소할 수 있다. 제어 신호(NDRV)가 로우 레벨에 대응하는 것에 응답하여, 트랜지스터(M2)는 턴-오프될 수 있고, 이에 따라 스위치 노드(NSW)는 접지 전압이 인가되는 트랜지스터(M2)의 제 2 단과 전기적으로 연결 해제될 수 있다.
부하 장치(LOAD)는 스위칭 레귤레이터(100a)의 출력 단(OUT)으로 연결될 수 있다. 출력 전압(VOUT)에 기반하여, 스위칭 레귤레이터(100a)의 출력 단(OUT)으로부터 부하 장치(LOAD)로 부하 전류(ILOAD)가 흐를 수 있다. 부하 전류(ILOAD)가 흐름에 따라, 출력 전압(VOUT)의 크기는 시간의 흐름에 따라 감소될 수 있고, 그리고 스위칭 레귤레이터(100a)는 출력 전압(VOUT)의 감소를 센싱하여 출력 전압(VOUT)을 목표 전압으로 조절할 수 있다. 목표 전압은 부하 장치(LOAD)에 의해 요구되는 전압일 수 있다.
도 4는 도 3의 스위칭 레귤레이터(100a)의 동작을 나타내는 타이밍도를 도시한다. 도 1 내지 도 4를 참조하여, 스위칭 레귤레이터(100a)의 동작에 따른 인덕터 전류(IL), 스위치 전압(VSW), 제어 신호(PDRV), 및 제어 신호(NDRV)의 변화가 좀 더 상세하게 설명될 것이다. 도 4에 도시된 실시 예에서, 인덕터 전류(IL)의 펄스는 두 번의 삼각 펄스들로서 생성될 수 있다.
시점(t0)에서, 인덕터 전류(IL)의 크기는 0(또는 그에 근사한 값)일 수 있다. 로우 레벨의 제어 신호(PDRV)에 응답하여 트랜지스터(M1)가 턴-온됨에 따라, 스위치 전압(VSW)의 크기는 입력 전압(VIN)의 크기와 실질적으로 동일할 수 있다(또는 그에 근사한 값을 가질 수 있다)(시점(t0) 이전에 기생 커패시터(Cpar)가 충분히 전압(VIN)으로 인해 충전된 것으로 가정된다). 이후, 스위치 전압(VSW)으로 인해 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류(IL)가 상승할 수 있다.
시점(t1)에서, 인덕터 전류(IL)의 크기는 피크 전류(Ipeak)와 동일할 수 있다. 인덕터 전류 감지기(113a)는 인덕터 전류(IL)의 크기를 감지하고, 그리고 인덕터 전류(IL)의 크기가 피크 전류(Ipeak)와 동일하거나 또는 그에 근사한 것에 응답하여, 전류 센싱 신호(CS)를 PFM 생성기(111a)로 출력할 수 있다. PFM 생성기(111a)는 파워 스위치(101)를 턴-오프하기 위한 신호(PFMa)를 생성하고, 그리고 생성된 신호(PFMa)를 게이트 드라이버(112)로 인가할 수 있다. 신호(PFMa)에 응답하여, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M1)의 게이트로 인가되는 제어 신호(PDRV)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다.
하이 레벨의 제어 신호(PRDV)에 응답하여, 트랜지스터(M1)가 턴-오프될 수 있다. 이후, 스위칭 레귤레이터(100a)의 출력 단(OUT)에 연결된 부하 장치(LOAD)의 전력 소모로 인해, 인덕터 전류(IL) 및 스위치 전압(VSW)은 감소할 수 있다. 부하 장치(LOAD)에서 전력이 소모됨에 따라, 스위치 전압(VSW)은 접지 전압보다 낮은 레벨까지 감소할 수 있다. 예를 들어, 부하 장치(LOAD)에서 전력이 소모됨에 따라 기생 커패시터(Cpar)에 충전된 전하가 모두 방전될 수 있고, 이후 양의 인덕터 전류(IL)(즉, 스위치 노드(NSW)로부터 인덕터(L) 및 저항(DCR)을 거쳐 출력 단(OUT)으로 흐르는 전류)로 인해 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)가 턴-온될 수 있다. 이에 따라, 스위치 전압(VSW)은 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)의 문턱 전압만큼 접지 전압보다 낮아질 수 있다.
시점(t2)에서, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M2)의 게이트로 인가되는 제어 신호(NDRV)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 시점(t1)으로부터 데드 타임(DT1a) 이후에 하이 레벨의 제어 신호(NDRV)가 트랜지스터(M2)의 게이트가 인가되도록 게이트 드라이버(112)가 동작할 수 있다. 하이 레벨의 제어 신호(NDRV)에 응답하여, 트랜지스터(M2)가 턴-온될 수 있다. 트랜지스터(M2)를 통해 스위치 노드(NSW)로 접지 전압이 인가될 수 있다. 이에 따라, 스위치 전압(VSW)이 접지 전압으로 상승할 수 있고, 그리고 인덕터 전류(IL)는 감소할 수 있다. 인덕터 전류(IL)의 감소 속도는 출력 전압(VOUT)의 크기에 비례할 수 있다.
시점(t3)에서, 제어 신호(NDRV)는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 인덕터 전류 감지기(113a)는 인덕터 전류(IL)의 크기를 감지하고, 그리고 인덕터 전류(IL)의 크기가 최소 전류와 동일하거나 또는 그에 근사한 것에 응답하여, 전류 센싱 신호(CS)를 PFM 생성기(111a)로 출력할 수 있다. PFM 생성기(111a)는 파워 스위치(101)를 턴-오프하기 위한 신호(PFMa)를 생성하고, 그리고 생성된 신호(PFMa)를 게이트 드라이버(112)로 인가할 수 있다. 신호(PFMa)에 응답하여, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M2)의 게이트로 인가되는 제어 신호(NDRV)는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다.
로우 레벨의 제어 신호(NDRV)에 응답하여, 트랜지스터(M2)는 턴-오프될 수 있다. 이때, 양의 인덕터 전류(IL)로 인하여, 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)가 턴-온될 수 있다. 이에 따라, 스위치 전압(VSW)의 크기는 접지 전압보다 낮은 레벨까지 감소할 수 있다. 예를 들어, 스위치 전압(VSW)은 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)의 문턱 전압만큼 접지 전압보다 낮아질 수 있다.
시점(t4)에서, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M1)의 게이트로 인가되는 제어 신호(PDRV)는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 시점(t3)으로부터 데드 타임(DT2a)이 지난 후에 로우 레벨의 제어 신호(PDRV)가 트랜지스터(M1)의 게이트가 인가되도록 게이트 드라이버(112)가 동작할 수 있다. 로우 레벨의 제어 신호(PDRV)에 응답하여, 트랜지스터(M1)가 턴-온될 수 있다. 트랜지스터(M1)를 통해 스위치 노드(NSW)로 입력 전압(VIN)이 인가될 수 있다. 이에 따라, 스위치 전압(VSW)이 입력 전압(VIN)으로 증가할 수 있고, 그리고 인덕터 전류(IL)는 증가할 수 있다.
