KR20230027960A - 부트스트랩 커패시터를 포함하는 벅 컨버터 및 이의 동작 방법 - Google Patents

부트스트랩 커패시터를 포함하는 벅 컨버터 및 이의 동작 방법 Download PDF

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오형석
조대웅
허정욱
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Abstract

본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터는, 입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 상부 스위칭 소자, 상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 하부 스위칭 소자, 상기 입력 전압 노드에 연결되는 LDO(low drop out) 전압 레귤레이터, 동작 모드를 지시하는 모드 신호를 수신하고, 상기 모드 신호에 기반하여 상기 상부 스위칭 소자를 턴-온하는 제1 제어 신호 및 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제2 제어 신호 중 적어도 하나를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러, 상기 모드 신호를 수신하고, 상기 모드 신호에 기반하여 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제3 제어 신호를 토글하는 부트스트랩 차저 및 상기 LDO 전압 레귤레이터의 출력 노드와 상기 스위칭 노드를 연결하는 부트스트랩 커패시터를 포함할 수 있다.

Description

부트스트랩 커패시터를 포함하는 벅 컨버터 및 이의 동작 방법{BUCK CONVERETER INCLUDING BOOTSTRAP CAPACITOR AND OPERATING METHOD THEREOF}
본 개시의 기술적 사상은 벅 컨버터에 관한 것으로, 구체적으로는 부트스트랩 커패시터를 포함하는 벅 컨버터 및 이의 동작 방법에 관한 것이다.
전자 기술이 발달하면서 다양한 종류의 전자 장치들이 이용되고 있다. 모바일 전자 장치는 그 내부에 포함된 배터리 장치를 통해 구동될 수 있다. 전자 장치의 전력 소모량이 상승함에 따라 배터리 용량이 상승하였고, 그에 따라 고속 충전 방식 또는 일반 충전 방식 등 충전기가 공급하는 전압의 크기에 따라 다양한 속도로 배터리를 충전할 수 있게 되었다.
본 개시의 기술적 사상은 부트스트랩 커패시터에 대한 주기적인 충전에 기반하여 부트스트랩 커패시터의 전압 레벨을 유지하는 데에 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터는, 입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 상부 스위칭 소자, 상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 하부 스위칭 소자, 상기 입력 전압 노드에 연결되는 LDO(low drop out) 전압 레귤레이터, 동작 모드를 지시하는 모드 신호를 수신하고, 상기 모드 신호에 기반하여 상기 상부 스위칭 소자를 턴-온하는 제1 제어 신호 및 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제2 제어 신호 중 적어도 하나를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러, 상기 모드 신호를 수신하고, 상기 모드 신호에 기반하여 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제3 제어 신호를 토글하는 부트스트랩 차저 및 상기 LDO 전압 레귤레이터의 출력 노드와 상기 스위칭 노드를 연결하는 부트스트랩 커패시터를 포함할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터의 동작 방법은, 모드 신호를 수신하고, 동작 모드를 식별하는 단계, 상기 동작 모드에 기반하여 상기 상부 스위칭 소자를 턴-온하는 제1 제어 신호 및 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제2 제어 신호 중 적어도 하나를 토글하는 단계, 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제3 제어 신호를 토글하는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터는, 비동기 모드에서 HSS(high side switch)와 교번하여 LSS(low side switch)를 턴-온하는 제어 신호를 토글링함으로써 부트스트랩 커패시터의 전압 레벨을 일정하게 유지할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터는, 펄스 스킵 모드에서 LSS(low side switch)를 턴-온하는 제어 신호를 토글링함으로써 부트스트랩 커패시터의 전압 레벨을 일정하게 유지할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터는, LSS(low side switch)를 턴-온하는 제어 신호를 토글링하여 부트스트랩 커패시터의 전압 레벨을 모니터링하는 구성 없이 부트스트랩 커패시터의 전압 레벨을 일정하게 유지할 수 있다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 전자 장치 및 외부 전원을 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로의 세부 블록도이다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터(300)의 회로도이다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 펄스 스킵 모드의 타이밍도이다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따른 비동기 모드의 타이밍도이다.
도 6은 비교 예에 따른 부트스트랩 커패시터(330)를 포함하는 벅 컨버터(300)의 회로도이다.
도 7a는 각각 비교 예에 따른 펄스 스킵 모드의 타이밍도이다.
도 7b는 각각 비교 예에 따른 펄스 스킵 모드의 타이밍도이다.
도 8은 비교 예에 따른 비동기 모드의 타이밍도이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 개시의 실시예들에 대해 상세히 설명한다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 전자 장치 및 외부 전원을 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전자 장치(100) 및 외부 전원(200)이 개시된다. 전자 장치(100)에 포함되는 배터리(130)를 충전하기 위하여, 전자 장치(100) 및 외부 전원(200)은 서로 유선 또는 무선을 통해 연결될 수 있다.
다양한 실시예들에서, 전자 장치(100)는 사용자가 휴대할 수 있는 다양한 전자 기기들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 전자 장치(100)는 스마트 폰, 태블릿(tablet) PC(Personal Computer), 휴대폰, PDA(Personal Digital Assistant), 랩톱, 웨어러블(wearable) 장치, GPS(Global Positional system) 장치, 전자책 단말기, 디지털방송용 단말기, MP3 플레이어, 디지털 카메라 등과 같은 모바일 장치일 수 있다. 다른 예를 들어, 전자 장치(10)는 전기 자동차일 수도 있다.
