KR20210059744A - 전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 DC 그리드의 전류 경로(6)를 분리하기 위한 스위칭 디바이스(1)에 관한 것으로, 상기 전류 경로는 소스-측 및 부하-측 커패시터들(3, 5)을 포함한다. 스위칭 디바이스는 직렬로 연결된 적어도 2개의 스위칭 모듈들(10)을 포함한다. 스위칭 모듈들(10) 각각은 저항기(14) 및 커패시터(15)로 구성된 직렬 회로와 병렬로 연결된 적어도 하나의 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)를 포함한다. 본 발명에 따른 스위칭 디바이스(1)는, 저항기(14)가 함께 직렬로 연결된 2개의 저항기들(141, 142)의 직렬 회로로 형성되는 것을 특징으로 하며, 직렬 회로의 제1 단부는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 제1 부하 연결(11)에 연결되고, 직렬 회로의 제2 단부는 커패시터(15)에 연결된다. 스위칭 모듈들(10) 각각은 직렬 회로의 2개의 저항기들의 제1 노드 포인트(143)와, 커패시터(15)를 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 제2 부하 연결(12)에 연결하는 제2 노드 포인트(144) 사이에 연결된 다른 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(16)를 포함한다.

Description

전류 경로를 분리하기 위한 스위칭 디바이스
본 발명은 DC 공급 시스템(DC supply system)의 전류 경로를 연결해제하기 위한 스위칭 디바이스(switching device)에 관한 것으로, 상기 전류 경로는 소스-단 및 부하-단 인덕턴스(inductance)들을 포함한다.
DC 공급 시스템의 전류 경로(상기 전류 경로는 소스-단 및 부하-단 인덕턴스들을 포함함)를 연결해제하기 위해 제공되는 스위칭 디바이스는 DC 공급 시스템으로부터의 에너지(energy)의 복구 또는 제거를 수용할 수 있어야 한다.
기계식 스위치들 또는 기계식 및 전자식 스위칭 엘리먼트(element)가 있는 하이브리드 스위치(hybrid switch)들이 사용되는 경우, 전류 경로의 연결해제가 전류의 제로-크로싱(zero-crossing)과 일치하도록 보장될 수 없으므로, 아크(arc)의 발생에 대한 결과적 위험이 존재한다. 따라서 이러한 유형의 기계식 스위칭 엘리먼트는 복잡한 회로에 의해, 예컨대, 전압 서지 리미터(voltage surge limiter)들로서 복수의 반도체 스위칭 엘리먼트들 및 배리스터(varistor)들을 제공함으로써 보호되어야 한다. 이를 위해, 예컨대, 주 전류 분기에 배열된 고속 기계식 스위치는, 전도 상태에서 낮은 전압 강하를 겪는 반도체 스위칭 엘리먼트와 상호 연결될 수 있다. 이 반도체 스위칭 엘리먼트의 기능은, 부하 경로의 연결해제 시, 전류가 이러한 어레인지먼트(arrangement)와 병렬로 연결된 주 스위치로 라우팅(route)될 수 있도록 연결해제시 전압 강하를 발생시키는 것이다. 이 주 스위치는 복수의 반도체 스위칭 엘리먼트들의 직렬 회로로 구성되며, 이것의 전압 서지 보호를 위해, 배리스터가 각각의 경우에 병렬-연결된다. 현재 전류가 본질적으로 병렬 경로를 통해 흐르는 경우, 고속 기계식 스위치는 아크를 발생시키지 않고 연결해제될 수 있다. 이 스위칭 디바이스의 단점은 요구되는 복수의 반도체 스위칭 엘리먼트들 및 배리스터들과 연관된 그것의 복잡성이며, 여기서 후자는 매우 비싸고 번거롭다.
제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들, 즉, IGBT들만으로 구성된 스위칭 디바이스들이 또한 공지되어 있다. 예컨대, 이러한 유형의 변형들에서, 2개의 반도체 스위칭 엘리먼트들이 양방향 동작을 위해 역-직렬(anti-series) 어레인지먼트로 부하 경로에서 연결될 수 있다. 그러나 추가 조치들이 없는 경우, 이 스위칭 디바이스는 임의의 큰 인덕턴스들을 특징으로 하지 않는 DC 공급 시스템들에서만 사용될 수 있다. 더욱이, 예컨대, 배리스터들 등과 같은 전압-제한 컴포넌트들이 요구되지만, 이들의 사용은 비용상의 이유로 선호되지 않는다.