시점(t5)에서, 인덕터 전류(IL)의 크기는 피크 전류(Ipeak)와 동일할 수 있다(또는 그에 근사할 수 있다). 시점(t1)에서와 유사한 방식으로, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M1)의 게이트로 인가되는 제어 신호(PDRV)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다. 하이 레벨의 제어 신호(PRDV)에 응답하여, 트랜지스터(M1)가 턴-오프될 수 있다. 이후, 스위칭 레귤레이터(100a)의 출력 단(OUT)에 연결된 부하 장치(LOAD)의 전력 소모로 인해, 인덕터 전류(IL) 및 스위치 전압(VSW)은 감소할 수 있다. 부하 장치(LOAD)에서 전력이 소모됨에 따라, 기생 커패시터(Cpar)가 방전되고, 그리고 기생 다이오드(Dpar2)가 턴-온될 수 있다. 스위치 전압(VSW)은 접지 전압보다 낮은 레벨까지 감소할 수 있다. 예를 들어, 스위치 전압(VSW)은 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)의 문턱 전압만큼 접지 전압보다 낮아질 수 있다.
시점(t6)에서, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M2)의 게이트로 인가되는 제어 신호(NDRV)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 시점(t5)으로부터 데드 타임(DT3a) 이후에 하이 레벨의 제어 신호(NDRV)가 트랜지스터(M2)의 게이트가 인가되도록 게이트 드라이버(112)가 동작할 수 있다. 하이 레벨의 제어 신호(NDRV)에 응답하여, 트랜지스터(M2)가 턴-온될 수 있다. 트랜지스터(M2)를 통해 스위치 노드(NSW)로 접지 전압이 인가될 수 있다. 이에 따라, 스위치 전압(VSW)이 접지 전압으로 상승할 수 있고, 그리고 인덕터 전류(IL)는 감소할 수 있다.
시점(t7)에서, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M2)의 게이트로 인가되는 제어 신호(NDRV)는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 피드백 신호(FB)에 기반하여, PFM 생성기(111a)는 스위칭 레귤레이터(100a)의 출력 전압(VOUT)이 목표 전압과 동일하거나 또는 그에 근사하다고 판단할 수 있다. 판단 결과에 기반하여, 파워 스위치(101)는 더 이상 스위칭되지 않도록 게이트 드라이버(112)에 의해 제어될 수 있다. 예를 들어, 트랜지스터들(M1, M2)은 모두 턴-오프된 상태를 유지할 수 있다. 이에 따라, 인덕터 전류(IL)는 0의 값을 갖도록 감소할 수 있고, 그리고 스위치 전압(VSW) 또한 감소 또는 수렴할 수 있다. 예를 들어, 도 4에서, 스위치 전압(VSW)은 과도적으로(transiently) 수렴하는 것으로 도시되었으나, 부하(LOAD)에서 소비되는 전력에 따라 과도적으로 감소하거나 또는 점진적으로 감소할 수도 있다. 이후, 파워 스위치(101)는 출력 전압(VOUT)이 목표 전압보다 낮아지면 다시 스위칭될 수 있다.
데드 타임(DT1a), 데드 타임(DT2a), 및 데드 타임(DT3a) 동안(예를 들어, 시점(t1) 그리고 시점(t2) 사이, 시점(t3) 그리고 시점(t4) 사이, 그리고 시점(t5) 및 시점(t6) 사이에서), 트랜지스터들(M1, M2)은 모두 턴-오프되어 있을 수 있다. 이에 따라, 트랜지스터들(M1, M2)은 동시에 턴-온되어 있지 않을 수 있다. 결과적으로, 입력 전압(VIN)이 인가되는 트랜지스터(M1)의 제 1 단 및 접지 전압이 인가되는 트랜지스터(M2)의 제 2 단이 전기적으로 연결되는 것이 방지될 수 있고, 따라서 파워 스위치(101)가 보호될 수 있다.
시점(t0)부터 시점(t7) 사이에서, 스위칭 레귤레이터(100a)의 스위칭 동작으로 인해 전력 손실이 발생할 수 있다. 예를 들어, 스위칭 레귤레이터(100a)의 스위칭 동작으로 인해 파워 스위치(101) 내 트랜지스터(M1) 및 트랜지스터(M2)는 번갈아가며 턴-온 또는 턴-오프될 수 있다. 파워 스위치(101) 내 트랜지스터들(M1, M2)이 턴-온 및 턴-오프될 때마다, 스위치 노드(NSW)의 기생 커패시터(Cpar) 및 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)로 인해 전력 손실이 발생할 수 있다.
예를 들어, 상술한 바와 같이, 어느 한 트랜지스터를 턴-온하기 전에, 파워 스위치(101) 내 트랜지스터들(M1, M2)은 데드 타임(DT1a), 데드 타임(DT2a), 및 데드 타임(DT3a) 동안 모두 턴-오프될 수 있다. 트랜지스터들(M1, M2)이 모두 턴-오프되는 동안, 양의 인덕터 전류(IL)로 인해, 스위치 노드(NSW)의 기생 커패시터(Cpar)가 방전될 수 있고, 그리고 기생 다이오드(Dpar2)가 턴-온될 수 있다. 따라서, 기생 다이오드(Dpar2)의 전도(conduction)로 인한 전력 손실이 발생할 수 있다.
다른 예를 들어, 트랜지스터(M1)가 다시 턴-온될 때, 방전되었던 기생 커패시터(Cpar)가 다시 입력 전압(VIN)에 의해 충전될 수 있다. 기생 커패시터(Cpar)로 입력 전압(VIN)에 기반하여 공급되는 손실 전류는 스위치 노드(NSW)의 스위치 전압(VSW)이 입력 전압(VIN)과 동일해지는 데 걸리는 시간의 길이에 반비례할 수 있다.
상술된 기생 다이오드(Dpar2)의 전도로 인한 전력 손실 및 기생 커패시터(Cpar)의 재충전으로 인한 전력 손실은 데드 타임(DT1a), 데드 타임(DT2a), 및 데드 타임(DT3a)의 길이가 길어질수록, 그리고 파워 스위치(101)의 스위칭 빈도가 증가할수록 증가할 수 있다.
도 5는 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라 도 2의 스위칭 레귤레이터(100)를 좀 더 구체적으로 도시한다. 도 1, 도 2, 및 도 5를 참조하면, 도 2의 스위칭 레귤레이터(100)는 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)로서 구현될 수 있다.