전자 장치(100)는 충전 집적 회로(integrated circuit, IC)를 포함할 수 있고, 충전 IC(110)는 “배터리 충전기”로 지칭될 수도 있다. 예를 들어, 충전 IC(110)는 집적 회로 칩으로서 구현될 수 있으며, 인쇄 회로 기판(printed circuitry board, PCB) 상에 장착될 수도 있다. 충전 IC(110)는 외부 전원(200)으로부터 전력을 공급받아, 배터리(130)에 전달함으로써, 배터리(130)를 충전할 수 있으며, 시스템 로드(120)에게 전력을 전달함으로써 전자 장치(100)가 다양한 기능을 수행하도록 제어할 수 있다. 충전 IC(110)에 관한 구체적인 구성은 도 2에서 후술하기로 한다.
또한, 전자 장치(100)는 배터리(130)를 포함할 수 있다. 배터리(130)는 적어도 하나의 배터리 셀을 포함할 수 있다. 예를 들어, 배터리(130)는 서로 직렬로 연결된 복수의 배터리 셀들을 포함하는 멀티 셀 배터리에 대응될 수 있다. 다른 예를 들어, 배터리(130)는 하나의 배터리 셀을 포함하는 싱글 셀 배터리에 대응될 수도 있다. 배터리(130)는, 전자 장치(100)가 외부 전원(200)과 연결된 경우, 충전 IC(110)를 통해 전력을 공급받을 수 있다. 배터리(130)는, 전자 장치(100)가 외부 전원(200)과 연결되지 않는 경우, 시스템 로드(120)에게 전력을 제공함으로써 전자 장치(100)가 다양한 기능을 수행하도록 제어할 수 있다.
또한, 전자 장치(100)는 시스템 로드(120)를 포함할 수 있다. 미 도시되었지만, 시스템 로드(120)는 전자 장치(100)에서 충전 IC(110) 및 배터리(130)를 제외한 나머지 구성들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 시스템 로드(120)는 디스플레이, 어플리케이션 프로세서, 통신 프로세서, 스피커, 메모리 등을 포함할 수 있다. 즉, 시스템 로드(120)는 전자 장치(100)에 포함되는 칩들, 모듈들, 동작 블록, 기능 블록, IP(intellectual property) 블록들을 지칭할 수 있다. 시스템 로드(120)는 외부 전원(200) 또는 배터리(130)로부터 전력을 공급받고, 다양한 기능을 사용자에게 제공할 수 있다. 예를 들어, 시스템 로드(120) 중 모니터는 디스플레이를 통해 객체를 표시함으로써, 사용자에게 시각적 인지를 제공할 수 있고, 통신 프로세서는, 외부 장치(external device)와 무선 신호를 교환함으로써 데이터를 송수신할 수 있으며, 어플리케이션 프로세서는 다양한 연산을 수행할 수 있다.
또한, 전자 장치(100)는 리셉터클(receptacle) 인터페이스(140)를 포함할 수 있다. 리셉터클 인터페이스(140)는 USB(universal serial bus) 케이블을 통해 전자 장치(100)와 외부 전원(200)을 연결할 수 있다. 일 실시예에서, 리셉터클 인터페이스(140)는 USB 타입-C 인터페이스에 상응할 수 있고, 상기 USB 케이블은 USB 타입-C 케이블에 상응할 수 있다. 상기 USB 타입-C 인터페이스는, USB 2.0 또는 USB 3.1의 정의에 기초하여 구현될 수 있다. 리셉터클 인터페이스(140)는 복수의 핀들을 포함할 수 있다. 복수의 핀들은, 전력 공급을 위한 핀, 데이터 전송을 위한 핀, CC(configuration channel) 핀을 포함할 수 있다.
외부 전원(200)은 전자 장치(100)에게 전력을 공급할 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 외부 전원(200)은 TA(travel adaptor)(210) 및 무선 충전기(wireless charger)를 포함할 수 있다. 무선 충전기(220)는 와이어를 통해 전력을 공급하는 대신, 대기(air)를 통해 무선으로 전력을 전송하여 전자 장치(100)를 충전할 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 무선 충전기(220)는 자기유도 방식, 자기공진 방식, 및 전자기 유도 방식, 비방사형 무선 충전(WiTricity) 등 다양한 무선 충전 방식에 기반하여 전력을 전송할 수 있다.
TA(210)는 전자 장치(100)의 충전 IC(110)와 연결되는 와이어를 통해 전력을 공급할 수 있다. TA(210)는 가정용 전원인 AC 110V 내지 220V 또는 다른 전원 공급 수단(예를 들어, 컴퓨터)으로부터 공급되는 전원을 배터리(130)의 충전에 필요한 DC 전원으로 변환하여 전자 장치(100)에 제공할 수 있다. 다양한 실시예들에 따라, 리셉터클 인터페이스(140)는 보조 배터리의 출력 단자와 전기적으로 연결될 수도 있다. 다양한 실시예들에 따라, TA(210)는 다이렉트 차징을 지원할 수도 있다. 후술하겠지만, CC 핀(141)의 저항 값을 이용하여 TA(210)가 다이렉트 차징을 지원하는지 여부를 어플리케이션 프로세서(121) 또는 다이렉트 차저(113)가 식별할 수 있다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로의 세부 블록도이다.