출원인에 의한 PCT/EP2018/054775는 위에서 언급된 문제들을 해결하는 스위칭 디바이스를 개시한다. 이 스위칭 디바이스는 적어도 2개의 직렬-연결된 스위칭 모듈(module)들을 포함한다. 스위칭 모듈들 각각은 저항기 및 커패시터(capacitor)로 구성된 직렬 회로가 병렬로 연결된, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)의 형태의 적어도 하나의 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 포함한다. 이러한 유형의 스위칭 디바이스는 전류 경로의 전류 흐름이 급격하게 감소되지 않지만 램프 특성으로(ramped characteristic) 감소되는 "소프트(soft)" 스위치-오프 프로세스(switch-off process)를 허용한다. 적어도 2개의 스위칭 모듈들 중 적어도 하나에 의해, 역-전압(counter-voltage)이 전류 경로에 구성된다. 이것은 스위칭-모드 도메인에서 스위칭 모듈들의 개개의 반도체 스위칭 엘리먼트의 동작에 의해 가능해진다. 따라서 스위치-오프 시 높은 전력 손실은 개개의 스위칭 모듈들의 반도체 스위칭 엘리먼트에서 구현되는 것이 아니라, 주로 개개의 스위칭 모듈들의 저항기에서 구현된다. 따라서 비싸고 무겁고 번거로운 배리스터들과 같은 전압-제한 컴포넌트들은 스위칭 디바이스로부터 생략될 수 있다. 따라서 개개의 스위칭 모듈들의 반도체 스위칭 엘리먼트는 브레이크 초퍼(brake chopper)의 기능을 수행한다.
이 스위칭 디바이스의 단점은 부하 전류뿐만 아니라 커패시터의 방전 전류도 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 통해 전도된다는 것이다. 방전 전류는 스위치-오프 동작 중 잠시 동안만 전도되지만, IGBT들은 과전류를 약간만 전달할 수 있다. 따라서 이들은 최악의 경우, 즉, 가능한 최대 합계 전류가 부하 전류 및 방전 전류를 포함하는 경우에 설계되어야 하며, 이는 큰 치수들의 컴포넌트들을 사용하는 것이 필요하게 한다. 결과적으로, 스위칭 디바이스는 바람직하지 않게 비싸진다.
본 발명의 목적은 DC 공급 시스템에서 전류 경로를 연결해제하기 위한 스위칭 디바이스를 특정하는 것이며, 상기 전류 경로는 소스-단 및 부하-단 인덕턴스들을 포함하며, 이 스위칭 디바이스는 구조적으로 그리고/또는 기능적으로 더 개선되고 컴포넌트의 임의의 치수초과(overdimensioning)를 요구하지 않는다. 특히, 스위칭 디바이스는 더 낮은 비용으로 제공될 수 있는 것으로 의도된다.
이 목적은 청구항 제1 항의 특징들에 따른 스위칭 디바이스에 의해 달성된다. 유리한 구성들이 종속 청구항들로부터 나타난다.
DC 공급 시스템에서 전류 경로를 연결해제하기 위한 스위칭 디바이스가 제안되며, 상기 전류 경로는 소스-단 및 부하-단 인덕턴스들을 포함하며, 이 스위칭 디바이스는 적어도 2개의 직렬-연결된 스위칭 모듈들을 포함한다. 스위칭 모듈들 각각은 저항기 및 커패시터로 구성된 직렬 회로가 병렬로 연결된 적어도 하나의 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 포함한다. 스위칭 디바이스는 2개의 직렬-연결된 저항기들을 포함하는 직렬 회로로 저항기가 형성되는 것에 의한 PCT/EP2018/054775로부터 공지된 스위칭 디바이스를 개발한다. 직렬 회로의 제1 단부는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트의 제1 부하 단자에 연결된다. 직렬 회로의 제2 단자는 커패시터에 연결된다. 스위칭 모듈들 각각은 또한 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 포함한다. 직렬 회로의 2개의 저항기들의 제1 노드와, 커패시터를 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트의 제2 부하 단자에 연결하는 제2 노드 사이에 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트가 연결된다.