도 3의 스위칭 레귤레이터(100a)와 유사하게, 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)는 파워 스위치(101), 기생 커패시터(Cpar), 인덕터(L), 저항(DCR), 및 출력 커패시터(Cout)를 포함할 수 있고, 그리고 스위칭 레귤레이터(100b)의 출력 단(OUT)으로 부하 장치(LOAD)가 연결될 수 있다. 도 3의 스위칭 레귤레이터(100a)와 달리, 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)는 컨트롤러(110a) 대신에 컨트롤러(110b)를 포함할 수 있다. 이하에서, 도 3의 스위칭 레귤레이터(100a) 및 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)의 구성 상의 차이점이 구체적으로 설명될 것이다.
컨트롤러(110b)는 PFM 생성기(111b), 게이트 드라이버(112), 제로 전류 감지기(113b), 피드백 컨트롤러(114), 및 피크 전류 센서(115)를 포함할 수 있다. PFM 생성기(111b)는, 도 3의 PFM 생성기(111a)와 달리, 피크 전류 센싱 신호(PCS), 제로 전류 신호(ZERO), 피드백 신호(FB), 및 기준 전압(VREF)에 기반하여, 게이트 드라이버(112)를 제어하기 위한 신호(PFMa)를 1생성할 수 있다.
예를 들어, PFM 생성기(111b)는 제로 전류 감지기(113b)로부터 제로 전류 센싱 신호(ZCS)를 수신할 수 있다. PFM 생성기(111b)는 피드백 컨트롤러(114)로부터 피드백 신호(FB)를 수신할 수 있다. PFM 생성기(111b)는 피크 전류 센서(115)로부터 피크 전류 센싱 신호(PCS)를 수신할 수 있다. PFM 생성기(111b)는 피드백 신호(FB) 및 기준 전압(VREF)을 비교할 수 있다. PFM 생성기(111b)는 비교 결과에 기반하여 파워 스위치(101)의 스위칭 빈도를 증가시킬 것인지 판단할 수 있다. PFM 생성기(111b)는 제로 전류 센싱 신호(ZCS), 피드백 신호(FB), 피크 전류 센싱 신호(PCS), 및 비교 결과에 기반하여 게이트 드라이버(112)로 PFM 신호(PFMb)를 출력할 수 있다. PFM 신호(PFMb)에 응답하여, 게이트 드라이버(112)를 통해, 파워 스위치(101)의 스위칭(또는 그 빈도)이 제어될 수 있다.
게이트 드라이버(112)는 PFM 생성기(111b)로부터 출력된 신호(PFMb)에 응답하여, 파워 스위치(101)를 스위칭하기 위한 제 1 제어 신호 및 제 2 제어 신호를 생성할 수 있다. 게이트 드라이버(112)로부터 생성되는 제 1 제어 신호 및 제 2 제어 신호는 인버터들(112-1, 112-2)을 거쳐 트랜지스터들(M1, M2)의 게이트들로 제어 신호들(PDRV, NDRV)로서 각각 제공될 수 있다.
제로 전류 감지기(113b)는 인덕터(L)의 양단에 흐르는 인덕터 전류(IL)의 크기를 감지할 수 있다. 예를 들어, 제로 전류 감지기(113b)는 스위치 노드(NSW)의 스위치 전압(VSW)의 크기에 기반하여, 인덕터 전류(IL)의 크기를 감지할 수 있다. 제로 전류 감지기(113b)는 비교기(113b-1) 및 오프셋 컨트롤러(113b-2)를 포함할 수 있다.
비교기(113b-1)는 스위치 노드(NSW)로 연결된 제 1 입력 단, 접지 전압이 인가되는 제 2 입력 단, 및 제로 전류 센싱 신호(ZCS)를 출력하는 출력 단을 포함할 수 있다. 비교기(113b-1)는 오프셋 컨트롤러(113b-2)로부터 오프셋 신호(OFS)를 수신할 수 있다. 비교기(113b-1)는 오프셋 신호(OFS)에 기반하여, 스위치 전압(VSW) 및 접지 전압을 비교할 수 있다. 스위치 전압(VSW) 및 접지 전압을 비교함으로써, 비교기(113b-1)는 인덕터 전류(IL)가 0보다 오프셋 신호(OFS)에 대응하는 오프셋 전류(예를 들어, 도 6의 오프셋 전류(Iofs))의 크기만큼 낮은지(예를 들어, 인덕터 전류(IL)가 음의 값을 갖고, 그리고 인덕터 전류(IL)의 크기가 오프셋 신호(OFS)의 크기와 동일한지)를 판단할 수 있다. 인덕터 전류(IL)가 0보다 오프셋 신호(OFS)만큼 낮은 것에 응답하여, 비교기(113b-1)는 제로 전류 센싱 신호(ZCS)를 출력할 수 있다.
오프셋 컨트롤러(113b-2)는 트랜지스터(M2)로 인가되는 제어 신호(NDRV) 및 제로 전류 센싱 신호(ZCS)에 기반하여, 오프셋 신호(OFS)를 비교기(113b-1)로 제공할 수 있다. 오프셋 신호(OFS)는 전류 신호일 수 있다. 오프셋 신호(OFS)에 대응하는 오프셋 전류의 크기(또는, 오프셋 신호(OFS)가 전류 신호일 때, 오프셋 신호(OFS)의 크기)는 기생 커패시터(Cpar)의 커패시턴스, 입력 전압(VIN), 및 데드 타임의 길이 등을 고려하여 미리 결정될 수 있다. 오프셋 신호(OFS)에 대응하는 오프셋 전류의 크기의 결정은 구체적으로 후술될 것이다.
피드백 컨트롤러(114)는 도 3에서 상술된 방식으로, 출력 전압(VOUT)의 크기에 기반하여 피드백 신호(FB)를 PFM 생성기(111b)로 출력할 수 있다.
스위칭 레귤레이터(100a)와 달리, 스위칭 레귤레이터(100b)는 피크 전류 센서(115)를 더 포함할 수 있다. 피크 전류 센서(115)는 파워 스위치(101)로 연결될 수 있다. 예를 들어, 피크 전류 센서(115)는 파워 스위치(101)의 트랜지스터(M1)의 제 1 단으로 연결될 수 있다. 피크 전류 센서(115)는 입력 단(IN)으로부터 트랜지스터(M1)를 거쳐 스위치 노드(NSW)로 공급되는 인덕터 전류(IL)의 크기를 센싱할 수 있다. 피크 전류 센서(115)는 인덕터 전류(IL)의 크기가 피크 전류(예를 들어, 도 4 또는 도 6의 피크 전류(Ipeak))와 동일한 것(또는 그에 근사한 것)을 센싱할 수 있다. 인덕터 전류(IL)의 크기가 피크 전류(Ipeak)와 동일한 것(또는 그에 근사한 것)에 응답하여, 피크 전류 센서(115)는 피크 전류 센싱 신호(PCS)를 PFM 생성기(111b)로 출력할 수 있다.