도 2를 참조하면, TA(210) 및 충전 IC(110)를 포함하는 전자 장치(100)가 개시된다. 도 2는 전자 장치(100)가 TA(210)와 연결되는 것으로 도시하였으나, 이에 제한되는 것은 아니다. 외부 전원(200) 중 무선 충전기(220)와 연결되는 실시예에도 적용될 수 있음은 자명하다. 또한, 도 1의 시스템 로드(120)의 일 예로, 어플리케이션 프로세서(121)만을 도시하고 있으나, 이에 제한되는 것은 아님은 자명하다.
다양한 실시예들에 따라 충전 IC(110)는 제어 회로(112), 다이렉트 차저(113), 스위칭 차저(114), ICL(111), 퓨얼 게이지(116), 파워미터(115)를 포함할 수 있다.
ICL(111)은 입력 전류의 크기를 조절할 수 있다. 예를 들어, 배터리(130)의 충전과 동시에 시스템 로드(120) 또한 동작중인 경우, 충전 IC(110)로 입력되는 입력 전류의 크기는 배터리를 충전하기 위한 충전 전류와 시스템 로드(120)에게 전달되는 로드 전류의 합에 대응할 수 있다. 입력 전류의 크기가 증가하는 경우, 충전 IC(110)의 과부하 및 이에 따른 화재 등의 위험을 야기할 수 있다. 따라서, ICL(111)은 입력 전류의 크기가 일정 크기를 초과하지 않도록 제어할 수 있다. 미 도시되었지만, ICL(111)은 내부 트랜지스터 저항을 포함할 수 있다. 입력 전류의 크기가 일정 크기를 초과하는 경우, 제어 회로(112)로부터 수신한 제어 신호(Ctrl)에 따라 내부 트랜지스터 저항의 크기를 증가시킬 수 있다. 외부 전원 전압의 크기는 일정하므로, 내부 트랜지스터 저항의 크기를 증가시킴으로써 입력 전류의 크기를 감소시킬 수 있다.
제어 회로(112)는 충전 IC(110)의 전반적인 동작을 제어할 수 있다. 제어 회로(112)는 리셉터클 인터페이스(140)를 통해 TA(210)와 통신을 수행할 수 있다. 예를 들어, 제어 회로(112)는 제어 정보(control information)를 TA(210)에게 전송하여 TA(210)의 출력 전압 및 출력 전류를 제어할 수 있다. 다른 예를 들어, 제어 회로(112)는 CC 핀(141)을 통해 연결된 TA(210)를 식별할 수 있다.
스위칭 차저(114)는 벅 컨버터(BUCK converter)를 포함하며, 입력 전압을 스텝 다운(step down)하고, 벅 컨버터의 주기를 조절하여 충전 전류를 조정할 수 있다. 스위칭 차저(114)는 인덕터(inductor)를 포함하기 때문에, 스위칭 손실(switching loss)과 인덕터 자체의 저항 성분에 의한 전도 손실(conduction loss)을 제거할 수 없다. 따라서, 스위칭 차저(114)의 충전 효율은 다이렉트 차저(113)보다 충전 효율보다 낮을 수 있다. 벅 컨버터의 구체적인 동작은 도 3에서 후술하기로 한다.
다이렉트 차저(113)는 캡 디바이더(310)를 통해(via) 입력 전압을 배터리(130)에 직접적으로 전달할 수 있다. 다이렉트 차저(113)는 트랜지스터 및 커패시터(capacitor)만 포함하므로, 전술한 스위칭 손실 및 인덕터 자체의 저항 성분에 의한 전도 손실을 세이브할 수 있다. 캡 디바이더(310)를 통해 입력 전압을 직접 배터리(130)의 노드에 전달할 수 있으므로, 고효율 충전 시스템에 적합할 수 있다.
퓨얼 게이지(116)는 배터리(130)를 센싱할 수 있다. 예를 들어, 퓨얼 게이지(116)는 배터리(130)의 충전 상태(state of charge, SoC), 충전 전압, 충전 전류, 배터리 온도를 센싱할 수 있다. 충전 상태는 배터리(130)의 최대 용량에 대한 현재 용량의 비율로서, 퍼센트(%) 단위로 정의될 수 있다.
미 도시되었지만, 퓨얼 게이지(116)는 ADC 컨버터(analog to digital converter)를 포함할 수 있다. 퓨얼 게이지(116)는 ADC 컨버터를 통해 센싱한 전압, 전류, 온도의 아날로그 정보를 디지털 변환하여 다이렉트 차저(113) 및/또는 어플리케이션 프로세서(121)에게 전달할 수 있다. 퓨얼 게이지(116)는 집적 회로 칩의 일부로서 구현될 수 있고, 인쇄 회로 기판에 장착될 수 있다. 그러나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 퓨얼 게이지(116)와 충전 IC(110)는 서로 다른 집적 회로들 또는 집적 회로 칩들로 각각 구현될 수도 있다.
파워미터(115)는 입출력 전압 및 전류에 대한 정보를 획득할 수 있다. 파워미터(115)는 충전 IC(110)로 입력되는 전압 및 전류, 시스템 로드(120)에게 전달되는 전압 및 전류의 크기를 센싱할 수 있다.
