KR20230049643A - 플라이백 및 ac/dc 전력 변환기 시스템의 성능 향상 - Google Patents
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Abstract
플라이백 변환기 동작 방법이 제공된다. 플라이백 변환기는 1차측 권선 및 2차측 권선을 갖는 변압기, 변압기의 1차측에서의 1차 스위치 및 변압기의 2차측에서의 2차 스위치, 및 제어 유닛을 포함한다. 스위칭 사이클 끝에서, 1차측 스위치를 턴 온시키기 전에: 제어 유닛은 1차측 스위치의 기생 커패시터가 방전되도록 2차측 권선에서 제로 전압 스위칭(ZVS) 펄스를 생성한다. 결국, ZVS 조건 또는 ZVS 조건 근처에서 1차측 스위치가 턴 온된다.
Description
본 발명의 분야는 전력 변환기 및 전력 변환기를 동작시키기 위한 관련 시스템 및 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 플라이백 변환기, AC/DC 변환기 및 PFC AC/DC 변환기 시스템에 관한 것이다.
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플라이백 전력 변환기는 중저출력(low to mid output) 전력 애플리케이션에 널리 사용되는 토폴로지이다. 일반적인 스위칭 동작 모드 중 하나는 회로의 1차 인덕턴스와 기생 커패시턴스 사이의 공진에 의해 생성된 가장 낮은 드레인 전압 밸리에서 스위칭(1차측 스위치가 턴 온됨)이 발생하는 유사 공진 모드이다.
기존의 플라이백 변환기는 비용이 저렴하지만 효율성이 떨어질 뿐만 아니라 부피가 큰 경우가 많다.
기존 플라이백 변환기에는 장치를 턴 온 또는 턴 오프하기 위한 제어와 MOSFET을 결합하는 동기식 MOSFET 정류가 포함될 수 있다. 그러나, 정류기 섹션은 종종 하드 스위칭 모드에서 작동하므로, 1차측 MOSFET의 턴 온 및 턴 오프 모두에서 높은 손실을 유도한다.
게다가, EMI 방출은 무시할 수 없는 경우가 많으므로, 상대적으로 큰 필터들을 사용하게 되므로 상당한 회로 크기를 갖게 된다.
따라서, 효율성, 크기 및 비용을 개선하기 위해 기존 플라이백 및 유사 공진 플라이백 설계를 최적화할 필요가 있다.
고전력 AC/DC 변환기에서, 변환기에 의해 그리드로부터 흡수된 전력이 마치 부하가 저항기인 것처럼 전압과 동상이 되도록 하기 위해서는 역률 보정(PFC)이 필요하다. PFC는 입력 전류가 정현파이고 전압과 위상이 일치하도록 보장한다. PFC는 부스트, 벅-부스트(buck-boost), 벅 또는 플라이백 아키텍처와 같은 다양한 토폴로지로 구현될 수 있다. 가장 일반적인 것은 부스트 PFC인데, 이는 효율을 높이기 위해, 스위치 및 자기 컴포넌트와 같은 중요한 컴포넌트들의 전류를 줄이도록 할 수 있기 때문이다. 또한, 부스트는 커패시터에 저장된 에너지 및 결과적으로 변환기의 전력 밀도를 최대화하기 위해 전압을 증가시킬 수 있다.
그러나, PFC는 또한 출력 전압을 올바르게 제어해야 하는 문제를 겪을 수 있다. 메인 제어 루프는 입력 전류가 입력 전압과 동상이 되도록 하여 입력 전압이 높을 때 필요한 것보다 더 많은 에너지를 흡수하고, 입력 전압이 낮을 때 필요한 것보다 더 적은 에너지를 흡수하도록 하기 때문에 이는 PFC의 본질적인 거동이다. 그런 다음 이러한 본질적인 거동을 보상하기 위해 종종 저장 커패시터가 필요하다. 따라서 추가적인 약한 제어 루프는 출력 전압의 대략적인 제어를 달성하는 데 사용될 수 있지만, 출력 전압에서 많은 리플이 종종 관찰된다.
매우 안정적인 출력 전압을 얻고 절연을 달성하기 위해 제2 변환기가 PFC와 직렬로 추가될 수도 있다. 그런 다음 PFC 변환기와 제2 변환기 사이에 위치된, 커패시터와 같은, 에너지 저장 요소는 일반적으로 부하에 의해 요청된 일정한 전력과 역률 보정에 의해 부과된 그리드로부터 흡수된 유사 정현파 전력 사이의 차이를 보상하기 위한 버퍼로서 사용될 수 있다.
절연 변환기는 일반적으로 PFC와 직렬로 사용될 수 있다. 일반적으로 사용되는 절연 토폴로지는 저전력 애플리케이션용 플라이백 토폴로지, 및 고전력/고정 출력 애플리케이션용 LLC 토폴로지이다. 일부 설계에서, 제3 추가 변환기가 직렬로 추가된다. 그러나, 직렬로 사용되는 여러 단계들로 인해 효율성이 감소된다.
추가로, 변환기의 전력 손실을 줄이기 위해, 동작 주파수가 감소될 수 있다. 유사 공진 플라이백에서, 달성된 효율은 주파수가 낮은 경우(일반적으로 200kHz 미만), 91% 이상으로 양호할 수 있다. 그러나, 더 높은 주파수는 자기(즉, 변압기 또는 인덕터) 크기를 줄일 뿐만 아니라 출력 필터들의 크기를 줄이는 데 유용할 수 있다(일반적으로, 저전압 출력 커패시터들은 더 높은 주파수에서 작동할 수 있는 ZVS 변환기보다 훨씬 큼).
본 발명의 목적 중 하나는 더 높은 주파수에서 고효율 전력 변환기를 달성하면서 PFC 아키텍처의 크기와 필요한 컴포넌트들의 수를 줄이는 것이다.
일반적인 AC/DC 변환기에는 일반적으로 1차측 ASIC 컨트롤러, 광절연기와 같은 피드백 장치, 정류기(최신 변환기들에서는 일반적으로 동기식 정류기), 일부 피드백 로직(일반적으로 션트 레귤레이터 포함) 및 PD(Power Delivery) 또는 QC(Quick Charge)와 같은 충전 프로토콜 지원을 위한 선택적 출력 컨트롤러가 포함된다. 따라서 결과적인 아키텍처는 하고도, 5개의 집적 회로로 구성될 수 있다. 이러한 컴포넌트들은 BOM 비용의 최대 40%를 쉽게 추가할 수 있다.
따라서 여전히 우수한 효율을 달성하면서 필요한 집적 회로의 수를 줄이는 단순화된 아키텍처가 필요하다.
본 발명은 상기 취약성 및 상기에 설명되지 않은 다른 문제들도 해결한다.
발명의 개요
본 발명은 첨부된 청구범위에 정의된 플라이백 변환기를 동작시키는 개선된 방법에 관한 것이다.
주요 기능들의 통합 목록은 부록에 있다.
본 발명의 양태들은 이제 각각 본 발명의 특징들을 나타내는, 다음의 도면들을 참조하여, 예(들)에 의해 설명될 것이다:
도 1은 유사 공진 플라이백 변환기의 일반적인 토폴로지를 도시한다.
도 2는 도 1의 해당 파형 플롯을 도시한다.
도 3은 변압기의 1차측 회로에 1차측 제어 유닛이 위치되는 플라이백 변환기 토폴로지를 도시한다.
도 4는 변압기의 1차측 회로에 1차측 제어 유닛이 위치되는 플라이백 변환기에 대한 파형 플롯을 도시한다.
도 5는 변압기의 2차측 회로에 위치된 밸리 싱크로나이저 유닛을 갖는 플라이백 변환기 토폴로지의 다른 예를 도시한다.
도 6은 변압기의 2차측 회로에 위치된 밸리 싱크로나이저 유닛을 갖는 플라이백 변환기에 대한 파형 플롯을 도시한다.
도 7은 변압기의 2차측 회로 상의 제어 유닛을 포함하는 플라이백 변환기 토폴로지의 다른 예를 도시한다.
도 8은 펄스 요청이 2차측으로부터 수신될 때 1차측 스위치에 미치는 영향을 도시한다.
도 9는 변압기의 2차측 회로 상의 제어 유닛도 포함하는 플라이백 변환기 토폴로지의 다른 예를 도시한다.
도 10은 변압기의 2차측에 제어 유닛이 포함된 플라이백 변환기의 경우, 펄스 감지에 사용할 수 있는 ZVS 펄스 마커들을 도시한다.
도 11은 전력 및 신호 전송을 모두 통합하는 단일 변압기를 도시한다.
도 12는 신호 변환기가 1차측 회로에 위치된 제어 유닛과 함께 1차측과 2차측 사이의 통신을 보장하는 플라이백 변환기 토폴로지를 도시한다.
도 13은 신호 변환기가 1차측 회로에 위치된 제어 유닛 및 2차측 회로에 위치된 밸리 싱크로나이저 유닛과 함께 1차측과 2차측 사이의 통신을 보장하는 플라이백 변환기 토폴로지를 도시한다.
도 14는 신호 변환기가 1차측 회로에 위치된 1차측 제어 유닛과 2차측의 제어 유닛의 경우, 1차측과 2차측 사이의 통신을 보장하는 플라이백 변환기 토폴로지를 도시한다.
도 15는 1차측 ZVS 스위칭을 유도할 수 있는 단순화된 AC/DC 변환기의 예들을 도시한다.
도 16은 회생 클램프가 있는 제안된 플라이백 아키텍처를 도시한다.
도 17은 5권선 구성과 바이파일러 와이어의 예시를 도시한다.
도 18은 정류 MOSFET이 이상적인 다이오드로서 명령되는 표준 조정을 도시한다.
도 19는 바디 다이오드가 전류 전도를 시작하자 마자 2차 FET가 턴 온되고, 전류 부호가 변경된 후에 턴 오프되는, 위상 편이 조절을 도시한다.
도 20은 출력 전압 제어 루프가 2차측에서 실현되는, 위상 편이 조절의 간단한 가능한 구현을 도시한다.
도 21은 두 개의 보조 권선을 사용한 프라이백 변환기를 도시한다.
도 22는 FET에 의해 활성화되거나 비활성화될 수 있는 정류기에 기초한 보조 전압 회로의 일 예를 도시한다.
도 23은 Vaux가 임계값보다 클 때 "활성화" 신호가 하이인 도 22의 회로에 대한 폐루프 솔루션의 일 예를 도시한다.
도 24는 스위칭 또는 공진 네트로부터 보조 전압을 추출할 수 있는 정류기의 일 예를 도시한다.
도 25는 보조 회로의 전압 출력을 도시한다.
도 26은 스위칭 네트워크와 전파 정류기의 하프 브리지 구현을 포함하는 LLC 변환기를 도시한다.
도 27은 플라이백형(27a) 또는 포워드형(27b) 구성으로 배열된, 1차 권선(L6)과 2차 권선(L8), 그리고 보조 저장 권선(L1)을 갖는, 변압기를 포함하는 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 28은 하나의 메인 1차 권선과 두 개의 보조 권선으로 구성된 트리파일러 구성(28a), 및 두 개의 1차 권선과 두 개의 보조 권선으로 구성된 바이파일러 구성(28b)을 갖는 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 29는 임계 전압(VTH)과 비교하여 입력 전압(VBUS) 및 다른 전력 신호의 플롯을 도시한다. 두 가지 제어 방법이 도시된다.
도 30은 단일 자기 AC/DC 변환기의 메인 위상 동안의 전기 신호의 플롯을 도시한다.
도 31은 단일 자기 AC/DC 변환기의 보조 위상 동안의 전기 신호의 플롯을 도시한다.
도 32는 배터리 팩을 저장 요소로 포함하는 1단 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 33은 2개의 1차 권선을 갖는 수정된 플라이백과 결합된 액티브 병렬 스토리지의 회로도를 도시한다.
도 34는 변환기의 2차측에 에너지 저장 요소를 포함하는 AC-DC 변환기를 도시한다.
도 35는 부스트 PFC와 절연 변환기를 포함하는 AC-DC 변환기를 도시한다.
도 36은 절연 전력 변환기, 저장 요소 및 DC/DC 단을 포함하는 AC-DC 변환기를 도시한다.
도 37은 여러 출력 전압을 제공하기 위한 AC/DC 변환기를 도시한다.
도 38은 여러 출력 전압을 제공하기 위한 기존의 AC/DC 변환기를 도시한다.
도 39는 자기 결합을 포함하는 공진 아키텍처를 사용하여 구현된 절연 PFC의 회로도를 도시한다.
도 40은 용량성 결합을 포함하는 공진 아키텍처를 사용하여 구현된 절연 PFC의 회로도를 도시한다.
도 41은 브리지리스 PFC 아키텍처를 사용하여 구현된 절연 PFC의 회로도를 도시한다.
도 42는 비 반전 벅 부스트 벼환기의 회로도를 도시한다.
도 43은 절연 PFC와 비 반전 벅 부스트 변환기를 포함하는 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 44는 여러 독립 출력 전압을 제공하는 병렬로 연결된 여러 비 반전 벅 부스트 변환기들을 포함하는 또 다른 회로도를 도시한다.
도 45는 절연 벅-부스트에 이어 각 출력 레일에 대해 하나의 DC/DC 변환기로 실현된 다중 출력 AC/DC 변환기를 도시한다.
도 46은 절연 PFC 변환기로 실현된 다중 출력 AC/DC 변환기를 도시하며, 여기서 메인 출력은 PFC의 출력 전압을 필터링하여 생성되는 반면, 다른 출력들은 전용 DC/DC 변환기에 의해 생성된다.
도 47은 절연 PFC와 병렬로 연결된 변환기를 포함하는 2단 병렬 아키텍처의 회로도를 도시한다.
도 48은 도 47의 회로에 해당하는 파형 플롯을 도시한다.
도 49는 공진 비절연 DC-DC 양방향 변환기를 도시한다.
도 50은 공진 용량성 회로를 포함하는 병렬 저장 회로를 도시한다.
도 51은 플라이백 구성에서 약하게 결합된 인덕터들을 포함하는 병렬 스토리지를 도시한다.
도 52는 포워드 구성에서 약하게 결합된 인덕터들을 포함하는 병렬 스토리지를 도시한다.
도 53은 양방향 플라이백을 포함하는 병렬 저장 회로를 도시한다.
도 54는 절연 PFC와 병렬로 연결된 변환기를 포함하는 병렬 아키텍처의 회로도를 도시한다.
도 55는 배전압으로 구성된 2차측 회로가 있는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
도 56은 풀 브리지 회로로 구성된 2차측 회로가 있는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
도 57은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 58은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 59는 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 60은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 61은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 62는 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 63은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 64는 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 65는 절연 PFC로 사용되는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
도 66은 1단 브리지리스 및 무캡 무선 아키텍처의 회로도를 도시한다.
도 67은 <75W 입력 AC-DC 변환기의 일반적인 아키텍처에 대한 기존의 블록도를 도시한다.
도 68은 단순화된 AC/DC 변환기의 블록도를 도시한다.
도 69는 고전압 시동 회로의 일 예를 도시한다.
도 70은 도 69의 신호들의 플롯을 도시한다.
도 1은 유사 공진 플라이백 변환기의 일반적인 토폴로지를 도시한다.
도 2는 도 1의 해당 파형 플롯을 도시한다.
도 3은 변압기의 1차측 회로에 1차측 제어 유닛이 위치되는 플라이백 변환기 토폴로지를 도시한다.
도 4는 변압기의 1차측 회로에 1차측 제어 유닛이 위치되는 플라이백 변환기에 대한 파형 플롯을 도시한다.
도 5는 변압기의 2차측 회로에 위치된 밸리 싱크로나이저 유닛을 갖는 플라이백 변환기 토폴로지의 다른 예를 도시한다.
도 6은 변압기의 2차측 회로에 위치된 밸리 싱크로나이저 유닛을 갖는 플라이백 변환기에 대한 파형 플롯을 도시한다.
도 7은 변압기의 2차측 회로 상의 제어 유닛을 포함하는 플라이백 변환기 토폴로지의 다른 예를 도시한다.
도 8은 펄스 요청이 2차측으로부터 수신될 때 1차측 스위치에 미치는 영향을 도시한다.
도 9는 변압기의 2차측 회로 상의 제어 유닛도 포함하는 플라이백 변환기 토폴로지의 다른 예를 도시한다.
도 10은 변압기의 2차측에 제어 유닛이 포함된 플라이백 변환기의 경우, 펄스 감지에 사용할 수 있는 ZVS 펄스 마커들을 도시한다.
도 11은 전력 및 신호 전송을 모두 통합하는 단일 변압기를 도시한다.
도 12는 신호 변환기가 1차측 회로에 위치된 제어 유닛과 함께 1차측과 2차측 사이의 통신을 보장하는 플라이백 변환기 토폴로지를 도시한다.
도 13은 신호 변환기가 1차측 회로에 위치된 제어 유닛 및 2차측 회로에 위치된 밸리 싱크로나이저 유닛과 함께 1차측과 2차측 사이의 통신을 보장하는 플라이백 변환기 토폴로지를 도시한다.
도 14는 신호 변환기가 1차측 회로에 위치된 1차측 제어 유닛과 2차측의 제어 유닛의 경우, 1차측과 2차측 사이의 통신을 보장하는 플라이백 변환기 토폴로지를 도시한다.
도 15는 1차측 ZVS 스위칭을 유도할 수 있는 단순화된 AC/DC 변환기의 예들을 도시한다.
도 16은 회생 클램프가 있는 제안된 플라이백 아키텍처를 도시한다.
도 17은 5권선 구성과 바이파일러 와이어의 예시를 도시한다.
도 18은 정류 MOSFET이 이상적인 다이오드로서 명령되는 표준 조정을 도시한다.
도 19는 바디 다이오드가 전류 전도를 시작하자 마자 2차 FET가 턴 온되고, 전류 부호가 변경된 후에 턴 오프되는, 위상 편이 조절을 도시한다.