도 6은 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)의 동작을 나타내는 타이밍도를 도시한다. 도 1, 도 2, 도 5, 및 도 6을 참조하여, 스위칭 레귤레이터(100b)의 동작에 따른 인덕터 전류(IL), 스위치 전압(VSW), 제어 신호(PDRV), 및 제어 신호(NDRV)의 변화가 좀 더 상세하게 설명될 것이다. 도 6을 참조하여, 도 3의 스위칭 레귤레이터(100a) 및 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)의 동작 상의 차이점이 설명될 것이다.
시점(t8)에서, 인덕터 전류(IL)의 크기는 0(또는 그에 근사한 값)일 수 있다. 로우 레벨의 제어 신호(PDRV)에 응답하여 트랜지스터(M1)가 턴-온됨에 따라, 스위치 전압(VSW)의 크기는 입력 전압(VIN)의 크기와 실질적으로 동일할 수 있다(또는 그에 근사한 값을 가질 수 있다)(시점(t8) 이전에 기생 커패시터(Cpar)가 충분히 전압(VIN)으로 인해 충전된 것으로 가정된다). 이후, 스위치 전압(VSW)으로 인해 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류(IL)가 상승할 수 있다.
시점(t9)에서, 인덕터 전류(IL)의 크기는 피크 전류(Ipeak)와 동일할 수 있다. 피크 전류 센서(115)는 인덕터 전류(IL)의 크기를 감지하고, 그리고 인덕터 전류(IL)의 크기가 피크 전류(Ipeak)와 동일하거나 또는 그에 근사한 것에 응답하여, 피크 전류 센싱 신호(PCS)를 PFM 생성기(111a)로 출력할 수 있다. PFM 생성기(111a)는 파워 스위치(101)를 턴-오프하기 위한 신호(PFMb)를 생성하고, 그리고 생성된 신호(PFMb)를 게이트 드라이버(112)로 인가할 수 있다. 신호(PFMb)에 응답하여, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M1)의 게이트로 인가되는 제어 신호(PDRV)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다.
하이 레벨의 제어 신호(PRDV)에 응답하여, 트랜지스터(M1)가 턴-오프될 수 있다. 이후, 스위칭 레귤레이터(100a)의 출력 단(OUT)에 연결된 부하 장치(LOAD)의 전력 소모로 인해, 인덕터 전류(IL) 및 스위치 전압(VSW)은 감소할 수 있다. 부하 장치(LOAD)에서 전력이 소모됨에 따라, 스위치 전압(VSW)은 접지 전압보다 낮은 레벨까지 감소할 수 있다.
도 4에 도시된 실시 예와 달리, 도 6에 도시된 실시 예에서, 기생 커패시터(Cpar)가 방전됨에 따라 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)가 턴-온되기 전에, 제어 신호(NDRV)가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다. 도 6의 데드 타임(DT1b)의 길이는 수학식 1에 기반하여 결정될 수 있다.
Figure pat00001
수학식 1에서,
Figure pat00002
은 데드 타임(DT1b)의 길이일 수 있고,
Figure pat00003
은 기생 커패시터(Cpar)의 커패시턴스일 수 있고,
Figure pat00004
은 입력 전압(VIN)의 크기일 수 있고, 그리고
Figure pat00005
은 피크 전류(Ipeak)의 크기일 수 있다. 수학식 1을 참조하면, 데드 타임(DT1b)의 길이
Figure pat00006
는 기생 커패시터(Cpar)에 충전된 전하가 방전되기에 충분한 시간일 수 있다. 동시에, 데드 타임(DT1b)의 길이
Figure pat00007
는 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)가 턴-온되기에는 충분하지 않은 시간을 수 있다. 즉, 데드 타임(DT1b)은 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)가 턴-온되기 전에 종료될 수 있다. 이에 따라, 기생 커패시터(Cpar)에 충전된 전하가 방전된 후에 그리고 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)가 턴-온되기 전에, 트랜지스터(M2)가 턴-온될 수 있다. 결과적으로, 기생 커패시터(Cpar)에 충전된 전하가 모두 방전되며 출력 단(OUT)으로 공급될 수 있어 기생 커패시터(Cpar)의 전력 손실이 방지되면서, 동시에 기생 다이오드(Dpar2)의 전도로 인한 전력 손실 또한 방지될 수 있다.
시점(t10)에서, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M2)의 게이트로 인가되는 제어 신호(NDRV)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 시점(t9)으로부터 데드 타임(DT1b) 이후에 하이 레벨의 제어 신호(NDRV)가 트랜지스터(M2)의 게이트가 인가되도록 게이트 드라이버(112)가 동작할 수 있다. 하이 레벨의 제어 신호(NDRV)에 응답하여, 트랜지스터(M2)가 턴-온될 수 있다. 트랜지스터(M2)를 통해 스위치 노드(NSW)로 접지 전압이 인가될 수 있다. 이에 따라, 스위치 전압(VSW)이 접지 전압으로 상승할 수 있고, 그리고 인덕터 전류(IL)는 감소할 수 있다. 인덕터 전류(IL)의 감소 속도는 출력 전압(VOUT)의 크기에 비례할 수 있다.
시점(t11)에서, 제어 신호(NDRV)는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 제로 전류 감지기(113b)는 스위치 전압(VSW)이 접지 전압과 동일하거나 또는 그에 근사한 것을 감지할 수 있다. 감지 결과에 기반하여, 제로 전류 감지기(113b)는 인덕터 전류(IL)가 음의 방향을 가지고(즉, 출력 커패시터(Cout)에 충전된 전하로 인해, 인덕터 전류(IL)가 출력 단(OUT)에서 저항(DCR) 및 인덕터(L)를 거쳐 스위치 노드(NSW)로 흐르고), 그리고 인덕터 전류(IL)의 크기가 오프셋 전류(Iofs)와 동일하거나 또는 그에 근사한 것을 감지할 수 있다. 인덕터 전류(IL)가 음의 방향임과 동시에 인덕터 전류(IL)의 크기가 오프셋 전류(Iofs)와 동일하거나 또는 그에 근사한 것에 응답하여, 제로 전류 감지기(113b)는 제로 전류 센싱 신호(ZCS)를 PFM 생성기(111b)로 출력할 수 있다. PFM 생성기(111b)는 파워 스위치(101)를 스위칭하기 위한 신호(PFMb)를 생성하고, 그리고 생성된 신호(PFMb)를 게이트 드라이버(112)로 인가할 수 있다. 신호(PFMb)에 응답하여, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M2)의 게이트로 인가되는 제어 신호(NDRV)는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다. 이에 따라, 도 4에 도시된 실시 예와 달리, 도 6에 도시된 실시 예에서, 제어 신호(NDRV)는 인덕터 전류(IL)가 음의 방향을 가진 이후에 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다.
