KR20230038744A - 변환기의 성능 향상 - Google Patents

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KR20230038744A
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이고르 스피넬라
안드레아 자네티
로렌초 페라리
필립포 무치니
파브리지오 카라마스치
앨리스 로베르시
데이비드 안토넬리
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에그트로닉 엔지니어링 에스.피.에이.
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Abstract

다중 인덕터들을 포함하는 전자기 장치가 제공된다. 각 인덕터는 단일 코어 근처에 또는 단일 코어 상에 배열된 권선을 가지며, 장치는 다수의 인덕터들이 서로 실질적으로 독립적이거나 자기적으로 절연되도록 구성된다.

Description

변환기의 성능 향상
본 발명의 분야는 전력 변환기들에 관한 것으로, 보다 구체적으로, 다수의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치를 포함하는 전력 변환기들 및 전력 변환기들을 동작 또는 제어하는 방법들에 관한 것이다.
이 특허 문서의 개시의 일부에는 저작권 보호 대상인 자료가 포함되어 있다. 저작권 소유자는 특허청 특허 파일 또는 기록에 나타나듯이 특허 문서 또는 특허 개시 중 어느 것이든 하나에 의해 팩스 복제에 대해 이의를 제기하지 않지만, 그 외에는 모든 저작권을 보유한다.
자기 요소들은 스위칭 회로들과 같은 많은 회로들에서 필수적인 컴포넌트들이다. 이들은 예를 들어 벅(buck), 부스트, 벅-부스트(buck-boost), 플라이백, 포워드, LLC, LCC 또는 클래스 E 및 클래스 F와 같은 다수의 변환기 회로 토폴로지들에서 사용된다.
인덕터의 크기와 스위치들의 스위치 온 시간에 따라, 연속 전류 모드, 임계/경계 전류 모드 또는 불연속 전류 모드와 같은 다양한 동작 모드들이 사용될 수 있다.
임계 전류 모드 및 불연속 전류 모드는 스위칭 손실 감소로 인해 매우 우수한 효율을 달성하는 데 자주 사용된다. 그러나 이러한 모드들은 또한 인덕터 코어의 히스테리시스 및 와전류에 대한 손실 증가, 인덕터 와이어의 표피 효과 및 근접 효과, 방사 및 전도 방출로 인해 인덕터 손실 대신 인덕터의 리플을 증가시키며, 따라서 일반적으로 더 큰 코어와 추가 필터들(입력 및 출력 모두)을 사용해야 한다. 따라서 토폴로지들은 연속 전류 모드 토폴로지들에 비해 크기가 더 큰 경우가 종종 있다.
일반적으로, 동작 모드들 각각의 경우, 인덕터들은 일반적으로 매우 부피가 크다.
인덕터들의 크기를 줄이기 위한 일반적인 기술에는 변환기 회로들이 병렬로 여러 분기들을 포함하는 다상(multiphase) 시스템들을 사용하는 것이 포함된다.
다상 변환기들은 각 분기의 전류를 줄이고 전류 리플을 줄이기 위해, 병렬로 연결된 다수의 분기들이 서로 위상을 벗어나 작동하는 인터리브(interleaved) 시스템이라고도 한다. 인터리브 시스템들은 또한 손실 감소로 인해 소모되는 전력과 컴포넌트들의 크기를 줄일 수 있다. 인터리브 시스템들은 1kW 이상의 애플리케이션과 같은 고전력 애플리케이션에 자주 사용된다.
그러나, 저전력 애플리케이션들에서도, 물리적 크기가 부피가 덜 크면서 고효율을 달성하는 인덕터를 제공하는 해결책이 여전히 필요하다.
무선 전력 위원회(Wireless Power Consortium; WPC)는 Qi 무선 유도 표준에서 110 내지 205 kHz 사이의 스위칭 주파수를 정의하며, 이는 또한 최대 30W를 전달할 수 있으며 대부분의 휴대폰 제조업자들에 의해 널리 채택된다. 결합 계수(k)는 0.75 내지 0.5(충전 거리 약 2mm 내지 7mm) 범위에 있다.
거리가 10mm 이상 증가하면 송신기 코일과 수신기 코일 사이의 결합 계수(k)가 낮아지고 Qi 시스템은 일반적으로 에너지를 전달할 수 없다.
WPC는 인덕턴스(L)가 전송 코일에 의해 주어지는, LC 공진 탱크를 사용하여 Qi 무선 시스템들의 고유 주파수를 약 100 kHz로 튜닝하도록 권장된다. 이를 통해 무선 충전기는 최대 전력 전달에 가깝게 작동하면서 공진으로부터 안전하게 멀리 떨어져 피드백 루프 제어를 단순화할 수 있다.
유도 무선 전력 전달은 몇 와트에서 최대 몇 k와트까지 전자 장치들을 재충전하고 공급할 수 있는 잘 알려진 기술이다.
저전력 애플리케이션을 위한 기존의 무선 전력 전달 시스템은 일반적으로 다음을 포함하는 여러 전력 변환 단(stage)들로 구성된다:
Figure pct00001
AC/DC 절연 어댑터, 선택적 DC/DC 전력 변환기(일반적으로 벅, 부스트 또는 벅-부스트 변환기) 및 코일 구동을 위한 DC/AC 변환기를 포함하는 송신기.
Figure pct00002
송신기에 위치된 송신 코일과 수신기에 위치된 수신 코일 사이의 격리 장벽.
Figure pct00003
배터리 충전기, 전압 조정기 또는 전류 조정기로 작동할 수 있는 AC/DC 정류기 회로 및 DC/DC 전력 변환기(선형 변환기 또는 스위칭 변환기)를 포함하는 수신기.
무선 전력 전달 시스템의 단계 수가 각각 약간의 비효율성을 추가하기 때문에, 전체 시스템은 일반적으로 AC 입력에서 DC 출력까지 측정된 효율의 최대 60%만 달성할 수 있다.
송신 코일을 여기시키는 무선 전력 송신기는 예를 들어 클래스 D 토폴로지, 클래스 E 토폴로지 또는 푸시 풀 클래스 E 증폭기를 포함하는 다수의 토폴로지들을 사용하여 구성될 수 있다.
그러나, 표준 토폴로지들은 여전히 높은 방사능 방출 또는 많은 수의 컴포넌트들의 사용, 매우 낮은 효율성 또는 부하 조건들에 크게 좌우되는 효율성으로 인해 어려움을 겪는다. 고전력을 제공할 수 있으면서도 광범위한 부하 변동에 대해 고효율을 제공할 뿐만 아니라 방사선 방출 규정을 충족하는 단순화된 해결책이 필요하다.
본 발명은 상기 취약성 및 또한 상기에 설명되지 않은 다른 문제들을 해결한다.
본 발명은 첨부된 청구범위에 정의된 바와 같은, 다수의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치에 관한 것이다. 장치는 다수의 인덕터들이 실질적으로 독립적이거나 서로 자기적으로 절연되도록 구성되고 있다.
주요 기능들의 통합 목록은 부록에 있다.
본 발명의 양태들은 이제 각각 본 발명의 특징들을 나타내는, 다음의 도면들을 참조하여, 예(들)에 의해 설명될 것이다:
도 1은 변환기 시스템에 사용되는 단일 인덕터의 평면도와 인터리브 시스템에 병렬로 사용되는 두 인덕터의 평면도를 도시한다.
도 2는 변환기 시스템에 사용되는 단일 인덕터의 단면도와 인터리브 시스템에 구현되는 두 인덕터의 단면도를 도시한다.
도 3은 자성 물질의 단일 코어에 감긴 다수의 독립 인덕터들이 있는 전자기 장치를 도시한다.
도 4는 플라스틱 컴포넌트 또는 코일 포머를 포함하는 조립된 전자기 장치의 단면도를 도시한다.
도 5는 두 개의 독립 인덕터들이 있는 조립된 전자기 장치와 비교하여 인터리브 변환기 시스템에서 병렬로 구현된 두 인덕터들의 다른 뷰들을 도시한다.
도 6은 교정된 갭(gap)을 포함하는 권선 구성의 추가 예들을 도시한다.
도 7은 세 개의 다수의 인덕터들이 있는 전자기 장치 구성을 도시한다.
도 8은 약하게 결합된 변압기를 도시한다.
도 9는 k=0으로 약한 결합을 구현하는 인터리브 부스트 변환기의 드레인 전압의 플롯을 도시한다.
도 10은 k=0으로 약하게 결합된 변압기를 구현하는 인터리브 부스트 변환기의 인덕터 전류의 플롯을 도시한다.
도 11은 k가 약 0.35인 약하게 결합된 변압기를 구현하는 인터리브 부스트 변환기의 드레인 전압의 플롯을 도시한다.
도 12는 k가 약 0.35인 약하게 결합된 변압기를 구현하는 인터리브 부스트 변환기의 인덕터 전류의 플롯을 도시한다.
도 13은 약하게 결합된 변압기를 포함하는 역률 보정(PFC) 회로의 회로도를 도시한다.
도 14는 부스트 변환기의 분기와 관련된 파형의 플롯을 도시한다.
도 15는 약하게 결합된 변압기의 와이어들을 감는 플라스틱 컴포넌트(또는 코일 포머)의 3D CAD 모델의 사시도를 도시한다.
도 16은 약하게 결합된 변압기의 와이어들을 감는 플라스틱 컴포넌트의 3D CAD 모델의 평면도를 도시한다. 지정되지 않은 경우, 치수는 mm로 표현된다.
도 17은 약하게 결합된 변압기의 와이어들을 감는 플라스틱 컴포넌트의 3D CAD 모델의 단면도를 도시한다.
도 18은 조립된 약하게 결합된 변압기를 도시한다.
도 19는 스위칭 네트워크와 전파 정류기의 하프 브리지 구현을 포함하는 LLC 변환기를 도시한다.
도 20은 부하 증가와 관련된 공진 주파수의 변화를 예시하는 dB 단위의 출력 전압의 플롯을 도시한다.
도 21은 LLC 공진 변환기의 일 예를 도시한다.
도 22는 LLC 공진 변환기를 도시한다.
도 23은 LLC 공진 변환기의 권선 구성의 일 예를 도시한다.
도 24는 LLC 공진 변환기의 권선 구성의 추가 예를 도시한다.
도 25는 LLC 공진 변환기의 권선 구성의 추가 예를 도시한다.
도 26은 더미 와이어 권선을 포함하는 권선 구성의 추가 예들을 도시한다.
도 27은 PCB 상에 인쇄된 평면 권선을 포함하는 권선 구성의 예들을 도시한다.
도 28은 PCB 상에 인쇄된 평면 권선을 포함하는 권선 구성의 다른 예를 도시한다.
도 29는 다른 권선 구성에 대한 제어 신호들의 플롯들을 도시한다.
도 30은 다른 권선 구성에 대한 제어 신호들의 플롯들을 도시한다.
도 31은 다른 권선 구성을 사용하는 도 22의 전압(Vout)의 플롯들을 도시한다.
도 32는 다른 권선 구성을 사용하는 도 22의 전압(Vout)의 플롯들을 도시한다.
도 33은 이상적인 다이오드 컨트롤러들을 위한 액티브-로우 인에이블 신호를 생성할 수 있는 회로의 일 예를 도시한다.
도 34는 도 33의 다른 신호들의 전압의 플롯들을 도시한다.
도 35는 기존 무선 충전 회로를 도시한다.
도 36은 클래스 D 토폴로지를 사용하여 구현된 기존 무선 전력 송신기를 도시한다.
도 37은 클래스 E 토폴로지를 사용하여 구현된 기존 무선 전력 송신기를 도시한다.
도 38은 클래스 E 푸시 풀 토폴로지를 사용하여 구현된 기존 무선 전력 송신기를 도시한다.
도 39는 도 38 회로의 신호들의 플롯을 도시한다.
도 40은 AC/DC 변환기와 무선 충전기를 통합하는 단일 절연 장치를 도시한다.
도 41은 1단으로 제공된 통합 AC/DC 변환기와 무선 전력 송신기를 도시한다.
도 42는 통합 AC/DC 변환기의 제안된 단거리 토폴로지를 도시한다.
도 43은 인덕터(L1)에서 측정된 전류의 플롯을 도시한다.
도 44는 푸시-풀, 스위칭 노드, 코일 전압 및 코일 전류에 대한 라인 경향을 도시한다.
도 45는 통합 AC/DC 변환기의 제안된 단거리 토폴로지를 도시한다.
도 46은 푸시-풀, 스위칭 노드, 코일 전압 및 코일 전류에 대한 라인 경향을 도시한다.
도 47은 1단 브리지리스 및 무캡 무선 아키텍처의 회로도를 도시한다.
도 48은 감지 네트워크가 추가된 공진 클래스 D 인버터를 포함하는 회로를 도시한다.
도 49는 L1과 C1 사이의 노드에서의 전압의 플롯을 도시한다.
도 50은 R1과 R2 사이의 노드에서의 전압의 플롯을 도시한다.
도 51은 C2와 R3 사이의 노드에서의 전압의 플롯을 도시한다.
도 52는 거리 교정 설정의 다이어그램을 도시한다.
도 53은 교정 설정의 작동 원리를 도시한다.
도 54는 배전압으로 구성된 2차측 회로가 있는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
도 55는 풀 브리지 회로로 구성된 2차측 회로가 있는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
도 56은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 57은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 58은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 59는 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 60은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 61은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 62는 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 63은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 64는 절연 PFC로 사용되는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
색인
1 : 다수의 인덕터들이 있는 전자기 장치
10 : 단일 자기 코어에 감긴 제1 인덕터
11 : 단일 자기 코어에 감긴 제2 인덕터
12 : 자기 코어
13 : 자기 코어의 제1 측면 레그의 갭
14 : 자기 코어의 제2 측면 레그의 갭
15 : 제1 인덕터의 자속 경로
16 : 제2 인덕터의 자속 경로
17 : 자기 코어의 중앙 레그
41 : 코일 포머의 플라스틱 컴포넌트의 하단 부분
42 : 코일 코머의 플라스틱 컴포넌트의 상단 부분
70 : 세 개의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치의 제1 인덕터
71 : 세 개의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치의 제2 인덕터
72 : 세 개의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치의 제3 인덕터
74 : 세 개의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치의 중앙 레그
75 : 측면 레그 중 하나의 가시적 갭
76 : 다른 측면 레그의 가시적 갭
80 : 약하게 결합된 변압기
81 : 약하게 결합된 변압기의 1차 권선
82 : 약하게 결합된 변압기의 2차 권선
83 : 약하게 결합된 변압기의 자기 코어
84 : 약하게 결합된 변압기의 중앙 에어 갭
85 : 약하게 결합된 변압기의 제1 측면 에어 갭
86 : 약하게 결합된 변압기의 제2 측면 에어 갭
131 : 부스트 변환기의 제1 분기
132 : 부스트 변환기의 제2 분기
134 : 분기(131)의 MOSFET 또는 스위치
134 : 분기(132)의 MOSFET 또는 스위치
220 : LLC 변환기의 제1 스위치
221 : LLC 변환기의 DC 전압 입력
222 : 스위칭 노드의 하프 브리지
223 : LLC 변환기의 제2 스위치
224 : LLC 변환기의 접지 입력
230 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 중앙 레그
231 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 측면 레그
232 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 측면 레그
233 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 단면 부재
234 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 단면 부재
235 : 중앙 레그의 에어 갭
236 : 변압기의 1차 권선
237 : 변압기의 2차 권선
240 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 중앙 레그
241 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 측면 레그
242 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 측면 레그
243 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 단면 부재
244 : 약하게 결합된 변압기의 단일 코어의 단면 부재
245 : 중앙 레그의 에어 갭
246 : 변압기의 1차 권선
247 : 변압기의 2차 권선
250 : 1차 권선
251 : 제1 2차 권선
252 : 제2 2차 권선
253 : 자기 코어의 중앙 레그
254 : 중앙 레그의 에어 갭
260 : 1차 권선
261 : 코일 포머
262 : 절연 자기 코어용 개구
263 : 더미 권선
264 : 2차 권선
266 : 1차 권선과 2차 권선 사이의 분리층
267 : 2차 권선용 교정 코일 포머
280 : 평면 인덕터들을 인쇄하기 위한 PCB 또는 기판
520 : 무선 충전기의 송신기 코일
521 : 무선 리피터
523 : 무선 리피터의 제1 인덕터
524 : 무선 리피터의 제2 인덕터
525 : 무선 리피터의 직렬 공진 커패시터
명세서는 다음의 카테고리 또는 핵심 기술을 중심으로 구성된다:
섹션 I. 변환기 성능 향상
섹션 II. 향상된 LLC 변환기
섹션 III. 무선 충전
섹션 IV. 절연 변환기
섹션 I. 변환기 성능 향상
1.1 단일 코어의 다수의 독립 인덕터
인터리브 변환기라고도 하는 다상 변환기는 일반적으로 다음과 같은 목표를 달성할 수 있다:
Figure pct00004
소산된 전력의 감소(2분기 시스템의 경우, 전류의 감소 계수 2는 각 분기 R * I ^ 2에서 소산된 전력의 감소 계수 4로 이어지며, 따라서 전체적으로 분산된 전력의 절반이 감소됨).
Figure pct00005
손실 감소로 인한 컴포넌트들의 크기 감소. 일반적으로, 컴포넌트들의 수의 두 배는 특히 높은 전력(예를 들어, 수백 또는 수천 와트)의 경우 축소된 치수로 보상되는 것 이상이다.
Figure pct00006
출력 리플 감소.
Figure pct00007
소음 제거로 인한 방사 및 전도 방출 감소.
도 1 및 2는 단일 인덕터를 사용하는 변환기 및 두 개의 인덕터들을 병렬로 사용하는 인터리브 변환기 시스템의 인덕터들의 크기의 비교를 예시한다.
도 1a 및 2a는 단일 인덕터의 평면도와 단면도를 도시하며, 도 1b 및 2b는 인터리브 시스템에서 병렬로 구현된 두 인덕터들의 평면도와 단면도를 도시한다. 인덕터 자체의 구성 문제들과 관련된 이론적 치수 및 체적 효율 손실은 명백하다.
인터리브 시스템들은 또한 손실 감소로 인해 소모되는 전력과 컴포넌트들의 크기를 줄일 수 있다. 인터리브 시스템들은 1kW 이상의 애플리케이션과 같은 고전력 애플리케이션에 자주 사용된다. 이는, 부분적으로, 각 컴포넌트가 고전력 변환기에서 코어의 활성 부분의 크기에 비해 작은 패키지, 핀아웃, 보드 상의 납땜 공간, 다른 컴포넌트들과의 최소 거리 등을 위한 "낭비" 영역의 양을 수반한다는 사실 때문이다.
대조적으로, 수백 와트 또는 수십 와트와 같은 저전력 장치의 경우, 낭비되는 공간이 절약된 공간보다 크기 때문에, 인터리브 해결책들은 종종 선택되지 않는다.
도 3을 참조하면, 전자기 장치(1)에는 자성 물질의 단일 코어(12) 근처 또는 그 위에 감긴 다수의 독립 인덕터들(10, 11)이 제공된다. 다수의 인덕터들의 구조는 측면 레그(leg)들 및 중앙 레그를 갖는 자기 코어(12)를 포함한다. 중앙 레그에 갭이 있는 표준 변압기와 달리, 자기 코어(12)의 포화를 방지하기 위해, 중앙 레그에는 갭이 없지만 각 측면 레그(13, 14)에는 갭이 있다.
도시된 바와 같이, 제1 인덕터(15)의 자속 경로는 다른 인덕터(16)의 자속 경로와 무관하다. 따라서, 두 개의 인덕터들(10, 11)은 서로 실질적으로 독립적이거나 자기적으로 절연되어 있다. 제1 인덕터(15)의 자속 경로의 자기 에너지는 실질적으로 제1 측면 레그 에어 갭(13) 내에 집중되고, 제2 인덕터(16)의 자속 경로의 자기 에너지는 실질적으로 제2 대향 측면 레그 에어 갭(14) 내에 집중된다. 추가로, 이 구성에서, 코어의 중앙 레그(17)는 사실상 0 또는 거의 0에 가까운 자기장을 갖는다.
두 개의 독립 인덕터들은 인덕터들을 갭 없이 코어의 일부에 감아 얻는데, 단, 이러한 권선이 중앙 레그에 있지 않고, 자기장이 중앙 레그(17)에서 소거되거나 거의 소거되도록 하는 권선 방향을 선택해야 한다.
전자기 장치는 인덕터들(10, 11) 사이의 다중 결합(k)이 0에 가깝도록 구성될 수 있다.
전자기 장치는 변환기들의 성능을 향상시키는 데 사용될 수 있다. 다상 변환기의 경우, 결합(k)은 예를 들어 0 내지 0.4 사이로 구성될 수 있다.
다수의 인덕터들은 표준 재료 및 표준 제조 공정으로 그리고 인덕터는 반대 방향으로 표준 보빈(bobbin)에 감겨 고도로 제조 가능하다.
추가 이점들은, 이에 제한되는 것은 아니나, 유사한 비용의 표준 애플리케이션들에 비해 물리적 크기 감소, 필요한 코어의 자기 투자율 감소로 인해 더 저렴한 자기가 사용될 수 있음, 단일 자기 코어에서 다중 위상의 다중 인덕터가 구현될 수 있음, 인덕터들은 각각 임의의 방식으로 구동될 수 있음을 포함한다.
도 4를 참조하면, 인덕터들(10, 11)의 와이어들을 감기 위한 두 개의 전용 채널들을 포함하는, 플라스틱 컴포넌트 또는 코일 포머(coil former)(41, 42)를 포함하는 조립된 전자기 장치의 단면도가 도시된다. 코일 포머는 8개의 핀, 와이어들을 고정하기 위한 상부(42) 및 전자기 장치를 PCB에 솔더링하기 위한 하부(41)를 포함한다.
도 5와 6은 도 1과 2에 도시된 바와 같은 표준 인터리브 구성과 도 4에 도시된 바와 같은 커스텀(custom) 설계 사이의 비교를 예시한다. 물리적 크기의 상당한 감소가 나타낸다.
도 5a 및 5c는 인터리브 시스템에서 병렬로 구현된 두 개의 인덕터들의 평면도 및 단면도를 도시한다. 도 5b 및 5d는 두 개의 독립 인덕터들이 있는 조립된 전자기 장치의 평면도 및 단면도를 도시한다.
이에 제한되는 것은 아니나, 비대칭 권선 구성 또는 플랫(flat) 구조와 같은 다수의 다른 구성들이 가능하다.
대안으로, 인덕터들의 권선은 도 6에 도시된 바와 같이, 기판 상에 인쇄된 와이어 권선(wire windings) 또는 평면 권선(planar windings) 또는 이들의 조합일 수 있다.
권선은 독립적으로 와이어로 감기거나 인쇄 회로 기판(평면 인덕터)에 구현될 수 있으며, 코어는 (이에 제한되는 것은 아니나) 토로이달, EFD, E, POT, P, PQ, RQ 등을 포함하는, 공통 또는 커스텀 형상을 가질 수 있다. 도 6은 E 및 I 코어들(도 6a, 도 6b 및 도 6c에 도시된 바와 같은 권선, 도 6d의 PCB 평면, 도 6g 및 도 6h에 도시된 바와 같은 하이브리드 평면 및 권선) 및 k가 0에 가까운 토로이달 코어들(도 6e 및 도 6f)을 기반으로 하는 변압기들의 예들을 도시한다.
추가 수정 사항은 또한 아래의 섹션 II에 제공된다.
제안된 다중 인덕터 아키텍처는 단일 코어에 둘 이상의 인덕터들을 포함할 수 있다. 도 7을 참조하면, 세 개의 독립 인덕터들(70, 71, 72)을 포함하는 예시적인 전자기 장치가 도시되며, 여기서 세 개의 측면 레그들은 각각 갭을 포함하고 중앙 부분(74)은 갭을 포함하지 않는다. 두 개의 측면 갭들이 보인다(75, 76).
다중 독립 인덕터 아키텍처 또는 전자기 장치는 평균 전류를 줄이기 위해 병렬의 다중 위상이 사용되는 모든 회로들에서 사용될 수 있다.
전자기 장치는 부스트, 벅(buck), 벅-부스트(buck-boost) 및 공진(인터리브 LLC, 클래스-E 또는 클래스-F 유형) 변환기들과 같은, 다수의 인터리브 시스템들 및/또는 푸시-풀(push-pull) 시스템들에서 사용될 수 있다.
보다 구체적으로, 제안된 전자기 장치는 벅의 출력 인덕터 또는 부스트 또는 클래스-E 변환기의 입력 인덕터, 또는 모든 인터리브 또는 푸시-풀 변환기의 인덕터로 구현될 수 있다.
전자기 장치는 또한 위에 나열된 변환기들 중 하나를 기반으로 하는 PFC(역률 개선(power factor correction)) 변환기에서 사용될 수 있으며, 따라서 메인 피드백 변수는 부하에 부과되는 출력 전압 또는 전류가 아니라 입력 전류이며, 이는 PFC 변환기들에서 입력 전압과 동상이다.
다중 독립 인덕터 시스템은 또한 인터리브 DC/AC 변환기(예를 들어 재생 가능 에너지 애플리케이션용 인버터, 무선 충전기 또는 하이브리드 및 전기 자동차용 애플리케이션)에서 사용될 수 있다.
300W 인터리브 PFC 부스트 설계에서, 두 개의 0.7$ 인덕터들은 단일 0.5-1$ 이하의 약하게 결합된 인덕터로 교체될 수 있다. FET를 성능이 낮은 FET로, 예를 들어 더 높은 채널 저항 또는 출력 커패시턴스로 교체함으로써 BOM 비용이 약간 더 개선(약 0.1-0.3$)될 수 있다.
1.2 약하게 결합된 변압기
동일한 코어에 배열된 다수의 인덕터들이 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되는 전자기 장치가 이제 설명된다.
