KR20120089359A - 고전압용 컨버터 - Google Patents

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KR20120089359A KR1020127016919A KR20127016919A KR20120089359A KR 20120089359 A KR20120089359 A KR 20120089359A KR 1020127016919 A KR1020127016919 A KR 1020127016919A KR 20127016919 A KR20127016919 A KR 20127016919A KR 20120089359 A KR20120089359 A KR 20120089359A
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Abstract

본 발명은 고전압 사용을 위한 인버터(1)을 개발하는 서브모듈(7)에 관한 것으로서, 서브모듈은 제1 서브유닛(5) - 제1 에너지 저장소(18), 제1 에너지 저장소(18)와 병렬로 연결된 2개의 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13) - 각각이 온 및 오프 스위칭될 수 있는 전력 반도체(14, 15)를 포함하고 동일한 통과 방향을 가지며 각각이 공칭 통과 방향과 반대로 도통함 - 의 제1 직렬 회로(11), 및 제1 직렬 회로(11)의 전력 반도체 스위칭 유닛들(12, 13) 사이의 전위점에 연결되는 제1 연결 단자(x2)를 포함함 -, 및 제2 서브유닛 - 제2 에너지 저장소(26), 제2 에너지 저장소(26)와 병렬로 연결된 2개의 전력 반도체 스위칭 유닛(20, 21) - 각각이 온 및 오프 스위칭될 수 있는 전력 반도체(22, 23)를 포함하고 동일한 통과 방향을 가지며 각각이 공칭 통과 방향과 반대로 도통함 - 의 제2 직렬 회로(19), 및 고장의 경우에 단락 회로 전류를 빠르고 신뢰성있으며 효과적으로 제한하는, 제2 직렬 회로(19)의 전력 반도체 스위칭 유닛(20, 21) 사이의 전위점에 연결된 제2 연결 단자(x1)를 포함함 - 을 가지며, 제1 서브유닛 및 제2 서브유닛(10)은 양쪽 방향에서의 제1 연결 단자(x2)와 제2 연결 단자(x1) 사이의 전류 흐름이 모든 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13, 20, 21)의 선택된 스위칭 상태에서 제1 에너지 저장소(18) 및/또는 제2 에너지 저장소(26)를 통해서만 일어나도록 설계된 연결 수단(27)에 의해 서로 연결된다.

Description

고전압용 인버터{INVERTER FOR HIGH VOLTAGES}
본 발명은 컨버터를 형성하는 서브모듈에 관한 것으로서, 이 서브모듈은 제1 서브유닛 - 제1 에너지 저장소, 각각이 턴온 및 턴오프될 수 있는 전력 반도체를 갖고 동일한 순방향을 가지며 각각 상기 순방향에 대해 전도성 카운터(conductive counter)인 2개의 전력 반도체 스위칭 유닛으로 형성된 제1 직렬 회로 - 제1 에너지 저장소와 병렬로 연결됨 -, 및 제1 직렬 회로의 전력 반도체 스위칭 유닛들 사이의 전위점에 연결되는 제1 연결 단자를 가짐 -, 및 제2 서브유닛 - 제2 에너지 저장소, 각각이 턴온 및 턴오프될 수 있는 전력 반도체를 갖고 동일한 순방향을 가지며 각각 상기 순방향에 대해 전도성 카운터(conductive counter)인 2개의 전력 반도체 스위칭 유닛으로 형성된 제2 직렬 회로 - 제2 에너지 저장소와 병렬로 연결됨 -, 및 제2 직렬 회로의 전력 반도체 스위칭 유닛들 사이의 전위점에 연결되는 제2 연결 단자를 가짐 - 을 포함한다.
본 발명은 또한, 예를 들어, 각각의 경우에, AC 전압 연결과 DC 전압 연결 사이에 연장되고 브리지 회로를 형성하는 전력 반도체 밸브들을 포함하는 고전압 응용을 위한 컨버터에 관한 것이며, 각각의 전력 반도체 밸브는 2극 서브모듈로 형성된 직렬 회로를 갖고 각각의 서브모듈은 적어도 하나의 에너지 저장소 및 적어도 하나의 전력 반도체 회로를 가진다.