이러한 방식으로 설계된 스위칭 디바이스에서, 부하 전류는 공지된 스위칭 디바이스에서와 같이, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 통해 흐른다. 대조적으로, 스위칭 모듈의 커패시터를 방전하기 위한 방전 전류는 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트에 의해 수용된다. 결과적으로, 부하 전류를 전도하는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트는 부하 전류 수준에 대해 치수화될 수 있다. 공지된 스위칭 디바이스에서와 같이, 임의의 치수초과에 대한 필요성이 존재하지 않는다. 그에 의해 제공된 스위칭 디바이스는 추가 컴포넌트들에도 불구하고 비용이 더 저렴하다.
일 적절한 구성에 따르면, 제어 신호를 통해 전도 및 차단 상태로 스위치될 수 있는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트의 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트로서 사용된다. 예컨대, 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트는 IGBT(insulated gate bipolar transistor)일 수 있다. 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트가 IGBT의 형태인 경우, 이것은 제어 동안 더 많은 자유도를 초래한다. 스위칭 모듈의 커패시터의 방전 전류를 전달하는 기능 이외에, 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 통해 영구적 전류 흐름을 달성하는 것이 또한 가능하다. 그런 다음, 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트의 업스트림에 연결된 저항기들의 직렬회로의 저항기가 예컨대, 네트워크 오실레이션(network oscillation)들을 감쇠시키는 데 사용될 수 있거나 또는 용량성 부하들을 위한 부하 저항기로서 사용될 수 있다.
일 대안적 구성에서, 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트는 사이리스터(thyristor)이다. 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트로서의 사이리스터의 사용은 그것이 잠시 크게 과부하될 수 있어 그 결과 비교적 작은 유형이 사용될 수 있게 한다는 이점을 갖는다. 결과적으로, 스위칭 디바이스는 저렴한 비용으로 구현될 수 있다.
일 구성에 따르면, 사이리스터는 연결해제가능한 유형이며, 예컨대, GTO(Gate Turn-Off) 사이리스터 또는 IGCT(Integrated Gate-Commutated Thyristor)이다. 연결해제가능한 유형의 사이리스터의 사용은 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트의 전류 경로를 통한 전류 흐름을 타겟팅된 방식(targeted manner)으로 종료하는 것을 가능하게 한다.
그것이 특히 높은 비용들 및/또는 열악한 이용가능성으로 인해 연결해제가능한 유형의 사이리스터를 사용하는 것으로 의도되지 않는 경우, 사이리스터는 턴-오프 회로에 의해 대안적으로 턴 오프될 수 있다. 이 경우, 특히, 스위칭 디바이스의 부하 전류를 전달하는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트는 턴-오프 회로의 엘리먼트이다. 결과적으로, 추가 엘리먼트들의 수는 낮게 유지될 수 있다.
턴-오프 회로는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트의 제1 노드와 제1 부하 단자 사이에 연결되는 추가 커패시터를 적절하게 포함한다. 따라서 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트가 스위치 온될 때 사이리스터에 걸쳐 짧은 음의 전압 서지(brief negative voltage surge)를 발생시키는 추가 커패시터는 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트와 직렬로 연결된 레지스터들의 직렬 회로의 레지스터와 병렬로 연결되어 그 결과 사이리스터의 전류가 0이 되게 된다. 이것은 적은 노력으로 사이리스터를 턴 오프하는 것을 가능하게 한다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 커패시터의 원하는 방전 시간은 직렬 회로에서 저항기들의 저항 값들의 비에 의해 세팅된다. 커패시터를 충전할 때, 저항기들의 직렬 회로의 2개의 저항기들의 저항 값들의 합으로부터 발생하는 저항 값이 유효하다. 대조적으로, 커패시터를 방전할 때, 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트에 대한 병렬 분기에 포함된 그 저항기의 저항 값만이 유효하다.
추가적인 적절한 구성에 따르면, 추가 커패시터는 스위칭 모듈의 커패시터의 커패시턴스 값보다 작은 커패시턴스 값을 갖는다.