전자기 장치 또는 약하게 결합된 변압기는 PFC 인터리브 부스트 애플리케이션의 일부로 구현될 수 있거나, 또는 LLC 애플리케이션의 일부로 구현될 수 있다. 약하게 결합된 변압기는 또한 인터리브 또는 다상 변환기를 사용하는 모든 아키텍처에 적용될 수 있다.
이에 비해 일반적인 DC/DC 인터리브 또는 푸시-풀 변환기에서 메인 단일 인덕터가 더 낮은 정격 전류와 더 낮은 크기의 두 인덕터들로 분할된다. 이 해결책의 단점은 컴포넌트 이중화로 인한 총 비용 증가, 및 저전력에서 총 자기 영역의 저조한 사용이다. 공진 인덕터와 변압기에 대한 필요가 두 개의 부피가 큰 자기 컴포넌트들로 이어지는, LLC 애플리케이션들에서 동일한 문제가 발생할 수 있다. 단일 코어 해결책은 자기 비용과 코어 영역 사용 둘 모두를 개선할 수 있다.
도 8을 참조하면, 중앙 레그와 두 개의 측면 레그들을 갖는 단일 코어 상에 또는 그 근처에 배열된 1차 권선(81) 및 2차 권선(82)을 포함하는 약하게 결합된 변압기(80)가 제공된다. 자기 코어(83)의 중앙 레그에 에어 갭(84)을 도입할 뿐만 아니라 측면 레그들에도 에어 갭들(85, 86)을 도입함으로써 두 개의 인덕터들 사이의 약한 결합이 생성된다. 도시된 바와 같이, 중앙 레그에 위치된 중앙 에어 갭은 측면 에어 갭보다 작다.
주요 아이디어는 인덕터들 사이에 약한 결합을 생성함으로써 인터리브 변환기의 FET들의 동적 성능을 향상시키는 것이다. 의도적으로 불량 변압기 또는 약하게 결합된 인덕터들을 설계함으로써, 제1 인덕터는 독립형 인덕터로 구동될 수 있고, 일부 결합은 여전히 제2 인덕터로 이동하며, 필요한 절연이 여전히 형성된다. 이 약한 결합은 FET들의 하드 스위칭 전압을 감소시킬 수 있으며, 결국 독립형 인덕터들을 기반으로 하는 인터리브 변환기들의 작동 원리를 변경하지 않고 FET들의 제로 전압 스위칭을 강제한다. 따라서 다음과 같은 여러 가지 이점들이 달성된다: 표준 인터리브 해결책과 비교하여, 두 개가 아닌 단일 자기 컴포넌트가 사용되며, 더 낮은 스위칭 전압 덕분에 더 높은 효율이 달성된다.
서로 다른 권선(k=1) 사이에 완벽한 결합을 나타내는 이상적인 변압기와 달리, 약하게 결합된 변압기는 결합 계수(k)가 1에 근접하도록 최적화되지 않은 변압기를 지칭할 수 있다. 보다 일반적으로, 따라서 k < 0.95인 변압기는 약하게 결합된 것으로 간주될 수 있다.
대안으로, 인덕터들의 권선은 기판 상에 인쇄된 와이어 권선 또는 평면 권선 또는 이들의 조합일 수 있다.
인터리브 부스트 변환기에 약하게 결합된 변압기가 적용된 사용 사례를 이제 설명된다.
두 인덕터들 사이의 결합이 약하면 변환기의 방전 단계 동안(즉, 오프(OFF) 상태의 부스트 변환기 FET의 경우) 전류의 기울기가 증가한다. 기울기가 증가하면 로우 측 FET의 기생 커패시턴스의 방전으로 인해, 로우 측 MOSFET의 더 나은(더 낮은 손실) 턴 온(turn on) 상태로 이어지는 다이오드의 복구 시간 동안 더 높은 전류가 허용된다.
이 조건이 입력 피크 대 피크 전류와 부스트 다이오드의 역 복구 손실(이는 다이오드를 대체하기 위해 다른 FET를 사용하여 최소화될 수 있음) 둘 모두를 악화시키더라도 더 낮은 하드 스위칭 전압으로 인해 효율을 개선할 수 있다.
k 계수의 증가는 하드 스위칭 조건이 크게 개선되지만, 자기의 전류는 더 높아진다. 따라서 전체적인 손실을 최소화하기 위해 k=0(자기의 최소 손실)과 0 < k < 1(FET의 최소 손실) 사이의 절충안이 선택될 수 있다.
커플링이 없는 경우(k = 0), 하드 스위칭 조건(V_drain)과 인덕터 전류는 각각 도 9와 도 10에 도시된다.
300W 인터리브 부스트 변환기의 경우를 고려하면, 다른 중요한 단점들을 도입하지 않고 하드 스위칭 손실을 크게 줄이기 위해 약 0.35와 같이 0.4 미만의 상호 결합(k)이 선택되었다. k가 약 0.35인 경우, 하드 스위칭 조건(V_drain)과 인덕터 전류가 각각 도 11과 도 12에 도시된다.
일반적으로, 상호 결합(k)은 자기 및 FET들에 사용되는 특정 기술, 입/출력 전압 및 전류와 같은, 다수의 파라미터들을 기반으로 선택될 수 있다. 따라서 각 회로는 서로 다른 최적의 상호 결합(k)으로 이어질 수 있다.
약하게 결합된 변압기는, 이에 제한되는 것은 아니나, 다음의 회로들로 구현될 수 있다:
Figure pct00008
다상 인터리브 DC/DC 변환기들;
Figure pct00009
다수의 츨력 DC/DC 변환기들;
Figure pct00010
배전류(current doubler) 정류기들.
약하게 결합된 변압기를 포함하는 PFC 변환기는 99% 효율을 달성했다; 그 개략도는 각 분기에서 직렬로 연결된 두 개의 인덕터들: 자기 인덕턴스(k=0)(L1 및 L2) 및 상호 인덕턴스(k=1)(L3 및 L4)로 모델링된 약하게 결합된 변압기(k<1)가 도 13에 도시된다.
이에 비해, 현재 PFC들은 매우 부피가 큰 인덕터들로만 매우 높은 효율을 달성할 수 있다. 동일한 애플리케이션에 대한 표준 PFC는 일반적으로 약 97 내지 98% 효율성을 산출하지만 훨씬 더 큰 물리적 치수와 약 두 배의 비용이 든다.
따라서 작은 크기, 높은 효율 및 낮은 비용은 단독으로 또는 조합하여 달성될 수 있다.
애플리케이션들에는, 이에 제한되는 것은 아니나, 다음과 같은 고정 전압이든 또는 변경 전압이든 전력 변환 단계를 포함한 모든 아키텍처가 포함된다:
Figure pct00011
30 내지 300W 사이의 전력을 전달하는 애플리케이션들;
Figure pct00012
최대 1kW를 전달하는 애플리케이션들;
Figure pct00013
최대 50kW를 전달하는 애플리케이션들;
Figure pct00014
TV, 고성능 랩탑, 가전제품, 전기 및 하이브리드 차량용 전원 공급 장치;
Figure pct00015
절연 장벽(isolation barrier)을 포함한 모든 전원 공급 장치들;
Figure pct00016
스위치 모드 전원 공급 장치;
Figure pct00017
전력 변환기들;
Figure pct00018
컨트롤러를 포함(타이밍 회로들 및 프로세서를 포함)하는 실리콘 칩들;
Figure pct00019
특정 애플리케이션을 위해 구축된 전자 커스텀;
Figure pct00020
고정 출력 및 고정 입력을 포함하고, 작동 지점에 튜닝된 메인 단을 포함하는, 매우 높은 전력 애플리케이션;
Figure pct00021
USB 전원 공급: 90V에서 265V로 US 및 EU의 입력 변경 - 에너지 변경(전압 제곱) - 5V에서 20V로 출력 변경 - 랩탑 - 다중 출력 - 기타 해결책 - 장벽을 넘는 PFC.
Figure pct00022
토폴로지는 부하가 고정되어 있는 경우 또는 부하 변동이 큰 경우에 달라짐.
Figure pct00023
고정 사례: 작동 지점에 특별히 튜닝된 2개의 순차 변환기들.
결합 인터리브
도 13을 참조하면, 약하게 결합된 변압기를 구현하는 두 개의 분기들을 포함하는 인터리브 부스트 변환기의 회로 토폴로지가 제공된다. 약하게 결합된 변압기는 두 개의 약하게 결합된 인덕터들(L_a 및 L_b)로 구성된다.
도 14를 참조하면, 파형은 인터리브 부스트 변환기의 분기 131(도 13 참조)을 나타낸다. 두 개의 인터리브 분기는 131과 132로 표시된다.
Figure pct00024
대칭적인 이유로, 분기(132)에서, 파형은 동일하며 위상 편이는 180°이다.
Figure pct00025
n개의 분기가 있는 다상 변환기들은 유사한 거동(behaviour)을 하므로, n개의 분기가 서로 약하게 결합된 다상 변환기들에 대해 다음 설명이 확장될 수 있다.
Figure pct00026
간단하게 하기 위해, 약한 결합(k<1)은 각 분기에서 직렬로 연결된 2개의 인덕터들, 즉 자체 인덕턴스(k=0)(L1 및 L2), 및 상호 인덕턴스(k=1)(L3 및 L4)로 모델링된다. 물리적 인덕터들은 자동 인덕터들(L1 및 L2)과 L3, L4를 포함한 이상적인 변압기로 구성된 모델과 거의 동일한 거동을 가지는 상호 인덕턴스(0 < k <1)가 약한 2개의 권선에 불과하다.
도 14에 도시된 바와 같이 각 분기의 위상들을 사이클별로 설명한다.
위상 A
두 MOSFET 모두 오프된다. 이전에 로드된 L1 인덕터는 기울기로 방전된다:
ΔI / Δt = (Vin-Vout) / L1;
이는 곡선 I(L3)이다 - L1과 L3의 전류는 동일하는 것에 유의한다.
위상 B
인덕터(L2)(분기(132)의 자기 인덕턴스)가 방전될 때, 분기(132)의 드레인 노드는 L-C 공진기(여기서 C는 컴포넌트들의 기생 커패시턴스임 - 즉 MOSFET)로 인해 진동하기 시작하며, 이 진동은 L4와 L3로 구성된 "변압기"(상호 인덕턴스)를 통해 분기 A의 드레인에 반영된다. L1의 전류는 그 기울기를 변경하기 시작한다.
위상 C
분기(132)의 MOSFET(134)는 인덕터(L_b)를 충전하기 위해 턴 온된다(자기 인덕턴스(L2) 및 상호 인덕턴스(L4)의 시리즈로서 도 14에 도시됨).
입력 전압의 일부는 L4에 걸쳐 떨어지고 이 전압은 L3에 반영된다. L3와 L4로 주어진 "변압기"의 권선비는 약 1:1이므로, L3의 전압은 L4와 동일하다.
전압 강하(Vin-V_drainA)는 Vin-Vout과 동일하게 유지되어야 하고, L3에 L4 강하와 동일한 강하를 추가하면, Vin-Vout + V_L4와 동일한 L1 강하가 발생한다. K에 따라, 이 전압은 다른 값들을 가질 수 있다(k는 L4에 걸리는 전압이 떨어지는 정도에 영향을 미치기 때문임). 실제로, 이는 V_L4 = k * Vin으로 나타낼 수 있으며; 따라서 전류의 기울기는 다음과 같다:
ΔI / Δt = (Vin - Vout + k * Vin) / L1
따라서 두 분기 사이의 결합(k)이 높을수록 기울기가 빨라지며, 이는 각 분기의 자체 인덕턴스가 더 작기 때문에 합리적이다.
위상 D
MOSFET(133)의 분기(132)가 턴 오프된다.
L4 양단의 전압은 0으로 떨어지고 인덕터(L1)는 위상 A의 동일한 기울기로 방전된다. 흥미로운 점은 L4가 L_b의 일부이기 때문에 물리적으로 존재하지 않으며, 따라서 0과 동일한 이러한 이론적 전압은 효과의 중첩에 의해 주어진다는 점을 강조한다는 것이다.
위상 E
인덕터(L1)가 완전히 방전되고, 드레인 A가 진동하기 시작한다. 다시 한 번, 인덕터(L1)는 실제로 존재하지 않으며, L1과 L3은 L_b와 약하게 결합된 동일한 인덕터(L_a)의 모델이다.
전압의 L3과 L4 부분 사이의 결합이 변압기(다른 분기로 전송됨)를 통해 "떨어지고" 분기(131)의 드레인 노드가 결합되지 않은 상태보다 낮은 전압 레벨로 강하되는 것으로 인해, 더 낮은 전압 레벨로의 전환을 제공한다.
위상 F
분기(131)의 MOSFET(133)은 드레인의 전압이 밸리(valley)에 도달할 때 턴 온된다.
입력 전압은 이전에 방전된 L1 및 L3을 충전한다. 따라서 전류의 기울기는 다음과 같다:
ΔI / Δt = Vin / (L1 + L3)
다른 분기에서도 모든 것이 주기적으로 반복된다.
결합해제된 버전과 비교할 때, 일반적으로 결합해제된 2개의 인덕터 사이의 결합의 도입은 드레인 노드가 더 많이 방전되는 경향이 있으며, 따라서 위상 E에서 발진하는 동안 MOSFET(133)의 턴 온 시 전압이 더 낮아진다는 것을 의미한다.
그 결과, 표준 결합해제 다상 변환기와 비교하여 MOSFET들의 턴 온 하드 스위칭으로 인한 손실이 적다.
이 해결책의 선택은 MOSFET의 전류가 상대적으로 낮아 정적 손실이 하드 스위칭에 대한 정적 손실보다 낮은 인터리브 애플리케이션에서 정당화된다. 즉, k의 선택은 더 낮은 턴 온 하드 스위칭 전이(이는 더 높은 k를 필요로 함)와 더 낮은 전류(이는 더 낮은 k를 필요로 함) 사이의 절충안이다. 일 예로서, 총 FET 손실이 500mW인 300W 표준 인터리브(k=0) 설계에서 시작하여, 약하게 결합된 인덕터들(k=0.2)은 FET의 손실을 350mW로 줄일 수 있으며, 더 많은 결합 인덕터들(k=0.4)은 최대 250mW로 손실을 떨어뜨릴 수 있다.
인터리브 토폴로지의 표준을 위한 유럽식 입력 전압 및 "저" 전력 타겟을 가진 PFC 단에서, 이 해결책은 다지관식(multi-branch) 변환기로 인해 그리고 고전압 입력으로 인해 어떤 경우든 전류가 더 낮기 때문에, 결합해제된 해결책(저비용 MOSFET의 경우 99%)보다 더 큰 효율을 보여주었다.
도 15-17을 참조하면, 플라스틱 컴포넌트의 3D CAD 모델에 대한 다양한 뷰들이 제공된다. 플라스틱 컴포넌트 또는 코일 포머는 약 300W의 전력을 출력하는 PFC에서 사용될 수 있는, 상호 결합(k)이 약 0.35인, 약하게 결합된 변압기의 와이어들을 감도록 구성된다. 플라스틱 컴포넌트의 전체 치수는 약 22mm Х 34mm이다.
도 17은 인덕터를 감는 데 사용되는 코일 포머의 단면도를 도시한다. 코일 포머는 8개의 핀을 포함하며, 여기서 각 핀은 와이어를 고정하는 데 사용되는 상부 및 인덕터를 PCB에 솔더링하는 데 사용되는 하부를 갖는다. 와이어들은 두 개의 전용 채널들에서 코일 포머 주위에 감겨 있다. 코일 포머는 E-코어라고 하는 E형 코어와 I-코어라고 하는 I형 코어를 기반으로 하는 변압기용으로 설계되었다: 와이어들을 코일 포머에 감은 다음 I-코어를 내부에 삽입한 다음 이 블록을 E-코어에 부착한다. 도 18은 완성된 조립된 약하게 결합된 변압기를 도시한다.
섹션 II. 향상된 LLC 변환기
LLC 공진 변환기들은 방대한 공진 변환기 제품군에 속한다. 이들은 일반적으로 입력-출력 전력 전달에 능동적으로 영향을 미치는 탱크 회로를 포함하는 스위칭 변환기들이다. LLC 공진 변환기들은 소위 "공진 인버터", 즉 DC 전압을 낮은 고조파 함유 AC 전압(이상적으로는 정현파 전압)으로 변환하고 AC 전력을 부하에 제공하는 회로를 기반으로 한다. 이를 위해, 스위칭 네트워크는 일반적으로 기본 컴포넌트에 튜닝된 공진 탱크에 적용되는 구형파 전압을 생성하는 데 사용된다. 탱크는 주로 이 컴포넌트에 응답하고 고차 고조파에는 무시할 수 있는 방식으로 응답하여, 그 전압 및/또는 전류는 대략 정현파가 되도록 한다. 그런 다음 공진 변환기는 정류기와 출력 필터링 단이 이어진다; 전체 시스템은 DC-DC 공진 변환기 역할을 한다. 대부분의 경우, 정류기 블록은 안전 규정에서 요구하는 절연을 보장하기 위해 변압기를 통해 공진 변환기에 결합된다. 정류기 블록은 브리지 정류기(출력에 고전압/저전류가 필요한 경우 바람직함) 또는 중앙 탭 전파 정류기(출력에 저전압/고전류가 필요한 경우에 바람직함)로 구성될 수 있다. 저역 통과 필터는, 탱크 회로의 구성에 따라, 일반적으로 커패시터들만으로 이루어지거나 L-C 평활 필터로 이루어진다.
스위칭 네트워크의 유형과 반응 요소의 수 및 그들의 구성과 같은 공진 탱크의 특성들에 따라 다양한 유형의 공진 변환기들이 구축될 수 있다. 부하가 하나의 L에 병렬로 연결된 상태에서, 두 개의 인덕터와 한 개의 커패시터가 직렬로 사용되는 경우, LLC DC-DC 변환기와 연관되는 소위 LLC 변환기를 얻을 수 있다. 스위칭 네트워크와 전파 정류기의 하프 브리지 구현이 있는 가능한 기존 구성들 중 하나가 도 19에 도시된다.
도 20은 도 21에 도시된 회로의 공진 주파수의 변화를 예시하는 도 21의 Vout을 예시하는 출력 전압(dB)의 플롯을 도시하며, 전도하는 2차 권선의 상태와 관련하여 다음과 같이 정의된다:
fr1 = 1/(2π√(Ls·Cr))
공진 탱크는 세 개의 반응 요소들(Cr, Ls 및 Lpri)로 이루어지기 때문에, 2차 권선 개방 상태와 관련하여, 이 회로와 연관된 또 다른 공진 주파수가 있으며, 여기서 탱크 회로는 Ls 및 Lpri가 단일 인덕터로 통합될 수 있기 때문에 LLC에서 LC로 바뀐다:
fr2 = 1/(2π√((Ls+Lpri)·Cr))
물론, fr1>fr2이다. 그런 다음 LLC fr0 회로의 실제 공진 주파수는 가 변경됨에 따라 fr1≤ fr0≤ fr2 범위 내에서 이동하는 부하의 함수가 된다. 부하가 없는 경우, fr0=fr2이다. 부하가 증가함에 따라, fr0은 fr1 쪽으로 이동한다. 이는 f>fr1의 경우 로드된 공진 탱크의 입력 임피던스가 유도성이고 주파수 f<fr2의 경우 입력 임피던스가 용량성임을 의미한다. fr2<f< fr1의 경우 임피던스는 부하 저항(RL)에 따라 유도성 또는 용량성일 수 있다. RL<Rcrit이면 임피던스가 용량성이고 RL>Rcrit이면 대신 유도성이 되도록 임계값(Rcrit)이 존재한다. 모든 공진 탱크 구성의 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Rcrit =√(Z0·Z0inf)
여기서 Z0 및 Z0inf는 소스 입력이 각각 단락되고 개방된 공진 탱크 출력 임피던스들이다.
주파수와 부하 모두에 따른 LLC 출력 전압의 변화는 도 21 회로의 AC 분석으로 얻은 도 20에 도시되어 있다.
LLC 공진 변환기는 일반적으로 공진 탱크의 입력 임피던스가 유도성 특성을 갖는 영역에서 동작하도록 구성된다. 이는 임피던스가 주파수에 따라 증가한다는 것을 의미하며, 이는 변환기의 동작 주파수를 변경하여 전력 전송이 제어될 수 있음을 의미한다. 이러한 방식으로 부하에서 전력 수요가 감소하려면 주파수 상승이 필요한 반면, 전력 수요가 증가하면 주파수 감소가 필요하다.
도 19를 참조하면, 하프 브리지 드라이버가 두 개의 전원 스위치들(이에 제한되는 것은 아니나 전원 GaN HEMT들 또는 전원 MOSFET들로 구현됨)을 위상 반대 대칭으로, 즉 정확히 같은 시간 동안 온 또는 오프하는 경우를 고려해보자. 이는 어느 한 스위치의 턴 오프와 상보(complementary) 스위치의 턴 온 사이에 약간의 데드 타임이 삽입되기 때문에 전원 스위치의 전도 시간이 실제로 스위칭 기간의 50%보다 약간 더 짧은 경우에도 일반적으로 "50% 듀티 사이클" 동작이라고 한다. 이 데드 타임의 역할은 변환기 동작에 필수적이며 다음 섹션들에서도 명확히 설명될 것이다. 잠시 동안은 무시될 것이고, 공진 탱크에 적용된 전압은 0에서 Vin까지 내내 스윙하는 50% 듀티 사이클의 구형파로 간주될 것이다.
이전 단락에서, 탱크 회로의 임피던스가 언급되었다. 임피던스는 정현파 여기 하의 선형 회로들과 관련된 개념인 반면, 도 19의 회로에서 여기 전압은 구형파이다. 그러나 공진 탱크의 선택적 특성의 결과로서, 공진 변환기들의 대부분의 전력 처리 특성들은 회로에서 전압 및 전류의 푸리에 확장의 기본 컴포넌트와 연관된다.
입력 구형파 여기에는 Vin/2와 같은 DC 성분이 있다. LLC 공진 탱크에서, 정상 상태 조건 하에서 전압원에 직렬로 연결된 공진 커패시터(Cr)는 인덕터 양단의 평균 전압이 0이어야 하므로 Vin/2와도 동일한 평균 전압을 나타낸다. 그 결과, Cr은 공진 커패시터와 DC 차단 커패시터의 이중 역할을 한다.
이제 위에서 설명된 LLC 공진 변환기의 여러 가지 개선 사항들을 설명한다. 다음 기술들은 또한 LC 공진을 포함하는 다른 전력 변환기들에 더 일반적으로 적용될 수 있다.
분할 공진 커패시터 구성의 LLC 공진 변환기
DC 전압 입력(221)과 하프 브리지 또는 스위칭 노드(vsw)(222) 사이에 연결된 제1 스위치(220)(또는 하이 또는 상위 MOSFET)와 하프 브리지 노드(222)와 접지 입력(224) 사이에 연결된 제2 스위치(223)(또는 로우 MOSFET)를 포함하는, LLC 공진 변환기는 도 22에 도시되어 있다.
성능을 향상시키기 위해, Cr은 도 22와 같이 두 개의 커패시터들(C1 및 C2)을 사용하여 분할된다. 두 개의 커패시터들(C1 및 C2)은 동적으로 병렬이므로, 전체 공진 탱크의 커패시턴스는 여전히 Cr이다. C1+C2의 합은 Cr과 같지만, C1과 C2는 같은 값을 가질 수도 있고 갖지 않을 수도 있다. 이 새로운 구성은 각 커패시터의 전류 스트레스를 줄이기 위해 특히 더 높은 전력 레벨에서 유용하다. 추가로, 이는 변환기에 대한 입력 전류를 풀 브리지 변환기의 입력 전류처럼 보이게 하여 입력 차동 모드 노이즈와 입력 커패시터의 스트레스(이상적으로는 입력 전압과 병렬)를 크게 줄인다. 따라서 제안된 설계는 최대 피크 전압을 유지할 수 있는 주어진 커패시터가 더 낮은 전류로 스트레스를 받기 때문에 효율 측면에서 변환기의 성능을 높일 수 있다. 즉, 주어진 타겟 효율에 대해, 더 낮은 비용의 커패시터들이 사용될 수 있다. 어떤 경우에도, 제안된 변환기의 차동 노이즈은 기존 LLC보다 낮다.
두 개의 클램핑 다이오드들을 포함하는 LLC 공진 변환기
도 22에서, 새로운 분할 커패시터 구성 외에도, 다이오드들(D1 및 D2)이 추가되었다. 이러한 다이오드들은 0과 Vin 사이에서 C1 및 C2의 전압을 클램핑하여, 하드웨어 LLC 탱크 피크 전류 제한기 역할도 하므로 빠른 사이클별 과전력 보호 기능을 제공한다. D1 및 D2는 과전력 발생 시에만 개입하기 때문에 정규 동작 시에 어떠한 종류도 영향을 미치지 않으며 효율에도 영향을 미치지 않는다. 이러한 종류의 저렴하고 간단한 하드웨어 보호 기능은 소프트웨어 알고리즘과 함께 일종의 전압 및/또는 전류 측정(이는 효율에 영향을 미칠 수 있음)으로 과전력 보호 기능이 구현되어야 하는 단일 공진 커패시터 케이스에서는 구현될 수 없다.
전자기 컴포넌트가 개선된 LLC 변환기
도 19에 표현된 시스템은 세 가지 자기 컴포넌트들로 인해 부피가 커 보인다. 변환기의 특성들에 대한 불이익 없이 치수와 비용을 줄이기 위해, 공진 인덕터와 변압기는 도 22에 도시된 바와 같이 단일의 물리적 자기 장치로 통합될 수 있으며, 두 개의 인덕터들이 서로 약하게 결합된 것으로 모델링될 수 있다 - 이는 결합 계수(k)가 1보다 낮은 변압기라고 말할 수 있다. 전기적 관점에서, 약하게 결합 변압기의 누설 인덕턴스는 이전에 외부 인덕터(Ls)가 담당했던 역할을 한다.