이러한 서브모듈 및 이러한 컨버터는 DE 101 03 031 A1로부터 이미 공지되어 있다. 그에 기술되어 있는 컨버터는 브리지 회로에서 서로 연결되는 전력 반도체 밸브들을 가진다. 상기 전력 반도체 밸브 각각은 AC 전압 전원 시스템의 상을 연결시키는 AC 전압 연결 및 DC 전압 중간 회로의 극에 연결될 수 있는 DC 전압 연결을 가진다. 이 경우에, 각각의 전력 반도체 밸브는 각각이 단극 저장 커패시터를 갖는 2극 서브모듈로 형성된 직렬 회로 및 저장 커패시터와 병렬로 연결된 전력 반도체 회로로 이루어진다. 전력 반도체 회로는 턴온 및 턴오프될 수 있고 동일한 쪽에 배향되는, 예를 들어, IGBT 또는 GTO와 같은 전력 반도체 스위치로 형성된 직렬 회로로 이루어지고, 반대쪽에서 프리휠링 다이오드가 각각 이 전력 반도체 스위치와 병렬로 연결된다. 각각의 서브모듈의 2개의 연결 단자 중 한쪽 연결 단자는 저장 커패시터에 연결되고, 다른쪽 연결 단자는 턴온 및 턴오프될 수 있는 2개의 전력 반도체 스위치 사이의 전위점에 연결된다. 2개의 구동가능한 전력 반도체 스위치의 스위칭 상태에 따라, 저장 커패시터 양단에서 강하되는 커패시터 전압 또는 영 전압이 서브모듈의 2개의 출력 단자에 인가될 수 있다. 전력 반도체 밸브 내의 서브모듈로 형성된 직렬 회로로 인해, DC 전압에 영향을 주는 소위 다단계 컨버터가 제공되고, 여기서 전압 계단의 레벨이 각자의 커패시터 전압의 레벨에 의해 정의된다. 다단계 또는 다중점 컨버터는, 중앙 커패시터 뱅크를 포함하는 2단계 또는 3단계 컨버터에 비해, 컨버터의 DC 전압측에서 단락 회로 시에 높은 방전 전류가 회피되는 이점을 가진다. 게다가, 다단계 컨버터의 경우에, 고조파를 필터링할 때의 비용이 2점 또는 3점 컨버터와 비교하여 감소된다.
다중점 컨버터는 또한 바람직하게는, 특히 소위 해상 풍력 발전 단지의 경우에 그리고 사막 지역에서의 태양 전력 네트워크와 관련하여 필요하게 되는, 공간적으로 광대한 분기형 DC 전압 전원 시스템을 구성하는 데 적당하다.
그러나, 이들 분야에서 컨버터를 사용하기 위한 한가지 중요한 사전 요건은 DC 전압 전원 시스템에서의 단락 회로의 신뢰할 수 있는 제어이다. 부하가 걸린 상태에서 높은 고장 전류를 스위칭할 수 있는 극도로 높은 DC 전압에 대한 편리한 기계적 스위치가 기본적인 물리적 문제점으로 인해 이용가능하지 않다. 기술적으로 달성가능한 턴오프 시간 및 기계적 스위치의 스위칭 과전압도 역시 문제가 된다.
EP 0 867 998 B1은 고전압 직류 전송 시스템의 DC 전압 중간 회로에서 전자 전력 반도체 스위치를 사용하는 것을 기술한다. 그러나, 몇백 킬로볼트의 DC 전압에서 전력 반도체 스위치를 사용하는 것은 높은 전압이 직렬로 연결된 많은 수의 전력 반도체를 필요로 한다는 단점을 가진다. 그러나, 이것은 또한 이들 구성요소에서 높은 온상태 손실도 있다는 것을 의미한다. 게다가, 전력 반도체와 병렬로 연결된 과전압 리미터를 제공하는 것이 필요하며, 그 결과 비용이 또한 증가된다. 과전압 리미터는 일반적으로 이상적인 리미터 특성 곡선을 갖지 않으며, 따라서 직렬로 연결된 전력 반도체의 수가 정격 전압에 의해 실제로 요구되는 것보다 훨씬 더 높도록 설계되어야만 한다. 이러한 과도한 치수의 결과로서, 온상태 손실이 더욱 더 증가한다.
WO 2008/067786 A1은 서브모듈로 형성되는 직렬 회로를 포함하는 다단계 컨버터를 기술하고, 여기서 각각의 서브모듈은 전력 반도체 회로와 병렬로 연결된 커패시터와 함께 사이리스터를 가진다. 사이리스터는 고장의 경우에 전체 단락 회로 전류를 전달하는 전력 반도체 회로의 프리휠링 다이오드와 병렬로 연결된다. 단락 회로의 경우에 병렬 사이리스터가 트리거되고, 그로써 프리휠링 다이오드에 대한 부하를 경감시킨다.
전기 에너지 전송 및 분배의 분야에서 상기 응용과 함께, DC 전압에 영향을 주는 다중점 컨버터는, 물론, 또한 구동 기술의 분야에서 사용하기에 아주 적합하다.
도입부에서 언급된 다중점 또는 다단계 컨버터는 컨버터를 통한 단락 회로 전류가 부가의 조치 없이는 양쪽 방향에서 제한될 수 없다는 단점을 가지며, 따라서 단락 회로에서의 컨버터 및 외부 구성요소의 반도체가 위험하게 되거나 파괴된다.
본 발명의 목적은 고장의 경우에 일어나는 단락 회로 전류가 효과적으로 제한될 수 있고 설치 손상이 신뢰성있게 회피될 수 있는 도입부에서 언급된 유형의 서브모듈 및 컨버터를 제공하는 것이다. 게다가, DC 전압 전원 시스템의 고장난 섹션이 가능한 한 빠르게 전원 차단되고 이러한 방식으로 나머지 DC 전압 전원 시스템으로부터 분리될 수 있도록 한다.
마지막으로, 컨버터의 DC 전압측에서의 단락 회로의 경우에, 그의 AC 전압측에서의 전류가 가능한 한 거의 영향을 받지 않도록 하며, AC측에서의 기계적 스위치의 트리거가 회피되도록 한다.