도 20은 출력 전압 제어 루프가 2차측에서 실현되는, 위상 편이 조절의 간단한 가능한 구현을 도시한다.
도 21은 두 개의 보조 권선을 사용한 프라이백 변환기를 도시한다.
도 22는 FET에 의해 활성화되거나 비활성화될 수 있는 정류기에 기초한 보조 전압 회로의 일 예를 도시한다.
도 23은 Vaux가 임계값보다 클 때 "활성화" 신호가 하이인 도 22의 회로에 대한 폐루프 솔루션의 일 예를 도시한다.
도 24는 스위칭 또는 공진 네트로부터 보조 전압을 추출할 수 있는 정류기의 일 예를 도시한다.
도 25는 보조 회로의 전압 출력을 도시한다.
도 26은 스위칭 네트워크와 전파 정류기의 하프 브리지 구현을 포함하는 LLC 변환기를 도시한다.
도 27은 플라이백형(27a) 또는 포워드형(27b) 구성으로 배열된, 1차 권선(L6)과 2차 권선(L8), 그리고 보조 저장 권선(L1)을 갖는, 변압기를 포함하는 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 28은 하나의 메인 1차 권선과 두 개의 보조 권선으로 구성된 트리파일러 구성(28a), 및 두 개의 1차 권선과 두 개의 보조 권선으로 구성된 바이파일러 구성(28b)을 갖는 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 29는 임계 전압(VTH)과 비교하여 입력 전압(VBUS) 및 다른 전력 신호의 플롯을 도시한다. 두 가지 제어 방법이 도시된다.
도 30은 단일 자기 AC/DC 변환기의 메인 위상 동안의 전기 신호의 플롯을 도시한다.
도 31은 단일 자기 AC/DC 변환기의 보조 위상 동안의 전기 신호의 플롯을 도시한다.
도 32는 배터리 팩을 저장 요소로 포함하는 1단 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 33은 2개의 1차 권선을 갖는 수정된 플라이백과 결합된 액티브 병렬 스토리지의 회로도를 도시한다.
도 34는 변환기의 2차측에 에너지 저장 요소를 포함하는 AC-DC 변환기를 도시한다.
도 35는 부스트 PFC와 절연 변환기를 포함하는 AC-DC 변환기를 도시한다.
도 36은 절연 전력 변환기, 저장 요소 및 DC/DC 단을 포함하는 AC-DC 변환기를 도시한다.
도 37은 여러 출력 전압을 제공하기 위한 AC/DC 변환기를 도시한다.
도 38은 여러 출력 전압을 제공하기 위한 기존의 AC/DC 변환기를 도시한다.
도 39는 자기 결합을 포함하는 공진 아키텍처를 사용하여 구현된 절연 PFC의 회로도를 도시한다.
도 40은 용량성 결합을 포함하는 공진 아키텍처를 사용하여 구현된 절연 PFC의 회로도를 도시한다.
도 41은 브리지리스 PFC 아키텍처를 사용하여 구현된 절연 PFC의 회로도를 도시한다.
도 42는 비 반전 벅 부스트 벼환기의 회로도를 도시한다.
도 43은 절연 PFC와 비 반전 벅 부스트 변환기를 포함하는 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 44는 여러 독립 출력 전압을 제공하는 병렬로 연결된 여러 비 반전 벅 부스트 변환기들을 포함하는 또 다른 회로도를 도시한다.
도 45는 절연 벅-부스트에 이어 각 출력 레일에 대해 하나의 DC/DC 변환기로 실현된 다중 출력 AC/DC 변환기를 도시한다.
도 46은 절연 PFC 변환기로 실현된 다중 출력 AC/DC 변환기를 도시하며, 여기서 메인 출력은 PFC의 출력 전압을 필터링하여 생성되는 반면, 다른 출력들은 전용 DC/DC 변환기에 의해 생성된다.
도 47은 절연 PFC와 병렬로 연결된 변환기를 포함하는 2단 병렬 아키텍처의 회로도를 도시한다.
도 48은 도 47의 회로에 해당하는 파형 플롯을 도시한다.
도 49는 공진 비절연 DC-DC 양방향 변환기를 도시한다.
도 50은 공진 용량성 회로를 포함하는 병렬 저장 회로를 도시한다.
도 51은 플라이백 구성에서 약하게 결합된 인덕터들을 포함하는 병렬 스토리지를 도시한다.
도 52는 포워드 구성에서 약하게 결합된 인덕터들을 포함하는 병렬 스토리지를 도시한다.
도 53은 양방향 플라이백을 포함하는 병렬 저장 회로를 도시한다.
도 54는 절연 PFC와 병렬로 연결된 변환기를 포함하는 병렬 아키텍처의 회로도를 도시한다.
도 55는 배전압으로 구성된 2차측 회로가 있는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
도 56은 풀 브리지 회로로 구성된 2차측 회로가 있는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
도 57은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 58은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 59는 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 60은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 61은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 62는 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 63은 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 64는 절연 변환기의 서로 다른 위상들을 예시하는 다이어그램을 도시한다.
도 65는 절연 PFC로 사용되는 절연 변환기의 다이어그램을 도시한다.
도 66은 1단 브리지리스 및 무캡 무선 아키텍처의 회로도를 도시한다.
도 67은 <75W 입력 AC-DC 변환기의 일반적인 아키텍처에 대한 기존의 블록도를 도시한다.
도 68은 단순화된 AC/DC 변환기의 블록도를 도시한다.
도 69는 고전압 시동 회로의 일 예를 도시한다.
도 70은 도 69의 신호들의 플롯을 도시한다.
명세서는 다음의 카테고리 또는 핵심 기술을 중심으로 구성된다:
섹션 I. 플라이백 변환기
섹션 II. 액티브 스토리지
섹션 III. 액티브 병렬 필터
섹션 IV. 절연 변환기
섹션 V. 단순화된 AC/DC
섹션 I. 플라이백 변환기
플라이백 변환기의 성능을 개선하는 방법이 본원에 설명되어 있다.
도 1을 참조하면, 기존의 유사 공진 플라이백 변환기의 토폴로지가 도시되어 있다. 이는 k=1과 이상적으로 결합된 2개의 고도로 결합된 인덕터(L6 및 L8)(변압기의 1차측 및 2차측에 각각 위치됨)로 구성된 변압기, 및 플라이백 유형 결합, 1차측 스위치 또는 L6와 직렬인 MOSFET(M1), 2차측 스위치(M2), L8과 직렬인 2차측 다이오드, 1차측 AC 전압원, 입력 커패시터(Cin), 및 부하(R_load)와 병렬인 2차측 커패시터(Cout)를 포함한다.
도 2는 도 1의 해당 파형 플롯을 도시한다.
강제 1차측 ZVS
효율성을 높이기 위해 플라이백 변환기의 1차측 스위치 또는 MOSFET(M1)의 ZVS(Zero Voltage Switch) 턴 온(turn-on)을 생성하거나 유도하는 방법이 이제 설명된다. 목적은 가장 광범위한 부하 조건에서, 추가 스위치를 사용하지 않고 1차측 스위치 또는 MOSFET의 ZVS 턴 온을 유도하는 것이다.
추가로, RCD 스너버(snubber)에서 1차측 MOSFET의 턴 오프(turn off) 시 발생하는 1차 누설 인덕턴스 에너지를 소실시키는 대신, 이를 복구하는 것이 바람직하다. 실제로, 각 스위칭 사이클에서 소실되는 에너지의 감소는 동작 주파수의 증가를 허용할 것이며, 이는 변환기의 전체 전력 밀도에 직접적인 이점을 제공하면서 더 작은 인덕터와 커패시터의 사용을 허용할 것이다.
선택적으로, 2차측 스위치 또는 MOSFET(M2)는 변압기 2차 에너지 전달 단계 동안 활성화된 2차측 스위치의 게이트 단자와 함께 동기식 정류기로도 작동할 수 있다.
구현 예들
이제 원하는 거동을 달성하기 위해 스위치 또는 MOSFET을 올바르게 동기화하는 방법을 설명한다. 아래 제시된 모든 솔루션은 통합 클래스로서, "QuarEgg" 아키텍처라고도 할 수 있다.
A) 1차측 컨트롤러에 의해 ZVS 펄스가 생성되고, 신호 커플링 또는 통신 링크(용량성, 신호 변압기에 의한 유도성, 근접 안테나, 등.)를 사용하여 2차측으로 전송되며, 결국 동기식 정류기 제어 신호와 함께 2차측 스위치를 구동하는 데 사용되는 2차측 유도 ZVS 플라이백 제어 방식
도 3을 참조하면, 1차측 제어 유닛(41)이 변압기(40)의 1차측 스위치 또는 MOSFET(42)에 연결되는 플라이백 변환기 토폴로지가 도시되어 있다. 변압기(40)의 2차측은 2차측 MOSFET이 정류기 및 ZVS 펄스 생성기 모두의 역할을 하여 1차측에서 ZVS를 강제로 수행할 수 있도록 하기 위해, 2차측 스위치 또는 MOSFET(44)에 연결된 OR 로직 게이트(43)를 포함한다. 1차측과 2차측 사이의 통신은 용량성 결합(45)과 같은 통신 링크를 사용하여 달성된다.
도 4는 도 3의 플라이백 변환기에 해당하는 특성 파형, 특히 1차측 스위치 또는 MOSFET의 게이트 단자 및 드레인 단자에서의 전압, 및 생성된 ZVS 펄스를 도시한다. 생성된 ZVS 펄스는 OR 로직 게이트를 통해 2차 스위치로 전송된다. 보시다시피, 1차 스위치의 드레인 단자에서의 전압이 0이 되거나 0에 가까워지면, ZVS 조건에서 1차 스위치가 턴 온된다.
제안된 제어 방식으로, 1차측 컨트롤러(41)는 1차측 MOSFET(42)를 턴 온하기 전에, 짧은 펄스 동안 2차측 MOSFET를 턴 온하는 2차측 정류기에서 ZVS 펄스(47)를 전송한다.
ZVS 펄스 동안, 1차측 MOSFET(42)의 드레인 단자의 전압은 높은 값(변압기의 권선비를 곱한 변환기의 출력 전압과 거의 같음)에서 강제되며, 일부 에너지는 변압기에 저장된다. ZVS 펄스가 릴리즈(released)되면, 두 MOSFET가 오프되는 데드 타임이 있다. 데드 타임 동안, 이전에 미리 충전된 변압기는 1차측 스위칭 노드를 밀어내어 전압이 0 또는 거의 0볼트에 도달할 때까지 전압을 낮춘다. 1차측 스위치(42)는 제로 전압 스위칭 조건에서 턴 온된다.
B) ZVS 펄스 요청이 1차측 컨트롤러에 의해 생성되고 통신 링크를 사용하여 변압기의 2차측 회로로 전송되는 2차측 밸리 동기화된 ZVS 플라이백 제어 방식. ZVS 펄스 요청은 2차측에 배치된 밸리 싱크로나이저 회로를 활성화하는 데 사용된다. 그런 다음 밸리 싱크로나이저 회로는 ZVS 펄스를 2차측 드레인 밸리 싱크로나이저 유닛과 동기화시킨다.
또한, ZVS 펄스는 동기식 정류기 제어 신호와 함께 2차측 스위치를 구동하는 데 사용될 수도 있다.
따라서, 하드 스위칭 모드와 같은 일반적인 순간에 2차측 스위치 또는 MOSFET을 턴 온하는 대신, 2차측 MOSFET도 스위칭 손실을 최소화하면서 ZVS 또는 ZVS에 가까운 조건에서 턴 온된다. 따라서, 2차측 밸리를 검출함으로써, 2차측 스위치 하드 스위칭 손실도 최소화된다.
도 5를 참조하면, 변압기(50)의 2차측 회로 상에 밸리 싱크로나이저 유닛(51)이 포함되는 플라이백 변환기 토폴로지의 또 다른 예가 도시되어 있다.. 밸리 싱크로나이저 유닛(51)은 1차측 회로와 2차측 회로를 동기화하도록 구성된다.
이 구현에서, 1차측 스위치 또는 MOSFET(53)를 턴 온하기 전에, 1차측의 컨트롤러(52)는 ZVS 요청 신호를 통신 채널(54)을 통해 변압기의 2차측으로 전송한다. 2차측 MOSFET을 즉시 턴 온하는 대신, 밸리 싱크로나이저(51)는 2차측 밸리가 검출될 때 ZVS 펄스(55)를 시작할 수 있는 지연을 추가한다.
ZVS 펄스가 끝난 후, 1차측 및 2차측 MOSFET 모두 특정 데드 타임 동안 오프된 다음, ZVS 조건에서 1차측 스위치가 턴 온될 수 있다.
그런 다음 도 5에 도시된 회로는 도 3에 도시된 회로와 유사하게 동작한다.
도 6은 1차 MOSFET 드레인 및 게이트 전압, 2차 MOSFET 드레인 및 ZVS 펄스 게이트 신호가 있는, 도 5 회로의 파형 플롯을 도시한다. 단순화를 위해, 2차측 MOSFET 동기식 정류 게이트 신호는 도시되지 않는다. 2차 드레인 전압과 2차 전류 감소의 밸리 동기화를 예시한다.
C) 메인 컨트롤러가 2차측에 위치되는 ZVS 플라이백 제어 방식. 도 7을 참조하면, 변압기(70)의 2차측 회로 상의 제어 유닛(71)을 포함하는 플라이백 변환기 토폴로지의 다른 예를 도시되어 있다.
2차측 제어 유닛(71)은 출력 전력을 제어하기 위해 펄스 밀도 변조 접근법을 사용하여 스위칭 주파수를 결정한다. 통전 펄스가 요청될 때, 제어 유닛(71)은 먼저 ZVS 펄스를 실행한 다음 용량성 결합(73)(또는 유도 결합 또는 근접 안테나와 같은 임의의 다른 신호 결합)을 통해 턴 온 요청을 1차측 스위치 또는 MOSFET(73)에 보낸다.
도 8은 펄스 요청이 2차측으로부터 수신될 때 1차측 스위치에 미치는 영향을 도시한다. 1차측 컨트롤러는 요청된 펄스를 실행하고 수신된 펄스 밀도를 통해 턴 오프 전류 레벨을 선택한다. 밀도가 높을수록 더 많은 전력이 필요하고, 피크 전류 및/또는 듀티 사이클이 증가한다.
선택적으로, 밸리 싱크로나이저 유닛(74)이 도 7에 도시된 바와 같이 포함될 수도 있다.
따라서, 이 구현에서, 컨트롤러(71)는 변압기(70)의 2차측 회로에 위치되고 1차측 단순 컨트롤러(72)는 ZVS 펄스가 완료될 때, 따라서 1차측 MOSFET의 전압이 0이 될 때 1차측 MOSFET를 턴 온시켜 2차측 컨트롤러(71)에 "복종"하기만 하면 된다.
D) 메인 컨트롤러가 2차측에 위치되는 ZVS 플라이백 제어 방식.
도 9를 참조하면, 변압기(90)의 2차측 회로 상의 제어 유닛(91) 및 1차측 제어 유닛(93)에 연결되는 간접 펄스 검출 메커니즘 유닛(92)을 포함하는 플라이백 변환기 토폴로지의 다른 예가 도시되어 있다.
2차측 컨트롤러는 출력 전력을 제어하기 위해 펄스 밀도 변조 접근법을 사용하여 스위칭 주파수를 결정한다. 펄스가 요청되면, 2차측에서 ZVS 펄스를 실행한다. 1차측 제어 유닛(93)은 '간접 펄스 검출 메커니즘'을 통해 ZVS 펄스를 검출하고, 요청된 통전 펄스를 실행하고, 수신된 펄스 밀도를 통해 턴 오프 전류 레벨을 선택한다.
도 10에 도시된 스위칭 전압 프로파일을 참조하면, 펄스 감지를 위해 서로 다른 ZVS 펄스 마커들이 사용될 수 있다. 특히, 이에 제한되는 것은 아니나 다음의 메커니즘 또는 기술 중 하나를 포함하는, '간접 펄스 검출 메커니즘'이 1차측에서 구현될 수 있다:
1.
1차측 MOSFET(Vdrain)의 드레인 단자에서 직접 수행되거나 보조 권선을 통해 수행된 딥 밸리 감지(deep valley sensing). 전압이 0으로(또는 0에 가깝게) 떨어지면, 컨트롤러는 2차측에서 생성된 ZVS를 검출한다.
2.
강제 ZVS 펄스와 혼동되는 딥 유사 공진 밸리를 방지하기 위해, MOSFET Vdrain에서 또는 보조 권선을 통해 하이 레벨의 검출 후에만 딥 밸리 센서를 활성화하도록 구성된 추가 필터 메커니즘으로, 포인트 1과 같은 딥 밸리 감지.
3.
MOSFET Vdrain에서 또는 보조 권선을 통해 하이 dv/dt에 이어 하이 레벨의 검출 후에만 딥 밸리 센서를 활성화하도록 구성된 추가 필터 메커니즘으로, 포인트 1과 같은 딥 밸리 감지.
4.
MOSFET Vdrain에서 또는 보조 권선을 통해 하이 네거티브 dv/dt 검출 후에만 딥 밸리 센서를 활성화하도록 구성된 추가 필터 메커니즘으로, 포인트 1과 같은 딥 밸리 감지.
5.
메인 전력 스위치 턴 오프 후 공백 시간으로 구성된 추가 필터로, 포인트 1과 같은 딥 밸리 감지.
6.
위의 포인트 1, 2, 3, 4, 5의 임의의 조합.
신호 결합 또는 통신 링크
변압기의 1차측과 2차측 사이의 통신 링크는 다음과 같은 다양한 방식으로 구현될 수 있다:
지점 A, B 및 C에서 위에서 설명된 방식들의 유도 신호 링크 구현이 또한 도 12 내지 14에 예시되어 있다.