이 자기 통합은 부피 및 크기 감소, 비용 절감(2개가 아닌 하나의 자기 컴포넌트, 더 적은 원시 재료가 필요함) 및 더 높은 효율(하나의 자기 코어만 자화됨)과 같은 여러 이점들을 제공한다. 이를 위해, 누설 인덕턴스를 최소화하는 것을 목표로 하는 기존 변압기 설계 모범 사례와 반대되는, 높은 누설 자기 구조가 필요하다. 위의 섹션 I에 이미 표시된 기술들도 사용될 수 있다.
LLC 변환기는 안전 절연도 제공한다. 이제 안전 절연을 포함한 약하게 결합된 변압기의 다양한 구현들이 예들로서 설명된다. 다음의 약하게 결합된 변압기들은 병렬 공진 변환기 또는 이중 활성 브리지 아키텍처들과 같이 높은 누설 인덕턴스가 필요할 수 있는 임의의 다른 토폴로지들뿐만 아니라 LLC 전력 변환기의 일부로 구현될 수 있다.
재현 가능한 값을 얻기 위해, 권선을 도 23과 같이 별도의 코어 레그들에 배치하거나 도 24와 같이 동일한 레그에 나란히 배치할 가능성이 있다.
도 23은 단부 부재들(233, 234)을 사용하여 서로 연결된 중앙 레그(230) 및 두 측면 레그들(231, 232)을 갖는 단일 코어를 포함하는 약하게 결합된 변압기의 구현을 도시한다. 중앙 레그는 에어 갭(235)을 포함한다. 변압기는 측면 레그에 각각 배열된 1차 권선(236) 및 2차 권선(237)을 더 포함한다.
도 24는 단부 부재들(243, 244)을 사용하여 서로 연결된 중앙 레그(240) 및 두 측면 레그들(241, 242)을 갖는 단일 코어를 포함하는 약하게 결합된 변압기의 다른 구현을 도시한다. 중앙 레그는 에어 갭(245)을 포함한다. 변압기는 중앙 레그(240)의 섹션에 각각 배열된 1차 권선(246) 및 2차 권선(247)을 더 포함한다.
중앙 탭 구성이 있는 2차 권선에 대한 보다 콤팩트한 대체 설계는 도 25에 도시된 설계이다. 1차 권선(250)과 2차 권선(251, 252)은 동심이지만 두 개의 2차 권선(251, 252)이 나란히 놓여 있다. 1차 권선은 중앙 레그(253) 주위에 배열되며, 중앙 레그는 에어 갭(254)을 포함한다. 각각의 2차권선(251, 252)은 양 측면 레그들(251, 252)의 내측에 배치되며 1차권선(250)의 일부에 중첩된다. 이 해결책은 보빙 창(bobbing window)의 매우 효율적인 사용을 제공한다(예를 들어 1차 권선(250)이 전체 보빙 높이를 차지할 수 있음). 추가로, 이러한 방식으로 근접 효과로 인한 전력 손실을 최소한으로 줄이기 위해, 1차 및 2차 층을 한 개 또는 몇 개만 사용될 수 있다. 이러한 최적화는 매우 우수한 전력 밀도를 허용하며 이에 제한되는 것은 아니나 EFD 유형과 같은 얇은 형태의 페라이트 코어를 사용하여 매우 얇은 변압기가 표준 해결책과 관련하여 구축될 수 있다.
일 예로서, 도 25에 도시된 약하게 결합된 변압기는 두 개의 2차 인덕터들 또는 권선들(L3 및 L4)을 갖는 도 22에 도시된 아키텍처의 일부로 구현될 수 있다.
따라서 210W LLC용 약하게 결합된 변압기는 EFD30 코어와 커스텀 박막 코일 포머 덕분에 13mm보다 얇을 수 있다.
예를 들어 도 24 및 25에 도시된 바와 같이 자기 코어 내부에 권선을 배치함으로써, EMI(전자기 간섭) 견고성이 또한 향상될 수 있다.
누설 인덕턴스 값들의 재현성을 더 높이려면, 1차 권선과 2차 권선 사이의 간격에 대한 공차를 줄여야 한다. 1차 권선이 먼저 고정된 다음 2차 권선의 제어된 배열이 고정된 1차 권선의 위치 또는 배열에 기초하여 달성되는 대안적인 구성들이 이제 설명된다. 2차 권선의 배열을 제어하는 것은 2차 권선의 하나 이상의 턴(turns) 사이의 간격을 제어하는 것 및/또는 1차 권선과 2차 권선 사이의 간격을 제어하는 것을 포함한다. 그런 다음 1차 권선과 2차 권선은 서로 다른 간격들을 선택하여 결정되는 특정 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성된다.
예들이 도 26a 내지 26f에 도시되어 있으며, 각각은 코일 포머(261) 주위에 배열된 1차 권선(260)을 포함한다. 그런 다음 자기 코어의 중앙 레그는 코일 포머의 개구부(262) 내부에 삽입된다.
도 26a에 도시된 바와 같이, 전도성 또는 비전도성 재료로 만들어진 더미 와이어 권선(263)이 두 개의 2차 권선 사이에 배치될 수 있다.
더미 와이어 권선(265)은 또한 도 26b에 도시된 바와 같이 1차 및/또는 2차 권선의 각 턴 사이에 배치되어 서로 다른 층 및/또는 동일한 층 내에 배치된 와이어들 사이의 거리의 원하는 값을 얻을 수 있다.
절연 테이프(266)는 도 26b에 도시된 바와 같이 1차 권선과 2차 권선 사이에 제어된 분리 거리를 제공하기 위해 사용될 수 있다.
대안으로, 전도성 와이어들 사이의 거리가 절연층의 두께에 의해 설정되도록, 안전 규정에서 요구하는 최소 두께를 초과하는 교정된 절연층으로 덮인 하나 이상의 구리 가닥으로 구성된 절연 와이어들이 또한 사용될 수 있다.
2차 층들의 위치를 정의하기 위해 1차 층(또는 층들) 주위에 배치된 코일 포머 쉘(shell)이 사용될 수 있다. 코일 포머는 이에 제한되는 것은 아니나 와이어들을 위한 보다 정밀한 시트(seats)가 있거나 없는 권선을 분리하는 하나 이상의 플라스틱 톱니와 같은 이러한 권선들에 대한 보빙 창을 정의하는 물리적 장벽들을 제공할 수 있다. 몇 가지 가능한 해결책들이 도 26에 도시되어 있다. 제안된 구성들은 여러 개의 2차 권선 사이의 매우 정확한 분리 거리와 1차 권선으로부터의 분리 거리를 제공할 수 있다.
하나 이상의 PCB들 및/또는 하나 이상의 와이어 권선들 사이에 정확한 간격을 제공하는 데 코일 포머가 사용될 수도 있다. 평면 변압기의 권선들 사이의 결합 계수는 서로 다른 PCB들(280)에 서로 다른 권선들을 설계하고 플라스틱 또는 기타 재료로 만들어진 스페이서 덕분에 교정된 간격으로 권선을 분리함으로써 제어될 수 있다(도 27a). 권선들은 또한 PCB(280) 스택업(stack-up)과 권선들의 2D 형상 둘 모두 덕분에 결합 계수를 교정하여, 동일한 PCB에서 실현될 수 있다(도 27B 및 도 28).
대안으로, 하이브리드 평면 및 권선 변압기가 또한 사용될 수 있다. 이 해결책의 큰 이점은 PCB의 내부층들에서 모든 1차(또는 2차) 권선들을 구현하고, PCB의 절연 외부층(이에 제한되는 것은 아니나 유리 섬유를 포함함)에 의해 절연이 보장될 수 있기 때문에, 절연 와이어이나 테이프를 사용할 필요 없이 나머지 권선들을 와이어로 감을 수 있다는 것이다. 단순화를 위해, 단층 또는 이중층 PCB들로 구현된 변압기들의 예들이 제공되지만, 동일한 개념이 다층 PCB들로 확장될 수 있다. 또한 외부층들의 구리 트레이스는 추가 절연 PCB 층으로 덮일 수도 있다.
LLC 변환기의 타이머 분해능을 높이는 방법
표준 LLC 제어 기술들은 하이 및 로우 FET를 구동하는 대칭 및 상보(complementary) 신호들을 기반으로 하며, 이는 두 신호들이 50%와 같은 듀티 사이클에서 데드 타입의 값 뺀 값을 가지며, 이들은 하이 MOSFET의 제어 신호, 로우 MOSFET의 제어 신호 및 결과적인 주기가 제공되는 도 29a에 도시된 바와 같이 180° 위상 편이로 생성된다는 것을 의미한다.
그런 다음 전력의 제어는 (벅 및 부스트와 같은 기존의 다른 DC/DC와 달리) 듀티 사이클이 아닌 신호들의 주파수(또는 주기)를 변경함으로써 얻을 수 있다.
고정 주파수로 클럭된 타이머로(예를 들어 마이크로컨트롤러에 내장된 타이머를 사용하여) LLC를 제어할 때, 구동 신호들의 분해능은 클럭 분해능(T)에 의해 제한되므로, 32MHz 주파수 클럭 타이머는 분해능 T = 1/f = 1/32MHz = 32.25ns의 신호들을 생성할 것이다. 두 대칭 신호들의 경우, 전체 파형의 분해능은 2T와 같다(도 29a, 29b, 30a 및 30b).
한편으로는 타이머의 클럭 주파수를 낮추면 더 저렴한 컨트롤러들을 사용할 수 있고 컨트롤러의 전력 소비를 줄이는 데 도움이 되지만, 다른 한편으로는 주파수 조정이 거칠어져 출력 전압의 불량한 조정으로 이어진다.
이제 타이머 해상도를 높이는 두 가지 기술이 나열된다.
1) 비대칭 신호들
도 29b에 도시된 바와 같이, 표준 제어는 종종 전체 2T 분해능으로 두 신호들의 "온(ON)" 및 "오프(OFF)" 길이 모두 T의 배수로 증가하거나 감소한다.
분해능은 또한 도 29c에 도시된 바와 같이, 두 개의 비대칭 신호들을 생성하여(예를 들어 펌웨어에 의해) 한 신호의 "온(ON)" 길이와 상보 신호의 "오프(OFF)" 길이만 늘리거나 줄임으로써 절반으로 줄일 수 있다.
단일 주기에서, 두 신호의 듀티 사이클은 약간 다른 듀티 사이클을 가질 것이지만, 각 사이클 후 또는 유한한 수의 사이클 후에 두 개의 비대칭 신호들을 스와핑함으로써 동일한 평균 듀티 사이클이 얻어질 수 있다(도 29d).
2) 디더링 제어
타이머 분해능이 너무 조악한 경우, 제로-오차(zero-error) 조정을 제공할 수 있는 이상적인 신호들을 생성하지 못할 수 있다. 따라서 표준 제어 알고리즘은 너무 많은 전력(오차 < 0) 또는 너무 적은 전력(오차 > 0)을 제공하는 두 신호 사이에서 바운스될 것이다. 이는 제어 루틴이 실행될 때마다 발생할 수 있으므로, 도 30a에 도시된 바와 같이 상당한 출력 리플을 생성한다.
제안된 제어 디더링 기술은 모든 LLC 전력 변환기에 적용될 수 있으며 보다 일반적으로는 임의의 다른 전력 변환기 토폴로지에 적용될 수 있다.
이 리플을 줄이는 브루트 포스(brute force) 방식은 두 작업 지점 사이를 더 자주 바운스하기 위해 제어 주파수를 높이는 것이다.
장치가 제어 루틴 주파수보다 높은 주파수에서 이상적인 작동 지점 주변에서 작동하도록 하기 위해 신호 패턴을 생성하는 "비-브루트 포스"의 정확한 조정이 얻어진다(도 30b 내지 30d).
제어 시스템은 FET의 제어 신호들을 생성하는 데 사용되는 디지털 타이머와 디지털 타이머의 주기, 듀티 사이클 등을 구성하는 것을 담당하는 디지털 컨트롤러로 구성될 수 있다. 이 경우에, 컨트롤러는 일련의 타이머 구성들로 구성된 신호 패턴을 생성하므로, 각 스위치 사이클 후에 타이머는 다음 사이클에 대한 구성을 페치(fetch)할 수 있다. 대안으로, 주어진 구성에서 시작하여, 타이머는 사이클별로 구성을 약간 수정함으로써, 즉, 신호의 주기 및/또는 듀티 사이클로부터 주어진 값을 빼거나 더함으로써 신호 패턴을 내부적으로 생성할 수 있다.
소프트 스타트 기법
상기에 언급된 바와 같이, LLC들은 일반적으로 (거의) 고정된 50% 듀티 사이클, 두 신호들이 공유하는 가변 주파수/주기 및 두 신호들 사이의 180° 위상 편이를 사용하여 두 개의 1차측 FET들 각각에 대해 몇 개의 신호들을 생성하도록 제어된다. 신호의 주파수는 더 높은(낮은) 출력 부하에서 더 낮다(높다).
기존의 소프트 스타트 관리는 높은 주파수에서 시작하여 소프트 스타트가 끝나고 정상 상태에 도달할 때까지 주파수를 낮추는 것이다.
하드웨어, 펌웨어 또는 기타 제한 사항으로 인해, 원하는 고주파에서 출력 신호들을 생성하지 못할 수 있어(즉, 변환기가 최대 부하에서 고주파수로 작동하는 경우, 소프트 스타트 고주파수는 저비용 컨트롤러에 비해 너무 높을 수 있어), 다른 접근 방식이 제안된다.
완전히 턴 오프된 하드웨어에서 시작하여(커패시터 및/또는 인덕터 및/또는 변압기에 전기 및/또는 자기 에너지가 저장되지 않음), 하이 측 FET는 입력 전압에서 시작하여 전체 시스템에 전원을 공급하는 것을 담당한다.
불균형 신호(소프트 스타트 및 경부하 조건)
소프트 스타트 동안, 두 FET들은 로우 측 FET의 경우 (매우) 높은 듀티 사이클 및 하이 측 FET의 경우 (매우) 낮은 듀티 사이클을 갖는 불균형 신호들로 구동된다.
그런 다음 하이 측 FET의 듀티 사이클은 두 듀티 사이클이 일치할 때까지 점진적으로 증가되는 반면 로우 측 듀티는 감소된다. 이는 고정 주파수에서 또는 고정된 로우 측 FET 전도 시간(하이 측 FET 전도 시간 증가)에서 또는 다른 기술로 수행될 수 있다.
도 22의 LLC를 참조하면, 도 31 및 도 32는 50% 듀티 사이클의 고주파에서 시작하고, ton 및 toff가 전력을 증가시키기 위해 동시에 천천히 증가되는 표준 시작 루틴(도 31a 및 도 32a), 및 toff가 더 높은 값으로 시작하고 ton이 천천히 증가되는 불균형 낮은 듀티 사이클 접근법(도 31b 및 도 32b)을 도시한다.
각 곡선은 고정된 ton 및 toff 구성을 나타낸다. 사례 A에서, 각 곡선은 ton 및 toff 둘 모두를 100ns씩(100ns에서 500ns까지) 증가시켜 얻는다. 사례 B에서, toff는 고정되고, ton은 100ns 단위로(100ns에서 500ns까지) 증가된다.
이 예는 사례 B에서 사용된 접근법이 저해상도 타이머(이 예에서 분해능은 100ns임)를 사용할 때 더 부드럽고 보다 정확한 소프트 스타트를 달성하는 데 사용될 수 있음을 이해하는 데 도움이 된다.
고주파 구동 신호들로 FET들을 구동해야 하기 때문에, LLC의 효율은 경부하에서 충분하지 좋지 않다. 반대로, 제안된 불균형 듀티 사이클 FET 구동 기법은 또한 경부하 조건에서 변환기의 작동 주파수 감소 및 무효 전류량 감소로 인해 경부하에서 변환기 효율을 최대화하는 데 사용된다.
그런 다음, 높고 낮은 듀티 사이클이 일치할 경우, 기존의 주파수 제어 기술이 사용될 수 있다.
2차측 구동 기법
많은 애플리케이션들에서, 이상적인 다이오드 컨트롤러들로 제어되는 FET들은 종종 전력 변환기의 정류 단에 좋은 옵션이다. 1차측 제어 변환기의 경우, 이 해결책의 이점은 1차측에서 신호들을 생성하고 절연 장벽을 통해 2차측으로 전송할 필요 없이 동기식 정류가 달성된다는 것이다.
노이즈에 대한 내성을 보장하고 스퓨리어스 스위칭 펄스를 방지해야 하기 때문에, 이상적인 다이오드들은 종종 최소 및 최대 전도 시간들로 구성된다. 이는 소프트 스타트 업 동안 사용되는 매우 높은 주파수 및/또는 낮은 전도 시간 알고리즘들과 호환되지 않을 수 있다.
따라서 소프트 스타트 업이 끝날 때까지 정류기들의 컨트롤러(들)을 유휴 상태로 유지할 수 있는 안전한 소프트 스타트 루틴이 제안된다. 도 33의 회로는 이상적인 다이오드 컨트롤러들을 위한 액티브-로우 인에이블 신호를 생성할 수 있는 회로의 일 예이다. M1 및 M2를 이상적인 다이오드들로 명령하려면, 두 가지 조건들이 필요하다: 출력 전압은 임계값보다 높아야 하고(컨트롤러들에 올바르게 전원을 공급하기 위해), 인에이블 신호는 임계값보다 낮아야 한다(이는 액티브-로우 신호임). 회로 시작 시, C7은 초기에 충전되지 않으므로, 인에이블 신호는 초기에 출력 전압과 동일하다: 이상적인 다이오드들은 출력 전압이 컨트롤러들에 공급하기에 너무 낮기 때문에 FET들을 턴 온시키지 않는다. 이 단계에서, D3 및 D4는 2차 권선 전압을 정류할 수 있으므로, 출력 전압은 출력 공칭 전압을 향해 천천히 증가한다. D3 및 D4는 M2 및 M1에 내장된 바디 다이오드들일 수 있거나, 소프트 스타트 동안에만 사용되는 외부 다이오드들일 수 있다. D4(D3)가 켜져 있는 동안, D6(D5)가 턴 온되어, C7을 천천히 충전하고 인에이블 전압을 0V로 끌어올릴 수 있는 경로를 제공한다. 일정 시간(일반적으로 소프트 스타트 기간보다 긴 시간) 후에, 출력 전압이 상당히 높아지고, 액티브-로우 인에이블 전압이 상당히 낮아진다: 이상적인 다이오드들이 정상적으로 동작하기 시작할 것이다.
도 34에서, 아날로그 액티브-로우 "인에이블" 신호가 도시되어 있다. 더 나은 이해를 위해, "rect_enable" 로직 액티브-하이 신호도 되시되어 있으며, 이 신호는 "인에이블"이 특정 임계값보다 낮고 출력 전압이 다른 임계값보다 클 때 하이이다.
섹션 III. 무선 충전
3.1 무선 충전에 대한 배경기술
도 35를 참조하면, 유도 결합에 의해 무선 충전기로부터 수신기 장치로 전력이 전달되는 종래의 무선 충전 회로가 제공된다. 무선 충전기에는 종종 다음이 포함된다:
Figure pct00027
AC/DC 절연 어댑터(입력 110V-240V, 출력 DC 최대 48V),
Figure pct00028
DC/DC 전력 변환(옵션);
Figure pct00029
코일 구동용 DC/AC 전력 증폭기.
무선 전력 시스템의 기본 자유도는 다음과 같다:
Figure pct00030
DC/AC 전력 증폭기의 스위칭 주파수(fsw);
Figure pct00031
DC/AC 전력 증폭기의 입력 전압 DC
Figure pct00032
전송 코일과 수신 코일 사이의 결합 계수(k).
수신기 장치에 전달되는 전력은 다음에 의해 제어될 수 있다:
Figure pct00033
고정 주파수: 송신기의 DC/AC 단은 LC 탱크의 고유 주파수보다 높은 고정 주파수에서 전환된다. 제어는 DC/DC 변환기를 사용하여 DC/AC 단의 입력 전압을 변경하여 수행된다. 이는 종종 자동차 분야에서(EMI의 문제를 줄이고 장치의 인증을 단순화하기 위해) 그리고 Apple 독점 고속 충전 알고리즘 중 하나가 필요할 때(Apple 고속 충전 알고리즘 중 하나는 약 127kHz 스위칭 주파수에 기반함) 선호되는 방법이다.
Figure pct00034
가변 주파수: 이 경우 DC 일정 입력 전압이 사용될 수 있으므로 DC/DC 변환기가 필요하지 않다. 제어는 DC/AC 단의 스위칭 주파수를 조절하여 수행된다. 특히 부하에 전송되는 전력을 줄이기 위해 스위칭 주파수가 증가되고(LC 탱크의 자연 공진과 스위칭 주파수 사이의 거리가 증가됨), 출력 전력을 높이기 위해 스위칭 주파수가 감소된다(이 경우 스위칭 주파수는 LC 탱크의 자연 공진에 더 가까움).
무선 전력 송신기는 다음과 같은 다양한 토폴로지들을 사용하여 구성될 수 있다:
Figure pct00035
클래스 D 토폴로지: 도 36에 도시된 바와 같이, 이는 대부분 하프 브리지 및 풀 브리지 구성에서 공진 탱크를 제어하도록 채택된다. 주요 단점은 LC 필터링 단을 사용하여 부분적으로 해결될 수 있는 방사선 방출(EMI)을 포함한다. 게다가, 이 아키텍처에는 부트스트랩 회로부 또는 이와 유사한 방식으로 달성할 수 있는 하이 측 구동이 필요하다. 또한, 제로 전압 스위칭은 좁은 범위의 부하에 대해서만 달성될 수 있다.
Figure pct00036
클래스 E 토폴로지: 도 37에 도시된 바와 같이, 이는 6.78MHz의 항공기 연료 표준과 같이 일반적으로 고주파 애플리케이션들과 낮은 k(k<0.5)를 사용하는 무선 전력 전달을 위해 잘 채택된 토폴로지이다. 클래스 E 토폴로지의 이점들에는 낮은 방사 방출, 단 하나의 로우 측 MOSFET, ZVS 동작을 달성할 수 있는 능력 덕분에 최대 부하에서의 매우 높은 효율이 포함된다. 그러나 그렇지 않으면 ZVS를 달성하기 어렵기 때문에 일반적으로 고정된 입력, 출력 및 구동 동작이 필요하다. 또한 드레인에 높은 피크 전압이 있고 부하 변동으로 인해 ZVS 동작을 달성하기 어렵거나 불가능하다.
Figure pct00037
푸시-풀 클래스 E 토폴로지(도 38 및 도 39 참조). 그러나 이 아키텍처는 메인 커패시터와 병렬로 연결된 많은 수의 커패시터들을 포함하며 차례로 메인 커패시터와 병렬로 위치된 많은 수의 커패시터들의 반응성 부하를 조절하는 데 사용되는 많은 수의 MOSFET들을 사용한다. 공진 탱크(C2/L4)(도 38)는 100kHz의 고유 주파수로 튜닝된다. 주파수 전달은 127.7kHz이다. 표준 클래스-E 증폭기에 대해 상기에 언급된 바와 같이, 이 구현의 중요한 단점 중 하나는 ZVS가 부하 변화의 함수로 쉽게 손실된다는 것이다. 따라서, 탱크 커패시턴스(예컨대 도 38의 C1-C3-C7-C8)는 ZVS 조건을 유지하기 위해 동적으로 전환되어야 한다.
3.2 통합 비절연 AC/DC 및 무선 충전(절연)
도 40을 참조하면, AC/DC 변환기와 무선 충전기를 통합하는 단일 절연 장치가 제공된다.
무선 충전기에는 AC/DC 변환기와 무선 송신기 회로를 수용하는 단일 절연 비전도성(즉, 플라스틱) 인클로저가 포함되어 있다. 따라서, 일반적으로 추가 절연 엔클로저에 제공되는 절연 AC/DC 어댑터가 필요하지 않다. 또한 AC/DC 변환 기능이 송신기 코일 회로 하우징에 통합되어 있기 때문에, 따라서 AC/DC 변환기는 절연되지 않을 수 있다.
또한, 기존의 AC/DC 절연 어댑터와 무선 송신기 인클로저 사이에 고손실 DC 케이블에 대한 필요성도 제거된다. 대신 제안된 설계에는 AC 입력 전압을 직접 수신하는 인터페이스를 지원할 수 있는 절연 하우징이 포함된다.
비절연형 AC/DC 변환기는 안전 변압기가 필요하지 않기 때문에, 절연형 AC/DC 변환기보다 작고 보다 효율적이다. 따라서, 전기 에너지를 자기 에너지로 변환하거나 그 반대로 변환할 필요가 없다.
또한 AC/DC 어댑터를 제거하면 어댑터와 무선 전력 송신기 사이에 저전압 고전류(따라서 고손실) 케이블에 대한 필요를 제거하므로, 손실을 더욱 줄이고 더 긴 케이블을 사용할 수 있다.
일 예로서, 플라이백(flyback) 단은 표준 인덕터보다 더 높은 손실을 초래하는 변압기가 없기 때문에 효율을 증가시키는 비절연 벅 스텝-다운 변환기(non-insulated buck step-down converter)가 될 수 있다. AC/DC 모듈은 입력단 필터와 다이오드 브리지 둘 모두를 포함하는 반면, "DC/DC BUCK"는 ZVS를 달성하고 활성 장치들의 손실을 줄이기 위해 강제 전도 모드에서 작동하도록 만들어진 동기식 벅 변환기이다.
두 번째 이점은 안전 규칙들로 인해 저전압 동작들에 의해 주어지는 50V의 표준 AC/DC 어댑터들의 DC 제한 없이, 평소보다 더 높은 전압으로 코일을 자유롭게 구동할 수 있다는 것이다.
토폴로지는 장거리(k<0.5) 무선 충전 해결책에 특히 적합하며, 여기서 먼 거리에는 높은 입력 전압이 필요하지만 DC/AC 변환기가 클래스 D 또는 클래스 E와 같은 표준이 될 수 있는 단거리 송신기(k>0.5)에도 적합하다.