도입부에서 언급한 서브모듈로부터, 본 발명은 제1 서브유닛 및 제2 서브유닛이, 모든 전력 반도체 스위칭 유닛의 적어도 하나의 선택된 스위칭 상태에서 제1 연결 단자와 제2 연결 단자 사이에서 양쪽 방향으로 제1 에너지 저장소 및/또는 제2 에너지 저장소를 통해서만 전류 흐름이 일어나도록 구성되는 연결 수단을 통해, 서로 연결된다는 사실에 의해 이 목적을 달성한다.
도입부에서 언급된 컨버터로부터, 본 발명은 서브모듈이 본 발명에 따른 서브모듈이라는 사실에 의해 이 목적을 달성한다.
본 발명에 따르면, 각각이 에너지 저장소, 예를 들어, 커패시터와 2개의 전력 반도체 스위칭 유닛으로 형성된 직렬 회로를 갖는 2개의 서브유닛이 연결 수단을 통해 서로 연결된다. 연결 수단은 전력 반도체 스위칭 유닛을 적당히 구동할 시에 본 발명에 따른 서브모듈의 2개의 연결 단자 사이의 전류 흐름이 항상 적어도 하나의 에너지 저장소를 통해 일어나야만 하도록 종래 기술로부터 벗어난 방식으로 구현된다. 각각 영향을 받는 에너지 저장소는 항상, 클램핑 전류의 극성에 상관없이, 전류 흐름이 급속히 감쇠할 수 있게 하는 역 EMF를 증가시킨다. 본 발명에 따르면, 선택된 스위칭 상태는 연결 수단 및 그의 구성요소의 토폴로지에 의존한다.
본 발명에 따르면, 높은 단락 회로 전류가 부가의 외부 스위치 없이 제어될 수 있다. 종래 기술과 달리, 본 발명에 따르면, 양쪽 방향에서의 컨버터 자체를 통과하는 높은 단락 회로 전류가 신속하고 신뢰성있으며 효과적으로 회피될 수 있다는 것이 보장된다. 본 발명에 따르면, 예를 들어, 컨버터에 연결된 DC 전압 회로에서의 부가의 스위치 또는 서브모듈의 전력 반도체와 병렬로 연결된 반도체 스위치가 불필요한 것으로 되었다. 고장의 경우에, 본 발명에 따른 서브모듈은, 유리된 에너지(liberated energy)가 완전히 흡수되도록, 유리된 에너지를 거의 전적으로 받아들인다. 에너지 흡수의 결과 역 EMF가 일어나고, 바람직하지 않게 높은 전압이 회피되도록 정의되고 원하는 방식으로 에너지 흡수가 크기 조정될 수 있다. 게다가, 본 발명에 따르면, 컨버터를 재기동시키기 위해 어떤 에너지 저장소도 제어된 방식으로 충전될 필요가 없다. 오히려, 본 발명에 따른 컨버터는 언제라도 그의 정상 동작을 재시작할 수 있다.
적절하게도, 연결 수단은 스위칭 유닛을 가진다. 상기 스위칭 유닛은 그의 인터럽션 위치에, 예를 들어, 상기 선택된 상태에 있다. 그러나, 그로부터 벗어나서, 또한 본 발명에 따르면 스위칭 유닛이 선택된 스위칭 상태에서 그의 연속성 위치에 있는 것도 가능하다. 본 발명의 이 추가의 개발과 관련하여, 스위칭 유닛의 설계는 원칙상 임의적이다. 따라서, 예를 들어, 기계적 스위칭 유닛, 적당한 반도체 스위치, 또는 전력 반도체 스위칭 유닛이 컨버터의 나머지 전력 반도체 유닛과 동일할 수 있다. 전력 반도체 스위칭 유닛의 구성에 대해 나중에 더욱 더 상세히 논의할 것이다.
적절하게도, 연결 수단은 제1 서브유닛과 제2 서브유닛 사이의 전압차를 유지하도록 설계된 적어도 하나의 전위 분리 다이오드를 가진다. 이 유익한 추가의 개발에 따르면, 달성될 수 있는 전압 계단의 수를 증가시키는 것이 가능하다. 따라서, 예를 들어, 서브모듈의 연결 단자에서 제1 에너지 저장소 양단에서 강하된 전압과 제2 에너지 저장소 양단에서 강하된 전압의 합을 생성하는 것이 가능하다. 게다가, 본 발명의 이 구성의 경우에, 전력 반도체 스위칭 유닛의 스위칭 상태에 따라, 연결 단자에서 단지 하나의 전압, 즉, 제1 에너지 저장소 양단에서 강하된 전압 또는 제2 에너지 저장소 양단에서 강하된 전압을 발생할 가능성이 있다. 이러한 방식으로, 제1 및 제2 서브유닛이 종래 기술에 따른 2개의 서브모듈과 같이 제어 엔지니어링의 관점에서 처리될 수 있다. 이전에 확립된 제어 방법이 따라서 본 발명에 따른 서브모듈에도 적용될 수 있다.