설명된 스위칭 디바이스는 특히, 1000 V 초과의 전압을 갖는 DC 공급 시스템에서 사용하기 위해 제공된다. 그런 다음, DC 공급 시스템의 상용 전압(prevailing voltage)에 따라, 스위칭 디바이스에 대한 적절한 대응하는 수의 스위칭 모듈들이 선택되어야 한다. DC 공급 시스템에서 제어될 전압이 높을수록, 선택되는 스위칭 모듈들의 수가 더 커질 것이다 ― 동일한 반도체 스위칭 엘리먼트들이 제공됨 ― . 중간 전압 범위의 DC 공급 시스템들의 경우, IGBT들 또는 MOSFET들이 특히 부하 전류를 스위치하기 위한 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들로서 사용될 수 있다. 더 높은 전압들에서도, IGCT 또는 컷-오프 디바이스를 갖는 사이리스터들이 특히 사용된다. 추가 구성에 따르면, 여기에서 설명된 유형의 스위칭 디바이스가 단락-방지 전원 스위치(short-circuit-proof power switch)로서 사용되는 것이 제공된다.
본 발명은 도면에 표현된 예시적 실시예들을 참조하여 이하에서 더 상세하게 설명된다.
도 1은 공지된 스위칭 디바이스에 대한 개별 단방향 스위칭 모듈의 레이아웃을 도시하는 등가의 전기 회로 다이어그램을 도시한다.
도 2는 도 1에 도시된 3개의 스위칭 모듈들의 직렬 연결의 등가의 전기 회로 다이어그램을 도시한다.
도 3은 소스-단 및 부하-단 인덕턴스들을 갖는 DC 공급 시스템에서 본 발명에 따른 스위칭 디바이스의 등가의 전기 회로 다이어그램을 도시한다.
도 4는 본 발명에 따른 개선된 스위칭 모듈의 제1 예시적 실시예를 도시한다.
도 5는 본 발명에 따른 개선된 스위칭 모듈의 제2 예시적 실시예를 도시한다.
도 6은 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 통한 전압 및 전류의 특성을 도시하는 다이어그램을 도시한다.
도 7은 양방향 동작을 허용하는 본 발명에 따른 스위칭 모듈의 제3 예시적 실시예를 도시한다.
다음의 설명에서, 동일한 엘리먼트들에는 동일한 참조 심볼들이 제공된다.
도 1은 소스-단 및 부하-단 인덕턴스들을 포함하는 전류 경로(6)를 연결해제하기 위해 PCT/EP2018/054775로부터 공지된 스위칭 디바이스(1)의 스위칭 모듈(10)의 개략적 레이아웃을 도시한다. 스위칭 모듈(10)은 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)를 포함한다. 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 IGBT, MOSFET, IGCT 또는 컷-오프 디바이스를 갖는 사이리스터일 수 있다. 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 부하 단자들은 제1 스위칭 모듈 단자(11)와 제2 스위칭 모듈 단자(12) 사이에 연결된다. 저항기(14) 및 커패시터(15)로 구성된 직렬 회로가 제1 및 제2 스위칭 모듈 단자들(11, 12) 사이에 추가로 배열된다. 다시 말해서, 저항기(14) 및 커패시터(15)로 구성된 RC 엘리먼트는 제어가능한 스위칭 엘리먼트(13)의 부하 단자들과 병렬로 연결된다. 명료함을 위해 IGBT가 있는 역-직렬 다이오드는 예시되지 않는다. 스위칭 엘리먼트(13)가 역-직렬로 연결된 2개의 IGBT들로 구성된 경우, 모듈은 양방향 동작을 위해 업그레이드될 수 있다.
스위칭 디바이스(1)의 그러한 개별 스위칭 모듈의 기본 동작 모드는 다음과 같다: 스위칭 디바이스(1)가 전류를 전도할 경우, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 전도 상태로 스위치된다. 전류 경로(6)가 스위칭 디바이스(1)에 의해 연결해제된 직후, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 도면들에 도시되지 않은 제어 디바이스에 의해 차단 상태로 스위치된다. 결과적으로, 전류 경로(6)에서 흐르는 전류(I)는 저항기(14) 및 커패시터(15)로 구성된 RC 엘리먼트를 통해서만 계속 흐를 수 있다. 커패시터(15)는 그것에 걸친 전압 강하에 대한 사전 정의된 상한 임계 값에 달성될 때까지 그 안으로 흐르는 전류(I)에 의해 충전된다. 이를 위해, 대응하는 측정 디바이스(표현되지 않음)가 스위칭 모듈(10)에서 제공될 수 있다. 사전 정의된 상한 임계 값에 달성된 직후, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 전도 상태로 다시 스위치된다. 따라서 커패시터(15)는 저항기(14) 및 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)를 통해 방전될 수 있다. 커패시터(15)에 걸친 전압 강하에 대한 사전 정의된 하한 임계 값에 달성된 직후, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 그것의 제어 디바이스에 의해 전도 상태로 다시 스위치된다. 따라서 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 전도될 (부하) 전류(I)뿐만 아니라 커패시터(13)의 방전으로부터 발생하는 방전 전류를 위해 설계될 필요가 있다.