기존 아키텍처들과 비교 시, 직렬로 연결된 단들이 더 적고, 컴포넌트들이 적으며, 효율이 더 높고, 출력 전력이 더 높다.
3.3 1단으로의 통합 AC/DC 및 무선 충전기
도 41을 참조하면, 통합 AC/DC 변환기와 무선 전력 송신기가 1단으로 제공된다. 예시된 바와 같이, 브리지 정류기는 코일 구동 회로를 직접 연결하므로, DC/DC 벅 변환기의 필요성이 제거된다.
아키텍처는 먼 거리에 높은 입력 전압이 필요한 장거리(k<0.5) 무선 충전 해결책에 특히 적합하지만 단거리 송신기(k>0.5)에도 적합하다. 예를 들어, 코일 구동 회로는 클래스 D 또는 클래스 E와 같은 표준 회로이거나, 또는 AC 전압을 직접 공급될 수 있도록 하고 전송 코일을 적절히 여기시킬 수 있는 기타 변환기들일 수 있다.
코일 구동 회로는 2가지 방법들로 코일 전압과 전력 전달을 조정한다:
Figure pct00038
구동 회로의 주파수 변경
Figure pct00039
구동 회로의 듀티 사이클 변경
3.4 단거리(k>0.5)용 코일 구동 토폴로지
제안된 단거리 토폴로지는 도 42에 제공된다.
클래스-E 코일 구동 회로와 비교하여, 제안된 아키텍처는 모든 유도 요소들(L1, L3, L2, L6) 및 코일(L4)이 공진하는 병렬 및 직렬 공진 회로로 이를 대체하여 LC 직렬 공진을 제거했다.
표준 클래스 E 토폴로지의 코일과 직렬로 연결된 공진 커패시터 대신, 다중 공진 시스템이 제안되지 않는다:
Figure pct00040
L1 및 L3은 초크(choke) 인덕터(이는 인덕터의 평균 전류에 비해 전류 리플이 낮은 정전류원 의미함) 역할을 하기에 충분히 큰 크기일 수 있다. 작동 주파수가 100kHz 내지 300kHz인 Qi 표준과 호환되는 무선 전력 전달 애플리케이션들의 경우, 이는 L1 및 L3이 100uH 이상이어야 함을 의미한다.
Figure pct00041
L2 및 L6은 커패시터들 및 전송 코일과 함께 공진하도록 계산된다.
Figure pct00042
또 다른 가능성은 L1과 L3의 크기를 줄이고 L1과 L3이 L2와 L6과 함께 공진하도록 하는 것이다.
Figure pct00043
마지막으로, 또 다른 가능성은 L2와 L6을 제거하고 L1을 전류원 및 유도 공진기로 둘 모두로 작동하도록 하는 것이다.
Figure pct00044
어느 경우든, 표준 Qi 송신기와 비교하여, 직렬 커패시터가 제거될 수 있다.
Figure pct00045
대조적으로, 부하가 무엇이든 회로가 공진 전류 경로를 갖도록 하기 위해, 모든 부하 조건에 대해 제로 전압 스위칭을 유지할 수 있도록 하고 부하로부터 ZVS의 종속성을 드라마틱하게 줄이기 위해, 코일과 병렬로 연결된 커패시터가 추가된다.
일 예로서, Qi 무선 충전 표준과 호환되는 무선 충전기의 특정 구현에는 다음의 컴포넌트들이 포함된다:
· L2는 12uH 무선 충전 코일이며 결합 계수와 출력 임피던스에 따라 에너지를 출력으로 전달한다.
Figure pct00046
L4, L6, C2는 시스템이 다른 부하에서 튜닝되도록 유도한 스위칭 주파수보다 약간 높은 주파수에서 튜닝된 직렬 공진을 생성한다.
Figure pct00047
C2, L2는 또한 부하에 의해 주어진 누설 인덕턴스에 따라 병렬로 공진한다.
Figure pct00048
이 예에서 L1 L3은 소스로 돌아가는 음의 전류를 피하기 위해 충분히 높게(>=22 uH) 선택된다. DC 전류(실제 전력)와 전류 리플이 있다. 선택은 DC 손실과 AC 손실 사이의 절충이다.
Figure pct00049
도 43에 도시된 바와 같이, L1 및 L3의 음의 전류가 또한 가능하다(푸시 풀 구현으로 인해 이러한 전류는 사실상 서로 상쇄됨). 이 경우에, L1과 L3는 전류 생성기와 공진기 둘 모두로 작동한다.
Figure pct00050
이 예의 스위칭 주파수는 127.7 kHz이다.
도 44는, 위에서 아래로, 푸시-풀, 스위칭 노드, 코일 전압 및 코일 전류에 대한 라인 경향을 도시한다.
아키텍처의 이점들은 다음과 같다:
Figure pct00051
매우 낮은 방사 및 전도 EMI로 이어지는 정현파 모양;
Figure pct00052
회로의 튜닝은 코일(커패시터(C2))에 병렬로 공진 전류 경로를 추가하는 것 및 제로 전압 크로스 순간에 전류원으로부터 흡수된 전력으로 공진 네트워크에 의해 흡수된 전력을 보상하지 않도록 회로 크기를 조정하는 것 둘 다 생성되는, 제로 전압 크로스(Zero Voltage Cross)에서 MOSFET 드레인 전압의 음의 파생물 덕분에 상당한 부하 및 코일 결합 변동에 강하다: 이 순간에 공진 네트워크에 의해 더 많은 전력이 흡수되면 MOSFET의 역전도(소스로부터 드레인으로의 음의 전류)를 초래하여 부하의 변화가 제로 전압 조건에 영향을 미치지 않고 Ton 동안 단지 제로 전류 순간을 앞뒤로 이동시킨다.
Figure pct00053
커패시터(C2)는 경부하 조건에서도 이 음의 파생물/음의 전류를 보장할 수 있을 만큼 충분히 크기 때문에, ZVS가 항상 보장된다.
Figure pct00054
제로-파생 제로 전압 크로스인 표준 클래스-E 아키텍처들과 비교하여, 무효 전류가 약간 증가하고 부하 변동 및 코일 결합에 대한 더 견고해진다. 따라서, FET들과 병렬로 스위칭된 커패시터를 사용하여 시스템의 고유 주파수를 조정할 필요가 없으므로 비용이 크게 절감되고 성능이 향상된다.
Figure pct00055
제안된 다중 공진 네트워크의 함수로서 표준 클래스-E에 비해 드레인의 피크 전압이 크게 줄어들 수 있다. 특히, 인덕터들(L1 및 L3)이 낮을수록 피크 전압은 낮아진다(그리고 회로의 무효 전류가 높아진다). 따라서, 이 자유도는 모든 부하 조건에서 제로 전압 스위칭을 보장하는 것과 MOSFET들의 턴 오프 순간에 더 낮은 전류를 보장하는 것 사이에서 최상의 절충안을 선택하는 데 사용될 수 있다.
Figure pct00056
표준 클래스-E 증폭기는 고정된 50% 듀티 사이클로 작동하며 부하로 전달되는 전력을 제어하기 위해 가변 입력 전압이 필요하다. 반대로, 제안된 해결책에서, 가변 주파수가 허용되는 경우, 다음과 같은 기술이 채택될 수 있다:
o 회로의 Toff는 제로 전압 크로스의 검출에 따라 달라진다. 제로 전압이 검출되면, MOS가 턴 온된다.
o Ton은 시스템의 무효 에너지를 최소로 유지하기 위해, 제로 전압 크로스에서 음의 파생물로 인한 단점을 최소화하기 위해 계산된다. 무효 에너지를 최소로 유지하기 위해 Ton을 제어하는 가능한 방법은,
Figure pct00057
부하에 필요한 출력 전력에 대한 피드백 루프를 닫는다. 부하에 더 적은 전력이 필요한 경우, Ton이 감소된다. 부하에 더 많은 전력이 필요한 경우, Ton이 증가된다.
Figure pct00058
MOSFET 드레인의 피크 전압에 대한 피드백 루프를 닫는다. 피크 전압은 시스템에 저장된 에너지와 상관 관계가 있으므로, 부하에 더 적은 전력이 필요한 경우 피크 전압이 증가하고 이에 따라 Ton을 감소될 수 있다.
L2 및 L6의 전류는 L1 및 L3뿐만 아니라 AC 성분의 반대 부호와 동일하다. 따라서, 이러한 인덕터들은 약하게 결합된 인덕터들 또는 동일한 코어의 독립 인덕터들과 동일한 코어에 감길 수 있다('섹션 I. 변환기들의 향상된 성능).
대체 구현에는 다음 중 하나 이상이 포함될 수 있다:
Figure pct00059
C2를 제거하고 시스템을 다시 튜닝한다. 이렇게 하면 무효 전류가 감소하지만, 부하 변동에 대한 시스템의 견고성을 저하시킨다;
Figure pct00060
C2를 C1과 C3만으로 대체한다
Figure pct00061
C1과 C3을 C1과 C3의 절반 크기인 C8로만 대체한다. 이러한 대체는 C1과 C3이 접지 전압에 연결된 커패시터들 사이의 노드와 함께, MOSFET들의 두 드레인을 직렬로 연결하는 두 개의 커패시터들로 모델링될 수 있기 때문에 가능하다. 따라서, C8은 MOSFET들의 두 드레인들을 연결하는 등가 단일 커패시터(직렬로 연결된 C1 및 C3의 절반을 갖는)이다.
3.5 장거리용 코일 구동 토폴로지(k<0.5)
장거리 애플리케이션을 위해 제안된 아키텍처는 도 45에 도시되어 있다. 회로는 표준 클래스 E 토폴로지에서 볼 수 있는 직렬 커패시턴스를 다중 공진 시스템으로 이어지는 병렬 코일 커패시터로 대체한다. C1이 있는 L1, L3은 L4와 거의 독립적으로 공진하므로, 회로는 부하 변동 또는 결합 변동에 매우 견고하다.
이 구현에서, 스위칭 주파수는 약 128kHz일 수 있으며, L4는 약 12uH와 같다.
도 46은, 위에서 아래로, 푸시-풀, 스위칭 노드, 코일 전압차 및 코일 전류에 대한 라인 경향을 도시한다.
대안으로, C1은 스위칭 노드들과 GND 사이에 연결된 한 쌍의 커패시터들로 대체될 수도 있다.
3.6 무선 전력용 대체 토폴로지
주요 아이디어는 위에서 설명된 아이디어를 아래의 '섹션 IV. 절연 변환기'에서 더 상세하게 설명되는 절연 포워드 AC/DC 변환기와 결합하는 것이다. 절연 포워드 AC/DC 변환기는 포워드 구성으로 배열된 1차 권선과 2차 권선이 있는 약하게 결합된 변압기를 포함한다.
무선 전력 시스템들에 사용되는 송신기 및 수신기 코일들은 결합 계수(k)가 1보다 훨씬 낮은 특징이 있으므로, 약하게 결합된 변압기를 형성하는 것으로 간주할 수도 있다. 이 토폴로지는 1차측 인덕턴스가 AC 그리드 전압을 고려할 때 높은 전류를 피할 수 있을 만큼 충분히 높을 수 있기 때문에 차량의 무선 충전에 특히 편리하다.
다양한 결과 아키텍처들이 도 47에 도시된다. 도 47a에는 AC 입력이 포함되어 있고 도 47b 및 47c에는 DC 입력이 포함되어 있다. 정류기 단은 풀 브리지, 배전압 또는 푸시 풀과 같은 다양한 토폴로지들로 구현될 수 있다.
그림 47d 및 47e는 커패시터가 두 개의 직렬 커패시터들로 분할되고 변압기의 1차 권선과 입력 전압 사이의 노드를 참조할 수 있는 다른 구성들을 도시한다.
커패시터가 에너지 저장 장치로 작동하도록 의도된 경우와 같이, 더 높은 에너지 밀도를 달성하는 데 단일 고전압 커패시터가 사용될 수 있다.
대안으로, 두 개의 더 낮은 전압 커패시터들은 또한 더 낮은 전력 밀도를 제공하는 데 사용될 수 있다. 그런 다음 등가 직렬 저항(equivalent series resistance; ESR)이 낮을수록 해결책이 더 저렴해질 것이므로, 1차측에 큰 에너지 저장 장치가 필요하지 않은 경우, 특히 커패시터의 전압이 공진되거나 높은 리플 전류를 처리되도록 가정되는 경우 이는 좋은 선택이 될 것이다.
회로 동작 모드는 도 47f 내지 47i에 도시된 회로 보호 기능의 추가와 함께. '섹션 IV. 절연 변환기'에서 자세히 설명된다. 이들은 각각 돌입(inrush) 다이오드들이 있는 AC 공급 장치(도 47f), 돌입 다이오드들이 있는 표준 배열 DC 공급 장치(도 47g), 돌입 다이오드들이 있는 교대로 배열된 DC 공급 장치(도 47h) 및 클램핑 다이오드들이 있는 AC 공급 장치(도 47i)를 지칭한다.
무캡(cap-less) 아키텍처
상익에 언급된 토폴로지를 참조하면, AC 공급 장치의 경우, 아이디어는 도 47에 도시된 아키텍처에 필요하지 않기 때문에 기존 토폴로지들에서 사용되는 입력 커패시터를 제거하는 것이다.
따라서, 에너지 저장은 2차측에서 이루어진다. 이는 역률 보정이 필요한 경우(즉, 입력 전력이 75W보다 높은 무선 전력 송신기) 이점을 제공하는데, 유도 입력이 아키텍처를 PFC로 제어하는 데 도움이 되기 때문이다.
무선 변환기들과 유사하게, 2차측은 일반적으로 배터리로 구동되는 장치(즉, 스마트폰, 태블릿, 전화, 랩탑, 전기 자동차, 진공 청소기 등)이며 따라서 장치의 배터리는 에너지 저장 장치로 사용될 수 있다. 따라서, 수신기의 출력은 배터리 충전기(즉, 일반적인 CC-CV 알고리즘들 또는 기타 배터리 충전 알고리즘들)로 구성될 수 있으므로, 변환기에 부피가 큰 커패시터의 필요성을 완전히 제거하고 결과적으로 무선 전력 충전기의 크기를 크게 줄일 수 있다.
3.6 1단 브리지리스 및 무캡 무선 전력 전달
도 47에 도시된 토폴로지 외에, 1단 브리지리스 및 무캡 1차측이 또한 구현되며, 2차측에 저장 장치를 사용하여, '섹션 IV. 절연 변환기'의 브리지리스 포워드 AC/DC 변환기와 동일한 아키텍처를 활용한다.
브리지 제거는 전송 전력이 200W보다 큰 경우 효율성 향상을 위해 특히 편리하다.
3.7 2차측과 1차측 사이의 통신
컨트롤러의 최상의 성능을 보장하고 부피가 큰 수동 컴포넌트들을 피하기 위해, 2차측과 1차측 사이의 레이턴시가 짧은 통신이 바람직하다.
표준 통신 프로토콜들이 (표준 Qi에서와 같이, 2차 측의 임피던스 변화 또는 주파수 변조에 기반하여)사용될 수 있다. 그러나 근접 결합을 기반으로 하는 통신 채널은 10ns까지 더 낮은 레이턴시를 보장할 수도 있다. 다음이 사용될 수 있다:
Figure pct00062
용량성 통신(예를 들어 PCT/IB2019/054668 참조).
Figure pct00063
용량성 패드를 사용하거나 송신 코일과 수신 코일 사이의 기생 커패시턴스를 용량성 데이터 결합으로 사용.
Figure pct00064
근접 안테나.
Figure pct00065
유도 데이터 결합.
고대역폭 저-레이턴시 통신의 효과로, 제어 조정이 동기 방식으로 수행될 수도 있으며, 이는 1차측으로 전송된 턴 온 신호들이 적절한 실시간 정류를 제공한다는 것을 의미한다.
3.8 장거리 패킷 복조
장거리(즉, 10mm 내지 50mm)를 사용하면 코일 구동부에 매우 높은 공진 전압이 발생한다. 무선 전력 컨소시엄 표준에서 Qi 패킷들은 수신기에 의해 전력 채널을 통해 송신기로 변조된다. 변조는 진폭 편이 키(Amplitude Shift Key; ASK)라고 하며 수신기는 송신기에 반영된 코일 전압에 영향을 주어 자체 임피던스를 변경한다. 모든 전환은 시간 길이에 따라 "0" 또는 "1"로 판독된다.
송신기 코일 전압이 높을수록, 나머지 파형과 함께 압축되기 때문에 마이크로컨트롤러가 데이터 패킷들을 검출하기가 더 어렵다. 이 문제는 관심 없는 파형 부분을 "절단"하는 간단한 아날로그 회로를 추가하여, 풀 브리지 토폴로지에 적용된 아래와 같이 스케일링 계수를 크게 줄여 해결했다.
도 48을 참조하면, 감지 네트워크가 추가된 공진 클래스 D 인버터를 포함하는 회로가 도시된다. 대안으로, 이에 제한되는 것은 아니나 클래스-E 토폴로지 또는 임의의 다른 토폴로지와 같은, 송신기 코일(L1)을 구동시키는 데 다른 전송 회로들이 사용될 수 있다.
감지 네트워크는 수 볼트 내지 수백 볼트와 같은 매우 큰 전압 파형에 대해 변조된 매우 작은 전압 신호들을 식별하도록 구성된다. 감지 네트워크는 원하는 전압 값을 판독할 수 있도록 튜닝되도록 구성된 전압 분배기를 포함한다. 감지 네트워크는 클리핑 회로를 포함하고 (도 48의 L1과 C1 사이의 공진 노드에서 측정된 전압의 플롯을 제공하는 도 49에 도시된 바와 같이) 매우 높은 전압 신호들로부터 전압의 작은 진폭 변동을 정확하게 추출하고 (도 48의 R1 및 R2로 구성된 전압 분배기의 측정된 출력의 플롯을 제공하는 도 50에 도시된 바와 같이) 출력 전압이 높을 때 출력 전압을 클립하도록 구성된다. 도 51은 연결된 마이크로컨트롤러의 내부 다이오드에 의해 절단된 후, C2와 R3 사이에 수집된 최종 전압을 도시한다.
감지 네트워크는 L1과 C1 사이에 위치된 노드에 위치된다. 저항들(R1 및 R2)은 전압 분배기를 구성한다. 다이오드(D1)는 전압원(Va)과 함께 스케일링된 전압을 클립한다. 일련의 C2 및 R3은 결과 파형의 DC 성분을 필터링하고, 마이크로 컨트롤러의 ADC 입력 핀은 C2와 R3 사이에 연결된다. 마지막으로, 마이크로컨트롤러의 내부 클램핑 다이오드는 신호의 음의 부분을 잘라낸다.
원래 파형의 전압은 540Vpp이다. 저항 분배기(R1 = 36kOhm 및 R2 = 1kOhm)만 사용하면, 14Vpp 이상을 얻을 수 있다. 대신 이 방법을 사용하면, 회로 끝의 전압이 6V 미만이다(나열된 값들은 회로에 사용된 값들을 반영하지 않음).
동시에, 복조를 위한 파형의 관련 부분은 피크에 가깝기 때문에, 어떤 정보도 손실되지 않는다. 게다가, Va는 예를 들어 마이크로컨트롤러의 디지털 출력과 간단한 RC 회로로 얻은 가변 전압원일 수 있다. 이렇게 하면 코일 파형의 진폭에 기초하여 클립핑 전압을 조정할 수 있으므로, 복조 네트워크에서 최상의 성능을 얻을 수 있다.
3.9 장거리 시스템 교정을 위한 거리 인식
가변 거리(예컨대 10 내지 30mm 사이)에서 장치를 충전하려면 송신기와 수신기 사이의 통신을 시작하는 데 사용되는 핑(ping) 신호의 전력 레벨을 선택해야 한다. 약한 신호를 사용하면 장거리에서 장치를 인식하지 못할 수 있는 반면, 강한 신호를 사용하면 가까운 거리 있을 때 수신기를 손상시킬 수 있다.
전화기가 검출될 때까지 핑 전압을 낮은 전압에서 높은 전압으로 스위핑하는 것과 같은 여러 해결책들이 조사되었다. 그러나 이 해결책은 고전압 핑으로 스위핑 될 때 사용자가 전화기를 수신기에 바로 놓을 수 있으므로 잠재적으로 장치를 손상시킬 수 있으므로 완전히 안전하지 않다.
제안된 교정 시스템은 금속 물체가 코일 위에 놓일 때 시스템의 품질 계수의 변동을 활용한다.
교정은 무선 충전 시스템이 테이블과 같은 가구 아래에 고정되거나 가구와 관련하여 고정된 후 최종 사용자에 의해 수행될 수 있다. 이 시점에서 테이블과 tx 장치 위에 넓은 금속 시트(충전기와 함께 제공됨)를 놓아야 한다.
시트는 송신기 장치와 완벽하게 정렬되지 않더라도, 교정 프로세스에 영향을 미치지 않을 만큼 충분히 크다. 이 시점에서, 튜닝 절차를 시작함(즉, 특정 시간(3초) 동안 푸시 버튼을 누름)으로써 사용자는 Q 팩터 측정을 시작하며, 그런 다음 몇 가지 알려진 값들과 비교하여 테이블의 두께를 결정한다. Q 팩터는 금속 시트에 의해 감소되므로, 표면의 두께가 신속하고 자동으로 결정될 수 있다. 이 시점에서 다양한 구성들이 자동으로 선택되어, 안전한 충전이 가능하다.
마지막으로, 조작 방지 시스템(즉, 표면에 의해 눌러진 버튼)은 충전기가 테이블 아래에서 제거될 때 교정이 자동으로 손실되고, 다음 교정까지 충전이 차단되도록 보장한다.
이는 정전이 발생한 후에도 시스템이 교정을 유지할 수 있도록 최소량의 에너지(소형 배터리, 슈퍼 커패시터, 쌍안정 전기 기계 장치 ...)를 저장하여 수행될 수 있다.
무선 충전기의 거리 교정 방법
수신기에서 또는 수신기 근처에서, 알려진 반응 요소(즉, 코일, 페라이트 또는 커패시터들과 인덕터들로 구성된 반응성 네트워크)는 거리를 측정하는 데 사용될 수 있다.
측정은 다른 알려진 반응 요소의 존재로 인한 전송 공진 네트워크의 고유 공진 주파수의 변화를 기반으로 한다. 반응 요소가 가까울수록, 전송 반응성 네트워크의 공진 거동의 변화가 커진다. 거리 교정 설정은 도 52에 도시되어 있는 반면, 작동 원리는 도 53에 보고되어 있다.
도 52 및 53에 도시된 바와 같이, 무선 충전기는 무선 리피터(wireless repeater)(521)로부터 고정된 거리에 위치되는 송신기 코일(520)을 포함한다.
무선 충전기는 송신 코일(520)과 무선 리피터(521) 사이의 이격거리를 측정하도록 구성된다. 그런 다음 무선 리피터(521)는 수신 코일(미도시)로 전달되는 전력을 최적화하도록 구성된다.
무선 리피터(521)는 송신기 코일(520)과 실질적으로 유사한 형상의 제1 인덕터(523)(보이지 않음), 제1 인덕터(523)와 직렬인 제2 인덕터(524) 및 직렬 공진 커패시터(525)를 포함한다. 제2 인덕터(524)는 수신 코일(미도시)에 최대 전력을 전달하기 위해 자기장을 재형성하기 위해 형성된다.
무선 리피터의 제1 인덕터(523) 및 제2 인덕터(524)는 도 53c에서 인덕터(L2)로 표현된다.
무선 충전기를 교정하기 위해, 무선 충전기의 유무에 관계없이, 주파수의 함수로서, 노드(Vres)에서, 임피던스 값을 측정하여 무선 충전기의 공진 주파수가 결정된다(도 53b 및 도 53d에 도시된 바와 같이).
이 방법은 수신기가 송신기 코일과 수신기 코일 사이의 거리를 감지할 필요가 없는 동시에 단순하다는 이점이 있다. 또한, 거리가 지속적으로 측정될 수 있으므로, 데이터를 기억하는 데 에너지 저장 요소들이 필요하지 않다. 마지막으로, L-C 네트워크는 거리를 감지하기 위한 이중 알려진 요소와 무선 전력 전송의 성능을 향상시키기 위해 송신기와 수신기 사이에 매칭 요소를 가질 수 있다.
섹션 IV. 절연 변환기
브리지리스 변환기들과 포워드 변환기들은 이미 사용되었다. 그러나, 플라이백 변환기들에 비해 많은 추가 컴포넌트들이 필요하고 활성 컴포넌트들에 대한 스트레스를 증가시키기 때문에 일반적이지 않다.
4.1 절연 변환기 토포롤지
포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 약하게 결합된 변압기를 포함하는 절연 변환기가 이제 설명된다.
2차측 회로 상에 위치된 저장 요소(C2) 및 1차측 상의 저장 요소(10)를 갖는 절연 변환기(PFC 기능 및 절연 레귤레이터를 포함, 또는 단지 절연 레귤레이터를 포함, 또는 절연 PFC를 포함)와 관련되는 제안된 향상된 아키텍처가 도시되어 있다. 변압기는 포워드 구성으로 배열된 1차 권선(L2) 및 2차 권선(L3)을 포함한다.
이에 제한되는 것은 아니나, 다음과 같이 사용될 수 있다:
Figure pct00066
절연 PFC.
Figure pct00067
PFC가 있거나 없는 단일 또는 다중 출력들이 있는 절연 변환기.
Figure pct00068
배터리를 사용하는 2차측에 저장 장치, 1차측 상에 고전압으로 저장.
1차측 회로는 M1과 M2가 (50Hz에서) 다이오드들의 역할을 하는 브리지리스 회로이다. 브리지를 포함하는 표준 회로들에 비해 두 개의 다이오드들을 제거함으로써, 전력 손실이 절반으로 줄어든다(다이오드 4개에 비해 다이오드 2개가 필요함). 물론, M1과 M2는 표준 다이오드들로 대체될 수 있다. 또한, 다이오드들의 표준 브리지는 브리지리스 해결책에 비해 성능 차이가 낮은 저전류 변환기들에 사용될 수 있다.