하드웨어 구성
위에 제시된 제어 방식은 도 15a 내지 15e의 예들에 도시된 바와 같이, 다수의 회로 구성들을 사용하여 구현될 수 있다.
이 문서의 다른 섹션에 제시된 도면들은 종종 예시 목적으로 1차, 2차 및 보조 회로에 대한 일반적인 그라운드 기호를 도시한다. 1차, 2차 및 보조 회로들은 항상 동일한 전기 접지를 공유하지 않을 수 있으며 제시된 아키텍처들은 동일한 접지를 공유하지 않는 독립 회로들을 포함하는 절연 변환기들에도 적용될 수 있다.
하나 이상의 추가 MOSFET들(및/또는 임의의 기타 전기 스위치들)은 전용 회로로부터 보조 권선에 연결/분리되거나 또한 보조 권선을 단락시키도록 구성된다. 보조 권선은 변압기의 1차측(도 15a 및 15b 참조) 또는 2차측(도 15c 및 15d 참조)에 위치될 수 있다.
2차 권선은 정류 신호와 1차 스위치에서 ZVS를 유도하도록 구성된 신호를 조합하여 구동될 수 있다. 신호들의 조합은 도 15e에 도시된 바와 같이, OR 로직 게이트를 사용하여 구현된다.
다른 권선, 즉 보저 전압을 정류하는 데 사용되는 권선은 정류 신호 및 1차 스위치에서 ZVS를 유도하도록 구성된 신호를 조합하여 구동될 수도 있다.
회생 클램프가 있는 플라이백 변환기
도 16은 회생 클램프가 있는 제안된 플라이백 아키텍처를 도시한다. 아키텍처는 1차 권선, 보조 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함한다.
보조 권선은 하이 - 1차 권선과 거의 이상적인(k=1) 상호 결합을 갖도록 구성된다.
1차(P1, P2) 및 보조(A1, A2) 권선은 바이파일러 와이어(bifilar wire)로 만들어지고 두 개의 비대칭 절반으로 분할될 수 있다(예를 들어, NP1:NA1 = 1, NP2:NA2 = 1, NP1:NP2 > 1). 메인 1차에는 두 개의 절반이 직렬로 연결되어 있고, 보조 1차에는 두 개의 절반이 반직렬(anti-series)로 연결되어 있으므로, 메인 1차와의 결합 계수가 매우 높은 저전압 권선이 생성된다.
이 구성에서:
이 5-권선 구성에 대한 가능한 방식이 도 17a에 도시되어 있다.
메인 1차 권선과 보조 권선이 높은 결합을 갖도록 구성되었기 때문에, 1차측에서 필요한 클램핑 동작은 단순히 보조 1차 권선의 전압을 정류하여 수행된다. 이러한 방식으로, 2차 권선에 결합할 수 없는 모든 에너지는 단순히 보조 커패시터(C_aux)로 회수된다.
그런 다음 보조 커패시터(C_aux)에 저장된 에너지는 1차측 로직 및/또는 컨트롤러에 공급하는 데 사용될 수 있다.
A1과 A2 사이의 반직렬 구성은 두 개의 보조 권선 수의 차(NA1-NA2)와 2차 권선의 권선 수(NS1) 사이의 권선비를 곱한 출력 전압과 거의 같은 보조 전압을 생성하기 위한 것으로, Vaux = Vout*(NA1-NA2)/NS1이다.. NA1:NA2 비율은 출력 전압과 원하는 보조 전압에 따라 선택될 수 있다.
보조 회로의 정류 스위치(M2)는 다이오드이거나, 동기식으로 또는 이상적인 다이오드 컨트롤러에 의해 제어되는 스위치일 수 있다.
스위치가 사용되는 경우, 보조 회로는 회생 클램프(이 챕터에 설명된 바와 같은)로 그리고 1차측 스위치에 ZVS 펄스를 강제하도록 하는 회로(강제 1차 ZVS 챕터에서 설명된 바와 같은)로 모두 작동하는 이중 역할을 할 수 있다.
바이파일러 또는 n-파일러 와이어 구현
높은 결합은 보장하기 위해 1차 권선과 보조 권선에 바이파일러(bifilar) 또는 n-파일러(n-filar) 와이어가 사용될 수 있다.
"n-파일러 와이어"는 n개의 개별 와이어들을 페어링(pairing)하여 얻은 와이어를 말한다. n개의 개별 와이어들 각각은, 이에 제한되는 것은 아니나, 단일/다중 가닥(multi-strand) 와이어; 절연 / 절연되지 않은 가닥; 구리 / 기타 금속 가닥; 리츠 / 표준 와이어; 외부 코팅/비 코팅 와이어, 삼중 절연/비 삼중 절연 와이어 코팅을 포함하는, 다양한 방식들로 실현될 수 있다.
1차 및 보조 바이파일러 와이어에 대한 구현 예들은 다음을 포함한다:
위상 편이 조절
도 1의 플라이백의 방식을 참조하면, 표준 제어와 위상 편이 제어가 비교된다. 두 경우 모두에서 1차측 스위치(M1)는 동일한 신호들로 구동되지만, 출력 전압들은 다르다는 점에 유의한다: 위상 편이 제어 기술은 아래에 설명되어 있다.
도 18은 정류 스위치(M2)(도 1 참조)가 이상적인 다이오드로 사용되어, 2차 권선이 스위치의 바디 다이오드를 통해 전류를 흐르게 할 때 M2가 턴 온되고, 전류가 0에 가까워지고 다른 방향으로 흐르기 시작할 때 M2가 턴 오프되도록 하는 표준 조절을 예시하는 파형을 도시한다.
도 19는 바디 다이오드가 전류 전도를 시작하지 마자 2차 스위치(M2)(도 1 참조)가 턴 온되고, 전류 부호가 변경된 후에 턴 오프되는, 위상 편이 조절을 예시하는 파형을 도시한다. 턴 오프 프론트가 현재 제로 크로싱에서 더 많이 지연될수록, 더 많은 무효 에너지가 변압기로 다시 전송되어, 부하에 더 적은 전력을 전달한다.
이 기술은 개방 루프(조절되지 않음) 1차 스위치 구동 또는 저속 1차 스위치 제어 루프와 결합된 2차측 고속 제어 유닛과 같은, 다양한 방식들로 구현될 수 있다. "고속" 또는 "저속" 제어를 사용하여, 변환기의 루프 크로스오버 주파수를 말한다: 기존 변환기의 크로스오버 주파수가 일반적으로 옵토커플러 기반 피드백에 의해 도입된 저주파 폴(pole)에 의해 제한되고, 5kHz보다 큰 경우가 거의 없는 한, 2차측 조절은 이 제한을 극복하고 최대 10kHz 이상의 변환기 크로스오버 주파수를 달성할 수 있다.
도 20은 출력 전압 제어 루프가 2차측에서 실현되는, 위상 편이 조절의 일 구현을 도시한다. 2차측 정류 스위치(M2)는 OR 로직 게이트를 사용하여 다음의 두 신호들을 결합함으로써 구동된다:
보조 전압 생성
전력 변환기의 주요 역할은 AC 또는 DC 입력에서 시작하여 하나 이상의 AC 또는 DC 출력 전압들을 생성하는 것이지만, 변환기는 또한 하나 이상의 저전압 레일들을 생성하여 제어 회로의 아날로그 및 디지털 부분들을 공급하도록 구성될 수 있다. 일반적으로 저전압 및 저전력인, 이러한 저전압 레일들을 "보조 전압"이라고 한다.
보조 전압은 일반적으로 전용 회로에 연결된 하나 이상의 보조 권선 덕분에 생성된다. 보조 권선은 변압기의 다른 권선과 포워드 또는 플라이백 구성으로 연결될 수 있다.
플라이백 변환기들은 종종 보조 전압을 생성하기 위해, 2차 권선과 함께 포워드 구성의 보조 권선을 포함하며, 보조 전압은 변환기 출력 전압에 비례한다. 출력 전압이 가변적인 변환기(즉, 5V, 9V, 15V, 20V, 48V 등 협상 가능한 출력 전압을 제공하는 USB 전력 전달 AC/DC 어댑터)의 경우, 보조 전압은 변환기의 작동점에 따라 광범위한 값을 나타낼 수 있다. 고정 전압을 얻기 위해, 비효율적인 선형 레귤레이터가 필요하다.
도 21은 고출력 전압과 저출력 전압 모두에서 회로의 효율을 개선하기 위한 목적으로 두 개의 보조 권선(L3과 L4, 반면에 L1과 L2는 각각 1차 권선과 2차 권선임)을 사용하는 솔루션을 도시한다.
보조 권선(L3 및 L4)은 2차 권선(L2)과 함께 포워드 구성에 있다. 2차 권선(L2)이 출력 커패시터(C1)를 향해 전류를 전도할 때, L3와 L4 모두 각각 출력 전압에 비례하는 전압을 복사한다.
고출력 전압에서, L4는 허용 가능한 Vaux 전압을 생성할 수 있으므로 M2는 회로로부터 L3을 분리할 수 있다. 따라서 L4 전압은 보조 커패시터(C2)로 정류된다.
저출력 전압에서, L4는 부족한 전압을 생성하지만, 직렬의 L3 및 L4는 올바른 전압을 생성할 수 있으며, M2는 턴 온된다. 따라서 L3 전압과 L4 전압의 합은 보조 커패시터(C2)로 정류된다.
보조 권선이 1차 권선과 함께 포워드 구성으로 연결된 경우 유사한 접근 방식이 사용될 수 있다: 이 경우 이중 권선 방식(L1과 함께 포워드 구성에서 L3 및 L4를 모두 사용)은 또한 효율적인 방식으로, 서로 다른 입력 전압에서 허용 가능한 보조 전압을 제공한다.
보조 전압 단일 권선 솔루션(변압기 기반 변환기용)
이중 권선 방식은 입력 및 출력 전압이 광범위를 갖는 애플리케이션에서 보조 전압을 생성하는 데 사용될 수 있지만, 단일 권선 방식은 저비용 솔루션을 제공하는 데에도 사용될 수 있다.
단일 권선 방식은 변압기 비용을 줄일 뿐만 아니라 변압기 권선 영역의 낭비 공간을 줄이는 데 도움이 될 수 있다. 이 경우에, 와이어의 직경은 권선에서 증가될 수도 있다.
단일 권선 방식은 위해 스위치(또는 MOSFET, BJT 등)를 사용하여 정류기 회로로부터 권선을 활성화 및 비활성시킬 수 있다. 스위치가 오프되면, 회로에 전류가 흐르지 않으며, 따라서 전력을 제한하거나 소모할 필요가 없다.
도 22 및 도 23은 MOSFET(M4)에 의해 활성화되거나 비활성화될 수 있는 정류기에 기초한 보조 전압 회로의 일 예, 및 해당 전압 플롯을 도시한다. "활성화" 신호는 외부 컨트롤러에 의해 또는 전용 회로를 통해 생성될 수 있\다.
도 23은 Vaux가 임계값보다 크거나 그 반대일 때도 마찬가지로 "활성화" 신호가 하이인 폐루프 솔루션의 일 예를 도시한다.
히스테리시스가 존재할 수 있다(이 예에서는 R11 및 D2에 의해 제공됨): 히스테리시스를 높게 설정하면(R11 값이 작음) 결과적으로 더 큰 출력 리플을 갖는 더 낮은 주파수 "활성화" 신호가 생성될 것이다. 따라서, 이 구성에서, M3는 (스위칭 레귤레이터에서와 같이) 고주파수에서 스위칭하거나 (선형 레귤레이터에서와 같이) 포화 영역에서 구동되도록 하지 않으며, 단순히 저주파 활성화 또는 비활성화 스위치일 뿐이다.
보조 전압 용량성 솔루션(스위칭 및 공진 회로용)
하드 스위칭 및/또는 소프트/스위칭 및/또는 공진 네트에 연결된 회로들 덕분에, 변압기에 보조 권선 없이도 보조 전압들을 얻을 수 있다. 따라서 제안된 방식은 일반적으로 변압기 기반 변환기 및 변압기 없는 변환기 모두에 적용될 수 있다.
도 24와 도 25는 스위칭 또는 공진 네트(예를 들어 도 26에 있는 것과 같은 LLC 변환기의 VSW 또는 VRES)로부터 보조 전압을 추출할 수 있는 정류기의 일 예를 도시한다. VSW 포지티브 프론트 동안, C4는 VSW - VD5(D5 및 C4를 통한 전류)와 동일한 전압까지 충전하는 반면, 네거티브 프론트 동안, C4는 VSW - VAUX_A - VD6(C4 및 D6을 통한 전류)까지 방전되며, 여기서 VD5, VD6은 다이오드 D5, D6의 포워드 전압이다. 전도 손실을 줄이기 위해 다이오드 D5, D6는 FET로 대체될 수 있다.
출력 전압을 제어하기 위해, D5에 병렬로 연결된 하나 이상의 커패시터들이 연결 및/또는 분리될 수 있다. 관련 커패시터(C8, C10)를 연결하기 위해 이에 제한되는 것은 아니나 FET들(M1, M2)을 포함하는 하나 이상의 스위치들이 개폐될 수 있다. D5와 병렬인 커패시터들은 VSW 상승 프론트(D5와 병렬인 전류 경로) 동안 그리고 VSW 하강 프론트(D6과 병렬인 전류 경로) 동안 모두 병렬 전류 경로들을 생성할 것이므로, C4 충전/방전 용량이 감소되고 출력에 더 적은 전류를 전달할 것이다.
섹션 II. 액티브 스토리지
이제 PFC 기능과 개선된 효율을 갖춘 단일 자기 AC/DC 변환기가 설명된다.
보조 저장 권선(플라이백 구성)
도 27a를 참조하면, 1차 권선(L6), 2차 권선(L8) 및 보조 저장 권선(L1)을 포함하는 변압기를 포함하는 단일 자기 AC/DC 변환기가 제공된다.
이 섹션에서 설명되는 보조 저장 권선(또는 단순히 보조 권선)은 보조 전압(제어 회로에 공급하는 데 사용되는 저전력 전압 레일)을 생성하는 데 사용되는 보조 권선의 개념과 혼동해서는 안 된다는 점에 유의한다.
이 아키텍처는 플라이백 파생 토폴로지를 기반으로 한다. 유사 공진 및 유도된 ZVS 구동과 같은, 서로 다른 스위칭 동작 모드들이 가능하다.
보조측 회로(122)는 이에 제한되는 것은 아니나 다음을 포함하는, 여러 목표를 갖는다:
이러한 다양한 사용 사례는 애플리케이션 요구 사항에 따라 함께 결합될 수도 있다.
애플리케이션 및 필요한 사양에 따라 서로 다른 권선 사이의 모든 권선비가 사용될 수 있다. 일 예로서 그리고 도 27a를 참조하면, 권선비는, 1차 권선과 2차 권선 사이: Npri:Nsec = 6.67 및 1차 권선과 보조 권선 사이 Npri:Naux=1이다.
Npri:Naux=1의 선택은 두 개의 권선 사이에 매우 낮은 누설 인덕턴스를 보장하는, 바이파일러 와이어를 사용하여 쉽게 구현될 수 있다.
대안으로, 트리파일러 와이어(trifilar wire)(도 28a에 도시된 바와 같은, 직렬로 연결된 메인 1차 및 2개의 보조 권선)는 보조 전압을 높이기 위해 Npri:Naux=2를 달성하도록 할 수 있다. 더 높은 전압은 종종 PFC가 에너지 밀도를 최대화하는 커패시터에 에너지를 저장하는 데 유용하다. 바이파일러 또는 트리파일러 와이어를 구성하는 단일 와이어들은 서로 동일할 수 있다(재료, 직경, 가닥 수, 가닥 사이의 절연 등).
애플리케이션에 따라, Npri:Naux < 1이 필요한 경우(이는 메인 1차 전압이 보조 전압보다 높다는 것을 의미함), 바이-파일러 보조 권선은 또한 높은 결합 계수(k)(따라서, 고효율)와 낮은 보조 권선 인덕턴스를 동시에 달성하기 위해 부분적으로는 직렬이고 부분적으로는 반직렬일 수 있다(도 28b 참조).
변환기의 작동 위상
도 29a를 참조하면, 회로는 두 개의 서로 다른 위상, 즉 임계 전압 "VTH"와 비교하여 정류된 입력 전압 "VBUS"의 전압 레벨에 따라 메인 위상 또는 "MAINphase" 그리고 보조 위상 또는 "AUXphase"으로 분석된다. 입력 전압 "VBUS"가 미리 결정된 임계 전압 "VTH"보다 높은 경우, 변환기는 "MAINphase"에서 작동하고; "VBUS"가 "VTH"보다 낮을 경우, 변환기는 "AUXphase"에서 작동한다.
"VTH"의 값은 부하에 의해 흡수되는 에너지와 각 순간에 그리드에 의해 제공되는 에너지와 관련될 수 있다.
이제 두 위상 동안 변환기가 작동하는 방식을 설명할 것이다:
o
메인 전력 단은 PFC 제어와 같이 메인으로부터 전류를 흡수하여, 높은 역률(1에 가까움)을 보장한다.
o
보조 단은 부하에 의해 요청된 에너지와 입력으로부터 나오는 초과 에너지 사이의 에너지 차이를 흡수하기 위해 제어된다.
o
초과 에너지는 저장 커패시터(C1)에 저장된다.
"MAINphase"에서:
논리적 관점에서 볼 때, 이상적인 다이오드 제어 스위치는 다이오드로 간주될 수 있는 반면, 이상적인 다이오드 구동은 스위치 전체의 전압 강하와 전도 손실을 감소시킬 수 있다.
o
M2는 L1 전압을 C1 저장 커패시터로 정류하기 위해, 이상적인 다이오드(M4에 대해 논의된 것과 동일한 참고 사항)로서 구동된다.
o
M3은 1차측에서 2차측으로 및/또는 저장 커패시터로 전력을 보내도록 구동된다.