로우 레벨의 제어 신호(NDRV)에 응답하여, 트랜지스터(M2)는 턴-오프될 수 있다. 도 4에 도시된 실시 예와 달리, 도 6에 도시된 실시 예에서, 음의 인덕터 전류(IL)로 인하여, 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)는 턴-온되지 않을 수 있다. 동시에, 음의 인덕터 전류(IL)로 인하여, 데드 타임(DT2b) 동안 스위치 노드(NSW)의 기생 커패시터(Cpar)에 전하가 충전될 수 있다. 도 6의 데드 타임(DT2b)의 길이는 수학식 2에 기반하여 결정될 수 있다.
Figure pat00008
수학식 2에서,
Figure pat00009
은 데드 타임(DT2b)의 길이일 수 있고,
Figure pat00010
은 기생 커패시터(Cpar)의 커패시턴스일 수 있고,
Figure pat00011
은 입력 전압(VIN)의 크기일 수 있고, 그리고
Figure pat00012
은 오프셋 전류(Iofs)의 크기일 수 있다. 수학식 2를 참조하면, 데드 타임(DT2b)의 길이
Figure pat00013
는 스위치 노드(NSW)의 스위치 전압(VSW)이 입력 전압(VIN) 또는 그에 근사한 전압까지 상승하도록, 인덕터 전류(IL)에 기반하여 기생 커패시터(Cpar)에 전하가 충전되는 데 충분한 시간일 수 있다.
데드 타임(DT2b) 동안, 인덕터 전류(IL)는 출력 커패시터(Cout)에 충전된 전하에 기반하여 음의 방향을 가질 수 있다. 즉, 인덕터 전류(IL)는 출력 커패시터(Cout)에 저장된 에너지에 기반하여 출력 단(OUT)으로부터 스위치 노드(NSW)로 흐를 수 있다. 따라서, 데드 타임(DT2b)의 길이가 지나치게 길면, 트랜지스터(M1)가 이후 턴-온되어 출력 커패시터(Cout)를 충전시키는 데 필요한 시간이 길어지고, 결과적으로 스위칭 레귤레이터(100b)의 효율이 감소할 수 있다. 반대로, 데드 타임(DT2b)의 길이가 지나치게 짧으면, 기생 커패시터(Cpar)에 충분한 양의 전하가 충전되지 않을 수 있다.
몇몇 실시 예들에 있어서, 미리 결정된 입력 전압(VIN)의 크기
Figure pat00014
및 기생 커패시터(Cpar)의 커패시턴스
Figure pat00015
에 기반하여, 데드 타임(DT2b)의 길이
Figure pat00016
및 오프셋 전류(Iofs)의 크기
Figure pat00017
의 다양한 조합들이 존재할 수 있다. 이러한 조합들에 기반하여, 데드 타임(DT2b)의 길이
Figure pat00018
및 오프셋 전류(Iofs)의 크기
Figure pat00019
는 시뮬레이션 등을 통해 결정될 수 있다.
시점(t12)에서, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M1)의 게이트로 인가되는 제어 신호(PDRV)는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 시점(t11)으로부터 데드 타임(DT2b) 이후에 로우 레벨의 제어 신호(PDRV)가 트랜지스터(M1)의 게이트가 인가되도록 게이트 드라이버(112)가 동작할 수 있다. 로우 레벨의 제어 신호(PDRV)에 응답하여, 트랜지스터(M1)가 턴-온될 수 있다. 트랜지스터(M1)를 통해 스위치 노드(NSW)로 입력 전압(VIN)이 인가될 수 있다.
도 4에 도시된 실시 예와 달리, 도 6에 도시된 실시 예에서, 데드 타임(DT2b) 동안 스위치 노드(NSW)의 스위치 전압(VSW)이 입력 전압(VIN)에 근사하도록 기생 커패시터(Cpar)가 충전될 수 있다. 이에 따라, 트랜지스터(M1)가 턴-온될 때 기생 커패시터(Cpar)의 재충전으로 인한 전력 손실이 방지될 수 있다.
시점(t13)에서, 인덕터 전류(IL)의 크기는 피크 전류(Ipeak)와 동일할 수 있다(또는 그에 근사할 수 있다). 시점(t8)에서와 유사한 방식으로, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M1)의 게이트로 인가되는 제어 신호(PDRV)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다. 하이 레벨의 제어 신호(PRDV)에 응답하여, 트랜지스터(M1)가 턴-오프될 수 있다. 이후, 스위칭 레귤레이터(100b)의 출력 단(OUT)에 연결된 부하 장치(LOAD)의 전력 소모로 인해, 인덕터 전류(IL) 및 스위치 전압(VSW)은 감소할 수 있다. 부하 장치(LOAD)에서 전력이 소모됨에 따라, 스위치 전압(VSW)은 접지 전압보다 낮은 레벨까지 감소할 수 있다.
데드 타임(DT1b)의 길이와 유사하게, 데드 타임(DT3b)의 길이는 수학식 1에 기반하여 결정될 수 있다. 결과적으로, 데드 타임(DT1b)에서와 유사하게, 데드 타임(DT3b) 동안 기생 커패시터(Cpar)에 충전된 전하가 모두 방전됨과 동시에 트랜지스터(M2)의 기생 다이오드(Dpar2)의 턴-온이 방지될 수 있다. 따라서, 기생 커패시터(Cpar)에 충전된 에너지의 손실 및 기생 다이오드(Dpar2)의 전도로 인한 전력 손실이 방지될 수 있다.
시점(t14)에서, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M2)의 게이트로 인가되는 제어 신호(NDRV)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 시점(t13)으로부터 데드 타임(DT3b) 이후에 하이 레벨의 제어 신호(NDRV)가 트랜지스터(M2)의 게이트가 인가되도록 게이트 드라이버(112)가 동작할 수 있다. 하이 레벨의 제어 신호(NDRV)에 응답하여, 트랜지스터(M2)가 턴-온될 수 있다. 트랜지스터(M2)를 통해 스위치 노드(NSW)로 접지 전압이 인가될 수 있다. 이에 따라, 스위치 전압(VSW)이 접지 전압으로 상승할 수 있고, 그리고 인덕터 전류(IL)는 감소할 수 있다.