게다가, 연결 수단이 적어도 하나의 댐핑 저항기를 갖는 것이 유리하다. 댐핑 저항기 또는 저항기들은 고장의 경우에 에너지를 받아들일 시에 에너지 저장소를 지원한다. 이를 위해, 상기 선택된 스위칭 상태에서 전류 흐름이, 클램핑 전류의 극성에 상관없이, 적어도 부분적으로 댐핑 저항기를 통해서도 지나가도록 하는 방식으로, 댐핑 저항기가 연결 수단의 나머지 구성요소와 상호연결된다.
본 발명의 하나의 바람직한 구성에 따르면, 연결 수단은 제1 직렬 회로의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터를 제2 직렬 회로의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터에 연결시키고 전위 분리 다이오드가 배열되는 이미터 연결 분기, 제1 직렬 회로의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛의 컬렉터를 제2 직렬 회로의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛의 컬렉터에 연결시키고 전위 분리 다이오드가 배열되는 컬렉터 연결 분기, 및 스위칭 유닛이 배열되고 이미터 연결 분기의 전위 분리 다이오드의 캐소드를 컬렉터 연결 분기의 전위 분리 다이오드의 애노드에 연결시키는 스위칭 분기를 가진다. 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터는 또한 소스 또는 캐소드라고도 한다.
이와 관련하여 하나의 적절한 추가의 개발에 따르면, 각자의 댐핑 저항기가 이미터 연결 분기 및 컬렉터 연결 분기에 배열된다. 이미 설명한 바와 같이, 스위칭 분기의 스위칭 유닛이, 원칙상, 임의적으로 선택될 수 있다. 본질적인 것은 스위칭 유닛이 전류 흐름을 인터럽트하는 인터럽터 위치와 도통하는 온상태 위치 사이에서 왔다갔다 스위칭될 수 있다는 것이다. 따라서, 예를 들어, 서브모듈의 나머지 전력 반도체 스위칭 유닛과 동일한, 기계적 회로 차단기, 비용 효과적인 반도체 스위치, 또는 전력 반도체 스위칭 유닛을 스위칭 유닛으로서 사용할 수 있다. 다른 구동가능한 전력 반도체도 역시 본 발명에 따른 스위칭 유닛으로서 사용될 수 있다.
이미 설명한 바와 같이, 이 적절한 추가의 개발에 따르면, 모든 전력 반도체 스위칭 유닛 및 스위칭 유닛이 인터럽터 위치에 있는 경우, 선택된 스위칭 상태가 달성된다. 그러면, 클램핑 전류가 항상 적어도 하나의 에너지 저장소 또는 댐핑 저항기를 통해 지나간다.
스위칭 유닛은 항상 서브모듈의 정상 동작 동안에 발생하는 전력 손실이 가능한 한 낮도록 선택되어야만 한다.
서브모듈의 모든 전력 반도체 스위칭 유닛이 동일하게 설계되는 경우, 달리 말하면, 모든 반도체 스위치가 동일한 경우, 이들은 균일한 역방향 전압 및 구조를 가진다. 이것은 높은 전압의 경우에 유리한데, 그 이유는 단지 몇개의 반도체 스위치가 극히 높은 전압 및 전력에 적당하기 때문이다. 서브모듈의 균일한 장비는 각각의 경우에 가장 적합하고 가장 강력한 반도체를 사용할 수 있게 한다.
적절하게도, 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은 턴온 및 턴오프될 수 있는 각자의 전력 반도체를 가지며, 프리휠링 다이오드가 반대쪽에서 이 전력 반도체와 병렬로 연결된다. 턴오프될 수 있는 이러한 전력 반도체는, 예를 들어, 구매가능한 IGBT 또는 GTO 등이다. 이들 전력 반도체는 보통 반대쪽에 병렬로 연결되는 프리휠링 다이오드와 함께 사용된다. 그러나, 역방향 도통 전력 반도체도 역시 본 발명에 따라 사용될 수 있다. 그러면, 개별적인 프리휠링 다이오드가 불필요하다.
적절하게도, 각각의 에너지 저장소가 커패시터로서 구성되지만, 상세하게는 단극 저장 커패시터로서 구성된다.
추가의 이점 및 구성이 동일한 참조 부호가 동일하게 작용하는 구성요소 부분을 나타내는 첨부 도면을 참조한 예시적인 실시예에 대한 이하의 설명의 주제이다.
도 1은 본 발명에 따른 컨버터의 예시적인 실시예를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 서브모듈의 예시적인 실시예를 더욱 상세히 나타낸 도면이다.
도 1은 본 발명에 따른 컨버터(1)의 예시적인 실시예를 개략적으로 나타낸 것이다. 컨버터(1)가 브리지 회로에서 서로 연결된 전력 반도체 밸브들(2)을 가진다는 것을 알 수 있다. 각각의 전력 반도체 밸브(2)는, 각각, AC 전압 연결(L1, L2, L3)과 DC 전압 연결(31, 32, 33 및 41, 42, 43) 사이에 연장된다. DC 전압 연결(31, 32, 33)은 플러스 극 연결(5)을 통해 DC 전압 전원 시스템(도시 생략)의 플러스 극에 연결될 수 있고, 마이너스 극 연결(6)을 통해 마이너스 극에 연결될 수 있다.