DC 공급 시스템의 단락에 대한 응답으로 전류 경로(6)의 연결해제가 발생하는 경우, 재폐로(reclosing)(제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)를 전도 상태로 스위칭)는 스위칭 모듈(10)을 통한 단락 전류의 흐름의 복원을 가능하게 한다. 그러나, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 스위치-온 시간이 매우 짧으므로, 전류 경로(6)에 흐르는 전류(I)는 도 1에 도시되어 있지 않은 소스-단 및 부하-단 인덕턴스들(3 및 5)(도 3 참조)이 전류의 과도하게 급격한 상승을 방지하므로 평균적으로 클리어된다(cleared).
스위칭 디바이스(1)가 도 1에 표현되는 바와 같이, 단일 스위칭 모듈(10)만을 포함한다면, 전압 제어는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 최대 전압보다 낮은 전압들로 제한될 것이다. 전류 경로의 인덕턴스들의 존재와 연관된 과전압의 발생 및 고속 연결해제 프로세스와 연관된 더 높은 전압들의 경우, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)가 파괴될 수 있다. 원칙적으로, 스위칭 디바이스(1)에 단일 스위칭 모듈(10)을 제공하는 것이 가능하지만, 이것은 DC 공급 시스템이 높은 임피던스들을 포함하는 경우에만 적절하다.
도 2에 따라 제안된 스위칭 디바이스(1)에 의해 더 높은 전압들을 갖는 DC 공급 시스템에서 전류 경로의 연결해제를 가능하게 하기 위해, 그에 따라 도 1에 도시된 바와 같은 복수의 스위칭 모듈들의 직렬 연결이 제공된다.
도 2는 n개의 스위칭 모듈들(10-1, 10-2, …, 10-n(일반적으로: 10-i, 여기서 i = 1 내지 n))의 직렬 연결의 등가의 전기 회로 다이어그램을 도시한다. 스위칭 모듈들(10-i) 각각은 도 1에 설명된 방식으로 구성된다. 스위칭 모듈들(10-i)의 직렬 연결은 제1 스위칭 모듈(10-1)의 제2 스위칭 모듈 단자(12-1)가 다음 스위칭 모듈(10-2)의 제1 스위칭 모듈 단자(11-2)에 연결되는 등으로 순차적으로 연결되도록 실행된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 제1 스위칭 모듈(10-1)의 제1 스위칭 모듈 단자(11-1)는 소스-단 인덕턴스(3)를 통해 DC 전압 소스(2)에 연결된다. 예컨대, DC 전압 소스(2)는 에너지 발생 유닛, 예컨대, 태양 광 발전 설비(photovoltaic installation), 저장 시스템, 배터리 충전 디바이스, 풍력 에너지 설비, 정류기 등일 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 마지막 스위칭 모듈(10-n)의 제2 스위칭 모듈 단자(12-n)는 부하-단 인덕턴스(6)를 통해 부하(4)에 연결된다. 부하(4)는 예컨대, DC 공급 시스템의 구동 시스템 또는 유사한 것일 수 있다.
도 3은 2개의 직렬-연결된 스위칭 모듈들(10-1 및 10-2)로 구성된 스위칭 디바이스(1)의 등가의 전기 회로 다이어그램을 도시하며, 이들 각각은 도 1에 설명된 바와 같이 구성된다. 스위칭 디바이스(1)는 위에서 언급된 소스-단 인덕턴스(3)를 통해 DC 전압 소스(2)에 연결된다. 출력 측에서, 스위칭 디바이스(1)는 부하-단 인덕턴스(5)를 통해 부하(4)에 연결된다. 소스-단 및 부하-단 인덕턴스들(3, 5)은 반드시 DC 공급 시스템의 물리적 컴포넌트들을 구성할 필요가 없다. 소스-단 및 부하-단 인덕턴스들(3, 5)은 또한 라인 인덕턴스들일 수 있다.