M3이 오프된 경우, 보조 권선이 플로팅 상태를 유지하고 이로부터 에너지가 정류되지 않는다. 따라서, 메인 전력 단의 입력 에너지는 전적으로 부하로 전달된다.
M3이 온일 경우, 입력 에너지는 2차 단(부하)과 보조 단(저장) 사이에 공유된다.
따라서, M3 듀티 사이클은 출력 전압을 조절하는 데 사용될 수 있다: 더 높은 듀티 사이클은 결과적으로 더 낮은 출력 전압과 더 높은 저장 전압으로 인해 보조 단을 더 오랫동안 활성화 상태로 유지할 것이다.
"MAINphase" 동안의 전기 신호들은 도 30에 제공된 플롯에 되시되어 있다.
"AUXphase"에서:
L1-L8 포워드 변압기의 기생 누설 인덕턴스에 저장된 에너지의 프리휠링(freewheeling)은 임베디드된 다이오드(또는 동등한 소스-드레인 전도 메커니즘) 덕분에 M1을 통해 수행된다.
도 31은 "AUXphase" 동안 전기 신호들의 플롯을 도시한다.
제어에 대한 설명
AC/DC 변환기의 목표 중 하나는 높은 역률을 보장하기 위해 정현파 방식으로 에너지를 흡수하면서 부하(일반적으로 부하에는 정전압 또는 정전류가 공급됨)에 전달되는 일정한 전력을 보장하는 것이다. 전통적으로, 이 결과는 절연 변환기와 직렬로 연결된 PFC 변환기를 사용하여 얻을 수 있다.
제안된 구현은 단일 변환기로 동일한 목표를 달성할 수 있다.
세 가지 네트워크 사이의 전력 균형을 고려하면, 다음과 같다:
부하가 일정한 전력을 흡수한다고 가정하면, 다음과 같다:
간단한 PFC를 달성하기 위해, 메인 전력 단(M1) 상의 컨트롤러는 입력 라인 전압(fline에서의 사인파)에 비례하는 입력 전력을 흡수할 것이므로, 이전 방정식의 항을 다시 정리하면 다음과 같다:
즉, 보조 단(M2, M3) 상의 컨트롤러는 POUT에 의해 주어진 일정한 오프셋으로 PIN(t)에 비례하는 전력을 흡수할 것이다. 도 29a는 두 가지 서로 다른 제어 방법의 변환기의 위상과 전력 신호를 명확하게 도시한다:
o
VBUS(t) ≥ VTH인 경우, 변환기는 "MAINphase"에서 작동한다.
이 위상 동안, PIN(t) ≥ POUT이다: 이 위상에서, 이전 방정식에 따라, PAUX(t)의 흡수는 POUT의 축소된 크기의 PIN(t)에 비례한다;
o
VBUS(t) ≥ VTH인 경우, 변환기는 "AUXphase"에서 작동한다.
이 위상 동안, PIN(t) = 0이다: 이전 방정식에 따라, 다음과 같다: 0 = PAUX(t) + POUT → PAUX(t) = -POUT 음의 부호는 전력이 공급되고 흡수되지 않음을 의미한다)
o
VBUS(t) ≥ VTH인 경우, 변환기는 "MAINphase"에서 작동한다.
이 위상 동안, PIN(t) ≥ POUT이다: 이 위상에서, 이전 방정식에 따라, PAUX(t)의 흡수는 POUT의 축소된 크기의 PIN(t)에 비례한다;
o
VBUS(t) ≥ VTH인 경우, 변환기는 "MAINphase"와 "AUXphase" 사이를 토글링하는 하이브리드 모드에서 작동한다. 두 개의 서브 위상 동안:
-
서브위상 "MAINphase": 메인 전력 단은 입력으로부터 적은(0 < PIN(t) < POUT) 양의 전력을 흡수하여 보조 단 및/또는 2차 단으로 전달한다.
-
서브위상 "AUXphase": 보조 단이 전력을 2차측으로 전송한다.
대체 루프 제어 기술
두 개의 제어 루프(역률에 대한 입력 전류 제어 루프, 및 출력 조절에 대한 출력 전압 제어 루프)가 닫혀 있어야 하고 1차 단과 보조 단 모두의 구동이 흡수 및 제공되는 전력에 영향을 미칠 수 있는 한, 두 가지 서로 다른 제어 방식을 따를 수 있다:
표준 PFC 솔루션과 비교하여, 예를 들어 부스트 PFC에 이어 절연 DC/DC 단에 기초하여, 이 회로는 이에 제한되는 것은 아니나 다음을 포함하는, 몇 가지 장점을 갖는다:
반대로, 이 회로는 예를 들어 다음과 같은 이유로 더 큰 효율성을 달성할 수 있다:
o
대부분의 에너지는 단일 단(PFC 없음) 변환기인 것처럼 입력에서 출력으로 직접 전달된다.
o
출력과 입력 사이의 에너지 차이만 PFC 보조 권선을 통과한다.
o
보조 단은 고전압(따라서 저전류 및 고효율)에서 작동한다.
이제 위의 아키텍처에 대한 몇 가지 가능한 대안들을 설명한다.
보조 저장 권선(포워드 구성)
보조 권선은 1차측 권선과 포워드 구성으로 연결될 수 있다(도 27b). 이 경우:
저장 요소로서의 배터리 또는 수퍼 커패시터
도 32를 참조하면, 1단 AC/DC 변환기가 예시되어 있으며, 여기서 저장 요소(201)는 하나 이상의 배터리 셀 및/또는 슈퍼커패시터를 포함하는 배터리 팩이다. 배터리 팩을 저장 소자로 사용하는 이점에는 효율 향상, 저장 요소의 크기 감소, 및 배터리 용량이 커패시터에 비해 더 커짐에 따라 저장 요소에 대한 전압 리플 감소 등이 포함된다.
보조 권선 및 강제 ZVS
설명된 병렬 변환기는 섹션 I에서 설명된 수정된 플라이백과 결합될 수 있다. 도 33은 보조 스위치들이 두 신호의 로직 OR에 의해 구동되는 가능한 구현을 도시한다.
따라서, 이에 제한되는 것은 아니나 병렬 저장 보조 권선을 포함하는, 변환기의 모든 권선은 ZVS 조건에서 또는 ZVS 조건 근처에서 턴 온하도록 하는 1차측 스위치에서 딥 전압 밸리를 강제하기 위해 구동될 수 있다.
섹션 III. 액티브 병렬 필터
2차측 저장 요소
75W 미만의 입력 AC-DC 변환기에 대한 일반적인 아키텍처는 종종 출력 변환기에 선택적으로 연결되는 절연 전력 변환기를 포함한다.
역률이 높은 75W 이상의 입력 AC-DC 변환기를 위한 일반적인 아키텍처에는 더 많은 전력을 제공하기 위해 절연 전력 변환기 앞에 위치된 PFC 단이 더 포함된다.
도 34를 참조하면, 본 발명의 일 구현은 변환기의 2차측에 에너지 저장 요소를 포함하는 AC-DC 변환기이다. 저장 요소는 이에 제한되는 것은 아니나 배터리 및/또는 슈퍼커패시터가 포함된, 다양한 기술들로 구현된다.
<75W 입력 변환기의 경우, 이 토폴로지의 주요 이점들은 이에 제한되는 것은 아니나, 다음을 포함한다:
> 75W 입력 변환기의 경우, 이 토폴로지의 주요 이점들은 이에 제한되는 것은 아니나, 다음을 포함한다:
사용 사례 예 - PFC가 없는 변환기
16인치 MacBook Pro의 100Wh 배터리를 충전하려면, 다음의 어댑터가 사용될 수 있다:
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입력 전력은 75W 미만으로 제한되므로, 어떤 PFC 사양도 준수되어서는 안된다.
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배터리는 장치에 필요한 최대 전력을 전달하는 장치의 충전 속도를 높이기 위해 추가 전력을 제공한다.
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장치에 필요한 출력 전력이 입력 전력을 75W 미만으로 낮추는 경우, 사용 가능한 여분의 입력 전력은 배터리를 충전하는 데 사용된다.
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PFC 회로가 완전히 제거되었기 때문에 전체 효율이 더 높다.
PFC가 없는 제안된 전력 어댑터는 크기가 96W보다 훨씬 작거나 같으며, 비슷한 시간에 장치를 충전한다. 추가로, 어댑터의 전체 비용이 줄어들고 AC 메인에 플러그되지 않은 경우에도, 실질적으로 작은 5000mAh 휴대용 보조 배터리처럼 작동한다.
더 큰 배터리를 포함하는 것과 같이, PFC가 없는 제안된 전력 어댑터에 대한 대안이 많이 있다.
절연 PFC
도 37을 참조하면, 여러 출력 전압을 제공하는 AC/DC 변환기가 제공된다. AC/DC 변환기는 AC 입력 전압을 정류하는 데 사용되는 브리지 정류기, 역률 보정을 제공하기 위한 1단 절연 PFC, PFC와 병렬로 연결된 저장 요소 및 다중 출력 전압(출력1, 출력2 ... 출력n)을 제공하는 여러 DC-DC 변환기들을 포함한다.
저장 요소는 하나 이상의 커패시터 및/또는 하나 이상의 배터리 셀 및/또는 슈퍼커패시터를 포함하는 배터리 팩으로 구성될 수 있다.
메인 아이디어는 효율을 향상시키기 위해 단들을 직렬로 제거하는 것이다. PFC는 특별히 절연 회로로 구성되어 있기 때문에, 직렬로 연결되는 단들의 수가 줄어든다. 이에 비해, 도 38의 기존 회로는 비절연 PFC, 절연 단 및 DC/DC 변환기를 사용한다. 기존 회로들에는 직렬로 연결된 더 많은 컴포넌트들과 더 많은 단들을 포함하며, 결과적으로 낮은 효율을 갖는다.
도 37에 제시된 아키텍처를 통해 직렬로 연결된 단들의 수를 줄이고, 높은 효율 레벨에 도달할 수 있다.
절연 PFC는 단순히 제어 루프를 변경(특히 출력 전압이 아닌 입력 전류를 제어)함으로써 임의의 사용 가능한 절연 변환기를 사용하여 구현될 수 있다.
이 아키텍처는 2차측에서 저전압 저장 커패시터를 사용할 수 있으며, 이는 기존 솔루션(E = ½ C * V^2)의 고전압에서 작동하는 저장 커패시터보다 훨씬 더 클 수 있다(커패시턴스 및 물리적 크기 측면에서 모두).
저장되어야 하는 에너지는 항상 최대 출력 전력과 요청된 유지 시간의 함수이다. 실제로, 입력 전압이 손실되면, 변환기는 일정 시간(유지 시간) 동안 부하를 공급하도록 되어 있다. 이는 이전에 저장 커패시터에 저장된 에너지를 인출함으로써 가능하며, 물론 유지 시간이 길수록 더 큰 에너지 스토리지가 필요할 것이다.
또한, 고정 DC 출력 전력의 경우, 변환기의 AC 입력 전력이 고정되고(그리고 동일한 평균값을 가짐), 저장 커패시터의 전력 리플도 고정된다. 저장 커패시터 전압이 낮을수록 저장 커패시터에 더 높은 리플 전류가 필요할 것이다. 리플 전류가 높을수록 커패시터의 등가 직렬 저항(Equivalent Series Resistance; ESR)에서 전압 리플이 높아지고 손실이 커지는 둘 모두를 의미할 수 있다.
더 낮은 전압 커패시터가 더 높은 전압에 비해 더 높은 용량 밀도와 더 낮은 ESR을 제공할 수 있더라도, 에너지 밀도는 일반적으로 더 낮고 저항 손실은 일반적으로 더 높은 전류로 인해 더 높을 것이다.
저장 커패시터 전압의 선택은 여러 요인에 따라 달라질 수 있다:
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더 높은 저장 전압이 선호될 것이다. 스토리지가 2차측에 있고 최종 사용자에 의해 액세스될 수 있는 한(즉, 핸드-홀드 기기의 경우), 필수 안전 표준을 따라야 한다.
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그런 다음 초저전압(Extra-Low Voltage; ELV) 안전 레벨을 초과하지 않도록 최대 전압이 선택될 것이다.
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전압은 다음의 단들에 의해 요구되는 최소 전압을 보장할 수 있을 만큼 충분히 높아야 한다.
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예를 들어 도 37의 출력 DC/DC들은 각각 20V, 15V 및 12V 출력 전압을 생성하는 벅(buck) 변환기들이며, 이들은 모두 출력 전압 + 3V와 같은 입력 전압이 필요하다고 가정하기로 한다. 이 경우 저장 전압은 23V 이상으로 선택되어야 한다.
이제 절연 PFC를 구현하기 위한 다양한 아키텍처들이 설명된다.
현재 다른 1단 절연 PFC 아키텍처가 사용될 수 있다. 그러나, 이들은 종종 저전압 스토리지로 인해 부피가 꽤 크다. 이에 비해, 아래에 제시된 아키텍처의 컴포넌트들의 수가 크게 감소했다.
모든 플라이백 변환기(하드 위칭, 액티브 클램프, 유사 공진 또는 기타 변형) 또는 포워드 변환기가 사용될 뿐만 아니라, LLC, LCC 또는 비대칭 플라이백 변환기도 사용될 수 있다.
또한, 특허 출원 번호 제PCT/IB2019/057523호에 제시된 바와 같이, 공진 아키텍처(수정된 클래스-E 증폭기와 유사한 작동 원리를 갖기 때문에 "클래스-에그(Class-Egg)"라고도 함)가 사용될 수 있다. 이러한 종류의 아키텍처들은 입력 전압과 1차측 인덕터 사이의 전류 경로를 제공하고 억제하는 데 사용되는 1차측 스위치, 및 2차측의 정류기에 기초한다. 1차측 인덕터는 2차측 인덕터와 약하게 결합될 수 있다. 전력은 자기 및/또는 용량성 결합을 통해 2차측으로 전달된다. 1차측 스위치가 오프되는 경우, 1차측 인덕터는 1차측 기생 또는 이산 커패시턴스와 공진하여, 다음 1차측 스위치 턴 온이 ZVS 또는 유사 ZVS 조건이 되도록 한다.
도 39를 참조하면, 자기 결합을 포함하는 "클래스-에그" 아키텍처를 사용하여 구현된 절연 PFC가 도시된다.
도 40을 참조하면, 용량성 결합을 포함하는 "클래스-에그" 아키텍처를 사용하여 구현된 절연 PFC가 도시된다.
도 41은 도 39의 절연 PFC 변환기를 구현하기 위한 대체 아키텍처를 나타낸다: 여기서 "클래스-에그" 1차 스위치는 반직렬로 연결된 두 개의 스위치로 대체된다. 이러한 대체의 효과는 입력 전압과 1차 권선 사이에 전류 경로를 제공하기 위해 스위치들이 턴 온되고, 전류 경로를 비활성화하기 위해 턴 오프될 수 있는, 브리지리스 1차측을 허용하는 것이다. AC 입력 전압이 반주기(half-period) 동안 양수이고 다른 반주기 동안 음수인 한, 스위치가들이 턴 오프되면, 두 개의 반직렬 임베디드 바디 다이오드들 중 하나는 직접 분극 상태가 되고, 다른 하나는 간접 분극 상태가 될 것이다. 따라서 2개의 반직렬 스위치들은 AC 입력 브리지리스 동작을 허용한다. .
정류기는 단일 스위치, 푸시-풀, 배전압 및 배전류 정류기와 같은, 반파장 또는 전파장일 수 있다.
변환기의 인터리브 버전은 또한 하나 이상의 추가 1차측 분기를 사용하여 실현될 수 있으며, 그들 각각은 직렬로 연결된 1차 권선과 두 개의 스위치들을 포함한다. 각각의 추가적인 1차 권선은 제1 1차 권선과 독립적으로 플라이백 또는 포워드 구성일 수 있다.
다수의 기타 아키텍처들은 이에 제한되는 것은 아니나, 다음과 같은 절연 PFC를 생성하는 데 사용될 수 있다:
비 반전 벅 부스트 변환기(선택적 절연)
도 42를 참조하면, 비 반전 벅 부스트 변환기가 제공된다. 변환기는 cuk 변환기를 기반으로 하며, cuk 저장 커패시터는 두 개의 저장 커패시터들(C2 및 C3)로 분할되고, 저장 커패시터와 DC 부하 사이의 접합부에 있는 노드들이 반전되어(와이어를 트위스트함으로써) 전력이 비 반전 방식으로 DC 전압원에서 DC 부하로 전달된다.
M1은 PWM 또는 유사한 모드에서 구동될 수 있다. 온인 경우, L1에 에너지를 충전한다. 오프인 경우, 용량성 장벽을 통해 전류를 2차측으로 푸시한다. M3은 다이오드 역할을 한다: C2 전류가 2차측으로 흐를 경우 턴 온되어, C4 상위(양극) 노드로 향하는 경로를 생성한다.
C1과 C2는 회로를 1차측과 2차측의 두 서브 회로들로 분할된다.
2차측 접지는 이에 제한되는 것은 아니나 (로우 측 드라이버로 M3를 구동시키기 위해) C4 로우 측 노드(음극 노드) 또는 M3 소스 노드를 포함하는, 모든 노드를 참조할 수 있다.
변환기가 양방향이라는 것을 쉽게 알 수 있다: 단순히 M3(PWM 또는 유사한 모드 사용)를 구동하고, M1을 이상적인 다이오드로 구동함으로써, 전력이 C4로부터 인출되고 1차측 단에 의해 정류될 수 있다.
2단(부스트 및 벅 단)과 4개의 MOSFET(2개의 하이 측 및 2개의 로우 측 MOSFET)로 구성된 기존의 비 반전 벅 부스트와 비교하여, 제시된 아키텍처는 2개의 로우 측 MOSFET만으로 실질적으로 유사한 성능을 달성할 수 있다.
변환기는 선택적으로 절연되거나 비절연될 수 있다. 두 번째 경우, 2차측의 모든 노드는 예를 들어 동일한 접지를 공유하기 위해, 하나 이상의 컴포넌트들 및/또는 회로들을 통해 또는 직접 1차측의 모든 노드에 연결될 수 있다.