AC 전압 연결(L1, L2 및 L3)은, 각각의 경우에, 변압기의 2차 권선에 연결되고, 변압기의 1차 권선은 AC 전압 전원 시스템(역시 도시 생략)에 연결된다. AC 전압 전원 시스템의 각각의 상에 대해 AC 전압 연결(L1, L2, L3)이 제공된다. 도시된 예시적인 실시예에서, AC 전압 전원 시스템은 3상 시스템이다. 그 결과, 컨버터(1)도 역시 3개의 AC 전압 연결(L1, L2, L3)을 가진다. 고장의 경우에 AC 전압 전원 시스템을 컨버터(1)로부터 분리시키기 위해, 기계적 회로 차단기가 적절하게도 AC 전압 연결(L1, L2, L3)과 변압기 사이에 제공된다. 회로 차단기도 마찬가지로 도 1에 예시되어 있지 않다.
도시된 예시적인 실시예에서, 컨버터(1)는 고전압 직류 전송 설비의 일부이고, AC 전압 전원 시스템들 사이에서 높은 전기 전력을 전송하기 위해 이들을 연결시키는 역할을 한다. 그러나, 이 시점에서 언급할 점은, 컨버터가 또한 시스템 안정화의 역할을 하거나 원하는 전압 품질을 보장하는 역할을 하는 소위 FACTS 설비의 일부일 수 있다는 것이다. 게다가, 또한 구동 기술에서 도 1 및 도 2에 따른 컨버터를 사용하는 것이 가능하다.
도 1에서, 또한 각각의 전력 반도체 밸브(2)가 서브모듈(7) 및 또한 인덕터(8)로 이루어진 직렬 회로를 가진다는 것을 알 수 있다. 이 경우에, 각각의 서브모듈(7)은 2개의 연결 단자(x1 및 x2)를 가진다.
도 2는 본 발명에 따른 서브모듈(7)의 예시적인 실시예를 더욱 상세히 나타낸 것이다. 이 시점에서 주목할 점은, 도 1에 개략적으로 나타낸 모든 서브모듈(7)이 동일하게 구성된다는 것이다. 따라서, 도 2는 서브모듈(7) 및 컨버터(1) 모두의 구성을 하나의 서브모듈(7)을 기초로 대표적인 방식으로 나타낸 것이다.
도 2에 따른 서브모듈(7)은 파선으로 둘러싸여 있고 동일하게 구성되는 제1 서브유닛(9) 및 제2 서브유닛(10)을 가진다. 따라서, 제1 서브유닛(9)은, 도시된 예시적인 실시예에서, 각자의 IGBT(14, 15)를 턴온 및 턴오프될 수 있는 전력 반도체로서 갖는 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13), 및 반대쪽에서 각각 배정된 IGBT(14, 15)와 병렬로 연결되는 각자의 프리휠링 다이오드(16, 17)로 이루어진 제1 직렬 회로(11)를 포함한다. IGBT(14, 15)는 동일한 순방향을 갖는데, 즉, 동일한 쪽에 배향된다. 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13) 사이의 전위점이 제1 연결 단자(x2)에 연결된다. 직렬 회로(11)는 그 양단에서 전압 UC1이 강하되는, 제1 에너지 저장소인 제1 커패시터(18)와 병렬로 연결된다.
제2 서브유닛(10)은 제1 전력 반도체 스위칭 유닛(20) 및 제2 전력 반도체 스위칭 유닛(21) - 각자의 IGBT(22, 23)를 턴온 및 턴오프될 수 있는 전력 반도체로서 가짐 - 으로 이루어진 제2 직렬 회로(19)를 포함한다. IGBT(22, 23)는 전력 반도체 스위칭 유닛(20, 21)이 동일한 쪽에 배향되도록 직렬 회로(19)에서 동일한 순방향을 가진다. 프리휠링 다이오드(24, 25)가 반대쪽에서 제2 직렬 회로(19)의 각각의 IGBT(22, 23)와, 각각, 병렬로 연결된다. 제2 직렬 회로(19)는 그 양단에서 전압 UC2가 강하되는, 제2 커패시터(26)와 병렬로 연결된다. 전력 반도체 스위칭 유닛(20, 21) 사이의 전위점이 제2 연결 단자(x1)에 연결된다.
서브유닛(9, 10)은 연결 수단(27)을 통해 서로 연결된다. 연결 수단(27)은 이미터 연결 분기(28) 및 또한 컬렉터 연결 분기(29)를 가진다. 이미터 연결 분기(28)는 제1 직렬 회로(11)의 IGBT(15)의 이미터를 제2 직렬 회로(19)의 IGBT(23)의 이미터에 연결시킨다. 컬렉터 연결 분기(29)는, 이와 달리, 제1 직렬 회로(11)의 IGBT(14)의 컬렉터를 제2 직렬 회로(19)의 IGBT(22)의 컬렉터에 연결시킨다. 전위 분리 다이오드(30) 및 제한 저항기(31)가 이미터 연결 분기(28)에 배열된다. 컬렉터 연결 분기(29)도 마찬가지로 전위 분리 다이오드(32) 및 또한 제한 저항기(33)를 가진다. 이미터 연결 분기(28)가, 스위칭 유닛(35)이 배열되는 스위칭 분기(34)를 통해, 컬렉터 연결 분기(29)에 연결된다. 도시된 예시적인 실시예에서, 스위칭 유닛은 전력 반도체 스위칭 유닛(35)으로서 실현되고, 반대쪽에서 그와 병렬로 연결된 IGBT(36) 및 프리휠링 다이오드(37)를 포함한다. 이 경우에, 스위칭 분기(34)는 전위 분리 다이오드(30)의 캐소드측을 전위 분리 다이오드(32)의 애노드측에 연결시키고, 상기 애노드와 스위칭 분기(34) 사이에 배열된 제한 저항기(33)가 무시된다.