미 도시되었지만, 파워미터(115)는 ADC 컨버터를 포함하며, ADC 컨버터를 이용하여 센싱한 전압, 전류, 전력에 대한 정보를 디지털 변환하여 어플리케이션 프로세서(121) 및/또는 다이렉트 차저(113)에게 전달할 수 있다. 파워미터(115)는 집적 회로 칩의 일부로서 구현될 수 있고, 인쇄 회로 기판에 장착될 수 있다. 그러나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 파워미터(115)와 충전 IC(110)는 서로 다른 집적 회로들 또는 집적 회로 칩들로 각각 구현될 수도 있다.
다이렉트 차저(113)는 퓨얼 게이지(116) 및 파워미터(115)로부터 수신한 정보에 기반하여, 다이렉트 차저(113)에서 스위칭 차저(114)로 모드 변경을 수행할 수 있다. 미 도시되었지만, 충전 IC(110)는 전력 절감 조건 하에서도 적절하게 동작하도록 저전압 차단(under-voltage lockout, UVLO) 기능, 과전류 방지(over-current protection, OCP) 기능, 과전압 방지(over-voltage protection, OVP) 기능, 돌입 전류를 경감시키는 소프트-스타트(soft-start) 기능, 폴드백 전류 제한(foldback current limit) 기능, 단락 회로 보호를 위한 히컵 모드(Hiccup Mode) 기능, 과열 차단(over-temperature protection, OTP) 기능 등의 다양한 기능들 중 적어도 하나의 기능을 지원하는 회로 또는 블록을 더 포함할 수 있다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터(300)의 회로도이다.
도 3을 참조하면, 벅 컨버터(300)는 제1 파워 MOSFET(310), 제2 파워 MOSFET(320), 부트스트랩 커패시터(330), PWM(pulse width modulation) 컨트롤러(340), 싸이클릭 부트스트랩 차저(350)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, PWM 컨트롤러(340)는 제1 제어 신호(PWM_HS) 및 제2 제어 신호(PWM_LS)를 출력할 수 있다. 제1 제어 신호(PWM_HS)는 제1 파워 MOSFET(310)을 온/오프하기 위한 제어 신호일 수 있다. 제2 제어 신호(PWM_LS)는 제2 파워 MOSFET(320)을 온/오프하기 위한 제어 신호일 수 있다. PWM 컨트롤러(340)는 동작 모드를 지시하는 신호(SIG_MODE)에 응답하여, 제1 제어 신호(PWM_HS) 및 제2 제어 신호(PWM_LS)의 출력 비율을 조절할 수 있다. 제1 파워 MOSFET(310)은 상부 스위칭 소자로 지칭될 수 있고, 제2 파워 MOSFET(320)는 하부 스위칭 소자로 지칭될 수 있다.
예를 들어, PWM 컨트롤러(340)는 동작 모드 중 펄스 스킵 모드를 지시하는 제어 신호를 수신할 수 있다. 펄스 스킵 모드는 제1 파워 MOSFET(310)에 인가되는 제1 제어 신호(PWM_HS)의 토글링을 스킵하는 모드에 상응할 수 있다. 즉, 펄스 스킵 모드에 진입하는 경우, 제1 제어 신호(PWM_HS)는 "로직 로우"로 유지될 수 있다.
다른 예를 들어, PWM 컨트롤러(340)는 동작 모드 중 또는 비동기 모드를 지시하는 제어 신호를 수신할 수 있다. 비동기 모드는 제1 제어 신호(PWM_HS)와 제2 제어 신호(PWM_LS)가 교번하지 않도록 인가되는 모드일 수 있다. 즉, 비동기 모드에 진입하는 경우, 제1 파워 MOSFET(310)은 주기적으로 턴-온, 턴-오프를 반복하도록 동작하는 반면, 제2 파워 MOSFET(320)은 비동기 모드 내내 턴-오프를 유지할 수 있다.
부트스트랩 커패시터(330)는 제1 파워 MOSFET(310)의 게이트에 입력되는 전압을 승압할 수 있다. 부트스트랩 커패시터(330)는 다이오드를 더 포함할 수 있으며, 부트스트랩 커패시터(330)은 순간적으로 전압을 충전하여 제1 파워 MOSFET(310) 게이트 단에 게이트-소스 전압 강하의 크기보다 충분한 전압을 인가시켜 제1 파워 MOSFET(310)을 동작시킬 수 있다. 일 실시예에 따라, 부트스트랩 커패시터(330)는 스위칭 노드(LX)와 입력 전압 노드(VIN) 사이에 연결될 수 있다.
싸이클릭 부트스트랩 차저(350)는 제2 파워 MOSFET(320)으로 주기적인 제3 제어 신호(BTS_CHG)를 전달할 수 있다. 싸이클릭 부트스트랩 차저(350)는 상기 비동기 모드 또는 상기 펄스 스킵 모드의 동작 모드에서 활성화될 수 있다. 상기 비동기 모드 및 상기 펄스 스킵 모드에서 제1 파워 MOSFET(310)을 위한 제2 제어 신호(PWM_LS)는 항상 비활성화되기 때문에, 부트스트랩 커패시터(330)에서 발생하는 누설 전류로 인해 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨을 낮아질 수 있다. 싸이클릭 부트스트랩 차저(350)는 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨이 낮아지는 것을 방지하기 위하여, 상기 비동기 모드 및 상기 펄스 스킵 모드를 지시하는 제어 신호가 인가되는 경우, 미리 정의된 시간 주기에 따라 제2 파워 MOSFET(320)을 턴-온하기 위한 제3 제어 신호(BTS_CHG)를 생성하고, 제2 파워 MOSFET(320)에게 전달할 수 있다. 상기 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 제1 제어 신호(PWM_HS) 및 제2 제어 신호(PWM_LS)와 상이할 수 있다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 펄스 스킵 모드의 타이밍도이다.