변환기는 이중 절연 장벽을 포함할 수 있으므로, 1차측은 메인 또는 기타 위험한 전압 레일에 연결될 수 있고, 2차측은 안전 규정에 따라 사용자가 액세스할 수 있는 초저전압(Extra Low Voltage; ELV) 레일일 수 있다.
도 43은 역률 보정을 제공하는 절연 PFC, PFC와 병렬로 연결된 저장 요소 및 부하에 출력 전압을 제공하는 비 반전 벅 부스트 변환기를 포함하는 AC/DC 변환기의 회로도를 도시한다.
도 44는 여러 독립 출력 전압을 제공하는 병렬로 연결된 여러 비 반전 벅 부스트 변환기들을 포함하는 또 다른 회로도를 도시한다.
도 45는 절연 벅-부스트에 이어 각 출력 레일에 대해 하나의 DC/DC 변환기로 실현된 다중 출력 AC/DC 변환기를 도시한다.
도 46은 절연 PFC 변환기(즉, 절연 벅 부스트)로 구현된 다중 출력 AC/DC 변환기를 도시하며, 여기서 메인 출력은 단순히 PFC의 출력 전압을 필터링하여 생성되는 반면, 다른 출력들은 전용 DC/DC 변환기(즉, 비 반전 벅 부스트)에 의해 생성된다.
병렬 변환기 아키텍처
입력으로부터 일정하지 않은 전력 흡수로 인해, PFC의 출력은 일반적으로 고전압 리플에 의한 영향을 받는 저장 요소(즉, 하나 이상의 커패시터들)로 구성된다.
도 47을 참조하면, 제2 변환기를 직렬로 추가하는 대신(기존 솔루션에서와 같이), 이제 변환기가 PFC 출력 커패시터와 병렬로 추가된다(단순화를 위해, 이를 "PFC와 병렬"로 표시함).
병렬 변환기는 전력 스토리지를 포함하는 양방향 변환기이며, 주로 다음과 같은 두 가지 모드로 작동한다:
- 순간 PFC 출력 전력이 부하에 의해 요청된 전력보다 큰 경우, 병렬 변환기는 초과 전력을 병렬 스토리지에 저장한다(도 48의 양의 P PAR 값).
- 순간 PFC 출력 전력이 부하에 의해 요청된 전력보다 적을 경우, 병렬 변환기는 병렬 스토리지로부터 필요한 전력을 인출하여 이를 부하로 전달한다(도 48의 음의 P PAR 값).
이에 제한되는 것은 아니나, 다음이 포함된다:
여러 다른 병렬 저장 변환기들이 사용될 수 있다. 일부 예들이 아래와 같이 나열되어 있다:
일 예로서, 도 49는 비절연 DC-DC 양방향 변환기를 도시한다. 이 아키텍처는 저렴한 비용으로 쉽게 달성할 수 있다. 직렬로 배치된 동일한 회로와 비교할 때, 병렬 솔루션은 전류가 단지 리플 전류이기 때문에(즉, 메인 전류가 부하로 직접 흐르기 때문에) 훨씬 더 작은 변환기를 달성한다. 에너지가 흡수되고 저장되면, 회로가 부스트 변환기로 구동될 수 있다. 에너지가 스토리지에서 출력으로 전달되면, 회로는 벅 변환기로 구동될 수 있다.
도 50은 클래스 E 증폭기와 유사한 방식으로 작동하는 "클래스-에그" 공진 용량성 회로를 도시한다. ZVS(및 선택적으로 ZCS 동작들)를 얻기 위해 L1, L2와 C 사이에 공진이 얻어진다. 회로는 절연 비 반전 벅 부스트 역할을 한다. 도 49에 도시된 회로와 비교하여, 이 회로에는 2개의 로우 측 MOSFET이 있다(구동하기 더 쉬움).
도 51 및 도 52는 1차 인덕터와 2차 인덕터 사이의 상호 결합(k)이 1 미만인, 약하게 결합된 인덕터들을 포함하는 "클래스-에그" 병렬 스토리지를 도시한다. 두 개의 인덕터들은 상호 결합 및 누설 인덕턴스를 갖도록 구성되며, 입력 단자와 저장 커패시터 사이에 갈바닉 절연 장벽이 제공된다. 도 51 및 도 52는 결합된 인덕턴스 사이의 플라이백형 및 포워드형 구성을 각각 도시한다.
액티브 장치들의 피크 전압을 줄이기 위해 인덕터들 사이의 약한 결합이 추가된다. 추가로, 단일 자기 컴포넌트가 사용될 수 있다(동시에 변압기와 2개의 인덕터인 것).
도 42에 도시된 양방향 2-FET 벅 부스트 변환기는 간단히 저장 커패시터(C4)에 에너지를 저장하고 이로부터 에너지를 인출하는 데 사용될 수 있다.
마지막으로, 도 53에 도시된 바와 같이, 양방향 플라이백도 사용될 수 있다. 이 작은 병렬 플라이백은 초소형 자기 컴포넌트, 두 개의 저전류 MOSFET들 및 저장 커패시터로 구성되므로, 매우 콤팩트한 구현에 사용될 수 있다. 이러한 플라이백 사용의 특이점은 중요한 전도 모드가 달성되어, ZVS 동작들로 이어진다는 것이다. 또한, DCM가 달성될 수 있으며, 이는 ZCS 동작들로 이어진다.
1차측 병렬 변환기
병렬 변환기 아키텍처의 또 다른 특이점은 병렬 변환기가 2차측(도 47) 또는 1차측(도 54)에 배치될 수 있다는 것이다.
1차측 병렬 변환기 아키텍처는 2차측 병렬 변환기 아키텍처의 모든 이점들을 활용하는 동시에, 저장 요소의 최대 전압 한계를 극복하도록 할 수 있다. 예를 들어, 2차측 저장 커패시터는 초저전압(ELV) 안전 레벨로 인해 최대 50V로 제한될 수 있지만, 1차측 저장 커패시터는 이 한계가 적용되지 않는다.
섹션 IV. 절연 변환기
브리지리스 변환기들과 포워드 변환기들은 이미 사용되었다. 그러나, 플라이백 변환기들에 비해 많은 추가 컴포넌트들이 필요하고 활성 컴포넌트들에 대한 스트레스를 증가시키기 때문에 일반적이지 않다.
4.1 절연 변환기 토포롤지
이제 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 약하게 결합된 변압기를 포함하는 절연 변환기가 설명된다.
2차측 회로 상에 위치된 저장 요소(C2) 및 1차측 상의 저장 요소(10)를 갖는 절연 변환기(PFC 기능 및 절연 레귤레이터를 포함, 또는 단지 절연 레귤레이터를 포함, 또는 절연 PFC를 포함)와 관련되는 제안된 향상된 아키텍처가 도 55 및 도 56에 도시되어 있다. 변압기는 포워드 구성으로 배열된 1차 권선(L2) 및 2차 권선(L3)을 포함한다.
이에 제한되는 것은 아니나, 다음과 같이 사용될 수 있다:
1차측 회로는 M1과 M2가 (50Hz에서) 다이오드들의 역할을 하는 브리지리스 회로이다. 브리지를 포함하는 표준 회로들에 비해 두 개의 다이오드들을 제거함으로써, 전력 손실이 절반으로 줄어든다(다이오드 4개에 비해 다이오드 2개가 필요함). 물론, M1과 M2는 표준 다이오드들로 대체될 수 있다. 또한, 다이오드들의 표준 브리지는 브리지리스 솔루션에 비해 성능 차이가 낮은 저전류 변환기들에 사용될 수 있다.
아키텍처는 전력 효율성을 높이고 물자표(Bill of Material; BOM)를 줄이기 위해 브리지가 없다. 따라서:
2차측 정류 회로는 도 55에 도시된 바와 같은 배전압 회로 또는 도 56에 도시된 바와 같은 풀 브리지 회로로 구성될 수 있다.
1차 측에서, M3 및 M4는 스위칭 주파수가 높은(예컨대 1MHz 또는 500KHz) 고속 스위칭 MOSFET들이다. 1차측 회로의 커패시터(C10)는 M3 및 M4를 포함하는 스위칭 분기와 병렬로 위치된다.
두 개의 인덕터들(L2 및 L3)은 동일한 코어에 배열되며 상호 결합(k)는 1보다 작다. 다음 슬라이드들에 제공된 예에서, k는 약 0.8 내지 0.95로 동일하도록 선택된다. 따라서 1차측 권선(L2)과 2차측 권선(L3)을 포함하는 변압기는 의도적으로 이상적인 변압기가 아니다. 두 개의 인덕터들(L2 및 L3)은 또한 포워드 구성으로 배열되어, L2에 흐르는 전류의 방향이 동일하다.
제시된 절연 변환기는 이에 제한되는 것은 아니나, 다음과 같은 여러 가지 중요한 이점들을 제공한다:
다음의 설명에서, 그리드(50-60Hz 90-260V AC)로부터 정현파 AC 입력의 양의 반파가 고려된다. 이 반파 중에, M1이 턴 온되고 M2가 턴 온된다.
AC 입력이 반전되는 경우(음의 입력 반파장), M2가 M1을 대체하고 M3 및 M4가 위의 설명보다 상보적인 방식으로 구동되는 동일한 사이클이 발생한다(도 61-64).
4.2 절연 PFC로 사용되는 브리지리스 절연 변환기
제안된 변환기는 도 65와 같이 절연 PFC로 사용될 수 있다.
에너지는 2차측에 저장될 수 있다:
에너지는 C10 고전압 커패시터의 1차측에 고전압으로 저장될 수 있다. L2와 L3 사이의 결합이 낮을수록, C10에 저장된 에너지가 높아진다. 변환기가 PFC로 사용되는 경우, PFC 및 출력 부하 조정을 쉽게 달성하기 위해 각 부하를 공급하기 위해 직렬로 연결된 또 다른 DC/DC 변환기(또는 여러 DC/DC 변환기들)가 필요할 수 있다. 그러나, 역률 보정을 달성하기 위해 입력 전류를 제어하기 위해 1 자유도(즉, M4의 Ton)를 사용하고 출력 전압을 제어하기 위해 또 다른 자유도(즉, M3의 Toff)를 사용하여 1단 솔루션이 또한 구현될 수 있다.
활성 장치들의 수를 늘리지 않고 추가 자유도가 또한 추가될 수 있다. 특히, 2차측 FET들(D1 및 D2)의 턴-오프 순간 지연은 부하에 전달되는 활성 에너지와 변환기의 무효 에너지 사이의 비율을 줄이고, 출력 전압을 매우 빠르고 효과적으로 조정하여 직렬로 연결된 추가 변환기들을 피할 수 있다.
4.3 PFC가 없는 변환기로 사용되는 브리지리스 절연 변환기
PFC가 필요하지 않은 경우, 도 56의 변환기 자유도는 예를 들어 직렬로 연결된 추가 DC/DC 변환기 없이 출력 전압/전류 조정을 보장하는 데 사용될 수 있다. 물론, 이 경우 입력 전류는 입력 전압과 동위상이 아니다.
두 가지 구성들(PFC 여부에 상관없이) 모두에서, 변환기는 다음 중 하나 이상과 같은 몇 가지 이점이 있다:
4.4 저장 요소로서의 배터리 또는 수퍼 커패시터
배터리 또는 슈퍼커패시터가 2차측의 저장 요소로 사용되는 경우, 표준 커패시터들과 비교할 때 다음과 같은 몇 가지 중요한 이점들이 있다:
4.5 저장 요소로 사용되는 1차측 C10 커패시터
따라서, 예를 들어 약 0.5의 상호 결합(k)과 같은 상호 결합을 감소시킴으로써, 더 적은 에너지가 2차측에 저장될 것이고 차례로 더 많은 전압이 1차측의 저장 요소(C10)에 저장될 것이다. 이 경우에, 2차 측에 에너지를 저장하는 것과 비교할 때 다음과 같은 몇 가지 이점들이 있다:
4.6 경부하 조건
부하가 증가하면, 듀티 사이클이 증가한다. 반대로, 경부하 조건에서는 듀티 사이클이 감소한다.
경부하 발생 시, M1의 듀티 사이클을 너무 낮추는 것이 문제가 될 수 있다. 종종 경부하 조건에 대한 듀티 사이클을 제어하는 것은 값비싼 타이머를 사용해야 하므로 매우 복잡하거나 비용이 많이 든다.
듀티 사이클을 줄이기 위해 제안된 솔루션은 송신 코일의 전류가 0A이고 커패시터의 전압이 최대(전류가 커패시터에서 입력원으로 역전되기 직전)일 때 1차측에 있는 하이 측 MOSFET(M2)를 턴 오프하는 것이다.
그런 다음 시스템이 오랫동안 턴 오프된 상태로 유지한 다음 새로운 사이클이 필요할 때 ZVS 조건에서 다시 시작될 수 있다.
이 솔루션의 이점들은 다음을 포함한다:
대안으로, 이는 부하가 C10에 병렬로 직접 연결된 다른 비절연 토폴로지에 적용될 수도 있다.
돌입 다이오드들
전자 스위치를 구현하는 데 사용되는 기술에 따라, 토폴로지는 바디 다이오드(예컨대 실리콘 FET들) 또는 낮은 구동 신호(즉, 질화 갈륨 FET들)로도 전류가 소스에서 드레인으로 흐르도록 하는 임의의 기타 메커니즘들이 임베딩될 수 있다.
DC 또는 AC 전압이 회로의 입력에 처음 인가될 때, 바디 다이오드들은 입력 전압에서부터 초기 방전된 커패시터까지의 전류 경로를 제공할 수 있다. 그런 다음 커패시터는 매우 높은 전류로 빠르게 충전을 시작할 수 있으며, 이는 결국 스위치에 과도한 스트레스를 줄 수 있다. 스위치를 보호하기 위해, 스위치들을 손상시킬 수 있는 돌입 전류를 전달하기 위해 돌입 다이오드들이 회로에 추가된다.
몇 가지 솔루션들이 제공된다: AC 입력의 경우 두 FET들 모두 보호해야 하는 반면, DC 입력의 경우 다른 하나가 커패시터 충전 전류 경로를 제공하지 않기 때문에 하나의 스위치만 보호해야 한다.
로우 측 FET를 보호하기 위해, 다이오드의 애노드는 FET의 소스에 연결되어야 하며, 캐소드는 1차측 권선의 두 단자들 중 하나에 연결될 수 있다(도 66a 및 도 66b).
하이 측 또는 상부 MOSFET를 보호하기 위해, 다이오드의 캐소드는 FET의 드레인에 연결되어야 하며, 애노드는 1차측 권선의 두 단자들 중 하나에 연결될 수 있다(도 65a 및 도 65c).
4.8 클램핑 다이오드들
시동 중, 경부하 조건, 가역적 및 비가역적 오류 조건 또는 기타 이유로, 고주파 스위칭 FET들이 둘 다 정의되지 않은 시간(최대 몇 초) 동안 턴 오프될 수 있다. 추가로, FET들이 임베딩된 바디 다이오드 또는 유사한 거동을 나타내는 경우, 바디 다이오드들은 AC 입력 전압에 대한 배전압 정류기처럼 작동한다. 이 조건에서, 커패시터의 전압은 입력 전압의 두 배와 같다.
많은 국가들에서, 230VAC 공칭 메인의 상한 허용 오차는 약 265VAC이다. 즉, 피크 전압은 373V이고 피크의 두 배는 747V이 될 것임을 의미한다.
FET들과 출력 커패시터가 모두 개별적으로 이 전압을 유지할 수 있는 경우, 추가 보호 기능들이 필요하지 않다. 그렇지 않은 경우, 일부 전압 클램프들(예컨대 제너 다이오드들, 과도 전압 억제기들 또는 MOV들)이 필요할 수 있다.
단일 클램핑 다이오드는 하프 브리지와 병렬로 연결되거나(도 66d, 옵션 "c"), 두 개의 클램핑 다이오드들이 각 FET의 전압을 클램핑할 수 있으며, 돌입 전류 제한 다이오드들에 대해 설명된 것과 동일한 옵션들이 사용된다(도 66d, 옵션 "a" 및 "b").
섹션 V. 단순화된 AC/DC
도 67은 <75W 입력 AC-DC 변환기의 일반적인 아키텍처에 대한 일반적인 블록도를 도시한다. 아키텍처에는 1차측 ASIC 컨트롤러, 피드백 장치(일반적으로 광절연기), 정류기, 일부 피드백 로직(일반적으로 션트 레귤레이터 포함) 및 PD(Power Delivery) 또는 QC(Quick Charge)와 같은 충전 프로토콜 지원을 위한 선택적 출력 컨트롤러가 포함된다. 도시된 바와 같이 일반적인 아키텍처는 종종 전력 스위치들을 카운팅하지 않고 5개의 집적 회로로 구성될 수 있다. 이러한 컴포넌트들은 BOM 비용의 최대 40%를 쉽게 추가할 수 있다.
도 68을 참조하면, 단순화된 AC/DC 변환기의 블록도가 제공된다. 2차측 회로는 저전압에서 작동하도록 구성되며 ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 컨트롤러를 포함한다. 1차측 회로에는 스위치가 통합된 고전압 ASIC가 포함된다. 간단한 1차측 로직은 1차측 스위치(들) DIE에 임베디드되어, 단일 고전압 IC(즉, 실리콘, GaN 또는 SiC로 제작됨)를 구성한다.
기존 아키텍처와 비교하여, 제안된 단순화된 AC/DC 변환기는 피드백 신호를 1차측 컨트롤러로 보낼 필요가 없다. 1차측 회로는 단순하고, 모든 제어 로직은 2차측의 단일 IC에 위치된다. 선택적으로, 2차측 컨트롤러는 PD(Power Delivery) 또는 QC(Quick Charge) 또는 기타 독점 충전 알고리즘과 같은 충전 알고리즘에 대한 지원도 포함할 수 있다.