서브모듈(7)의 회로의 동작 모드에 대해 이하에서 설명한다. 먼저, 주목할 점은, 턴온 및 턴오프될 수 있는 전력 반도체 스위치(14, 15, 22, 23) 및 프리휠링 다이오드(16, 17, 24, 25) 둘다의 모든 전력 반도체의 요구된 역방향 전압이 2개의 단극 저장 커패시터(18, 26)의 최대 전압(선택된 예시적인 실시예에서 동일함)에 의존한다는 것이다. 상기 전력 반도체의 역방향 전압의 과도한 치수의 단점이 이러한 방식으로 회피된다.
전체적으로 볼 때, 클램핑 전압 Ux과 관련하여 서로 상이한 복수의 스위칭 상태를 구별하는 것이 가능하다.
예로서 택한 하나의 스위칭 상태(1)에서, 연결 단자(x2, x1) 양단에서 강하되는 클램핑 전압(Ux)은 클램핑 전류의 방향에 상관없이 0이다. 이 스위칭 상태에서, IGBT(15, 22, 36)는 그의 온상태 위치에 있고, 이 경우 각자의 IGBT를 통해 순방향으로 전류 흐름이 가능하게 된다. 나머지 IGBT, 즉 IGBT(14, 23)는, 이와 달리, 그의 차단 위치에 있고, 따라서 상기 IGBT를 통한 전류 흐름이 인터럽트된다. 도 2에서 제1 연결 단자(x2)에 화살표로 나타낸 플러스 전류 방향 ix(ix positive)이 주어진 경우, 전력 반도체(15, 37, 22)가 전류를 전달한다. 마이너스 전류 방향(ix negative)이 주어진 경우, 전력 반도체(24, 36, 17)가 전류를 전달한다.
하기의 표는 바람직하게 사용되는 스위칭 상태를 요약한 것이다.
Figure pct00001
열 WC1 및 WC2는 저장 커패시터(18, 26)가 에너지를 받아들이는지 출력하는지를 나타내기 위한 것이고, 여기서 +1은 에너지를 받아들이는 것을 나타내고 -1은 에너지를 출력하는 것을 나타낸다.
스위칭 상태(2, 3, 4)에서 연결 단자(x2, x1)에 플러스 전압이 항상 발생된다는 것을 표로부터 알 수 있다. 클램핑 전류의 방향에 상관없이 이러하다. 따라서, 예로서, 커패시터 전압 UC1 또는 커패시터 전압 UC2 또는 커패시터 전압의 합 UC1+UC2가 연결 단자 양단에서 강하될 수 있다.
스위칭 상태(5)에서, 모든 구동가능한 전력 반도체, 즉 IGBT(14, 15, 22, 23, 36)는 그의 인터럽터 위치에 있고, 따라서 IGBT를 통한 전류 흐름이 인터럽트된다. 이 스위칭 상태에서, 클램핑 전압 Ux는, 클램핑 전류 ix의 극성에 상관없이, 항상 역 EMF를 형성하고, 따라서 서브모듈(7)은 항상 에너지를 흡수한다. 마이너스 전류 방향 ix negative가 주어진 경우, 저장 커패시터(26, 18)로 형성된 병렬 회로에 의해 그리고 또한 댐핑 저항기(30, 32) 양단의 전압 강하에 의해 마이너스 역 EMF가 발생된다. 커패시터 전압 UC1 및 UC2가 정확하게 대응하지 않는 경우, 이들이 자동으로 평형을 이룬다. 스위칭 상태(5)에서, 양호한 근사화에 대해 하기가 성립하고:
Figure pct00002
여기서 UR은 댐핑 저항기(32, 30) 양단의 전압 강하에 대응한다.
플러스 전류 방향이 주어진 경우, 플러스 역 EMF
Figure pct00003
이 발생된다. 여기서, 또한 저장 커패시터(18, 25)의 충전에 의해서만, 각각, 전류 흐름이 일어날 수 있다. 이 경우에, 발생하는 전류가 양쪽 커패시터를 통해 지나가는 것이 유리한데, 그 이유는 그러면 후자에서 단지 하나의 커패시터가 에너지를 받아 들여야만 하는 경우보다 더 낮은 과전압이 일어나기 때문이다.