아키텍처는 전력 효율성을 높이고 물자표(Bill of Material; BOM)를 줄이기 위해 브리지가 없다. 따라서:
Figure pct00069
상위 스위치의 드레인(즉, 상위 MOSFET의 드레인)은 다이오드를 통해 입력원의 두 번째 단자에 연결되고, 다이오드의 애노드는 상위 MOSFET의 드레인에 연결된다.
Figure pct00070
하위 스위치의 소스(즉, 상위 MOSFET의 소스)는 다이오드를 통해 입력 전압원의 두 번째 단자에 연결되고, 다이오드의 캐소드는 스위치의 소스에 연결된다.
Figure pct00071
이상적인 다이오드들로 구동되는 MOSFET들은 또한 다이오드들을 대체하고 효율을 더 높일 수 있다.
2차측 정류 회로는 도 54에 도시된 바와 같은 배전압 회로 또는 도 55에 도시된 바와 같은 풀 브리지 회로로 구성될 수 있다.
1차 측에서, M3 및 M4는 스위칭 주파수가 높은(예컨대 1MHz 또는 500KHz) 고속 스위칭 MOSFET들이다. 1차측 회로의 커패시터(C10)는 M3 및 M4를 포함하는 스위칭 분기와 병렬로 위치된다.
두 개의 인덕터들(L2 및 L3)은 동일한 코어에 배열되며 상호 결합(k)는 1보다 작다. 다음 슬라이드들에 제공된 예에서, k는 약 0.8 내지 0.95로 동일하도록 선택된다. 따라서 1차측 권선(L2)과 2차측 권선(L3)을 포함하는 변압기는 의도적으로 이상적인 변압기가 아니다. 두 개의 인덕터들(L2 및 L3)은 또한 포워드 구성으로 배열되어, L2에 흐르는 전류의 방향이 동일하다.
제시된 절연 변환기는 이에 제한되는 것은 아니나, 다음과 같은 여러 가지 중요한 이점들을 제공한다:
Figure pct00072
변압기의 포워드 구성은 저장해야 하는 자기 에너지의 양을 최소화하여, 변압기의 물리적 크기를 줄인다. 표준 포워드 변환기와 비교하여, 제안된 아키텍처는 보조 리셋 권선이나 리셋 다이오드가 필요하지 않아, 컴포넌트들의 수를 줄이고 아키텍처를 단순화한다. 또한, 표준 포워드 변환기와 비교하여, 아키텍처는 제로 전압 스위칭이며, 변환기의 효율성을 극적으로 증가시킨다.
Figure pct00073
L2 및 L3는 약하게 결합된다. 따라서 대부분의 에너지가 부하로 전달되지만(표준 포워드 변환기와 유사), k<1이므로 소량의 에너지가 L2에 저장된다. 이 에너지는 1차측 MOSFET들에서 제로 전압 스위칭 전이를 보장하는 데 사용된다.
다음의 설명에서, 그리드(50-60Hz 90-260V AC)로부터 정현파 AC 입력의 양의 반파가 고려된다. 이 반파 중에, M1이 턴 온되고 M2가 턴 온된다.
Figure pct00074
위상 1(도 56) 동안, 1차 측 스위치(M4)가 턴 온된다. L2와 L3은 동일한 극성 권선(포워드 모드)을 가지므로, 에너지가 2차측으로 전달되어 D1에 의해 정류된다(풀 브리지 정류기의 경우, D1 및 D4에 의해 정류됨). 동시에, L2와 L3 사이의 결합이 1보다 낮기 때문에, 소량의 에너지가 L2에 저장된다(부스트 변환기의 충전 단계와 유사). 스위치가 턴 온되어 있는 시간(Ton)이 길수록, 부하로 전달되는 에너지와 L2에 저장되는 에너지가 많아진다.
Figure pct00075
스위치(M4)가 턴 오프되면(도 57), L2는 (L2에 저장된 에너지 양이 적기 때문에) 전류 생성기의 역할을 한다. 이 위상에서, 1차측 회로는 다이오드(부스트 변환기의 다이오드와 유사)로 구동되는, 스위치(M3)를 통해 L2를 방전시키고 C10을 충전하는 부스트 변환기의 역할을 한다. 따라서 C10의 전압은 그리드 전압보다 높은 전압으로 상승하고, L2의 전류는 점진적으로 0A로 떨어진다. 대안으로 그리도 동시에, 위상 2에서, 에너지는 또한 L2와 L3 사이의 결합으로 인해 여전히 2차측으로 전달되고 있지만, D1은 여전히 전도 중이다.
Figure pct00076
C10의 전압은 인덕터들의 상호 결합에 기초하여 결정되거나 선택될 수 있다. 결합이 낮을수록, 위상 1 동안 L2에 더 많은 에너지가 저장되기 때문에 C10의 전압이 높아진다(도 57). 또한, 변환기는 초기 과도 상태 이후에 C10의 전압이 거의 일정하고 그리드보다 높아, 저장 요소로 작동하거나, C10의 전압이 최소값에서 최대값으로 진동하면서 매우 가변적일 수 있도록 설계될 수 있다.
Figure pct00077
L2가 완전히 방전되면, 스위치(M3)는 계속 턴 온되어 있다(도 58)(이는 제안된 변환기와 부스트 변환기 사이의 차이임). 따라서, 전류는 L3(위상 3)에서 반전된다. 따라서 위에서 언급된 것처럼 리셋 다이오드가 필요하지 않다. 이 위상에서, 에너지는 여전히 다이오드(D2)를 통해 부하로 전달된다(풀 브리지 정류기의 경우, 도 55에서 D2 및 D3를 통해).
Figure pct00078
스위치(M3)가 턴 오프될 때. L2의 전류는 여전히 0이 아니며 M4를 통해 그리드로 흐른다(도 59). 따라서, M4의 기생 커패시턴스가 완전히 방전되고 M4 드레인의 전압이 0V로 떨어지므로, 제로 전압 스위칭 동작들이 보장된다.
Figure pct00079
M4의 전압이 0V인 경우, 새로운 스위칭 사이클이 시작될 수 있다.
AC 입력이 반전되는 경우(음의 입력 반파장), M2가 M1을 대체하고 M3 및 M4가 위의 설명보다 상보적인 방식으로 구동되는 동일한 사이클이 발생한다(도 60-63).
4.2 절연 PFC로 사용되는 브리지리스 절연 변환기
제안된 변환기는 도 64와 같이 절연 PFC로 사용될 수 있다.
에너지는 2차측에 저장될 수 있다:
Figure pct00080
2차측 정류기의 출력 커패시터에서
Figure pct00081
2차측 정류기의 출력인 배터리 또는 슈퍼 커패시터에서.
에너지는 C10 고전압 커패시터의 1차측에 고전압으로 저장될 수 있다. L2와 L3 사이의 결합이 낮을수록, C10에 저장된 에너지가 높아진다. 변환기가 PFC로 사용되는 경우, PFC 및 출력 부하 조정을 쉽게 달성하기 위해 각 부하를 공급하기 위해 직렬로 연결된 또 다른 DC/DC 변환기(또는 여러 DC/DC 변환기들)가 필요할 수 있다. 그러나, 역률 보정을 달성하기 위해 입력 전류를 제어하기 위해 1 자유도(즉, M4의 Ton)를 사용하고 출력 전압을 제어하기 위해 또 다른 자유도(즉, M3의 Toff)를 사용하여 1단 해결책이 또한 구현될 수 있다.
활성 장치들의 수를 늘리지 않고 추가 자유도가 또한 추가될 수 있다. 특히, 2차측 FET들(D1 및 D2)의 턴-오프 순간 지연은 부하에 전달되는 활성 에너지와 변환기의 무효 에너지 사이의 비율을 줄이고, 출력 전압을 매우 빠르고 효과적으로 조정하여 직렬로 연결된 추가 변환기들을 피할 수 있다.
4.3 PFC가 없는 변환기로 사용되는 브리지리스 절연 변환기
PFC가 필요하지 않은 경우, 도 55의 변환기 자유도는 예를 들어 직렬로 연결된 추가 DC/DC 변환기 없이 출력 전압/전류 조정을 보장하는 데 사용될 수 있다. 물론, 이 경우 입력 전류는 입력 전압과 동위상이 아니다.
두 가지 구성들(PFC 여부에 상관없이) 모두에서, 변환기는 다음 중 하나 이상과 같은 몇 가지 이점이 있다:
Figure pct00082
PFC가 있는 표준 고전력 변환기들(일반적으로 PFC + LLC + DC/DC 변환기 또는 PFC + 플라이백 변환기로 수행됨)과 비교할 때, 직렬로 연결된 단지 1단 또는 2단뿐이므로, 효율성이 향상된다.
Figure pct00083
회로는 표준 LLC 기반 회로들보다 경부하에서 더 나은 성능을 갖는다.
Figure pct00084
주요 자기 컴포넌트의 크기는 플라이백 변환기들보다 훨씬 작다(표준 포워드 변환기들과 유사).
Figure pct00085
회로는 표준 포워드 변환기들에 비해 컴포넌트들의 수가 적다.
Figure pct00086
회로는 다른 브리지리스 아키텍처들에 컴포넌트들의 수가 적다.
Figure pct00087
회로는 제로 전압 스위칭이며, 매우 높은 효율을 제공한다.
Figure pct00088
회로는 LLC 또는 클래스 E 변환기처럼 공진하지 않으며, 경부하 효율이 훨씬 높다.
4.4 저장 요소로서의 배터리 또는 수퍼커패시터
배터리 또는 슈퍼커패시터가 2차측의 저장 요소로 사용되는 경우, 표준 커패시터들과 비교할 때 다음과 같은 몇 가지 중요한 이점들이 있다:
Figure pct00089
에너지 밀도(J/cm^3)는 표준 커패시터보다 배터리에서 훨씬 높다. 이는 동일한 양의 에너지를 훨씬 더 작은 크기에 저장될 수 있어, 변환기의 크기를 크게 줄일 수 있음을 의미한다.
Figure pct00090
배터리의 크기가 충분히 큰 경우(즉, 3.7V 리튬 배터리를 고려하면, 수천 mAh 이상 - 즉, 10.000mAh 이상), 변환기는 AC/DC 변환기 및 전력 뱅크로 동시에 작동하여, 두 개의 분리된 액세서리들(AC/DC 어댑터 + 전력 뱅크)에 비해 또는 표준 AC/DC 회로 + 표준 전력 뱅크 회로를 내부에 통합하는 액세서리에 비해 부피 및 비용을 절감하는 하이브리드 장치를 생성한다.
4.5 저장 요소로 사용되는 1차측 C10 커패시터
따라서, 예를 들어 약 0.5의 상호 결합(k)과 같은 상호 결합을 감소시킴으로써, 더 적은 에너지가 2차측에 저장될 것이고 차례로 더 많은 전압이 1차측의 저장 요소(C10)에 저장될 것이다. 이 경우에, 2차 측에 에너지를 저장하는 것과 비교할 때 다음과 같은 몇 가지 이점들이 있다:
Figure pct00091
이 접근 방식은 고전압 에너지 저장소의 이점이 있다(따라서 에너지가 E=1/2*C*V^2 규칙을 따르기 때문에 저장 커패시턴스가 감소됨). 이는 2차측 저장 장치에 비해 저장 커패시터들의 크기를 줄이는 결과를 가져온다.
Figure pct00092
이 저장 장치의 또 다른 이점은 PFC가 없는 기존 어댑터들과 비교할 때 - 입력 AC 전압이 무엇이든, 동일한 고전압 C10 커패시터는 고전압에서 에너지를 저장하는 데 사용될 수 있다는 사실이다. 대조적으로, 표준 어댑터에서 입력 커패시터는 EU 그리드의 고전압에 저항해야 하기 때문에 매우 비효율적이며(따라서 F/cm^3 측면에서 덜 효율적임), 동시에 US 그리드가 연결될 때 저전압 및 고전류에서 에너지를 저장하기 위한 큰 커패시턴스와 낮은 저항을 가져야 한다(따라서 입력 커패시터가 매우 부피가 커짐). 반대로, C10을 저장 요소로 사용하면 표준 부스트 변환기의 출력으로 조정되므로, 입력 전압이 무엇이든 상관없이 고전압에서 매우 효율적인 방식으로 에너지를 저장한다(표준 부스트 PFC와 유사 - 그러나 3단이 아닌 직렬로 연결된 1단 또는 2단만 있음).
4.6 경부하 조건
부하가 증가하면, 듀티 사이클이 증가한다. 반대로, 경부하 조건에서는 듀티 사이클이 감소한다.
경부하 발생 시, M1의 듀티 사이클을 너무 낮추는 것이 문제가 될 수 있다. 종종 경부하 조건에 대한 듀티 사이클을 제어하는 것은 값비싼 타이머를 사용해야 하므로 매우 복잡하거나 비용이 많이 든다.
듀티 사이클을 줄이기 위해 제안된 해결책은 송신 코일의 전류가 0A이고 커패시터의 전압이 최대(전류가 커패시터에서 입력원으로 역전되기 직전)일 때 1차측에 있는 하이 측 MOSFET(M2)를 턴 오프하는 것이다.
그런 다음 시스템이 오랫동안 턴 오프된 상태로 유지한 다음 새로운 사이클이 필요할 때 ZVS 조건에서 다시 시작될 수 있다.
이 해결책의 이점들은 다음을 포함한다:
Figure pct00093
고효율이 달성된다.
Figure pct00094
ZVS는 경부하 조건에서도 달성된다. 이에 비해, 이는 표준 버스트-모드(burst-mode) 컨트롤러들로는 가능하지 않다.
Figure pct00095
제로 전류 조건도 달성된다.
Figure pct00096
턴 오프 시간은 연속적인 방식으로 변경될 수 있다.
대안으로, 이는 부하가 C10에 병렬로 직접 연결된 다른 비절연 토폴로지에 적용될 수도 있다.
돌입 다이오드들
전자 스위치를 구현하는 데 사용되는 기술에 따라, 토폴로지는 바디 다이오드(예컨대 실리콘 FET들) 또는 낮은 구동 신호(즉, 질화 갈륨 FET들)로도 전류가 소스에서 드레인으로 흐르도록 하는 임의의 기타 메커니즘들이 임베딩될 수 있다.
DC 또는 AC 전압이 회로의 입력에 처음 인가될 때, 바디 다이오드들은 입력 전압에서부터 초기 방전된 커패시터까지의 전류 경로를 제공할 수 있다. 그런 다음 커패시터는 매우 높은 전류로 빠르게 충전을 시작할 수 있으며, 이는 결국 스위치에 과도한 스트레스를 줄 수 있다. 스위치를 보호하기 위해, 스위치들을 손상시킬 수 있는 돌입 전류를 전달하기 위해 돌입 다이오드들이 회로에 추가된다.
몇 가지 해결책들이 제공된다: AC 입력의 경우 두 FET들 모두 보호해야 하는 반면, DC 입력의 경우 다른 하나가 커패시터 충전 전류 경로를 제공하지 않기 때문에 하나의 스위치만 보호해야 한다.
로우 측 FET를 보호하기 위해, 다이오드의 애노드는 FET의 소스에 연결되어야 하며, 캐소드는 1차측 권선의 두 단자들 중 하나에 연결될 수 있다(도 47f 및 도 47h).
하이 측 또는 상부 MOSFET를 보호하기 위해, 다이오드의 캐소드는 FET의 드레인에 연결되어야 하며, 애노드는 1차측 권선의 두 단자들 중 하나에 연결될 수 있다(도 47f 및 도 47g).
4.8 클램핑 다이오드들
시동 중, 경부하 조건, 가역적 및 비가역적 오류 조건 또는 기타 이유로, 고주파 스위칭 FET들이 둘 다 정의되지 않은 시간(최대 몇 초) 동안 턴 오프될 수 있다. 추가로, FET들이 임베딩된 바디 다이오드 또는 유사한 거동을 나타내는 경우, 바디 다이오드들은 AC 입력 전압에 대한 배전압 정류기처럼 작동한다. 이 조건에서, 커패시터의 전압은 입력 전압의 두 배와 같다.
많은 국가들에서, 230VAC 공칭 메인의 상한 허용 오차는 약 265VAC이다. 즉, 피크 전압은 373V이고 피크의 두 배는 747V이 될 것임을 의미한다.
FET들과 출력 커패시터가 모두 개별적으로 이 전압을 유지할 수 있는 경우, 추가 보호 기능들이 필요하지 않다. 그렇지 않은 경우, 일부 전압 클램프들(예컨대 제너 다이오드들, 과도 전압 억제기들 또는 MOV들)이 필요할 수 있다.
단일 클램핑 다이오드는 하프 브리지와 병렬로 연결되거나(도 47i, 옵션 "c"), 두 개의 클램핑 다이오드들이 각 FET의 전압을 클램핑할 수 있으며, 돌입 전류 제한 다이오드들에 대해 설명된 것과 동일한 옵션들이 사용된다(도 47i, 옵션 "a" 및 "b").
부록 - 주요 기능들
이 섹션에서, 다양한 개념들과 기능들을 다음의 카테고리들 또는 핵심 기술로 개시한다:
섹션 I. 변환기의 성능 향상r
섹션 II. 향상된 LLC 변환기
섹션 III. 무선 충전
섹션 IV. 브리지리스 절연 변환기
서로 다른 개념들이나 접근 방식들 및 기능들이 서로 결합될 수 있다. 단순화를 위해, 특정 상위 레벨 기능 또는 개념과 관련된 기능들을 구성했다; 그러나, 이는 일반적으로 선호되는 구현일 뿐이며 숙련된 구현자는 기능들이 도입된 특정 컨텍스트로 제한되는 것으로 해석되어서는 안 되며 독립적으로 배포될 수 있음을 인식할 것이다.
섹션 I: 변환기들의 성능 향상
1.1 k가 0.4 미만인 단일 코어의 다수의 독립 인덕터들
개념 A - 단일 코어에 권선이 배열된 다중 독립 인덕터들
다수의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치로서, 각 인덕터는 단일 코어 근처에 또는 단일 코어 상에 배열된 권선을 가지며, 장치는 다수의 인덕터들이 서로 실질적으로 독립적이거나 자기적으로 절연되도록 구성된다.
옵션 특징들:
Figure pct00097
인덕터의 자속 경로는 단일 코어에 배열된 나머지 인덕터들의 자속 경로와 무관하다.
Figure pct00098
장치는 여러 인덕터들 사이의 상호 결합(k)이 0이 되도록 구성된다.
Figure pct00099
장치는 인덕터들 사이의 다중 결합(k)이 0.1 미만이 되도록 구성된다.
Figure pct00100
장치는 인덕터들 사이의 다중 결합(k)이 0.4 미만이 되도록 구성된다.
Figure pct00101
각 인덕터는 코어의 포화를 피하면서 단일 코어에 전자기적으로 결합된다.
Figure pct00102
k = 다상 변환기들의 경우 0 내지 0.4이다.
Figure pct00103
인덕터들의 권선은 와이어 권선이다.
Figure pct00104
인덕터들의 권선은 기판에 인쇄된 평면 권선이다.
Figure pct00105
1차 및 2차 권선은 동일한 기판에 인쇄된 평면 권선이다.
Figure pct00106
1차 권선은 기판의 한 면에 인쇄되고, 2차 권선은 기판의 다른 면에 인쇄된다.
Figure pct00107
권선은 기판의 내부층들에 인쇄된다.
Figure pct00108
인덕터들의 권선은 와이어 권선과 평면 권선의 조합이다.
Figure pct00109
이점들은, 이에 제한되는 것은 아니나, 유사한 비용의 표준 애플리케이션들에 비해 물리적 크기 감소, 제조의 용이성, 필요한 코어의 자기 투자율 감소로 인해 더 저렴한 자기가 사용될 수 있음, 단일 자기 코어에서 다중 위상의 다중 인덕터가 구현될 수 있음, 인덕터들은 각각 임의의 방식으로 구동될 수 있음을 포함한다.
개념 B - 다수의 에어 갭들이 있는 단일 코어에 권선이 배열된 다중 독립 인덕터들
단일 코어 근처에 또는 단일 코어 상에 배열된 권선을 갖는 다수의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치로서, 상기 장치는 다수의 인덕터들이 서로 실질적으로 독립적이거나 자기적으로 절연되도록 구성되고,
단일 코어는 각 인덕터의 자속 경로의 자기 에너지가 관련된 에어 갭 내에 실질적으로 집중되도록 각각 인덕터와 관련된 다수의 에어 갭을 포함한다.
옵션 특징들:
Figure pct00110
인덕터들은 와이어 간 자기 결합을 방지하기 위해 단일 코어의 다른 부분들에 감겨 있다.
Figure pct00111
단일 코어는 중앙 레그가 에어 갭을 포함하지 않는 중앙 레그를 포함한다.
Figure pct00112
중앙 레그는 효과적으로 0 또는 0에 가까운 자기장을 포함한다.
Figure pct00113
중앙 레그는 각 인덕터를 구동하는 여기 신호에 관계없이 효과적으로 0 또는 0에 가까운 자기장을 포함한다.
Figure pct00114
다중 인덕터들을 구동하는 여기 신호들은 대칭이 아니다.
Figure pct00115
인덕터들은 반대 자기장으로 중앙 레그를 여기시키므로 결과 자기장이 0이거나 0에 가깝다.
개념 C - 단일 코어에 있는 두 개의 독립 인덕터들의 특정 구조
전자기 장치는,
(i) 단부 부재들로 서로 연결된 중앙 레그 및 두 개의 측면 레그들을 갖는 단일 코어로서, 측면 레그들은 에어 갭을 포함하는, 단일 코어,
(ii) 단부 부재 주위에 배열된 권선을 각각 갖는 제1 및 제2 인덕터들을 포함하며;
그리고 제1 및 제2 권선은 서로 독립적이거나 자기적으로 절연된다.
옵션 특징들:
Figure pct00116
제1 인덕터의 자속 경로의 자기 에너지는 실질적으로 제1 측면 레그 에어 갭 내에 집중되고, 제2 인덕터의 자속 경로의 자기 에너지는 실질적으로 제2 대향 측면 레그 에어 갭 내에 집중된다.
Figure pct00117
제1 및 제2 권선은 반대 방향으로 감겨 있다.
Figure pct00118
코어의 중앙 레그는 에어 갭을 포함하지 않는다.
Figure pct00119
중앙 레그는 효과적으로 0 또는 0에 가까운 자기장을 포함한다.
Figure pct00120
중앙 레그는 각 레그에 입력되는 여기 파동에 관계없이 효과적으로 0 또는 0에 가까운 자기장을 포함한다.
Figure pct00121
인덕터들은 반대 자기장으로 중앙 레그를 여기시키므로 결과 자기장이 0이거나 0에 가깝다.
Figure pct00122
제1 인덕터의 권선은 제1 측면 레그와 중앙 레그 사이의 단부 부재의 부분에 배열되고, 제2 인덕터의 권선은 중앙 레그와 제2 대향 측면 레그 사이의 단부 부재의 부분에 배열된다.
Figure pct00123
제1 인덕터의 자속 경로는 제2 인덕터의 자속 경로와 무관하다.
개념 D - 단일 코어에 있는 다중 독립 인덕터들의 특정 구조
전자기 장치는 다음을 포함한다:
(i) 단부 부재들로 서로 연결된 중앙 레그 및 다수의 측면 레그들을 갖는 단일 코어로서, 측면 레그들은 에어 갭을 포함하고,
(ii) 단부 부재들 주위에 배열된 권선들을 갖는 다수의 인덕터들;
그리고 장치는 다수의 인덕터들이 실질적으로 독립적이거나 서로 자기적으로 절연되도록 구성된다.
옵션 특징들:
Figure pct00124
코어의 중앙 레그는 에어 갭을 포함하지 않는다.
Figure pct00125
중앙 레그는 효과적으로 0 자기장을 포함한다.
Figure pct00126
각 인덕터는 코어의 포화를 피하면서 단일 코어에 전자기적으로 결합된다.
Figure pct00127
다수의 인덕터들이 단일 코어에 동일한 방향으로 감겨 있고 다른 위상의 동일한 입력 신호로 구동된다(후속 권선 사이의 위상차는 360/n 도이며 여기서 n은 인덕터들의 수임).
Figure pct00128
다수의 인덕터들 사이의 상호 결합(k)이 0.1 미만과 같이 매우 낮을 때 다수의 인덕터들이 무작위 방식으로 감겨 있다.
Figure pct00129
다수의 인덕터들을 구동하는 여기 신호들은 랜덤 독립 신호들이다.
Figure pct00130
인덕터들은 반대 자기장으로 중앙 레그를 여기시키므로 결과 자기장이 0이거나 0에 가깝다.
개념 E - 단일 코어 상에 다수의 독립 인덕터들을 포함하는 변환기
단일 코어 근처에 또는 단일 코어 상에 배열된 권선을 갖는 다수의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치를 포함하는 전력 변환기로서, 상기 장치는 다수의 인덕터들이 서로 실질적으로 독립적이거나 자기적으로 절연되도록 구성된다.
옵션 특징들:
Figure pct00131
변환기는 부스트 변환기이며 전자기 장치는 입력 인덕터에 해당한다.
Figure pct00132
변환기는 클래스-E 또는 클래스-F 변환기이며 전자기 장치는 입력 인덕터에 해당한다.
Figure pct00133
변환기는 PFC이며 전자기 장치는 입력 인덕터에 해당한다.
Figure pct00134
변환기는 벅 변환기이며 전자기 장치는 출력 인덕터에 해당한다.
Figure pct00135
변환기는 LLC, LCC, Cuk 또는 Sepic 변환기, 포워드 변환기 또는 비대칭 하프 브리지 플라이백 변환기와 같은 임의의 기타 변환기이다.
Figure pct00136
변환기는 인터리브 전력 변환기이다.
Figure pct00137
변환기는 다상 인터리브 변환기이며 단일 코어의 독립 인덕터들의 수는 변환기의 위상 수에 해당한다.