도 4를 참조하면, 제1 시점(T1)에서 펄스 스킵 모드에 진입할 수 있다. 예를 들어, 제1 시점(T1)에서 PWM 컨트롤러(340) 및 싸이클릭 부트스트랩 차저(350)는 펄스 스킵 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)를 수신할 수 있다.
PWM 컨트롤러(340)는 펄스 스킵 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)에 응답하여, 제1 제어 신호(PWM_HS) 및 제2 제어 신호(PWM_LS)를 비활성화할 수 있다. 펄스 스킵 모드에서는 제1 파워 MOSFET(310) 및 제2 파워 MOSFET(320)를 스위칭하지 않기 때문이다.
싸이클릭 부트스트랩 차저(350)는 펄스 스킵 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)에 응답하여 제2 파워 MOSFET(320)를 강제로 턴-온하기 위한 제3 제어 신호(BTS_CHG)를 주기적으로 생성할 수 있다. 싸이클릭 부트스트랩 차저(350)는 제1 주기(tCYC)마다 미리 정의된 횟수만큼 제3 제어 신호(BTS_CHG)를 토글할 수 있다. 미리 정의된 횟수만큼 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 토글되는 구간은 차지 구간(tCHG)으로 지칭될 수 있다.
일 실시예에 따라, 싸이클릭 부트스트랩 커패시터(330)가 제2 시점(T2)에서 제3 제어 신호(BTS_CHG)의 토글을 시작하는 경우, 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 4회 토글될 수 있고, 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 상기 제2 시점(T2)부터 제1 주기(tCYC)만큼 시간이 경과한 제3 시점(T3)에 다시 토글될 수 있다. 일 실시예에 따라, 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 제2 주기(tSW)에 따라 토글될 수 있다. 예를 들어, 제2 시점(T2)에 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 "로직 하이"로 천이된 경우, 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 제4 시점(T4)에 다시 "로직 하이"로 천이될 수 있다. 즉, 제2 주기(tSW)는 제4 시점(T4)과 제2 시점(T2)의 시간 간격에 상응할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 미리 정의된 횟수만큼 토글된 이후, 디스차지 구간(tDISCHG)동안 "로직 로우"로 유지될 수 있다. 상기 디스차지 구간(tDISCHG)동안 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 인가되지 않으므로, 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨은 천천히 낮아질 수 있다.
다양한 실시예들에 따라, 제1 주기(tCYC), 제2 주기(tSW), 디스차지 구간(tDISCHG)은 부트스트랩 커패시터(330)의 커패시턴스 값과 부트스트랩 커패시터(330)의 누설 전류 크기에 기반하여 가변적으로 제어될 수 있다. 예를 들어, 부트스트랩 커패시터(330)의 용량이 큰 경우, 디스차지 구간(tDISCHG)의 길이는 더 길어질 수 있다. 부트스트랩 커패시터(330)의 용량이 클수록 제3 제어 신호(BTS_CHG)의 토글 횟수가 증가할 수 있다. 다른 예를 들어, 부트스트랩 커패시터(330)의 누설 전류가 클수록, 디스차지 구간(tDISCHG)의 길이는 짧아질 수 있다. 부트스트랩 커패시터(330)의 누설 전류가 클수록 제3 제어 신호(BTS_CHG)의 토글 횟수가 증가할 수 있다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따른 비동기 모드의 타이밍도이다.
도 5를 참조하면, 제5 시점(T5)에서 비동기 모드에 진입할 수 있다. 예를 들어, 제1 시점(T1)에서 PWM 컨트롤러(340) 및 싸이클릭 부트스트랩 차저(350)는 비동기 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)를 수신할 수 있다.
PWM 컨트롤러(340)는 비동기 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)에 응답하여, 제2 제어 신호(PWM_LS)를 비활성화하고, 제1 제어 신호(PWM_HS)만 토글링할 수 있다. 싸이클릭 부트스트랩 차저(350)는 비동기 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)에 응답하여, 제3 제어 신호(BTS_CHG)를 토글할 수 있다. 일 실시예에 따라, 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 제1 제어 신호(PWM_HS)와 교번하여 활성화될 수 있다. 즉, 제1 제어 신호(PWM_HS)의 토글링 중 제1 제어 신호(PWM_HS)가 "로직 로우"인 구간에서만 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 활성화될 수 있다.
도 5를 참조하면, 제6 시점(T6)에서 제1 제어 신호(PWM_HS)는 토글링될 수 있다. 제1 제어 신호(PWM_HS)는 미리 결정된 PWM 비율에 따라 턴-온 및 턴-오프되는 구간이 결정될 수 있다. 이하, 설명의 편의를 위하여, 턴-온 구간의 비율 및 턴-오프 구간의 비율이 1:1이고, 스위칭 시간(tSW)마다 토글된다고 가정할 수 있다.