게다가, 이상에 제시된 표로부터, 서브모듈(7) 및 그의 2개의 서브유닛(9, 10)에 의해 출력 단자에 종래 기술(DE 101 03 031 A1)에 따른 2개의 직렬 연결된 서브모듈의 경우에서와 동일한 출력 전압을 발생하는 것이 가능하다는 것을 알 수 있다. 서브유닛(9, 10)은, 말하자면, 종래 기술에 따른 각자의 서브모듈에 대응한다. 달리 말하면, 도 2의 본 발명에 따른 서브모듈은 종래 기술에 따른 2개의 서브모듈과 동일한 방식으로 구동될 수 있다. 따라서, 모든 공지된 제어 방법이 여전히 이용될 수 있다. 그러나, 좁은 의미에서, 종래 기술에 따른 직렬로 연결된 서브모듈의 수가 항상 짝수여야 한다는 2차 조건이 존재한다. 그러나, 고전압 응용의 경우에, 직렬로 연결된 서브모듈의 수는 상기 2차 조건이 중요하지 않을 정도로 크다.
고장의 경우에 전체 전류 감소를 위해 스위칭 상태(5)가 사용될 수 있다. 모든 서브모듈(7)이 이 스위칭 상태로 전환되면, 컨버터(1)의 분기 전류 및 결과적으로 AC 전압측 및 DC 전압측에서의 전류도, 모든 직렬 연결된 서브모듈(7)의 역 EMF의 합으로 인해, 아주 빠르게 영으로 감소된다. 이 전류 감소의 속도는 상기한 역 EMF 및 전기 회로에 존재하는 총 인덕턴스로 인한 것이다. 통상적으로, 이는 도시된 예시적인 실시예에서, 수 밀리초 정도의 크기이다.
전류 감소의 시작까지의 불감 시간(dead time)은 실질적으로 스위칭 유닛(35)의 응답 시간에 의존한다. 도 2의 전력 반도체 스위칭 유닛이 스위칭 유닛(35)에 사용되는 경우, 상기 불감 시간은 무시할만하다. 그러면, 불감 시간은 실질적으로 외란 경우를 식별하는 데 사용되는 다양한 측정 센서 및 전류 도체의 관성으로 인한 것이다. 이 측정된 값 검출의 이 관성은 현재 통상적으로 수십 마이크로초의 범위에 있다.
본 발명에 따른 서브모듈 및 본 발명에 따른 컨버터(1)의 이점이 다음과 같이 요약될 수 있다: 먼저, 고장의 경우에 발생하는 단락 회로 전류의 완전한 감소 때까지의 기간이 아주 짧다. 그 결과, 컨버터(1)의 AC 전압측에 제공된 스위치가 먼저 트리거될 필요는 없다. AC 전압측에서의 전류 및 DC 전압측에서의 전류 둘 다가 정격 전류를 단지 약간 초과한다. 종래 기술과 달리, 서브모듈의 전력 반도체가 사이리스터 또는 기타 브리징 요소에 의해 보호될 필요가 없다. 전류 턴오프의 신뢰성이 아주 높은데, 그 이유는 컨버터(1)의 전력 반도체 밸브에서 많은 수의 직렬 연결된 서브모듈에 의해 중복성이 보장되기 때문이다. 신뢰성과 관련하여, 컨버터(1)가 그의 구성요소 모두에 의해 연속적으로 동작하고 도량형적으로 항상 모니터링된다는 것이 설명되어야만 한다. 이러한 기능 신뢰성이 고장의 경우에, 이러한 고장의 경우에만 활성화되는 전류 감소를 위한 비슷한 장치에서는 제공되지 않는다.
본 발명의 추가의 본질적인 이점은 정상 동작으로의 "스위칭 백"이 언제라도 가능하고, 따라서 잘못된 불필요한 트리거링 또는 검출의 경우에도, 설비 동작에 대한 부정적 영향이 최소화될 수 있다는 것이다.
본 발명에 따른 컨버터(1)의 도움으로, 게다가 분기형 DC 전압 전원 시스템에서조차도, DC 전압 전류를 빠르게 0으로 되게 하는 것이 가능하다. DC 전압 회로에서, 예를 들어, 진공 인터럽터 또는 역평행 사이리스터에 의한, 전류없는 분리가 이러한 방식으로 가능하다. 분기형 DC 전압 전원 시스템의 경우에, 물론 DC 전압 전원 시스템에 연결된 나머지 컨버터가 전류를 감소시키는 것, 즉 서브모듈(7)의 스위칭 상태(5)로 빠르게 전환시키는 것도 필요하다. DC 전압 전원 시스템의 고장난 시스템 섹션이 따라서 공지된 기계적 스위치에 의해 전류 없이 간단하고 비용 효과적으로 나머지 DC 전압 전원 시스템으로부터 분리될 수 있다. 고장난 시스템 섹션이 이온 소실 또는 고장 국지화를 위해 "일시 정지"될 수 있고 나중에 그의 배정된 컨버터에 의해 기동될 수 있다. 아주 짧은 시간 내에, 나머지 컨버터가 전체 DC 전압 전원 시스템을 재활성화시킬 수 있다.