Figure pct00138
변환기는 구동 신호에서 각 위상이 360/n만큼 시프트되는, n개의 서로 다른 위상을 갖는 다상 인터리브 변환기이다.
Figure pct00139
변환기는 최대 1KW를 전달한다.
Figure pct00140
변환기는 최대 500W를 전달한다.
Figure pct00141
변환기는 최대 300W를 전달한다.
Figure pct00142
PFC 애플리케이션은 약 200W 내지 300W 전달한다.
Figure pct00143
PFC 애플리케이션의 입력이 75W를 초과한다(즉, 규정 요구 사항으로 인해)
Figure pct00144
변환기는 임의의 냉각 요소들을 포함하지 않는다.
Figure pct00145
변환기는 팬(fan)을 포함하지 않는다.
Figure pct00146
변환기는 히트 싱크를 포함하지 않는다.
Figure pct00147
인덕터들은 중앙 레그에서 반대 자기장을 생성하여 코어 크기를 줄일 수 있다.
Figure pct00148
표준 MOSFET에 비해 낮은 전류값이 요구됨에 따라 MOSFET 및 다이오드들의 비용 절감이 필요하다.
Figure pct00149
각 위상에 필요한 더 낮은 전류 값으로 다중 위상의 다중 인덕터들을 구현함으로써 효율성이 향상된다.
Figure pct00150
단일 코어의 자기 투자율은 약 수백 KHz에서 동작하는 전력 변환기의 경우 40과 같이 100 미만이다(유사한 주파수 동작 범위에 대해 100보다 크거나 심지어 1000보다 높은 단일 코어의 자기 투자율을 사용하는 기존 해결책들과 비교할 때).
개념 F - 단일 코어 상에 다수의 독립 인덕터들을 포함하는 다상 전력 변환기
단일 코어 근처에 또는 단일 코어 상에 배열된 권선을 갖는 다수의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치를 포함하는 다상 전력 변환기로서, 상기 전자기 장치는 다수의 인덕터들이 서로 실질적으로 독립적이거나 자기적으로 절연되도록 구성되고, 다상 전력 변환기가 단일 칩에 통합된다.
개념 G - 다중 독립 인덕터들을 포함하는 전자기 장치의 제조 방법
다중 인덕터들을 포함하는 전자기 장치의 제조 방법으로서, 각 인덕터는 단일 코어 근처 또는 단일 코어 상에 배열된 권선을 가지며, 방법은 종래의 보빈을 사용하여 다중 인덕터들을 권선하는 단계를 포함하며,
전자기 장치는 다수의 인덕터들이 실질적으로 독립적이거나 서로 자기적으로 절연되도록 구성된다.
옵션 특징:
Figure pct00151
다수의 인덕터들은 동일한 기존 보빈에 반대 방향으로 감겨 있다.
1.2. 약하게 결합된 변압기
개념 A - 약하게 결합된 인덕터들의 특정 구조
전자기 장치는,
(i) 단부 부재들로 서로 연결된 중앙 레그 및 두 개의 측면 레그들을 갖는 단일 코어로서, 중앙 레그 및 두 개의 측면 레그들 각각은 에어 갭을 포함하고, 중앙 레그의 에어 갭은 측면 레그들의 에어 갭보다 작은, 단일 코어;
(ii) 단부 부재들 주위에 배열된 권선들을 갖는 다수의 인덕터들을 포함하며;
다수의 인덕터들은 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되며, k는 중앙 갭과 측면 갭 사이의 비율을 선택하여 결정된다.
옵션 특징들:
Figure pct00152
중앙 갭은 측면 갭들보다 작다.
Figure pct00153
중앙 갭을 줄이면 다수의 인덕터들 사이의 결합이 줄어든다.
Figure pct00154
중앙 갭은 측면 갭의 절반이다(약 0.5의 k를 달성하기 위해).
Figure pct00155
중앙 갭은 측면 갭보다 4배 작다(약 0.35의 k를 달성하기 위해).
Figure pct00156
k는 0.5 미만이다.
Figure pct00157
k는 0.4 미만이다.
Figure pct00158
k는 0.5 보다 크고 0.95보다 작다.
Figure pct00159
1차측은 공진 또는 준공진 방식으로 구동된다.
Figure pct00160
인덕터들은 불연속 전류 모드에서 동작하도록 구성된다.
Figure pct00161
k는 자기 전류 또는 하드 스위칭 전압 조건에 따라 달라진다.
Figure pct00162
공진 애플리케이션의 경우 k = 0.5 내지 0.8이다.
Figure pct00163
인덕터들의 권선은 와이어 권선이다.
Figure pct00164
인덕터들의 권선은 기판에 인쇄된 평면 권선이다.
Figure pct00165
1차 및 2차 권선은 동일한 기판에 인쇄된 평면 권선이다.
Figure pct00166
1차 권선은 기판의 한 면에 인쇄되고, 2차 권선은 기판의 다른 면에 인쇄된다.
Figure pct00167
권선은 기판의 내부층들에 인쇄된다.
Figure pct00168
인덕터들의 권선은 와이어 권선과 평면 권선의 조합이다.
개념 B - 약하게 결합된 인덕터들을 포함하는 PFC 변환기
전자기 장치를 포함하는 PFC 변환기로서, 전자기 장치는 단일 자기 코어 근처에 또는 단일 자기 코어 상에 배열된 권선을 갖는 다수의 인덕터들을 포함하고, 전자기 장치는 인덕터들이 약한 상호 결합(k)를 갖도록 구성된다.
옵션 특징들:
Figure pct00169
인덕터들은 상호 결합(k)이 최대 0.35가 되도록 구성된다.
Figure pct00170
인덕터들은 상호 결합(k)이 최대 0.5가 되도록 구성된다.
Figure pct00171
상호 결합 값은 자기 코어의 파라미터들, MOSFET 유형, 필요한 입력 전압 및 필요한 출력 전압 중 하나 이상에 기초하여 선택된다.
Figure pct00172
인덕터들을 구동하는 데 필요한 전류는 인터리브 다상 동작들을 통해 감소되며, 이는 결국 필요한 MOSFET들 및 다이오드들의 크기를 줄인다.
Figure pct00173
K는 전체 손실을 최소화하기 위해 선택된다(주로 인덕터 손실을 최소화하는 최적 값으로서, 이는 k->0을 의미하고 MOSFET 손실은 k>0을 의미하며, MOSFET의 기생 커패시턴스와 입력 전압이 높을수록, 더 높은 k가 필요함).
Figure pct00174
메커니즘은 약한 결합을 통해 한 분기에서 다른 분기로 에너지를 전달하여, MOSFET이 턴 온되기 전에 MOSFET 드레인의 전압을 줄이는 것이다. 이는 더 높은 RMS 전류로 인해 인덕터들의 손실을 증가시키며 이는 절충안이 필요한 이유이다.
Figure pct00175
다수의 인덕터들 사이의 약한 결합은 PFC 변환기에 사용되는 활성 MOSFET의 드레인을 방전시킬 수 있는 것으로 결정된다.
Figure pct00176
MOSFET은 기생 커패시턴스를 기반으로 선택된다(표준 애플리케이션에서, 기생 커패시턴스는 종종 동작 주파수 또는 스위칭 속도를 포함하여 PFC 변환기의 동작을 제한하는 것으로 보인다. 여기서 MOSFET의 기생 커패시턴스는 더 저렴한 MOSFET가 사용될 수 있으므로 전체 비용을 줄이면서 PFC 변환기의 전체 효율을 개선하기 위해 사용된다).
Figure pct00177
PFC는 다음 파라미터들을 사용하여 특정 PFC 변환기 애플리케이션에 대해 99% 효율을 달성한다: k는 약 0.35, EU 그리드(230V AC 정류), 약 300W의 출력 전력이다.
Figure pct00178
유사한 동작 주파수에 사용되는 표준 자기 코어에 비해 더 작은 크기와 더 저렴한 자기 코어로 고주파 동작에 대한 향상된 효율성이 달성된다(일 예로서, 300W의 전력을 제공하는 PFC 변환기는 약 30W의 전력을 전달하는 애플리케이션들에 통상적으로 사용되는 표준 자기 코어를 사용하여 달성되므로, 자기의 크기와 비용 측면에서 절약된다). 표준 다중 분기 인터리브 변환기들과 비교하여; 인덕터들 사이의 약한 결합은 변환기의 전체 효율을 증가시킬 수 있다(낮은 턴 온 전압이 필요함).
사용 사례 애플리케이션들:
Figure pct00179
TV, 고성능 노트북, 가전 제품용 전원 공급 장치.
Figure pct00180
스위치 모드 전원 공급 장치;
Figure pct00181
USB 전원 전달.
섹션 II. 향상된 LLC 변환기
개념 A - 분할 공진 커패시터 구성 및 약하게 결합된 변환기의 LLC 공진 변환기
LLC 공진 변환기는,
(i) DC 입력과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치;
(ii) 하프 브리지 노드와 접지 입력 사이에 연결된 제2 스위치;
(iii) 공진 탱크로서,
하프 브리지 노드에 연결된 공진 인덕터,
변압기 및 DC 입력의 양의 단자에 연결된 제1 공진 커패시터,
변압기 및 DC 입력의 음의 단자에 연결된 제2 공진 커패시터를 포함하는, 상기 공진 탱크를 포함하며,
변압기는 공진 인덕터에 연결되고, 변압기는 1차 권선 및 2차 권선을 포함하며, 2차 권선은 출력 부하에 정류된 DC 전압을 제공하기 위한 정류 회로에 연결되고, 변압기는 약하게 결합된 변압기로 구성된다.
옵션 특징들:
Figure pct00182
권선은 와이어 권선이다.
Figure pct00183
권선은 기판 위에 인쇄된 평면 권선이다.
Figure pct00184
1차 및 2차 권선은 동일한 기판에 인쇄된 평면 권선이다.
Figure pct00185
1차 권선은 기판의 한 면에 인쇄되고, 2차 권선은 기판의 다른 면에 인쇄된다.
Figure pct00186
권선은 기판의 내부층들에 인쇄된다.
Figure pct00187
권선은 와이어 권선과 평면 권선의 조합이다.
개념 B - 두 개의 클램핑 다이오드들을 더 포함하는 LLC 공진 변환기
두 개의 클램핑 다이오드들을 더 포함하는 위에 정의된 LLC 공진 변환기.
옵션 특징들:
Figure pct00188
각 클램핑 다이오드는 공진 커패시터들 중 하나에 병렬로 연결된다.
Figure pct00189
LLC 공진 변환기는 복수의 공진 커패시터들을 포함한다.
Figure pct00190
LLC 공진 변환기는 복수의 클램핑 다이오들을 포함한다.
개념 C - 타이머 해상도를 높이는 기술들
LLC 전력 변환기의 스위칭 신호들의 동작 방법으로서, LLC 전력 변환기는 DC 입력 전압과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 및 하프 브리지 노드와 접지 입력 사이에 연결된 제2 스위치를 포함하고;
상기 방법은, 제어 서브시스템에서, LLC 전력 변환기의 제1 스위치 및 제2 스위치를 제어하기 위한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
제1 및 제2 스위치 신호들은 특정 시간 기간에 의해 스위칭 신호들 중 하나의 온 시간을 증가 또는 감소시킴으로써 비대칭 신호들로 생성되고, 시간 기간은 실질적으로 제어 서브시스템의 최대 분해능과 유사하다.
옵션 특징들:
Figure pct00191
제1 및 제2 스위치 신호들은 특정 시간 기간에 의해 스위칭 신호들 중 하나의 온 시간을 증가 또는 감소시킴으로써, 비대칭 신호들로 생성된다.
Figure pct00192
각 사이클에서, 제어 서브시스템은 이전 사이클 또는 사이클들에 기초하여 스위칭 신호들을 생성한다.
Figure pct00193
제어 서브시스템은 두 개의 스위칭 신호들의 평균 듀티 사이클이 실질적으로 유사하도록 스위칭 신호들의 패턴을 생성한다.
Figure pct00194
한 사이클에서, 스위칭 사이클들 중 하나의 온 시간이 특정 시간 기간만큼 증가 또는 감소하고 이후 사이클에서 다른 스위칭 사이클의 온 시간이 증가 또는 감소된다.
Figure pct00195
제어 서브시스템은 두 스위칭 신호들의 평균 듀티 사이클이 실질적으로 유사하도록, 각 스위칭 신호가 각 사이클에서 또는 특정 사이클 수 후에 생성되는 방식을 변경할 수 있다.
Figure pct00196
제어 서브시스템은 디지털 신호 프로세서에 의해 펌웨어로서 구현된다.
Figure pct00197
제어 서브시스템에는 스위칭 신호들을 생성하기 위한 디지털 타이머 및 기간 또는 듀티 사이클들과 같은 디지털 타이머의 파라미터들을 구성하기 위한 디지털 컨트롤러가 포함된다.
Figure pct00198
생성된 스위칭 신호들의 패턴은 제어 서브시스템에 사전 프로그래밍되어 있다.
Figure pct00199
스위칭 신호들의 패턴은 디지털 타이머에 의해 생성된다.
Figure pct00200
"NMN"을 공칭 50% 듀티 사이클의 온 타임으로 정의하고 "INC"를 비대칭적으로 증가된 온 시간으로 정의하면, 하이-로우 신호 온 시간에 대한 시퀀스의 몇 가지 가능한 예들은 다음과 같다:
1. INC-NOM/반복..
2. INC-NOM/NOM-INC/반복..
3. NOM-NOM/INC-INC/NOM-NOM/INC-INC/반복.
4. INC-NOM/NOM-NOM/INC-NOM/NOM-NOM/반복.
5. INC-NOM/NOM-NOM/NOM-INC/NOM-NOM/반복.
개념 D - 소프트 스타트 업 동안 LLC 변환기를 제어하는 방법
소프트 스타트 업 동안 LLC 전력 변환기의 스위칭 신호들의 제어 방법으로서, LLC 전력 변환기는 DC 입력 전압과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 및 하프 브리지 노드와 접지 입력 사이에 연결된 제2 스위치를 포함하고;
상기 방법은, 제어 서브시스템에서, LLC 전력 변환기의 제1 스위치 및 제2 스위치를 제어하기 위한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
소프트 스타트 업 동안, 제1 스위칭 신호는 제2 스위칭 신호보다 상당히 낮은 듀티 사이클을 갖는다.
옵션 특징들:
Figure pct00201
제1 및 제2 스위칭 신호들은 비대칭 신호들로 생성된다.
Figure pct00202
제1 스위칭 신호의 턴 오프 시간은 제1 스위칭 신호의 턴 온 시간보다 상당히 높다.
Figure pct00203
제1 스위치는 DC 입력 전압에서 시작하여 LLC 전력 변환기에 전원을 공급하도록 구성된다.
Figure pct00204
소프트 스타트 업은 갑작스러운 전류 또는 전압 서지로 인해 컴포넌트들에 스트레스를 주지 않도록 전력 변환기를 점진적으로 턴 온하는 것을 말한다.
개념 E - 소프트 스타트 업이 끝날 때까지 정류기를 유휴 상태로 유지하는 2차측 컨트롤러
소프트 스타트 업 동안 LLC 전력 변환기의 스위칭 신호들의 제어 방법으로서, LLC 전력 변환기는 DC 입력 전압과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 하프 브리지 노드와 접지 입력 사이에 연결된 제2 스위치를 포함하고; 변압기는 1차 권선 및 2차 권선을 포함하고, 2차 권선은 출력 부하에 정류된 DC 전압을 제공하는 정류 회로에 연결되고;
상기 방법은, 1차측 제어 서브시스템에서, 소프트 스타트 업 동안 LLC 전력 변환기의 제1 스위치 및 제2 스위치를 제어하기 위한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
상기 방법은, 2차측 제어 서브시스템에서, 소프트 스타트 업이 종료될 때까지 2차측 정류기를 유휴 상태에서 유지하는 단계를 더 포함한다.
옵션 특징들:
Figure pct00205
2차측 제어 서브시스템은 사전 결정된 기간 동안 정류 회로를 턴 오프 상태로 유지하도록 구성된다.
Figure pct00206
사전 결정된 기간은 소프트 스타트 업 기간에 해당한다.
Figure pct00207
정류 회로는 스위치들 또는 이상적인 다이오드들을 포함하고, 2차측 제어 서브시스템은 소프트 스타트 업 동안 사전 결정된 기간 동안 정류 회로의 스위치들 또는 이상적인 다이오드들을 턴 오프된 상태로 유지하도록 구성된다.
Figure pct00208
정류 스위치들 또는 이상적인 다이오드들이 턴 오프되어 있는 동안, 이들은 전류가 한 방향으로만 흐르도록 하는 단순한 다이오드들처럼 작동한다.
Figure pct00209
스위치들이 턴 오프되어 있는 동안 정류기 전류에 대한 경로를 제공하기 위해 추가 다이오드들이 하나 이상의 정류 스위치들에 병렬로 추가된다.
Figure pct00210
2차측 제어 회로는 펌웨어로 구현된다.
Figure pct00211
2차측 제어 회로는 하드웨어로 구현된다.
Figure pct00212
2차측 제어 서브시스템은 출력 전압과 액티브-로우 인에이블 신호(active-low enable signal)에 연결된 제1(또는 대형) 커패시터로 구성된다.
Figure pct00213
액티브-로우 인에이블 신호는 저항이 있는 제2(또는 소형) 커패시터에 연결된다.
Figure pct00214
두 개의 저전류 다이오드들의 애노드들은 소형 커패시터에 연결된다.
Figure pct00215
캐소드들은 이상적인 다이오드들로 사용되는 두 FET들의 드레인들에 연결된다.
Figure pct00216
대형 커패시터는 초기에 충전되지 않으므로, 인에이블 신호는 출력 전압과 동일하다.
Figure pct00217
이상적인 다이오드 컨트롤러들은 FET들에 명령을 내리기 위해 고전력 전압과 로우 인에이블 신호가 모두 필요하므로, 처음에는 유휴 상태이다.
Figure pct00218
정류 FET의 바디 다이오드들(또는 외부 다이오드들)이, 2차 권선에 의해 강제로 턴 온되는 경우, 저전류 다이오드들이 턴 온되고 커패시터를 충전하고 액티브-로우 인에이블 신호를 풀 다운할 수 있는 전류 경로를 제공한다.
Figure pct00219
일정 기간 후, 즉 소프트 스타트 루틴의 기간과 유사하게, 출력 전압은 상당히 높고 액티브-로우 인에이블 신호가 상당히 낮다: 이는 이상적인 다이오드 컨트롤러들이 FET들에 명령을 내리기 시작한다.
개념 F - 경부하 조건 하에서 LLC 변환기를 제어하는 방법
LLC 전력 변환기의 스위칭 신호들을 제어하는 방법으로서, LLC 전력 변환기는 DC 입력 전압과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 및 하프 브리지 노드와 접지 단자 사이에 연결된 제2 스위치를 포함하고;
상기 방법은, 제어 서브시스템에서, LLC 전력 변환기의 제1 스위치 및 제2 스위치를 제어하기 위한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하고,
제1 스위칭 신호는 제2 스위칭 신호보다 상당히 낮은 듀티 사이클을 가지며,
제1 스위칭 신호의 듀티 사이클은 LLC 전력 변환기의 출력 부하에서 경부하 조건에 대해 최적화된다.
옵션 특징들:
Figure pct00220
제1 스위칭 신호의 턴 오프 시간은 LLC 전력 변환기의 출력 부하에서 저전력이 전달되도록 사전 구성된다.
Figure pct00221
제1 스위칭 신호의 턴 오프 시간은 고정된다.
Figure pct00222
출력 부하에서 더 많은 전력을 전달하기 위해 제1 스위칭 사이클의 턴 온 시간이 증가된다.
Figure pct00223
경부하 조건은 피크 부하의 10% 미만인 부하를 말한다. 피크 부하는 전력 변환기가 부하에 전달될 수 있도록 구성된 가장 높은 부하(전력 측면에서)를 말한다.
이제 LLC 변환기가 약하게 결합된 변압기로 구성된 변압기를 포함하는 여러 가지 구현들을 설명한다. 약하게 결합된 변압기는 또한 위의 섹션 I에 설명된 특징들을 사용하거나 다음 개념 G 내지 J 중 어느 하나에 의해 구현될 수 있다.
개념 G - 약하게 결합된 변압기(일 예는 도 23에 도시됨)
약하게 결합된 변압기는,
(i) 단부 부재들로 서로 연결된 중앙 레그 및 두 개의 측면 레그들을 갖는 단일 코어로서, 중앙 레그는 에어 갭을 포함하는, 단일 코어,
(ii) 측면 레그 중 하나 주위에 각각 배열된 권선들(와이어-권선 및/또는 평면)을 갖는 두 개의 인덕터들을 포함하며;
두 개의 인덕터들은 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되며, k는 중앙 갭을 선택함으로써 결정된다.
개념 H - 약하게 결합된 변압기(일 예는 도 24에 도시됨)
약하게 결합된 변압기는,
(i) 단부 부재들로 서로 연결된 중앙 레그 및 두 개의 측면 레그들을 갖는 단일 코어로서, 중앙 레그는 에어 갭을 포함하는, 단일 코어,
(ii) 중앙 갭의 한 면에 있는 에어 갭 근처 주위에 각각 배열된 권선들(와이어-권선 및/또는 평면)을 갖는 두 개의 인덕터들을 포함하며;
두 개의 인덕터들은 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되며, k는 중앙 갭을 선택함으로써 결정된다.
개념 I - 약하게 결합된 변압기(일 예는 도 25에 도시됨)
약하게 결합된 변압기는,
(i) 단부 부재들로 서로 연결된 중앙 레그 및 두 개의 측면 레그들을 갖는 단일 코어로서, 중앙 레그는 에어 갭을 포함하는, 단일 코어,
(ii) 중앙 레그 상에 배열된 중앙 권선,
(iii) 측면 레그들 상에 배열된 제1 및 제2 외부 권선들을 포함하며;
제1 및 제2 외부 권선들은 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되며, k는 중앙 갭을 선택함으로써 결정된다.
개념 J - 약하게 결합된 변압기용 코일 포머(예들이 도 23에 도시됨)
약하게 결합된 변압기는 단일 코어, 단일 코어 주위에 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하며; 1차 권선과 2차 권선이 서로 다른 간격을 선택함으로써 결정되는 특정한 약한 상호 결합(k)을 갖도록 2차 권선의 하나 이상의 권선 사이의 간격이 교정되거나 제어된다.
옵션 특징들:
Figure pct00224
더미 와이어 권선은 다른 간격을 교정하는 데 사용된다.
Figure pct00225
더미 와이어는 비전도성이다.
Figure pct00226
코일 포머는 서로 다른 간격을 교정하는 데 사용된다.
Figure pct00227
1차 권선과 2차 권선 사이의 간격은 또한 교정된다.
Figure pct00228
1차 권선과 2차 권선 사이의 코일 포머 쉘(shell)이 사용된다.
Figure pct00229
1차 권선과 2차 군선 사이의 절연 테이프가 사용된다.
Figure pct00230
권선은 절연 와이어이다.
Figure pct00231
하나 이상의 PCB들 및/또는 하나 이상의 와이어 권선들 사이의 적절한 간격을 제공
섹션 III. 무선 충전
개념 A - AC/DC 변환기(절연)를 통합한 무선 충전기
AC/DC 변환기와 무선충전기를 포함하는 절연 하우징을 포함하는 무선 충전을 위한 장치.
옵션 특징들:
Figure pct00232
하우징에는 AC 입력 전압을 수신하는 인터페이스가 포함된다(무선 충전기는 그리드에 의해 직접 공급되며 임의의 입력 단을 포함하지 않음).
Figure pct00233
무선 충전기에는 다양한 무선 프로토콜들을 기반으로 최적화된 송신기 코일이 포함되어 있다.
Figure pct00234
무선 충전기는 동작 주파수 및/또는 듀티 사이클을 조정하여 최적화된다.
Figure pct00235
무선 충전기는 k가 0.5 미만인 장거리 무선 프로토콜에 최적화된다.
Figure pct00236
무선 충전기는 k가 0.5보다 큰 단거리 무선 프로토콜들에 최적화된다.
Figure pct00237
하우징은 평평한 상단 표면을 포함한다.
Figure pct00238
AC/DC 변환기는 AC 입력 전압을 정류하기 위한 브리지 정류기 및 DC-DC 변환기를 포함한다.
Figure pct00239
AC/DC 변환기는 클래스-D, 클래스 E, 하프 브리지, 풀 브리지 또는 임의의 기타 변환기 토폴로지로 구현된다.
Figure pct00240
무선 충전기는 AC/DC 변환기에 연결하기 위해 절연 AC/DC 어댑터가 필요하지 않다.
Figure pct00241
무선 충전기는 ZVS를 달성할 수 있다.
Figure pct00242
무선 충전기는 다양한 부하 조건에 대한 ZVS를 달성할 수 있다.
Figure pct00243
하우징은 전력 중전을 위한 평평한 표면을 포함한다.
Figure pct00244
무선 충전기는 수신기 장치에 무선 전력을 전달하도록 구성된다.
개념 B - 무선 충전기 및 AC/DC 변환기(절연)를 포함하는 1단 회로
AC/DC 변환기와 무선충전기를 포함하는 절연 하우징을 포함하는 무선 충전을 위한 장치로서, AC/DC 변환기 및 무선 충전기는 1단 회로로 통합된다.
옵션 특징들:
Figure pct00245
브리지 정류기는 송신기 코일 구동 회로에 직접 연결된다.
Figure pct00246
코일 구동 회로는 동작 주파수 및/또는 듀티 사이클을 조정하여 무선 충전기를 최적화한다.
Figure pct00247
장치는 하나의 집적 회로만을 사용하여 구현된다.
개념 C - 무선 충전기
송신기 코일과 송신기 코일을 구동시키도록 구성되는 구동 회로를 포함하는 무선 충전기로서, 구동 회로는 입력 또는 초크 인덕터 및 송신 코일과 병렬로 배치된 커패시터를 포함하고, 구동 회로의 공진 주파수가 초크 인덕터 및 커패시터를 조정함으로써 튜닝되며,
구동 회로는 푸시 풀 구성으로 구현된 두 개의 분기들을 포함한다.