도 3에 도시된 스위칭 디바이스의 동작 모드는 다음과 같다: 부하(4)가 DC 전압 소스(2)로부터 전류를 공급받을 경우, 스위칭 모듈들(10-1, 10-2)(일반적으로: 10-i, 여기서 i = 1 내지 2)의 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-1, 13-2)(일반적으로: 13-i, 여기서 i = 1 내지 2)은 전도 상태로 스위치된다. 전류 경로(6)가 연결해제된 직후, 예컨대, 부하-단 단락의 이유로, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 둘 다는 전류(I)가 스위칭 모듈들(10-i)의 2개의 RC 엘리먼트들을 통해서만 흐를 수 있도록 먼저 차단 상태로 스위치된다. 커패시터들(15-1, 15-2)(일반적으로: 15-i, 여기서 i = 1 내지 2)은 개개의 사전 정의된 상한 임계 값에 달성될 때까지 충전된다. 두 커패시터들(15-i)에 대해 동일한 또는 상이한 사전 정의된 상한 임계 값이 선택될 수 있다. 처음에, 스위칭 모듈(10-1 또는 10-2)의 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-1 또는 13-2) 중 하나는 연관된 커패시터(15-1 또는 15-2)가 직렬-연결된 저항기(14-1 또는 14-2)를 통해 방전되도록 전도 상태로 다시 스위치된다. 사전 정의된 하한 임계 값에 달성된 직후, 대응하는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트는 차단 상태로 다시 스위치된다. 동시에 또는 그 이후 짧은 시간 오프셋으로, 사전 정의된 상한 임계 값에 달성되는 경우, 다른 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13-2 또는 13-1)는 전도 상태로 스위치된다. 따라서, 2개의 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-1, 13-2)은 교대로 전도 상태로 스위치되고, 그에 따라 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 둘 다에 걸쳐 조합되어 총 전압(Uges)이 존재하도록 보장하며, 이에 의해 전류 흐름 및 그에 따른 인덕턴스들(3, 5)에 저장된 에너지는 클리어된다.
단일 스위칭 모듈을 사용하는 경우와는 달리, 복수의 스위칭 모듈들의 경우, 역-전압(즉, DC 전압 소스(2)의 전압 방향과 반대 방향으로 배향되는 전압)이 DC 공급 시스템에 지속적으로 존재한다. 직렬-연결된 스위칭 모듈들의 수(n)가 매우 큰 경우, 하나의 스위칭 모듈의 단기 단락은 거의 중요하지 않으며, 그 결과 전류가 점진적으로 클리어된다.
모든 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i)에서 사전 정의된 상한 스위칭 임계치에 더 이상 달성되지 않은 직후, 스위칭 모듈들(10-i)의 모든 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i)은 차단된 상태로 영구적으로 유지될 것이다. 그런 다음, DC 공급 시스템의 전압은 자연적 공진으로 오실레이션할 것이다.
설명된 방법은 직렬-연결된 스위칭 모듈들의 수(n)의 크기에 관계없이 대응하는 방식으로 실행된다. 임의의 주어진 시점에서 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i) 중 어떤 것이 차단 상태이고, 어떤 다른 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i)이 전도 상태로 스위치되는지는 위에서 언급되었지만 표현되지 않은 제어 유닛의 의도적 제어에 의해 영향을 받을 수 있다. 마찬가지로, 개개의 상한 스위칭 임계치들의 적절한 그리고 상이한 선택에 의해, 연관된 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트의 스위치-온 및 스위치-오프의 시간적 특성이 영향을 받을 수 있다.
다른 대안에서, 개개의 커패시터들(15-i)에 걸쳐 존재하는 전압은 대응하는 측정 수단(도시되지 않음)에 의해 모니터링될 수 있다. 이 경우, 최고 전압이 존재하는 커패시터에 할당된 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트는 사전 정의된 하한 임계 값에 달성될 때까지 전도 상태로 스위치된다. 지속적으로 상이한 시점들에서 상이한 스위칭 모듈들 또는 그의 커패시터들이 최고 전압을 갖는다면, 스위칭 모듈들(10-i)의 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트들(13-i)의 스위치-온 및 스위치-오프가 더 많이 또는 더 적게 랜덤화된 방식으로 발생한다.