대안으로, 제안된 아키텍처는 AC/DC 전원 어댑터 및 배터리 충전기의 IC 비용과, 총 비용도 실질적으로 줄일 수 있다.
추가의 옵션 특징들에는 이에 제한되는 것은 아니나, 다음이 포함된다:
- 용량성 인터페이스(변조 또는 기저대역 통신)
- 디지털 광절연기..
- 통합 전력 및 신호 변압기
- 근접 안테나
- 신호 변압기
고전압 시동 기술
고전압 시동 시스템은 시동 동안 1차측의 보조 전력 커패시터를 충전하는 데 사용되는 회로로 실현되어, 메인 고전압 입력 레일로부터 전류를 배출할 수 있다. 비정상적인 상황에서도 제어 회로에 전원이 공급되도록 하기 위해 보조 전압이 안전한 레벨 아래로 떨어질 때 트리거될 수도 있다.
회로는 BJT, MOSFET(Si 또는 SiC) 또는 GaN HEMT와 같은 전자 스위치를 기반으로 할 수 있다. 스위치는 시동 동안 디폴트로 턴 온되도록 향상 모드 또는 심지어 공핍 모드일 수 있다. GaN 장치는 기본적으로 공핍 모드이기 때문에 편리하다.
런타임 시, 보조 전원 공급 장치는, 이에 제한되는 것은 아니나, 변압기의 보조 권선, 1차측 HV IC에 통합될 수 있는 보조 스위칭 전원 공급 장치를 포함하는, 서로 다른 메커니즘으로 생성된다.
도 69 내지 70은 고전압 시동 회로와 해당 파형의 일 예를 도시한다. 시동 시, M1(공핍 모드)이 온되어 있고 R1과 입력 전압에 의해 결정된 정전류로 C1을 충전한다. Vout의 전압이 전원 공급 장치를 시작할 만큼 충분히 높을 때, C1 전압은 일반 전류원(I1)으로 표시되는 서로 다른 메커니즘(보조 스위칭 전원 공급 장치, 변압기의 보조 권선 등)에 의해 충전된 상태로 유지될 수 있으며, "HVS_STOP" 신호는 고전압으로부터 전류 소모를 중지하는 데 사용될 수 있다.
이 회로는 다시 트리거될 수 있다: 정상 작동 동안 이벤트로 인해 보조 전압(Vout)이 떨어지면, 신호 "HVS_STOP"는 입력 레일과 C1 사이의 전류 경로를 다시 활성화하도록 릴리즈될 수 있다.
1차측 HV IC에는 간단한 준개방 루프 시동 절차가 장착될 수 있다. 2차측의 에너지 부족으로 인해 메인 2차측 컨트롤러가 여전히 오프되어 있는 동안, 1차측 HV IC는 스위칭을 시작하고, 2차측 컨트롤러 시동을 트리거하기 위해 준개방 루프 모드에서 출력 전압을 안전한 값으로 조절한다. 이 위상 동안, 출력 전압에 대한 피드백 정보는 1차측에서 추출된 특징들(예를 들어, 보조 권선의 전압 또는 출력 전압의 역반사)로부터 간접적으로 추론될 수 있다.
이 구성에서는, 2차측 ASIC 컨트롤러가 전원이 켜지는 즉시 변환기를 제어한다. 2차측 컨트롤러는 동기식 정류기 구동, 정확한 전압 감지, 과전류 보호 등을 포함하여 양질의 변환기 제어를 수행하는 데 필요한 모든 정보를 측정할 수 있다.
부록 - 주요 기능들
이 부록에는, 다양한 옵션 기능들과 함께, 주요 특징들이 나열되어 있다. 주요 특징들은 이전 섹션들에서 설명된 바와 동일한 카테고리들 또는 핵심 기술을 사용하여 구성된다. 모든 카테고리들의 주요 특징들은 하나 이상의 다른 특징들 및 모든 카테고리들의 옵션 특징들과 결합될 수 있다는 점에 유의한다. 옵션 특징들 중 어느 하나는 다른 옵션 특징들 중 하나 이상과 결합될 수 있다.
섹션 I. 플라이백 변환기
1.1 ZVS를 1차측 스위치에 강제 적용하여 플라이백 성능 향상
개념 A - 1차측 스위치에서 ZVS를 강제 실행하기 위해 2차측 펄스를 생성하는 방법
플라이백 변환기 동작 방법으로서,
플라이백 변환기는,
1차측 권선 및 2차측 권선을 갖는 변압기, 변압기의 1차측에서의 1차 스위치 및 변압기의 2차측에서의 2차 스위치, 및 제어 유닛을 포함하며;
방법은,
스위칭 사이클 끝에서, 1차측 스위치를 턴 온시키기 전에: 제어 유닛은 1차측 스위치의 기생 커패시터가 방전되도록 2차측 권선에서 제로 전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS) 펄스를 생성하고, 결과적으로 ZVS 조건 또는 ZVS 조건 근처에서 1차측 스위치를 턴 온시키도록 구성된다.
개념 B - 2차측 스위치의 드레인 단자에서의 최소 전압이 검출될 때 2차측 스위치가 턴 온되는 1차측에서 ZVS를 강제하는 2차측 펄스를 생성하는 방법.
플라이백 변환기 동작 방법으로서, 플라이백 변환기는,
1차측 권선 및 2차측 권선을 갖는 변압기, 변압기의 1차측에서의 1차 스위치 및 변압기의 2차측에서의 2차 스위치, 1차 스위치에 연결된 1차측 컨트롤러 및 제어 유닛을 포함하며;
방법은,
스위칭 사이클 끝에서, 1차측 스위치를 턴 온시키기 전에: 제어 유닛은 1차측 스위치의 기생 커패시터가 방전되도록 2차측 스위치의 드레인 단자에서의 로컬 최소 전압이 검출될 때 2차 권선에서 ZVS 펄스를 생성하고, 결과적으로 ZVS 조건 또는 ZVS 조건 근처에서 1차측 스위치를 턴 온시키도록 구성된다.
개념 C - 플라이백 변환기의 위상 편이 조절
플라이백 변환기 동작 방법으로서,
플라이백 변환기는, (i) 1차측 권선 및 2차측 권선, 변압기의 1차측과 직렬인 1차 스위치 및 변압기의 2차측과 직렬인 2차 스위치를 갖는 변압기, (ii) 제어 유닛; (iii) 정류기 또는 이상적인 다이오드를 포함하고 변압기의 2차측에 위치된 싱크로나이저 유닛, 및 (iv) 출력을 포함하며;
방법은, 동기식 정류 신호를 사용하여 2차측 스위치를 구동시키는 단계 및 제어 신호의 지속 시간을 조절하여 플라이백 변환기의 출력에 전달되는 전력을 조절하는 단계를 포함한다.
개념 D - 1차측 스위치에서 ZVS를 강제 실행하기 위해 2차 또는 보조측 펄스를 생성하는 방법
이 섹션에서 설명되는 방법 및 관련 시스템은 보조 권선을 포함하는 플라이백 변환기에도 적용될 수 있다. 이 경우에, ZVS 펄스는 ZVS 또는 ZVS 조건에 가까운 조건에서 1차 스위치를 강제로 턴 온시키기 위해 보조 권선 자체에서 생성될 수 있다. 다음과 같이 일반화할 수 있다:
플라이백 변환기 동작 방법으로서,
플라이백 변환기는,
1차측 권선, 2차측 권선 및 보조 권선을 갖는 변압기, 변압기의 1차측에서의 1차 스위치, 변압기의 2차측에서의 2차 스위치, 보조측에서의 보조 스위치, 및 제어 유닛을 포함하며;
방법은,
스위칭 사이클 끝에서, 1차측 스위치를 턴 온시키기 전에: 제어 유닛은 1차측 스위치의 기생 커패시터가 방전되도록 2차측 권선에서 또는 보조 권선에서 ZVS 펄스를 생성하고, 결과적으로 제로 전압 스위칭 조건 또는 ZVS 조건 근처에서 1차측 스위치를 턴 온시키도록 구성된다.
일반적으로 적용 가능한 옵션 특징들:
개념 E - 위의 개념 또는 서브 개념 중 어느 하나를 사용하여 플라이백 변환기 구현
플라이백 변환기로서,
1차측 권선 및 2차측 권선을 포함하는 변압기;
전압원에 결합되고 변압기의 1차측 권선에 연결된 입력 포트;
변압기의1차측 권선과 접지 사이에 배열된 1차 스위치; 및
변압기의 2차측 권선과 출력 포트 사이에 직렬로 배열된 2차 스위치를 포함하며;
제어 유닛은 1차측 스위치를 턴 온시키기 전에, 1차측 스위치의 기생 커패시터를 방전시키기 위해 ZVS 펄스를 사용하여 2차측 스위치를 턴 온시키도록 구성된다.
옵션 특징들:
1.2 보조 권선을 이용한 플라이백 변환기의 성능 향상
개념 A - 1차 권선과 보조 권선 사이의 바이파일러 권선을 갖는 플라이백 변환기
플라이백 변환기로서, 플라이백 변환기는,
(i) 1차측 권선, 2차측 권선 및 보조 권선을 포함하고, 보조 권선은 1차측 권선과 높은 - 거의 이상적인(k=1) - 상호 결합을 갖도록 구성되는 변압기;
(ii) 변압기의 1차측, 2차측 및 보조측에 각각 위치된, 1차 스위치, 2차 스위치 및 보조 스위치를 포함하며;
높은 결합은 보장하기 위해 1차 권선과 보조 권선에 바이파일러 또는 n-파일러 와이어가 사용된다.
옵션 특징들:
개념 B - 변압기 기반 변환기를 위한 보조 전압 생성
변환기의 보조 전압 생성 방법으로서, 상기 변환기는, 1차측 권선, 2차측 권선 및 보조 권선을 포함하는 변압기로서, 보조 권선은 정류 회로 및 보조 스위치에 연결되는, 상기 변압기를 포함하며;
방법은 보조 스위치를 사용하여 정류 회로를 활성화 또는 비활성화시켜 보조 전압을 생성하는 단계를 포함한다.
옵션 특징들:
개념 C - 스위칭 및 공진 회로를 위한 보조 전압 생성
보조 전압 회로를 포함하는 변환기에서 보조 전압을 생성하는 방법으로서, 상기 방법은, 스위칭 또는 공진 노드의 입력 전압으로부터 보조 전압을 생성하는 단계를 포함하며, 커패시터는, 입력 전압의 포지티브 프론트 동안 충전하고 입력 전압의 네거티브 프론트 동안 보조 전압으로 전류를 전달하도록 구성된다.
옵션 특징들:
섹션 II. 액티브 스토리지
개념 A: 자기 1단 PFC AC/DC 변환기
1차 권선, 2차 권선 및 보조 권선을 포함하는 변압기를 포함하는 1단 PFC AC/DC 변환기 시스템으로서,
(i) 1차 권선은 AC 입력 전압에 결합되고,
(ii) 2차 권선은 부하에 출력 전압을 제공하고,
(iii) 보조측 회로는 에너지를 저장 및 방출하도록 구성되며;
시스템은 (a) 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 상기 출력 전압 또는 전류를 조절하고 (b) 상기 입력 전류가 상기 입력 전압과 실질적으로 동상이 되도록 상기 입력 전류를 조절하도록 구성된다.
개념 B: 1차측이 PFC 기능을 제공하고 보조측이 변환기 기능을 제공하는 자기 1단 PFC AC/DC 변환기.
1차 권선, 2차 권선 및 보조 권선을 포함하는 변압기를 포함하는 1단 PFC AC/DC 변환기 시스템으로서,
(i) 1차 권선은 AC 입력 전압에 결합되고,
(ii) 2차 권선은 부하에 출력 전압을 제공하고,
(iii) 보조측 회로는 에너지를 저장 및 방출하도록 구성되고, 보조측 회로는 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 출력 전압 또는 전류를 조절하도록 구성되며,
1차측 회로는 입력 전류가 입력 전압과 실질적으로 동상이 되도록 입력 전류를 조절하도록 구성된다.
개념 C: 1차측이 변환기 기능을 제공하고 보조측이 PFC 기능을 제공하는 자기 1단 PFC AC/DC 변환기.
1차 권선, 2차 권선 및 보조 권선을 포함하는 변압기를 포함하는 1단 PFC AC/DC 변환기 시스템으로서,
(i) 1차 권선은 AC 입력 전압에 결합되고,
(ii) 2차 권선은 부하에 출력 전압을 제공하고,
(iii) 보조측 회로는 에너지를 저장 및 방출하도록 구성되고, 보조측 회로는 입력 전류가 실질적으로 입력 전압과 동상이 되도록 입력 전류를 조절하도록 구성되며,
1차측 회로는 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 출력 전압 또는 전류를 조절하도록 구성된다.
개념 D: 출력 전압을 감지하여 출력 전압이 조절되는 자기 1단 PFC AC/DC 변환기
1차 권선, 2차 권선 및 보조 권선을 포함하는 변압기를 포함하는 1단 PFC AC/DC 변환기 시스템으로서,
1차 권선은 AC 입력 전압에 결합하고 2차 권선은 부하에 출력 전압을 제공하며,
입력 전압 및 출력 전압을 지속적으로 감지하는 것에 기초하여, (a) 변압기의 1차측 또는 보조측은 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 변압기의 2차측에 공급하고; (b) 1차측은 입력 전압과 입력 전류가 실질적으로 동상이 되도록 보조측의 저장 커패시터와 2차측의 부하를 모두 공급한다.
개념 E: 병렬 저장 커패시터를 사용한 액티브 저장 PFC
1차 권선, 2차 권선 및 보조 권선을 포함하는 변압기를 포함하는 1단 PFC AC/DC 변환기 시스템으로서,
(i) 1차 권선은 AC 입력 전압에 결합되고,
(ii) 보조 권선은 저장 커패시터에 결합되고,
(iii) 2차 권선은 부하에 출력 전압을 제공하며;
저장 커패시터는 (a) 메인 위상 동안 충전하되, 변압기의 1차측은 변압기의 2차측에 공급하고; (b) 보조 위상 동안 방전하되, 변압기의 보조측은 변압기의 2차측에 공급한다.
개념 F: 제로 전압 스위칭(위 섹션 I에서 정의된 바와 같음)을 사용하는 1단 PFC AC/DC 변환기 시스템
일반적으로 적용 가능한 옵션 특징들:
보조 권선 특징들
저장 커패시터
1차측
2차측
보조측
배터리 팩 또는 수퍼 커패시터
메인 위상
보조 위상 또는 보조 위상
임계 전압
1차측이 PFC 기능을 제공하고 보조측이 전압 변환기 기능을 제공하는 위의 개념 B의 옵션 특징들.
메인 위상
보조 위상
1차측이이 전압 변환기 기능을 제공하고 보조측이 PFC 기능을 제공하는 위의 개념 C의 옵션 특징들:
메인 위상
보조 위상
이점의 예들은, 이에 제한되는 것은 아니나, 유사한 요구 사항들(입력 AC, 출력 전압 또는 전류, 전달된 전력)에 대한 표준 PFC와 비교하여 다음과 같다:
사용 사례 애플리케이션들
[300W TV 패널 전원 공급 장치]. 110-230VAC 입력, 22V 200W 메인 출력 레일, 12V 100W 2차 출력 레일. 각 출력 레일은 이 아키텍처를 기반으로 하는 변환기에 의해 생성된다.
[150W 전원 공급 장치 - 일반 세부 정보 제공]. 110-230VAC 입력, 40V 신호 출력 레일은 이 아키텍처를 기반으로 하는 변환기에 의해 생성된다.
개념 G: 저장 요소가 배터리 팩 또는 수퍼 커패시터인 1단 AC/DC 변환기
1차 권선, 2차 권선 및 보조 권선을 갖는 변압기를 포함하는 1단 AC/DC 시스템으로서, 1차 권선과 2차 권선은 높은 상호 결합을 갖도록 구성되고;
1차 권선은 AC 입력 전압에 결합되고 2차 권선은 배터리 팩 또는 하나 이상의 수퍼 커패시터에 결합되고 부하에 출력 전압을 제공한다.
옵션 특징들:
섹션 III. 액티브 병렬 필터
개념 A: 절연 PFC를 포함하는 AC/DC 변환기
여러 출력 전압을 제공하는 AC/DC 변환기로서, AC/DC 변환기는,
(a) 역률 보정을 제공하기 위한 1단 절연 PFC;
(b) PFC의 출력에 연결된 저장 요소; 및
(c) 다중 출력 전압을 제공하는 여러 DC-DC 변환기를 포함한다.
옵션 특징들:
다음의 선택적 개념들은 절연 PFC를 구현하는 데 사용될 수 있는 특정 아키텍처를 제공한다:
이러한 아키텍처를 구현할 때 저장 요소는 커패시터, 슈퍼 커패시터 또는 배터리 팩일 수 있다.
개념 B: 비 반전 벅 부스트 변환기(선택적 절연)의 아이디어
DC 전압원으로부터 DC 부하로 전력을 전달하는 방법으로서, 변환기는 cuk 변환기를 기반으로 하며, cuk 저장 커패시터는 두 개의 저장 커패시터들(C2 및 C3)로 분할되고, 성기 저장 커패시터와 상기 DC 부하 사이의 접합부에 있는 노드들이 반전되어, 전력이 비 반전 방식으로 상기 DC 전압원에서 상기 DC 부하로 전달되도록 하한다.
옵션 특징들:
개념 C: 병렬 액티브 에너지 스토리지를 갖는 1단 AC/DC 변환기
병렬 액티브 에너지 스토리지를 갖는 1단 AC/DC 변환기로서, 상기 변환기는 제어 유닛 및 저장 요소를 포함하는 액티브 병렬 스토리지에 결합된 절연 PFC를 포함하며, 액티브 병렬 스토리지는 (a) 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 출력 전압 또는 전류를 조절하고 (b) 입력 전류가 입력 전압과 실질적으로 동상이 되도록 입력 전류를 조절하기 위한 에너지를 저장 및 방출하도록 구성된다.