시점(t15)에서, 게이트 드라이버(112)로부터 트랜지스터(M2)의 게이트로 인가되는 제어 신호(NDRV)는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이할 수 있다. 예를 들어, 피드백 신호(FB)에 기반하여, PFM 생성기(111b)는 스위칭 레귤레이터(100b)의 출력 전압(VOUT)이 목표 전압과 동일하거나 또는 그에 근사하다고 판단할 수 있다. 판단 결과에 기반하여, 파워 스위치(101)는 더 이상 스위칭되지 않도록 게이트 드라이버(112)에 의해 제어될 수 있다. 예를 들어, 시점(t15) 이후, 트랜지스터들(M1, M2)은 모두 턴-오프된 상태를 유지할 수 있다. 이에 따라, 인덕터 전류(IL)는 0의 값을 갖도록 감소할 수 있고, 그리고 스위치 전압(VSW) 또한 과도적으로 수렴할 수 있다. 이후, 파워 스위치(101)는 출력 전압(VOUT)이 목표 전압보다 낮아지면 다시 스위칭될 수 있다.
몇몇 실시 예들에 있어서, 스위칭 레귤레이터(100b)는 소프트 스위칭(soft switching)을 수행하는 것으로 이해될 수 있다. 예를 들어, 파워 스위치(101)가 스위칭 될 때(예를 들어, 트랜지스터들(M1, M2)이 턴-온 또는 턴-오프될 때), 스위치 노드(NSW)의 기생 커패시터(Cpar)는, 입력 전압(VIN)에 기반한 전류 대신에, 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류(IL)에 의해 충전되거나 또는 방전될 수 있다.
도 7은 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라, 도 3의 스위칭 레귤레이터(100a) 및 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)의 부하 전류(ILOAD)의 증가에 따른 전력 효율을 도시한 그래프이다. 도 3, 도 5, 및 도 7을 참조하여, 도 3의 스위칭 레귤레이터(100a)의 전력 효율 및 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)의 전력 효율이 비교될 것이다. 도 7에 도시된 전력 효율은, 스위칭 레귤레이터들(100a, 100b)의 각각으로 공급되는 전력의 스위칭 레귤레이터들(100a, 100b) 각각의 출력 전력에 대한 비율일 수 있다.
부하 전류(ILOAD)의 크기가 증가할수록, 부하 장치(LOAD)에서 요구하는 전력이 증가할 수 있다. 부하 전류(ILOAD)의 크기를 증가시키기 위해, 파워 스위치(101)는 더 높은 빈도로 스위칭할 수 있다.
상술된 바와 같이, 스위칭 레귤레이터(100a)에서, 파워 스위치(101) 내 트랜지스터들(M1, M2)이 한 번 턴-오프된 후 다시 턴-온될 때, 기생 커패시터(Cpar)의 방전과 재충전 및 기생 다이오드(Dpar2)의 전도로 인한 전력 손실들이 발생할 수 있다. 따라서, 도 7에 도시된 바와 같이, 부하 전류(ILOAD)의 크기가 증가함에 따라 파워 스위치(101)의 스위칭 빈도가 증가할수록, 스위칭 레귤레이터(100a)의 전력 효율은 하강할 수 있다. 반면에, 스위칭 레귤레이터(100b)에서, 파워 스위치(101)의 스위칭이 발생할 때 기생 커패시터(Cpar)의 방전과 재충전 및 기생 다이오드(Dpar2)의 전도가 모두 방지되므로, 부하 전류(ILOAD)의 크기가 증가하더라도, 스위칭 레귤레이터(100b)의 전력 효율은 감소하지 않을 수 있다.
도 8은 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따른 시스템(20)의 블록도를 도시한다. 도 8을 참조하면, 시스템(20)은 파워 서플라이(21), PMIC(22), 및 기능 블록들(23-1, 23-2, 23-3, 23-4)을 포함할 수 있다.
파워 서플라이(21)는 외부 전압(VEXT)에 기반하여 PMIC(22)로 전원 전압을 제공할 수 있다. PMIC(22)는 파워 서플라이(21)로부터 제공된 전원 전압에 기반하여, 기능 블록들(23-1, 23-2, 23-3, 23-4) 각각으로 전력을 공급할 수 있다. 몇몇 실시 예들에 있어서, 시스템(20)은 배터리를 포함할 수 있고, 파워 서플라이(21)에 공급되는 외부 전압(VEXT)은 배터리가 제공하는 배터리 전압일 수 있다. 또는, 몇몇 실시 예들에 있어서, 시스템(20)은 전력 라인을 통해서 외부로부터 전력을 공급받을 수 있고, 외부 전압(VEXT)은 전력 라인을 통해서 공급된 전력으로부터 생성된 전압일 수 있다. 예를 들어, 외부 전압(VEXT)은 전력 라인의 전압일 수도 있고, 전력 라인으로부터 공급되는 교류 전압을 정류함으로써 생성된 직류 전압일 수도 있다.
PMIC(22)는 도 5의 스위칭 레귤레이터(100b)를 포함할 수 있다. PMIC(22)는 파워 서플라이(21)로부터 제공된 전원 전압을 스위칭 레귤레이터(100b)를 통해 변환하고, 그리고 변환된 전압을 기능 블록들(23-1, 23-2, 23-3, 23-4) 중 어느 하나로 제공할 수 있다.
기능 블록들(23-1, 23-2, 23-3, 23-4) 각각은 PMIC(22)로부터 제공되는 전력에 기초하여 동작할 수 있다. 예를 들어, 기능 블록들(23-1, 23-2, 23-3, 23-4) 중 어느 하나는 어플리케이션 프로세서(Application Processor; AP) 등과 같이 디지털 신호를 처리하는 디지털 회로, 증폭기 등과 같이 아날로그 신호를 처리하는 아날로그 회로, 또는 아날로그-디지털 컨버터(Analoge-to-Digital Converter; ADC) 등과 같이 혼합된 신호(mixed signal)를 처리하는 회로일 수 있다.
도 9는 본 개시의 몇몇 실시 예들에 따라, 전자 장치(1000)의 블록도를 도시한다. 도 9를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 전자 장치(1000)는 이미지 처리부(1100), 무선 송수신부(1200), 오디오 처리부(1300), 배터리(1400), 불휘발성 메모리 장치(1500), 사용자 인터페이스(1600), 그리고 컨트롤러(1700)를 포함한다. 컨트롤러(1700)의 제어 하에, 전자 장치(1000)가 동작할 수 있다.
이미지 처리부(1100)는 렌즈(1110), 이미지 센서(1120), 이미지 프로세서(1130), 그리고 디스플레이부(1140)를 포함한다. 이미지 프로세서(1130)는 렌즈(1110) 및 이미지 센서(1120)를 통해 현실의 영상을 이미지 데이터로 변환할 수 있다. 디스플레이부(1140)는 이미지 프로세서(1130)에 의해 생성된 이미지 데이터 신호 또는 사용자로 제공하고자 하는 이미지 데이터 등을 표시할 수 있다. 디스플레이부(1140)는 LCD(Liquid Crystal Display) 또는 OLED(Organic Light Emitting Diodes)등으로 이루어질 수 있다. LCD 또는 OLED를 터치스크린(Touch Screen)방식으로 구현하는 경우, 디스플레이부(1140)는 사용자 인터페이스(1600)와 함께 동작할 수도 있다.