도 4 및 도 5는, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)가 커패시터(15)의 방전으로부터 발생하는 방전 전류와 관계없이 치수화될 수 있는 개선된 스위칭 디바이스(1)의 2개의 예시적 실시예들의 등가의 전기 회로 다이어그램들을 도시한다. 다시 말해서, 본 발명에 따른 개선된 스위칭 디바이스들(1)에서, 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 주로 부하 전류(I)를 전도하는 것을 담당하고, 이를 위해 치수화될 수 있다. 커패시터(15)의 방전으로부터 발생하는 방전 전류는 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(16)를 통해 수용된다. 이것은 도 4에 따른 예시적 실시예에 도시된 바와 같은 IGBT 또는 도 5에 따른 예시적 실시예에 도시된 바와 같은 사이리스터일 수 있다.
도 1로부터 공지된 스위칭 디바이스(1)의 변형에서, 저항기(14)는 2개의 직렬-연결된 저항기들(141, 142)의 직렬 회로로 형성된다. 직렬 회로의 제1 단부는 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 제1 부하 단자 및 그에 따른 제1 스위칭 모듈 단자(11)에 연결된다. 직렬 회로의 제2 단자는 커패시터(15)에 연결된다. 도 4에 따른 IGBT는 직렬 회로의 저항기들(141, 142)의 제1 노드(143)와 제2 스위칭 모듈 단자(12)를 구성하는 제2 노드(144) 사이에 연결된다. 제2 노드(144) 또는 제2 스위칭 모듈 단자(12)는 커패시터(15)를 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 제2 부하 단자에 연결한다.
IGBT(16) 및 제어가능한 스위칭 엘리먼트(13)는 거의 동시에 스위치될 수 있다. 그런 다음, 커패시터(15)는 저항기(141) 및 IGBT(16)를 통해 방전된다. 대조적으로, 반도체 스위칭 엘리먼트들(13, 16)이 차단 상태로 스위치될 때, 커패시터는 저항기들(141, 142) 둘 다를 통해 충전된다. 커패시터(15)의 방전 시간은 저항 값(141)을 선택함으로써 세팅될 수 있다.
도 4에 도시된 솔루션에 따르면, IGBT가 추가 컴포넌트들 없이 정밀하게 제어될 수 있으므로 제어 동안 자유도가 발생한다. 커패시터(15)에 대한 순수한 방전 기능과 더불어, 저항기(142) 및 IGBT(16)를 통한 영구적 전류 흐름이 또한 달성될 수 있다. 따라서 저항기(142)는 예컨대, 네트워크 오실레이션들을 감쇠시키는 데 사용될 수 있거나 또는 용량성 부하들에 대한 충전 저항기로서 사용될 수 있다.
도 5에 예시된 구현 변형에서, IGBT보다 더 낮은 비용으로 제공될 수 있는 사이리스터(16)가 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트로서 예시된다. 또한 사이리스터들은 IGBT들에 비해 그들이 잠시 크게 과부하될 수 있어 그 결과 사이리스터가 작은 치수들을 가질 수 있게 한다는 이점을 갖는다.
사이리스터들의 공지된 단점은 직류가 자체적으로 소멸되지 않아, 그 결과 부하 전류(I)가 커패시터(15)가 방전된 이후에도 그리고 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)가 차단된 상태에 있을 때에도 계속 흐를 것이라는 점이다. 이 문제를 해결하기 위해, GTO 또는 IGCT와 같은 연결해제가능한 유형의 사이리스터는 사이리스터(13)로서 사용될 수 있다. 그러나, 그들은 높은 비용들 및 열악한 이용가능성의 단점을 갖는다. 대안적으로, 소위 턴-오프 회로가 또한 사이리스터(16) 위에 배열될 수 있다. 도 5에 도시된 변형은 이미 이용가능한 스위칭 디바이스의 엘리먼트들을 사용하고, 추가 커패시터(17)와 상호 작용하여 그러한 턴-오프 회로를 제공한다. 턴-오프 회로는 사이리스터의 단락을 발생시키는 데 사용된다. 추가 커패시터(17)는 저항기(142)와 병렬로 연결된다. 이것은 커패시터(17)가 제1 스위칭 모듈 단자(11)와 제1 노드(143) 사이에 연결된다는 것을 의미한다. 추가 커패시터(17)의 커패시턴스 값은 커패시터(15)의 커패시턴스 값보다 작다. 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)가 스위치 온될 때 사이리스터(16)에 걸쳐 짧은 음의 전압 서지를 발생시키는 추가 커패시터(17)의 도움으로, 전류가 0이 되며, 그 결과 사이리스터를 통한 전류 흐름이 중단될 수 있다.