옵션 특징들:
Figure pct00248
구동 회로는 동작 주파수 및/또는 듀티 사이클을 조정하여 무선 충전기를 최적화한다.
Figure pct00249
구동 회로는 푸시 풀 구성으로 구현된 다수의 분기들을 포함한다.
Figure pct00250
구동 회로가 하나의 분기만 포함하는 경우, 송신기 코일의 전류 경로를 따라 DC 차단 커패시터가 추가된다.
Figure pct00251
구동 회로의 각 분기에는 하나의 스위치 또는 MOSFET만 포함된다.
Figure pct00252
각 스위치는 동일한 제어 신호로 구동되는 여러 병렬 MOSFET들로 구성될 수 있다.
Figure pct00253
스위치는 BJT, MOSFET(Si 또는 SIC) 또는 GaN HEMT이다.
Figure pct00254
인덕터의 한쪽 단자는 입력 전압에 연결되고, 인덕터의 다른 쪽 단자는 MOSFET의 드레인에 연결되며, MOSFET의 소스는 GND에 연결되고, MOSFET의 드레인은 커패시터 및 송신 코일로 이루어진 병렬로 연결된다.
Figure pct00255
무선 충전기는 부하에 최대 65W를 전달하도록 구성된다.
Figure pct00256
무선 충전기는 10mm 미만의 거리에서 부하에 전력을 전달하도록 구성된다.
Figure pct00257
무선 충전기는 구동 회로의 반응 컴포넌트들의 공진 덕분에 ZVS에서 동작하도록 구성된다.
개념 E - 무선 충전기
하프 브리지 토폴로지를 기반으로 한 송신기 코일과 구동 회로를 포함하는 무선 충전기로서,
송신기 코일의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 송신기 코일의 제2 노드는 하프 브리지 노드를 통해 두 개의 스위치들(예컨대 상위 및 하위 MOSFET들)에 연결되며,
커패시터는 상위 MOSFET의 드레인 단자와 하위 MOSFET의 소스 단자 사이에 연결된다.
옵션 특징들:
Figure pct00258
1차측 하프 브리지 회로는 필요한 스위칭 주파수를 제공하도록 구성된다.
Figure pct00259
입력원이 AC 입력일 때, 상위 MOSFET의 드레인 단자는 다이오드를 통해 입력원에 연결되고, 상위 MOSFET의 소스 단자는 송신 코일의 제2 노드에 연결된다.
Figure pct00260
하위 MOSFET의 소스 단자는 다이오드를 통해 입력원에 연결되며; 하위 MOSFET의 드레인 단자는 송신 코일의 제2 노드에 연결된다.
Figure pct00261
AC 입력은 변환기의 입력원이 유사 DC가 되도록 입력 브리지 정류기에 이어 대형 커패시터에 의해 정류된다.
Figure pct00262
AC 입력은 변환기의 입력원이 정류된 사인(sine)이 되도록 입력 브리지 정류기에 이어 소형(또는 없음) 커패시터에 의해 정류된다.
Figure pct00263
입력원이 입력일 경우, 양극 단자는 송신 코일의 한 노드에 연결되고, 음극 단자는 하위 MOSFET의 소스 단자에 연결된다.
Figure pct00264
입력원이 DC 입력일 경우, DC 입력의 음극 단자는 송신 코일의 한 노드에 연결되고, 음극 단자는 상위 MOSFET의 드레인 단자에 연결된다.
Figure pct00265
커패시터는 상위 MOSFET의 드레인과 송신 코일의 한 단자에 연결되고, 다른 커패시터는 하위 MOSFET의 소스와 송신 코일의 동일한 단자에 연결된다.
Figure pct00266
브리지리스 절연 변환기는 AC 입력 전압에 직접 연결되어 1단 무선 충전기를 제공한다.
Figure pct00267
무선 충전기는 LC 공진기 공진 주파수보다 높은 주파수에서 작동하며 ZVS를 달성할 수 있다. 낮은 MOSFET은 송신 코일 전류가 하프 브리지 노드로 흐를 때 항상 턴 오프되므로, 데드 타임 동안, 코일의 누설 인덕턴스는 하이 측 MOSFET 양단의 전압이 0이 될 때까지 전압을 증가시키는 노드로 전류를 푸시한다. 그런 다음 하이 측 MOSFET이 ZVS에서 턴 온된다. 송신 코일이 하프 브리지 노드로부터 전류를 끌어낼 때 하이 측 FET가 턴 오프되므로, 노드가 0볼트에 도달하고 로우 측 MOSFET가 ZVS에서 턴 온된다.
Figure pct00268
수신 코일은 배전압 회로 또는 풀 브리지 회로 또는 임의의 기타 정류기 회로와 같은 정류기에 연결된다.
Figure pct00269
커패시터의 스타트업 전하로 인한 MOFET 스트레스를 제한하기 위해, 하나의 돌입 전류 다이오드가 로우 측 MOSFET의 소스와 입력 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00270
커패시터의 스타트업 전하로 인한 MOFET 스트레스를 제한하기 위해, 하나의 돌입 전류 다이오드가 하이 측 MOSFET의 드레인과 입력 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00271
커패시터의 스타트업 전하로 인한 MOFET 스트레스를 제한하기 위해, 하나의 돌입 전류 다이오드가 로우 측 MOSFET의 소스와 하프 브리지 노드 사이에 배치된다.
Figure pct00272
커패시터의 스타트업 전하로 인한 MOFET 스트레스를 제한하기 위해, 하나의 돌입 전류 다이오드가 하이 측 MOSFET의 드레인과 하프 브리지 노드 사이에 배치된다.
Figure pct00273
하나의 전압 클램핑 장치(제너 다이오드, 과도 전압 억제기, 금속 산화물 배리스터 또는 이와 유사한 것)는 로우 측 MOSFET의 소스와 입력 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00274
하나의 전압 클램핑 장치(제너 다이오드, 과도 전압 억제기, 금속 산화물 배리스터 또는 이와 유사한 것)는 하이 측 MOSFET의 드레인과 입력 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00275
하나의 전압 클램핑 장치(제너 다이오드, 과도 전압 억제기, 금속 산화물 배리스터 또는 이와 유사한 것)는 로우 측 MOSFET의 소스와 하프 브리지 사이에 배치된다.
Figure pct00276
하나의 전압 클램핑 장치(제너 다이오드, 과도 전압 억제기, 금속 산화물 배리스터 또는 이와 유사한 것)는 하이 측 MOSFET의 드레인과 하프 브리지 노드 사이에 배치된다.
Figure pct00277
하나 이상의 다이오드들은 돌입 전류 보호 기능 및 전압 클램핑 보호 기능을 모두 제공한다.
개념 F - 2차측과 1차측 사이의 통신
위에 정의된 바와 같이 장치 또는 무선 충전기 중 어느 하나로서, 2차측과 1차측 사이의 통신은 용량성 데이터 결합, 근접 안테나로서 또는 결합 신호 인덕터들에서 송신기와 수신기 사이의 기생 커패시턴스 중 하나에 기초한다.
옵션 특징들:
Figure pct00278
근접 안테나는 NFC(근거리 통신) 안테나이다.
Figure pct00279
약하게 결합된 신호 코일들에 기초하여 유도 데이터 결합.
Figure pct00280
높은 대역폭(즉, 10Mbps) 낮은 레이턴시(즉, 10ns)
Figure pct00281
수신기와 송신기 양쪽에서 활성 스위치들의 동기식으로 제어.
개념 G - 매우 낮은 전압을 판독하기 위한 감지 회로
매우 큰 전압 파형에 대해 변조된 매우 작은 전압 신호들을 구별하도록 구성된 감지 네트워크로서, 감지 네트워크는 LC 무선 송신기의 공진 노드에서 연결되며, (i) LC의 공진 노드에 연결된 전압 분배기; (ii) 전압 분배기의 출력에 직렬로 연결된 제1 다이오드 및 가변 전압원, (iii) 저항이 접지에 연결된, 전압 분배기의 출력에 연결된 고역 통과 RC 필터 (iv) 고역 통과 RC 필터의 출력 노드에 연결된 제2 다이오드를 포함한다.
옵션 특징들:
Figure pct00282
제2 다이오드는 마이크로컨트롤러의 ADC 핀에 연결된다.
Figure pct00283
가변 전압원은 마이크로컨트롤러의 디지털 출력과 RC 회로를 통해 얻게 된다.
Figure pct00284
가변 전압원은 클리핑 임계값을 설정하기 위해, 전압 분배기의 전압 진폭에 따라 크기 조절된다.
Figure pct00285
제1 다이오드의 캐소드는 전압 분배기의 출력에 연결된다.
Figure pct00286
제1 다이오드의 애노드는 전압 분배기의 출력에 연결된다.
Figure pct00287
제1 다이오드는 마이크로컨트롤러에 통합된다.
Figure pct00288
제2 다이오드는 외부 다이오드이다.
개념 H - 장거리 시스템 교정을 위한 거리 인식
무선 충전기와 수신기 장치 사이의 거리를 교정하는 방법으로서, 무선 충전기는 송신기 코일을 포함하고 수신기 장치는 수신기 코일을 포함하며, 상기 방법은,
고정 위치에 송신기 코일을 배치하는 단계;
고정된 송신기 코일로부터 고정된 거리에 교정 서브시스템을 배치하는 단계;
송신기 코일에서 파라미터를 측정하고 고정된 거리에 대해 무선 충전기를 교정하는 단계를 포함하며;
송신기 코일이 움직일 때 교정이 자동으로 손실된다.
옵션 특징들:
Figure pct00289
파라미터는 품질 계수, 임피던스 값 또는 공진 주파수를 포함한다.
Figure pct00290
교정 서브시스템은 금속 시트를 포함한다.
Figure pct00291
무선 충전기는 부하에 최대 20W를 전달하도록 구성된다.
Figure pct00292
무선 충전기는 최대 35mm 또는 50mm의 거리에서 부하에 전력을 전달하도록 구성된다.
개념 I - 무선 리피터를 포함하는 장거리 시스템 교정을 위한 거리 인식
무선 충전기와 수신기 장치 사이의 동작 가능한 거리를 교정하는 방법으로서, 무선 충전기는 송신기 코일을 포함하고 수신기 장치는 수신기 코일을 포함하며, 상기 방법은,
고정 위치에서 송신 코일을 배치하는 단계;
고정된 송신기 코일로부터 고정된 거리에 무선 리피터를 배치하는 단계;
송신기 코일에서 파라미터를 측정하고 고정된 거리에 대해 무선 충전기를 교정하는 단계를 포함하며;
무선 리피터는 송신기 코일로부터 전력을 수신하도록 최적화되는 제1 인덕터, 및 수신 장치에 전력을 전송하도록 최적화되는 제2 인덕터를 포함한다.
옵션 특징들:
Figure pct00293
무선 리피터는 직렬 공진 커패시터를 포함한다.
Figure pct00294
무선 리피터의 제1 인덕터는 송신기 코일의 형상과 실질적으로 일치하도록 형상된다.
Figure pct00295
무선 리피터의 제2 인덕터는 수신 장치의 수신 코일의 형상과 실질적으로 일치하도록 형상된다.
Figure pct00296
파라미터는 공진 주파수를 포함한다.
Figure pct00297
파라미터는 무선 리피터의 존재 없이 먼저 측정된다.
섹션 IV. 절연 변환기
개념 A - 절연 변환기
절연 변환기는, 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성된다.
옵션 특징들:
Figure pct00298
변압기는 위에 나열된 특징들 중 어느 하나에 의해 구현되는 약하게 결합된 변압기이다.
Figure pct00299
하프 브리지 회로는 필요한 스위칭 주파수를 제공하도록 구성된다.
Figure pct00300
입력원이 AC 입력일 때, 상위 MOSFET의 드레인 단자는 다이오드를 통해 입력원에 연결되고, 상위 MOSFET의 소스 단자는 1차 권선의 제2 노드에 연결된다.
Figure pct00301
하위 MOSFET의 소스 단자는 다이오드를 통해 입력원에 연결되며; 하위 MOSFET의 드레인 단자는 1차 권선의 제2 노드에 연결된다.
Figure pct00302
AC 입력은 입력 브리지 정류기에 이어 대형 커패시터에 의해 정류되어, 변환기의 입력원이 유사 DC이다.
Figure pct00303
AC 입력은 입력 브리지 정류기에 이어 소형(또는 없음) 커패시터에 의해 정류되어, 변환기의 입력원이 정류된 사인(sine)이다.
Figure pct00304
입력원이 DC 입력일 경우, 양극 단자는 1차 권선의 한 노드에 연결되고, 음극 단자는 하위 MOSFET의 소스 단자에 연결된다.
Figure pct00305
입력원이 DC 입력일 경우, 음극 단자는 1차 권선의 한 노드에 연결되고, 양극 단자는 상위 MOSFET의 드레인 단자에 연결된다.
Figure pct00306
커패시터는 상위 MOSFET의 드레인 단자와 하위 MOSFET의 소스 단자에 연결된다.
Figure pct00307
커패시터는 상위 MOSFET의 드레인 단자와 1차 권선의 한 단자에 연결되고, 다른 커패시터는 하위 MOSFET의 소스와 1차 권선의 동일한 단자에 연결된다.
Figure pct00308
브리지리스 절연 변환기는 AC 입력 전압에 직접 연결되어 1단 무선 충전기를 제공한다.
Figure pct00309
· 변환기는 강제된 연속 전도 모드에서 작동하며 ZVS를 달성할 수 있다. 낮은 MOSFET은 1차 권선 전류가 하프 브리지 스위칭 노드로 흐를 때 항상 턴 오프되므로, 데드 타임 동안, 군선의 누설 인덕턴스는 하이 측 MOSFET 양단의 전압이 0이 될 때까지 전압을 증가시키는 노드로 전류를 푸시한다. 그런 다음 하이 측 MOSFET이 ZVS에서 턴 온된다. 1차 권선이 스위칭 노드로부터 전류를 끌어낼 때 하이 측 FET가 턴 오프되므로, 노드가 0볼트에 도달하고 로우 측 MOSFET가 ZVS에서 턴 온된다.
Figure pct00310
2차 권선은 배전압 회로 또는 풀 브리지 회로 또는 임의의 기타 정류기 회로와 같은 정류기에 연결된다.
Figure pct00311
권선은 와이어 권선이다.
Figure pct00312
권선은 기판 위에 인쇄된 평면 권선이다.
Figure pct00313
1차 및 2차 권선은 동일한 기판에 인쇄된 평면 권선이다.
Figure pct00314
1차 권선은 기판의 한 면에 인쇄되고, 2차 권선은 기판의 다른 면에 인쇄된다.
Figure pct00315
1차 권선은 기판의 내부층들에 인쇄된다.
Figure pct00316
2차 권선은 기판의 내부층들에 인쇄된다.
Figure pct00317
권선은 와이어 권선과 평면 권선의 조합이다.
Figure pct00318
커패시터의 스타트업 전하로 인한 MOFET 스트레스를 제한하기 위해, 하나의 돌입 전류 다이오드가 로우 측 MOSFET의 소스 단자와 입력 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00319
커패시터의 스타트업 전하로 인한 MOFET 스트레스를 제한하기 위해, 하나의 돌입 전류 다이오드가 하이 측 MOSFET의 드레인 단자와 입력 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00320
커패시터의 스타트업 전하로 인한 MOFET 스트레스를 제한하기 위해, 하나의 돌입 전류 다이오드가 로우 측 MOSFET의 소스 단자와 스위칭 노드 사이에 배치된다.
Figure pct00321
커패시터의 스타트업 전하로 인한 MOFET 스트레스를 제한하기 위해, 하나의 돌입 전류 다이오드가 하이 측 MOSFET의 드레인 단자와 스위칭 노드 사이에 배치된다.
Figure pct00322
하나의 전압 클램핑 장치(제너 다이오드, 과도 전압 억제기, 금속 산화물 배리스터 또는 이와 유사한 것)는 로우 측 MOSFET의 소스 단자와 입력 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00323
하나의 전압 클램핑 장치(제너 다이오드, 과도 전압 억제기, 금속 산화물 배리스터 또는 이와 유사한 것)는 하이 측 MOSFET의 드레인과 입력 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00324
하나의 전압 클램핑 장치(제너 다이오드, 과도 전압 억제기, 금속 산화물 배리스터 또는 이와 유사한 것)는 로우 측 MOSFET의 소스 단자와 스위칭 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00325
하나의 전압 클램핑 장치(제너 다이오드, 과도 전압 억제기, 금속 산화물 배리스터 또는 이와 유사한 것)는 하이 측 MOSFET의 드레인 단자와 스위칭 단자 사이에 배치된다.
Figure pct00326
하나 이상의 다이오드들은 돌입 전류 보호 기능 및 전압 클램핑 보호 기능을 모두 제공한다.
개념 B - PFC로 사용되는 절연 변환기
절연 변환기를 포함하는 PFC로서, 절연 변환기는 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성된다.
역률 보정은 입력 전압과 거의 동일한 파형과 위상 및 낮은 고조파 함량으로 전류를 흡수하기 위해 변환기를 제어하여 얻는다.
옵션 특징:
Figure pct00327
입력원은 AC 또는 정류된 AC이다.
개념 C - 저장 요소로서의 배터리 또는 수퍼커패시터
절연 변환기는, 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되고, 저장 요소는 정류기 회로 뒤의 2차측 상에 위치된다.
옵션 특징들:
Figure pct00328
저장 요소는 하나 이상의 배터리들을 포함한다.
Figure pct00329
저장 요소는 수퍼커패시터이다.
개념 D - 저장 요소로 사용되는 1차측 커패시터
절연 변환기는, 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되고, 하나 이상의 1차측 커패시터들은 저장 요소들로 사용된다.
옵션 특징들:
Figure pct00330
상호 결합(k)은 약 0.5이다.
Figure pct00331
상호 결합(k)은 약 0.9이다.
Figure pct00332
저장 커패시터는 상위 MOSFET의 드레인 단자와 하위 MOSFET의 소스에 연결된다.
Figure pct00333
저장 커패시터는 상위 MOSFET의 드레인과 1차 권선의 한 단자에 연결되고, 제2 저장 커패시터는 하위 MOSFET의 소스와 1차 권선의 동일한 단자에 연결된다.
Figure pct00334
변환기에는 AC 또는 정류된 AC 전압이 공급되며 PFC로 동작한다. 입력에서 흡수된 전력이 부하에 전달된 전력보다 높을 경우(또는 낮을 경우), 초과(또는 필요한) 전력이 저장 커패시터에 저장(또는 이로부터 인출)된다.
Figure pct00335
일시적인 입력 전압 강하의 경우, 변환기는 이전에 충전된 저장된 커패시터로부터 전력을 추출하여 부하에 전력을 공급할 수 있다.
개념 E - 경부하 조건
절연 변환기는,
포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기로서;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되는, 상기 변압기;
2차측 회로에 위치된 부하로서;
절연 변환기의 턴 오프 시간이 연속 방식으로 적응 또는 변경되는, 상기 부하를 포함한다.
옵션 특징들:
Figure pct00336
1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성된다.
Figure pct00337
1차 권선은 두 개의 스위칭 MOSFET들, 즉 상위 MOSFET 및 하위 MOSFET에 연결되며, 상위 MOSFET를 제어하여 1차측의 듀티 사이클이 감소된다.
Figure pct00338
커패시터의 전압이 최대일 때 상위 MOSFET가 턴 오프된다.
Figure pct00339
변환기는 상위 MOSFET와 하위 MOSFET 둘 모두 턴 오프되는 일정 시간 후 0 볼트 또는 0 전류 조건 하에서 재시작하도록 구성된다.
Figure pct00340
변환기는 경부하 조건 하에서 90% 이상의 효율을 달성할 수 있다.
Figure pct00341
경부하 조건은 피크 부하의 10% 미만인 부하를 말한다.
개념 F - 턴오프가 지연된 정류기 MOSFET들
절연 변환기는,
포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
2차측 회로는 정류 회로 및 부파를 포함하고;
1차 권선과 2차 권선 사이의 결합을 통해 2차측 회로에서 수신된 에너지의 일부를 다시 1차측 회로로 반사하기 위해 정류 회로의 턴 오프 시간이 지연된다.
옵션 특징들:
Figure pct00342
정류 회로의 턴 오프 시간은 부하에서 출력 전압 또는 전류를 조절하기 위해 결정된 특정 시간 기간만큼 지연된다.
Figure pct00343
지연은 PID(Proportional, Integrative and Derivative) 컨트롤러와 같은 폐루프 컨트롤러에 의해 구현된다.
Figure pct00344
지연은 부하에서 출력 전압 또는 전류를 줄이기 위해 증가된다.
Figure pct00345
지연은 디지털 컨트롤러에 의해 결정되거나 계산된다.
Figure pct00346
지연은 아날로그 회로를 사용하여 구현된다.
Figure pct00347
정류 스위치들 중 하나 이상은 특정 지연 후 턴 오프되고 하나 이상의 스위치들은 지연 없이 턴 오프된다.
Figure pct00348
변환기는 PFC 및 출력 전력 조정을 제공하도록 구성된다.
Figure pct00349
지연 턴 오프 기술은 추가 자유도를 가지고 쉽게 사용된다.
메모
위에 언급된 배열들은 본 발명의 원리에 대한 적용을 단지 예시하는 것임을 이해해야 한다. 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 수많은 수정들 및 대체 배열들이 고안될 수 있다. 본 발명이 도면들에 도시되어 있고 현재 본 발명의 가장 실용적이고 바람직한 예(들)로 간주되는 것과 관련하여 구체적이고 상세하게 완전히 설명되어 있지만, 본원에 기재된 바와 같은 본 발명의 원리 및 개념으로부터 벗어나지 않고 수많은 수정들이 이루어질 수 있음이 당업자에게 명백할 것이다.

Claims (136)

  1. 다수의 인덕터들을 포함하는 전자기 장치로서, 각 인덕터는 단일 코어 근처에 또는 단일 코어 상에 배열된 권선을 가지며, 상기 장치는 상기 다수의 인덕터들이 서로 실질적으로 독립적이거나 자기적으로 절연되도록 구성되는, 전자기 장치.
  2. 제1항에 있어서, 인덕터의 자속 경로는 상기 단일 코어에 배열된 나머지 인덕터들의 자속 경로와 무관한, 전자기 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 전자기 장치는 다수의 인덕터들 사이의 상호 결합(k)이 0이 되도록 구성되는, 전자기 장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전자기 장치는 상기 인덕터들 사이의 상기 상호 결합(k)이 0.1 미만이 되도록 구성되는, 전자기 장치.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전자기 장치는 상기 인덕터들 사이의 상기 상호 결합(k)이 0.4 미만이 되도록 구성되는, 전자기 장치.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 각 인덕터는 상기 코어의 포화를 피하면서 상기 단일 코어에 전자기적으로 결합되는, 전자기 장치.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 인덕터들의 상기 권선은 와이어 권선, 또는 기판 상에 인쇄된 평면 권선, 또는 이들의 조합인, 전자기 장치.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 인덕터들의 상기 권선은 상기 동일한 기판 상에 인쇄된 평면 권선인, 전자기 장치.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 단일 코어는 각 인덕터의 자속 경로의 자기 에너지가 관련된 에어 갭 내에 실질적으로 집중되도록, 각각 인덕터와 관련된, 다수의 에어 갭을 포함하는, 전자기 장치.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 인덕터들은 와이어 간 자기 결합을 방지하기 위해 상기 단일 코어의 다른 부분들에 감겨 있는, 전자기 장치.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 단일 코어는 에어 갭을 포함하지 않는 중앙 레그를 포함하는, 전자기 장치.
  12. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 중앙 레그는 효과적으로 0 또는 0에 가까운 자기장을 포함하는, 전자기 장치.
  13. 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 중앙 레그는 각 인덕터를 구동하는 여기 신호에 관계 없이 효과적으로 0 또는 0에 가까운 자기장을 포함하는, 전자기 장치.
  14. 제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 단일 코어는 단부 부재들로 서로 연결된 중앙 레그 및 두 개의 측면 레그들을 포함하며, 상기 측면 레그들은 에어 갭을 포함하고, 상기 다수의 인덕터들은 상기 단부 부재들 주위에 배열된 권선을 갖는, 전자기 장치.
  15. 제1항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 장치는 두 개의 인덕터들을 포함하며, 상기 제1 인덕터의 상기 자속 경로의 상기 자기 에너지는 실질적으로 상기 제1 측면 레그 에어 갭 내에 집중되고, 상기 제2 인덕터의 상기 자속 경로의 상기 자기 에너지는 실질적으로 상기 제2 대향 측면 레그 에어 갭 내에 집중되는, 전자기 장치.
  16. 제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 권선은 반대 방향으로 감겨 있는, 전자기 장치.
  17. 제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 인덕터의 상기 권선은 상기 제1 측면 레그와 상기 중앙 레그 사이의 상기 단부 부재의 부분에 배열되고, 상기 제2 인덕터의 상기 권선은 상기 중앙 레그와 상기 제2 대향 측면 레그 사이의 상기 단부 부재의 부분에 배열되는, 전자기 장치.
  18. 제1항 내지 제17항에 정의된 전자기 장치를 포함하는 전력 변환기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 변환기는 부스트 변환기이며, 상기 전자기 장치는 상기 부스트 변환기의 입력 인덕터에 해당하는, 전력 변환기.
  20. 제18항 내지 제20항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 클래스-E 또는 클래스-F 변환기이며, 상기 전자기 장치는 상기 클래스-E 또는 클래스-F 변환기의 입력 인덕터에 해당하는, 전력 변환기.
  21. 제18항 내지 제20항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 PFC이며, 상기 전자기 장치는 상기 PFC의 입력 인덕터에 해당하는, 전력 변환기.
  22. 제18항 내지 제20항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 벅(buck) 변환기이며, 상기 전자기 장치는 상기 벅 변환기의 출력 인덕터에 해당하는, 전력 변환기.