무선 송수신부(1200)는 안테나(1210), 트랜시버(1220), 모뎀(1230)을 포함한다. 무선 송수신부(1200)는 무선 통신 기능을 수행할 수 있다. 트랜시버(1220)는 안테나(1210)를 통해 송신되는 신호의 주파수를 조절하거나 또는 신호를 증폭할 수 있고, 그리고 안테나(1210)를 통해 수신되는 신호의 주파수를 조절하거나 또는 신호를 증폭할 수 있다. 모뎀(1230)은 송신될 신호를 부호화 및 변조하는 송신기 및 안테나(1210)를 통해 수신되는 신호를 복조 및 복호화하는 수신기 등을 포함할 수 있다.
오디오 처리부(1300)는 오디오 프로세서(1310), 마이크(1320), 그리고 스피커(1330)를 포함한다. 오디오 처리부(1300)는 코덱(Codec)을 구성할 수 있으며, 코덱은 데이터 코덱과 오디오 코덱을 포함할 수 있다. 데이터 코덱은 패킷 데이터 등을 처리하고, 오디오 코덱은 음성과 멀티미디어 파일 등의 오디오 신호를 처리할 수 있다. 또한, 오디오 처리부(1300)는 모뎀(1230)에서 수신되는 디지털 오디오 신호를 오디오 코덱을 통해 아날로그 신호를 변환하여 재생하거나 또는 마이크(1320)로부터 발생되는 아날로그 오디오 신호를 오디오 코덱을 통해 디지털 오디오 신호로 변환하여 모뎀(1230)으로 전송하는 기능을 수행할 수 있다. 코덱은 별도로 구비되거나 또는 컨트롤러(1700)에 포함될 수 있다.
불휘발성 메모리 장치(1500)는 본 발명의 실시 예에 따른 메모리 카드(MMC, eMMC, SD, micro SD) 등으로 제공될 수 있다. 더불어, 컨트롤러(1700)는 응용 프로그램, 운영 체제 등을 구동하는 시스템 온 칩(SoC)으로서 제공될 수 있다. 컨트롤러(1700)는 PMIC(1710)를 포함할 수 있다. PMIC(1710)는 배터리(1400)로부터 전압을 공급받고, 그리고 공급된 전압의 레벨을 변환할 수 있다. PMIC(1710)는 도 6의 스위칭 레귤레이터(100b)를 포함할 수 있다.
상술된 내용은 본 개시를 실시하기 위한 구체적인 실시 예들이다. 본 개시는 상술된 실시 예들뿐만 아니라, 단순하게 설계 변경되거나 용이하게 변경할 수 있는 실시 예들 또한 포함할 것이다. 또한, 본 개시는 실시 예들을 이용하여 용이하게 변형하여 실시할 수 있는 기술들도 포함될 것이다. 따라서, 본 개시의 범위는 상술된 실시 예들에 국한되어 정해져서는 안 되며 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 발명의 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 스위치 노드로 연결되는 인덕터;
    상기 스위치 노드로 연결되고, 제 1 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 1 전압을 인가하고, 그리고 제 2 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 2 전압을 인가하는 파워 스위치; 및
    상기 제 1 제어 신호 및 상기 제 2 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하되,
    상기 제 1 제어 신호가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이한 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 상기 제 2 제어 신호는 상기 로우 레벨에서 상기 하이 레벨로 천이하고,
    상기 제 2 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이한 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 상기 제 1 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이하고,
    상기 제 1 데드 타임에서 상기 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류의 방향은 제 1 방향이고, 그리고
    상기 제 2 데드 타임에서 상기 인덕터 전류의 상기 방향은 상기 제 1 방향과 다른 제 2 방향인 스위칭 레귤레이터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 제어 신호는 상기 인덕터 전류가 피크 전류인 것에 응답하여 상기 로우 레벨에서 상기 하이 레벨로 천이하고, 그리고
    상기 제 1 데드 타임의 길이는 상기 스위치 노드로 연결된 기생 커패시터의 커패시턴스, 상기 제 1 전압의 크기, 및 상기 피크 전류의 크기에 기반하는 스위칭 레귤레이터.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 파워 스위치는:
    상기 제 1 전압이 인가되는 제 1 단, 상기 제 1 제어 신호가 인가되는 게이트, 및 상기 스위치 노드로 연결되는 제 2 단을 포함하는 제 1 트랜지스터; 및
    상기 스위치 노드로 연결되는 제 1 단, 상기 제 2 제어 신호가 인가되는 게이트, 및 상기 제 2 전압이 인가되는 제 2 단을 포함하는 제 2 트랜지스터를 포함하되,
    상기 제 1 데드 타임은 상기 제 2 트랜지스터의 기생 다이오드가 턴-온되기 전에 종료되는 스위칭 레귤레이터.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 제어 신호는 상기 인덕터 전류가 오프셋 전류인 것에 응답하여 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이하고, 그리고
    상기 제 2 데드 타임의 길이는 상기 스위치 노드로 연결된 기생 커패시터의 커패시턴스, 상기 제 1 전압의 크기, 및 상기 오프셋 전류의 크기에 기반하는 스위칭 레귤레이터.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이한 상기 시점으로부터 상기 제 2 데드 타임 후에, 상기 스위치 노드의 전압의 크기는 상기 제 1 전압의 크기와 동일한 스위칭 레귤레이터.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕터 전류에 기반하여 충전되는 출력 커패시터를 포함하되,
    상기 제 2 데드 타임 동안 상기 인덕터 전류는 상기 출력 커패시터로부터 상기 인덕터 및 상기 스위치 노드를 통해 상기 스위치 노드로 연결된 기생 커패시터로 흐르는 스위칭 레귤레이터.