도 6은 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 통한 전압 및 전류의 특성을 도시하는 다이어그램을 도시한다. 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트를 통해 전류 흐름이 커패시터(15)의 방전 동안 잠시 상승하고, 동시에 전압이 최대 값으로부터 0으로 떨어지는 것을 분명히 알 수 있다. 커패시터가 방전된 이후, 커패시터(15)는 그것이 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트에 의해 다시 방전될 때까지 다시 점진적으로 충전된다.
설명된 2개의 변형들은 도 1에 도시된 스위칭 디바이스 대신 도 2 및 도 3에 따른 어레인지먼트들에서 사용될 수 있다.
도 4에 도시되고 설명된 바와 같이, 역-직렬로 2개의 모듈들을 연결함으로써 양방향 동작을 위한 스위치가 달성될 수 있다. 이것은 도 7에 예시된다.
1 스위칭 디바이스
2 DC 전압 소스
3 소스-단 인덕턴스
4 부하
5 부하-단 인덕턴스
6 연결해제될 라인
10 스위칭 모듈
10-1,…,10-n 스위칭 모듈
11 제1 스위칭 모듈 단자
11-1,…,11-n 제1 스위칭 모듈 단자
12 제2 스위칭 모듈 단자
12-1,…,12-n 제1 스위칭 모듈 단자
13 반도체 스위칭 엘리먼트
13-1,…,13-n 반도체 스위칭 엘리먼트
14 저항기
14-1,…,14-n 저항기
15 커패시터
15-1,…,15-n 커패시터
16 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트
17 추가 커패시터
141 저항기
142 저항기
143 제1 노드
144 제2 노드
U 전압
I 전류
t 시간

Claims (9)

  1. DC 공급 시스템에서 전류 경로(6)를 연결해제하기 위한 스위칭 디바이스(switching device)(1)로서,
    상기 전류 경로(6)는 소스-단 및 부하-단 인덕턴스(inductance)들(3, 5)을 포함하고,
    상기 스위칭 디바이스는 적어도 2개의 직렬-연결된 스위칭 모듈(module)들(10)을 포함하고,
    상기 스위칭 모듈들(10) 각각은 저항기(14) 및 커패시터(capacitor)(15)로 구성된 직렬 회로가 병렬로 연결된 적어도 하나의 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(semiconductor switching element)(13)를 포함하고,
    상기 스위칭 디바이스는,
    - 상기 저항기(14)가 2개의 직렬-연결된 저항기들(141, 142)의 직렬 회로로 형성되며, 상기 직렬 회로의 제1 단부는 상기 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 제1 부하 단자에 연결되고, 상기 직렬 회로의 제2 단부는 상기 커패시터(15)에 연결되고, 그리고
    - 상기 스위칭 모듈들(10) 각각이 또한 직렬 회로의 상기 2개의 저항기들의 제1 노드(143)와, 상기 커패시터(15)를 상기 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 제2 부하 단자에 연결하는 제2 노드(144) 사이에 연결된 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(16)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(16)는 제어 신호를 통해 전도 상태 및 차단 상태로 스위칭될 수 있는 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
  3. 제1 항 또는 제2 항에 있어서,
    상기 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(16)는 IGBT(insulated-gate bipolar transistor)인 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
  4. 제1 항에 있어서,
    상기 추가 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(16)는 사이리스터(thyristor)인 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 사이리스터는 연결해제가능한 유형(GTO, IGCT)인 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
  6. 제4 항에 있어서,
    상기 사이리스터는 턴-오프 회로에 의해 턴 오프될 수 있는 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
  7. 제6 항에 있어서,
    제어 가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)는 턴-오프 회로의 엘리먼트인 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
  8. 제6 항 또는 제7 항에 있어서,
    상기 턴-오프 회로는 상기 제어가능한 반도체 스위칭 엘리먼트(13)의 상기 제1 노드와 상기 제1 부하 단자 사이에 연결되는 추가 커패시터(17)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
  9. 제1 항 내지 제8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 커패시터(15)의 원하는 방전 시간은 상기 직렬 회로에서 상기 저항기들(141, 142)의 저항 값들의 비에 의해 세팅되는 것을 특징으로 하는, 스위칭 디바이스.
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