  23. 제18항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 LLC, LCC, Cuk 또는 Sepic 변환기, 포워드 변환기 또는 비대칭 하프 브리지 플라이백 변환기인, 전력 변환기.
  24. 제18항 내지 제23항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 인터리브 전력 변환기인, 전력 변환기.
  25. 제18항 내지 제24항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 다상 인터리브 변환기이며, 상기 단일 코어의 독립 인덕터들의 수는 상기 변환기의 위상 수에 해당하는, 전력 변환기.
  26. 제18항 내지 제25항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 팬 또는 히트 싱크와 같은 임의의 냉각 요소들을 포함하지 않는, 전력 변환기.
  27. 제18항 내지 제26항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 다상 전력 변환기이며, 상기 다상 전력 변환기는 단일 칩에 통합되는, 전력 변환기.
  28. 제1항 내지 제17항에 정의된 전자기 장치를 제조하는 방법에 있어서, 상기 방법은 기존 보빈을 사용하여 상기 다수의 인덕터들을 감는 단계를 포함하며, 상기 다수의 인덕터들은 상기 동일한 기존 보빈에 반대 방향으로 감겨 있는, 방법.
  29. 전자기 장치에 있어서,
    (i) 단부 부재들로 서로 연결된 중앙 레그 및 두 개의 측면 레그들을 갖는 단일 코어로서, 상기 중앙 레그 및 상기 두 개의 측면 레그들 각각은 에어 갭을 포함하고, 상기 중앙 레그의 상기 에어 갭은 상기 측면 레그들의 에어 갭보다 작은, 상기 단일 코어;
    (ii) 상기 단부 부재들 주위에 배열된 권선들을 갖는 다수의 인덕터들을 포함하며;
    상기 다수의 인덕터들은 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되며, k는 상기 중앙 갭과 상기 두 개의 측면 갭 사이의 비율을 선택하여 결정되는, 전자기 장치.
  30. 제29항에 있어서, 상기 중앙 갭은 상기 측면 갭들보다 작은, 전자기 장치.
  31. 제29항 또는 제30항에 있어서, 상기 중앙 갭을 줄이면 상기 다수의 인덕터들 사이의 결합이 줄어드는, 전자기 장치.
  32. 제29항 내지 제31항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 중앙 갭은 상기 측면 갭들의 절반인, 전자기 장치.
  33. 제29항 내지 제32항 중 어느 한에 있어서, 상기 중앙 갭은 상기 측면 갭들보다 4배 작은, 전자기 장치.
  34. 제29항 내지 제33항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상호 결합(k)은 0.5 미만인, 전자기 장치.
  35. 제29항 내지 제34항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상호 결합(k)은 0.35 미만인, 전자기 장치.
  36. 제29항 내지 제35항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상호 결합(k)은 0.5 보다 크고 0.95보다 작은, 전자기 장치.
  37. 제29항 내지 제36항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 인덕터들의 상기 권선은 와이어 권선, 기판 상에 인쇄된 평면 권선, 또는 이들의 조합인, 전자기 장치.
  38. 제29항 내지 제37항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 인덕터들의 상기 권선은 상기 동일한 기판 상에 인쇄된 평면 권선인, 전자기 장치.
  39. 제29항 내지 제38항 중 어느 한 항에 정의된 전자기 장치를 포함하는 PFC 변환기.
  40. 제39항에 있어서, 상기 상호 결합(k)은 상기 자기 코어의 파라미터들, MOSFET 유형, 필요한 입력 전압 및 필요한 출력 전압 중 하나 이상에 기초하여 선택되는, PFC.
  41. 제39항 또는 제40항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 다수의 인덕터들을 구동시키는 데 필요한 전류는 인터리브 다상 동작들을 구현하여 감소되는, PFC.
  42. 제39항 내지 제41항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상호 결합(k)은 전체 손실을 최소화하기 위해 선택되는, PFC.
  43. 제39항 내지 제42항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상호 결합(k)은 상기 PFC 변환기에 사용되는 활성 MOSFET의 드레인을 방전시킬 수 있는 것으로 결정되는, PFC.
  44. 제39항 내지 제43항 중 어느 한 항에 있어서, k는 0.4 미만이고, 상기 PFC는 약 300W의 출력 전력으로 99% 효율을 달성하는, PFC.
  45. LLC 공진 변환기에 있어서,
    (i) (i) DC 입력과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치;
    (ii) 상기 하프 브리지 노드와 접지 입력 사이에 연결된 제2 스위치;
    (iii) 공진 탱크로서, 상기 하프 브리지 노드에 연결된 공진 인덕터; 변압기 및 상기 DC 입력의 양극 단자에 연결된 제1 공진 커패시터; 상기 변압기 및 상기 DC 입력의 음극 단자에 연결된 제2 공진 커패시터를 포함하는, 상기 공진 탱크를 포함하며;
    상기 변압기는 상기 공진 인덕터에 연결되고, 상기 변압기는 1차 권선 및 2차 권선을 포함하며, 상기 2차 권선은 출력 부하에 정류된 DC 전압을 제공하기 위한 정류 회로에 연결되고;
    상기 변압기는 약하게 결합된 변압기로 구성되는, 변환기.
  46. 제45항에 있어서, 두 개의 클램핑 다이오드들을 더 포함하는, 변환기.
  47. 제46항에 있어서, 각 클램핑 다이오드는 상기 공진 커패시터들 중 하나에 병렬로 연결되는, 변환기.
  48. LLC 전력 변환기의 스위칭 신호들의 동작 방법으로서, 상기 LLC 전력 변환기는 DC 입력 전압과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 및 상기 하프 브리지 노드와 접지 입력 사이에 연결된 제2 스위치를 포함하고;
    상기 방법은, 제어 서브시스템에서, 상기 LLC 전력 변환기의 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 제어하기 위한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 제1 및 제2 스위치 신호들은 특정 시간 기간에 의해 상기 스위칭 신호들 중 하나의 온 시간(on time)을 증가 또는 감소시킴으로써 비대칭 신호들로 생성되고;
    상기 시간 기간은 상기 제어 서브시스템의 최대 분해능과 실질적으로 유사한, 방법.
  49. 제48항에 있어서, 상기 제1 및 제2 스위치 신호들은 특정 시간 기간에 의해 상기 스위칭 신호들 중 하나의 상기 온 시간을 증가 또는 감소시킴으로써, 비대칭 신호들로 생성되는, 방법.
  50. 제48항 또는 제49항 중 어느 한 항에 있어서, 각 사이클에서, 상기 제어 서브시스템은 이전 사이클 또는 사이클들에 기초하여 상기 스위칭 신호들을 생성하는, 방법.
  51. 제48항 내지 제50항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 서브시스템은 상기 두 개의 스위칭 신호들의 평균 듀티 사이클이 실질적으로 유사하도록 스위칭 신호들의 패턴을 생성하는, 방법.
  52. 제48항 내지 제51항 중 어느 한 항에 있어서, 한 사이클에서, 상기 스위칭 사이클들 중 하나의 온 시간이 상기 특정 시간 기간만큼 증가 또는 감소하고, 이후 사이클에서, 상기 다른 스위칭 사이클의 상기 온 시간이 증가 또는 감소되는, 방법.
  53. 제48항 내지 제52항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 서브시스템은 상기 두 스위칭 신호들의 평균 듀티 사이클이 실질적으로 유사하도록, 각 스위칭 신호가 각 사이클에서 또는 특정 사이클 수 후에 생성되는 방식을 변경할 수 있는, 방법.
  54. 제48항 내지 제53항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 서브시스템은 디지털 신호 프로세서에 의해 펌웨어로서 구현되는, 방법.
  55. 제48항 내지 제54항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 서브시스템에는 상기 스위칭 신호들을 생성하기 위한 디지털 타이머 및 상기 기간 또는 듀티 사이클들과 같은 상기 디지털 타이머의 파라미터들을 구성하기 위한 디지털 컨트롤러가 포함되는, 방법.
  56. 제48항 내지 제55항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 생성된 스위칭 신호들의 패턴은 상기 제어 서브시스템에 사전 프로그래밍되어 있는, 방법.
  57. 제48항 내지 제56항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위칭 신호들의 패턴은 상기 디지털 타이머에 의해 생성되는, 방법.
  58. 소프트 스타트 업 동안, LLC 전력 변환기의 스위칭 신호들의 제어 방법으로서, 상기 LLC 전력 변환기는 DC 입력 전압과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 및 상기 하프 브리지 노드와 접지 입력 사이에 연결된 제2 스위치를 포함하고;
    상기 방법은, 제어 서브시스템에서, 상기 LLC 전력 변환기의 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 제어하기 위한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 소프트 스타트 업 동안, 상기 제1 스위칭 신호는 상기 제2 스위칭 신호보다 상당히 낮은 듀티 사이클을 갖는, 방법.
  59. 제58항에 있어서, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호들은 비대칭 신호들로 생성되는, 방법.
  60. 제58항 또는 제59항에 있어서, 상기 제1 스위칭 신호의 턴 오프 시간은 상기 제1 스위칭 신호의 턴 온 시간보다 상당히 높은, 방법.
  61. 제58항 내지 제60항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 스위치는 상기 DC 입력 전압에서 시작하여 상기 LLC 전력 변환기에 전원을 공급하도록 구성되는, 방법.
  62. 소프트 스타트 업 동안, LLC 전력 변환기의 스위칭 신호들의 제어 방법으로서, 상기 LLC 전력 변환기는 DC 입력 전압과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 상기 하프 브리지 노드와 접지 입력 사이에 연결된 제2 스위치를 포함하고; 변압기는 1차 권선 및 2차 권선을 포함하고, 상기 2차 권선은 출력 부하에 정류된 DC 전압을 제공하는 정류 회로에 연결되고;
    상기 방법은, 1차측 제어 서브시스템에서, 상기 소프트 스타트 업 동안 상기 LLC 전력 변환기의 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 제어하기 위한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 방법은, 2차측 제어 서브시스템에서, 상기 소프트 스타트 업이 종료될 때까지 상기 2차측 정류기를 유휴 상태에서 유지하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  63. 제62항에 있어서, 상기 2차측 제어 서브시스템은 사전 결정된 기간 동안 상기 정류 회로를 턴 오프 상태로 유지하도록 구성되는, 방법.
  64. 제62항 또는 제63항에 있어서, 상기 사전 결정된 기간은 상기 소프트 스타트 업의 기간에 해당하는, 방법.
  65. 제62항 내지 제64항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정류 회로는 스위치들 또는 이상적인 다이오드들을 포함하고, 상기 2차측 제어 서브시스템은 상기 소프트 스타트 업 동안 사전 결정된 기간 동안 상기 정류 회로의 상기 스위치들 또는 이상적인 다이오드들을 턴 오프된 상태로 유지하도록 구성되는, 방법.
  66. 제62항 내지 제65항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정류 스위치들 또는 이상적인 다이오드들이 턴 오프되어 있는 동안, 이들은 상기 전류가 한 방향으로만 흐르도록 하는 단순한 다이오드들처럼 작동하는, 방법.
  67. 제62항 내지 제66항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치들이 턴 오프되어 있는 동안 상기 정류기 전류에 대한 경로를 제공하기 위해 추가 다이오드들이 하나 이상의 정류 스위치들에 병렬로 추가되는, 방법.
  68. 제62항 내지 제67항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 2차측 제어 서브시스템은 펌웨어로서 구현되는, 방법.
  69. 제62항 내지 제68항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 2차측 제어 서브시스템은 하드웨어로서 구현되는, 방법.
  70. 제62항 내지 제69항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 2차측 제어 서브시스템은 상기 출력 전압 및 액티브-로우 인에이블 신호에 연결된 제1 커패시터를 포함하며, 상기 액티브-로우 인에이블 신호는 저항이 있는 제2 커패시터에 연결되고, 상기 제1 커패시터는 상기 인에이블 신호가 상기 출력 전압과 동일하도록 초기에 충전되지 않는, 방법.
  71. 제62항 내지 제70항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정류 회로는 스위치들 또는 이상적인 다이오드들을 포함하며, 상기 출력 전압이 상당히 높고, 상기 액티브-로운 인에이블 전압이 상당히 낮을 때: 상기 이상적인 다이오드들은 동작을 시작하고 상기 MOSFET들에 명령을 내리는, 방법.
  72. LLC 전력 변환기의 스위칭 신호들을 제어하는 방법으로서, 상기 LLC 전력 변환기는 DC 입력 전압과 하프 브리지 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 및 상기 하프 브리지 노드와 접지 단자 사이에 연결된 제2 스위치를 포함하고;
    상기 방법은, 제어 서브시스템에서, 상기 LLC 전력 변환기의 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 제어하기 위한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하며;
    상기 제1 스위칭 신호는 상기 제2 스위칭 신호보다 상당히 낮은 듀티 사이클을 가지며,
    상기 제1 스위칭 신호의 상기 듀티 사이클은 상기 LLC 전력 변환기의 출력 부하에서 경부하 조건에 대해 최적화되는, 방법.
  73. 제72항에 있어서, 상기 제1 스위칭 신호의 턴 오프 시간은 상기 LLC 전력 변환기의 상기 출력 부하에서 저전력이 전달되도록 사전 구성되는, 방법.
  74. 제72항 또는 제73항에 있어서, 상기 제1 스위칭 신호의 상기 턴 오프 시간은 고정되는, 방법.
  75. 제72항 내지 제74항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 출력 부하에서 더 많은 전력을 전달하기 위해 상기 제1 스위칭 사이클의 턴 온 시간이 증가되는, 방법.
  76. AC/DC 변환기와 무선 충전기를 포함하는 절연 하우징을 포함하는 무선 충전을 위한 장치.
  77. 제76항에 있어서, 상기 하우징은 AC 입력 전압을 수신하기 위한 인터페이스를 포함하는, 장치.
  78. 제76항 또는 제77항에 있어서, 상기 무선 충전기에는 다양한 무선 프로토콜들을 기반으로 최적화되는 송신기 코일이 포함되는, 장치.
  79. 제76항 내지 제78항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 동작 주파수 및/또는 듀티 사이클을 조정하여 최적화되는, 장치.
  80. 제76항 내지 제79항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 상호 결합(k)이 0.5 미만인 장거리 무선 프로토콜에 최적화되는, 장치.
  81. 제76항 내지 제80항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 상호 결합(k)이 0.5보다 큰 단거리 무선 프로토콜들에 최적화되는, 장치.
  82. 제76항 내지 제81항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 AC/DC 변환기는 상기 AC 입력 전압을 정류하기 위한 브리지 정류기 및 DC-DC 변환기를 포함하는, 장치.
  83. 제76항 내지 제82항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 AC/DC 변환기는 클래스-D, 클래스 E, 하프 브리지, 풀 브리지 또는 임의의 기타 변환기 토폴로지로 구현되는, 장치.
  84. 제76항 내지 제83항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 상기 AC/DC 변환기에 연결하기 위해 절연 AC/DC 어댑터가 필요하지 않은, 장치.
  85. 제76항 내지 제84항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 ZVS를 달성할 수 있는, 장치.
  86. 제76항 내지 제85항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 다양한 부하 조건들에서 ZVS를 달성할 수 있는, 장치.
  87. 제76항 내지 제86항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 하우징은 전력 충전을 위한 평평한 표면을 포함하는, 장치.
  88. 제76항 내지 제87항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 AC/DC 변환기 및 무선 충전기는 1단 회로로 통합되는, 장치.
  89. 제76항 내지 제88항 중 어느 한 항에 있어서, 브리지 정류기는 상기 송신기 코일 구동 회로에 직접 연결되는, 장치.
  90. 제76항 내지 제89항 중 어느 한 항에 있어서, 코일 구동 회로는 동작 주파수 및/또는 듀티 사이클을 조정하여 상기 무선 충전기를 최적화하는, 장치.
  91. 제76항 내지 제90항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 장치는 하나의 집적 회로만을 사용하여 구현되는, 장치.
  92. 제76항 내지 제91항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 송신기 코일 및 상기 송신기 코일을 구동시키도록 구성되는 구동 회로를 포함하며; 상기 구동 회로는 푸시 풀 구성으로 구현된 두 개의 분기, 입력 또는 초크 인덕터 및 상기 송신 코일과 병렬로 배치된 커패시터를 포함하고; 상기 구동 회로 공진 주파수는 상기 초크 인덕터 및 커패시터를 조정함으로써 튜닝되는, 장치.
  93. 제76항 내지 제92항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 구동 회로가 하나의 분기만 포함하는 경우, 상기 송신기 코일의 상기 전류 경로를 따라 DC 차단 커패시터가 추가되는, 장치.
  94. 제76항 내지 제93항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 구동 회로의 각 분기에는 하나의 스위치 또는 MOSFET만 포함되는, 장치.
  95. 제76항 내지 제94항 중 어느 한 항에 있어서, 각 스위치는 상기 동일한 제어 신호로 구동되는 여러 병렬 MOSFET들로 구성될 수 있는, 장치.
  96. 제76항 내지 제95항 중 어느 한 항에 이어서, 상기 인덕터의 한쪽 단자는 상기 입력 전압에 연결되고, 상기 인덕터의 다른 쪽 단자는 상기 MOSFET의 드레인에 연결되며, 상기 MOSFET의 소스는 GND에 연결되고, 상기 MOSFET의 상기 드레인은 상기 커패시터 및 상기 송신 코일로 이루어진 병렬로 연결되는, 장치.
  97. 제76항 내지 제96항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 부하에 최대 65W를 전달하도록 구성되는, 장치.
  98. 제76항 내지 제97항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 10mm 미만의 거리에서 부하에 전력을 전달하도록 구성되는, 장치.
  99. 제76항 내지 제98항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 상기 구동 회로의 반응 컴포넌트들의 공진 덕분에 ZVS에서 동작하도록 구성되는, 장치.
  100. 제76항 내지 제99항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 하프 브리지 토폴로지를 기반으로 한 송신기 코일과 구동 회로를 포함하며;
    상기 송신기 코일의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 상기 송신기 코일의 제2 노드는 하프 브리지 노드를 통해 두 개의 스위치들(예컨대 상위 및 하위 MOSFET들)에 연결되고;
    커패시터는 상기 상위 MOSFET의 드레인 단자와 하위 MOSFET의 소스 단자 사이에 연결되는, 장치.
  101. 제76항 내지 제100항 중 어느 한 항에 있어서, 2차측과 1차측 사이의 통신은 용량성 데이터 결합, 근접 안테나 또는 결합된 신호 인덕터들에서 상기 송신기와 상기 수신기 사이의 기생 커패시턴스 중 하나에 기초하는, 장치.
  102. 제76항 내지 제101항 중 어느 한 항에 있어서, 매우 큰 전압 파형에 대해 변조된 매우 작은 전압 신호들을 구별하도록 구성된 감지 네트워크를 더 포함하며, 상기 감지 네트워크는 LC 무선 송신기의 공진 노드에서 연결되고, (i) 상기 LC의 상기 공진 노드에 연결된 전압 분배기; (ii) 상기 전압 분배기의 출력에 직렬로 연결된 제1 다이오드 및 가변 전압원; (iii) 저항이 접지에 연결된, 상기 전압 분배기의 출력에 연결된 고역 통과 RC 필터; 및 (iv) 상기 고역 통과 RC 필터의 출력 노드에 연결된 제2 다이오드를 포함하는, 장치.
  103. 무선 충전기와 수신기 장치 사이의 거리를 교정하는 방법으로서, 상기 무선 충전기는 송신기 코일을 포함하고 상기 수신기 장치는 수신기 코일을 포함하며, 상기 방법은,
    (i) 고정 위치에 상기 송신기 코일을 배치하는 단계;
    (ii) 상기 고정된 송신기 코일로부터 고정 거리에 교정 서브시스템을 배치하는 단계; 및
    (iii) 상기 송신기 코일에서 파라미터를 측정하고 상기 고정된 거리에 대해 상기 무선 충전기를 교정하는 단계를 포함하며;
    상기 송신기 코일이 움직일 때 상기 교정이 자동으로 손실되는, 방법.
  104. 제103항에 있어서, 상기 파라미터는 품질 계수, 임피던스 값 또는 공진 주파수를 포함하는, 방법.
  105. 제103항 또는 제104항에 있어서, 상기 교정 서브시스템은 금속 시트를 포함하는, 방법.
  106. 제103항 내지 제105항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 부하에 최대 20W를 전달하도록 구성되는, 방법.
  107. 제103항 내지 제106항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 충전기는 최대 35mm 또는 50mm의 거리에서 부하에 전력을 전달하도록 구성되는, 방법.
  108. 제103항 내지 제107항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 교정 서브시스템은 무선 리피터이고, 상기 무선 리피터는 상기 송신기 코일로부터 전력을 수신하도록 최적화되는 제1 인덕터, 및 상기 수신 장치에 전력을 전송하도록 최적화되는 제2 인덕터를 포함하는, 방법.
  109. 제103항 내지 제108항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 리피터는 직렬 공진 커패시터를 포함하는, 방법.
  110. 제103항 내지 제109항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 리피터의 상기 제1 인덕터는 상기 송신기 코일의 형상과 실질적으로 일치하도록 형상되는, 방법.
  111. 제103항 내지 제110항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 무선 리피터의 상기 제2 인덕터는 상기 수신 장치의 수신 코일의 형상과 실질적으로 일치하도록 형상되는, 방법.
  112. 제103항 내지 제111항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 파라미터는 상기 교정 서브시스템의 존재 없이 먼저 측정되는, 방법.
  113. 절연 변환기로서, 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
    상기 1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 상기 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
    상기 1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되는, 변환기.
  114. 제113항에 있어서, 상기 변압기는 제1항 내지 제113항 중 어느 한 항에 의해 구현되는 약하게 결합된 변압기인, 변환기.
  115. 제113항 또는 제114항에 있어서, 상기 하프 브리지 회로는 필요한 스위칭 주파수를 제공하도록 구성되는, 변환기.
  116. 제113항 내지 제115항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 PFC(역률 보정) 변환기로 구현되며, 상기 PFC는 상기 입력 전압과 거의 동일한 파형과 위상 및 낮은 고조파 함량으로 전류를 흡수하기 위해 상기 변환기를 제어하여 얻는, 변환기.
  117. 제113항 내지 제116항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 권선 및 2차 권선은 상기 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되며, 상기 저장 요소는 정류기 회로 뒤의 상기 2차측 상에 위치되는, 변환기.
  118. 제113항 내지 제117항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 권선 및 2차 권선은 상기 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되며, 하나 이상의 1차측 커패시터들은 저장 요소들로 사용되는, 변환기.
  119. 제113항 내지 제118항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상호 결합(k)은 약 0.5인, 변환기.
  120. 제113항 내지 제119항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 상호 결합(k)은 약 0.9인, 변환기.
  121. 제113항 내지 제120항 중 어느 한 항에 있어서, 저장 커패시터는 상기 상위 MOSFET의 드레인과 상기 하위 MOSFET의 소스에 연결되는, 변환기.
  122. 제113항 내지 제121항 중 어느 한 항에 있어서, 저장 커패시터는 상기 상위 MOSFET의 드레인과 상기 1차 권선의 한 단자에 연결되고, 제2 저장 커패시터는 상기 하위 MOSFET의 소스와 상기 1차 권선의 상기 동일한 단자에 연결되는, 변환기.
  123. 제113항 내지 제122항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기에는 AC 또는 정류된 AC 전압이 공급되며 PFC로 동작하는, 변환기.
  124. 제113항 내지 제123항 중 어느 한 항에 있어서, 일시적인 입력 전압 강하의 경우, 상기 변환기는 이전에 충전된 저장된 커패시터로부터 전력을 추출하여 상기 부하에 상기 전력을 공급할 수 있는, 변환기.
  125. 제113항 내지 제124항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 절연 변환기의 턴 오프 시간이 연속 방식으로 적응 또는 변경되는, 변환기.
  126. 제113항 내지 제125항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 권선은 두 개의 스위칭 MOSFET들, 즉 상위 MOSFET 및 하위 MOSFET에 연결되며, 상기 상위 MOSFET를 제어하여 상기 1차측의 상기 듀티 사이클이 감소되는, 변환기.
  127. 제113항 내지 제126항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 커패시터의 전압이 최대일 때 상기 상위 MOSFET가 턴 오프되는, 변환기.
  128. 제113항 내지 제127항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 상위 MOSFET와 하위 MOSFET 둘 모두 턴 오프되는 일정 시간 후 0 볼트 또는 0 전류 조건 하에서 재시작하도록 구성되는, 변환기.
  129. 제113항 내지 제128항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 경부하 조건 하에서 90% 이상의 효율을 달성할 수 있는, 변환기.
  130. 제113항 내지 제129항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 2차측 회로는 정류 회로 및 부하를 포함하며; 상기 1차 권선과 2차 권선 사이의 결합을 통해 상기 2차측 회로에서 수신된 상기 에너지의 일부를 다시 상기 1차측 회로로 반사하기 위해 상기 정류 회로의 턴 오프 시간이 지연되는, 변환기.
  131. 제113항 내지 제130항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정류 회로의 턴 오프 시간은 상기 부하에서 상기 출력 전압 또는 전류를 조절하기 위해 결정된 특정 시간 기간만큼 지연되는, 변환기.
  132. 제113항 내지 제131항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 지연은 PID(Proportional, Integrative and Derivative) 컨트롤러와 같은 폐루프 컨트롤러에 의해 구현되는, 변환기.
  133. 제113항 내지 제132항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 지연은 상기 부하에서 상기 출력 전압 또는 전류를 줄이기 위해 증가되는, 변환기.
  134. 제112항 내지 제133항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 지연은 디지털 컨트롤러에 의해 계산되는, 변환기.
  135. 제112항 내지 제134항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 지연은 아날로그 회로를 사용하여 구현되는, 변환기.
  136. 제112항 내지 제135항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정류 스위치들 중 하나 이상은 특정 지연 후 턴 오프되고 하나 이상의 스위치들은 지연 없이 턴 오프되는, 변환기.
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