옵션 특징들:
다음의 개념들(개념 D 내지 F)은 액티브 병렬 스토리지를 구현하는 데 사용될 수 있는 특정 아키텍처들을 제공한다.
개념 D: 비절연 DC-DC 양방향 변환기를 갖는 병렬 스토리지
저장 요소가 충전 중일 때는 부스트 변환기 역할을 하고, 저장 요소가 에너지를 방출할 때는 벅 변환기 역할을 하거나, 또는 그 반대로 저장 요소 커패시터가 충전 중일 때는 벅 변환기 역할을 하고, 저장 요소 커패시터가 에너지를 방출할 때는 부스트 변환기 역할을 하도록 구성되는 액티브 병렬 스토리지.
옵션 특징:
개념 E: 공진 용량성 회로를 갖는 병렬 스토리지
두 개의 인덕터, 두 개의 로우 측 스위치 및 저장 요소를 포함하는 양방향 회로에 의해 제공되는 액티브 병렬 스토리지로서, 갈바닉 절연 장벽은 입력 단자와 저장 커패시터 사이에 제공된다.
옵션 특징들:
개념 F: 인덕터들 사이의 약한 결합을 갖는 병렬 스토리지
두 개의 인덕터, 두 개의 로우 측 스위치 및 저장 요소를 포함하는 양방향 회로에 의해 제공되는 액티브 병렬 스토리지로서, 두 개의 인덕터들은 상호 결합 및 누설 인덕턴스를 갖도록 구성되고, 갈바닉 절연 장벽은 입력 단자와 저장 요소 사이에 제공된다.
옵션 특징들:
위에서 제공된 바와 같이 간단한 플라이백 변환기(ZVS 또는 ZCS 동작 가능), 표준 cuk 변환기 또는 수정된 cuk 변환기와 같은 다른 아키텍처들이 이러한 액티브 병렬 스토리지를 달성하는 데 사용될 수 있다.
개념 G - 2차측 저장 요소를 포함하는 AC/DC
입력 공급 전압을 수신하고 전력을 적어도 하나의 부하에 공급하기 위한 AC/DC 전력 변환기 시스템으로서, 상기 시스템은,
(i) 상기 입력 공급 전압에 연결된 절연 전력 변환기로서; 절연 전력 변환기는 1차측 권선 및 2차측 권선을 갖는 변압기를 포함하는, 상기 절연 전력 변환기;
(ii) 절연 전력 변환기의 2차측에 연결된 저장 요소; 및
(iii) 저장 요소에 연결되고 전력을 적어도 하나의 부하에 공급하도록 구성된 DC/DC 변환기를 포함한다.
옵션 특징들:
섹션 IV. 절연 변환기
개념 A - 절연 변환기
절연 변환기는, 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
상기 1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되는, 변환기.
옵션 특징들:
·
변압기는 위에 나열된 특징들 중 어느 하나에 의해 구현되는 약하게 결합된 변압기이다.
개념 B - PFC로 사용되는 절연 변환기
절연 변환기를 포함하는 PFC로서, 절연 변환기는 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성된다.
역률 보정은 입력 전압과 거의 동일한 파형과 위상 및 낮은 고조파 함량으로 전류를 흡수하기 위해 변환기를 제어하여 얻는다.
옵션 특징:
개념 C - 브리지리스 클래스-에그 변환기
1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하는 1단 PFC AC/DC 변환기 시스템으로서,
(i) 1차 권선은 AC 입력 전압에 결합되고,
(ii) 1차 권선은 반직렬 구성의 두 스위치와 직렬로 연결되어 있고.
시스템은 (a) 2차측 회로에 전력을 제공하고 (b) 입력 전류가 입력 전압과 실질적으로 동상이 되도록 입력 전류를 조절하도록 구성된다.
옵션 특징들:
개념 D - 저장 요소로서의 배터리 또는 수퍼 커패시터
절연 변환기는, 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되고, 저장 요소는 정류기 회로 뒤의 2차측 상에 위치된다.
옵션 특징들:
개념 E - 저장 요소로 사용되는 1차측 커패시터
절연 변환기는, 포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기를 포함하며;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
1차 권선 및 2차 권선은 동일한 코어에 배열되고 약한 상호 결합(k)을 갖도록 구성되고, 하나 이상의 1차측 커패시터들은 저장 요소들로 사용된다.
옵션 특징들:
개념 F - 경부하 조건
절연 변환기는,
포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기로서;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
2차측 회로에 위치된 부하로서;
절연 변환기의 턴 오프 시간이 연속 방식으로 적응 또는 변경되는, 상기 부하를 포함한다.
옵션 특징들:
개념 G - 턴 오프가 지연된 정류기 MOSFET
절연 변환기는,
포워드 구성으로 배열된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기로서;
1차 권선의 제1 노드는 AC 또는 DC 입력과 같은 입력원에 연결되고, 1차 권선의 제2 노드는 하프 브리지 노드 또는 스위칭 노드를 통해 상위 스위치 및 하위 스위치에 연결되고;
2차측 회로는 정류 회로 및 부하를 포함하고;
1차 권선과 2차 권선 사이의 결합을 통해 2차측 회로에서 수신된 에너지의 일부를 다시 1차측 회로로 반사하기 위해 정류 회로의 턴 오프 시간이 지연된다.
옵션 특징들:
지연 턴 오프 기술은 추가 자유도를 가지고 쉽게 사용된다.
섹션 V. 단순화된 AC/DC
개념 A. 두 개의 IC들인, 고전압 시동 및 고전압 스위치를 포함하는 1차측 IC 및 저전압 IC 2차측 컨트롤러를 사용하여 구현된 절연 AC/DC 변환기
절연 AC/DC 변환기는,
1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기;
상기 1차 권선에 결합된 스위치를 포함하는 1차측 회로;
상기 2차 권선에 결합된 컨트롤러를 포함하는 2차측 회로를 포함하며;
AC/DC 변환기는 (i) 고전압 시동 및 고전압 스위치를 포함하는 1차측 IC, 및 (ii) 저전압 IC 2차측 컨트롤러를 사용하여 구현된다.
개념 B. 두 개의 IC들만을 사용하여 구현된 절연 AC/DC 변환기
절연 AC/DC 변환기는,
1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기;
상기 1차 권선에 결합된 스위치를 포함하는 1차측 회로;
상기 2차 권선에 결합된 컨트롤러를 포함하는 2차측 회로를 포함하며;
AC/DC 변환기는 두 개의 집적 회로만을 사용하여 구현된다.
일반적으로 적용 가능한 옵션 특징들:
o
용량성 인터페이스(변조 또는 기저대역)
o
디지털 광절연기.
o
전력 변압기 기반 시그널링(신호가 변압기를 통과함).
개념 C - 고전압 시동 시스템과 고전압 스위치를 통합한 1차측 IC
변압기를 포함하는 변환기의 1차측 회로에 사용되도록 구성된 단일 집적 회로로서, 변환기는 1차측 회로 및 2차측 회로를 포함하고, 집적 회로는 고전압 시동 회로 및 고전압 전력 스위치를 포함한다.
옵션 특징들:
서로 다른 개념들이나 접근 방식들 및 기능들이 서로 결합될 수 있다. 단순화를 위해, 특정 상위 레벨 기능 또는 개념과 관련된 기능들을 구성했다; 그러나, 이는 일반적으로 선호되는 구현일 뿐이며 숙련된 구현자는 기능들이 도입된 특정 컨텍스트로 제한되는 것으로 해석되어서는 안 되며 독립적으로 배포될 수 있음을 인식할 것이다.
메모
위에 언급된 배열들은 본 발명의 원리에 대한 적용을 단지 예시하는 것임을 이해해야 한다. 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 수많은 수정들 및 대체 배열들이 고안될 수 있다. 본 발명이 도면들에 도시되어 있고 현재 본 발명의 가장 실용적이고 바람직한 예(들)로 간주되는 것과 관련하여 구체적이고 상세하게 완전히 설명되어 있지만, 본원에 기재된 바와 같은 본 발명의 원리 및 개념으로부터 벗어나지 않고 수많은 수정들이 이루어질 수 있음이 당업자에게 명백할 것이다.
Claims (135)
- 플라이백 변환기 동작 방법으로서, 상기 플라이백 변환기는, 1차측 권선 및 2차측 권선을 갖는 변압기, 상기 변압기의 상기 1차측에서의 1차 스위치 및 상기 변압기의 상기 2차측에서의 2차 스위치, 및 제어 유닛을 포함하며;
상기 방법은,
i) 스위칭 사이클 끝에서, 상기 1차측 스위치를 턴 온시키기 전에: 상기 제어 유닛은 상기 1차측 스위치의 기생 커패시터가 방전되도록 상기 2차측 권선에서 제로 전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS) 펄스를 생성하는 단계; 및
ii) 결과적으로 ZVS 조건 또는 ZVS 조건 근처에서 상기 1차측 스위치를 턴 온시키는 단계를 포함하는, 방법. - 제1항에 있어서, 상기 2차측 스위치의 드레인 단자에서 로컬 최소 전압이 검출될 때 상기 2차측 권선의 상기 ZVS 펄스가 생성되는, 방법.
- 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 ZVS 펄스는 미리 정의된 시간 기간 동안 상기 2차측 스위치 또는 상기 보조측 스위치를 턴 온시키도록 구성되는, 방법.
- 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기ZVS 펄스의 지속 시간은 입력 전압 또는 출력 전력과 같은 상기 변압기의 파라미터들에 따라 달라지는, 방법.
- 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 ZVS의 지속 시간은 스위칭 기간의 10% 미만과 같이, 상기 변환기의 스위칭 기간 또는 사이클보다 짧은, 방법.
- 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 ZVS 펄스는 상기 1차측 스위치의 상기 드레인 단자에서의 전압이 제로 볼트 또는 제로 볼트에 가까운, 미리 정의된 국부적 최소 전압으로 내려갈 때까지 상기 1차측 기생 커패시터를 방전시키도록 구성되는, 방법.
- 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측 스위치의 기생 커패시턴스가 상기 변환기의 입력 전압의 50% 미만이 될 때까지 방전되는, 방법.
- 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 턴 온 하드 스위칭 손실이 거의 0 또는 0에 가깝게 감소되는, 방법.
- 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 고정 주파수에서 제어 방식을 구현하는, 방법.
- 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측과 상기 2차측 사이에 통신 링크가 존재하지 않는, 방법.
- 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측과 상기 2차측 사이에 통신 링크가 존재하며, 상기 통신 링크는 용량성 링크, 유도성 링크, 근접 안테나 또는 통합 전력 및 신호 변압기 중 하나 또는 조합을 사용하는, 방법.
- 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 상기 1차측 회로에 위치되는, 방법.
- 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 상기 2차측 회로에 위치되는, 방법.
- 제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 상기 1차측 회로에 위치된 제1 제어 서브유닛, 및 상기 2차측 회로에 위치된 제2 제어 서브유닛을 포함하는, 방법.
- 제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 디지털 컨트롤러를 포함하는, 방법.
- 제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 상기 2차측 스위치를 턴 온시키기 위한 최적의 순간을 검출하도록 구성되는 싱크로나이저 유닛을 포함하는, 방법.
- 제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 상기 변압기의 상기 2차 측에 위치되며 정류기 또는 이상적인 다이오드를 포함하는 싱크로나이저 유닛을 포함하는, 방법.
- 제1항 내지 제17항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 싱크로나이저 유닛을 포함하며, 상기 방법은 동기식 정류 신호를 사용하여 상기 2차측 스위치를 구동시키는 단계 및 제어 신호의 지속 시간을 조절하여 상기 플라이백 변환기의 출력에 전달되는 전력을 조절하는 단계를 포함하는, 방법.
- 제18항에 있어서, 상기 2차측 스위치는 두 신호, 즉 상기 동기식 정류 신호 및 상기 제어 신호를 조합하여 구동되는, 방법.
- 제18항 또는 제19항에 있어서, 상기 제어 신호는 상기 동기식 정류 신호 하강 에지에서 상승하도록 구성되는, 방법.
- 제18항 내지 제20항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 동기식 정류 신호가 하이일 때, 상기 2차 스위치는 소스 단자에서 드레인 단자로 전류를 전도하여, 상기 변압기에서 출력 커패시터로 전력을 전달하고, 상기 제어 펄스 신호가 하이일 때, 상기 스위치가 드레인 단자에서 소스 단자로 전류를 전도하여, 상기 출력 커패시터에서 상기 변압기로 전력을 반영하는, 방법.
- 제1항 내지 제21항 중 어느 한 항에 있어서, 싱크로나이저 유닛은 상기 ZVS 펄스를 1차측 드레인 밸리 또는 로컬 피크와 동기화시키도록 구성되는, 방법.
- 제1항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서, 싱크로나이저 유닛은 상기 ZVS 펄스를 보조측 드레인 밸리 또는 로컬 피크와 동기화시키도록 구성되는, 방법.
- 제1항 내지 제23항 중 어느 한 항에 있어서, 2차측 정류기는 상기 2차측 스위치를 제어하도록 구성되는, 방법.
- 제1항 내지 제24항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 2차측 스위치는 2차 정류 신호와 상기 ZVS 펄스 신호 및/또는 제어 신호를 조합하여 구동되는, 방법.
- 제1항 내지 제25항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 ZVS 요청을 전송하도록 구성되는, 방법.
- 제1항 내지 제26항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 턴 온 요청을 상기 1차측 스위치로 전송하도록 구성되는, 방법.
- 제1항 내지 제27항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 ZVS 펄스 또는 턴 온 요청을 상기 1차측으로 보내도록 구성되며, 상기 펄스의 파라미터는 상기 1차측 스위치 듀티 사이클을 정의하는, 방법.
- 제1항 내지 제28항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 ZVS 펄스 또는 턴 온 요청을 상기 1차측으로 보내도록 구성되며, 상기 펄스의 파라미터는 상기 1차측 스위치가 턴 오프되어야 하는 전류 임계값을 정의하는, 방법.
- 제1항 내지 제29항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 방법은 간접 펄스 검출 기술을 사용하며, ZVS 펄스가 검출된 후 상기 1차측 스위치가 턴 온되는, 방법.
- 제30항에 있어서, 상기 간접 펄스 검출 기술은 상기 변압기의 상기 1차측 회로에서 구현되는, 방법.
- 제30항 또는 제31항에 있어서, 상기 간접 펄스 검출 기술은 상기 1차 스위치 드레인 전압을 감지하여 딥 밸리를 검출한다.
- 제30항 내지 제32항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 간접 펄스 검출 기술은 상기 1차 스위치 드레인 전압을 감지하여 미리 정의된 임계값보다 높고 미리 정의된 임계 지속 시간보다 길게 유지되는 전압을 검출하는, 방법.
- 제30항 내지 제33항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 간접 펄스 검출 기술은 상기 1차 스위치 드레인 전압의 dv/dt 기울기를 감지하는, 방법.
- 제1항 내지 제34항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측 스위치 온 시간은 상기 ZVS 펄스의 주파수로부터 계산되는, 방법.
- 제1항 내지 제35항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 유닛은 상기 ZVS 펄스의 주파수를 변경하도록 구성되는, 방법.
- 플라이백 변환기로서,
i) 1차측 권선 및 2차측 권선을 포함하는 변압기;
ii) 전압원에 결합되고 상기 변압기의 상기 1차측 권선에 연결된 입력 포트;
iii) 상기 변압기의 상기 1차측 권선과 접지 사이에 배열된 1차측 스위치; 및
v) 상기 변압기의 상기 2차측 권선과 출력 포트 사이에 직렬로 배열된 2차측 스위치를 포함하며;
상기 플라이백 변환기는 제1항 내지 제37항의 방법 중 어느 하나를 구현하도록 구성되는, 플라이백 변환기. - 제37항에 있어서, 상기 플라이백 변환기는 상기 출력 포트에서 최대 75 와트 전력을 전달하는, 플라이백 변환기.
- 제37항에 있어서, 상기 플라이백 변환기는 상기 출력 포트에서 100 와트와 500와트 사이의 전력을 전달하는, 플라이백 변환기.
- 제37항에 있어서, USB 전력 전달을 위해 구성되는, 플라이백 변환기.
- 플라이백 변환기로서,
i) 1차측 권선, 2차측 권선 및 보조 권선을 포함하고, 상기 보조 권선은 상기 1차측 권선과 높은 상호 결합을 갖도록 구성되는 변압기;
ii) 상기 변압기의 1차측, 2차측 및 보조측에 각각 위치된, 1차 스위치, 2차 스위치 및 보조 스위치를 포함하며;
상기 1차 권선과 보조 권선 사이의 상기 높은 상호 결합은 보장하기 위해 상기 1차 및 보조 권선들에 바이파일러(bifilar) 또는 n-파일러(n-filar) 와이어가 사용되는, 플라이백 변환기. - 제41항에 있어서, 제로 또는 제로에 가까운 누설 인덕턴스가 상기 1차 권선과 보조 권선 사이에 존재하는, 플라이백 변환기.