Claims (13)

  1. 컨버터(1)를 형성하는 서브모듈(7)로서,
    제1 서브유닛(5) - 상기 제1 서브유닛(5)은,
    제1 에너지 저장소(18),
    각각이 턴온 및 턴오프될 수 있는 전력 반도체(14, 15)를 갖고 동일한 순방향을 가지며 각각 상기 순방향에 대해 전도성 카운터(conductive counter)인 2개의 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13)으로 형성된 제1 직렬 회로(11) - 상기 제1 직렬 회로(11)는 상기 제1 에너지 저장소(18)와 병렬로 연결됨 -, 및
    상기 제1 직렬 회로(11)의 상기 전력 반도체 스위칭 유닛들(12, 13) 사이의 전위점에 연결되는 제1 연결 단자(x2)를 가짐 -, 및
    제2 서브유닛 - 상기 제2 서브유닛은,
    제2 에너지 저장소(26),
    각각이 턴온 및 턴오프될 수 있는 전력 반도체(22, 23)를 갖고 동일한 순방향을 가지며 각각 상기 순방향에 대해 전도성 카운터(conductive counter)인 2개의 전력 반도체 스위칭 유닛(20, 21)으로 형성된 제2 직렬 회로(19) - 상기 제2 직렬 회로(19)는 상기 제2 에너지 저장소(26)와 병렬로 연결됨 -, 및
    상기 제2 직렬 회로(19)의 상기 전력 반도체 스위칭 유닛들(20, 21) 사이의 전위점에 연결되는 제2 연결 단자(x1)를 가짐 -
    을 포함하고,
    상기 제1 서브유닛(9) 및 상기 제2 서브유닛(10)은, 모든 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13, 20, 21)의 적어도 하나의 선택된 스위칭 상태에서, 상기 제1 에너지 저장소(18) 및/또는 상기 제2 에너지 저장소(26)를 통해서만 상기 제1 연결 단자(x2)와 상기 제2 연결 단자(x1) 사이에서 양쪽 방향으로 전류 흐름이 일어나도록 구성된 연결 수단(27)을 통해 서로 연결되는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  2. 제1항에 있어서,
    상기 연결 수단(27)은 스위칭 유닛(35)을 갖는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛(35)은 기계적 스위칭 유닛, 반도체 스위치 또는 전력 반도체 스위칭 유닛인 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 연결 수단(27)은 상기 제1 서브유닛(9)과 상기 제2 서브유닛(10) 사이의 전압차를 유지하도록 설계된 적어도 하나의 전위 분리 다이오드(30, 32)를 갖는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 연결 수단(27)은 적어도 하나의 댐핑 저항기(31, 33)를 갖는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 연결 수단(27)은 상기 제1 직렬 회로(11)의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛(13)의 이미터를 상기 제2 직렬 회로(19)의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛(21)의 이미터에 연결시키고 전위 분리 다이오드(30)가 배열되는 이미터 연결 분기(28), 상기 제1 직렬 회로(11)의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛(12)의 컬렉터를 상기 제2 직렬 회로(19)의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛(20)의 컬렉터에 연결시키고 전위 분리 다이오드(32)가 배열되는 컬렉터 연결 분기(29), 및 스위칭 유닛(35)이 배열되고 상기 이미터 연결 분기(28)의 상기 전위 분리 다이오드(30)의 캐소드를 상기 컬렉터 연결 분기(29)의 상기 전위 분리 다이오드(32)의 애노드에 연결시키는 스위칭 분기(34)를 갖는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  7. 제6항에 있어서,
    상기 이미터 연결 분기(28)에 그리고 상기 컬렉터 연결 분기(29)에 댐핑 저항기(31, 33)가 배열되는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 선택된 스위칭 상태에서, 모든 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13, 20, 21, 35)이 그들의 인터럽터 위치에 있는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  9. 제8항에 있어서,
    상기 연결 수단(27)은 상기 선택된 스위칭 상태에서 그것의 인터럽터 위치에 있는 적어도 하나의 스위칭 유닛(35)을 갖는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13, 20, 21, 35)은 턴온 및 턴오프될 수 있는 역방향 도통 전력 반도체 스위치인 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  11. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    각각의 전력 반도체 스위칭 유닛(12, 13, 20, 21, 35)은 턴온 및 턴오프될 수 있는 각자의 전력 반도체(14, 15, 22, 23, 26)를 갖고, 반대쪽에서 프리휠링 다이오드(16, 17, 24, 25, 37)가 상기 전력 반도체와 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  12. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
    각각의 에너지 저장소는 단극 저장 커패시터(18, 26)인 것을 특징으로 하는 서브모듈(7).
  13. 특히 고전압 응용을 위한 컨버터(1)로서,
    상기 컨버터(1)는, 각각의 경우에 AC 전압 연결(L1, L2, L3)과 DC 전압 연결(31, 32, 33, 41, 42, 43) 사이에 연장되고 브리지 회로를 형성하는 전력 반도체 밸브(2)를 포함하고,
    각각의 전력 반도체 밸브(2)는 2극 서브모듈(7)에 의해 형성된 직렬 회로를 갖고 각각의 서브모듈(7)은 적어도 하나의 에너지 저장소(18, 26) 및 적어도 하나의 전력 반도체 회로(11, 19)를 갖고,
    상기 서브모듈은 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항의 서브모듈(7)인 것을 특징으로 하는 컨버터(1).
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