제6 시점(T6)에서 제1 제어 신호(PWM_HS)가 토글된 이후 스위칭 시간(tSW)만큼 경과하면 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 활성화될 수 있다. 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 활성화되는 시간의 길이는 스위칭 시간(tSW)보다 작거나 같을 수 있다. 제1 제어 신호(PWM_HS)가 비활성화되는 시간의 길이는 스위칭 시간(tSW)과 동일하기 때문이다. 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 토글을 시작하는 시점을 제7 시점(T7)이라고 하면, 제7 시점(T7)은 제6 시점(T6)으로부터 스위칭 시간(tSW)만큼 경과한 시점일 수 있다.
제3 제어 신호(BTS_CHG)는 미리 정의된 횟수만큼 토글된 이후, 디스차지 구간(tDISCHG) 동안 "로직 로우"로 유지될 수 있다. 제3 제어 신호(BTS_CHG)의 토글링에 따라 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨이 적정 레벨을 유지하기 때문에, 인덕터 전류(I_IND)의 파형에 잡음을 발생시키는 제3 제어 신호(BTS_CHG)의 토글링을 지속적으로 유지할 필요는 없기 때문이다.
부트스트랩 커패시터(330)의 차지 구간(tCHG)은 미리 정의된 횟수만큼 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 토글링하는데 소요되는 시간일 수 있다. 도 5를 참조하면, 차지 구간(tCHG)은 제7 시점(T7)부터 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 4번째 토글링되고 "로직 로우"로 천이되는 제8 시점(T8)을 포함할 수 있다. 또한, 디스차지 구간(tDISCHG)은 제8 시점(T8)부터 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 다시 토글링을 시작하는 제9 시점(T9)을 포함할 수 있다. 부트스트랩 커패시터(330)의 충전 주기(tCYC)는 디스차지 구간(tDISCHG) 및 차지 구간(tCHG)을 포함할 수 있다.
다양한 실시예들에 따라, 차지 구간(tCHG) 및 디스차지 구간(tDISCHG)은 부트스트랩 커패시터(330)의 커패시턴스 값과 부트스트랩 커패시터(330)의 누설 전류 크기에 기반하여 가변적으로 제어될 수 있다. 예를 들어, 부트스트랩 커패시터(330)의 용량이 큰 경우, 디스차지 구간(tDISCHG)의 길이는 더 길어질 수 있다. 부트스트랩 커패시터(330)의 용량이 클수록 제3 제어 신호(BTS_CHG)의 토글 횟수가 증가해야 하므로, 차지 구간(tCHG)이 길어질 수 있다. 다른 예를 들어, 부트스트랩 커패시터(330)의 누설 전류가 클수록, 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨이 빠르게 강하되기 때문에 디스차지 구간(tDISCHG)의 길이는 짧아질 수 있다. 부트스트랩 커패시터(330)의 누설 전류가 클수록 제3 제어 신호(BTS_CHG)가 토글하는 동안 방전되는 전하의 양이 늘어날 수 있다. 따라서, 부트스트랩 커패시터(330)의 누설 전류가 클수록 제3 제어 신호(BTS_CHG)의 토글 횟수가 증가하고, 차지 구간(tCHG)의 길이가 증가할 수 있다.
도 6은 비교 예에 따른 부트스트랩 커패시터(330)를 포함하는 벅 컨버터(300)의 회로도이다.
도 6을 참조하면, 벅 컨버터(300)는 싸이클릭 부트스트랩 차저(350) 회로를 포함하지 않을 수 있다. 즉, 도 6의 벅 컨버터(300)는 비동기 모드 또는 펄스 스킵 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)를 수신하더라도, 제2 파워 MOSFET(320)을 턴-온하기 위한 제3 제어 신호(BTS_CHG)는 생성되지 않는다.
도 6의 벅 컨버터(300)는 부트스트랩 검출 회로(370)를 더 포함할 수 있다. 부트스트랩 검출 회로(370)는 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨을 모니터링하고, 임계 레벨과 비교하여 제어 신호(BTS_UVLO)를 생성할 수 있다. PWM 컨트롤러(340)는 부트스트랩 검출 회로(370)로부터 상기 제어 신호(BTS_UVLO)를 수신하는 경우, 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨이 임계 레벨보다 낮아진 상황임을 인식할 수 있다. PWM 컨트롤러(340)는 부트스트랩 커패시터(330)를 충전하기 위하여, 제2 제어 신호(PWM_LS)의 토글링을 수행할 수 있다.
다만, PWM 컨트롤러(340)가 부트스트랩 검출 회로(370)로부터 상기 제어 신호(BTS_UVLO)를 수신한 것은, 이미 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨이 너무 낮아졌다는 것을 의미하며, 낮아진 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨으로 인해 충전 IC(110)에 대한 프로텍션 동작이 수행되는 단점이 있다.
도 7a 및 도 7b는 각각 비교 예에 따른 펄스 스킵 모드의 타이밍도이다.
도 7a는 펄스 스킵 모드로 동작하는 구간이 긴 경우를 도시하고, 도 7b는 펄스 스킵 모드로 동작하는 구간이 짧은 경우를 각각 도시한다.