  7. 입력 전압을 출력 전압으로 변환하는 스위칭 레귤레이터에 있어서:
    스위치 노드로 연결되는 인덕터;
    제 1 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 상기 입력 전압을 전달하는 제 1 트랜지스터 및 제 2 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 접지 전압을 전달하는 제 2 트랜지스터를 포함하는 파워 스위치;
    상기 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류가 피크 전류인 것에 응답하여 피크 전류 센싱 신호를 출력하는 피크 전류 센서;
    상기 인덕터 전류가 오프셋 전류인 것에 응답하여 제로 전류 센싱 신호를 출력하는 제로 전류 감지기;
    상기 출력 전압을 목표 전압과 비교하고 그리고 피드백 신호를 출력하는 피드백 컨트롤러;
    상기 피크 전류 센싱 신호, 상기 제로 전류 센싱 신호, 상기 피드백 신호, 및 기준 전압에 기반하여 PFM(Pulse Frequency Modulation) 신호를 출력하는 PFM 생성기; 및
    상기 PFM 신호에 기반하여 상기 제 1 제어 신호 및 상기 제 2 제어 신호를 출력하는 게이트 드라이버를 포함하되,
    상기 인덕터 전류가 상기 피크 전류에 도달한 시점으로부터 제 1 데드 타임 동안, 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터는 모두 턴-오프되고,
    상기 인덕터 전류가 상기 오프셋 전류에 도달한 시점으로부터 제 2 데드 타임 동안, 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터는 모두 턴-오프되고, 그리고
    상기 피크 전류의 방향 및 상기 오프셋 전류의 방향은 서로 반대인 스위칭 레귤레이터.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제로 전류 감지기는:
    상기 스위치 노드의 스위치 전압 및 상기 접지 전압을 비교하고, 그리고 오프셋 신호에 기반하여 상기 제로 전류 센싱 신호를 출력하는 비교기; 및
    상기 제로 전류 센싱 신호 및 상기 제 2 제어 신호에 기반하여, 오프셋 신호를 상기 비교기로 출력하는 오프셋 컨트롤러를 포함하되,
    상기 오프셋 전류의 크기는 상기 오프셋 신호에 기반하는 스위칭 레귤레이터.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 데드 타임의 길이는 상기 스위치 노드의 기생 커패시터의 커패시턴스 및 상기 입력 전압의 크기의 곱의, 상기 피크 전류의 크기에 대한 비에 대응하는 스위칭 레귤레이터.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 데드 타임 동안, 상기 인덕터 전류는 상기 스위치 노드를 거쳐 상기 인덕터로 흐르는 스위칭 레귤레이터.
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 데드 타임은 상기 제 2 트랜지스터의 기생 다이오드가 턴-온되기 전에 종료되는 스위칭 레귤레이터.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 2 데드 타임의 길이는 상기 스위치 노드의 기생 커패시터의 커패시턴스 및 상기 입력 전압의 크기의 곱의, 상기 오프셋 전류의 크기에 대한 비에 대응하는 스위칭 레귤레이터.
  13. 제 7 항에 있어서,
    상기 인덕터 전류가 상기 오프셋 전류에 도달한 상기 시점으로부터 상기 제 2 데드 타임 후에, 상기 스위치 노드의 전압의 크기는 상기 입력 전압의 크기와 동일한 스위칭 레귤레이터.
  14. 입력 전압을 출력 전압으로 변환하는 스위칭 레귤레이터를 포함하는 전력 관리 집적 회로에 있어서:
    상기 스위칭 레귤레이터는:
    스위치 노드로 연결되는 인덕터;
    상기 스위치 노드로 연결되고, 제 1 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 1 전압을 인가하고, 그리고 상기 제 2 제어 신호에 응답하여 상기 스위치 노드로 제 2 전압을 인가하는 파워 스위치; 및
    상기 제 1 제어 신호 및 상기 제 2 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하되
    상기 제 1 제어 신호가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이한 시점으로부터 제 1 데드 타임 후에 상기 제 2 제어 신호는 상기 로우 레벨에서 상기 하이 레벨로 천이하고,
    상기 제 2 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이한 시점으로부터 제 2 데드 타임 후에 상기 제 1 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이하고,
    상기 제 1 데드 타임에서 상기 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류의 방향은 제 1 방향이고, 그리고
    상기 제 2 데드 타임에서 상기 인덕터 전류의 상기 방향은 상기 제 1 방향과 다른 제 2 방향인 전력 관리 집적 회로.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 제어 신호는 상기 인덕터 전류가 피크 전류인 것에 응답하여 상기 로우 레벨에서 상기 하이 레벨로 천이하고, 그리고
    상기 제 1 데드 타임의 길이는 상기 스위치 노드의 기생 커패시터의 커패시턴스 및 상기 제 1 전압의 곱의, 상기 피크 전류의 크기에 대한 비에 대응하는 전력 관리 집적 회로.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 파워 스위치는:
    상기 제 1 전압이 인가되는 제 1 단, 상기 제 1 제어 신호가 인가되는 게이트, 및 상기 스위치 노드로 연결되는 제 2 단을 포함하는 제 1 트랜지스터; 및
    상기 스위치 노드로 연결되는 제 1 단, 상기 제 2 제어 신호가 인가되는 게이트, 및 상기 제 2 전압이 인가되는 제 2 단을 포함하는 제 2 트랜지스터를 포함하되,
    상기 제 1 데드 타임은 상기 제 2 트랜지스터의 기생 다이오드가 턴-온되기 전에 종료되는 전력 관리 집적 회로.
  17. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 2 제어 신호는 상기 인덕터 전류가 오프셋 전류인 것에 응답하여 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이하고, 그리고
    상기 제 2 데드 타임의 길이는 상기 스위치 노드의 기생 커패시터의 커패시턴스 및 상기 제 1 전압의 크기의 곱의, 상기 오프셋 전류의 크기에 대한 비에 대응하는 전력 관리 집적 회로.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 2 제어 신호가 상기 하이 레벨에서 상기 로우 레벨로 천이한 상기 시점으로부터 상기 제 2 데드 타임 후에, 상기 스위치 노드의 전압의 크기는 상기 제 1 전압의 크기와 동일한 전력 관리 집적 회로.
  19. 제 14 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는:
    상기 인덕터 전류가 피크 전류인 것에 응답하여 피크 전류 센싱 신호를 출력하는 피크 전류 센서;
    상기 인덕터 전류가 오프셋 전류인 것에 응답하여 제로 전류 센싱 신호를 출력하는 제로 전류 감지기;
    상기 출력 전압을 목표 전압과 비교하고 그리고 피드백 신호를 출력하는 피드백 컨트롤러;
    상기 피크 전류 센싱 신호, 상기 제로 전류 센싱 신호, 상기 피드백 신호, 및 기준 전압에 기반하여 PFM(Pulse Frequency Modulation) 신호를 출력하는 PFM 생성기; 및
    상기 PFM 신호에 기반하여 상기 제 1 제어 신호 및 상기 제 2 제어 신호를 출력하는 게이트 드라이버를 포함하는 전력 관리 집적 회로.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 제로 전류 감지기는:
    상기 스위치 노드의 스위치 전압 및 상기 접지 전압을 비교하고, 그리고 오프셋 신호에 기반하여 상기 제로 전류 센싱 신호를 출력하는 비교기; 및
    상기 제로 전류 센싱 신호 및 상기 제 2 제어 신호에 기반하여, 오프셋 신호를 상기 비교기로 출력하는 오프셋 컨트롤러를 포함하되,
    상기 오프셋 전류의 크기는 상기 오프셋 신호에 기반하는 전력 관리 집적 회로.

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