- 제41항 또는 제42항에 있어서, 상기 보조 권선의 권선 구성은 상기 보조 권선의 상기 보조 전압을 결정하는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제43항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 권선은 직렬로 연결된 두 개의 권선으로 구성되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제43항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보저 권선은 반직렬로 연결된 두 개의 권선으로 구성되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제43항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 1차 권선에 대해 부분적으로는 직렬로 감겨 있고 부분적으로는 반직렬로 감겨 있는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제46항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 1차 인덕턴스에 비해 더 낮은 보조 인덕턴스를 보장하도록 구성되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제47항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 변환기에 공급하는 데 사용될 수 있는 낮은 보조 전압 또는 리사이클 에너지를 얻기 위해 상기 1차 인덕턴스에 비해 더 낮은 보조 인덕턴스를 보장하도록 구성되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제48항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 1차측 스위치의 상기 기생 커패시터를 방전시키도록 구성되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제49항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 플라이백 변환기는 상기 보조 권선에 의해 회수된 상기 에너지를 저장하도록 구성되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제50항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측 스위치의 상기 기생 커패시터는 상기 보조 권선을 사용하여 방전되므로, 상기 변압기의 상기 1차측 스위치에 있는 ZVS가 강제로 상기 플라이백 변환기를 턴 온시키도록 하는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제51항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선에 의해 회수된 상기 에너지는 컨트롤러, 드라이버 또는 임의의 다른 주변 장치와 같은, 상기 변환기의 컴포넌트들에 공급하는 데 사용되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제52항 중 어느 한 항에 있어서, 저장 커패시터는 상기 보조 권선에 의해 회수된 상기 에너지를 저장하는 데 사용되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제53항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측 스위치의 상기 기생 커패시터는 상기 1차측 스위치를 턴 온시키기 전에 스위칭 사이클이 끝날 때 방전되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제54항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측 스위치의 상기 기생 커패시터는 상기 1차측 스위치의 상기 드레인에서의 전압이 제로 볼트 또는 제로 볼트에 가까운 볼트로 내려갈 때까지 방전되는, 플라이백 변환기.
- 제41항 내지 제55항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 플라이백 변환기는 상기 스위치들의 임의의 하드 스위칭 턴 온을 최소화하거나 피하도록 구성되는, 플라이백 변환기.
- 변환기의 보조 전압 생성 방법으로서, 상기 변환기는, 1차측 권선, 2차측 권선 및 보조 권선을 포함하는 변압기로서, 상기 보조 권선은 정류 회로 및 보조 스위치에 연결되는, 상기 변압기를 포함하며;
상기 방법은 상기 보조 스위치를 사용하여 상기 정류 회로를 활성화 또는 비활성화시켜 보조 전압을 생성하는 단계를 포함하는, 방법. - 제57항에 있어서, 상기 변환기는 고정 입력 및/또는 출력이 필요하지 않은, 방법.
- 제57항 또는 제58항에 있어서, 상기 보조 회로는 상기 보조 전압이 특정 임계값보다 낮거나 높을 때 상기 스위치를 활성화/비활성화시키도록 구성된 피드백 회로에 결합되는, 방법.
- 제57항 내지 제59항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 외부 선형 레귤레이터를 포함하는, 방법.
- 제57항 내지 제60항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 스위치는 아날로그 회로에 의해 구동되는, 방법.
- 제57항 내지 제61항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 스위치는 디지털 컨트롤러에 의해 구동되는, 방법.
- 보조 전압 회로를 포함하는 변환기에서 보조 전압을 생성하는 방법으로서, 상기 방법은, 스위칭 또는 공진 노드의 입력 전압으로부터 상기 보조 전압을 생성하는 단계를 포함하며; 커패시터는, i) 상기 입력 전압의 포지티브 프론트 동안 충전하고; ii) 상기 입력 전압의 네거티브 프론트 동안 상기 보조 전압으로 전류를 전달하도록 구성되는, 방법.
- 제63항에 있어서, 상기 변환기는 인덕터 또는 변압기와 같은 자기 컴포넌트들을 포함하지 않는, 방법.
- 제63항 또는 제64항에 있어서, 상기 커패시터는 상기 스위칭 또는 공진 노드에 직접 연결되는, 방법.
- 제63항 내지 제65항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 전압 회로는 i) 로컬 접지와 상기 커패시터에 연결된 중앙 노드 사이에 연결된 제1 다이오드; 및 ii) 상기 중앙 노드와 상기 보조 전압을 전달하는 출력 사이에 연결된 제2 다이오드를 포함하는, 방법.
- 제63항 내지 제66항 중 어느 한 항에 있어서, 스위치와 각각 직렬인 하나 이상의 추가 커패시터들이 상기 제1 다이오드에 병렬로 추가되는, 방법.
- 제63항 내지 제68항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 출력 전압을 조절하기 위해, 상기 변환기는 상기 추가 커패시터들에 직렬로 연결된 상기 스위치들을 활성화시키거나 비활성화시키도록 구성되는 제어 회로를 포함하는, 방법.
- 1차 권선, 2차 권선 및 보조 권선을 포함하는 변압기를 포함하는 1단 PFC AC/DC 변환기 시스템으로서,
i) 상기 1차 권선은 AC 입력 전압에 결합되고;
ii) 상기 2차 권선은 부하에 출력 전압을 제공하고;
iii) 상기 보조측 회로는 에너지를 저장 및 방출하도록 구성되며;
상기 시스템은 a) 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 상기 출력 전압 또는 전류를 조절하고 b) 상기 입력 전류가 상기 입력 전압과 실질적으로 동상이 되도록 상기 입력 전류를 조절하도록 구성되는, 시스템. - 제69항에 있어서, 상기 보조측 회로는 상기 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 상기 출력 전압 또는 전류를 조절하도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 또는 제70항에 있어서, 상기 1차측 회로는 상기 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 상기 출력 전압 또는 전류를 조절하도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 내지 제71항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 입력 전압 및 상기 출력 전압을 지속적으로 감지하는 것에 기초하여, i) 상기 변압기의 상기 1차측 또는 상기 보조측은 상기 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 상기 변압기의 상기 2차측에 공급하고; ii) 상기 1차측은 상기 입력 전압과 상기 입력 전류가 실질적으로 동상이 되도록 상기 보조측의 저장 커패시터와 상기 2차측의 부하를 모두 공급하는, 시스템.
- 제69항 내지 제72항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 저장 커패시터에 결합되고, 상기 저장 커패시터는 i) 메인 위상 동안 충전하되, 상기 변압기의 상기 1차측은 상기 변압기의 상기 2차측에 공급하고; ii) 보조 위상 동안 방전하되, 상기 변압기의 상기 보조측은 상기 변압기의 상기 2차측에 공급하는, 시스템.
- 제69항 내지 제73항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 AC 입력 전압/전력과 DC 출력 전압/전력 사이에는 직접적인 연결이 없는, 시스템.
- 제69항 내지 제74항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측 회로는 AC 입력 전압을 정류하도록 구성된 정류기를 포함하는, 시스템.
- 제69항 내지 제75항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측의 감지 유닛은 정류된 전압을 감지하고 상기 정류된 전압을 임계 전압과 비교하도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 내지 제76항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 방법은 상기 입력 전류를 감지하는 단계를 포함하는, 시스템.
- 제69항 내지 제77항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 1차 권선과의 높은 상호 결합을 갖도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 내지 제78항 중 어느 한 항에 있어서, 높은 결합을 보장하기 위해 상기 1차 및 보조 권선들에 바이파일러 또는 n-파일러 와이어가 사용되는, 시스템.
- 제69항 내지 제79항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 메인 권선과 보조 권산 사이에서 원하는 권선비를 얻기 위해 상기 1차 권선에 대해 부분적으로는 직렬로 감겨 있고 부분적으로는 반직렬로 감겨 있는, 시스템.
- 제69항 내지 제80항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 보조 권선의 전압을 낮추기 위해 상기 1차 권선 및 낮은 보조 권선 인덕턴스와 동시에 높은 결합 계수(k)를 달성하도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 내지 제81항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 보조 권선의 전압을 높이기 위해 상기 1차 권선과 높은 보조 권선 인덕션과 동시에 높은 결합 계수(k)를 달성하도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 내지 제82항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 변압기의 상기 1차측에 위치되는, 시스템.
- 제69항 내지 제83항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선은 상기 변압기의 상기 2차측에 위치되는, 시스템.
- 제69항 내지 제84항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선 및 1차 권선은 플라이백 구성으로 되어 있는, 시스템.
- 제69항 내지 제85항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선 및 1차 권선은 포워드 구성으로 되어 있는, 시스템.
- 제69항 내지 제86항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차측 권선과 상기 2차측 권선 사이의 초과 에너지는 상기 변압기의 상기 1차측의 상기 보조 권선을 통해 저장되는, 시스템.
- 제69항 내지 제87항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조측 회로는 저장 또는 벅 커패시터를 포함하는, 시스템.
- 제69항 내지 제88항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조측 회로는 저장 커패시터를 사용하여 상기 초과 에너지를 저장하도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 내지 제89항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조측 회로는 1차 권선과 2차 권선 사이의 상기 누설 인덕턴스로부터 나오는 상기 에너지를 저장하도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 내지 제90항 중 어느 한 항에 있어서, 저장 커패시터는 메인 위상 동안 충전되고 보조 위상 동안 방전되는, 시스템.
- 제69항 내지 제91항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 권선에 결합된 상기 1차 제어 유닛은 상기 1차측 스위치의 듀티 사이클을 조절하도록 구성되는, 시스템.
- 제69항 내지 제92항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 제어 유닛은 상기 1차 권선과 직렬로 연결되는 스위치를 포함하는, 시스템.
- 제69항 내지 제93항 중 어느 한 항에 있어서, 정류기 스위치 또는 다이오드는 상기 2차 권선에 결합되는, 시스템.
- 제69항 내지 제94항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 제어 유닛은 양방향 스위치를 포함하는, 시스템.
- 제69항 내지 제95항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 보조 권선에 결합된 상기 보조 제어 유닛은 상기 양방향 스위치를 턴 온 및 오프시키도록 구성되는, 시스템.
- 제95항 또는 제96항에 있어서, 상기 양방향 스위치는 반직렬로 연결된 두 개의 스위치 또는 MOSFET를 포함하는, 시스템.
- 제69항 내지 제97항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1단 PFC AC/DC 변환기는 결합된 보조 배터리 및 전력 어댑터로 사용되는, 시스템.
- 제69항 내지 제98항 중 어느 한 항에 있어서, 메인 위상에서, 상기 변압기의 상기 1차측은 상기 변압기의 상기 2차측에 공급하는, 시스템.
- 제99항에 있어서, 상기 메인 위상에서, 상기 변압기의 상기 1차측은 상기 저장 커패시터를 충전하는 상기 변압기의 상기 보조측에도 공급하는, 시스템.
- 제69항 내지 제100항 중 어느 한 항에 있어서, 보조 위상에서, 상기 보조측은 상기 변압기의 상기 2차측에 공급하는, 시스템.
- 제101항에 있어서, 상기 보조 위상에서, 상기 저장 커패시터는 상기 2차측에 공급하기 위해 방전되는, 시스템.
- 제69항 내지 제102항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정류된 입력 전압이 상기 임계 전압보다 낮을 때, 상기 변환기는 상기 메인 위상에서 작동하는, 시스템.
- 제69항 내지 제103항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 정류된 입력 전압이 상기 임계 전압보다 낮을 때, 상기 변환기는 상기 보조 위상에서 작동하거나 상기 메인 위상과 보조 위상 사이를 토글하는, 시스템.
- 1차 권선, 2차 권선 및 보조 권선을 갖는 변압기를 포함하는 1단 AC/DC 시스템으로서, 상기 1차 권선과 2차 권선은 높은 상호 결합을 갖도록 구성되고;
상기 1차 권선은 AC 입력 전압에 결합되고 상기 2차 권선은 배터리 팩 또는 하나 이상의 수퍼 커패시터에 결합되고 부하에 출력 전압을 제공하는, 시스템. - 제105항에 있어서, 상기 배터리 팩은 복수의 리튬 이온 배터리 셀을 포함하는, 시스템.
- 제105항 또는 제106항에 있어서, 상기 배터리 팩은 상기 부하에서 상기 출력 전압을 조절하도록 구성되는 DC/DC 변환기에 연결되는, 시스템.
- 제105항 내지 제107항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 i) 상기 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 상기 출력 전압 또는 전류를 조절하고 ii) 상기 입력 전류가 상기 입력 전압과 실질적으로 동상이 되도록 상기 입력 전류를 조절하도록 구성된 PFC로서 사용되는, 시스템.
- 제105항 내지 제108항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 결합된 보조 배터리 및 전력 어댑터 역할을 하는, 시스템.
- 제105항 내니 제109항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 단일 칩에 구현되는, 시스템.
- 제105항 내지 제110항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 1차 권선 및 2차 권선은 낮은 상호 결합을 갖도록 구성되는, 시스템.
- 제105항 내지 제111항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 상기 1차 측에서 ZVS 또는 거의 ZVS 조건을 적용하도록 구성되는, 시스템.
- 여러 출력 전압을 제공하는 AC/DC 변환기 시스템으로서, 상기 AC/DC 변환기 시스템은,
i) 역률 보정을 제공하기 위한 1단 절연 PFC;
ii) 상기 PFC의 출력에 연결된 저장 요소; 및
iii) 다중 출력 전압을 제공하는 여러 DC-DC 변환기를 포함하는, 시스템. - 제113항에 있어서, 상기 시스템은 입력 저장 커패시터를 가질 필요가 없도록 구성되는, 시스템.
- 제113항 또는 제114항에 있어서, 입력 브리지 정류기는 상기 절연 PFC 단 앞에 배치되는, 시스템.
- 제113항 내지 제115항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 절연 PFC 단은 브리지리스인, 시스템.
- 제113항 내지 제116항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 하나 이상의 커패시터 및/또는 슈퍼커패시터 및/또는 배터리를 포함하는 저장 요소를 포함하는, 시스템.
- 제113항 내지 제117항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 결합된 보조 배터리 및 전력 어댑터로서 사용되는, 시스템.
- DC 전압원으로부터 DC 부하로 전력을 전달하는 방법으로서, 상기 변환기는 cuk 변환기를 기반으로 하며, cuk 저장 커패시터는 두 개의 저장 커패시터들(C2 및 C3)로 분할되고, 성기 저장 커패시터와 상기 DC 부하 사이의 접합부에 있는 노드들이 반전되어, 전력이 비 반전 방식으로 상기 DC 전압원에서 상기 DC 부하로 전달되도록 하는, 방법.
- 병렬 액티브 에너지 스토리지를 갖는 1단 AC/DC 변환기로서, 상기 변환기는 제어 유닛 및 저장 요소를 포함하는 액티브 병렬 스토리지에 결합된 절연 PFC를 포함하며;
상기 액티브 병렬 스토리지는 i) 출력 전압 또는 전류가 실질적으로 리플이 없도록 상기 출력 전압 또는 전류를 조절하고; ii) 상기 입력 전류가 상기 입력 전압과 실질적으로 동상이 되도록 상기 입력 전류를 조절하기 위한 에너지를 저장 및 방출하도록 구성되는, 변환기. - 입력 공급 전압을 수신하고 전력을 적어도 하나의 부하에 공급하기 위한 AC/DC 전력 변환기 시스템으로서, 상기 시스템은,
i) 상기 입력 공급 전압에 연결된 절연 전력 변환기로서; 상기 절연 전력 변환기는 1차측 권선 및 2차측 권선을 갖는 변압기를 포함하는, 상기 절연 전력 변환기;
ii) 상기 절연 전력 변환기의 상기 2차측에 연결된 저장 요소; 및
iii) 상기 저장 요소에 연결되고 전력을 적어도 하나의 부하에 공급하도록 구성된 DC/DC 변환기를 포함하는, 시스템. - 제121항에 있어서, 상기 저장 요소는 하나 이상의 배터리 및/또는 수퍼 커패시터를 포함하는, 시스템.
- 제121항 또는 제122항에 있어서, 상기 시스템은 75W 미만의 피크 입력 전력을 갖도록 구성되는, 시스템.
- 제121항 내지 제123항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 75W 입력 전력을 초과하지 않고 상기 변환기의 효율을 곱한 입력 전력보다 높은 부하를 공급하도록 구성되는, 시스템.
- 제121항 내지 제124항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 상기 저장 소자의 충전 상태(SOC)에 의해 결정되는 시간 기간 동안, 상기 변환기의 효율을 곱한 75W보다 큰, 높은 레벨의 출력 전력을 제공하도록 구성되는, 시스템.
- 제121항 내지 제125항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시스템은 상기 AC 입력 전압이 존재하지 않는 경우에도, 상기 저장 요소의 상기 충전 상태(SOC)에 의해 결정되는 시간 기간 동안 적어도 하나의 부하를 공급하여, 보조 배터리 기능을 제공하도록 구성되는, 시스템.
- 절연 AC/DC 변환기 시스템으로서,
1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 변압기;
상기 1차 권선에 결합된 스위치를 포함하는 1차측 회로;
상기 2차 권선에 결합된 컨트롤러를 포함하는 2차측 회로를 포함하며;
상기 시스템은 (i) 고전압 시동 및 고전압 스위치를 포함하는 1차측 IC, 및 (ii) 저전압 IC 2차측 컨트롤러를 사용하여 구현되는, 시스템. - 제127항에 있어서, 상기 시스템은 두 개의 집적 회로만을 사용하여 구현되는, 시스템.
- 제127항 또는 제128항에 있어서, 상기 1차측 스위치가 상기 2차측 컨트롤러를 시동하도록 구성되는, 시스템.
- 제127항 내지 제129항 중 어느 항에 있어서, 상기 시스템은 임의의 추가 1차측 전력 스위치들을 포함하지 않는, 시스템.
- 변압기를 포함하는 변환기의 1차측 회로에 사용되도록 구성된 단일 집적 회로로서, 상기 변환기는 1차측 회로 및 2차측 회로를 포함하고, 상기 집적 회로는 고전압 시동 회로 및 고전압 전력 스위치를 포함하는, 단일 집적 회로.
- 제131항에 있어서, 상기 변환기는 AC/DC 변환기인, 단일 집적 회로.
- 제131항 또는 제132항에 있어서, 상기 변환기는 DC/DC 전력 변환기인, 단일 집적 회로.
- 제131항 내지 제133항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 집적 회로는 하나 이상의 추가 전력 스위치들도 임베딩되는, 단일 집적 회로.
- 제131항 내지 제134항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 집적 회로는 하나 이상의 1차측 스위치 게이트 드라이버들 또는 제어 회로와 같은 임의의 다른 1차측 컴포넌트들도 포함하는, 단일 집적 회로.
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