도 7a를 참조하면, 제1 구간(PERIOD 1)은 비교 예에 따른 벅 컨버터(300)의 동작에 상응할 수 있다. 펄스 스킵 모드에 진입하는 이후, 제1 구간(PERIOD 1)에서는 부트스트랩 커패시터(330)를 충전하기 위한 제2 제어 신호(PWM_LS)가 "로직 하이"로 천이될 수 있다. 제1 구간(PERIOD 1)에서 제2 제어 신호(PWM_LS)는 토글되는 것이 아닌, 미리 정의된 차지 구간(tCHG) 동안 "로직 하이" 상태를 유지할 수 있다. 제2 제어 신호(PWM_LS)가 차지 구간(tCHG) 동안 "로직 하이"를 유지하는 경우, 인덕터 전류(I_IND)의 피크 값이 크게 생성되는 것을 알 수 있다.
제2 구간(PERIOD 2)은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 벅 컨버터(300)의 동작에 상응할 수 있다. 즉, 제2 구간(PERIOD 2)에서는 제2 제어 신호(PWM_LS)가 스위칭 시간(tSW)마다 턴-온, 턴-오프를 반복하면서 토글될 수 있다. 예를 들어, 제2 제어 신호(PWM_LS)가 4회 토글됨에 따라 활성화되는 시간의 총 합은 제1 구간(PERIOD 1)에서 제2 제어 신호(PWM_LS)가 차지 구간(tCHG)의 시간과 동일할 수 있다. 같은 시간 동안 제2 제어 신호(PWM_LS)를 인가하더라도, 짧게 반복되는 토글 신호에 기반하여 제2 파워 MOSFET(320)를 제어함으로써 인덕터 전류(I_IND)의 피크 값을 줄일 수 있다.
도 6 및 도 7b를 참조하면, 비교 예에 따른 벅 컨버터(300)는 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨을 모니터링할 수 있다. 예를 들어, 제10 시점(T10)에 PWM 컨트롤러(340)는 부트스트랩 검출 회로(370)로부터 제어 신호(BTS_UVLO)를 수신할 수 있다. PWM 컨트롤러(340)는 제어 신호(BTS_UVLO)를 수신함에 응답하여 부트스트랩 커패시터(330)를 충전하기 위한 제2 제어 신호(PWM_LS)를 활성화해야 한다. 따라서, PWM 컨트롤러(340)는 펄스 스킵 모드를 잠시 비활성화하고, 제2 제어 신호(PWM_LS)를 토글링할 수 있다. 즉, 비교 예에 따른 벅 컨버터(300)는 주기적으로 펄스 스킵 모드를 종료하고, 제2 제어 신호(PWM_LS)를 인가하여 부트스트랩 커패시터(330)를 충전해야 하므로, 출력 전압(VOUT)의 리플 성분의 크기가 클 수 있다.
도 8은 비교 예에 따른 비동기 모드의 타이밍도이다.
도 8을 참조하면, 비교 예에 따른 벅 컨버터(300)는 부트스트랩 검출 회로(370)에 기반하여 부트스트랩 커패시터(330)의 전압 레벨을 모니터링할 수 있다. 예를 들어, 제11 시점(T11)에 PWM 컨트롤러(340)는 부트스트랩 검출 회로(370)로부터 제어 신호(BTS_UVLO)를 수신할 수 있다. PWM 컨트롤러(340)는 제어 신호(BTS_UVLO)를 수신함에 응답하여 부트스트랩 커패시터(330)를 충전하기 위한 제2 제어 신호(PWM_LS)를 활성화해야 한다. 제11 시점(T11)에 동작중인 비동기 모드는, 제2 제어 신호(PWM_LS)를 비활성화하는 모드이므로, PWM 컨트롤러(340)는 펄스 스킵 모드를 잠시 비활성화하고, 제2 제어 신호(PWM_LS)를 토글링할 수 있다. 즉, 비교 예에 따른 벅 컨버터(300)는 주기적으로 비동기 모드를 종료하고, 제2 제어 신호(PWM_LS)를 인가하여 부트스트랩 커패시터(330)를 충전해야 하므로, 출력 전압(VOUT)의 리플 성분의 크기가 클 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 상부 스위칭 소자;
    상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 하부 스위칭 소자;
    상기 입력 전압 노드에 연결되는 LDO(low drop out) 전압 레귤레이터;
    동작 모드를 지시하는 모드 신호를 수신하고, 상기 모드 신호에 기반하여 상기 상부 스위칭 소자를 턴-온하는 제1 제어 신호 및 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제2 제어 신호 중 적어도 하나를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러;
    상기 모드 신호를 수신하고, 상기 모드 신호에 기반하여 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제3 제어 신호를 토글하는 부트스트랩 차저; 및
    상기 LDO 전압 레귤레이터의 출력 노드와 상기 스위칭 노드를 연결하는 부트스트랩 커패시터; 를 포함하는 벅 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 동작 모드는,
    펄스 스킵 모드에 상응하고,
    상기 PWM 컨트롤러는,
    상기 펄스 스킵 모드에 따라 상기 제1 제어 신호 및 상기 제2 제어 신호를 비활성화하고,
    상기 부트스트랩 차저는,
    상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하기 위한 상기 제3 제어 신호를 토글하는 벅 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제3 제어 신호는,
    차지 구간 동안, 미리 정의된 횟수만큼 토글링되고, 상기 차지 구간이 경과하면, 디스차지 구간 동안 로직 로우 레벨을 유지하는 벅 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 차지 구간 상기 디스차지 구간의 길이, 상기 미리 정의된 횟수는,
    상기 부트스트랩 커패시터의 누설 전류의 크기, 상기 부트스트랩 커패시터의 커패시턴스 값에 기반하여 결정되는 벅 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 동작 모드는,
    비동기 모드에 상응하고,
    상기 PWM 컨트롤러는,
    상기 비동기 모드에 따라 상기 제1 제어 신호를 토글링하고, 상기 제2 제어 신호를 비활성화하고,
    상기 부트스트랩 차저는,
    상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하기 위한 상기 제3 제어 신호를 토글하는 벅 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제3 제어 신호는,
    상기 제1 제어 신호와 교번하여 토글되는 벅 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제3 제어 신호는,
    차지 구간 동안, 미리 정의된 횟수만큼 토글링되고, 상기 차지 구간이 경과하면, 디스차지 구간 동안 로직 로우 레벨을 유지하는 벅 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 차지 구간의 길이 및 상기 디스차지 구간의 길이는,
    상기 부트스트랩 커패시터의 누설 전류의 크기, 상기 부트스트랩 커패시터의 커패시턴스 값에 기반하여 결정되는 벅 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 차지 구간의 길이는,
    상기 부트스트랩 커패시터의 누설 전류의 크기에 반비례하고,
    상기 디스차지 구간의 길이는,
    상기 부트스트랩 커패시터의 커패시턴스 값에 비례하여 결정되는 벅 컨버터.
  10. 벅 컨버터의 동작 방법에 있어서,
    모드 신호를 수신하고, 동작 모드를 식별하는 단계;
    상기 동작 모드에 기반하여 상부 스위칭 소자를 턴-온하는 제1 제어 신호 및 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제2 제어 신호 중 적어도 하나를 토글하는 단계;
    상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제3 제어 신호를 토글하는 단계를 포함하는 벅 컨버터의 동작 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 식별된 동작 모드가 펄스 스킵 모드에 상응하는 경우,
    상기 펄스 스킵 모드에 응답하여 상기 제1 제어 신호 및 상기 제2 제어 신호를 토글링하는 것을 바이패스하는 단계를 더 포함하는 벅 컨버터의 동작 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제3 제어 신호는,
    차지 구간 동안, 미리 정의된 횟수만큼 토글링되고, 상기 차지 구간이 경과하면, 디스차지 구간 동안 비활성화되는 벅 컨버터의 동작 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 차지 구간 상기 디스차지 구간의 길이, 상기 미리 정의된 횟수는,
    부트스트랩 커패시터의 누설 전류의 크기, 상기 부트스트랩 커패시터의 커패시턴스 값에 기반하여 결정되는 벅 컨버터의 동작 방법.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 동작 모드가 비동기 모드에 상응하는 경우, 상기 비동기 모드에 따라 상기 제1 제어 신호를 토글링하고, 상기 제2 제어 신호를 비활성화하는 단계를 더 포함하는 벅 컨버터의 동작 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제3 제어 신호는,
    상기 제1 제어 신호와 교번하여 토글되는 벅 컨버터의 동작 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제3 제어 신호는,
    차지 구간 동안, 미리 정의된 횟수만큼 토글링되고, 상기 차지 구간이 경과하면, 디스차지 구간 동안 비활성화되는 벅 컨버터의 동작 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 차지 구간의 길이 및 상기 디스차지 구간의 길이는,
    부트스트랩 커패시터의 누설 전류의 크기, 상기 부트스트랩 커패시터의 커패시턴스 값에 기반하여 결정되는 벅 컨버터의 동작 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 차지 구간의 길이는, 상기 부트스트랩 커패시터의 누설 전류의 크기에 반비례하고,
    상기 디스차지 구간의 길이는, 상기 부트스트랩 커패시터의 커패시턴스 값에 비례하여 결정되는 벅 컨버터의 동작 방법.
  19. 입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 상부 스위칭 소자;
    상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 하부 스위칭 소자;
    동작 모드를 지시하는 모드 신호를 수신하고, 상기 모드 신호에 기반하여 상기 상부 스위칭 소자를 턴-온하는 제1 제어 신호 및 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제2 제어 신호 중 적어도 하나를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러;
    상기 모드 신호를 수신하고, 상기 모드 신호에 기반하여 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하는 제3 제어 신호를 토글하는 부트스트랩 차저; 및
    상기 상부 스위칭 소자의 게이트 단 및 상기 스위칭 노드를 연결하는 부트스트랩 커패시터; 를 포함하는 벅 컨버터.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 동작 모드가 펄스 스킵 모드에 상응하는 경우, 상기 PWM 컨트롤러는,
    상기 펄스 스킵 모드에 따라 상기 제1 제어 신호 및 상기 제2 제어 신호를 비활성화하고, 상기 부트스트랩 차저는, 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하기 위한 상기 제3 제어 신호를 토글하고,
    상기 동작 모드가 비동기 모드에 상응하는 경우, 상기 PWM 컨트롤러는, 상기 비동기 모드에 따라 상기 제1 제어 신호를 토글링하고, 상기 제2 제어 신호를 비활성화하고, 상기 부트스트랩 차저는, 상기 하부 스위칭 소자를 턴-온하기 위한 상기 제3 제어 신호를 토글하는 벅 컨버터.
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